JP2023086508A - motor drive circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、三相モータを駆動するモータ駆動回路に関する。 The present invention relates to a motor drive circuit for driving a three-phase motor.
この種のモータ駆動回路として、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ：Hybrid Electric Vehicle）や電気自動車（ＢＥＶ：Battery Electric Vehicle）に使用されているモータを駆動するものがあり、ｕ相、ｖ相およびｗ相の三相コイルを有し、電圧形インバータを介してバッテリの電力をモータに供給しモータを駆動するモータ駆動回路が開示されている（特許文献１参照）。 As this type of motor drive circuit, there is one that drives a motor used in a hybrid electric vehicle (HEV) or a battery electric vehicle (BEV). A motor drive circuit has been disclosed that has phase coils and drives the motor by supplying battery power to the motor via a voltage source inverter (see Patent Document 1).
特許文献１に記載のモータ駆動回路は、インバータにより回転数に応じた周波数の電流を生成してモータの動作を制御しており、制御の際に、インバータでは、スイッチングによりモータ駆動電流（Ａ）を生成している。このモータ駆動回路においては、モータ固有のインダクタンス（Ｈ）に依存してモータが駆動されるため、モータ駆動電流が大きくなると磁気飽和によりモータの材料の透磁率が低下する。その結果、インダクタンスは小さくなり、モータ駆動電流の変動が大きくなる。モータ駆動電流の変動が大きくなると、モータ駆動電流の波形が、基本波に三角波が重畳するリップル波形となり、モータの鉄心部分などに生ずる損失、いわゆる鉄損が増加しモータの効率が低下するという問題がある。
The motor drive circuit described in
本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、三相モータに大電流が流れた際の電流変動を抑制し、鉄損を低減することができるモータ駆動回路を提供することを課題とする。 SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve such problems, and provides a motor drive circuit capable of suppressing current fluctuations and reducing iron loss when a large current flows through a three-phase motor. The challenge is to
本発明に係るモータ駆動回路は、三相モータを駆動するモータ駆動回路であって、各相における接続経路上に自己インダクタンスの制御が可能な可変インダクタをそれぞれ直列で設置したことを特徴とする。 A motor drive circuit according to the present invention is a motor drive circuit for driving a three-phase motor, characterized in that variable inductors capable of controlling self-inductance are installed in series on connection paths in each phase.
本発明に係るモータ駆動回路においては、各相における接続経路上に、自己インダクタンスの制御が可能な可変インダクタがそれぞれ直列で設置されているので、大電流が流れた際のインダクタンスの低下が抑制される。接続経路上に直列で設置された各可変インダクタは、モータ駆動電流が大きくなると自己制御でインダクタンスも大きくなるように構成され、モータ駆動回路の全インダクタンスの低下が抑制される。その結果、モータ駆動電流が大きくなっても、モータ駆動電流の変動が大きくならず、モータ駆動回路１０の電流変動を抑制することができるという効果が得られる。
In the motor drive circuit according to the present invention, the variable inductors capable of controlling the self-inductance are installed in series on the connection path of each phase. be. Each variable inductor installed in series on the connection path is configured so that the inductance increases by self-control as the motor drive current increases, thereby suppressing a decrease in the total inductance of the motor drive circuit. As a result, even if the motor drive current becomes large, the fluctuation of the motor drive current does not become large, and the effect that the current fluctuation of the
本発明に係るモータ駆動回路によれば、三相モータに大電流が流れた際の電流変動を抑制し、鉄損を低減することができるモータ駆動回路を提供することができる。 According to the motor drive circuit of the present invention, it is possible to provide a motor drive circuit capable of suppressing current fluctuations and reducing iron loss when a large current flows through a three-phase motor.
本発明に係るモータ駆動回路を適用した実施形態に係るモータ駆動回路１０の構成について図面を参照して説明する。
A configuration of a
モータ駆動回路１０は、図１に示すように、電源１１と、電圧形インバータ１２と、モータ１３とを含んで構成されている。電源１１は、直流バッテリＥを備え、電圧形インバータ１２およびモータ１３に接続されており、電源１１内を流れる直流電流ｉｄｃにより電圧形インバータ１２およびモータ１３に電力を供給するように構成されている。
The
電圧形インバータ１２は、図１に示すように、ｕ相、ｖ相およびｗ相からなる三相インバータで構成され、ｕ相のトランジスタ２１ｕ、２２ｕ、ｖ相のトランジスタ２１ｖ、２２ｖ、ｗ相のトランジスタ２１ｗ、２２ｗを備えており、三相インバータの各相は、電源１１およびモータ１３に接続されている。電圧形インバータ１２は、トランジスタ２１ｕ、２１ｖ、２１ｗ、２２ｕ、２２ｖおよび２２ｗで、モータ１３のオンオフをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）によるパルス制御を行うように構成されている。ｕ相、ｖ相およびｗ相から出力された制御矩形波電圧は、例えば、図３に示す制御電圧波形を形成する。
As shown in FIG. 1, the
トランジスタ２１ｕは、スイッチング素子であるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのトランジスタ素子Ｓ１とトランジスタ素子Ｓ１に並列に接続されたダイオードＤ１とにより構成されている。トランジスタ２１ｕのコレクタは、直流バッテリＥに接続され、トランジスタ２１ｕのエミッタは、可変インダクタＬｖｕを介してモータ１３を構成するコイルＬｕの一方の端子に接続されている。
The
トランジスタ２２ｕは、トランジスタ２１ｕと同様、トランジスタ素子Ｓ２とダイオードＤ２とにより構成されている。トランジスタ２２ｕのエミッタは、直流バッテリＥに接続され、トランジスタ２１ｕのコレクタは、可変インダクタＬｖｕを介してモータ１３を構成するコイルＬｕの一方の端子に接続されている。
The
トランジスタ２１ｖは、トランジスタ２１ｕと同様、トランジスタ素子Ｓ３とトランジスタ素子Ｓ３に並列に接続されたダイオードＤ３とにより構成されている。トランジスタ２１ｖのコレクタは、直流バッテリＥに接続され、トランジスタ２１ｖのエミッタは、可変インダクタＬｖｖを介してモータ１３を構成するコイルＬｖの一方の端子に接続されている。
Like the
トランジスタ２２ｖは、トランジスタ２１ｕと同様、トランジスタ素子Ｓ４とダイオードＤ４とにより構成されている。トランジスタ２２ｖのエミッタは、直流バッテリＥに接続され、トランジスタ２１ｖのコレクタは、可変インダクタＬｖｖを介してモータ１３を構成するコイルＬｖの一方の端子に接続されている。
The
トランジスタ２１ｗは、トランジスタ２１ｕと同様、トランジスタ素子Ｓ５とトランジスタ素子Ｓ５に並列に接続されたダイオードＤ５とにより構成されている。トランジスタ２１ｗのコレクタは、直流バッテリＥに接続され、トランジスタ２１ｗのエミッタは、可変インダクタＬｖｗを介してモータ１３を構成するコイルＬｗの一方の端子に接続されている。
Like the
トランジスタ２２ｗは、トランジスタ２１ｕと同様、トランジスタ素子Ｓ６とダイオードＤ６とにより構成されている。トランジスタ２２ｗのエミッタは、直流バッテリＥに接続され、トランジスタ２２ｗのコレクタは、可変インダクタＬｖｗを介してモータ１３を構成するコイルＬｗの一方の端子に接続されている。
The
モータ１３は、図１に示すように、ｕ相、ｖ相およびｗ相を備えた三相モータで構成されており、ｕ相の抵抗Ｒｕ、コイルＬｕおよび可変インダクタＬｖｕと、ｖ相の抵抗Ｒｖ、コイルＬｖおよび可変インダクタＬｖｖと、ｗ相の抵抗Ｒｗ、コイルＬｗおよび可変インダクタＬｖｗとを備えている。
As shown in FIG. 1, the
ｕ相の抵抗Ｒｕの一端は、中性点Ｎに接続され、ｖ相の抵抗Ｒｖの一端は、中性点Ｎに接続され、ｗ相の抵抗Ｒｗの一端は、中性点Ｎに接続されており、ｕ相の抵抗Ｒｕ、ｖ相の抵抗Ｒｖおよびｗ相の抵抗Ｒｗは互いに星形に結合する、いわゆる星形結線を形成している。 One end of the u-phase resistor Ru is connected to the neutral point N, one end of the v-phase resistor Rv is connected to the neutral point N, and one end of the w-phase resistor Rw is connected to the neutral point N. The u-phase resistance Ru, the v-phase resistance Rv, and the w-phase resistance Rw are connected in a star shape to form a so-called star connection.
ｕ相の抵抗Ｒｕの他端は、コイルＬｕの一端に接続され互いに直列に配置され、ｖ相の抵抗Ｒｖの他端は、コイルＬｖの一端に接続され互いに直列に配置され、ｗ相の抵抗Ｒｗの他端は、コイルＬｗの一端に接続され互いに直列に配置されている。 The other end of the u-phase resistor Ru is connected to one end of the coil Lu and arranged in series with each other, the other end of the v-phase resistor Rv is connected to one end of the coil Lv and arranged in series with each other, and the w-phase resistor The other end of Rw is connected to one end of the coil Lw and arranged in series with each other.
可変インダクタＬｖｕの一端は、コイルＬｕの他端に接続され、可変インダクタＬｖｕの他端は、トランジスタ２１ｕのエミッタおよびトランジスタ２２ｕのコレクタに接続され、可変インダクタＬｖｕとコイルＬｕは互いに直列に配置されている。
One end of the variable inductor Lvu is connected to the other end of the coil Lu, the other end of the variable inductor Lvu is connected to the emitter of the
可変インダクタＬｖｖの一端は、コイルＬｖの他端に接続され、可変インダクタＬｖｖの他端は、トランジスタ２１ｖのエミッタおよびトランジスタ２２ｖのコレクタに接続され、可変インダクタＬｖｖとコイルＬｖは互いに直列に配置されている。
One end of the variable inductor Lvv is connected to the other end of the coil Lv, the other end of the variable inductor Lvv is connected to the emitter of the
可変インダクタＬｖｗの一端は、コイルＬｗの他端に接続され、可変インダクタＬｖｗの他端は、トランジスタ２１ｗのエミッタおよびトランジスタ２２ｗのコレクタに接続され、可変インダクタＬｖｗとコイルＬｗは互いに直列に配置されている。
One end of the variable inductor Lvw is connected to the other end of the coil Lw, the other end of the variable inductor Lvw is connected to the emitter of the
可変インダクタＬｖｕは、図２に示すように、第１コア３１と、第２コア３２と、コイル３３と、ばね３４とを含んで構成されている。モータ駆動回路１０は、第１コア３１、第２コア３２、コイル３３およびばね３４により構成されている。
The variable inductor Lvu includes a first core 31, a second core 32, a
可変インダクタＬｖｕは、電流可変形のインダクタで構成されており、第１コア３１のコイル３３に流す電流を変化させることで、モータ駆動回路１０におけるインダクタンスを変化させて自己インダクタンスの制御を実行することができる。即ち、可変インダクタＬｖｕは、自己制御が可能な可変インダクタからなる。なお、可変インダクタＬｖｖ、Ｌｖｗは、可変インダクタＬｖｕと同様に構成されているので説明を省略する。
The variable inductor Lvu is composed of a current variable inductor, and by changing the current flowing through the
第１コア３１は、比較的簡単に磁極が消えたり反転したりする軟磁性体で形成されている。軟磁性体としては、例えば、ナノ結晶軟磁性材料、アモルファス材料、方向性電磁鋼板、無方向性電磁鋼板、パーメンダーなどの高磁束密度軟磁性材料、パーマロイなどの高透磁率材料の巻きコアなどが挙げられる。 The first core 31 is made of a soft magnetic material whose magnetic poles are relatively easily extinguished or reversed. Soft magnetic materials include, for example, nanocrystalline soft magnetic materials, amorphous materials, oriented electrical steel sheets, non-oriented electrical steel sheets, high magnetic flux density soft magnetic materials such as permender, wound cores of high magnetic permeability materials such as permalloy, and the like. mentioned.
第１コア３１は、基端部３１ａと、基端部３１ａから突出する突出部３１ｂと、基端部３１ａおよび突出部３１ｂにより形成される凹部３１ｃとを有しており、凹部３１ｃは、断面がコの字形状となるように形成されている。突出部３１ｂには、後述するコイル３３が設けられている。第１コア３１は、断面がコの字形状以外の形状で形成されていてもよい。例えば、断面が半円形状で形成されていてもよい。第１コア３１の断面がコの字形状で形成される場合には、第１コア３１は、圧粉磁心材料や軟磁性フェライト材料で形成されてもよい。第１コア３１は、図示しない静止部材に固定されている。
The first core 31 has a
第２コア３２は、第１コア３１と同様の軟磁性体で形成されており、基端部３２ａと、基端部３２ａから突出する突出部３２ｂと、基端部３２ａおよび突出部３２ｂにより形成される対向凹部３２ｃとを有している。対向凹部３２ｃは、断面がコの字形状で形成されているが、半円形状で形成されていてもよい。第２コア３２の断面がコの字形状で形成される場合には、第１コア３１と同様、圧粉磁心材料や軟磁性フェライト材料で形成されてもよい。
The second core 32 is made of the same soft magnetic material as the first core 31, and is formed by a
第２コア３２は、対向凹部３２ｃが、第１コア３１の凹部３１ｃと対向するように、第１コア３１に対して離隔して配置されている。第２コア３２の突出部３２ｂの先端と第１コア３１の突出部３１ｂの先端との間にはギャップ長ｌｇの隙間が形成されている。第２コア３２は、図示しない保持部材により、軸線ＣＬ方向に移動可能に保持されている。
The second core 32 is spaced apart from the first core 31 so that the facing recessed
コイル３３は、第１コア３１の突出部３１ｂに導線が複数巻きで巻回されたコイルからなり、両端部に端子３３ａ、３３ｂが設けられている。端子３３ａ、３３ｂ間に電流（Ａ）が流れるように構成されている。
The
ばね３４は、互いに対向する第１コア３１の凹部３１ｃと、第２コア３２の対向凹部３２ｃとの間に配置されており、凹部３１ｃから対向凹部３２ｃを離隔する方向に押圧する弾性部材からなる。弾性部材は、例えば、所定のばね定数ｋ（Ｎ／ｍｍ）を有する圧縮コイルばねからなる。ばね定数ｋは下記式（１）で表される。
The spring 34 is arranged between the
なお、Ｐは荷重（Ｎ）、δはたわみ（ｍｍ）、Ｇは横弾性係数（Ｎ／ｍｍ２）、ｄは線径（ｍｍ）、Ｎａは有効捲数、Ｄはコイル平均径（ｍｍ）をそれぞれ表す。ばね定数ｋは、モータ駆動回路１０の設定諸元や実験値などのデータに基づいて適宜選択される。
In addition, P is the load (N), δ is the deflection (mm), G is the transverse elastic modulus (N/mm 2 ), d is the wire diameter (mm), Na is the effective number of turns, and D is the average coil diameter (mm). respectively. The spring constant k is appropriately selected based on data such as set specifications of the
モータ駆動回路１０においては、第１コア３１のコイル３３に端子３３ａ、３３ｂを介して電流（Ａ）を流すと、コイル３３に流す電流を変化させることができる。例えば、小電流から大電流に変化させることができる。コイル３３に流す電流を小電流から大電流に変化させると、第１コア３１と第２コア３２との間のギャップ長ｌｇ（ｍｍ）が大から小へ変化する。これにより、モータ駆動回路１０のインダクタンス（μＨ）を小から大へ増加させることができる。
In the
なお、コイル３３に流す電流（Ａ）と、第１コア３１に生ずる電磁力Ｆ（Ｎ）との間には、比例関係があり、コイル３３に流す電流と、第１コア３１と第２コア３２との間のギャップ長ｌｇ（ｍｍ）との間には、逆比例の関係がある。また、コイル３３に流す電流と、モータ駆動回路１０に生ずる可変インダクタのインダクタンス（μＨ）との間には、比例関係がある。
There is a proportional relationship between the current (A) flowing through the
したがって、コイル３３に流す電流を小電流から大電流に変化させると、第１コア３１の磁束の大きさが小から大に変化し、第１コア３１に生ずる電磁力は、小から大に変化する。電磁力が小から大に変化すると、第２コア３２の吸引力が小から大に変化し、第２コア３２が、ばね３４の押圧力に抗して第１コア３１に近接する方向に移動し、ギャップ長ｌｇが大から小へ変化する。ギャップ長ｌｇが大から小へ変化すると、モータ駆動回路１０に生ずるインダクタンスが小から大に増加する。
Therefore, when the current flowing through the
モータ駆動回路１０のコイル３３には、自己誘導作用により起電力（Ｖ）が生ずる。即ち、自己インダクタンスが生ずる。その結果、コイル３３に流す電流を変化させることで、モータ駆動回路１０におけるインダクタンスを変化させる制御を行うことができる。
An electromotive force (V) is generated in the
実施形態に係るモータ駆動回路１０の効果について説明する。
モータ駆動回路１０は、ｕ相、ｖ相およびｗ相を備えた三相モータを駆動するように、電源１１と、電圧形インバータ１２と、モータ１３とを含んで構成されている。モータ駆動回路１０は、ｕ相、ｖ相およびｗ相の各相における接続経路上に、モータ駆動回路１０におけるインダクタンスを変化させることができ、自己インダクタンスの制御が可能な可変インダクタＬｖｕ、Ｌｖｖ、Ｌｖｗがそれぞれ直列で設置されている。
Effects of the
A
従来、自己インダクタンスの制御が可能な可変インダクタが設置されていないモータ駆動回路においては、モータ固有のインダクタンス（Ｈ）に依存してモータが駆動されるため、モータ駆動電流が大きくなると磁気飽和によりモータの材料の透磁率が低下する。その結果、インダクタンスは小さくなり、モータ駆動電流の変動が大きくなる。モータ駆動電流の変動が大きくなると、図３の実電流波形：電流リップル波形に示すように、モータ駆動電流の波形が、制御電流波形で示される基本波に三角波が重畳するリップル波形となり、モータの鉄心部分などに生ずる損失、いわゆる鉄損が増加しモータの効率が低下する。
ここで、モータ駆動電流の変動をΔＩとすると、ΔＩは下記の式（２）で表される。
Conventionally, in a motor drive circuit in which a variable inductor capable of controlling self-inductance is not installed, the motor is driven depending on the inductance (H) peculiar to the motor. material permeability is reduced. As a result, the inductance becomes smaller and the motor drive current fluctuates more. When the fluctuation of the motor drive current becomes large, the waveform of the motor drive current becomes a ripple waveform in which a triangular wave is superimposed on the fundamental wave shown by the control current waveform, as shown in the actual current waveform: current ripple waveform in FIG. The loss generated in the iron core portion, etc., so-called iron loss increases, and the efficiency of the motor decreases.
Assuming that the variation in the motor drive current is ΔI, ΔI is expressed by the following equation (2).
式（２）において、Ｅは駆動電圧（Ｖ）、Ｒはモータ駆動回路１０の抵抗であり、τは、τ＝Ｌ／Ｒで表され、インダクタンスＬは、Ｌ＝Ｌ１＋Ｌ２で表される。Ｌ１はモータインダクタンス、Ｌ２は可変インダクタＬｖｕ、Ｌｖｖ、Ｌｖｗの各インダクタンスである。
In equation (2), E is the drive voltage (V), R is the resistance of the
式（２）から分かるように、モータ駆動電流の変動ΔＩは、インダクタンスＬが大きいと小さくなり、モータのコア内の磁束変動も小さくなるので、モータ駆動回路において変動ΔＩを小さくするには、インダクタンスＬを大きくすることが要請される。 As can be seen from equation (2), the fluctuation ΔI of the motor drive current becomes smaller as the inductance L increases, and the magnetic flux fluctuation in the core of the motor also becomes smaller. Larger L is required.
具体的には、自己インダクタンスの制御が可能な可変インダクタが設置されていないモータ駆動回路においては、図４の破線で表すモータインダクタンスのグラフに示すように、モータ駆動電流（Ａ）が大きくなると、インダクタンス（ｍＨ）が大きく低下している。また、モータインダクタンスのみ、即ち自己インダクタンスの制御が可能な可変インダクタが設置されていないモータ駆動回路においては、図５の破線で示すようにモータ駆動電流が大きくなると、著しくモータ駆動電流の変動が大きくなっている。 Specifically, in a motor drive circuit in which a variable inductor capable of controlling self-inductance is not installed, as the motor drive current (A) increases, as shown in the graph of the motor inductance represented by the dashed line in FIG. Inductance (mH) is greatly reduced. In addition, in a motor drive circuit in which only the motor inductance, that is, in which the variable inductor capable of controlling the self-inductance is not installed, as the motor drive current increases, as indicated by the dashed line in FIG. It's becoming
実施形態に係るモータ駆動回路１０においては、ｕ相、ｖ相およびｗ相の各相における接続経路上に、自己インダクタンスの制御が可能な可変インダクタＬｖｕ、Ｌｖｖ、Ｌｖｗがそれぞれ直列で設置されているので、大電流が流れた際のインダクタンスの低下を抑制することができる。図４の実線で示すように、可変インダクタＬｖｕ、Ｌｖｖ、Ｌｖｗの、各可変インダクタは、モータ駆動電流が大きくなると自己制御でインダクタンスも大きくなるように構成されている。
In the
したがって、可変インダクタＬｖｕ、Ｌｖｖ、Ｌｖｗを各相における接続経路上にそれぞれ直列で設置することにより、図４の一点鎖線で示すように、モータ駆動電流が大きくなっても、モータ駆動回路１０の全インダクタンスＬの低下を抑制することができる。その結果、図５の実線のグラフで示すように、モータ駆動電流が大きくなっても、モータ駆動電流の変動が大きくならず、モータ駆動回路１０の電流変動を抑制することができるという効果が得られる。
Therefore, by installing the variable inductors Lvu, Lvv, and Lvw in series on the connection path of each phase, as shown by the dashed-dotted line in FIG. A decrease in inductance L can be suppressed. As a result, as shown by the solid line graph in FIG. 5, even if the motor drive current increases, the fluctuation of the motor drive current does not increase, and the current fluctuation of the
実施形態に係るモータ駆動回路１０においては、可変インダクタＬｖｕ、Ｌｖｖ、Ｌｖｗを各相における接続経路上にそれぞれ直列で設置しているので、モータのみのインダクタンスで駆動する従来のモータ駆動回路における電流変動で発生する鉄損Ｗｍに対し、モータ駆動回路１０の電流変動で発生する鉄損Ｗｉの比、即ち、鉄損比率Ｗｉ／Ｗｍは図６のグラフで示される。
In the
実施形態に係るモータ駆動回路１０においては、図６に示すように、モータ駆動電流が大きくなっても、鉄損比率Ｗｉ／Ｗｍは、著しく低下しており、モータ駆動回路１０における鉄損が低減されていることが分かり、モータ１３の効率の低下を抑制することができるという効果が得られる。
In the
以上、本発明の実施形態について詳述したが、本発明は、前記の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、種々の設計変更を行うことができるものである。 Although the embodiments of the present invention have been described in detail above, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various designs can be made without departing from the scope of the invention described in the claims. Changes can be made.
１０・・・モータ駆動回路、１１・・・電源、１２・・・電圧形インバータ、１３・・・モータ、２１ｕ、２１ｖ、２１ｗ、２２ｕ、２２ｖ、２２ｗ・・・トランジスタ、３１・・・第１コア、３１ａ、３２ａ・・・基端部、３１ｂ、３２ｂ・・・突出部、３１ｃ・・・凹部、３２・・・第２コア、３２ｃ・・・対向凹部、３３・・・コイル、３３ａ、３３ｂ・・・端子、３４・・・ばね、ｌｇ・・・ギャップ長、Ｌｖｕ、Ｌｖｖ、Ｌｖｗ・・・可変インダクタ
10
Claims (1)
各相における接続経路上に自己インダクタンスの制御が可能な可変インダクタをそれぞれ直列で設置したことを特徴とするモータ駆動回路。 A motor drive circuit for driving a three-phase motor,
A motor drive circuit characterized in that variable inductors capable of controlling self-inductance are installed in series on a connection path in each phase.
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