JP2022176156A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力損失を増大させることなく電圧検知の精度を向上させること。
【解決手段】１次巻線Ｐ１、２次巻線Ｓ１及び補助巻線Ｐ２を有するトランスＴ１と、１次巻線Ｐ１に直列に接続されたメインＦＥＴ１と、ダイオードＤ１２１及びコンデンサＣ１２１を有し、補助巻線Ｐ２に誘起される電圧を整流平滑するための整流平滑回路１２１と、ダイオードＤ１２２及びコンデンサＣ１２２を有し、整流平滑回路１２１と並列に接続され、補助巻線Ｐ２に誘起される電圧を整流平滑するための整流平滑回路１２２と、メインＦＥＴ１を制御する制御部１１０と、を備え、制御部１１０は、整流平滑回路１２１の出力電圧に基づいて補助巻線Ｐ２に誘起される電圧を検知し、ダイオードＤ１２２の応答性がダイオードＤ１２１の応答性よりも良い。
【選択図】図２

Description

本発明は、電源装置及び画像形成装置に関し、例えば、スイッチング電源の電圧検知機能に関する。

商用交流電源等の交流電圧を直流電圧に変換するスイッチング電源では、出力電圧の制御やスイッチング電源自体の保護のために、交流電源の電圧（以降、ＡＣ電圧とする）を検知する場合がある。ＡＣ電圧を検知するために、トランスに補助巻線を設け、補助巻線に誘起されるＡＣ電圧に比例した電圧を整流平滑して検知する方法がある。しかしながらトランスの補助巻線には、ＡＣ電圧に比例した電圧に、スイッチング素子のスイッチング動作時に生じるノイズ成分が重畳された電圧が誘起される。このため、補助巻線の電圧を整流平滑する方法では、ＡＣ電圧の検知結果に誤差が生じるという課題があった。

スイッチング素子のスイッチング動作時に生じるノイズ成分によるＡＣ電圧の検知結果の誤差を低減するために、例えば、特許文献１のような方法が提案されている。すなわち、補助巻線の整流回路に使用するダイオードの逆回復時間を規定し、ノイズ成分を整流しないことによってＡＣ電圧の検知精度を上げるという方法が提案されている。

特開２００４－２７４８４７号公報

しかしながら、従来の方法によってノイズ成分を除去しようとする場合、一般的な整流用ダイオードよりも逆回復時間が大幅に長いダイオードを使用しなければならない。そのため、従来の方法では、ノイズ成分の電圧値や周波数次第では必ずしも十分な効果が得られない場合があるという課題がある。また、逆回復時間が長いダイオードを使用することで、ダイオードでの電力損失が増大するという課題も存在する。このため、電力損失を増大させることなく電圧検知の精度を向上させることが求められている。

本発明は、このような状況のもとでなされたもので、電力損失を増大させることなく電圧検知の精度を向上させることを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明は、以下の構成を備える。
（１）１次巻線、２次巻線及び補助巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列に接続されたスイッチング素子と、第１のダイオード及び第１のコンデンサを有し、前記補助巻線に誘起される電圧を整流平滑するための第１の整流平滑回路と、第２のダイオード及び第２のコンデンサを有し、前記第１の整流平滑回路と並列に接続され、前記補助巻線に誘起される電圧を整流平滑するための第２の整流平滑回路と、前記スイッチング素子を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記第１の整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記補助巻線に誘起される電圧を検知し、前記第２のダイオードの応答性が前記第１のダイオードの応答性よりも良いことを特徴とする電源装置。
（２）記録材に画像を形成するための画像形成手段と、前記画像形成手段に電力を供給する前記（１）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、電力損失を増大させることなく電圧検知の精度を向上させることができる。

実施例１、２の画像形成装置を示す図 実施例１のスイッチング電源の概略図、ダイオードの応答性と整流平滑回路の出力電圧との関係を示すグラフ 実施例２のスイッチング電源の概略図、ダイオードの応答性と整流平滑回路の出力電圧との関係を示すグラフ

以下、本発明を実施するための形態を、実施例により図面を参照しながら詳しく説明する。

［画像形成装置］
図１に画像形成装置の概略構成の一例を示す。レーザビームプリンタ１１００（以下、プリンタ１１００という）は、感光ドラム１１０１、帯電部１１０２、現像部１１０３を備えている。感光ドラム１１０１は、静電潜像が形成される像担持体である。帯電部１１０２は、感光ドラム１１０１を一様に帯電する。現像部１１０３は、感光ドラム１１０１に形成された静電潜像をトナーにより現像することでトナー像を形成する。感光ドラム１１０１上（像担持体上）に形成されたトナー像をカセット１１０４から供給された記録材としてのシートＰに転写部１１０５によって転写し、シートＰに転写した未定着のトナー像を定着器１１０６によって定着する。この感光ドラム１１０１、帯電部１１０２、現像部１１０３、転写部１１０５が画像形成部（画像形成手段）である。定着されたシートＰはトレイ１１０７に排出される。また、プリンタ１１００は電源装置１１０８を備え、電源装置１１０８からモータ等の駆動部と制御部１１０９へ電力を供給している。制御部１１０９は、ＣＰＵ（不図示）を有しており、画像形成部による画像形成動作やシートＰの搬送動作等を制御している。なお、本発明の電源装置を適用することができる画像形成装置は、図１に例示された構成に限定されない。

［電源装置］
実施例１のスイッチング電源１００は、補助巻線Ｐ２に誘起される電圧ＶＦＷＤ０を整流平滑するための整流平滑回路を２つ設け、それぞれの整流平滑回路で応答性の異なるダイオードを使用することが特徴である。なお、スイッチング電源１００は、プリンタ１１００が備える電源装置１１０８に含まれる。以下でスイッチング電源１００の回路構成を説明した後に、補助巻線Ｐ２に誘起される電圧ＶＦＷＤ０と２つの整流平滑回路の出力電圧ＶＦＷＤ１及び出力電圧ＶＦＷＤ２について説明する。

初めに、図２（ａ）を用いてスイッチング電源１００の回路構成を説明する。スイッチング電源１００は、１次側に入力平滑コンデンサＣｉｎと、絶縁型のトランスＴ１と、スイッチング素子である電界効果トランジスタ１（以下、メインＦＥＴ１という）と、制御部１１０と、を有している。また、スイッチング電源１００は、第１の整流平滑回路１２１（以下、単に整流平滑回路１２１という）及び第２の整流平滑回路１２２（以下、単に整流平滑回路１２２という）を有している。また、２次側には、ダイオードＤｏｕｔと、コンデンサＣｏｕｔと、を有しており、２次側の電圧である出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値を１次側の制御部１１０にフィードバックするためのフィードバック手段として、ＦＢ回路１３０を有している。スイッチング電源１００は、交流電源１０から絶縁された２次側へ出力電圧Ｖｏｕｔを出力し、出力電圧Ｖｏｕｔが一定の電圧になるようにメインＦＥＴ１を制御している。

交流電源１０の交流電圧はダイオードブリッジＢＤ１によって整流され、入力平滑コンデンサＣｉｎに充電される。入力平滑コンデンサＣｉｎの低い側の電位をＤＣＬ、高い側の電位をＤＣＨとする。スイッチング電源１００の入力電圧Ｖｉｎは、ＤＣＨとＤＣＬとの差である。

トランスＴ１は、１次側に１次巻線Ｐ１及び補助巻線Ｐ２、２次側に２次巻線Ｓ１を備えた絶縁型の変圧器である。２次巻線Ｓ１には、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１から、メインＦＥＴ１のスイッチング動作によってエネルギーを供給している。１次巻線Ｐ１と同極性の巻線である補助巻線Ｐ２から出力されるフォワード電圧ＶＦＷＤ０は、整流平滑回路１２１及び整流平滑回路１２２によって整流平滑される。１次巻線Ｐ１の巻数はＴＮＰ１、２次巻線Ｓ１の巻数はＴＮＳ１、補助巻線Ｐ２の巻数はＴＮＰ２である。なお、実施例１のスイッチング電源１００はフライバック方式のため２次巻線Ｓ１の極性は１次巻線Ｐ１と逆極性になっているが、スイッチング電源の方式をフォワード方式として２次巻線Ｓ１の極性を１次巻線Ｐ１と同極性にしてもよい。

制御部１１０は、メインＦＥＴ１を駆動するための回路であり、ＣＰＵ１１１と駆動部１１２から構成される。ＣＰＵ１１１は、例えばクロックで動作する演算部を備えた一体型汎用マイクロコンピュータである。ＣＰＵ１１１は、整流平滑回路１２１から出力される出力電圧ＶＦＷＤ１、及び、ＦＢ回路１３０の出力電圧ＶＦＢに基づいて、ＰＷＭ信号である制御信号Ｓ１０の設定値（例えば制御開始タイミング、周期、オンデューティ）を制御する。制御信号Ｓ１０は駆動部１１２に入力される。なお、実施例１のスイッチング電源１００では、ＣＰＵ１１１及び駆動部１１２によってメインＦＥＴ１を制御しているが、ＣＰＵ１１１の代わりにアナログ制御ＩＣ等を用いてもよい。駆動部１１２は、メインＦＥＴ１を駆動するための回路である。駆動部１１２は、入力された制御信号Ｓ１０に従い、メインＦＥＴ１のゲート端子に対して駆動信号Ｓ２０を出力する。

（整流平滑回路１２１：入力電圧検知用）
整流平滑回路１２１は、入力電圧検知用の出力電圧ＶＦＷＤ１を出力するための回路である。整流平滑回路１２１は、補助巻線Ｐ２に誘起される電圧ＶＦＷＤ０を整流平滑するための第１のダイオードＤ１２１（以下、単にダイオードＤ１２１という）、第１のコンデンサＣ１２１（以下、コンデンサＣ１２１という）によって構成される。整流平滑回路１２１は、メインＦＥＴ１がスイッチング動作した際に補助巻線Ｐ２に誘起されるフォワード電圧ＶＦＷＤ０を整流平滑した出力電圧ＶＦＷＤ１を出力する。補助巻線Ｐ２に誘起される電圧ＶＦＷＤ０と入力電圧Ｖｉｎとの関係は、１次巻線Ｐ１の巻数ＴＮＰ１と補助巻線Ｐ２の巻数ＴＮＰ２とを用いた式（１）の関係を持つ。そのため、制御部１１０は、電圧ＶＦＷＤ０を整流平滑した電圧である出力電圧ＶＦＷＤ１を検知することで、入力電圧Ｖｉｎの電圧値を検知することができる。
ＶＦＷＤ０＝（ＴＮＰ２／ＴＮＰ１）×Ｖｉｎ・・・（１）

（整流平滑回路１２２：電源電圧用）
整流平滑回路１２２は、整流平滑回路１２１と同じく電圧ＶＦＷＤ０を整流平滑するための回路であり、駆動部１１２の電源電圧である出力電圧ＶＦＷＤ２を出力する。整流平滑回路１２２は整流平滑回路１２１と同じく第２のダイオードＤ１２２（以下、単にダイオードＤ１２２という）及び第２のコンデンサＣ１２２（以下、単にコンデンサＣ１２２という）から構成される。しかし、ダイオードＤ１２２の応答性がダイオードＤ１２１の応答性よりも良いという点で整流平滑回路１２１と異なる。ダイオードの応答性と整流平滑回路の出力電圧との関係については図２（ｂ）を用いて説明する。なお、実施例１のスイッチング電源１００では、整流平滑回路１２２の出力電圧ＶＦＷＤ２は直接、駆動部１１２に供給されているが、整流平滑回路１２２と駆動部１１２との間に電圧調整のためのレギュレータ回路などが接続されてもよい。

なお、実施例１のスイッチング電源１００では、整流平滑回路１２１と整流平滑回路１２２で同様の回路構成となっている。しかし、整流平滑回路１２１の出力電圧ＶＦＷＤ１がＣＰＵ１１１の入力電圧の定格を超えないようにするために、整流平滑回路１２１にのみ出力電圧ＶＦＷＤ１を分圧するための抵抗を設けてもよい。また、整流平滑回路１２１において、コンデンサＣ１２１の充電にかかる時定数を増加させてノイズ成分を除去しやすくするために、ダイオードＤ１２１とコンデンサＣ１２１との間に、ダイオードＤ１２１と直列に抵抗を設けてもよい。さらに、コンデンサＣ１２２の静電容量をコンデンサＣ１２１の静電容量よりも大きくすることで、整流平滑回路１２２でノイズ成分を吸収しやすくしてもよい。ノイズ成分については、図２（ｂ）を用いて説明する。
ＦＢ回路１３０は、２次側の電圧であるスイッチング電源１００の出力電圧Ｖｏｕｔを、１次側の制御部１１０へフィードバックするための回路であり、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つために用いている。なお、図２（ａ）ではグランドをＧＮＤと表している。

［ダイオードの応答性と整流平滑回路の出力電圧との関係］
次に、図２（ｂ）を用いてダイオードの応答性と整流平滑回路の出力電圧との関係について説明する。図２（ｂ）は、制御信号Ｓ１０と、補助巻線Ｐ２に誘起される電圧ＶＦＷＤ０と、整流平滑回路１２１の出力電圧ＶＦＷＤ１と、整流平滑回路１２２の出力電圧ＶＦＷＤ２を示した図である。図２（ｂ）（ｉ）のグラフには、横軸に時間、縦軸に電圧を示し、電圧ＶＦＷＤ０、出力電圧ＶＦＷＤ１、出力電圧ＶＦＷＤ２をそれぞれ実線で示している。また、図２（ｂ）（ｉｉ）のグラフには、横軸に時間、縦軸に制御信号Ｓ１０の信号レベル（ハイレベル（Ｈ）、ローレベル（Ｌ））を示している。

メインＦＥＴ１のオン状態・オフ状態の切替えは制御部１１０のＣＰＵ１１１から出力される制御信号Ｓ１０によって制御される。メインＦＥＴ１は、制御信号Ｓ１０がローレベルのときはオフ状態に、ハイレベルのときはオン状態になる。補助巻線Ｐ２は１次巻線Ｐ１と同極性であるため、補助巻線Ｐ２に誘起される電圧ＶＦＷＤ０は、メインＦＥＴ１がオン状態のとき（制御信号Ｓ１０がハイレベルのとき）は式（１）に表される値になる。一方、電圧ＶＦＷＤ０は、メインＦＥＴ１がオフ状態のとき（制御信号Ｓ１０がローレベルのとき）は０Ｖになる。

なお、図２（ｂ）（ｉ）において、破線で囲まれた箇所α、βのように、電圧ＶＦＷＤ０が式（１）で表される値、又は、０Ｖではない期間が存在するが、これはメインＦＥＴ１のスイッチング動作によって発生するノイズが原因である。一般にスイッチング電源では、メインＦＥＴがスイッチング動作をした際に基板のパターンや素子の寄生成分によってサージ電圧等のノイズが生じる。メインＦＥＴのスイッチング動作によって発生したノイズは、パターンの共通インピーダンスや、パターン及び部品間の電磁界結合により基板の広い範囲にわたって伝播する。スイッチング電源１００においても、メインＦＥＴであるメインＦＥＴ１がオン状態からオフ状態に切り替わる際、及び、オフ状態からオン状態に切り替わる際にサージ電圧が生じ、補助巻線Ｐ２に誘起される電圧ＶＦＷＤ０にもノイズ成分が重畳される。そのため、電圧ＶＦＷＤ０が式（１）に表される値、又は、０Ｖのどちらでもない期間が存在する。

ところで、スイッチング電源１００において、同様の回路構成であるにもかかわらず整流平滑回路１２１と整流平滑回路１２２で出力電圧が異なるのは、応答性が異なるダイオードを使用しているためである。一般にスイッチング電源では低消費電力化を実現するために、ダイオードは応答性が良いことが望まれる。これは、応答性が良いダイオードは逆回復特性が優れているため、ダイオードが導通状態から非導通状態に切り替わった際の逆回復電流による損失が小さく、ダイオードでの消費電力が小さいためである。一方で、応答性が良いダイオードはターンオン特性にも優れるため、サージ電圧のように周波数が非常に高いノイズ成分も整流できてしまうという課題がある。

ノイズ成分が重畳している電圧源に接続された整流回路において、低消費電力化を実現するために応答性が良いダイオードを用いるとノイズ成分も整流するため、整流平滑回路の出力電圧はノイズの分だけ高くなる。このようなノイズ成分によって出力電圧が増加すると電圧検知の誤差につながるため、出力電圧を電圧検知のために用いる整流平滑回路においては、ノイズ成分は整流されないことが望ましい。そこで、スイッチング電源１００では、整流平滑回路１２１と整流平滑回路１２２で使用するダイオードの応答性を変えることで、整流平滑回路１２１がノイズ成分を整流することを避け、制御部１１０での電圧誤検知を防いでいる。すなわち、ダイオードＤ１２１の逆回復時間は、ダイオードＤ１２２の逆回復時間よりも長く、ダイオードＤ１２１のターンオン時間は、ダイオードＤ１２２のターンオン時間よりも長い。

スイッチング電源１００では、整流平滑回路１２２のダイオードＤ１２２の応答性を、整流平滑回路１２１のダイオードＤ１２１よりも良くすることで、整流平滑回路１２２によって電圧ＶＦＷＤ０のノイズ成分を吸収する。整流平滑回路１２１に並列に接続された整流平滑回路１２２によってノイズ成分が吸収されることで、整流平滑回路１２１ではノイズ成分が重畳されず、入力電圧Ｖｉｎに比例した電圧のみを整流し、出力することができる。一方、整流平滑回路１２２ではノイズ成分も整流するため、整流平滑回路１２２の出力電圧ＶＦＷＤ２は、整流平滑回路１２１の出力電圧ＶＦＷＤ１よりも高い電圧Ｖｐｅａｋ１となる（ＶＦＷＤ２＝Ｖｐｅａｋ１＞ＶＦＷＤ１）。入力電圧Ｖｉｎの検知のために用いられる出力電圧ＶＦＷＤ１とは異なり、出力電圧ＶＦＷＤ２は駆動部１１２の電源電圧として用いられるため、駆動部１１２の電圧定格を超えない範囲であれば出力電圧ＶＦＷＤ２は高くなっても影響がない。また、ダイオードＤ１２２に応答性の良いダイオードを用いることで、ダイオードＤ１２１に応答性の低いダイオードを用いる必要がないため、電圧検知のための整流平滑回路での電力損失を増加させることなく電圧検知の精度を向上させることができる。すなわち、ダイオードＤ１２１は、ダイオードＤ１２２に比較して相対的に応答性が低ければよい。

なお、本発明の回路構成とは異なり、補助巻線に２つ目の整流平滑回路を設けず、補助巻線に誘起される電圧を入力電圧の検知のためだけに用いる構成も可能である。このような回路構成の場合、唯一の整流平滑回路のダイオードに応答性が低いダイオードを使用することでメインＦＥＴのスイッチングノイズによる電圧検知の誤差を低減することができる。しかし、本発明のように整流平滑回路を２つ設ける構成よりも電圧検知の誤差が増えてしまう。これは、本発明のように整流平滑回路１２１と整流平滑回路１２２とを並列に接続することでダイオードの応答性が良い整流平滑回路１２２によって補助巻線Ｐ２に誘起される電圧ＶＦＷＤ０のノイズ成分が吸収されるためである。ダイオードの応答性が低い整流平滑回路が１つの場合と比べ、整流平滑回路が２つの場合は応答性が良いダイオードを使用した整流平滑回路によってメインＦＥＴのスイッチング動作時の補助巻線に誘起される電圧の跳ね上がりを抑えることができる。したがって、本発明のように整流平滑回路を２つ並列に接続し、一方の整流平滑回路に応答性の良いダイオードを用いる方が、整流平滑回路を１つだけ設けて応答性の低いダイオードを使用する回路構成よりも電圧検知の精度が向上する。さらに、一般にダイオードは応答性が良い方が良いダイオードであると判断されるため、応答性が良いほど種類が豊富である一方、応答性が低いダイオードを使用するという方法では使用できるダイオードの種類が制限されてしまう。そのため、整流平滑回路を１つだけ設けて応答性が低いダイオードを用いる方式と比べて、ダイオードの応答性が異なる２つの整流平滑回路を備える構成とした方が、使用できるダイオードの種類が多くなる。

よって、実施例１によれば、第２の整流平滑回路によってノイズ成分が吸収されることで整流平滑回路が１つの場合よりも高い電圧検知の精度が得られるとともに、電力損失を増やすことなく高い精度の電圧検知が可能なスイッチング電源を実現できる。
以上、実施例１によれば、電力損失を増大させることなく電圧検知の精度を向上させることができる。

なお、上記の実施例１において、整流平滑回路１２２から出力される電圧ＶＦＷＤ２は駆動部１１２の電源電圧として使用されていたが、これに限定されない。例えば、電圧ＶＦＷＤ２をそのままＣＰＵ１１１へ供給し、ＣＰＵ１１１の電源電圧として使用してもよい。または電圧ＶＦＷＤ２を駆動部１１２の電源電圧として使用しつつ、さらに電圧ＶＦＷＤ２をレギュレータ回路などの降圧部を介して下げることでＣＰＵ１１１の電源電圧として使用してもよい。電圧ＶＦＷＤ２の使用用途としてはこれらに限定されず、電圧ＶＦＷＤ２は駆動部１１２、ＣＰＵ１１１以外の個所へ供給されてもよい。

実施例２のスイッチング電源２００は、トランスの補助巻線の極性、及び、出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック手段が実施例１のスイッチング電源１００と異なる。なお、スイッチング電源２００は、プリンタ１１００が備える電源装置１１０８に含まれる。以下で実施例２のスイッチング電源２００の回路構成を説明した後に、補助巻線Ｐ３に誘起される電圧ＶＦＬＢ０と、２つの整流平滑回路の出力電圧ＶＦＬＢ１及び出力電圧ＶＦＬＢ２の関係について説明する。なお、スイッチング電源１００と同様の回路構成については同様の符号を用い、説明は省略する。

［電源装置］
初めに、図３（ａ）を用いてスイッチング電源２００の回路構成を説明する。トランスＴ２は、１次側に１次巻線Ｐ１及び補助巻線Ｐ３、２次側に２次巻線Ｓ１を備えた絶縁型の変圧器である。トランスＴ２は、補助巻線Ｐ３が１次巻線Ｐ１と逆極性という点で実施例１のトランスＴ１と異なる。補助巻線Ｐ３に誘起される電圧ＶＦＬＢ０は、第１の整流平滑回路２２１（以下、単に整流平滑回路２２１という）及び第２の整流平滑回路２２２（以下、単に整流平滑回路２２２という）によって整流平滑される。１次巻線Ｐ１の巻数はＴＮＰ１、２次巻線Ｓ１の巻数はＴＮＳ１、補助巻線Ｐ３の巻数はＴＮＰ３である。なお、実施例２のスイッチング電源２００において２次巻線Ｓ１は１次巻線Ｐ１と逆極性、補助巻線Ｐ３と同極性である。

制御部２１０は、メインＦＥＴ１を駆動するための回路であり、ＣＰＵ２１１と駆動部１１２から構成される。ＣＰＵ２１１は例えばクロックで動作する演算部を備えた一体型汎用マイクロコンピュータである。ＣＰＵ２１１は、整流平滑回路２２１から出力される電圧ＶＦＬＢ１に基づいて、ＰＷＭ信号である制御信号Ｓ１０の設定値（例えば制御開始タイミング、周期、オンデューティ）を制御する。制御信号Ｓ１０は駆動部１１２に入力される。なお、実施例１のＣＰＵ１１１と同様に、ＣＰＵ２１１の代わりにアナログ制御ＩＣ等を用いてもよい。

（整流平滑回路２２１：出力電圧検知用）
整流平滑回路２２１は、出力電圧検知用の電圧ＶＦＬＢ１を出力するための回路である。整流平滑回路２２１は、補助巻線Ｐ３に誘起される電圧ＶＦＬＢ０を整流平滑するための第１のダイオードＤ２２１（以下、単にダイオードＤ２２１という）、第１のコンデンサＣ２２１（以下、単にコンデンサＣ２２１という）によって構成される。整流平滑回路２２１は、メインＦＥＴ１がスイッチング動作した際に補助巻線Ｐ３に誘起されるフライバック電圧ＶＦＬＢ０を整流平滑した出力電圧ＶＦＬＢ１を出力する。補助巻線Ｐ３に誘起される電圧ＶＦＬＢ０と出力電圧Ｖｏｕｔとは、２次巻線Ｓ１の巻数ＴＮＳ１と補助巻線Ｐ３の巻数ＴＮＰ３とを用いた式（２）の関係を持つ。そのため、制御部１１０は、電圧ＶＦＬＢ０を整流平滑した電圧である出力電圧ＶＦＬＢ１を検知することで、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値を検知することができる。
ＶＦＬＢ０＝（ＴＮＰ３／ＴＮＳ１）×Ｖｏｕｔ・・・（２）

（整流平滑回路２２２：電源電圧用）
整流平滑回路２２２は、整流平滑回路２２１と同じく電圧ＶＦＬＢ０を整流平滑するための回路であり、駆動部１１２の電源電圧である出力電圧ＶＦＬＢ２を出力する。整流平滑回路２２２は整流平滑回路２２１と同じく第２のダイオードＤ２２２（以下、単にダイオードＤ２２２という）及び第２のコンデンサＣ２２２（以下、単にコンデンサＣ２２２という）から構成される。しかし、ダイオードＤ２２２の応答性がダイオードＤ２２１の応答性よりも良いという点で整流平滑回路２２１と異なっている。ダイオードの応答性と出力電圧の関係の詳細については後述する。なお、実施例２のスイッチング電源２００では、整流平滑回路２２２の出力電圧ＶＦＬＢ２は、直接、駆動部１１２に供給されているが、整流平滑回路２２２と駆動部１１２との間に電圧調整のためのレギュレータ回路などが接続されてもよい。また、実施例１と同様に、整流平滑回路２２１に出力電圧ＶＦＬＢ１の分圧抵抗や、時定数変更のための抵抗を設けてもよく、さらに、コンデンサＣ２２２の静電容量をコンデンサＣ２２１の静電容量より大きくしてもよい。

［ダイオードの応答性と整流平滑回路の出力電圧との関係］
次に、図３（ｂ）を用いてダイオードの応答性と整流平滑回路の出力電圧の関係について説明する。図３（ｂ）は、制御信号Ｓ１０と、補助巻線Ｐ３に誘起される電圧ＶＦＬＢ０と、整流平滑回路２２１の出力電圧ＶＦＬＢ１と、整流平滑回路２２２の出力電圧ＶＦＬＢ２を示した図である。図３（ｂ）（ｉ）のグラフには、横軸に時間、縦軸に電圧を示し、電圧ＶＦＬＢ０、出力電圧ＶＦＬＢ１、出力電圧ＶＦＬＢ２を示している。また、図３（ｂ）（ｉｉ）のグラフには、横軸に時間、縦軸に信号レベル（ハイレベル（Ｈ）、ローレベル（Ｌ））を示している。

メインＦＥＴ１のオン状態・オフ状態の切替えは制御部２１０のＣＰＵ２１１から出力される制御信号Ｓ１０によって制御される。メインＦＥＴ１は、制御信号Ｓ１０がローレベルのときはオフ状態に、ハイレベルのときはオン状態になる。補助巻線Ｐ３は１次巻線Ｐ１と逆極性であるため、補助巻線Ｐ３に誘起される電圧ＶＦＬＢ０は、メインＦＥＴ１がオフ状態のとき（制御信号Ｓ１０がローレベルのとき）は式（２）に表される値になる。一方、電圧ＦＦＬＢ０は、メインＦＥＴ１がオン状態のとき（制御信号Ｓ１０がハイレベルのとき）は０Ｖになる。なお、図３（ｂ）の電圧ＶＦＬＢ０においても、電圧が０Ｖ、又は、式（２）で表される値のどちらでもない期間が存在するが、図２（ｂ）で説明した電圧ＶＦＷＤ０と同様に、メインＦＥＴ１のスイッチングノイズが原因である。図３（ｂ）（ｉ）では、メインＦＥＴ１のスイッチングノイズによるノイズ成分を、破線円γ、δで示している。

ところで、スイッチング電源２００において、整流平滑回路２２１と整流平滑回路２２２で出力電圧が異なるのは、応答性が異なるダイオードを使用しているためであり、実施例１のスイッチング電源１００と同様の理由である。すなわち、整流平滑回路２２２においても、応答性のよいダイオードＤ２２２はノイズ成分も整流する。このため、整流平滑回路２２２の出力電圧ＶＦＬＢ２は、整流平滑回路２２１の出力電圧ＶＦＬＢ１よりも高い電圧Ｖｐｅａｋ２となる（ＶＦＬＢ２＝Ｖｐｅａｋ２＞ＶＦＬＢ１）。

整流平滑回路２２１で精度よく電圧を検知したい理由は、基板の小型化及び低コスト化を実現するためである。商用交流電源から直流電圧を生成するスイッチング電源において、出力電圧を一定に保つために出力電圧を１次側にフィードバックする必要があるが、１次側と２次側は絶縁しなければならない。このため、スイッチング電源には、絶縁型トランス、又は、フォトカプラ等の素子が必要となる。一方で、一般にスイッチング電源には基板の小型化と低コスト化が求められているため、不要な素子は設けないことが望ましい。商用交流電源から直流電圧を生成するスイッチング電源において、電力を１次側から２次側へ伝達するための手段として絶縁型トランスは不可欠である。一方で、フォトカプラ等の光を用いた絶縁素子は１次側と２次側の情報伝達手段にすぎないため、使用せずに済めば基板の小型化、低コスト化の面で有利となる。したがって、基板の小型化、低コスト化のために、フォトカプラ等を用いた専用のフィードバック回路を省き、電力を伝達するための絶縁型トランスの補助巻線によって出力電圧をフィードバックする場合がある。ただし、専用のフィードバック回路を省いた場合であっても、出力電圧の精度は落とすことが許されない場合が多いため、補助巻線での電圧検知の精度を向上する必要がある。

実施例２のスイッチング電源２００はＦＢ回路を持たないため、専用のＦＢ回路を持つ実施例１のスイッチング電源１００と比べて基板の小型化を実現できる。さらに、出力電圧Ｖｏｕｔの検知用の整流平滑回路２２１に対して、フォトカプラ等の素子よりも安価かつ小型な応答性の良いダイオードを用いた整流平滑回路２２２を並列に接続する。これにより、スイッチング電源２００では、整流平滑回路による電力損失を増やさずに、高精度な電圧検知を実現できる。また、整流平滑回路２２２の出力電圧ＶＦＬＢ２を駆動部１１２の電源電圧として用いることで、１次側回路の電源電圧生成回路も省くことができ、さらなる基板小型化が見込まれる。

よって、実施例２によれば、第２の整流平滑回路２２２によってノイズ成分が吸収されることで整流平滑回路が１つの場合よりも高い電圧検知精度が得られる。これとともに、電力損失を増やすことなく高い精度の電圧検知が可能なスイッチング電源を実現できる。
以上、実施例２によれば、電力損失を増大させることなく電圧検知の精度を向上させることができる。

なお、上記の実施例２において、整流平滑回路２２２から出力される電圧ＶＦＬＢ２は駆動部１１２の電源電圧として使用されていたが、これに限定されない。例えば、電圧ＶＦＬＢ２をそのままＣＰＵ２１１へ供給し、ＣＰＵ２１１の電源電圧として使用してもよい。または電圧ＶＦＬＢ２を駆動部１１２の電源電圧として使用しつつ、さらに電圧ＶＦＬＢ２をレギュレータ回路などの降圧部を介して下げることでＣＰＵ２１１の電源電圧として使用してもよい。電圧ＶＦＬＢ２の使用用途としてはこれらに限定されず、電圧ＶＦＬＢ２は駆動部１１２、ＣＰＵ２１１以外の個所へ供給されてもよい。

１１０ 制御部
１２１ 整流平滑回路
１２２ 整流平滑回路
Ｃ１２１ コンデンサ
Ｃ１２２ コンデンサ
Ｄ１２１ ダイオード
Ｄ１２２ ダイオード
Ｔ１ トランス

Claims (11)

1. １次巻線、２次巻線及び補助巻線を有するトランスと、
   前記１次巻線に直列に接続されたスイッチング素子と、
   第１のダイオード及び第１のコンデンサを有し、前記補助巻線に誘起される電圧を整流平滑するための第１の整流平滑回路と、
   第２のダイオード及び第２のコンデンサを有し、前記第１の整流平滑回路と並列に接続され、前記補助巻線に誘起される電圧を整流平滑するための第２の整流平滑回路と、
   前記スイッチング素子を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記第１の整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記補助巻線に誘起される電圧を検知し、
   前記第２のダイオードの応答性が前記第１のダイオードの応答性よりも良いことを特徴とする電源装置。
2. 前記補助巻線は、前記１次巻線と同極性であり、
   前記制御部は、前記補助巻線に誘起される電圧に基づいて、前記１次巻線に入力される電圧を検知することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記２次巻線から出力される電圧を前記制御部にフィードバックするフィードバック手段を備えることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記２次巻線は、前記１次巻線と逆極性であり、
   前記補助巻線は、前記１次巻線と逆極性であり、
   前記制御部は、前記補助巻線に誘起される電圧に基づいて、前記２次巻線から出力される電圧を検知することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
5. 前記第２のコンデンサは、前記第１のコンデンサよりも静電容量が大きいことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電源装置。
6. 前記第１の整流平滑回路は、前記第１のダイオードと前記第１のコンデンサとの間に、前記第１のダイオードと直列に接続された抵抗を有することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電源装置。
7. 前記第１のダイオードの逆回復時間は、前記第２のダイオードの逆回復時間よりも長いことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電源装置。
8. 前記第１のダイオードのターンオン時間は、前記第２のダイオードのターンオン時間よりも長いことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電源装置。
9. 前記スイッチング素子を駆動する駆動部を備え、
   前記第２の整流平滑回路は、前記駆動部に供給する電源電圧を生成することを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電源装置。
10. 前記第２の整流平滑回路は、前記制御部に供給する電源電圧を生成することを特徴とする請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電源装置。
11. 記録材に画像を形成するための画像形成手段と、
    前記画像形成手段に電力を供給する請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。

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