JP2023025679A - モーター駆動装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】複数の相にそれぞれ対応する複数の巻線を有するモーターを駆動するモーター駆動装置を提供する。【解決手段】前記モーター駆動装置は、複数の第１スイッチング素子を含み、前記複数の巻線のそれぞれの第１端に連結された第１インバーターと、複数の第２スイッチング素子を含み、前記複数の巻線のそれぞれの第２端に連結された第２インバーターと、事前に設定された前記モーターの電圧指令に対応する電圧ベクターに一番近い有効ベクターを前記複数の第２スイッチング素子のデューティーに決定し、前記モーターの電圧指令に前記第２スイッチング素子のデューティーに相当する有効ベクターを合算した値を前記第１インバーターの電圧指令として使用して前記第１スイッチング素子をパルス幅変調制御するコントローラーとを含む。【選択図】図１６

Description

本発明はモーター駆動装置に関し、より詳しくはモーターの巻線の両端にそれぞれインバーターが連結されたオープンエンドワインディング方式のモーター駆動装置に関する。
一般に、モーターに含まれた各相の巻線は、その一端が一つのインバーターに連結され、他端が互いに連結されてＹ結線を形成する。
モーター駆動の際、インバーター内のスイッチング素子はパルス幅変調制御によってオン／オフされ、Ｙ結線されたモーターの巻線に線間電圧を印加して交流電流を生成することによりトルクを発生させる。
このようなモーターによって発生するトルクを動力として用いる電気車などのような、環境に優しい車両の燃費（又は電費）は、インバーター－モーターの電力変換効率によって決定されるので、燃費向上のためには、インバーターの電力変換効率とモーターの効率を極大化することが重要である。
インバーター－モーターシステムの効率は、主にインバーターの電圧利用率によって決定され、電圧利用率の高い区間でモーター速度とトルクとの間の関係によって決定される車両の運転点が形成される場合、車両の燃費が向上することができる。
しかし、モーターの最大トルクを増加させるためにモーターの巻線数を増加させるほど、電圧利用率の高い区間は、車両の主要運転点である低トルク領域から遠くなって、燃費が悪くなる問題点が発生することがある。また、燃費の観点で電圧利用率が高い区間に主要運転点を含むように設計する場合、モーターの最大トルクに制約ができ、車両の加速発進性能が落ちる問題が発生することがある。
このような問題を解決するために、当該技術分野ではモーターの巻線の一端をＹ結線で短絡させる代わりに、モーターの巻線の両端にそれぞれインバーターを連結して両インバーターを駆動するオープンエンドワインディング（Ｏｐｅｎ Ｅｎｄ Ｗｉｎｄｉｎｇ：ＯＥＷ）方式のモーター駆動技法が提案された。
このようなオープンエンドワインディング方式のモーター駆動技法は、通常的なＹ結線構造のモーターを駆動する方式と比べて、相電圧を増加させて電圧利用率を向上させることができ、高出力が可能な利点を有する。
しかし、オープンエンドワインディング方式のモーター駆動技法は、モーターの巻線の両端にそれぞれ連結されるインバーターに共通の直流電源を適用する場合、０相成分電圧をインバータースイッチング周期平均的に０になるように制御することができないので、共通モード電流を発生させることができる。この共通モード電流はモーターの巻線を流れながら銅損及び鉄損のような損失として作用してモーター効率を低下させ、深刻な場合にはモーターシステムの焼損も発生させることがある。
前記背景技術として説明した事項は、本発明の背景に対する理解増進のためのものであるだけで、当該技術分野で通常の知識を有する者に既に知られた従来技術に相当するというのを認めるものとして受け入れてはいけないであろう。
米国特許公開第２００９－００３３２５３Ａ１号公報 特許第６２８５２５６Ｂ２号公報
したがって、本発明は、モーター巻線の両端にそれぞれインバーターが連結されたオープンエンドワインディング方式のモーター駆動の際、両インバーターの間の共通モード電圧を互いに同じに設定して０相成分電圧を所望の通りに制御することにより、差によって発生する循環電流を除去してモーター効率を向上させることができるモーター駆動装置を提供することを解決しようとする技術的課題とする。
特に、本発明は、モーター巻線の両端にそれぞれインバーターが連結されたオープンエンドワインディング方式のモーター駆動の際、瞬時的に両インバーターが同じ０相成分電圧を有するようにして両インバーターの０相成分電圧の差を瞬時的に０にすることができるモーター駆動装置を提供することを、解決しようとする技術的課題とする。
また、本発明は、オープンエンドワインディング方式のモーター駆動に使われる二つのインバーターをそれぞれ構成するスイッチング素子の種類が相違なる場合、０相成分電流を除去するとともにスイッチング素子の種類に応じて全体スイッチング損失を最小化することができるモーター駆動装置を提供することを、解決しようとする技術的課題とする。
前記技術的課題を解決するための手段として本発明は、複数の相にそれぞれ対応する複数の巻線を有するモーターを駆動するモーター駆動装置であって、複数の第１スイッチング素子を含み、前記複数の巻線のそれぞれの第１端に連結された第１インバーターと、複数の第２スイッチング素子を含み、前記複数の巻線のそれぞれの第２端に連結された第２インバーターと、事前に設定された前記モーターの電圧指令に対応する電圧ベクターに一番近い有効ベクターを前記複数の第２スイッチング素子のデューティーに決定し、前記モーターの電圧指令に前記第２スイッチング素子のデューティーに相当する有効ベクターを合算した値を前記第１インバーターの電圧指令として使用して前記第１スイッチング素子をパルス幅変調制御するコントローラーとを含む、モーター駆動装置を提供する。
本発明の一実施形態において、前記コントローラーは、前記第１スイッチング素子をＲＳＰＷＭ（Ｒｅｍｏｔｅ Ｓｔａｔｅ Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式で制御することができる。
本発明の一実施形態において、前記コントローラーは、前記第２スイッチング素子のデューティーに相当する有効ベクターと同一の０相成分電圧を有する複数の有効ベクターを用いて前記第１インバーターの電圧指令を合成することができる。
本発明の一実施形態において、前記コントローラーは、前記モーターの電圧指令を逆回転変換して３相電圧指令を生成し、前記３相電圧指令に基づいて前記モーターの電圧指令に対応する電圧ベクターに一番近い有効ベクターを決定することができる。
本発明の一実施形態において、前記コントローラーは、次の式、Ｄａｂｃ、ｉｎｖ２＝Ｓｉｇｎ（Ｖａｂｃｎ、ｌｉｍ ＊）（ｘ≧０であればＳｉｇｎ（ｘ）＝１、ｘ＜０であればＳｉｇｎ（ｘ）＝０）を用いて前記モーターの電圧指令に対応する電圧ベクターに一番近い有効ベクターを決定することができる。ここで、Ｄａｂｃ、ｉｎｖ２は前記モーターの電圧指令に対応する電圧ベクターに一番近い有効ベクターに相当するデューティーであり、Ｖａｂｃｎ、ｌｉｍ ＊は前記３相電圧指令である。
本発明の一実施形態において、前記コントローラーは、前記モーターの電圧指令に前記第２スイッチング素子のデューティーに相当する有効ベクターを回転変換した結果を合算して前記第１インバーターの電圧指令を生成することができる。
本発明の一実施形態において、前記コントローラーは、前記第２スイッチング素子のデューティーに相当する有効ベクターと同一の０相成分電圧を有する複数の有効ベクターが一定の順に繰り返されるように前記第１スイッチング素子をスイッチングすることができる。
本発明の一実施形態において、前記コントローラーは、前記第２スイッチング素子のデューティーに相当する有効ベクターと同一の０相成分電圧を有する複数の有効ベクターが、事前に設定された一スイッチング周期の中間時点を基準に対称的に現れるように前記第１スイッチング素子をスイッチングすることができる。
本発明の一実施形態において、前記コントローラーは、前記第２スイッチング素子のデューティーに相当する有効ベクターと同一の０相成分電圧を有する複数の有効ベクターのスイッチング状態の中で一番長いデューティーを有するスイッチング状態が前記中間時点の前後に連続して現れるように前記第１スイッチング素子をスイッチングすることができる。
本発明の一実施形態において、前記コントローラーは、事前に設定された前記モーターの電圧指令を事前に設定された上限値及び下限値に制限することができる。
前記モーター駆動装置によれば、オープンエンドワインディング方式に適用される二つのインバーターの０相成分電圧を所望の通りに制御することにより、共通モード電流の発生を抑制することができる。
よって、前記モーター駆動装置によれば、共通モード電流によってモーター相電流が歪むことを防止してモーター電流を容易に制御し、循環電流によって発生するモーターの鉄損及び銅損のような損失を防止してモーターの駆動効率を著しく向上させることができるだけではなく、モーターの焼損を事前に防止することができる。
特に、前記モーター駆動装置によれば、オープンエンドワインディング方式のモーター駆動の際、瞬時的に０相成分電圧を０になるようにすることにより、０相成分電流（共通モード電流）の瞬時的リップルによるモーター損失までを除去することができる。
また、前記モーター駆動装置によれば、モーターの電圧指令に基づいて先に空間ベクターパルス幅変調を遂行した後、出力される結果に基づいてそれぞれのインバーターに対する極電圧指令を生成するので、座標変換のための演算量を最小化することができ、よって、電圧変調演算のうちサイン、コサイン演算による離散化誤差を最小化することができる。
また、前記モーター駆動装置によれば、モーター巻線の両端にそれぞれ連結された両インバーターを同時に作動させてモーターを駆動するオープンエンドワインディング方式駆動の際、空間ベクターパルス幅変調のための電圧ベクター合成の際、スイッチング損失の大きいスイッチング素子を採用したインバーターのスイッチングを最小化し、その代わりに相対的にスイッチング損失の小さいスイッチング素子を採用したインバーターによってスイッチングを遂行することにより、スイッチング損失を減少させ、全体システムの効率を向上させることができる。
本発明で得られる効果は以上で言及した効果に制限されず、言及しなかった他の効果は下記の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明らかに理解可能であろう。
本発明の一実施形態によるモーター駆動装置の回路図である。 オープンエンドワインディング方式でモーターを制御するための通常的なコントローラーを詳細に示すブロック構成図である。 図２に示した通常的なコントローラーに適用されるモーター制御技法を説明するための電圧ベクター図である。 図２に示した通常的なコントローラーによるモーター制御の際に生成される各インバーターの電圧出力を示す波形図である。 図２に示した通常的なコントローラー内の空間ベクター変調部をより詳細に示すブロック構成図である。 本発明の一実施形態によるモーター駆動装置に適用されたコントローラーを詳細に示すブロック構成図である。 図６に示した本発明の一実施形態によるモーター駆動装置に適用されたコントローラー内の空間ベクター変調部をより詳細に示すブロック構成図である。 図６に示した本発明の一実施形態によるモーター駆動装置の制御によって生成される各インバーターの電圧出力を示す波形図である。 本発明の他の実施形態によるモーター駆動装置に適用されたコントローラーを詳細に示すブロック構成図である。 図９に示した本発明の実施形態でモーターの回転角より３０度先行するように第１インバーターの相電圧指令を変換し、モーターの回転角より１５０度先行するように第２インバーターの相電圧指令を変換した例を説明するための電圧ベクター図である。 図９に示した本発明の実施形態でモーターの回転角より３０度後行するように第１インバーターの相電圧指令を変換し、モーターの回転角より１５０度後行するように第２インバーターの相電圧指令を変換した例を説明するための電圧ベクター図である。 図９に示した本発明の実施形態によるモーター駆動装置の制御によって生成される各インバーターの電圧出力、０相電圧成分及び共通モード電流を示す波形図である。 本発明のさらに他の実施形態によるモーター駆動装置に適用されたコントローラーを詳細に示すブロック構成図である。 図１３に示した空間ベクターパルス幅変調部をより詳細に示すコントローラーのブロック構成図である。 図１３に示した実施形態のコントローラーの変形例を示すブロック構成図である。 本発明のさらに他の実施形態によるモーター駆動装置に適用されたコントローラーを詳細に示すブロック構成図である。 図１６に示した実施形態によって決定される各インバーターの電圧及びモーター電圧を説明するための電圧ベクター図である。 図１６の実施形態によるモーター駆動装置の制御によって生成される各インバーターの電圧出力を示す波形図である。 図１６に示した第１インバーター用パルス幅変調部によって生成可能な多様な第１インバーターの制御方式を示す波形図である。
以下、添付図面に基づいて本発明の多様な実施形態によるモーター駆動装置を詳細に説明する。
図１は本発明の一実施形態によるモーター駆動装置の回路図である。
図１を参照すると、本発明の一実施形態によるモーター駆動装置は、複数の相に対応する複数の巻線Ｌ１－Ｌ３を有するモーター１００に駆動電力を供給するモーター駆動装置であって、複数の第１スイッチング素子Ｓ１１－Ｓ１６を含み、モーター１００の巻線のそれぞれの第１端に連結された第１インバーター１０と、複数の第２スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２６を含み、モーター１００の巻線のそれぞれの第２端に連結された第２インバーター２０と、モーター１００の所要出力に基づいて第１スイッチング素子Ｓ１１－Ｓ１６及び第２スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２６をパルス幅変調制御するコントローラー３０とを含むことができる。
第１インバーター１０と第２インバーター２０は、バッテリー２００に貯蔵された直流電力を３相の交流電力に変換してモーター１００に提供するか、又は回生制動の際にモーター１００の回生制動トルクの発生によって生成される回生制動エネルギーを直流に変換してバッテリー２００に提供することができる。このような直流電力と交流電力との間の変換は、第１インバーター１０と第２インバーター２０とにそれぞれ備えられた複数の第１スイッチング素子Ｓ１１－Ｓ１６及び複数の第２スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２６のパルス幅変調制御によって遂行することができる。
第１インバーター１０は、バッテリー２００の両端の間に連結された直流リンクキャパシタ３００に形成された直流電圧が印加される複数のレッグ１１－１３を含むことができる。各レッグ１１－１３はモーター１００の複数の相にそれぞれ対応して電気的に連結されることができる。
より具体的には、第１レッグ１１は、直流キャパシタ３００の両端の間に互いに直列に連結された二つのスイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２を含み、両スイッチング素子Ｓ１１、Ｓ１２の連結ノードは、複数の相の中で一相に相当する交流電力が入出力されるようにモーター１００内の一相の巻線Ｌ１の一端に連結されることができる。
同様に、第２レッグ１２は直流キャパシタ３００の両端の間に互いに直列に連結された二つのスイッチング素子Ｓ１３、Ｓ１４を含み、両スイッチング素子Ｓ１３、Ｓ１４の連結ノードは、複数の相の中で一相に相当する交流電力が入出力されるようにモーター１００内の一相の巻線Ｌ２の一端に連結されることができる。
また、第３レッグ１３は、直流キャパシタ３００の両端の間に互いに直列に連結された二つのスイッチング素子Ｓ１５、Ｓ１６を含み、両スイッチング素子Ｓ１５、Ｓ１６の連結ノードは、複数の相の中で一相に相当する交流電力が入出力されるようにモーター１００内の一相の巻線Ｌ３の一端に連結されることができる。
第２インバーター２０も第１インバーター１０と類似した構成を有することができる。第２インバーター２０は、バッテリー２００の両端の間に連結された直流リンクキャパシタ３００に形成された直流電圧が印加される複数のレッグ２１－２３を含むことができる。各レッグ２１－２３は、モーター１００の複数の相に対応して電気的に連結されることができる。
より具体的には、第１レッグ２１は、直流キャパシタ３００の両端の間に互いに直列に連結された二つのスイッチング素子Ｓ２１、Ｓ２２を含み、両スイッチング素子Ｓ２１、Ｓ２２の連結ノードは、複数の相の中で一相に相当する交流電力が入出力されるようにモーター１００内の一相の巻線Ｌ１の他端に連結されることができる。
同様に、第２レッグ２２は、直流キャパシタ３００の両端の間に互いに直列に連結された二つのスイッチング素子Ｓ２３、Ｓ２４を含み、両スイッチング素子Ｓ２３、Ｓ２４の連結ノードは、複数の相の中で一相に相当する交流電力が入出力されるようにモーター１００内の一相の巻線Ｌ２の他端に連結されることができる。
また、第３レッグ２３は、直流キャパシタ３００の両端の間に互いに直列に連結された二つのスイッチング素子Ｓ２５、Ｓ２６を含み、両スイッチング素子Ｓ２５、Ｓ２６の連結ノードは、複数の相の中で一相に相当する交流電力が入出力されるようにモーター１００内の一相の巻線Ｌ３の一端に連結されることができる。
第１インバーター１０は、モーター１００の巻線Ｌ１－Ｌ３の一端に連結され、第２インバーター２０はモーター１００の巻線Ｌ１－Ｌ３の他端に連結される。すなわち、モーター１００の巻線Ｌ１－Ｌ３の両端には、第１インバーター１０と第２インバーター２０にそれぞれ連結されるオープンエンドワインディング方式の電気的連結が形成されることができる。
コントローラー３０は、基本的にはモーター１００に要求される所要出力に基づいてモーター１００が駆動されるように、第１インバーター１０と第２インバーター２０に含まれたスイッチング素子Ｓ１１－Ｓ１６、Ｓ２１－Ｓ２１をパルス幅変調制御する要素である。
コントローラー３０は、第１インバーター１０及び第２インバーター２０に印加される直流電圧Ｖｄｃと電流センサー（図示せず）で検出されるモーター１００に提供される相電流及びモーター１００に設けられたモーター回転子センサー（図示せず）で検出されたモーターの電気角などを受け、第１インバーター１０の第１スイッチング素子Ｓ１１－Ｓ１６及び第２インバーター２０の第２スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２６をパルス幅変調方式でスイッチングしてモーター１００を駆動することができる。特に、コントローラー３０は、第１スイッチング素子Ｓ１１－Ｓ１６及び第２インバーター２０の第２スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２６をパルス幅変調方式で制御するとき、空間ベクターパルス幅変調（Ｓｐａｃｅ Ｖｅｃｔｏｒ Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＳＶＰＷＭ）方式を適用することができる。
以上のような構成を有する本発明の一実施形態によるモーター駆動装置に対するより明確な理解を助けるために、通常的なオープンエンドワインディング方式モーター駆動装置の制御技法についてまず説明する。
図２は、オープンエンドワインディング方式でモーターを制御するための通常的なコントローラーを詳細に示すブロック構成図、図３は、図２に示した通常的なコントローラーに適用されるモーター制御技法を説明するための電圧ベクター図である。また、図４は、図２に示した通常的なコントローラーによるモーター制御の際に生成される各インバーターの電圧出力を示す波形図、図５は図２に示した通常的なコントローラー内の空間ベクター変調部をより詳細に示すブロック構成図である。
図２に示したように、従来のモーター駆動装置のコントローラーは、電流指令マップ４１、電流制御部４２、第１デューティー生成部４３、及び第２デューティー生成部４４を含むことができる。
電流指令マップ４１は、運転者の操作などによって生成されたモーター所要出力（モーター所要トルクＴｅ ＊）及びモーターの逆起電力λ－１に基づいてそれに対応する電流指令Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊を生成することができる。電流指令マップ４１は、モーター所要出力を反映したモーターの電流指令を生成するものであり、図２の例にはモーター所要出力と逆起電力に基づくマップが示されているが、他の因子に基づいてモーターの電流指令を生成するマップを適用することもできる。
電流制御部４２は、電流指令Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊を受け、実際にモーターに提供される電流を検出した値と比較し、その差を減少させることができる電圧指令Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊、Ｖｎ ＊を生成することができる。電圧指令は、ｄ軸成分Ｖｄ ＊、ｑ軸成分Ｖｑ ＊及び０相（ｚｅｒｏ ｐｈａｓｅ）成分Ｖｎ ＊を含むことができる。
第１デューティー生成部４３は図１に示した第１インバーター１０内のスイッチング素子のデューティーを生成するための要素であり、電圧指令Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊、Ｖｎ ＊を１／２倍にして第１インバーター１０に適用するための第１インバーター電圧指令Ｖｄ１ ＊、Ｖｑ１ ＊、Ｖｎ１ ＊を生成する倍数部４３１と、第１インバーター電圧指令Ｖｄ１ ＊、Ｖｑ１ ＊、Ｖｎ１ ＊をモーターの各相に対応する第１インバーター相電圧指令Ｖａｓ１ ＊、Ｖｂｓ１ ＊、Ｖｃｓ１ ＊に変換する座標変換部４３２と、第１インバーター相電圧指令Ｖａｓ１ ＊、Ｖｂｓ１ ＊、Ｖｃｓ１ ＊及び第１インバーター電圧指令の中で０相成分Ｖｎ１ ＊に基づいて空間ベクターパルス幅変調を遂行して第１インバーター１０内のスイッチング素子のデューティーを生成する第１空間ベクターパルス幅変調部４３３とを含むことができる。
第１デューティー生成部４３と同様に、第２デューティー生成部４４は、図１に示した第２インバーター２０内のスイッチング素子のデューティーを生成するための要素であり、電圧指令Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊、Ｖｎ ＊を－１／２倍にして第２インバーター２０に適用するための第２インバーター電圧指令Ｖｄ２ ＊、Ｖｑ２ ＊、Ｖｎ２ ＊を生成する倍数部４４１と、第２インバーター電圧指令Ｖｄ２ ＊、Ｖｑ２ ＊、Ｖｎ２ ＊をモーターの各相に対応する第２インバーター相電圧指令Ｖａｓ２ ＊、Ｖｂｓ２ ＊、Ｖｃｓ２ ＊に変換する座標変換部４４２と、第２インバーター相電圧指令Ｖａｓ２ ＊、Ｖｂｓ２ ＊、Ｖｃｓ２ ＊及び第２インバーター電圧指令の中で０相成分Ｖｎ２ ＊に基づいて空間ベクターパルス幅変調を遂行して第２インバーター２０内のスイッチング素子のデューティーを生成する第２空間ベクターパルス幅変調部４４３とを含むことができる。
ここで、座標変換部４３２、４４２による座標変換は、ｄｑ同期座標をモーター３相に相当するａｂｃ座標に変換するものであり、当該技術分野に通常逆回転変換（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｃｌａｒｋｅ／Ｐａｒｋ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）と知られた公知の技術に相当する。その反対の変換である回転変換（Ｃｌａｒｋｅ／Ｐａｒｋ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）も当該技術分野に公知となったものであり、以下これについての別途の詳細な説明は省略する。
図２に示したように、通常的なオープンエンドワインディング方式モーター制御技法は、モーターの電圧指令を第１インバーターと第２インバーターとに同一に分配する方式でなされる。
すなわち、図３に示したように、オープンエンドワインディング構造のモーター制御で、第１インバーターに対するスイッチングベクター図と第２インバーターに対するスイッチングベクター図を合成したベクター図上に示されたモーター電圧ＶＭＯＴは、第１インバーターによる電圧ＶＩＮＶ１と第１インバーターによる電圧ＶＩＮＶ１と同じ大きさを有しながら方向が反対の第２インバーターによる電圧ＶＩＮＶ２との差の形態として示すことができる。それぞれのベクター図はｄｑ平面上に示されたものであり、ｄｑ平面と空間ベクターパルス幅変調のためのベクター図などは当該技術分野に公知となった事項であり、それについての別途の詳細な説明は省略する。
このように、同じ大きさを有しながら反対方向を有する第１インバーター電圧と第２インバーター電圧とを、空間ベクターパルス幅変調によって具現すれば図４に示したようなインバーター出力電圧波形を得ることができる。図４で、ＴＳＷは、インバーター内のスイッチング素子のスイッチング周期であり、Ｖａ１、Ｖｂ１、Ｖｃ１、Ｖｎ１は、第１インバーターの各相電圧及び０相成分電圧を示し、Ｖａ２、Ｖｂ２、Ｖｃ２、Ｖｎ２は、第２インバーターの各相電圧及び０相成分電圧を示し、Ｖｎは、第１インバーターの０相成分電圧と第２インバーターの０相成分電圧との差を示すものであり、第１インバーター及び第２インバーターによってモーターに印加される０相成分電圧を示すものである。
図４に示したように、第１インバーター電圧と第２インバーター電圧は、ｄｑ平面上での電圧の大きさが同一であるにもかかわらず位相が違うから互いに異なる０相成分電圧を有することになる。よって、モーターに印加される０相成分電圧Ｖｎの大きさは周期平均的に０を維持することができない。
図２に示した通常的なコントローラー内の空間ベクター変調部４３３又は４４３は、図５に示したように、オフセット電圧生成部５１、極電圧指令生成部５２、極電圧指令制限部５３、割り算部５４及び合算部５５を含むことができる。
オフセット電圧生成部５１は、３相電圧指令Ｖａｓ ＊、Ｖｂｓ ＊、Ｖｃｓ ＊に基づいてオフセット電圧指令Ｖｎｓ ＊を生成し、極電圧指令生成部５２は、このオフセット電圧指令Ｖｎｓ ＊に０相成分電圧Ｖｎ ＊を引き算した値を３相電圧指令Ｖａｓ ＊、Ｖｂｓ ＊、Ｖｃｓ ＊から差し引いて極電圧指令Ｖａｎ ＊、Ｖｂｎ ＊、Ｖｃｎ ＊を生成する。
このように、通常のオープンエンドワインディング方式のモーター制御の際には、オフセット電圧指令Ｖｎｓ ＊が３相電圧指令Ｖａｓ ＊、Ｖｂｓ ＊、Ｖｃｓ ＊に基づいて生成されるので、実際に両インバーターでモーターを駆動するとき、各インバーターから出力されるオフセット電圧との差を有することになる。特に、第１インバーターと第２インバーターは互いに異なるオフセット電圧指令Ｖｎｓ ＊が生成されるので、実際に各インバーターではオフセット電圧指令に対応するオフセット電圧が出力されなくなる。
これを式で示せば下記の式１の通りである。
Figure 2023025679000002
したがって、モーターに最終的に印加される０相成分電圧は下記の式２になり、所望の通りに０相成分電圧を制御することができない。
Figure 2023025679000003
このように、０相成分電圧が周期平均的に０に制御されることができない場合、モーターの共通モード電流が発生し、共通モード電流の流れによってモーターで発生する損失が増加し、深刻な場合にはモーターの焼損も発生することもある。
図５で、極電圧指令制限部５３は、第１インバーター及び第２インバーターに印加される直流電圧ＶＤＣの±０．５の範囲で極電圧指令を制限し、割り算部５４は、制限された極電圧指令を第１インバーター及び第２インバーターに印加される直流電圧ＶＤＣで割り算し、合算部５５は、割り算部５４の結果にそれぞれ０．５を足してインバーター内のスイッチング素子のデューティーＤａ、Ｄｂ、Ｄｃを決定することができる。
極電圧指令制限部５３、割り算部５４及び合算部５５は、パルス幅変調制御を具現するために適用される公知の技術に相当し、詳細な動作は当該技術分野の通常の技術者が充分に実施可能なものなので、これについての追加的な詳細な説明は省略する。
図６は、本発明の一実施形態によるモーター駆動装置に適用されたコントローラーを詳細に示すブロック構成図である。
図６を参照すると、本発明の一実施形態によるモーター駆動装置に適用されたコントローラー３０は、電流指令マップ６１、電流制御部６２、第１デューティー生成部６３及び第２デューティー生成部６４を含むことができる。
電流指令マップ６１は、運転者の操作などによって生成されたモーター所要出力（モーター所要トルクＴｅ ＊）及びモーターの逆起電力λ－１に基づいてそれに対応する電流指令Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊を生成することができる。
電流制御部６２は、電流指令Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊を受け、実際にモーターに提供される電流を検出した値と比較し、その差を減少させることができる電圧指令Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊、Ｖｎ ＊を生成することができる。電圧指令は、ｄ軸成分Ｖｄ ＊、ｑ軸成分Ｖｑ ＊及び０相（ｚｅｒｏ ｐｈａｓｅ）成分Ｖｎ ＊を含むことができる。
電流指令マップ６１と電流制御部６２は、図２に示した通常的なモーター制御技法に適用されるものと実質的に同一であり得る。
第１デューティー生成部６３は第１インバーター１０内のスイッチング素子のデューティーを生成するための要素であり、電圧指令Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊、Ｖｎ ＊を１／２倍にして第１インバーター１０に適用するための第１インバーター電圧指令Ｖｄ１ ＊、Ｖｑ１ ＊、Ｖｎ１ ＊を生成する倍数部６３１と、第１インバーター電圧指令Ｖｄ１ ＊、Ｖｑ１ ＊、Ｖｎ１ ＊をモーターの各相に対応する第１インバーター相電圧指令Ｖａｓ１ ＊、Ｖｂｓ１ ＊、Ｖｃｓ１ ＊に変換する座標変換部６３２と、第１インバーター相電圧指令Ｖａｓ１ ＊、Ｖｂｓ１ ＊、Ｖｃｓ１ ＊に基づいて生成された第１オフセット電圧指令Ｖｎｓ１ ＊と第１インバーター電圧指令の中で０相成分Ｖｎ１ ＊及び第２デューティー生成部６４で生成された第２オフセット電圧指令Ｖｎｓ２ ＊とに基づいて空間ベクターパルス幅変調を遂行して第１インバーター１０内のスイッチング素子のデューティーＤａ１、Ｄｂ１、Ｄｃ１を生成する第１空間ベクターパルス幅変調部６３３とを含むことができる。
第１デューティー生成部６３と同様に、第２デューティー生成部６４は第２インバーター２０内のスイッチング素子のデューティーを生成するための要素であり、電圧指令Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊、Ｖｎ ＊を－１／２倍にして第２インバーター２０に適用するための第２インバーター電圧指令Ｖｄ２ ＊、Ｖｑ２ ＊、Ｖｎ２ ＊を生成する倍数部６４１と、第２インバーター電圧指令Ｖｄ２ ＊、Ｖｑ２ ＊、Ｖｎ２ ＊をモーターの各相に対応する第２インバーター相電圧指令Ｖａｓ２ ＊、Ｖｂｓ２ ＊、Ｖｃｓ２ ＊に変換する座標変換部６４２と、第２インバーター相電圧指令Ｖａｓ２ ＊、Ｖｂｓ２ ＊、Ｖｃｓ２ ＊に基づいて生成された第２オフセット電圧指令Ｖｎｓ２ ＊と第２インバーター電圧指令の中で０相成分Ｖｎ２ ＊及び第１デューティー生成部６３で生成された第１オフセット電圧指令Ｖｎｓ１ ＊とに基づいて空間ベクターパルス幅変調を遂行して第２インバーター２０内のスイッチング素子のデューティーＤａ２、Ｄｂ２、Ｄｃ２を生成する第２空間ベクターパルス幅変調部６４３とを含むことができる。
本発明の一実施形態で、第１デューティー生成部６３と第２デューティー生成部６４はそれぞれ第１インバーター１０及び第２インバーター２０の出力電圧によって決定されるそれぞれのオフセット電圧指令を互いに共有して両インバーターが同じ０相成分電圧を有するようにすることを特徴とする。すなわち、第１インバーター１０を制御するための第１デューティー生成部６３は第１インバーター１０の出力電圧に対応する第１インバーター相電圧指令Ｖａｓ１ ＊、Ｖｂｓ１ ＊、Ｖｃｓ１ ＊を用いて第１オフセット電圧指令Ｖｎｓ１ ＊を生成した後、第２デューティー生成部６４に提供することができ、第２インバーター２０を制御するための第２デューティー生成部６４は第２インバーター２０の出力電圧に対応する第２インバーター相電圧指令Ｖａｓ２ ＊、Ｖｂｓ２ ＊、Ｖｃｓ２ ＊を用いて第２オフセット電圧指令Ｖｎｓ２ ＊を生成した後、第１デューティー生成部６３に提供することができる。
第１デューティー生成部６３及び第２デューティー生成部６４は、第１オフセット電圧指令Ｖｎｓ１ ＊と第２オフセット電圧指令Ｖｎｓ２ ＊を互いに合成して互いに同じ値を有する合成オフセット電圧指令を生成し、合成オフセット電圧指令と各インバーターの０相成分電圧指令Ｖｎ１ ＊、Ｖｎ２ ＊を各インバーターの相電圧指令に適用して各インバーターに対する極電圧指令を生成することができる。
図７は本発明の一実施形態によるモーター駆動装置に適用されたコントローラー内の空間ベクター変調部をより詳細に示すブロック構成図である。特に、図７は第１デューティー生成部６３内の第１空間ベクターパルス幅変調部６４３を詳細に示すものであり、別に示さないが、第２デューティー生成部６４内の第２空間ベクターパルス幅変調部６４４も互いに対応する構成を有するように具現されることができる。
図７を参照すると、第１デューティー生成部６３内の第１空間ベクターパルス幅変調部６３４は、オフセット電圧生成部７１、オフセット電圧指令合成部７１１、極電圧指令生成部７２、極電圧指令制限部７３、割り算部７４及び合算部７５を含むことができる。
オフセット電圧生成部７１は、第１インバーターの３相電圧指令Ｖａｓ１ ＊、Ｖｂｓ１ ＊、Ｖｃｓ１ ＊に基づいてオフセット電圧指令Ｖｎｓ１ ＊を生成することができる。
図７に示した例で、オフセット電圧生成部７１は３相電圧指令Ｖａｓ１ ＊、Ｖｂｓ１ ＊、Ｖｃｓ１ ＊の中で最大値と最小値との平均値で第１インバーター１０のオフセット電圧指令Ｖｎｓ１ ＊を演算するものとして示されているが、これは単純な例であり、当該技術分野に知られた多様な方式でオフセット電圧指令を決定することができる。
オフセット電圧指令合成部７１１は、オフセット電圧生成部７１で生成された第１インバーター１０のオフセット電圧指令Ｖｎｓ１ ＊と第２デューティー生成部６４内の第２空間ベクターパルス幅変調部６４４によって生成された第２インバーター２０のオフセット電圧指令Ｖｎｓ２ ＊とを互いに合成して合成オフセット電圧指令Ｖｎｓ、ｆ ＊を生成することができる。
オフセット電圧指令合成部７１１は多様な方式で合成オフセット電圧指令Ｖｎｓ、ｆ ＊を生成することができる。例えば、オフセット電圧指令合成部７１１は、第１インバーター１０のオフセット電圧指令Ｖｎｓ１ ＊と第２インバーター２０のオフセット電圧指令Ｖｎｓ２ ＊とにそれぞれ加重値を適用した後、合算して合成オフセット電圧指令Ｖｎｓ、ｆ ＊を生成することができる。また、オフセット電圧指令合成部７１１は、第１インバーター１０のオフセット電圧指令Ｖｎｓ１ ＊と第２インバーター２０のオフセット電圧指令Ｖｎｓ２ ＊との平均値としてオフセット電圧指令Ｖｎｓ,f ＊を決定することができる。
オフセット電圧指令合成部７１１がどの方式で合成オフセット電圧指令Ｖｎｓ、ｆ ＊を生成しても、第１空間ベクターパルス幅変調部６３４と第２空間ベクターパルス幅変調部６４４とでそれぞれ生成された合成オフセット電圧指令Ｖｎｓ、ｆ ＊は互いに同じ値を有するように具現されなければならない。
オフセット電圧指令合成部７１１によって第１インバーター１０のオフセット電圧指令Ｖｎｓ１ ＊と第２インバーター２０のオフセット電圧指令Ｖｎｓ２ ＊との平均値を合成オフセット電圧指令に決定した場合、各インバーターから出力される０相成分電圧は次の式３の通りである。
Figure 2023025679000004
式３によれば、両インバーターの０相成分電圧の差（Ｖｎｓ１－Ｖｎｓ２）は電流制御部６２で設定された映像成分電圧指令Ｖｎ ＊として出力されることができる。ここで、両インバーターの変調に最終的に適用される合成オフセット電圧指令Ｖｎｓ、ｆ ＊は両オフセット電圧指令Ｖｎｓ１ ＊、Ｖｎｓ２ ＊の平均として決定される場合、両インバーターが有する出力デューティーのマージンが同一になるので、合成オフセット電圧指令Ｖｎｓ、ｆ ＊が両オフセット電圧指令Ｖｎｓ１ ＊、Ｖｎｓ２ ＊の平均として決定されることが好ましい。
図７で、極電圧指令生成部７２は、合成オフセット電圧指令Ｖｎｓ、ｆ ＊から第１インバーター１０の電圧指令の中で０相成分電圧指令Ｖｎ１ ＊を差し引いた値を第１インバーター１０の３相電圧指令Ｖａｓ１ ＊、Ｖｂｓ１ ＊、Ｖｃｓ１ ＊からそれぞれ差し引いて第１インバーター１０の極電圧指令Ｖａｎ１ ＊、Ｖｂｎ１ ＊、Ｖｃｎ１ ＊を生成することができる。
図７で、極電圧指令制限部７３は第１インバーター及び第２インバーターに印加される直流電圧ＶＤＣの±０．５の範囲で極電圧指令を制限し、割り算部７４は制限された極電圧指令を第１インバーター及び第２インバーターに印加される直流電圧ＶＤＣで割り算し、合算部７５は割り算部７４の結果にそれぞれ０．５を足してインバーター内のスイッチング素子のデューティーＤａ、Ｄｂ、Ｄｃを決定することができる。
極電圧指令制限部５３、割り算部５４及び合算部５５はパルス幅変調制御を具現するために適用される公知の技術に相当し、詳細な動作は当該技術分野の通常の技術者が充分に実施可能なものなので、これについての追加的な詳細な説明は省略する。
また、図７は第１デューティー生成部６３内の空間ベクターパルス幅変調部６３３の詳細構成を示すものであるが、当該技術分野の通常の技術者であれば図７から第２デューティー生成部６４内の空間ベクターパルス幅変調部６４３の詳細構成を容易に類推することができる。したがって、第２デューティー生成部６４内の空間ベクターパルス幅変調部６４３についての別途の説明は省略する。
図８は本発明の一実施形態によるモーター駆動装置の制御によって生成される各インバーターの電圧出力を示す波形図である。
図８を参照すると、図４に示した通常のモーター駆動装置の波形と比較するとき、本発明の一実施形態によるモーター駆動装置によれば、モーターの０相成分電圧Ｖｎが一周期内で０の平均値を有するように決定されることを確認することができる。
したがって、本発明の一実施形態によるモーター駆動装置は、空間ベクターパルス幅変調によって０相成分電圧の歪みが発生しないように所望の制御を遂行することができ、よってモーターで発生する共通モード電流を抑制してモーターの不必要な損失を抑制し、モーターの焼損を防止することができる。
以上で説明した図６～図８に示した本発明の実施形態はスイッチング周期内の０相成分電圧の平均を０に制御する実施形態である。このような実施形態は周期平均的に０相成分電圧を０に制御することができるが、瞬時的には０相成分電圧が脈動することによって共通モード電流が発生することができ、瞬時的な共通モード電流もモーターの損失を発生させることができる。以下では、０相成分電圧の脈動を抑制することにより瞬時的な共通モード電流まで除去することができる本発明の他の実施形態を説明する。
図９は本発明の他の実施形態によるモーター駆動装置に適用されたコントローラーを詳細に示すブロック構成図である。
図９を参照すると、本発明の他の実施形態によるモーター駆動装置のコントローラー３０は、電流指令マップ８１、電流制御部８２、第１デューティー生成部８３及び第２デューティー生成部８４を含むことができる。
電流指令マップ８１は、運転者の操作などによって生成されたモーター所要出力（モーター所要トルクＴｅ ＊）及びモーターの逆起電力λ－１に基づいてそれに対応する電流指令Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊を生成することができる。
電流制御部６２は、電流指令Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊を受け、実際にモーターに提供される電流を検出した値と比較し、その差を減少させることができる電圧指令Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊、Ｖｎ ＊を生成することができる。電圧指令は、ｄ軸成分Ｖｄ ＊、ｑ軸成分Ｖｑ ＊及び０相（ｚｅｒｏ ｐｈａｓｅ）成分Ｖｎ ＊を含むことができる。
電流指令マップ８１と電流制御部８２は図２に示した通常的なモーター制御技法に適用されるものと実質的に同一であり得る。
Figure 2023025679000005
Figure 2023025679000006
ここで、モーターの回転角（θ）は、モーターに設けられた回転角センサー（図示せず）から獲得することができるというのは当該技術分野に知られている。
本発明の一実施形態で、第１デューティー生成部８３と第２デューティー生成部８４とはｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令を３相電圧指令に変換する過程で互いに１２０度の差があるように座標変換を遂行することを特徴とする。
図１０は、図９に示した本発明の実施形態で、モーターの回転角より３０度先行するように第１インバーターの相電圧指令を変換し、モーターの回転角より１５０度先行するように第２インバーターの相電圧指令を変換した例を説明するための電圧ベクター図、図１１は、図９に示した本発明の実施形態で、モーターの回転角より３０度後行するように第１インバーターの相電圧指令を変換し、モーターの回転角より１５０度後行するように第２インバーターの相電圧指令を変換した例を説明するための電圧ベクター図である。
Figure 2023025679000007
Figure 2023025679000008
図１２は、図９に示した本発明の実施形態によるモーター駆動装置の制御によって生成される各インバーターの電圧出力、０相電圧成分及び共通モード電流を示す波形図である。
図１２に示したように、両インバーターが出力する電圧ベクターが１２０度の差を有すれば、両電圧ベクターを用いた変調を遂行する場合、瞬時的に同じ０相成分電圧Ｖｎ１、Ｖｎ２を示すことを確認することができる。よって、両インバーターの０相成分電圧の差Ｖｎは瞬時的に０になり、よって０相成分電圧の差による０相成分電流リップル（共通モード電流）も０になることを確認することができる。
一方、本発明の一実施形態で、各インバーターに対する０相成分電圧指令Ｖｎ ＊は、互いに異なるように分配することもできる。すなわち、図９で、第２倍数部８３２と第４倍数部８４２によって設定される第１インバーターに対する倍数値Ｐ１と第２インバーターに対する倍数値Ｐ２は、大きさが互いに異なるように決定されることができる。ここで、両倍数値の大きさの和は１にならなければならない（Ｐ１＋Ｐ２＝１）。
０相成分電圧指令Ｖｎ ＊の分配はモーターの出力には影響を及ぼさないので、モーターの立場では同一である。
一例として、０相成分電圧の大きさを同一に分配する場合（Ｐ１とＰ２の大きさが同一の場合）、スイッチングデッドタイムのようなインバーターに存在する誤差とそれに対する補償のために両インバーターの最終出力デューティーが変わり、これに対して一方のインバーターが先にデューティー制限にかかる場合が発生することがある。
一方、両インバーターに０相成分電圧指令の分配に対して自由度を付与すれば、デッドタイムのようなインバーターに存在する誤差のために互いに変わるデューティーの最大値を同一に調整することができる手段を提供することができ、これによりモーターの出力を増大させることができる。すなわち、倍数値Ｐ１、Ｐ２のチューニングによってインバーター自体が不可避に有することになる誤差による問題を適切に改善することができ、これによりモーターの出力を向上させることができる。
このように、図９～図１２に基づいて説明した本発明の一実施形態は、両インバーターの電圧ベクターの位相を１２０度の差を有するように設定して、両インバーターの空間ベクターパルス幅変調（Ｓｐａｃｅ Ｖｅｃｔｏｒ Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＳＶＰＷＭ）による０相成分出力電圧を同一に生成することにより両インバーターの間の０相成分スイッチング脈動を除去することができる。
しかし、このような実施形態では、モーター駆動システム全体の電圧指令Ｖｄｑｎ ＊からそれぞれのインバーターを駆動するための電圧を分離した後、それぞれのインバーターを空間ベクターパルス幅変調方式で駆動するための演算を遂行する方式を採用している。このような方式は座標変換、大きさ制限などのための多くの演算を要求し、コサイン、サイン演算などの離散化誤差によってインバーターの出力電圧が誤差を有する問題が発生することがある。
したがって、本発明はより単純な演算によって０相成分電圧によるスイッチング脈動を解決することができるさらに他の実施形態を提供する。
図１３は、本発明のさらに他の実施形態によるモーター駆動装置に適用されたコントローラーを詳細に示すブロック構成図、図１４は図１３に示した空間ベクターパルス幅変調部をより詳細に示すコントローラーのブロック構成図である。
図１３及び図１４を参照すると、本発明のさらに他の実施形態によるモーター駆動装置のコントローラー３０は、座標変換部９１と、空間ベクターパルス幅変調部９２と、倍数部９４と、第１極電圧指令生成部９６１と、第２極電圧指令生成部９６２とを含むことができる。図１３に示したコントローラーの例は、図９に示した実施形態が含む電流指令マップ８１と電流制御部８２とを当たり前に含むことができる。すなわち、図１３の実施形態の座標変換部９１は、図９に示した実施形態の電流制御部８２で生成されたモーターの電圧指令（同期座標系のｄｑ電圧指令）Ｖｄｒ ＊、Ｖｑｒ ＊を受けて動作することができる。
座標変換部９１は、電流制御部で生成されたモーターの電圧指令Ｖｄｒ ＊、Ｖｑｒ ＊を受け、これをモーターの回転角（θ）に３０度後行するように変換してモーターの回転角（θ）に３０度後行する相電圧指令Ｖａｓ ＋＊、Ｖｂｓ ＋＊、Ｖｃｓ ＋＊を生成することができる。座標変換部９１によってなされる座標変換は、公知技術の逆回転変換（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｃｌａｒｋｅ／Ｐａｒｋ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を適用して遂行することができる。
空間ベクターパルス幅変調部９２は、座標変換部９１から出力されたモーターの回転角（θ）に３０度後行する相電圧指令Ｖａｓ ＋＊、Ｖｂｓ ＋＊、Ｖｃｓ ＋＊を受け、これに基づいて空間ベクターパルス幅変調を遂行してモーターの回転角（θ）に３０度後行する、制限された極電圧指令Ｖａｍ＿ｌｉｍ ＋＊、Ｖｂｍ＿ｌｉｍ ＋＊、Ｖｃｍ＿ｌｉｍ ＋＊を生成することができる。
より具体的には、空間ベクターパルス幅変調部９２は、モーターの回転角（θ）に３０度後行する相電圧指令Ｖａｓ ＋＊、Ｖｂｓ ＋＊、Ｖｃｓ ＋＊の中で最大値と最小値との平均に相当するオフセット電圧を生成するオフセット電圧生成部９２１と、オフセット電圧をモーターの回転角（θ）に３０度後行する相電圧指令Ｖａｓ ＋＊、Ｖｂｓ ＋＊、Ｖｃｓ ＋＊から差し引いて遂行してモーターの回転角（θ）に３０度後行する極電圧指令Ｖａｍ ＋＊、Ｖｂｍ ＋＊、Ｖｃｍ ＋＊を生成する極電圧指令生成部９２２と、極電圧指令生成部９２２で生成されたモーターの回転角（θ）に３０度後行する極電圧指令Ｖａｍ ＋＊、Ｖｂｍ ＋＊、Ｖｃｍ ＋＊の大きさを制限してモーターの回転角（θ）に３０度後行する制限された極電圧指令Ｖａｍ＿ｌｉｍ ＋＊、Ｖｂｍ＿ｌｉｍ ＋＊、Ｖｃｍ＿ｌｉｍ ＋＊を生成する極電圧指令制限部９２３とを含むことができる。
Figure 2023025679000009
Figure 2023025679000010
Figure 2023025679000011
第１極電圧指令生成部９６１は、倍数部９４から出力される値にそれぞれ０相成分電圧指令Ｖｎ ＊を０．５倍にして合算して最終的に第１インバーター１０に対する極電圧指令を生成することができる。
第２極電圧指令生成部９６２は、第２インバーター２０に対する極電圧指令を生成することができる。第１インバーター１０の電圧がモーター電圧と比べて３０度後行する場合、第２インバーター２０の電圧指令は、第１インバーターの電圧より１２０度さらに後行することになる。これは、第１極電圧指令の中でａ相指令をｂ相指令に、第１極電圧指令の中でｂ相指令をｃ相指令に、第１極電圧指令の中でｃ相指令をａ相指令にシフトさせたものに相当する。
すなわち、第２極電圧指令生成部９６２は、倍数部９４から出力される値からそれぞれ０相成分電圧指令Ｖｎ ＊を０．５倍にして引き算し、倍数部９４から出力される値の中でａ相に相当する値から０相成分電圧指令Ｖｎ ＊の１／２が引き算された値を第２インバーター２０のｂ相極電圧指令に、倍数部９４から出力される値の中でｂ相に相当する値から０相成分電圧指令Ｖｎ ＊の１／２が引き算された値を第２インバーター２０のｃ相極電圧指令に、倍数部９４から出力される値の中でｃ相に相当する値から０相成分電圧指令Ｖｎ ＊の１／２が引き算された値を第２インバーター２０のａ相極電圧指令に決定することができる。
第１極電圧指令生成部９６１及び第２極電圧指令生成部９６２からそれぞれ出力される極電圧指令に基づいてデューティーを生成して第１インバーター１０内のスイッチング素子及び第２インバーター２０内のスイッチング素子をスイッチング制御すれば、図９に示した実施形態のように、第１インバーターの電圧がモーター電圧指令より３０度後行し、第２インバーターの電圧が第１インバーター電圧と１２０度の位相差を有するようにすることにより、０相成分電流を除去することができる。
特に、図１３及び図１４に示した実施形態は、モーターの電圧指令に基づいてまず空間ベクターパルス幅変調を遂行した後、出力される結果に基づいてそれぞれのインバーターに対する極電圧指令を生成するから、図９に示した実施形態と比べて座標変換のための演算量を最小化することができ、よって、電圧変調演算のうちサイン、コサイン演算による離散化誤差を最小化することができる。
一方、図１３及び図１４は、０相成分電圧指令Ｖｎ ＊を０．５倍にするための倍数部９５が適用されたが、図１５に示したように、各インバーターに対する０相成分電圧指令Ｖｎ ＊は互いに異なるように分配されることもできる。
図１５は、図１３に示した実施形態のコントローラーの変形例を示すブロック構成図である。
図１５を参照すると、第１極電圧指令生成部９６１に合算される０相成分電圧指令に対する倍数値Ｐ１と第２極電圧指令生成部９６２に合算される０相成分電圧指令に対する倍数値Ｐ２は大きさが互いに異なるように決定されることができる。ここで、両倍数値の大きさの和は１にならなければならない（Ｐ１＋Ｐ２＝１）。
図９の実施形態の説明で既に記述したように、０相成分電圧指令Ｖｎ ＊の分配はモーターの出力には影響を及ぼさないので、モーターの立場では同一である。両インバーターに０相成分電圧指令の分配に対して自由度を付与すれば、デッドタイムのようなインバーターに存在する誤差のために互いに変わるデューティーの最大値を同一に調整することができる手段を提供することができ、これによりモーターの出力を増大させることができる。
すなわち、図１５に示した実施形態は、倍数値Ｐ１、Ｐ２のチューニングにより、インバーター自体が不可避に有することになる誤差による問題を適切に改善することができ、これによりモーターの出力を向上させることができる。
一方、図１３～図１５で参照符号‘９３’は積分制御器（図９の電流制御器８２に相当する）にフィードバックされる信号を作って与えるためのアンチワインドアップ演算部である。
図１３～図１５に示した実施形態で、電流制御器８２の出力に相当するモーターの電圧指令Ｖｄ ｒ＊、Ｖｑ ｒ＊が空間ベクターパルス幅変調部９２内の極電圧指令制限部９２３によって制限され、その後、各インバーターに対するスイッチング制御は制限された指令によって遂行される。すなわち、電流制御器８２が正確なフィードバック制御を遂行するためには、自分が出力した電圧指令が実際にインバーター制御に適用されるときに制限された程度がフィードバックされる必要がある。
アンチワインドアップ演算部９３は、モーターの回転角（θ）に３０度後行する制限された極電圧指令Ｖａｍ＿ｌｉｍ ＋＊、Ｖｂｍ＿ｌｉｍ ＋＊、Ｖｃｍ＿ｌｉｍ ＋＊をモーターの回転角（θ）に３０度後行する回転変換（Ｃｌａｒｋｅ／Ｐａｒｋ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を遂行して電流制御器にフィードバックすることができる。
加えて、本発明のさらに他の実施形態で、第１インバーター１０の電圧はモーターの電圧指令に３０度先行することもできる。この場合には、第２インバーター２０の電圧が第１インバーター１０の電圧と比べて１２０度先行することができる。よって、第２極電圧指令生成部９６２は、倍数部９４から出力される値にそれぞれ０相成分電圧指令Ｖｎ ＊を０．５倍にして合算し、倍数部９４から出力される値の中でａ相に相当する値に０相成分電圧指令Ｖｎ ＊の１／２が合算された値を第２インバーター２０のｃ相極電圧指令に、倍数部９４から出力される値の中でｂ相に相当する値に０相成分電圧指令Ｖｎ ＊の１／２が合算された値を第２インバーター２０のａ相極電圧指令に、倍数部９４から出力される値の中でｃ相に相当する値に０相成分電圧指令Ｖｎ ＊の１／２が合算された値を第２インバーター２０のｂ相極電圧指令に決定することができる。
このような第１インバーターと第２インバーターとの電圧位相関係は図１０に示される。図１０は、第１インバーターの電圧がモーター電圧より３０度先行する場合の例を示すが、当該技術分野の通常の技術者であれば図１０の例から第１インバーターの電圧がモーター電圧より３０度後行する実施形態も充分に類推して実施することができる。
以上で説明した実施形態は、一スイッチング周期のうちに第１インバーター１０と第２インバーター２０との各相に対応するスイッチング素子が一回ずつスイッチングを遂行する。ここで、一回のスイッチングはスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切換された後、再びオフ状態に切換されること又はオン状態からオフ状態に切換された後、再びオン状態に切換されることを意味する。
このようなインバーター内のスイッチング素子のスイッチング方式は、第１インバーター１０内の第１スイッチング素子Ｓ１１－Ｓ１６と第２インバーター２０内の第２スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２６とが同種のスイッチング素子である場合に効率的である。
しかし、第１インバーター１０内の第１スイッチング素子Ｓ１１－Ｓ１６と第２インバーター２０内の第２スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２６とが異種のスイッチング素子の場合、例えば第１スイッチング素子Ｓ１１－Ｓ１６が相対的にスイッチング損失の小さい材料であるＳｉＣから製作されたＭＯＳＦＥＴであり、第２スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２６が相対的にスイッチング損失が大きいが安価の材料であるＳｉから製作されたＩＧＢＴの場合、第１スイッチング素子Ｓ１１－Ｓ１６と第２スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２６とが同じ回数でスイッチングすることは非効率的であり、スイッチング損失を減少させることができるにもかかわらずスイッチング損失の大きい状態でモーターを制御する場合が発生することになる。
したがって、本発明のさらに他の実施形態は、第１スイッチング素子Ｓ１１－Ｓ１６と第２インバーター２０内の第２スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２６とが異種の素材から製作された互いに異なるスイッチング素子の場合、スイッチング損失を減らしてシステム効率を向上させることができる新しい制御技法を提供する。
図１６は、本発明のさらに他の実施形態によるモーター駆動装置に適用されたコントローラーを詳細に示すブロック構成図である。以下では、第２インバーター２０を構成する第２スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２６がＳｉを材料として製作されたＩＧＢＴのようにスイッチング損失が相対的に大きい素子であり、第１インバーター１０を構成する第１スイッチング素子Ｓ１１－Ｓ１６がＳｉＣを材料として製作されたＭＯＳＦＥＴのようにスイッチング損失が相対的に小さい素子の場合を例として説明する。
図１６を参照すると、本発明のさらに他の実施形態によるモーター駆動装置のコントローラー３０は、電流指令マップ１０１０、電流制御部１０２０、電圧制限部１０３０、第２インバーター用デューティー生成部１０４０、座標変換部１０５０及び第１インバーター用パルス幅変調部１０６０を含むことができる。
電流指令マップ１０１０及び電流制御部１０２０は図６又は図９に示した実施形態に適用された電流指令マップ及び電流制御部と実質的に同一であり得る。
すなわち、電流指令マップ１０１０は、運転者の操作などによって生成されたモーター所要出力（モーター所要トルクＴｅ ＊及びモーターの逆起電力λ－１に基づいてそれに対応する電流指令Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊を生成することができる。また、電流制御部１０２０は、電流指令Ｉｄ ＊、Ｉｑ ＊を受け、実際にモーターに提供される電流を検出した値と比較して、その差を減少させることができる電圧指令Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊、Ｖｎ ＊を生成することができる。電圧指令はｄ軸成分Ｖｄ ＊、ｑ軸成分Ｖｑ ＊及び０相（ｚｅｒｏ ｐｈａｓｅ）成分Ｖｎ ＊を含むことができる。
電圧制限部１０３０は、電流制御部１０２０で生成された電圧指令Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊、Ｖｎ ＊の上下限値を制限して制限された電圧指令Ｖｄ、ｌｉｍ ＊、Ｖｑ、ｌｉｍ ＊、Ｖｎ、ｌｉｍ ＊）を生成することができる。電圧制限部１０３０は電圧指令に対する事前に設定された上下限値を前もって保存することができ、この上下限値は第１インバーター１０及び第２インバーター２０内のスイッチング素子の制御によって生成可能なモーター電圧の上下限によって事前に決定されることができる。
第２インバーター用デューティー生成部１０４０は、制限された電圧指令Ｖｄ、ｌｉｍ ＊、Ｖｑ、ｌｉｍ ＊に基づいて第２インバーター２０内の第２スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２６のスイッチングデューティーを決定することができる。
図１６に示した実施形態は、第２インバーター２０に適用された第２スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２６が第１インバーター１０に適用された第１スイッチング素子Ｓ１１－Ｓ１６と比べてスイッチング損失の大きい素子の場合に適用されるコントローラー３０の例を示す。すなわち、図１６に示した実施形態は、第２インバーター２０の第２スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２６を一スイッチング周期のうちにスイッチングしないようにし、第１インバーター１０の第１スイッチング素子Ｓ１１－Ｓ１６のみをスイッチングするようにすることにより、相対的にスイッチング損失の大きい第２スイッチング素子Ｓ２１－Ｓ２６のスイッチング損失を減少させることができる例である。
第２インバーター用デューティー生成部１０４０は、制限された電圧指令Ｖｄ、ｌｉｍ ＊、Ｖｑ、ｌｉｍ ＊の負の値を取った値に一番近い有効電圧ベクターに基づいて第２インバーターのデューティーを決定することができる。
図１７は、図１６に示した実施形態によって決定される各インバーターの電圧及びモーター電圧を説明するための電圧ベクター図である。
図１７を参照すると、前述したように、モーターの電圧は第１インバーターの電圧から第２インバーターの電圧を差し引いたものに相当するので、電圧指令Ｖｄ、ｌｉｍ ＊、Ｖｑ、ｌｉｍ ＊に対応する電圧ベクターＶｒｅｆは第１インバーター１０の電圧ベクターＶＩＮＶ１から第２インバーター２０の電圧ベクターＶＩＮＶ２を引き算して生成することができる。
第２インバーター用デューティー生成部１０４０は、ベクター図上で六角形の頂点の一つに相当する有効電圧ベクターを第２インバーターの電圧ベクターに決定することができる。特に、第２インバーター用デューティー生成部１０４０は、最適演算のために電圧指令Ｖｄ、ｌｉｍ ＊、Ｖｑ、ｌｉｍ ＊に対応する電圧ベクターＶｒｅｆに負の値に対応する電圧ベクターと一番近い有効ベクター（図１７では［００１］）を第２インバーターの電圧ベクターに決定することができる。よって、第２インバーターは、一スイッチング周期のうちにｃ相電圧のみがハイ状態を維持することができる（第２インバーター２０のａ相及びｂ相レッグのアッパースイッチング素子Ｓ２１、Ｓ２３がオフ、第２インバーター２０のａ相及びｂ相レッグのロワースイッチング素子Ｓ２２、Ｓ２４がオン、第２インバーター２０のｃ相レッグのアッパースイッチング素子Ｓ２５がオン、第２インバーター２０のｃ相レッグのロワースイッチング素子Ｓ２６がオフ状態の場合に相当する）。
第２インバーター用デューティー生成部１０４０が電圧指令Ｖｄ、ｌｉｍ ＊、Ｖｑ、ｌｉｍ ＊に対応する電圧ベクターＶｒｅｆと一番近い有効ベクターを決定するさまざまな方法があり得るが、電圧指令Ｖｄ、ｌｉｍ ＊、Ｖｑ、ｌｉｍ ＊に対応する各３相電圧の符号を用いて決定する方式が最も単純で効果的である。
第２インバーター用デューティー生成部１０４０は、逆回転変換（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｃｌａｒｋｅ／Ｐａｒｋ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を用いて電圧指令Ｖｄ、ｌｉｍ ＊、Ｖｑ、ｌｉｍ ＊をモーター３相に相当するａｂｃ座標に変換し、変換されたａｂｃ座標の符号によって次の式４のように第２インバーター２０の電圧ベクター、すなわち第２インバーター２０のデューティーを決定することができる。
Figure 2023025679000012
座標変換部１０５０は、第２インバーター２０のデューティーに対応する電圧ベクターを回転変換（Ｃｌａｒｋｅ／Ｐａｒｋ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）によって再びｄｑ座標に変換することができる。
第１インバーター用パルス幅変調部１０６０は、電圧指令Ｖｄ、ｌｉｍ ＊、Ｖｑ、ｌｉｍ ＊、Ｖｎ、ｌｉｍ ＊に座標変換部１０５０によって変換された第２インバーター２０のデューティーに対応する電圧ベクターを変換した値を合算した値を第１インバーターの電圧指令Ｖｄ、ＩＮＶ１ ＊、Ｖｑ、ＩＮＶ２ ＊、Ｖｎ、ＩＮＶ３ ＊として受け、第１インバーターの電圧指令Ｖｄ、ＩＮＶ１ ＊、Ｖｑ、ＩＮＶ２ ＊、Ｖｎ、ＩＮＶ３ ＊に基づいてパルス幅変調を遂行して第１インバーターのデューティーＤａ１、Ｄｂ１、Ｄｃ１を決定することができる。
第１インバーター用パルス幅変調部１０６０は、スイッチング周期内の第１インバーターと第２インバーターとが同じ０相成分電圧を維持することができるように同じ０相成分電圧を有する有効ベクターを用いてスイッチングを遂行することができるようにするＲＳＰＷＭ（Ｒｅｍｏｔｅ Ｓｔａｔｅ Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を適用することができる。
３相インバーターのスイッチング状態別の０相成分電圧は下記の表の通りに決定されると知られている。
Figure 2023025679000013
例えば、図１７のように、第２インバーター２０のデューティー又は電圧指令が［００１］に決定された場合、第１インバーター１０の電圧指令は第２インバーターのスイッチング状態による０相成分電圧と同一の０相成分電圧を有する［０１０］、［００１］、［１００］を用いて決定することができる。
図１７の最下部の六角形は、第１インバーターで［０１０］、［００１］、［１００］のスイッチング状態を有する有効ベクターによって合成することができる第１インバーター電圧の範囲を点線で示している。また、第２インバーター２０のデューティーによって決定された有効ベクターによって０相成分電圧を第２インバーターと同様に決定することができる第１インバーター１０の電圧範囲を、第１インバーターと第２インバーターを合成した全体モーター電圧に適用した場合、図１７の最上部の六角形に示した点線内の範囲でモーター電圧を決定することができる。
第１インバーター用パルス幅変調部１０６０は、第１インバーター１０の電圧ＶＩＮＶ１を合成することができるように、第２インバーターのスイッチング状態と同一の０相成分電圧を有するスイッチング状態に対するデューティーを決定することができる。
図１８は、図１６の実施形態によるモーター駆動装置の制御によって生成される各インバーターの電圧出力を示す波形図である。
図１８に示したように、第２インバーター２０は、一スイッチング周期Ｔｓｗのうち［００１］の状態のみを維持し、第１インバーター１０は、［００１］と同一の０相成分電圧を有する［００１］、［１００］、［０１０］を一定のデューティーで示すスイッチングが遂行されることを確認することができる。両インバーターの０相成分電圧Ｖｎ１、Ｖｎ２は互いに同一であるので、両０相成分電圧の差に相当する全体モーター駆動システムの０相成分電圧Ｖｎも０であることを確認することができ、よって０相成分電流Ｉｎが発生しないことを確認することができる。
図１９～図２１は、図１６に示した第１インバーター用パルス幅変調部によって生成可能な多様な第１インバーターの制御方式を示す波形図である。
前記表によれば、第１インバーター用パルス幅変調部１０６０は、第２インバーター２０のデューティーが決定されれば、それと同一の０相成分電圧を有する三つの有効電圧ベクターのスイッチング状態を用いて第１インバーター１０のデューティーを決定することができる。
まず、図１９に示したように、第１インバーター用パルス幅変調部１０６０は、決定された三つのスイッチング状態を一定の順に繰り返して第１インバーター１０の第１スイッチング素子Ｓ１１－Ｓ１６をスイッチングする方式を適用することができる。
また、図２０に示したように、第１インバーター用パルス幅変調部１０６０は、決定された三つのスイッチング状態を事前に設定された一スイッチング周期の中間時点を基準に対称的に分配する方式を適用することができる。
また、図２１に示したように、第１インバーター用パルス幅変調部１０６０は、決定された三つのスイッチング状態を一スイッチング周期の中間時点を基準に対称的に分配する方式を適用するにあたり、最も長いデューティーを有するスイッチング状態が一スイッチング周期の中間時点の前後に連続して現れるようにしてスイッチング回数を減少させてスイッチング損失を減少させる方式などを適用することができる。
以上で説明したように、図１６～図２１に基づいて説明した実施形態は、オープンエンドワインディング方式に適用される二つのインバーターをそれぞれ構成するスイッチング素子の種類が異なる場合、スイッチング損失の大きいスイッチング素子を適用したインバーターのスイッチングを最小化することができるので、スイッチング損失を減少させ、それによってシステム効率を著しく向上させることができる。
以上で本発明の特定の実施形態について図示しながら説明したが、請求範囲の範疇内で本発明を多様に改良及び変化させることができるというのは当該技術分野で通常の知識を有する者に明らかであろう。
１０ 第１インバーター
２０ 第２インバーター
３０ コントローラー
１００ モーター
２００ バッテリー
６１、８１ 電流指令マップ
６２、８２ 電流制御部
６３、６４、８３、８４ デューティー生成部
６３１、６４１、８３１、８３２、８４１、８４２ 倍数部
６３２、６４２、８３３、８４３ 座標変換部
６３３、６３４、８３４、８４４ 空間ベクターパルス幅変調部
７１ オフセット電圧生成部
７１１ オフセット電圧指令合成部
７２ 極電圧指令生成部
７３ 極電圧指令制限部
７４ 割り算部
７５ 合算部
９１ 座標変換部
９２ 空間ベクターパルス幅変調部
９２１ オフセット電圧生成部
９２２ 極電圧指令生成部
９２３ 極電圧指令制限部
９３ アンチワインドアップ演算部
９４、９５、９５１、９５２ 倍数部
９６１ 第１極電圧指令生成部
９６２ 第２極電圧指令生成部
１０１０ 電流指令マップ
１０２０ 電流制御部
１０３０ 電圧制限部
１０４０ 第２インバーター用デューティー生成部
１０５０ 座標変換部
１０６０ 第１インバーター用パルス幅変調部
Ｓ１１－Ｓ１６ 第１スイッチング素子
Ｓ２１－Ｓ２６ 第２スイッチング素子
Ｓ３１－Ｓ３３ 第３スイッチング素子
Ｌ１－Ｌ３ 巻線

Claims (10)

  1. 複数の相にそれぞれ対応する複数の巻線を有するモーターを駆動するモーター駆動装置であって、
    複数の第１スイッチング素子を含み、前記複数の巻線のそれぞれの第１端に連結された第１インバーターと、
    複数の第２スイッチング素子を含み、前記複数の巻線のそれぞれの第２端に連結された第２インバーターと、
    事前に設定された前記モーターの電圧指令に対応する電圧ベクターに一番近い有効ベクターを前記複数の第２スイッチング素子のデューティーに決定し、前記モーターの電圧指令に前記第２スイッチング素子のデューティーに相当する有効ベクターを合算した値を前記第１インバーターの電圧指令として使用して前記第１スイッチング素子をパルス幅変調制御するコントローラーと、
    を含む、モーター駆動装置。
  2. 前記コントローラーは、前記第１スイッチング素子をＲＳＰＷＭ（Ｒｅｍｏｔｅ Ｓｔａｔｅ Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式で制御することを特徴とする、請求項１に記載のモーター駆動装置。
  3. 前記コントローラーは、前記第２スイッチング素子のデューティーに相当する有効ベクターと同一の０相成分電圧を有する複数の有効ベクターを用いて前記第１インバーターの電圧指令を合成することを特徴とする、請求項１に記載のモーター駆動装置。
  4. 前記コントローラーは、前記モーターの電圧指令を逆回転変換して３相電圧指令を生成し、前記３相電圧指令に基づいて前記モーターの電圧指令に対応する電圧ベクターに一番近い有効ベクターを決定することを特徴とする、請求項１に記載のモーター駆動装置。
  5. 前記コントローラーは、次の式、
    Ｄａｂｃ、ｉｎｖ２＝Ｓｉｇｎ（Ｖａｂｃｎ、ｌｉｍ ＊）
    （ｘ≧０であればＳｉｇｎ（ｘ）＝１、ｘ＜０であればＳｉｇｎ（ｘ）＝０）を用いて前記モーターの電圧指令に対応する電圧ベクターに一番近い有効ベクターを決定することを特徴とする、請求項４に記載のモーター駆動装置（Ｄａｂｃ、ｉｎｖ２：前記モーターの電圧指令に対応する電圧ベクターに一番近い有効ベクターに相当するデューティー、Ｖａｂｃｎ、ｌｉｍ ＊：前記３相電圧指令）。
  6. 前記コントローラーは、前記モーターの電圧指令に前記第２スイッチング素子のデューティーに相当する有効ベクターを回転変換した結果を合算して前記第１インバーターの電圧指令を生成することを特徴とする、請求項１に記載のモーター駆動装置。
  7. 前記コントローラーは、前記第２スイッチング素子のデューティーに相当する有効ベクターと同一の０相成分電圧を有する複数の有効ベクターが一定の順に繰り返されるように前記第１スイッチング素子をスイッチングすることを特徴とする、請求項３に記載のモーター駆動装置。
  8. 前記コントローラーは、前記第２スイッチング素子のデューティーに相当する有効ベクターと同一の０相成分電圧を有する複数の有効ベクターが事前に設定された一スイッチング周期の中間時点を基準に対称的に現れるように前記第１スイッチング素子をスイッチングすることを特徴とする、請求項３に記載のモーター駆動装置。
  9. 前記コントローラーは、前記第２スイッチング素子のデューティーに相当する有効ベクターと同一の０相成分電圧を有する複数の有効ベクターのスイッチング状態の中で一番長いデューティーを有するスイッチング状態が前記中間時点の前後に連続して現れるように前記第１スイッチング素子をスイッチングすることを特徴とする、請求項８に記載のモーター駆動装置。
  10. 前記コントローラーは、事前に設定された前記モーターの電圧指令を事前に設定された上限値及び下限値に制限することを特徴とする、請求項１に記載のモーター駆動装置。
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