JP2023154840A - サイリスタの強制転流回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 大型のキャパシタおよび大型のリアクトルを用いることなく構成することが可能なサイリスタの強制転流回路を提供する。
【解決手段】サイリスタに対して並列接続される強制転流回路１００であって、直列接続された電圧源３００および自己消弧素子Ｑ１を含み、電圧源３００は所定の電圧に充電されるキャパシタを含み、電圧源３００の電圧は、強制転流回路１００の順電圧降下からサイリスタＴｈ１の順電圧降下を差し引いた電圧より大きい電圧であり、電圧源２００に含まれるキャパシタの耐圧は、強制転流回路１００に与えられる最大電圧よりも小さい。
【選択図】図１

Description

この発明は、サイリスタに流れる電流を転流させることによりサイリスタをオフさせる強制転流回路に関する。

図４は３相の電力変換回路の例を示す回路図である。この電力変換回路は、Ｕ相交流回路５００Ｕ、Ｖ相交流回路５００Ｖ、Ｗ相交流回路５００Ｗからなる。Ｕ相交流回路５００Ｕ、Ｖ相交流回路５００Ｖ、Ｗ相交流回路５００Ｗは、逆並列接続されたサイリスタＴｈ１ａおよびＴｈ１ｂの対を各々含んでいる。ここで、サイリスタＴｈ１ａおよびＴｈ１ｂは、自己消弧機能を有していない。そこで、Ｕ相交流回路５００Ｕ、Ｖ相交流回路５００Ｖ、Ｗ相交流回路５００Ｗに対し、サイリスタＴｈ１ａ、Ｔｈ１ｂに流れる電流を転流させてサイリスタＴｈ１ａ、Ｔｈ１ｂをオフにする強制転流回路６００Ｕ、６００Ｖ、６００Ｗが設けられる場合がある。

図５はこの種の強制転流回路の一例である強制転流回路６００の構成を示す回路図である。なお、図５の強制転流回路６００は、サイリスタＴｈ１ａの強制転流を行う回路であるが、サイリスタＴｈ１ｂの強制転流を行う回路も同様な構成である。

図５に示すように、強制転流回路６００は、ダイオードＤ０と、補助サイリスタＴｈ２と、キャパシタＣ０と、リアクトルＬ０とを含む。ここで、ダイオードＤ０および補助サイリスタＴｈ２は、サイリスタＴｈ１ａのアノードおよびカソード間に直列接続されている。また、補助サイリスタＴｈ２には、キャパシタＣ０およびリアクトルＬ０からなる直列共振回路が並列接続されている。

このような構成において、主電流Ｉａが流れているときにサイリスタＴｈ１ａをオフさせる場合の動作を説明する。サイリスタＴｈ１ａが以前のサイクルにおいてオフしていた時に、回路電圧によりキャパシタＣ０は図の左側を正極性とする向きに充電されている。この場合、まず、補助サイリスタＴｈ２をオンさせる。これによりキャパシタＣ０に充電されていた電荷が補助サイリスタＴｈ２を介して放電され、補助サイリスタＴｈ２に電流Ｉｂが流れる。この結果、キャパシタＣ０およびリアクトルＬ０からなる直列共振回路に共振が発生する。この共振により、キャパシタＣ０は逆向きに充電された後、放電を始め、電流Ｉｂの極性が反転する。電流Ｉｂの極性が反転すると、補助サイリスタＴｈ２がオフする。補助サイリスタＴｈ２がオフすると、キャパシタＣ０およびリアクトルＬ０からなる直列共振回路の共振電流はサイリスタＴｈ１ａを経由する電流Ｉｃとなる。この電流ＩｃはサイリスタＴｈ１ａに流れる主電流Ｉａを打ち消す。この結果、サイリスタＴｈ１ａはオフする。その後、電流ＩｃによりキャパシタＣ０が所定電圧まで充電されると、電流Ｉｃは停止する。なお、このようなサイリスタの強制転流回路に関しては例えば特許文献１に開示がある。

ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の自己消弧素子の普及によりこのようなサイリスタを使用した回路は、高周波スイッチングを行う電力変換回路の主スイッチング素子としては使われなくなってきている。しかし、サイリスタは導通損が小さく、かつ、サージ電流耐量が大きいという特性を有するので、高速性の要求されない切替スイッチとして現在でも用いられている。

ちなみにＩＧＢＴを切替スイッチに用いた場合、一般的なＩＧＢＴは逆耐圧がないため、交流用途では２個のＩＧＢＴを逆直列接続して切替スイッチを構成する必要がある。その場合、切替スイッチの順電圧は２Ｖ×２＝４Ｖとなる。これに対し、サイリスタを切替スイッチに用いた場合、順電圧は１．３Ｖ前後となる。

また、ＩＧＢＴは定格の２倍までしかサージ電流を流すことができないが、サイリスタは定格の１０倍程度のサージ電流を流せる。このようにサイリスタは、サージ電流耐量が大きいため、消弧できない大電流（短絡電流等）が流れているとき、ヒューズ断まで耐えることができる。

特開昭６２－１２３７２号公報

ところで、上述した従来の強制転流回路において、サイリスタＴｈ１ａに流れる主電流Ｉａを遮断するためには、キャパシタＣ０に流れる電流Ｉｂ、Ｉｃを主電流Ｉａの最大値よりも大きくする必要がある。また、この大きな電流Ｉｂ、ＩｃをサイリスタＴｈ１ａの遮断に要する時間だけキャパシタＣ０に流し続ける必要があり、キャパシタＣ０はこのためのキャパシタンスを有している必要がある。また、キャパシタＣ０には、少なくとも電源系のピーク電圧相当の電圧（図４の例では相間電圧である回路電圧）が印加される可能性があり、これに応じた耐圧が要求される。さらにキャパシタＣ０に電圧が印加される際、リアクトルＬ０または配線インダクタンスと共振を起こすことがある。共振電圧のピークは印加電圧の2倍程度まで達する。このため、キャパシタＣ０は大型になる。

また、リアクトルＬ０は、サイリスタＴｈ１ａの遮断に要する時間よりも長い共振周期を実現するインダクタンスを有している必要がある。また、リアクトルＬ０は、主電流Ｉａの最大値よりも大きな電流容量を有している必要がある。ここで、リアクトルＬ０に流れる電流は非繰り返し波形であるため、リアクトルＬ０の巻線断面積は連続定格よりも小さくて良いものの、鉄心はピーク電流に対する飽和を避けるために断面積を大きくする必要がある。よって、リアクトルＬ０は大型になる。

この発明は、以上説明した事情に鑑みてなされたものであり、大型のキャパシタおよび大型のリアクトルを用いることなく構成することが可能なサイリスタの強制転流回路を提供することを目的とする。

この発明の一態様であるサイリスタの強制転流回路は、サイリスタに対して並列接続される強制転流回路であって、直列接続された電圧源および自己消弧素子を含み、前記電圧源は所定の電圧に充電されるキャパシタを含み、前記電圧源の電圧は、前記強制転流回路の順電圧降下から前記サイリスタの順電圧降下を差し引いた電圧より大きい電圧であり、前記電圧源に含まれる前記キャパシタの耐圧は、前記強制転流回路に与えられる最大電圧よりも小さいことを特徴とする。

この強制転流回路によれば、自己消弧素子がオンすることにより、電圧源の電圧が自己消弧素子を介してサイリスタに与えられる。この結果、電圧源および自己消弧素子を経由する経路にサイリスタの電流が転流し、サイリスタがオフになる。そして、サイリスタがオフになった後、自己消弧素子がオフになり、転流動作が終了する。この強制転流回路は、共振を利用するものではないので、共振回路を構成する大型のキャパシタおよび大型のリアクトルが不要である。

この発明の一実施形態である強制転流回路の構成を示す回路図である。 同強制転流回路の電圧源の第１の例を示す回路図である。 同強制転流回路の電圧源の第２の例を示す回路図である。 ３相の電力変換回路の例を示す回路図である。 従来の強制転流回路の構成例を示す回路図である。

以下、図面を参照しつつ本開示の実施形態について説明する。
図１はこの発明の一実施形態である強制転流回路１００の構成を示す回路図である。なお、図１には、強制転流回路１００に関する理解を容易にするため、強制転流回路１００の適用対象であるサイリスタＴｈ１と、強制転流回路１００を制御する制御回路２００とが、強制転流回路１００とともに図示されている。

図１に示すように、強制転流回路１００は、サイリスタＴｈ１に対して並列接続される。この強制転流回路１００は、電圧源３００と、リアクトルＬと、自己消弧素子Ｑ１と、ダイオードＤＢ、Ｄ１およびＤ２とを有する。

ここで、電圧源３００と、リアクトルＬと、自己消弧素子Ｑ１と、ダイオードＤＢは、サイリスタＴｈ１のアノードとカソードとの間に直列接続されている。図示の例において、自己消弧素子Ｑ１は、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であり、コレクタがリアクトルＬに接続され、エミッタがダイオードＤＢに接続されている。ダイオードＤＢは、アノードが自己消弧素子Ｑ１のエミッタに接続され、カソードがサイリスタＴｈ１のカソードに接続されている。このダイオードＤＢは、自己消弧素子Ｑ１に逆電圧が加わるのを阻止する逆電圧ブロックダイオードである。また、リアクトルＬは、自己消弧素子Ｑ１がオンしたときに流れる電流Ｉ２（図１参照）を制限する役割を果たす。本実施形態では、電流Ｉ２が流れる経路の配線がリアクトルＬとして機能する。

また、ダイオードＤ１は、電圧源３００に並列接続されている。より具体的には、ダイオードＤ１は、アノードがサイリスタＴｈ１のアノードに接続され、カソードが電圧源３００およびリアクトルＬの共通接続点に接続されている。このダイオードＤ１は、電圧源３００に逆電圧が印加されるのを防止する逆電圧ブロックダイオードとして機能する。また、ダイオードＤ２は、カソードが電圧源３００およびリアクトルＬの共通接続点に接続され、アノードがリアクトルＬおよび自己消弧素子Ｑ１の共通接続点に接続されている。このダイオードＤ２は、リアクトルＬに蓄積された電気エネルギーを還流電流として流す還流ダイオードとして機能する。

本実施形態において、電圧源３００は、所定の電圧に充電されたキャパシタである。電圧源３００は、サイリスタＴｈ１のアノードが接続された第１ノードａに負極が接続され、リアクトルＬ、ダイオードＤ１およびＤ２の共通接続点である第２ノードｂに正極が接続されている。電圧源３００の電圧は、強制転流回路１００の順電圧降下からサイリスタＴｈ１の順電圧降下を差し引いた電圧より大きい程度の電圧である。具体的には、電圧源３００の電圧は、自己消弧素子Ｑ１およびダイオードＤＢの直列回路の順電圧降下（例えば４Ｖ）からサイリスタＴｈ１の順電圧降下（例えば２Ｖ）を差し引いた電圧（この例では２Ｖ）よりも大きい程度の電圧（例えば１０Ｖ）である。また、電圧源３００を構成するキャパシタの耐圧は、強制転流回路１００に加わる最大電圧である回路電圧よりも低い。ここで、回路電圧は、例えば多相回路の相間電圧、あるいは中性点に対する相電圧のピーク値、平均値、実効値のうちの最も低い電圧値に基づいて決定される。

次に本実施形態の動作について説明する。サイリスタＴｈ１をオフさせる場合、制御回路２００は、自己消弧素子Ｑ１をオンさせる。これにより、電圧源３００の電圧がリアクトルＬ、自己消弧素子Ｑ１およびダイオードＤＢを介してサイリスタＴｈ１のカソードおよびアノード間に印加され、電圧源３００、リアクトルＬ、自己消弧素子Ｑ１およびダイオードＤＢという経路を介した電流Ｉ２が流れる。

ここで、自己消弧素子Ｑ１をオンさせると、電流Ｉ２が急激に増加して自己消弧素子Ｑ１に損傷を与える可能性がある。そこで、図１では、リアクトルＬがこの電流Ｉ２の急激な増加を制限する。自己消弧素子Ｑ１を介して電流Ｉ２が流れると、その分だけサイリスタＴｈ１の主電流Ｉ１が減少する。そして、主電流Ｉ１が０になり、主電流Ｉ１が０の状態が所定時間継続すると、サイリスタＴｈ１はオフとなる。

制御回路２００は、自己消弧素子Ｑ１をオンさせた後、サイリスタＴｈ１がオフになるのに必要な時間が経過したタイミングにおいて、自己消弧素子Ｑ１をオフさせ、電流Ｉ２を遮断する。このとき、ダイオードＤ２は、リアクトルＬに蓄積された電気エネルギーを還流電流として流す。また、ダイオードＤＢは、電流Ｉ２の遮断によりリアクトルＬに発生する逆電圧が自己消弧素子Ｑ１に加わるのを阻止する。

次に電圧源３００の具体例について説明する。図２は電圧源３００の第１の例である電圧源３００Ａの構成を示す回路図である。この電圧源３００Ａは、大容量の電解キャパシタ（日本では電解コンデンサと呼ばれることが多い）３１と、この電解キャパシタ３１を充電する充電回路３２とにより構成されている。

電解キャパシタ３１は、負極が第１ノードａに、正極が第２ノードｂに接続されている。本実施形態において、充電回路３２は、出力電圧が低電圧であり、時間を掛けて充電を行うものでよい。そのため、充電回路３２は、電力容量の小さいものでよい。図示の例では、充電回路３２は、トランス３２１と、ダイオード３２３および３２４からなる整流回路３２２により構成されている。トランス３２１には、サイリスタＴｈ１が設けられた交流回路の交流電圧４００Ｖが与えられる。トランス３２１は、この４００Ｖの交流電圧を降圧して出力する。整流回路３２２は、このトランス３２１の出力電圧を整流し、１０Ｖの直流電圧を電解キャパシタ３１に出力する。電解キャパシタ３１の充電電圧を１０Ｖとし、１０００Ａの電流を例えば１秒間流すことができる電解キャパシタ３１を１００秒で充電するものとすると、電解キャパシタ３１の充電に要する電力は、１０Ｖ×１０００Ａ×１秒／１００秒＝１００Ｗ程度となる。

図３は電圧源３００の第２の例である電圧源３００Ｂの構成を示す回路図である。この電圧源３００Ｂは、複数（この例では４個）のキャパシタＣ＿１～Ｃ＿４と、複数（この例では９個）のダイオードＤ＿１～Ｄ＿９と、ダイオード４１および抵抗４２からなる充電回路４０と、を有する。なお、図３では、図面が煩雑になるのを防止するため、キャパシタの個数を４個としたがキャパシタの個数は５個以上であってもよい。

図３において、複数のダイオードＤ＿１～Ｄ＿９は、第１ダイオードと第２ダイオードとを含む。ここで、第１ダイオードは、第１ノードａと第２ノードｂの間に第１ノードａが正、第２ノードｂが負となる電圧が印加されることによりオンとなるダイオードＤ＿１～Ｄ＿６である。また、第２ダイオードは、第１ノードａが負、第２ノードｂが正となる電圧が印加されることによりオンとなるダイオードＤ＿７～Ｄ＿９である。

ここで、第１ダイオードＤ＿１～Ｄ＿６は、それらがオンとなることにより、第１ノードａと第２ノードｂとの間に複数のキャパシタＣ＿１～Ｃ＿４を並列接続する（実線矢印参照）。また、第２ダイオードＤ＿７～Ｄ＿９は、それらがオンとなることにより、第１ノードａと第２ノードｂとの間に複数のキャパシタＣ＿１～Ｃ＿４を直列接続する（破線矢印参照）。

従って、電圧源３００Ｂでは、第１ノードａと第２ノードｂの間に第１ノードａが正、第２ノードｂが負となる電圧が印加される期間、第１ノードａと第２ノードｂの間に複数のキャパシタＣ＿１～Ｃ＿４が並列接続された状態となる。そして、転流動作は、この第１ノードａが正、第２ノードｂが負となる電圧が第１ノードａと第２ノードｂの間に印加される期間内に行われる。

また、電圧源３００Ｂでは、第１ノードａと第２ノードｂの間に第１ノードａが負、第２ノードｂが正となる電圧が印加される期間、第１ノードａと第２ノードｂの間に複数のキャパシタＣ＿１～Ｃ＿４が直列接続された状態となる。そして、この期間には、他相の交流電圧を整流した直流電圧が充電回路４０により第２ノードｂに与えられ、この直流電圧により、直列接続されたキャパシタＣ＿１～Ｃ＿４の充電が行われる。他相の交流電圧とは、強制転流回路１００が接続されたサイリスタＴｈ１が属する交流回路の他の相の交流回路に与えられる交流電圧を意味する。

ここで、仮に電圧源３００Ｂにおけるキャパシタの個数をＮ、１個のキャパシタのキャパシタンスをＣ、耐圧をＥとする。この場合、Ｎ個のキャパシタを直列接続すると、キャパシタンスはＣ／Ｎ、耐圧はＮ・Ｅとなる。一方、Ｎ個のキャパシタを並列接続すると、キャパシタンスはＮ・Ｃ、耐圧はＥとなる。

他相の交流電圧が４００Ｖであるとすると、ピーク電圧４００×√２＝５６６Ｖが直列接続されたキャパシタに印加される。例えばＮ＝５であるとすると、５６６Ｖ／５＝１１３Ｖの電圧が１個のキャパシタに印加される。そこで、この電圧よりも耐圧が高いキャパシタ、例えばキャパシタンスが１０００μＦ、耐圧が１６０Ｖのキャパシタを用いる。この場合、直列接続時のキャパシタンスは１０００μＦ／５＝２００μＦ、並列接続時のキャパシタンスは１０００μＦ×５＝５０００μＦとなる。

サイリスタＴｈ１をオフさせるために、電圧源３００Ｂは、サイリスタＴｈ１の遮断に要する時間、自己消弧素子Ｑ１およびダイオードＤＢの直列回路の順電圧降下（例えば４Ｖ）からサイリスタＴｈ１の順電圧降下（例えば２Ｖ）を差し引いた電圧（この例では２Ｖ）よりも大きい電圧を維持する必要がある。この場合、自己消弧素子Ｑ１およびダイオードＤＢの直列回路の順電圧降下と、サイリスタＴｈ１の順電圧降下は、数Ｖのオーダーである。このため、並列接続時のキャパシタに関しては、従来回路のような数１００Ｖの電圧は必要なく、むしろ低電圧で大容量であることが望まれる。並列接続時は、この例のように、１６０Ｖの耐圧と５０００μＦのキャパシタンスを実現できれば十分である。

また、この例では、４００Vの交流電圧を利用して、直列接続された５個のキャパシタを充電する。この場合、キャパシタ１個当たりの印加電圧は、約１００Ｖになるので問題ない。

このように第２の例では、サイリスタＴｈ１の遮断に要する時間に亙って、並列接続された複数のキャパシタから数１０Ｖの電圧を出力することができ、また、数１００Ｖの交流電圧を利用して、直列接続された複数のキャパシタの充電を行うことができる。

以上説明したように、本実施形態による強制転流回路１００は、直列接続された電圧源３００および自己消弧素子Ｑ１を含み、電圧源３００は所定の電圧に充電されるキャパシタを含み、電圧源３００の電圧は、強制転流回路１００の順電圧降下からサイリスタＴｈ１の順電圧降下を差し引いた電圧より大きい電圧であればよく、電圧源３００に含まれるキャパシタの耐圧は、強制転流回路に与えられる最大電圧よりも小さくてよい。従って、強制転流回路１００は、大型のキャパシタおよび大型のリアクトルを用いないで構成することができる。

また、強制転流回路１００では、リアクトルＬが自己消弧素子Ｑ１にリアクトルＬに直列接続されている。このため、自己消弧素子Ｑ１のオン時に流れる電流がリアクトルＬにより制限され、自己消弧素子Ｑ１が保護される。このリアクトルＬは、配線のインダクタンスであってもよい。また、リアクトルＬは省略してもよい。

また、強制転流回路１００では、ダイオードＤ１が電圧源３００に並列接続されている。このダイオードＤ１は、電圧源３００に逆電圧が印加されるのを防止する逆電圧ブロックダイオードとして機能する。

また、強制転流回路１００では、リアクトルＬにダイオードＤ２が並列接続されている。このダイオードＤ２は、自己消弧素子Ｑ１のオフ時にリアクトルＬの電流を流す還流ダイオードとして機能し、自己消弧素子Ｑ１にサージ電圧が印加されるのを防止する。

また、好ましい態様において、強制転流回路１００は、サイリスタを含む交流回路の当該サイリスタＴｈ１に設けられる強制転流回路であって、電圧源３００Ａを有する。この電圧源３００Ａは、電圧源３００Ａの負極に対応した第１ノードａと正極に対応した第２ノードとの間に接続された電解キャパシタ３１と、電解キャパシタ３１を充電する充電回路３２とを含む。充電回路３２は、交流回路に与えられる交流電圧を降圧するトランス３２１と、トランス３２１の出力電圧を整流した直流電圧により電解キャパシタ３１を充電する整流回路３２２とを含む。従って、この態様によれば、低圧かつ大容量のキャパシタを電圧源３００Ａとして機能させることができる。

また、好ましい態様において、強制転流回路１００は、サイリスタを各々含む複数相の交流回路の各相のサイリスタＴｈ１に設けられる強制転流回路であって、電圧源３００Ｂを有する。この電圧源３００Ｂは、複数のキャパシタＣ＿１～Ｃ＿４と、複数のダイオードＤ＿１～Ｄ＿９と、充電回路４０と、を含む。複数のダイオードＤ＿１～Ｄ＿９は、電圧源３００Ｂの負極に対応した第１ノードａと電圧源３００Ｂの正極に対応した第２ノードｂとの間に第１ノードａが正、第２ノードｂが負となる電圧が印加されることによりオンとなる第１ダイオードＤ＿１～Ｄ＿６と、第１ノードａと第２ノードｂとの間に第１ノードａが負、第２ノードｂが正となる電圧が印加されることによりオンとなる第２ダイオードＤ＿７～Ｄ＿９と、を含む。第１ダイオードＤ＿１～Ｄ＿６は、オンとなることにより、第１ノードａと第２ノードｂとの間に複数のキャパシタＣ＿１～Ｃ＿４を並列接続し、第２ダイオードＤ＿７～Ｄ＿９は、オンとなることにより、第１ノードａと第２ノードｂとの間に複数のキャパシタＣ＿１～Ｃ＿４を直列接続する。充電回路４０は、複数の第２ダイオードＤ＿７～Ｄ＿９がオンである期間に、直列接続された複数のキャパシタＣ＿１～Ｃ＿４を、他相の交流回路に与えられる交流電圧を整流した直流電圧により充電する。この態様においても、低圧かつ大容量のキャパシタを電圧源３００Ｂとして機能させることができる。

１００……強制転流回路、Ｔｈ１……サイリスタ、３００，３００Ａ，３００Ｂ……電圧源、Ｑ１……自己消弧素子、Ｌ……リアクトル、ＤＢ，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ＿１～Ｄ＿９，４１……ダイオード、Ｃ＿１～Ｃ＿４……キャパシタ、２００……制御回路、３１……電解キャパシタ、３２，４０……充電回路、３２１……トランス、３２２……整流回路、４２……抵抗。

Claims (7)

1. サイリスタに対して並列接続される強制転流回路であって、
   直列接続された電圧源および自己消弧素子を含み、
   前記電圧源は所定の電圧に充電されるキャパシタを含み、
   前記電圧源の電圧は、前記強制転流回路の順電圧降下から前記サイリスタの順電圧降下を差し引いた電圧より大きい電圧であり、
   前記電圧源に含まれる前記キャパシタの耐圧は、前記強制転流回路に与えられる最大電圧よりも小さい強制転流回路。
2. 前記自己消弧素子のオン時に流れる電流を制限するリアクトルが前記自己消弧素子に直列接続された請求項１に記載の強制転流回路。
3. 前記リアクトルは、配線のインダクタンスである請求項２に記載の強制転流回路。
4. 前記電圧源に逆電圧が印加されるのを防止するダイオードが前記電圧源に並列接続された請求項１に記載の強制転流回路。
5. 前記リアクトルにダイオードが並列接続された請求項２に記載の強制転流回路。
6. サイリスタを含む交流回路の当該サイリスタに設けられる強制転流回路であって、
   前記電圧源は、前記電圧源の負極に対応した第１ノードと前記電圧源の正極に対応した第２ノードとの間に接続された電解キャパシタと、前記電解キャパシタを充電する充電回路とを含み、
   前記充電回路は、前記交流回路に与えられる交流電圧を降圧するトランスと、前記トランスの出力電圧を整流した直流電圧により前記電解キャパシタを充電する整流回路とを含む請求項１に記載の強制転流回路。
7. サイリスタを各々含む複数相の交流回路の各相のサイリスタに設けられる強制転流回路であって、
   前記電圧源は、複数のキャパシタと、複数のダイオードと、充電回路と、を含み、
   前記複数のダイオードは、前記電圧源の負極に対応した第１ノードと前記電圧源の正極に対応した第２ノードとの間に前記第１ノードが正、前記第２ノードが負となる電圧が印加されることによりオンとなる第１ダイオードと、前記第１ノードと前記第２ノードとの間に前記第１ノードが負、前記第２ノードが正となる電圧が印加されることによりオンとなる第２ダイオードと、を含み、
   前記第１ダイオードは、オンとなることにより、前記第１ノードと前記第２ノードとの間に前記複数のキャパシタを並列接続し、
   前記第２ダイオードは、オンとなることにより、前記第１ノードと前記第２ノードとの間に前記複数のキャパシタを直列接続し、
   前記充電回路は、前記複数の第２ダイオードがオンである期間に、直列接続された前記複数のキャパシタを、他相の交流回路に与えられる交流電圧を整流した直流電圧により充電する請求項１に記載の強制転流回路。

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