JP2023036535A - 回転電機の制御装置、及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】複数の電力変換回路に共通のコンデンサに流れるリップル電流を低減することができる回転電機の制御装置を提供する。【解決手段】制御装置は、スイッチング操作により直流電源の直流電力を交流電力に変換して出力する第１，第２インバータと、第１インバータに対応して設けられる第１回転電機と、第２インバータに対応して設けられる第２回転電機と、直流電源に並列接続されてかつ各インバータの入力側に設けられ、各インバータに共通の平滑コンデンサと、を備える制御システムに適用される。制御装置は、回転電機間位相差φを０度よりも大きくしつつ、各回転電機の各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間と、各回転電機の各有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ６の出力期間とを同じにするように、各インバータのスイッチング操作を行う。【選択図】 図２０

Description

本発明は、回転電機の制御装置、及びプログラムに関する。

この種の制御装置として、複数の電力変換回路と、各電力変換回路に対応して設けられる回転電機と、各電力変換回路の入力側に設けられ、各電力変換回路に共通のコンデンサとを備える制御システムに適用されるものがある。各電力変換回路には、直流電源から直流電力が供給される。スイッチング操作により各電力変換回路に供給された直流電力が交流電力に変換され、変換された交流電力が対応する回転電機に供給される。この場合、各電力変換回路のスイッチング操作に応じてコンデンサが充放電され、コンデンサにリップル電流が流れる。例えば、特許文献１には、コンデンサのリップル電流を低減すべく、各電力変換回路の指令電圧とキャリア信号との比較に基づいてスイッチング操作を行う制御装置において、各電力変換回路のキャリア信号を互いにずらす制御を行うことが記載されている。

特開２０１２－１２０２９６号公報

複数の電力変換回路に対して共通に設けられる構成に不具合が生じることが懸念される。例えば、各電力変換回路に対応する回転電機のトルクや回転速度が異なる場合、各回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間が、コンデンサのリップル電流を抑制するのに適切な出力期間に調整されない可能性がある。この場合、例えば特許文献１に記載された制御を行ったとしても、コンデンサに流れるリップル電流が増大してしまうことが懸念される。

この点、複数の電力変換回路に対して共通に設けられる構成に不具合が生じることを抑制すべく、各回転電機への電圧ベクトルが適切に出力されるようにする制御技術が望まれる。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その主たる目的は、複数の電力変換回路に対して共通に設けられる構成に不具合が生じる事態の発生を抑制することができる回転電機の制御装置及びプログラムを提供することである。

本発明は、スイッチング操作により直流電源の直流電力を交流電力に変換して出力する複数の電力変換回路と、前記各電力変換回路に対応して設けられ、前記電力変換回路から出力された交流電力が供給される回転電機と、前記直流電源に並列接続されてかつ前記各電力変換回路の入力側に設けられ、前記各電力変換回路に共通のコンデンサと、を備える制御システムに適用され、前記各回転電機への電圧ベクトルの出力態様を調整する調整処理を行う調整部と、前記調整部により調整された前記電圧ベクトルを出力すべく、前記各電力変換回路のスイッチング操作を行う操作部と、を備える。

本発明によれば、各回転電機への電圧ベクトルの出力態様が調整される。調整された電圧ベクトルが出力されるように、各インバータのスイッチング操作が行われることにより、複数の電力変換回路に対して共通に設けられる構成に不具合が生じる事態の発生を抑制することができる。

第１実施形態に係る電気自動車を示す模式図。 制御システムの構成図。 各回転電機のトルクと、操舵角との関係を示す図。 各回転電機のトルク差と、操舵角との関係を示す図。 各回転電機の回転速度と、操舵角との関係を示す図。 各回転電機の回転速度差と、操舵角との関係を示す図。 各回転電機のトルクと、操舵角との関係を示す図。 各回転電機のトルク差と、操舵角との関係を示す図。 各回転電機の回転速度と、操舵角との関係を示す図。 各回転電機の回転速度差と、操舵角との関係を示す図。 各電圧ベクトルと各相上，下アームスイッチとの対応関係等を示す図。 ６０度電圧ベクトルにより指令電圧ベクトルを生成する一例を示す図。 力行駆動制御時に第１有効電圧ベクトルが印加された場合の電流経路を示す図。 力行駆動制御時に第７無効電圧ベクトルが印加された場合の電流経路を示す図。 回生駆動制御時に第１有効電圧ベクトルが印加された場合の電流経路を示す図。 回生駆動制御時に第７無効電圧ベクトルが印加された場合の電流経路を示す図。 平滑コンデンサのリップル電流が増大してしまう比較例の制御を示す図。 平滑コンデンサのリップル電流が増大してしまう比較例の制御を示す図。 ６０度電圧ベクトル、１２０度電圧ベクトル及び合成電圧ベクトルを示す図。 有効電圧ベクトルの出力期間が調整される制御の一例を示す図。 有効電圧ベクトルの出力期間が調整される制御の一例を示す図。 インバータ電流と、比率係数との関係を示す図。 第１，第２インバータ電流及びコンデンサ電流の推移を示す図。 制御装置が行う制御の手順を示すフローチャート。 第２実施形態に係る制御装置が行う制御の手順を示すフローチャート。 第３実施形態に係る各有効電圧ベクトルの出力期間が調整される制御の一例を示す図。 第４実施形態に係るｄｑ軸座標系のベクトル図。 ｄｑ軸座標系のベクトル図。 有効電圧ベクトルの出力期間が調整される制御の一例を示す図。 第５実施形態に係る平滑コンデンサのリップル電流を低減するための制御の一例を示す図。 第６実施形態に係る制御システムの構成図。 伝達特性を示す図。 制御装置が行う制御の手順を示すフローチャート。 第３調整処理の手順を示すフローチャート。 周波数変更処理の一例を示すタイムチャート。 第６実施形態の変形例に係る周波数変更処理の一例を示すタイムチャート。 周波数変更処理の一例を示すタイムチャート。 第７実施形態に係る第３調整処理の手順を示すフローチャート。

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る制御装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態において制御装置は、電気自動車に搭載されている。

図１に示すように、車両１０は、左右の前輪１１、左右の後輪１２及び回転電機２１を含む制御システムを備えている。回転電機２１は、前輪１１の内周側に一体に設けられたインホイールモータである。本実施形態では、車両１０の進行方向に対して、左側の前輪１１ａに対応して第１回転電機２１ａが設けられており、右側の前輪１１ｂに対応して第２回転電機２１ｂが設けられている。このため、各前輪１１は、互いに独立して回転駆動可能な駆動輪とされている。各後輪１２は、車両１０の走行に伴って従動する従動輪である。

制御システムは、第１インバータ２２ａ、第２インバータ２２ｂ、平滑コンデンサ２３、インバータケース２４及び直流電源３０を備えている。第１インバータ２２ａは、第１回転電機２１ａに対応して設けられており、第２インバータ２２ｂは、第２回転電機２１ｂに対応して設けられている。各インバータ２２ａ，２２ｂは、スイッチング操作により、直流電源３０から供給される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を対応する各回転電機２１ａ，２１ｂへと供給する電力変換回路である。各インバータ２２ａ，２２ｂの直流電源３０側には、各インバータ２２ａ，２２ｂに共通の平滑コンデンサ２３が設けられている。

制御システムは、アクセルセンサ３１，操舵角センサ３２及び制御装置３３を備えている。アクセルセンサ３１は、ドライバのアクセル操作部材としてのアクセルペダルの踏込量であるアクセルストロークを検出する。操舵角センサ３２は、ドライバによるステアリングホイールの操舵角を検出する。操舵角に応じて、操舵輪としての左右の前輪１１ａ，１１ｂが操舵される。アクセルセンサ３１及び操舵角センサ３２の検出値は、制御装置３３に入力される。第１，第２インバータ２２ａ，２２ｂ、平滑コンデンサ２３及び制御装置３３は、インバータケース２４に収容されている。

制御装置３３は、マイコン３３ａ（「コンピュータ」に相当）を主体として構成され、マイコン３３ａは、ＣＰＵを備えている。マイコン３３ａが提供する機能は、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェアおよびそれを実行するコンピュータ、ソフトウェアのみ、ハードウェアのみ、あるいはそれらの組合せによって提供することができる。例えば、マイコン３３ａがハードウェアである電子回路によって提供される場合、それは多数の論理回路を含むデジタル回路、又はアナログ回路によって提供することができる。例えば、マイコン３３ａは、自身が備える記憶部としての非遷移的実体的記録媒体（non-transitory tangible storage medium）に格納されたプログラムを実行する。プログラムには、例えば、図２４，２５等に示す処理のプログラムが含まれる。プログラムが実行されることにより、プログラムに対応する方法が実行される。記憶部は、例えば不揮発性メモリである。なお、記憶部に記憶されたプログラムは、例えば、インターネット等のネットワークを介して更新可能である。

図２に示すように、第１回転電機２１ａは、３相の同期機であり、ステータ巻線として星形結線されたＵ相巻線２６Ｕ、Ｖ相巻線２６Ｖ、Ｗ相巻線２６Ｗを備えている。各相巻線２６Ｕ，２６Ｖ，２６Ｗは、電気角で１２０°ずつずれて配置されている。第１回転電機２１ａは、例えば永久磁石同期機である。

第１インバータ２２ａは、上アームスイッチＱＵＨ～ＱＷＨと下アームスイッチＱＵＬ～ＱＷＬとの直列接続体を３相分備えている。各スイッチＱＵＨ，ＱＶＨ，ＱＷＨ，ＱＵＬ，ＱＶＬ，ＱＷＬとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子が用いられており、具体的にはＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。このため、各スイッチＱＵＨ，ＱＶＨ，ＱＷＨ，ＱＵＬ，ＱＶＬ，ＱＷＬの高電位側端子はドレインであり、低電位側端子はソースである。各スイッチＱＵＨ，ＱＶＨ，ＱＷＨ，ＱＵＬ，ＱＶＬ，ＱＷＬは、ボディダイオードＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨ，ＤＵＬ，ＤＶＬ，ＤＷＬを有している。

Ｕ相上アームスイッチＱＵＨのソースと、Ｕ相下アームスイッチＱＵＬのドレインとには、バスバー等の導電部材を介して、Ｕ相巻線２６Ｕの第１端が接続されている。Ｖ相上アームスイッチＱＶＨのソースと、Ｖ相下アームスイッチＱＶＬのドレインとには、バスバー等の導電部材を介して、Ｖ相巻線２６Ｖの第１端が接続されている。Ｗ相上アームスイッチＱＷＨのソースと、Ｗ相下アームスイッチＱＷＬのドレインとには、バスバー等の導電部材を介して、Ｗ相巻線２６Ｗの第１端が接続されている。各相巻線２６Ｕ，２６Ｖ，２６Ｗの第２端同士は、中性点Ｏで接続されている。なお、本実施形態において、各相巻線２６Ｕ，２６Ｖ，２６Ｗは、ターン数が同じに設定されている。

各上アームスイッチＱＵＨ，ＱＶＨ，ＱＷＨのドレインと、直流電源３０の正極端子とは、バスバー等の正極側母線Ｌｐにより接続されている。各下アームスイッチＱＵＬ，ＱＶＬ，ＱＷＬのソースと、直流電源３０の負極端子とは、バスバー等の負極側母線Ｌｎにより接続されている。正極側母線Ｌｐと負極側母線Ｌｎとは平滑コンデンサ２３によって接続されている。

第２回転電機２１ｂは、３相の同期機であり、第１回転電機２１ａと同様に、各相巻線２６Ｕ～２６Ｗを備えている。第２インバータ２２ｂは、第１インバータ２２ａと同様に、上アームスイッチＱＵＨ～ＱＷＨと下アームスイッチＱＵＬ～ＱＷＬとの直列接続体を３相分備えている。本実施形態において、各回転電機２１ａ，２１ｂ及び各インバータ２２ａ，２２ｂの構成は基本的には同じである。このため、第２回転電機２１ｂ及び第２インバータ２２ｂの詳細な説明を省略する。

直流電源３０は、例えば単電池としての電池セルの直列接続体として構成された組電池であり、端子電圧が例えば数百Ｖとなるものである。本実施形態では、直流電源３０を構成する各電池セルの端子電圧（例えば定格電圧）が互いに同じに設定されている。電池セルとしては、例えば、リチウムイオン電池等の２次電池を用いることができる。

制御システムは、相電流センサ３４、電圧センサ３５及び角度センサ３６を備えている。相電流センサ３４は、各回転電機２１ａ，２１ｂに流れる電流を個別に検出する。相電流センサ３４によって各回転電機２１ａ，２１ｂに流れるＵ，Ｖ，Ｗ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうち、少なくとも２相分の電流が検出される。各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの符号は、各相上，下アームスイッチの直列接続体の接続点から各相巻線へと電流が流れる場合を正とし、各相巻線から各相上，下アームスイッチの直列接続体の接続点へと電流が流れる場合を負とする。電圧センサ３５は、平滑コンデンサ２３の端子電圧を検出する。角度センサ３６は、例えばレゾルバであり、各回転電機２１ａ，２１ｂのロータの回転角を検出する。相電流センサ３４、電圧センサ３５及び角度センサ３６の検出値は、制御装置３３に入力される。

制御装置３３は、力行駆動制御を行う。力行駆動制御は、直流電源３０から出力された直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を各回転電機２１ａ，２１ｂに供給するための、各インバータ２２ａ，２２ｂのスイッチング制御である。この制御が行われる場合、各回転電機２１ａ，２１ｂは、電動機として機能し、力行トルクを発生する。また、制御装置３３は、回生駆動制御を行う。回生駆動制御は、各回転電機２１ａ，２１ｂで発電される交流電力を直流電力に変換し、変換した直流電力を直流電源３０に供給するための各インバータ２２ａ，２２ｂのスイッチング制御である。この制御が行われる場合、各回転電機２１ａ，２１ｂは、発電機として機能し、回生制動トルクを発生する。

制御装置３３は、アクセルセンサ３１により検出されたアクセルストロークと、操舵角センサ３２により検出された操舵角とに基づいて、各回転電機２１ａ，２１ｂのロータの指令回転速度を算出する。制御装置３３は、各回転電機２１ａ，２１ｂのロータの回転速度を、算出した指令回転速度にフィードバック制御するための操作量として、指令トルクを算出する。なお、各回転電機２１ａ，２１ｂのロータの回転速度は、角度センサ３６の検出値に基づいて算出されればよい。

算出された指令トルクが正の値の場合、力行駆動制御が行われる。また、算出された指令トルクが負の値の場合、回生駆動制御が行われる。これにより、駆動輪である左右の前輪１１ａ，１１ｂのトルク及び回転速度が制御される。

ところで、車両１０において、ステアリングホイールの操舵角が大きいほど、左右の前輪１１ａ，１１ｂのうち、コーナリング時における内側の前輪が描く軌跡の長さは、外側の前輪が描く軌跡の長さよりも短くなる。そのため、操舵角が大きいほど、左右の前輪１１ａ，１１ｂに対応する各回転電機２１ａ，２１ｂのトルク差及び回転速度差が増大する。図３～１０に、左旋回時における各回転電機２１ａ，２１ｂの駆動状態と、操舵角との関係の一例を示す。

図３～６は、車両１０が停止している状態から左旋回した場合の各回転電機２１ａ，２１ｂの駆動状態と、操舵角との関係の一例を示す図である。図３は各回転電機２１ａ，２１ｂのトルクと、操舵角との関係を示し、図４は各回転電機２１ａ，２１ｂ間のトルク差と、操舵角との関係を示す。図５は各回転電機２１ａ，２１ｂの回転速度と、操舵角との関係を示し、図６は各回転電機２１ａ，２１ｂ間の回転速度差と、操舵角との関係を示す。

車両１０が停止している状態から左旋回した場合、左右の前輪１１ａ，１１ｂに対応する各回転電機２１ａ，２１ｂでは、共に力行駆動制御が行われる。この場合、操舵角が大きいほど、左側の前輪１１ａに対応する第１回転電機２１ａのトルク及び回転速度は、右側の前輪１１ｂに対応する第２回転電機２１ｂのトルク及び回転速度よりも低くなる。そのため、操舵角が大きいほど、各回転電機２１ａ，２１ｂのトルク差及び回転速度差が増大する。

図７～１０は、車両１０が直進走行している状態から左旋回した場合の各回転電機２１ａ，２１ｂの駆動状態と、操舵角との関係の一例である。図７は各回転電機２１ａ，２１ｂのトルクと、操舵角との関係を示し、図８は各回転電機２１ａ，２１ｂ間のトルク差と、操舵角との関係を示す。図９は、各回転電機２１ａ，２１ｂの回転速度と、操舵角との関係を示し、図１０は各回転電機２１ａ，２１ｂ間の回転速度差と、操舵角との関係を示す。

車両１０が直進走行している状態から左旋回した場合、内輪である左側の前輪１１ａに対応する第１回転電機２１ａでは回生駆動制御が行われ、外輪である右側の前輪１１ｂに対応する第２回転電機２１ｂでは力行駆動制御が行われる。この場合、操舵角が大きいほど、第１回転電機２１ａのトルクは負側に上昇し、第２回転電機２１ｂのトルクは正側に上昇する。そのため、操舵角が大きいほど、各回転電機２１ａ，２１ｂのトルク差が増大する。また、操舵角が大きいほど、第１回転電機２１ａの回転速度は、第２回転電機２１ｂの回転速度よりも低くなる。そのため、操舵角が大きいほど、各回転電機２１ａ，２１ｂの回転速度差が増大する。

制御装置３３は、各回転電機２１ａ，２１ｂのトルクを、算出した指令トルクに制御するための指令電圧ベクトルＶｔｒを算出する。指令電圧ベクトルＶｔｒは、各回転電機２１ａ，２１ｂ毎に算出される。各回転電機２１ａ，２１ｂの各相巻線２６Ｕ～２６Ｗへの電圧ベクトルが、指令電圧ベクトルＶｔｒとなるように、各インバータ２２ａ，２２ｂがスイッチング操作される。これにより、各回転電機２１ａ，２１ｂにおいて、互いに１２０度ずれた正弦波状の相電流が流れる。

図１１には、各電圧ベクトルＶ０～Ｖ７に対応した各相上，下アームスイッチＱＵＨ～ＱＷＬの駆動態様を示す。各相において、Ｈで示される駆動態様では、上アームスイッチがオンされ、下アームスイッチがオフされる。また、Ｌで示される駆動態様では、上アームスイッチがオフされ、下アームスイッチがオンされる。

また、図１１に、各電圧ベクトルＶ０～Ｖ７において、インバータ電流Ｉｄｃと、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとの対応関係を示す。インバータ電流Ｉｄｃは、正極側母線Ｌｐのうち、平滑コンデンサ２３の高電位側端子との接続点から、各上アームスイッチＱＵＨ～ＱＷＨのドレイン側へと流れる電流である。各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６が印加される場合、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６に対応する相電流がインバータ電流Ｉｄｃとして流れる。力行駆動制御時及び回生駆動制御時では、インバータ電流Ｉｄｃの向きは互いに逆向きとなる。

各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が印加される場合、各相巻線２６Ｕ，２６Ｖ，２６Ｗ及びオンされたスイッチを含む閉回路が形成されるため、インバータ電流Ｉｄｃは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに対応しない。

図１２には、指令電圧ベクトルＶｔｒを挟んで、かつ、互いに６０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルである６０度電圧ベクトルにより、指令電圧ベクトルＶｔｒが生成される一例を示す。図１２の例では、指令電圧ベクトルＶｔｒの生成には、第１，第２有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２が用いられる。この場合、１スイッチング周期Ｔｓｗにおいて、第１有効電圧ベクトルＶ１及び第２有効電圧ベクトルＶ２の出現する時間比率は、平滑コンデンサ２３の端子電圧及び各相電圧に基づいて算出される。ここで、平滑コンデンサ２３の端子電圧は、電圧センサ３５の検出値を用いればよい。また、各相電圧は、電圧センサ３５の検出値及び各相上，下アームスイッチＱＵＨ～ＱＷＬの駆動態様に基づいて算出されればよい。なお、１スイッチング周期Ｔｓｗのうち第１，第２有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２の出現する期間以外では、第０，第７無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７のうちいずれか一方が出現する。

図１３～１６に、各回転電機２１ａ，２１ｂ、各インバータ２２ａ，２２ｂ、平滑コンデンサ２３及び直流電源３０に流れる電流の電流経路を例示する。なお、図１３～１６において、便宜上、第１，第２回転電機２１ａ，２１ｂは単に回転電機２１と記載する。

図１３は、力行駆動制御が行われている場合において、第１有効電圧ベクトルＶ１が印加された場合の電流経路を示す。電流経路は、平滑コンデンサ２３の高電位側端子→Ｕ相上アームスイッチＱＵＨ→回転電機２１→Ｖ相下アームスイッチＱＶＬ及びＷ相下アームスイッチＱＷＬ→平滑コンデンサ２３の低電位側端子となる。この場合、インバータ電流Ｉｄｃは、Ｕ相電流Ｉｕに対応し、Ｕ相電流Ｉｕの符号は正となる。この電流経路では、平滑コンデンサ２３に流れるコンデンサ電流Ｉｃｆの符号は負となる。つまり、平滑コンデンサ２３は放電される。なお、コンデンサ電流Ｉｃｆの符号は、正極側母線Ｌｐのうち、平滑コンデンサ２３の高電位側端子との接続点から、平滑コンデンサ２３の高電位側端子へと流れる方向が正とされる。

図１４は、力行駆動制御が行われている場合において、第７無効電圧ベクトルＶ７が印加された場合の電流経路を示す。電流経路は、平滑コンデンサ２３の低電位側端子→直流電源３０→平滑コンデンサ２３の高電位側端子となる。この場合、直流電源３０から平滑コンデンサ２３へと正のコンデンサ電流Ｉｃｆが流れ、平滑コンデンサ２３は充電される。なお、インバータ電流Ｉｄｃは流れない。

図１５は、回生駆動制御が行われる場合において、第１有効電圧ベクトルＶ１が印加された場合の電流経路を示す。電流経路は、平滑コンデンサ２３の低電位側端子→Ｖ相下アームスイッチＱＶＬ及びＷ相下アームスイッチＱＷＬ→回転電機２１→Ｕ相上アームスイッチＱＵＨ→平滑コンデンサ２３の高電位側端子となる。この場合、インバータ電流ＩｄｃはＵ相電流Ｉｕに対応し、Ｕ相電流Ｉｕの符号は負となる。この電流経路では、平滑コンデンサ２３に流れるコンデンサ電流Ｉｃｆの符号は正となる。つまり、平滑コンデンサ２３は充電される。

図１６は、回生駆動制御が行われる場合において、第７無効電圧ベクトルＶ７が印加された場合の電流経路を示す。電流経路は、平滑コンデンサ２３の高電位側端子→直流電源３０→平滑コンデンサ２３の低電位側端子となる。この場合、平滑コンデンサ２３から直流電源３０へと負のコンデンサ電流Ｉｃｆが流れ、平滑コンデンサ２３は放電される。なお、インバータ電流Ｉｄｃは流れない。

このように、各インバータ２２ａ，２２ｂにおいて、力行駆動制御又は回生駆動制御が行われる場合、平滑コンデンサ２３が充放電される。これに伴い、平滑コンデンサ２３にリップル電流が流れる。ここで、平滑コンデンサ２３に流れるリップル電流は、各回転電機２１ａ，２１ｂの駆動状態に応じて増大してしまうことがある。

図１７，１８に、本実施形態とは異なり、平滑コンデンサ２３のリップル電流が増大してしまう比較例の制御を示す。図１７、１８において、（ａ）は第１回転電機２１ａへの電圧ベクトルを示し、（ｂ）は第２回転電機２１ｂへの電圧ベクトルを示し、（ｃ）は第１インバータ２２ａに流れる第１インバータ電流Ｉｄｃａの推移を示し、（ｄ）は第２インバータ２２ｂに流れる第２インバータ電流Ｉｄｃｂの推移を示し、（ｅ）は第１インバータ電流Ｉｄｃａ及び第２インバータ電流Ｉｄｃｂの合計値の推移を示し、（ｆ）はコンデンサ電流Ｉｃｆの推移を示す。なお、図１７、１８では、各回転電機２１ａ，２１ｂにおいて、共に力行駆動制御が行われる例を示す。

なお、第１インバータ電流Ｉｄｃａは、第１インバータ２２ａにおいて、正極側母線Ｌｐのうち、平滑コンデンサ２３の高電位側端子との接続点から、各上アームスイッチＱＵＨ～ＱＷＨのドレイン側へと流れる電流である。また、第２インバータ電流Ｉｄｃｂは、第２インバータ２２ｂにおいて、正極側母線Ｌｐのうち、平滑コンデンサ２３の高電位側端子との接続点から、各上アームスイッチＱＵＨ～ＱＷＨのドレイン側へと流れる電流である。

図１７では、第１回転電機２１ａへの電圧ベクトルと、第２回転電機２１ｂへの電圧ベクトルとの回転電機間位相差φが０度にされる。ここで、回転電機間位相差φは、例えば、１スイッチング周期Ｔｓｗの半分の期間内において、第１回転電機２１ａに第１有効電圧ベクトルＶ１が印加され始めるタイミングと、第２回転電機２１ｂに第１有効電圧ベクトルＶ１が印加され始めるタイミングとの差である。１スイッチング周期Ｔｓｗは、例えば、第７無効電圧ベクトルＶ７が印加されてから、次の第７無効電圧ベクトルＶ７が印加されるまでの期間である。なお、図１７には、１スイッチング周期の半分Ｔｓｗ／２を示している。

回転電機間位相差φが０度にされる場合、第１回転電機２１ａ及び第２回転電機２１ｂにおいて、第１，第２有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２の出力期間が重なり、第０，第７無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間が重なる。この場合、第１，第２有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２の出力期間において、第１インバータ電流Ｉｄｃａが正の方向に流れ、第２インバータ電流Ｉｄｃｂが正の方向に流れる。これにより、第１，第２インバータ電流Ｉｄｃａ，Ｉｄｃｂの合計値が増大する。また、第１回転電機２１ａ及び第２回転電機２１ｂにおいて、第０，第７無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間が重なる期間Ｔａが生じてしまう。これにより、期間Ｔａにおいて、第１，第２インバータ電流Ｉｄｃａ，Ｉｄｃｂが共に０になる期間が生じる。この場合、平滑コンデンサ２３に流れる充電電流が増大する。第１，第２インバータ電流Ｉｄｃａ，Ｉｄｃｂの合計値が増大したり、第１，第２インバータ電流Ｉｄｃａ，Ｉｄｃｂが共に０になる期間が生じたりすることにより、コンデンサ電流Ｉｃｆの変動が大きくなってしまう。その結果、平滑コンデンサ２３のリップル電流が増大してしまう。

図１８では、第１，第２回転電機２１ａ，２１ｂにおいて、第１，第２有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２の出力期間が互いにずらされる。具体的には、回転電機間位相差φが９０度にされる。これにより、第１，第２インバータ電流Ｉｄｃａ，Ｉｄｃｂが同じ方向に、かつ、同じタイミングで流れることが回避される。ただし、この場合、第１，第２インバータ電流Ｉｄｃａ，Ｉｄｃｂの合計値が増大することを回避できるものの、第１，第２回転電機２１ａ，２１ｂにおいて、第０，第７無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間が重なる期間Ｔａが生じてしまう。これにより、第１，第２インバータ電流Ｉｄｃａ，Ｉｄｃｂが共に０になる期間が生じてしまう。この場合、平滑コンデンサ２３に流れる充電電流が増大する。そのため、コンデンサ電流Ｉｃｆの変動が大きくなってしまい、平滑コンデンサ２３のリップル電流が増大してしまうことが懸念される。

図１７，１８では、各回転電機２１ａ，２１ｂにおいて、共に力行駆動制御が行われる場合、平滑コンデンサ２３のリップル電流の増大が懸念されることを説明したが、リップル電流が増大してしまうのはこの場合に限らない。例えば、各回転電機２１ａ，２１ｂにおいて、共に回生駆動制御が行われる場合、回転電機間位相差φが９０度にされても、第０，第７無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間が重なることがある。これにより、第１，第２インバータ電流Ｉｄｃａ，Ｉｄｃｂが０になる期間が重なってしまう。この場合、平滑コンデンサ２３に流れる放電電流が増大する。そのため、コンデンサ電流Ｉｃｆの変動が大きくなってしまう。その結果、平滑コンデンサ２３のリップル電流が増大してしまうことが懸念される。

また、例えば、第１回転電機２１ａにおいて力行駆動制御が行われ、第２回転電機２１ｂにおいて回生駆動制御が行われる場合でも、コンデンサ電流Ｉｃｆの変動が大きくなってしまうことに伴い、平滑コンデンサ２３のリップル電流が増大してしまうことが懸念される。

具体的には、第１回転電機２１ａへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間とが重なることがある。この場合、第１回転電機２１ａへ各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６が出力されることにより平滑コンデンサ２３が放電されるとともに、第２回転電機２１ｂへ各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が出力されることにより平滑コンデンサ２３が放電される。その結果、平滑コンデンサ２３に流れる放電電流が増大してしまい、コンデンサ電流Ｉｃｆの変動が大きくなってしまう。また、第１回転電機２１ａへの各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間とが重なることがある。この場合、第１回転電機２１ａへ各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が出力されることにより平滑コンデンサ２３が充電されるとともに、第２回転電機２１ｂへ各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６が出力されることにより平滑コンデンサ２３が充電される。その結果、平滑コンデンサ２３に流れる充電電流が増大してしまい、コンデンサ電流Ｉｃｆの変動が大きくなってしまう。

上述した平滑コンデンサ２３のリップル電流が増大してしまう状況は、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各電圧ベクトルＶ０～Ｖ７の出力期間が、適切に調整されていないことに起因して発生する。

本実施形態では、各回転電機２１ａ，２１ｂは、左右の前輪１１ａ，１１ｂに対応して個別に設けられたインホイールモータである。この場合、ステアリングホイールの操舵角が大きいほど、各回転電機２１ａ，２１ｂのトルク差及び回転速度差が増大する。各回転電機２１ａ，２１ｂのトルク差及び回転速度差が増大することに起因して、各電圧ベクトルＶ０～Ｖ７の出力期間が、平滑コンデンサ２３のリップル電流を低減する観点において、適切な出力期間でなくなる事態が発生し易くなることが懸念される。

そこで、本実施形態の制御装置３３は、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を調整する制御を行う。本実施形態では、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を調整するために、６０度電圧ベクトルと、指令電圧ベクトルＶｔｒを挟んで、かつ、互いに１２０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルである１２０度電圧ベクトルとが用いられる。

制御装置３３は、比率係数ｋ（０≦ｋ≦１）に基づいて、６０度電圧ベクトルが用いられる期間と、１２０度電圧ベクトルが用いられる期間との比率を定めることにより、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を調整する。ここで、比率係数ｋは、１スイッチング周期Ｔｓｗにおいて各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６が選択される期間のうち、１２０度電圧ベクトルが用いられる期間の比率を定めるものである。なお、１から比率係数ｋを差し引いた値「１－ｋ」は、１スイッチング周期Ｔｓｗにおいて各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６が選択される期間のうち、６０度電圧ベクトルが用いられる期間を定めるものである。

図１９に、第１，第２有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２に挟まれた指令電圧ベクトルＶｔｒに対して、各有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ６の出力期間が調整される一例を示す。図１９において、（ａ）は第１，第２有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２からなる６０度電圧ベクトルによって、指令電圧ベクトルＶｔｒが生成される場合を示し、（ｂ）は第２，第６有効電圧ベクトルＶ２，Ｖ６からなる１２０度電圧ベクトルによって、指令電圧ベクトルＶｔｒが生成される場合を示す。１２０度電圧ベクトルである第２，第６有効電圧ベクトルＶ２，Ｖ６それぞれの長さの合計値は、６０度電圧ベクトルである第１，第２有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２それぞれの長さの合計値よりも長い。言い換えると、１スイッチング周期Ｔｓｗ内において、１２０度電圧ベクトルである第２，第６有効電圧ベクトルＶ２，Ｖ６の出力期間は、６０度電圧ベクトルである第１，第２有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２の出力期間よりも長い。

図１９（ｃ）は、６０度電圧ベクトルに係数「１－ｋ」を乗じたものと、１２０度電圧ベクトルに係数「ｋ」を乗じたものとの合成電圧ベクトルによって、指令電圧ベクトルＶｔｒが生成される場合を示す。比率係数ｋの値が、０≦ｋ≦１の範囲内で大きくされるほど、合成電圧ベクトルである第１，第２，第６有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ６それぞれの長さの合計値が大きくされる。これにより、１スイッチング周期Ｔｓｗ内において、第１，第２，第６有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ６の出力期間を長くなるように調整することができる。

図２０，２１に、合成電圧ベクトルが用いられることにより、第１，第２，第６有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ６の出力期間が調整される制御の一例を示す。図２０（ａ）～（ｆ）は、図１７（ａ）～（ｆ）に対応しており、図２１（ａ）～（ｄ）は、図１７（ａ）～（ｄ）に対応している。図２０において、各回転電機２１ａ，２１ｂでは、共に力行駆動制御が行われる。図２１において、第１回転電機２１ａでは力行駆動制御が行われ、第２回転電機２１ｂでは回生駆動制御が行われる。

図２０では、回転電機間位相差φが０度よりも大きくされ、かつ、各回転電機２１ａ，２１ｂのうち、いずれか一方への各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間と、他方への各有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ６の出力期間とが同じにされる。例えば、第１回転電機２１ａへの第０無効電圧ベクトルＶ０の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの第１，第２，第６有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ６の出力期間が同じにされる。この場合、第１インバータ電流Ｉｄｃａが正の方向に流れる期間と、第２インバータ電流Ｉｄｃｂが正の方向に流れる期間とが重なることを回避でき、第１，第２インバータ電流Ｉｄｃａ，Ｉｄｃｂの合計値が増大してしまうことを回避できる。また、各回転電機２１ａ，２１ｂへの第０，第７無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間が重なることを回避でき、平滑コンデンサ２３に流れる充電電流が増大してしまうのを回避できる。

図２１では、回転電機間位相差φが０度にされ、かつ、各回転電機２１ａ，２１ｂにおいて、各有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ６の出力期間が同じにされるとともに、各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間が同じにされる。各有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ６が出力される期間では、第１インバータ電流Ｉｄｃａが正の方向に流れ、第２インバータ電流Ｉｄｃｂが負の方向に流れる。そのため、第１，第２インバータ電流Ｉｄｃａ，Ｉｄｃｂの合計値が増大してしまうことを回避できる。また、各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が出力される期間では、第１回転電機２１ａへ各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が出力されることにより平滑コンデンサ２３が充電され、第２回転電機２１ｂへ各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が出力されることにより平滑コンデンサ２３が放電される。そのため、平滑コンデンサ２３に流れる充放電電流が増大してしまうのを回避できる。

各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間が調整されても、各インバータ電流Ｉｄｃａ，Ｉｄｃｂの大きさの差が大きい場合、コンデンサ電流Ｉｃｆの変動が増大してしまう。その結果、平滑コンデンサ２３のリップル電流が増大してしまうことが懸念される。

そこで、制御装置３３は、比率係数ｋの値を調整することにより、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各電圧ベクトルＶ０～Ｖ７の出力期間を調整しつつ、各インバータ電流Ｉｄｃａ，Ｉｄｃｂの大きさを互いに近づけるように、各回転電機２１ａ，２１ｂの各電圧ベクトルＶ０～Ｖ７を制御する。制御装置３３は、図２２に示すように、各回転電機２１ａ，２１ｂにおいて、比率係数ｋが大きくされるほど、各インバータ電流Ｉｄｃａ，Ｉｄｃｂの大きさが低減されるという関係を用いて、各インバータ電流Ｉｄｃａ，Ｉｄｃｂの大きさを調整する。

図２３には、第１，第２回転電機２１ａ，２１ｂにおいて共に力行駆動制御が行われる場合、第１インバータ電流Ｉｄｃａの大きさＩＡと、第２インバータ電流Ｉｄｃｂの大きさＩＢとが同じにされる制御の一例を示す。これにより、コンデンサ電流Ｉｃｆの変動を的確に抑制することができ、平滑コンデンサ２３のリップル電流を的確に低減することができる。

図２４に、制御装置３３が行う制御の手順を示す。この制御は、例えば、所定の制御周期で繰り返し実行される。

ステップＳ１０では、第１回転電機２１ａの回転速度及び指令トルクを取得する。本実施形態では、第１回転電機２１ａの回転速度として、角度センサ３６の検出値に基づいて算出した値を取得する。第１回転電機２１ａの指令トルクとして、取得した第１回転電機２１ａの回転速度を、指令回転速度にフィードバック制御すべく算出した値を取得する。取得した指令トルクに基づいて、第１回転電機２１ａの指令電圧ベクトルＶｔｒを算出する。

ステップＳ１１では，第２回転電機２１ｂの回転速度及び指令トルクを取得する。本実施形態では、第２回転電機２１ｂの回転速度として、角度センサ３６の検出値に基づいて算出したものを取得する。第２回転電機２１ｂの指令トルクとして、取得した第２回転電機２１ｂの回転速度を、指令回転速度にフィードバック制御すべく算出した値を取得する。取得した指令トルクに基づいて、第２回転電機２１ｂの指令電圧ベクトルＶｔｒを算出する。

ステップＳ１２では、各回転電機２１ａ，２１ｂの駆動状態を判定する。本実施形態では、各回転電機２１ａ，２１ｂの双方において、力行駆動制御又は回生駆動制御が行われている駆動状態であるか否かを判定する。例えば、各回転電機２１ａ，２１ｂの駆動状態の判定は、算出した指令トルクに基づいて行えばよい。具体的には、算出した指令トルクが正の値の場合、力行駆動制御状態であると判定し、算出した指令トルクが負の値の場合、回生駆動制御状態であると判定すればよい。

ステップＳ１２において肯定判定した場合、ステップＳ１３に進み、位相シフト処理を行う。位相シフト処理は、第１，第２回転電機２１ａ，２１ｂにおいて、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を互いにずらす処理である。これにより、各回転電機２１ａ，２１ｂのうち、いずれか一方への各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を、他方への各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間内にずらす。本実施形態では、位相シフト処理として、回転電機間位相差φを９０度にする。

ステップＳ１４では、各回転電機２１ａ，２１ｂの各有効電圧割合ｍ１，ｍ２を算出する。ここで、各有効電圧割合ｍ１，ｍ２は、各回転電機２１ａ，２１ｂにおいて、１スイッチング周期Ｔｓｗのうち各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間が占める割合である。本実施形態では、ステップＳ１０及びステップＳ１１において、算出した指令電圧ベクトルＶｔｒを、６０度電圧ベクトルを用いて実現した場合の各有効電圧割合ｍ１，ｍ２を算出する。

ステップＳ１５では、第１回転電機２１ａへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間との合計期間が、１スイッチング周期Ｔｓｗと同じであるか否かを判定する。言い換えると、第１回転電機２１ａへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間とが同じ長さであるか否かを判定する。具体的には、ｍ１－（１－ｍ２）＝０の関係が成り立つか否かを判定する。ステップＳ１５において肯定判定した場合、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を調整しないと判定する。一方、ステップＳ１５において否定判定した場合、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を調整すると判定する。ステップＳ１５の処理によれば、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を、調整すべき状況であることを判定することができる。本実施形態において、ステップＳ１５の処理が「期間判定部」に相当する。

ステップＳ１５において肯定判定した場合には、ステップＳ１６に進み、各回転電機２１ａ，２１ｂへの指令電圧ベクトルＶｔｒを生成するのに用いる６０度電圧ベクトルを選択する。本実施形態では、ステップＳ１０及びステップＳ１１において、指令電圧ベクトルＶｔｒを実現するのに用いた６０度電圧ベクトルをそのまま選択する。なお、ステップＳ１６において、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を調整しないのは、出力期間が、平滑コンデンサ２３のリップル電流を低減するのに適切な出力期間に、既に調整されているためである。

ステップＳ１７では、各インバータ２２ａ，２２ｂのスイッチング操作を行う。スイッチング操作では、選択した各電圧ベクトルＶ０～Ｖ７の出力期間に基づいて、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６と各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７とを交互に出力する。本実施形態において、ステップＳ１７の処理が「操作部」に相当する。

ステップＳ１５において否定判定した場合には、ステップＳ１８に進み、第１調整処理を行う。第１調整処理は、各回転電機２１ａ，２１ｂのうち、いずれか一方への各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、他方への各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間とを同じにする処理である。ここで、回転電機２１ａ，２１ｂのうち、いずれか一方への各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間は、位相シフト処理により他方への各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間内にずらした期間である。本実施形態では、６０度電圧ベクトルと１２０度電圧ベクトルとの合成電圧ベクトルを用いることにより、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を調整する。その後、ステップＳ１７に進み、ステップＳ１８で調整した各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間に基づいて、スイッチング操作を行う。

ステップＳ１２において否定判定した場合には、ステップＳ１９に進む。なお、ステップＳ１２において否定判定する場合とは、各回転電機２１ａ，２１ｂのうち、いずれか一方において力行駆動制御が行われており、他方において回生駆動制御が行われている駆動状態であると判定した場合である。本実施形態において、ステップＳ１２の処理が「駆動判定部」に相当する。

ステップＳ１９では、第１回転電機２１ａへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間とが、同じ長さであるか否かを判定する。具体的には、ｍ１－ｍ２＝０の関係が成り立つか否かを判定する。ステップＳ１９において肯定判定した場合、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を調整しないと判定する。一方、ステップＳ１９において否定判定した場合、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を調整すると判定する。ステップＳ１９の処理によれば、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を、調整すべき状況であることを判定することができる。本実施形態において、ステップＳ１９の処理が「期間判定部」に相当する。

ステップＳ１９において肯定判定した場合、ステップＳ２０に進み、各回転電機２１ａ，２１ｂの指令電圧ベクトルＶｔｒを生成するために用いる６０度電圧ベクトルを選択する。本実施形態では、ステップＳ１０及びステップＳ１１において、算出した指令電圧ベクトルＶｔｒを生成するのに用いた６０度電圧ベクトルをそのまま選択する。その後、ステップＳ１７に進む。なお、ステップＳ２０において、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を調整しないのは、出力期間が、平滑コンデンサ２３のリップル電流を低減するのに適切な出力期間に、既に調整されているためである。

ステップＳ１９において否定判定した場合、ステップＳ２１に進み、第２調整処理を行う。第２調整処理は、回転電機間位相差φを０度にしつつ、各回転電機２１ａ，２１ｂにおいて、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を同じにするとともに、各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間を同じにする処理である。本実施形態では、６０度電圧ベクトルと１２０度電圧ベクトルとの合成電圧ベクトルを用いることにより、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を調整する。その後、ステップＳ１７に進む。本実施形態において、ステップＳ１８，Ｓ２１の処理が「第１選択部」及び「第２選択部」に相当し、ステップＳ１３，Ｓ１６，Ｓ１８，Ｓ２０，Ｓ２１の処理が「調整部」に相当する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

各回転電機２１ａ，２１ｂの駆動状態が異なる状況が発生しても、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を、各回転電機２１ａ，２１ｂの駆動状態に応じて、適切な出力期間に調整することができる。調整された各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６と、各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７とが交互に出力されるように、各インバータ２２ａ，２２ｂのスイッチング操作が行われることにより、平滑コンデンサ２３に流れるリップル電流を低減することができる。

各回転電機２１ａ，２１ｂの双方において、力行駆動制御又は回生駆動制御が行われる駆動状態であると判定されたことを条件に、第１調整処理が行われる。これにより、各回転電機２１ａ，２１ｂのうち、一方への各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、他方への各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間とが同じにされる。そのため、各回転電機２１ａ，２１ｂにおいて、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間が互いに重なってしまう期間や、各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間が互いに重なってしまう期間の発生を回避できる。その結果、平滑コンデンサ２３に流れるリップル電流を的確に低減することができる。

各回転電機２１ａ，２１ｂのうち、いずれか一方において力行駆動制御が行われており、他方において回生駆動制御が行われている駆動状態であると判定されたことを条件に、第２調整処理が行われる。これにより、第１回転電機２１ａへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間とが重なる期間の発生を回避できる。また、第１回転電機２１ａへの各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間とが重なる期間の発生を回避できる。その結果、平滑コンデンサ２３に流れるリップル電流を的確に低減することができる。

各インバータ電流Ｉｄｃａ，Ｉｄｃｂの大きさが互いに近づけられることにより、平滑コンデンサ２３に流れるリップル電流を的確に低減することができる。

左右の前輪１１ａ，１１ｂが回転駆動されることにより走行する車両１０において、車両１０の操舵角が大きいほど、コーナリング時における左右の前輪１１ａ，１１ｂのうち、内輪が描く軌跡の長さは、外輪が描く軌跡の長さよりも短くなる。そのため、左右の前輪１１ａ，１１ｂに設けられる各回転電機２１ａ，２１ｂのトルク差及び回転速度差が増大する。この場合、左右の前輪１１ａ，１１ｂに設けられる各回転電機２１ａ，２１ｂでは、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間が、平滑コンデンサ２３のリップル電流を低減する観点において、適切な出力期間でなくなる事態が発生し易くなることが懸念される。そのため、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間が調整される上述した構成を用いるメリットが大きい。

＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間の合計期間が、１スイッチング周期Ｔｓｗと同じであるか否かの判定に加えて、合計期間が１スイッチング周期Ｔｓｗよりも短いか否かの判定が行われる。具体的には、図２５に示すように、ステップＳ１５において否定判定した場合、ステップＳ２２に進む。ステップＳ２２では、ｍ１＋ｍ２＜１が成り立つか否かを判定する。ステップＳ２２の処理を行うのは、各有効電圧割合ｍ１，ｍ２の合計値が１より大きい場合、合成電圧ベクトルによる各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間の調整を行うことができないためである。ステップＳ２２において肯定判定した場合、ステップＳ１８に進む。一方、ステップＳ２２において否定判定した場合、ステップＳ１６に進む。本実施形態において、ステップＳ１５及びステップＳ２２の処理が「期間判定部」に相当する。

本実施形態のステップＳ２２の処理によれば、合成電圧ベクトルによる各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間の調整を行うことができない状況を適切に判定し、６０度電圧ベクトルを用いて、スイッチング操作を行うべき状況であることを適切に判定することができる。

＜第３実施形態＞
以下、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間が調整されることに代えて、各回転電機２１ａ，２１ｂのうちいずれか一方への各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間が調整され、他方への各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間は調整されない。

図２６に、第１回転電機２１ａへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間が調整されず、第２回転電機２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間が調整される制御の一例を示す。図２６において、（ａ）～（ｆ）は、図１７（ａ）～（ｆ）に対応している。図２６において、各回転電機２１ａ，２１ｂでは、共に力行駆動制御が行われる。

図２６（ｄ）に示すように、第２回転電機２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ６の出力期間が調整されることにより、第１回転電機２１ａへの第０無効電圧ベクトルＶ０の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ６の出力期間とが同じにされる。本実施形態において、第２回転電機２１ｂが「特定回転電機」に相当する。

本実施形態によれば、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間が共に調整される場合と比べて、制御装置３３の処理負荷を低減しつつ、平滑コンデンサ２３に流れるリップル電流を低減することができる。

＜第４実施形態＞
以下、第４実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、第１調整処理及び第２調整処理において、６０度電圧ベクトルと１２０度電圧ベクトルとの合成電圧ベクトルが用いられることに代えて、弱め界磁制御が行われる。

制御装置３３は、取得した指令トルクに基づいて、各回転電機２１ａ，２１ｂのｄ軸指令電流及びｑ軸指令電流を算出する。制御装置３３は、算出したｄ，ｑ軸指令電流に基づいて、各回転電機２１ａ，２１ｂのｄｑ軸指令電圧ベクトルＶａ＊を算出する。制御装置３３は、算出したｄｑ軸指令電圧ベクトルＶａ＊に基づいて、各回転電機２１ａ，２１ｂの指令電圧ベクトルＶｔｒを算出する。

ここで、弱め界磁制御が行われる場合のｄｑ軸電圧ベクトルＶａについて補助的に説明する。図２７，２８は、ｄｑ軸座標系のベクトル図である。図２７は弱め界磁制御が行われていない（Ｉｄ＝０）場合のｄｑ軸電圧ベクトルＶａを示し、図２８は弱め界磁制御が行われる場合のｄｑ軸電圧ベクトルＶａを示す。図２７，２８において、ω×Φａは電機子鎖交磁束による誘起電圧であり、ω×Ｌｑ×Ｉｑはｑ軸電機子反作用磁束による誘起電圧であり、Ｒ×Ｉｑはｑ軸電流の電機子巻線抵抗による電圧降下である。図２８において、Ｉｄはｄ軸電流であり、ω×Ｌｄ×Ｉｄはｄ軸電機子反作用磁束による誘起電圧であり、Ｒ×Ｉｄはｄ軸電流の電機子巻線抵抗による電圧降下である。なお、ωは回転電機の電気角速度である。

弱め界磁制御が行われていない場合のｄｑ軸電圧ベクトルＶａは、電機子鎖交磁束による誘起電圧ω×Φａと、ｑ軸電機子反作用磁束による誘起電圧ω×Ｌｑ×Ｉｑと、ｑ軸電流の電機子巻線抵抗による電圧降下Ｒ×Ｉｑとを足し合わせたベクトルである。一方、弱め界磁制御が行われる場合のｄｑ軸電圧ベクトルＶａは、電機子鎖交磁束による誘起電圧ω×Φａと、ｄ，ｑ軸電機子反作用磁束による誘起電圧ω×Ｌｄ×Ｉｄ，ω×Ｌｑ×Ｉｑと、ｄ，ｑ軸電流の電機子巻線抵抗による電圧降下Ｒ×Ｉｄ，Ｒ×Ｉｑを足し合わせたものである。

弱め界磁制御が行われることにより、電機子反作用磁束による誘起電圧の上昇が抑制される。そのため、弱め界磁制御が行われる場合のｄｑ軸電圧ベクトルＶａの大きさは、弱め界磁制御が行われない場合のｄｑ軸電圧ベクトルＶａの大きさよりも小さくなる。

制御装置３３は、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を短くするように調整する場合、負のｄ軸指令電流を増大する。この場合、制御装置３３は、ｄｑ軸指令電圧ベクトルＶａ＊の大きさを低減する。制御装置３３は、ｄｑ軸指令電圧ベクトルＶａ＊の大きさが小さいほど、指令電圧ベクトルＶｔｒの大きさを小さく算出する。これにより、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間が短くなるように調整が行われる。

制御装置３３は、先の図２４のステップＳ１８の処理において、第１調整処理を行うことに代えて、弱め界磁制御を行うことにより、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を短くするように調整を行う。また、制御装置３３は、先の図２４のステップＳ２１の処理において、第２調整処理を行うことに代えて、弱め界磁制御を行うことにより、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を短くするように調整を行う。

図２９に、弱め界磁制御が行われることにより、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間が調整される制御の一例を示す。図２９において、（ａ）は第１インバータ２２ａに流れる第１インバータ電流Ｉｄｃａの推移を示し、（ｂ）は第２インバータ２２ｂに流れる第２インバータ電流Ｉｄｃｂの推移を示す。なお、図２９では、各回転電機２１ａ，２１ｂでは、共に力行駆動制御が行われる例を示す。

図２９（ａ）に示すように、第１インバータ電流Ｉｄｃａの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間が、破線で示す調整前の各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間よりも短くされる。これにより、第１回転電機２１ａの各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間が長くされる。その結果、第１回転電機２１ａへの各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間とが同じにされる。

本実施形態によれば、弱め界磁制御が行われることにより、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を的確に調整することができる。

＜第５実施形態＞
以下、第５実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

車両１０において、インホイールモータとしての回転電機は左右の前輪１１ａ，１１ｂに設けられることに限られない。例えば、車両前後にそれぞれ２つの車輪を有する車両では、車両後側の２輪、又は車両前後の４輪に回転電機が設けられてもよい。ただし、車両前後の少なくとも一方が１輪である車両において、車両前後の３輪に回転電機が設けられてもよい。

以下では、３つの駆動輪それぞれに第１～第３回転電機が設けられた車両において、平滑コンデンサのリップル電流を低減するための制御の一例を示す。第１～第３回転電機に対応して、第１～第３インバータが設けられている。平滑コンデンサは、第１～第３インバータに共通とされている。

図３０において、（ａ）は第１回転電機への電圧ベクトルを示し、（ｂ）は第２回転電機への電圧ベクトルを示し、（ｃ）は第３回転電機への電圧ベクトルを示し、（ｄ）は第１インバータ電流Ｉｄｃａの推移を示し、（ｅ）は第２インバータ電流Ｉｄｃｂの推移を示し、（ｆ）は第３インバータ電流Ｉｄｃｃの推移を示す。なお、図３０では、第１～第３回転電機全てにおいて、力行駆動制御が行われる例を示す。

図３０では、第１～第３回転電機において、第１，第２有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２の出力期間が互いにずらされる。具体的には、第１回転電機間位相差φ１が６０度にされるとともに、第２回転電機間位相差φ２が６０度にされる。ここで、第１回転電機間位相差φ１は、例えば、１スイッチング周期Ｔｓｗの半分の期間内において、第１回転電機２１ａに第０無効電圧ベクトルＶ０が印加され始めるタイミングと、第２回転電機２１ｂに第０無効電圧ベクトルＶ０が印加され始めるタイミングとの差である。第２回転電機間位相差φ２は、例えば、１スイッチング周期Ｔｓｗの半分の期間内において、第２回転電機に第０無効電圧ベクトルＶ０が印加され始めるタイミングと、第３回転電機に第０無効電圧ベクトルＶ０が印加され始めるタイミングとの差である。

図３０に示すように、第１回転電機の第０無効電圧ベクトルＶ０の出力期間と、第２，第３回転電機の第１，第２有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２の合計出力期間とが同じにされる。なお、第２回転電機の無効電圧ベクトルの出力期間と、第１，第３回転電機の有効電圧ベクトルの合計出力期間とも同じにされ、第３回転電機の無効電圧ベクトルの出力期間と、第１，第２回転電機の有効電圧ベクトルの合計出力期間とも同じにされる。これにより、第１～第３インバータ電流Ｉｄｃａ～Ｉｄｃｃが流れる期間が、互いに重なることを回避できる。また、第１～第３回転電機の各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間が重なる期間の発生を回避できる。

なお、第１回転電機の第０無効電圧ベクトルＶ０の出力期間と、第２，第３回転電機の第１，第２有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ２の合計出力期間とが同じでない場合、６０度ベクトルと１２０度電圧ベクトルとの合成電圧ベクトルが用いられてもよい。これにより、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間が調整される。その結果、第１～第３インバータ電流Ｉｄｃａ～Ｉｄｃｃが流れる期間が互いに重なることを抑制したり、第１～第３回転電機の各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間が重なる期間の発生を抑制したりできる。

＜第６実施形態＞
以下、第６実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、平滑コンデンサ２３のリップル電流を低減する観点に加えて、直流電源３０に流れる電流を低減する観点において、調整処理が行われる。

図３１に、本実施形態の制御システムの構成図を示す。制御システムは、電源電流センサ３７を備えている。電源電流センサ３７は、直流電源３０に流れる電流ＩＢを検出する。なお、図３１において、先の図２に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

直流電源３０及び平滑コンデンサ２３を接続する配線のインダクタンスと、平滑コンデンサ２３の静電容量とに起因して発生する電流の共振により、直流電源３０に流れる電流ＩＢがインバータ電流Ｉｄｃに対して増幅されることがある。ここで、直流電源３０及び平滑コンデンサ２３を接続する配線は、例えば正極側母線Ｌｐ及び負極側母線Ｌｎである。この状況では、直流電源３０の定格電流よりも大きな電流が直流電源３０に流れてしまい、直流電源３０の信頼性が低下する懸念がある。

具体的には、図３２に示す伝達特性を参照しつつ説明する。図３２の伝達特性は、インバータ電流Ｉｄｃに対する直流電源３０に流れる電流ＩＢの比である増幅率（＝ＩＢ／Ｉｄｃ）と、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂとの関係を示す図である。増幅率は、正極側母線Ｌｐ及び負極側母線Ｌｎ等の配線におけるインダクタンスと、平滑コンデンサ２３の静電容量とにより定まる共振周波数ｆｒで最大となり、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂが共振周波数ｆｒから離れるほど漸減する。この場合、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂが共振周波数ｆｒ又は共振周波数ｆｒの近傍の周波数である場合、直流電源３０に流れる電流ＩＢがインバータ電流Ｉｄｃに対して増幅され、直流電源３０に大電流が流れる不安定な状態となり得る。この不安定な状態では、直流電源３０の定格電流よりも大きな電流が直流電源３０に流れ、直流電源３０の信頼性が低下する懸念がある。

そこで、本実施形態では、制御装置３３は、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂを変更すべく、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各電圧ベクトルＶ０～Ｖ７の出力態様を調整する第３調整処理を行う。本実施形態では、図３３に示すように、ステップＳ１６，Ｓ１８，Ｓ２０，Ｓ２１の処理の後、ステップＳ３０に進み、制御装置３３は第３調整処理を行う。ステップＳ３０の処理の後、ステップＳ１７に進む。

図３４に、先の図３３のステップＳ３０における第３調整処理の処理手順を示す。

ステップＳ４０では、電流パラメータを取得する。本実施形態では、電流パラメータは、直流電源３０に流れる電流ＩＢである。直流電源３０に流れる電流ＩＢとしては、電源電流センサ３７の検出値を用いればよい。

ステップＳ４１では、電流パラメータに基づいて、直流電源３０が不安定な状態か否かを判定する。本実施形態では、直流電源３０に流れる電流ＩＢの振幅が電流閾値を超えたか否かを判定する。ステップＳ４１において否定判定した場合、直流電源３０が安定な状態であると判定し、第３調整処理を終了する。一方、ステップＳ４１において肯定判定した場合、直流電源３０が不安定な状態であると判定し、ステップＳ４２に進む。なお、直流電源３０に流れる電流ＩＢの振幅が電流閾値を超えたか否かを判定することに代えて、直流電源３０に流れる電流ＩＢの実効値が電流閾値を超えたか否かを判定してもよい。

ステップＳ４２では、周波数変更処理を行う。周波数変更処理は、直流電源３０に流れる電流の周波数ｆｂを変更する処理である。本実施形態では、周波数変更処理において、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂを共振周波数ｆｒから離すように低くする。

制御装置３３は、周波数変更処理において、第１回転電機２１ａへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間とが重なる重複期間を短くする。ここでは、ステップＳ１８の第１調整処理の後に第３調整処理が行われる場合について説明する。第１調整処理の後では、先の図２０に示したように、回転電機間位相差φが０度より大きい値とされる。制御装置３３は、周波数変更処理において、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各電圧ベクトルＶ０，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ６，Ｖ７の出力期間を互いにずらすことにより、回転電機間位相差φを、予め設定された所定位相差Δφだけ小さくする。これにより、重複期間が短くされる。

図３５には、周波数変更処理が行われることにより、第２回転電機２１ｂへの電圧ベクトルがずらされた場合の一例を示す。図３５において、（ａ）は第１回転電機２１ａへの電圧ベクトルを示し、（ｂ）は周波数変更処理が行われる前の第２回転電機２１ｂへ電圧ベクトルを示し、（ｃ）は周波数変更処理が行われた後の第２回転電機２１ｂへの電圧ベクトルを示す。周波数変更処理が行われた後の各回転電機２１ａ，２１ｂへの電圧ベクトルでは、第６有効電圧ベクトルＶ６の出力期間に相当する所定位相差Δφだけ、回転電機間位相差φが小さくされている。これにより、１スイッチング周期Ｔｓｗの半分の期間において、周波数変更処理が行われた後の重複期間Ｔｂ２が、周波数変更処理が行われる前の重複期間Ｔｂ１に比べて、第６有効電圧ベクトルＶ６の出力期間だけ短くされている。なお、図３５では、回転電機間位相差φを、第１回転電機２１ａに第６有効電圧ベクトルＶ６が印加され始めるタイミングと、第２回転電機２１ｂに第６有効電圧ベクトルＶ６が印加され始めるタイミングとの差として例示的に示している。

周波数変更処理が行われることにより、第１回転電機２１ａへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間との重複期間が短くされる。これにより、１スイッチング周期Ｔｓｗ内において、第１インバータ電流Ｉｄｃａ及び第２インバータ電流Ｉｄｃｂの合計電流の振動回数が低減される。そのため、第１インバータ電流Ｉｄｃａ及び第２インバータ電流Ｉｄｃｂの合計電流の周波数が低くされる。これに伴い、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂを、共振周波数ｆｒから離すように低くすることが可能となる。

制御装置３３は、周波数変更処理において、直流電源３０に流れる電流ＩＢの振幅が小さくなるように、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂを低くするとよい。例えば、制御装置３３は、回転電機間位相差φを所定位相差だけ小さくした後において、直流電源３０に流れる電流ＩＢの振幅が、所定の電流振幅値よりも小さいと判定したことを条件に、周波数変更処理を終了するとよい。ここで、電流振幅値は、電流閾値よりも小さい値に設定されるとよい。一方、制御装置３３は、上述した条件が成立しないと判定した場合に、さらに回転電機間位相差φを所定位相差だけ小さくするとよい。これにより、直流電源３０に流れる電流ＩＢの振幅が小さくなるように、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂが低くされる。なお、制御装置３３は、上述した条件の成否を判定することに代えて、直流電源３０に流れる電流ＩＢの実効値が、所定の電流実効値よりも小さいか否かを判定してもよい。

本実施形態によれば、直流電源３０に流れる電流ＩＢに応じて、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各電圧ベクトルＶ０～Ｖ７を適切な出力態様に調整することができる。調整された各電圧ベクトルを出力すべく、各インバータ２２ａ，２２ｂのスイッチング操作が行われることにより、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂが低くされる。これにより、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂを、共振周波数ｆｒから離すことが可能となる。その結果、直流電源３０の定格電流よりも大きな電流が流れてしまい、直流電源３０の信頼性が低下する事態の発生を抑制することができる。

直流電源３０に流れる電流ＩＢの振幅が電流閾値を超えたと判定された場合、第１回転電機２１ａへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間との重複期間が短くされる。これにより、直流電源３０に流れる電流ＩＢの振幅が小さくなるように、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂが低くされる。その結果、直流電源３０に定格電流よりも大きな電流が流れる事態の発生を的確に抑制することができる。

＜第６実施形態の変形例＞
なお、第６実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・電流パラメータは、直流電源３０に流れる電流ＩＢに限られない。例えば、電流パラメータは、平滑コンデンサ２３の端子電圧でもよい。この場合、ステップＳ４０の処理では、平滑コンデンサ２３の端子電圧を取得すればよい。平滑コンデンサ２３の端子電圧としては、電圧センサ３５の検出値を用いればよい。ステップＳ４１では、平滑コンデンサ２３の端子電圧の振幅が電圧閾値を超えたか否かを判定すればよい。この場合、制御システムには、電源電流センサ３７が備えられていなくてもよい。なお、平滑コンデンサ２３の端子電圧の振幅が電圧閾値を超えたか否かを判定することに代えて、平滑コンデンサ２３の端子電圧の実効値が電圧閾値を超えたか否かを判定してもよい。

・ステップＳ４０の処理において、電源電流センサ３７の検出値を取得することに代えて、直流電源３０に流れる電流ＩＢの推定値を取得してもよい。直流電源３０に流れる電流ＩＢの推定値としては、相電流センサ３４の検出値及び電圧センサ３５の検出値のうち少なくとも１つと、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各電圧ベクトルＶ０～Ｖ７とに基づいて推定された値を用いればよい。この場合、制御システムには、電源電流センサ３７が備えられていなくてもよい。

・周波数変更処理において、第１回転電機２１ａへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間とが重なる重複期間が、短くされることに代えて、長くされてもよい。ここでは、ステップＳ２１の第２調整処理の後に第３調整処理が行われる場合について説明する。この場合、先の図２１に示したように、回転電機間位相差φが０度とされる。制御装置３３は、周波数変更処理において、各回転電機２１ａ，２１ｂへの各電圧ベクトルＶ０，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ６，Ｖ７の出力期間を互いにずらすことにより、回転電機間位相差φを、予め設定された所定位相差だけ大きくする。これにより、重複期間が長くされる。

図３６には、周波数変更処理が行われることにより、第２回転電機２１ｂへの電圧ベクトルがずらされた場合の一例を示す。図３６において、（ａ）は第１回転電機２１ａへの電圧ベクトルを示し、（ｂ）は周波数変更処理が行われた後の第２回転電機２１ｂへの電圧ベクトルを示す。図３６では、周波数変更処理が行われ、第６有効電圧ベクトルＶ６の出力期間に相当する所定位相差Δφだけ、回転電機間位相差φが大きくされた場合の一例を示す。これにより、１スイッチング周期Ｔｓｗの半分の期間において、第６有効電圧ベクトルＶ６の出力期間だけ、重複期間Ｔｃが長くされる。なお、図３６では、回転電機間位相差φを、第１回転電機２１ａに第６有効電圧ベクトルＶ６が印加され始めるタイミングと、第２回転電機２１ｂに第６有効電圧ベクトルＶ６が印加され始めるタイミングとの差として例示的に示している。重複期間Ｔｃを、第６有効電圧ベクトルＶ６の出力期間として例示的に示している。

周波数変更処理が行われることにより、第１回転電機２１ａへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間との重複期間が長くされる。これにより、１スイッチング周期Ｔｓｗ内において、第１インバータ電流Ｉｄｃａ及び第２インバータ電流Ｉｄｃｂの合計電流の振動回数が増大される。そのため、第１インバータ電流Ｉｄｃａ及び第２インバータ電流Ｉｄｃｂの合計電流の周波数が高くされる。これに伴い、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂを、共振周波数ｆｒから離すように高くすることが可能となる。

制御装置３３は、周波数変更処理において、直流電源３０に流れる電流ＩＢの振幅が小さくなるように、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂを高くするとよい。例えば、制御装置３３は、回転電機間位相差φを所定位相差だけ大きくした後において、直流電源３０に流れる電流ＩＢの振幅が、所定の電流振幅値よりも小さいと判定したことを条件に、周波数変更処理を終了するとよい。ここで、電流振幅値は、電流閾値よりも小さい値に設定されるとよい。一方、制御装置３３は、上述した条件が成立しないと判定した場合に、さらに回転電機間位相差φを所定位相差だけ大きくするとよい。これにより、直流電源３０に流れる電流ＩＢの振幅が小さくなるように、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂが高くされる。なお、制御装置３３は、上述した条件の成否を判定することに代えて、直流電源３０に流れる電流ＩＢの実効値が、所定の電流実効値よりも小さいか否かを判定してもよい。

本実施形態によれば、直流電源３０に流れる電流ＩＢの振幅が電流閾値を超えたと判定された場合、第１回転電機２１ａへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間との重複期間が長くされる。これにより、直流電源３０に流れる電流ＩＢの振幅が小さくなるように、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂが高くされる。その結果、直流電源３０に定格電流よりも大きな電流が流れる事態の発生を的確に抑制することができる。

・周波数変更処理において、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂを高くする処理は、上述した重複期間を長くすることに限られない。周波数変更処理において、各回転電機２１ａ，２１ｂへの無効電圧ベクトルが、異なる２つの有効電圧ベクトルの間に挿入されることにより、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂが高くされてもよい。

ここでは、ステップＳ１８の第１調整処理の後に第３調整処理が行われる場合について説明する。この場合、例えば、各回転電機２１ａ，２１ｂへの電圧ベクトルが、周波数変更処理が行われる前の図３７（ａ），（ｂ）に示す状態から、図３７（ｃ），（ｄ）に示す状態へと変更される。具体的には、第７無効電圧ベクトルＶ７が挿入される場合、第１回転電機２１ａへの電圧ベクトルが、Ｖ７→Ｖ２→Ｖ７→Ｖ１→Ｖ７→Ｖ６→Ｖ０→Ｖ６→Ｖ７→Ｖ１→Ｖ７→Ｖ２の順に出力され、第２回転電機２１ｂへの電圧ベクトルが、Ｖ２→Ｖ７→Ｖ２→Ｖ７→Ｖ１→Ｖ７→Ｖ６→Ｖ０の順に出力される。なお、挿入される第７無効電圧ベクトルＶ７の出力期間は、各上アームスイッチＱＵＨ～ＱＷＨがオンされると共に、各下アームスイッチＱＵＬ～ＱＷＬがオフされるのに要する時間よりも長くされるとよい。

各回転電機２１ａ，２１ｂへの電圧ベクトルに対して第７無効電圧ベクトルＶ７が挿入されることにより、１スイッチング周期Ｔｓｗ内において、第１インバータ電流Ｉｄｃａ及び第２インバータ電流Ｉｄｃｂの合計電流の振動回数が増大する。そのため、第１インバータ電流Ｉｄｃａ及び第２インバータ電流Ｉｄｃｂの合計電流の周波数が高くされる。これに伴い、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂを共振周波数ｆｒから離すように高くすることが可能となる。

なお、制御装置３３は、周波数変更処理において、１スイッチング周期Ｔｓｗ内の異なる２つの有効電圧ベクトルの間の全てに、無効電圧ベクトルを挿入することに限らない。例えば、制御装置３３は、１スイッチング周期Ｔｓｗ内の異なる２つの有効電圧ベクトルの間のうち1箇所に、無効電圧ベクトルを挿入してもよい。この場合、第１回転電機２１ａへの電圧ベクトルが、Ｖ７→Ｖ２→Ｖ７→Ｖ１→Ｖ６→Ｖ０→Ｖ６→Ｖ１→Ｖ２の順に出力され、第２回転電機２１ｂへの電圧ベクトルが、Ｖ２→Ｖ７→Ｖ２→Ｖ７→Ｖ１→Ｖ６→Ｖ０の順に出力されてもよい。なお、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂは、無効電圧ベクトルが挿入される箇所が多い場合に、無効電圧ベクトルが挿入される箇所が少ない場合に比べて高くされる。

制御装置３３は、周波数変更処理において、第１回転電機２１ａへの電圧ベクトルに対して、第７無効電圧ベクトルＶ７を挿入することに代えて、第０無効電圧ベクトルＶ０を挿入してもよい。この場合、例えば、制御装置３３は、第１回転電機２１ａへの電圧ベクトルを、Ｖ７→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ６→Ｖ０→Ｖ６→Ｖ０→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ２の順に出力し、第２回転電機２１ｂへの電圧ベクトルを、Ｖ２→Ｖ７→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ６→Ｖ０の順に出力してもよい。なお、挿入される第０無効電圧ベクトルＶ０の出力期間は、各上アームスイッチＱＵＨ～ＱＷＨがオフされると共に、各下アームスイッチＱＵＬ～ＱＷＬがオンされるのに要する時間よりも長くされるとよい。

制御装置３３は、周波数変更処理において、第１調整処理により調整された出力期間であって、平滑コンデンサ２３のリップル電流を低減するのに適切な出力期間を保ちつつ、各回転電機２１ａ，２１ｂへの電圧ベクトルに無効電圧ベクトルを挿入するとよい。例えば、図３７（ｃ），（ｄ）に示すように、第１回転電機２１ａへの第１，第２，第６電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ６の出力期間、及び挿入された無効電圧ベクトルの出力期間の合計期間と、第２回転電機２１ｂへの第７無効電圧ベクトルＶ７の出力期間が等しくされるとよい。これにより、平滑コンデンサ２３のリップル電流を低減しつつ、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂを高くすることができる。

制御装置３３は、各回転電機２１ａ，２１ｂのうちいずれか一方への電圧ベクトルに対して、各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７を挿入してもよい。

・先の図３３において、ステップＳ１５，Ｓ１８，Ｓ１９，Ｓ２１の処理が行われなくてもよい。つまり、第１調整処理及び第２調整処理が行われず、第３調整処理のみが行われてもよい。

＜第７実施形態＞
以下、第７実施形態について、第６実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、第３調整処理の実施態様を変更し、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂに応じて、周波数ｆｂを高く変更したり、周波数ｆｂを低く変更したりする。

図３８に、先の図３３のステップＳ３０における第３調整処理の処理手順を示す。なお、図３８において、先の図３４に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

ステップＳ４１において肯定判定した場合、ステップＳ４３に進む。ステップＳ４３では、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂを算出する。直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂは、相電流センサ３４の検出値、電圧センサ３５の検出値、電源電流センサ３７の検出値、及び各回転電機２１ａ，２１ｂへの各電圧ベクトルＶ０～Ｖ７のうち少なくとも１つに基づいて算出されればよい。

ステップＳ４４では、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂが共振周波数ｆｒよりも低いか否かを判定する。ステップＳ４４において肯定判定した場合、ステップＳ４５に進む。一方、ステップＳ４４において否定判定した場合、ステップＳ４６に進む。なお、ステップＳ４４において、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂが共振周波数ｆｒよりも低いか否かを判定することに代えて、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂが共振周波数ｆｒ以下か否かを判定してもよい。

ステップＳ４５では、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂを低くする低周波数化処理を行う。具体的には、低周波数化処理は、第１回転電機２１ａへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間とが重なる重複期間を短くする処理である。

ステップＳ４６では、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂを高くする高周波数化処理を行う。具体的には、高周波数化処理は、第１回転電機２１ａへの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、第２回転電機２１ｂへの各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間とが重なる重複期間を長くする処理、及び各回転電機２１ａ，２１ｂへの無効電圧ベクトルを、異なる２つの有効電圧ベクトルの間に挿入する処理のうち少なくとも一方である。

先の図３２に示す伝達特性によれば、共振周波数ｆｒにおいて増幅率がピーク値となる。そのため、直流電源３０に流れる電流ＩＢを的確に低減するには、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂと、共振周波数ｆｒとの関係性を考慮し、周波数ｆｂを変更することが望ましい。

本実施形態によれば、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂが共振周波数ｆｒよりも低い場合、低周波数化処理が行われる。一方、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂが共振周波数ｆｒ以上の場合、高周波数化処理が行われる。これにより、増幅率が低減する方向へと、直流電源３０に流れる電流ＩＢの周波数ｆｂが変更される。その結果、直流電源３０に流れる電流ＩＢを的確に低減することができる。

＜その他の実施形態＞
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・ステップＳ１５の処理において、ｍ１－（１－ｍ２）＝０が成り立つか否かを判定することに代えて、｜ｍ１－（１－ｍ２）｜＜εａが成り立つか否かを判定してもよい。ここで、εａは、第１許容値であり、第１回転電機２１ａの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、第２回転電機２１ｂの各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間との不一致期間の許容値である。例えば、第１許容値εａは、｜ｍ１－（１－ｍ２）｜＜εａの関係が成り立つ場合、１スイッチング周期Ｔｓｗにおいて出力される各電圧ベクトルＶ０～Ｖ７のうち、最も出力期間が短い電圧ベクトルよりも、不一致期間が短くなるように設定されればよい。具体的には、図２６では、不一致期間が第１回転電機２１ａへ出力される第１有効電圧ベクトルＶ１よりも短くなるように、第１許容値εａが設定されればよい。

・ステップＳ１９の処理において、ｍ１－ｍ２＝０が成り立つか否かを判定することに代えて、｜ｍ１－ｍ２｜＜εｂが成り立つか否かを判定してもよい。ここで、εｂは、第２許容値であり、第１回転電機２１ａの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、第２回転電機２１ｂの各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間との不一致期間の許容値である。例えば、第２許容値εｂは、｜ｍ１－ｍ２｜＜εｂの関係が成り立つ場合、１スイッチング周期Ｔｓｗにおいて出力される各電圧ベクトルＶ０～Ｖ７のうち、最も出力期間が短い電圧ベクトルよりも、不一致期間が短くなるように設定されればよい。

・ステップＳ１８の処理において、第１調整処理を行うことに代えて、例えば上述した｜ｍ１－（１－ｍ２）｜＜εａの関係が成り立つように、各回転電機２１ａ，２１ｂのうち、いずれか一方の各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間と、他方の各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間とを互いに近づける処理を行ってもよい。この場合でも、平滑コンデンサ２３に流れるリップル電流を低減することはできる。

・ステップＳ２１の処理において、第２調整処理を行うことに代えて、各回転電機２１ａ，２１ｂにおいて、例えば上述した｜ｍ１－ｍ２｜＜εｂの関係が成り立つように、各有効電圧ベクトルＶ１～Ｖ６の出力期間を互いに近づけるとともに、各無効電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力期間を互いに近づける処理を行ってもよい。この場合でも、平滑コンデンサ２３に流れるリップル電流を低減することはできる。

・インバータを構成する半導体スイッチとしては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、ＩＧＢＴであってもよい。この場合、スイッチの高電位側端子がコレクタであり、低電位側端子がエミッタである。また、各スイッチには、フリーホイールダイオードが逆並列に接続されていればよい。

・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

・以下、上述した各実施形態から抽出される特徴的な構成を記載する。
［構成１］
スイッチング操作により直流電源（３０）の直流電力を交流電力に変換して出力する複数の電力変換回路（２２ａ，２２ｂ）と、
前記各電力変換回路に対応して設けられ、前記電力変換回路から出力された交流電力が供給される回転電機（２１ａ，２１ｂ）と、
前記直流電源に並列接続されてかつ前記各電力変換回路の入力側に設けられ、前記各電力変換回路に共通のコンデンサ（２３）と、を備える制御システムに適用され、
前記各回転電機への電圧ベクトルの出力態様を調整する調整処理を行う調整部と、
前記調整部により調整された前記電圧ベクトルを出力すべく、前記各電力変換回路のスイッチング操作を行う操作部と、を備える回転電機の制御装置。
［構成２］
前記調整部は、前記調整処理として、前記各回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間を、前記各回転電機の駆動状態に応じて調整する処理を行い、
前記操作部は、前記各回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間を前記調整部により調整された出力期間にしつつ、前記各回転電機への有効電圧ベクトルと無効電圧ベクトルとを交互に出力すべく、前記スイッチング操作を行う構成１に記載の回転電機の制御装置。
［構成３］
前記駆動状態として、前記各回転電機が、電動機として機能する力行駆動状態であるか、発電機として機能する回生駆動状態であるかを判定する駆動判定部を備え、
前記調整部は、前記駆動判定部により前記各回転電機全てが前記力行駆動状態又は前記回生駆動状態であると判定されたことを条件に、前記調整処理として、前記各回転電機のうち、いずれか１つである基準回転電機への無効電圧ベクトルの出力期間内に残りの回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間が含まれるように、前記各回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間を互いにずらしつつ、前記基準回転電機への無効電圧ベクトルの出力期間と、前記残りの回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間とを互いに近づける処理を行う構成２に記載の回転電機の制御装置。
［構成４］
前記スイッチング操作の１スイッチング周期において、前記基準回転電機への無効電圧ベクトルの出力期間と、前記残りの回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間とが異なる長さの期間であるか否かを判定する期間判定部を備え、
前記調整部は、前記期間判定部により前記基準回転電機への無効電圧ベクトルの出力期間と、前記残りの回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間とが異なる長さの期間であると判定されたことを条件に、前記調整処理を行う構成３に記載の回転電機の制御装置。
［構成５］
複数の前記電力変換回路は、第１電力変換回路（２２ａ）及び第２電力変換回路（２２ｂ）であり、
前記回転電機として、前記第１電力変換回路に対応して第１回転電機（２１ａ）と、前記第２電力変換回路に対応して第２回転電機（２１ｂ）とが設けられ、
前記駆動状態として、前記第１回転電機及び前記第２回転電機が、電動機として機能する力行駆動状態であるか、発電機として機能する回生駆動状態であるかを判定する駆動判定部と、を備え、
前記調整部は、前記第１回転電機が前記力行駆動状態であり、前記第２回転電機が前記回生駆動状態であると前記駆動判定部により判定されたことを条件に、前記調整処理として、前記第１回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間と、前記第２回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間とを互いに近づける処理を行う構成２に記載の回転電機の制御装置。
［構成６］
前記スイッチング操作の１スイッチング周期において、前記第１回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間と、前記第２回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間とが異なる長さの期間であるか否かを判定する期間判定部を備え、
前記調整部は、前記期間判定部により前記第１回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間と、前記第２回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間とが異なる長さの期間であると判定されたことを条件に、前記調整処理を行う構成５に記載の回転電機の制御装置。
［構成７］
前記調整部は、
前記各回転電機について、該回転電機への指令電圧ベクトルを挟んで、かつ、互いに６０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルを選択する第１選択部と、
前記各回転電機について、該回転電機への指令電圧ベクトルを挟んで、かつ、互いに１２０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルのうち、前記第１選択部により選択された有効電圧ベクトルとは異なる有効電圧ベクトルを選択する第２選択部と、を有しており、
前記調整処理において、前記第１選択部及び前記第２選択部それぞれにより選択された３種類の有効電圧ベクトルを用いて、前記各回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間を調整する構成２～６のいずれか１つに記載の回転電機の制御装置。
［構成８］
前記調整部は、前記調整処理において、前記各電力変換回路に流れる電流の大きさを互いに近づける請求項７に記載の回転電機の制御装置。
［構成９］
前記調整部は、
前記各回転電機のうち、一部の回転電機である特定回転電機への指令電圧ベクトルを挟んで、かつ、互いに６０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルを選択する第１選択部と、
前記特定回転電機への指令電圧ベクトルを挟んで、かつ、互いに１２０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルのうち、前記第１選択部により選択された有効電圧ベクトルとは異なる有効電圧ベクトルを選択する第２選択部と、を有しており、
前記調整処理において、前記第１選択部及び前記第２選択部それぞれにより選択された３種類の有効電圧ベクトルを用いて、前記特定回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間を調整する構成２～６のいずれか１つに記載の回転電機の制御装置。
［構成１０］
前記調整部は、前記調整処理において、前記各回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間を、前記各回転電機に流れる弱め界磁電流を制御することにより調整する構成２～６のいずれか１つに記載の回転電機の制御装置。
［構成１１］
前記調整部は、前記調整処理において、
前記直流電源に流れる電流又は該電流の相関値であって、交流成分を含む電流パラメータを取得し、
前記電流パラメータに応じて、前記直流電源に流れる電流の周波数を変更すべく、前記各回転電機への電圧ベクトルの出力態様を調整する構成１～１０のいずれか１つに記載の回転電機の制御装置。
［構成１２］
複数の前記電力変換回路は、第１電力変換回路（２２ａ）及び第２電力変換回路（２２ｂ）であり、
前記回転電機として、前記第１電力変換回路に対応して第１回転電機（２１ａ）と、前記第２電力変換回路に対応して第２回転電機（２１ｂ）とが設けられ、
前記調整部は、前記調整処理において、
取得した前記電流パラメータが閾値を超えたか否かを判定し、
前記電流パラメータが閾値を超えたと判定した場合、前記電流パラメータの振幅が小さくなるように、前記第１回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間と、前記第２回転電機への無効電圧ベクトルの出力期間とが重なる重複期間を調整することにより、前記直流電源に流れる電流の周波数を変更する構成１１に記載の回転電機の制御装置。
［構成１３］
前記調整部は、前記調整処理において、
取得した前記電流パラメータが閾値を超えたか否かを判定し、
前記電流パラメータが閾値を超えたと判定した場合、前記電流パラメータの振幅が小さくなるように、前記各回転電機への無効電圧ベクトルを、異なる２つの有効電圧ベクトルの間に挿入することにより、前記直流電源に流れる電流の周波数を高くする構成１１に記載の回転電機の制御装置。
［構成１４］
複数の前記電力変換回路は、第１電力変換回路（２２ａ）及び第２電力変換回路（２２ｂ）であり、
前記回転電機として、前記第１電力変換回路に対応して第１回転電機（２１ａ）と、前記第２電力変換回路に対応して第２回転電機（２１ｂ）とが設けられ、
前記調整部は、前記調整処理において、
前記直流電源に流れる電流又は該電流の相関値であって、交流成分を含む電流パラメータを取得し、
取得した前記電流パラメータが閾値を超えたか否かを判定し、
前記電流パラメータが閾値を超えたと判定した場合、前記直流電源に流れる電流の周波数が、前記直流電源及び前記コンデンサを接続する配線のインダクタンスと、前記コンデンサの静電容量とで定められる共振周波数よりも高いか低いかを判定し、
前記直流電源に流れる電流の周波数が前記共振周波数よりも低いと判定した場合、前記電流パラメータの振幅が小さくなるように、前記直流電源に流れる電流の周波数を低くし、
前記直流電源に流れる電流の周波数が前記共振周波数よりも高いと判定した場合、前記電流パラメータの振幅が小さくなるように、前記直流電源に流れる電流の周波数を高くする構成１～１０のいずれか１つに記載の回転電機の制御装置。
［構成１５］
前記制御システムは、駆動輪（１１ａ，１１ｂ）が回転駆動されることにより走行する車両（１０）に適用され、
前記各回転電機は、前記各駆動輪に対応して個別に設けられ、
前記各駆動輪のうち前記車両の左右の操舵輪（１１ａ，１１ｂ）の操舵角が大きいほど、前記操舵輪に対応して設けられる各回転電機のトルク差及び回転速度差が増大する請求項１～１４のいずれか一項に記載の回転電機の制御装置。

２１ａ，２１ｂ…第１，第２回転電機、２２ａ，２２ｂ…第１，第２インバータ、２３…平滑コンデンサ、３３…制御装置。

Claims (16)

1. スイッチング操作により直流電源（３０）の直流電力を交流電力に変換して出力する複数の電力変換回路（２２ａ，２２ｂ）と、
   前記各電力変換回路に対応して設けられ、前記電力変換回路から出力された交流電力が供給される回転電機（２１ａ，２１ｂ）と、
   前記直流電源に並列接続されてかつ前記各電力変換回路の入力側に設けられ、前記各電力変換回路に共通のコンデンサ（２３）と、を備える制御システムに適用され、
   前記各回転電機への電圧ベクトルの出力態様を調整する調整処理を行う調整部と、
   前記調整部により調整された前記電圧ベクトルを出力すべく、前記各電力変換回路のスイッチング操作を行う操作部と、を備える回転電機の制御装置。
2. 前記調整部は、前記調整処理として、前記各回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間を、前記各回転電機の駆動状態に応じて調整する処理を行い、
   前記操作部は、前記各回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間を前記調整部により調整された出力期間にしつつ、前記各回転電機への有効電圧ベクトルと無効電圧ベクトルとを交互に出力すべく、前記スイッチング操作を行う請求項１に記載の回転電機の制御装置。
3. 前記駆動状態として、前記各回転電機が、電動機として機能する力行駆動状態であるか、発電機として機能する回生駆動状態であるかを判定する駆動判定部を備え、
   前記調整部は、前記駆動判定部により前記各回転電機全てが前記力行駆動状態又は前記回生駆動状態であると判定されたことを条件に、前記調整処理として、前記各回転電機のうち、いずれか１つである基準回転電機への無効電圧ベクトルの出力期間内に残りの回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間が含まれるように、前記各回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間を互いにずらしつつ、前記基準回転電機への無効電圧ベクトルの出力期間と、前記残りの回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間とを互いに近づける処理を行う請求項２に記載の回転電機の制御装置。
4. 前記スイッチング操作の１スイッチング周期において、前記基準回転電機への無効電圧ベクトルの出力期間と、前記残りの回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間とが異なる長さの期間であるか否かを判定する期間判定部を備え、
   前記調整部は、前記期間判定部により前記基準回転電機への無効電圧ベクトルの出力期間と、前記残りの回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間とが異なる長さの期間であると判定されたことを条件に、前記調整処理を行う請求項３に記載の回転電機の制御装置。
5. 複数の前記電力変換回路は、第１電力変換回路（２２ａ）及び第２電力変換回路（２２ｂ）であり、
   前記回転電機として、前記第１電力変換回路に対応して第１回転電機（２１ａ）と、前記第２電力変換回路に対応して第２回転電機（２１ｂ）とが設けられ、
   前記駆動状態として、前記第１回転電機及び前記第２回転電機が、電動機として機能する力行駆動状態であるか、発電機として機能する回生駆動状態であるかを判定する駆動判定部と、を備え、
   前記調整部は、前記第１回転電機が前記力行駆動状態であり、前記第２回転電機が前記回生駆動状態であると前記駆動判定部により判定されたことを条件に、前記調整処理として、前記第１回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間と、前記第２回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間とを互いに近づける処理を行う請求項２に記載の回転電機の制御装置。
6. 前記スイッチング操作の１スイッチング周期において、前記第１回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間と、前記第２回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間とが異なる長さの期間であるか否かを判定する期間判定部を備え、
   前記調整部は、前記期間判定部により前記第１回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間と、前記第２回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間とが異なる長さの期間であると判定されたことを条件に、前記調整処理を行う請求項５に記載の回転電機の制御装置。
7. 前記調整部は、
   前記各回転電機について、該回転電機への指令電圧ベクトルを挟んで、かつ、互いに６０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルを選択する第１選択部と、
   前記各回転電機について、該回転電機への指令電圧ベクトルを挟んで、かつ、互いに１２０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルのうち、前記第１選択部により選択された有効電圧ベクトルとは異なる有効電圧ベクトルを選択する第２選択部と、を有しており、
   前記調整処理において、前記第１選択部及び前記第２選択部それぞれにより選択された３種類の有効電圧ベクトルを用いて、前記各回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間を調整する請求項２～６のいずれか一項に記載の回転電機の制御装置。
8. 前記調整部は、前記調整処理において、前記各電力変換回路に流れる電流の大きさを互いに近づける請求項７に記載の回転電機の制御装置。
9. 前記調整部は、
   前記各回転電機のうち、一部の回転電機である特定回転電機への指令電圧ベクトルを挟んで、かつ、互いに６０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルを選択する第１選択部と、
   前記特定回転電機への指令電圧ベクトルを挟んで、かつ、互いに１２０度の位相差を有する２種類の有効電圧ベクトルのうち、前記第１選択部により選択された有効電圧ベクトルとは異なる有効電圧ベクトルを選択する第２選択部と、を有しており、
   前記調整処理において、前記第１選択部及び前記第２選択部それぞれにより選択された３種類の有効電圧ベクトルを用いて、前記特定回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間を調整する請求項２～６のいずれか一項に記載の回転電機の制御装置。
10. 前記調整部は、前記調整処理において、前記各回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間を、前記各回転電機に流れる弱め界磁電流を制御することにより調整する請求項２～６のいずれか一項に記載の回転電機の制御装置。
11. 前記調整部は、前記調整処理において、
    前記直流電源に流れる電流又は該電流の相関値であって、交流成分を含む電流パラメータを取得し、
    前記電流パラメータに応じて、前記直流電源に流れる電流の周波数を変更すべく、前記各回転電機への電圧ベクトルの出力態様を調整する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
12. 複数の前記電力変換回路は、第１電力変換回路（２２ａ）及び第２電力変換回路（２２ｂ）であり、
    前記回転電機として、前記第１電力変換回路に対応して第１回転電機（２１ａ）と、前記第２電力変換回路に対応して第２回転電機（２１ｂ）とが設けられ、
    前記調整部は、前記調整処理において、
    取得した前記電流パラメータが閾値を超えたか否かを判定し、
    前記電流パラメータが閾値を超えたと判定した場合、前記電流パラメータの振幅が小さくなるように、前記第１回転電機への有効電圧ベクトルの出力期間と、前記第２回転電機への無効電圧ベクトルの出力期間とが重なる重複期間を調整することにより、前記直流電源に流れる電流の周波数を変更する請求項１１に記載の回転電機の制御装置。
13. 前記調整部は、前記調整処理において、
    取得した前記電流パラメータが閾値を超えたか否かを判定し、
    前記電流パラメータが閾値を超えたと判定した場合、前記電流パラメータの振幅が小さくなるように、前記各回転電機への無効電圧ベクトルを、異なる２つの有効電圧ベクトルの間に挿入することにより、前記直流電源に流れる電流の周波数を高くする請求項１１に記載の回転電機の制御装置。
14. 複数の前記電力変換回路は、第１電力変換回路（２２ａ）及び第２電力変換回路（２２ｂ）であり、
    前記回転電機として、前記第１電力変換回路に対応して第１回転電機（２１ａ）と、前記第２電力変換回路に対応して第２回転電機（２１ｂ）とが設けられ、
    前記調整部は、前記調整処理において、
    前記直流電源に流れる電流又は該電流の相関値であって、交流成分を含む電流パラメータを取得し、
    取得した前記電流パラメータが閾値を超えたか否かを判定し、
    前記電流パラメータが閾値を超えたと判定した場合、前記直流電源に流れる電流の周波数が、前記直流電源及び前記コンデンサを接続する配線のインダクタンスと、前記コンデンサの静電容量とで定められる共振周波数よりも高いか低いかを判定し、
    前記直流電源に流れる電流の周波数が前記共振周波数よりも低いと判定した場合、前記電流パラメータの振幅が小さくなるように、前記直流電源に流れる電流の周波数を低くし、
    前記直流電源に流れる電流の周波数が前記共振周波数よりも高いと判定した場合、前記電流パラメータの振幅が小さくなるように、前記直流電源に流れる電流の周波数を高くする請求項１に記載の回転電機の制御装置。
15. 前記制御システムは、駆動輪（１１ａ，１１ｂ）が回転駆動されることにより走行する車両（１０）に適用され、
    前記各回転電機は、前記各駆動輪に対応して個別に設けられ、
    前記各駆動輪のうち前記車両の左右の操舵輪（１１ａ，１１ｂ）の操舵角が大きいほど、前記操舵輪に対応して設けられる各回転電機のトルク差及び回転速度差が増大する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
16. スイッチング操作により直流電源の直流電力を交流電力に変換して出力する複数の電力変換回路（２２ａ，２２ｂ）と、
    前記各電力変換回路に対応して設けられ、前記電力変換回路から出力された交流電力が供給される回転電機（２１ａ，２１ｂ）と、
    前記直流電源に並列接続されてかつ前記各電力変換回路の入力側に設けられ、前記各電力変換回路に共通のコンデンサ（２３）と、
    コンピュータ（３３ａ）と、を備える制御システムに適用されるプログラムであって、
    前記コンピュータに、
    前記各回転電機への電圧ベクトルの出力態様を調整する処理と、
    調整された前記電圧ベクトルを出力すべく、前記各電力変換回路のスイッチング操作を行う処理と、を実行させるプログラム。

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