JP2022165252A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】双方向の電力供給時の損失を低減することが出来る電力変換装置を提供することを目的とする。【解決手段】双方向への電力供給が可能な電力変換装置であって、第一の方向の電力供給量と第二の方向の電力供給量とが異なる場合に、制御部は、第一の方向の電力供給時に動作させるチョッパ回路と第二の方向の電力供給時に動作させるチョッパ回路を異ならせるとともに第一の方向の電力供給時に動作させるチョッパ回路の数と第二の方向の電力供給時に動作させるチョッパ回路の数とを異ならせる。【選択図】図２

Description

本開示は、双方向に電力供給が可能な電力変換装置に関するものである。

直流電圧を異なる直流電圧に変換する回路としてチョッパ回路が知られており、複数台並列に接続されたチョッパ回路にあっては、互いに磁気的に順結合される、順結合側第１相コイル及び順結合側第２相コイルを含み、２相リアクトルとして使用される順結合リアクトルと、互いに磁気的に逆結合される、逆結合側第１相コイル及び逆結合側第２相コイルを含み、２相リアクトルとして使用される逆結合リアクトルと、を備えたものがある（例えば特許文献１参照）。

特開２０１２―１２４９７７号公報

しかしながら、複数台並列に接続されたチョッパ回路に磁気的に結合したリアクトルを使用することによって常に複数台のチョッパ回路を動作しなければならない。このため高い電圧から低い電圧に電力を送る場合と低い電圧から高い電圧に電力を送る場合で送電すべき電力が異なる場合には電力の小さな送電方向の場合に必要以上に損失が多くなるという課題があった。

本開示は、上記課題を解決するためになされたものであって、特に各方向の電力供給量が異なる場合において電力供給を行う方向に応じて動作する回路の数を異ならせる構成により、双方向の電力供給時の損失を低減することが出来る電力変換装置を提供することを目的とする。

本開示の電力変換装置は、双方向への電力供給が可能な電力変換装置であって、複数のチョッパ回路と、チョッパ回路を制御する制御部と、を有し、第一の方向の電力供給量と第二の方向の電力供給量とが異なる場合に、制御部は、第一の方向の電力供給時と第二の方向の電力供給時とにおいて異なるチョッパ回路に動作させるとともに、第一の方向の電力供給時に動作させるチョッパ回路の数と第二の方向の電力供給時に動作させるチョッパ回路の数とを異ならせるものである。

本開示の電力変換装置によれば、双方向の電力供給時の損失を低減することが出来る。

本開示の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。 本開示の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。 本開示の実施の形態１に係る電力変換装置のハードウェア構成を示す図である。 本開示の実施の形態１にかかる電力変換装置が電力を供給している場合における各構成要素の波形の一例を示す図である。 本開示の実施の形態１にかかる電力変換装置が電力を供給している場合における各構成要素の波形の一例を示す図である。 本開示の実施の形態１に係る電力変換装置の構成の変形例を示す図である。 本開示の実施の形態１に係る電力変換装置の構成の変形例を示す図である。 本開示の実施の形態１に係る電力変換装置の構成の変形例を示す図である。

以下、図面を参照しながら説明する。なお、図面は概略的に示されるものであり、説明の便宜のため、構成の省略、または、構成の簡略化がなされるものである。また、以下に示される説明では、同様の構成要素には同じ符号を付して図示し、それらの名称と機能とについても同様のものとする。したがって、それらについての詳細な説明を、重複を避けるために省略する場合がある。

実施の形態１．
図１は電力変換装置１の構成を示す図である。本開示の実施の形態１の電力変換装置１は、図１に示すように、直流電圧を異なる直流電圧に電力変換するチョッパ回路部１０と、第一のコンデンサ１１３と、第二のコンデンサ１１４と、を備える。第一のコンデンサ１１３と第二のコンデンサ１１４は例えば電解コンデンサが用いられる。

本開示のチョッパ回路部１０は、第一の電源１２０および第二の電源１１９に接続されており、第一の電源１２０の直流電圧を異なる直流電圧の電力に変換して第二の電源１１９に出力する。このように第一の電源１２０の直流電圧を異なる直流電圧の電力に変換して第二の電源１１９に出力する電力供給の方向を、以下では第一の方向もしくは昇圧方向という。また、チョッパ回路部１０は、第二の電源１１９の直流電圧を異なる直流電圧の電力に変換して第一の電源１２０に出力する。このように第二の電源１１９の直流電圧を異なる直流電圧の電力に変換して第一の電源１２０に出力する電力供給の方向を以下では第二の方向もしくは降圧方向とする。すなわち、チョッパ回路部１０は、電力を双方向に供給することができる。そして、このチョッパ回路部１０の電力変換は、例えば制御部１０９によって制御される。

第一の電源１２０の正極は、第一のコンデンサ１１３の正極と接続され、第一の電源１２０の負極は、第一のコンデンサ１１３の負極と接続される。また第二の電源１１９の正極は、第二のコンデンサ１１４の正極と接続され、第二の電源１１９の負極は第二のコンデンサ１１４の負極と接続される。

図２を用いてチョッパ回路部１０をさらに説明する。図２は、実施の形態１の電力変換装置１の構成を示す図である。チョッパ回路部１０は、第一のリアクトル１０７と、第二のリアクトル１０８と、アノード端子およびカソード端子を持つ複数のダイオード１０２、１０４、１０５と、正極と負極と制御端子を持つ複数の半導体スイッチング素子１０１、１０３、１０６と、を含む。そして、これらによって第一のスイッチングレグと第二のスイッチングレグと第三のスイッチングレグとが構成される。半導体スイッチング素子１０１、１０３、１０６は例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が用いられ、正極がコレクタ、負極がエミッタ、制御電極がゲートとなる。

第一のスイッチングレグは、上アーム側に設けられる第一のダイオード１０２と下アーム側に設けられる第一の半導体スイッチング素子１０１とが直列接続されて構成される。第一のリアクトル１０７は、一方の端子が第一のコンデンサ１１３と接続され、他方の端子が第一のスイッチングレグの中間接続点と接続される。言い換えると、第一のリアクトル１０７の一方の端子は、第一のコンデンサ１１３の正極側に接続され、第一のリアクトル１０７の他方の端子は、第一のダイオード１０２のアノードと第一の半導体スイッチング素子１０１の正極側に接続される。この第一のスイッチングレグと第一のリアクトル１０７との構成部分を第一のチョッパ回路と定義する。

第二のスイッチングレグは、上アーム側に設けられる第二の半導体スイッチング素子１０６と下アーム側に設けられる第二のダイオード１０５とが直列接続されて構成される。そして、第二のダイオード１０５は、一方の端子が第一のコンデンサ１１３と接続され、他方の端子が第二のスイッチングレグの中間接続点と接続される。言い換えると、第二のリアクトル１０８の一方の端子は、第一のコンデンサ１１３の正極側と接続され、第二のリアクトル１０８の他方の端子は、第二の半導体スイッチング素子１０６の負極と第二のダイオード１０５のカソードとに接続される。この第二のスイッチングレグと第二のリアクトル１０８との構成部分を第二のチョッパ回路と定義する。

第三のスイッチングレグは、上アーム側に設けられる第三のダイオード１０４と下アーム側に設けられる第三の半導体スイッチング素子１０３とが直列接続されて構成される。第二のダイオード１０５の他方の端子は、第三のスイッチングレグの中間接続点とも接続される。言い換えると第二のリアクトル１０８の他方の端子は、第三のダイオード１０４のアノードと、第三の半導体スイッチング素子１０３の正極側に接続される。この第三スイッチングレグと第二のリアクトル１０８とを含む構成部分を第三のチョッパ回路と定義する。第三のチョッパ回路を構成する第二のリアクトル１０８は、第二のチョッパ回路を構成する前記第二のリアクトル１０８でもある。

上記のとおりチョッパ回路部１０はスイッチングレグが互いに並列に接続される複数のチョッパ回路を含む。このうち、第二のチョッパ回路と第三のチョッパ回路とは、第二のチョッパ回路を構成する第二のスイッチングレグと第三のチョッパ回路を構成する第三のスイッチングレグとが並列に接続される。そして、同一の第二のリアクトル１０８にそれぞれ接続されており、第二のリアクトル１０８を共有する。すなわち１つの第二のリアクトル１０８は第二のチョッパ回路および第三のチョッパ回路の構成の一部である。さらに言えば、第二のリアクトル１０８は、第二のチョッパ回路動作時に電流が流れる経路でもあり、第三のチョッパ回路動作時に電流が流れる経路でもある。また、これは複数のものが磁気的に結合したものとは意味合いが異なるものである。一方、第一のチョッパ回路の第一のリアクトル１０７は、第一のチョッパ回路の構成の一部であるが、他の第二のチョッパ回路や第三のチョッパ回路の構成の一部とはなっていない。すなわち、第二のチョッパ回路動作によって生じる電流の経路に第一のリアクトル１０７はない。そして、第一のリアクトル１０７と第二のリアクトル１０８とは、磁気的に結合していない独立した別個のものである。

また、第一のチョッパ回路と第三のチョッパ回路は、上記説明からもわかるように同様の構成であり、第一のチョッパ回路と第三のチョッパ回路とは並列接続されている。すなわち第一のチョッパ回路が複数接続されている構成と同じである。そして、第二のチョッパ回路は、複数の第一のチョッパ回路と並列に接続されている。厳密にいえば、第二のチョッパ回路を構成する第二のスイッチングレグと第一のチョッパ回路を構成する第一のスイッチングレグが並列に接続されている。以下、第一のチョッパ回路と第三のチョッパ回路を合わせて説明する場合には、第一のチョッパ回路と第三のチョッパ回路とをまとめて第一のチョッパ回路（または第一（第三）のチョッパ回路）として説明する場合がある。

第一（第三）のチョッパ回路と第二のチョッパ回路の定格電力が同じ場合においては、各チョッパ回路を構成する部品の定格も同じものが選択される。一方で第一のチョッパ回路と第三のチョッパ回路の定格電力が異なる場合には、例えば第一のチョッパ回路を構成する第一のリアクトル１０７と、第三のチョッパ回路を構成する第二のリアクトル１０８とは異なる定格のものが用いられる。さらに言えば第二のチョッパ回路と共有される第二のリアクトル１０８と共有されない第一のリアクトル１０７の定格を異ならせることが想定される。リアクトルの定格は、インダクタンス値や巻き数、抵抗値等によって決まり、同じ定格である場合にはこれらが同じものをいう。ただし、後述する三角波キャリア２０３と三角波キャリア２０８とを１８０度位相をずらすことによる効果を最大限に得たい場合には、各リアクトル１０７、１０８を同じ定格とすることが想定される。

また、各ダイオードや各半導体素子については、第一（第三）のチョッパ回路と第二のチョッパ回路の定格電力が異なる場合に、定格に応じて部品を選定する。また、第一のチョッパ回路と第三のチョッパ回路の定格電流が異なる場合にも同様に定格電流に合わせた部品を選定することになる。しかしながらリアクトルと同様に三角波キャリア２０３と三角波キャリア２０８との位相を１８０度ずらすことによる効果を最大限に得たい場合には、各スイッチング素子と各ダイオードの定格を同じものとすることが想定される。

そして、実施の形態１においては、第一の電源１２０の電圧を第二の電源１１９の電圧に電力変換する第一（第三）のチョッパ回路が２つと第二の電源１１９の電圧を第一の電源１２０の電圧に電力変換する第二のチョッパ回路の１つが接続されている構成である。第三のチョッパ回路と第二のチョッパ回路においては、厳密には第二のチョッパ回路を構成する第二のスイッチングレグと第一のチョッパ回路を構成する第一のスイッチングレグが並列に接続されている。この構成は、第一の方向の電力供給量が第二の方向の電力供給量よりも多いと想定した構成である。すなわち、第一の方向と第二の方向の電力供給量が異なる場合には、第一の方向の電力供給時に動作するチョッパ回路と第二の方向の電力供給時に動作するチョッパ回路が異なる構成としている。また、電力供給量の多い第一の方向の電力供給時に動作する第一（第三）のチョッパ回路の数と電力供給量の少ない第二の方向の電力供給時に動作する第二のチョッパ回路の数は異なる構成を想定している。さらには第一の方向において動作するチョッパ回路の数は第二の方向において動作するチョッパ回路の数よりも多い構成を想定している。

次に電力変換装置１の動作について説明する。上記でも述べたように電力変換装置１は、制御部１０９によって制御される。

制御部１０９は、第一のコンデンサ１１３の電圧を検出する電圧検出部１１５と、第二のリアクトル１０８の電流を検出する電流検出部１１６と、第一のリアクトル１０７の電流を検出する電流検出部１１７と、第二のコンデンサ１１４の電圧を検出する電圧検出部１１８からそれぞれの情報を取得することができる。また、それら少なくとも１つ以上の情報に基づいて、各スイッチング素子へ各駆動信号１１０、１１１、１１２を送る。

第一の半導体スイッチング素子１０１への駆動信号を第一の駆動信号１１０とし、第二の半導体スイッチング素子１０６への駆動信号を第二の駆動信号１１２とし、第三の半導体スイッチング素子１０３への駆動信号を第三の駆動信号１１１とする。各駆動信号１１０、１１１、１１２はＨｉｇｈの場合にそれぞれ対応する各半導体スイッチング素子をオンし、Ｌｏｗの場合には各半導体スイッチング素子をオフする。これら各駆動信号１１０、１１１、１１２のオンとオフの切り替えによって各半導体スイッチング素子１０１、１０６、１０３が制御される。

図３は、電力変換装置１のハードウェア構成図を示す図である。電力変換装置１における制御部１０９はチョッパ回路部１０を制御するプロセッサ２０と、その記憶装置３０とで構成されている。

記憶装置３０は、図示していないがランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置を具備する。

プロセッサ２０は、記憶装置３０から入力されたプログラムを実行する。記憶装置３０が補助記憶装置と揮発性記憶装置とを具備するため、プロセッサ２０に、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプログラムが入力される。また、プロセッサ２０は、演算結果等のデータを記憶装置３０の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置に前記データを保存してもよい。

ここで、第一の電源１２０から第二の電源１１９へ電力を供給している場合について図４を用いてさらに説明する。図４は、電力変換装置１が第一の電源１２０から第二の電源１１９へ電力を供給している場合における各構成要素の波形の一例を示す図である。

図４中の上段グラフは第一の電源１２０の電圧Ｖｄｃ１の波形２０２と第二の電源１１９の電圧Ｖｄｃ２波形２０１とを図示している。図４の中段４つのグラフは、制御部１０９の中で生成される三角波キャリア２０３、第一の半導体スイッチング素子１０１を駆動するための指令値Ｉｒｅｆ１の波形２０４、第一のリアクトル１０７の電流ＩＬ１の波形２０５、第一の半導体スイッチング素子１０１を流れる電流ＩＱ１の波形２０６、第一のダイオード１０２を流れる電流ＩＤ１の波形２０７をそれぞれ示している。図４の下段４つのグラフは、制御部１０９の中で生成される三角波キャリア２０８、第三の半導体スイッチング素子１０３を駆動するための指令値Ｉｒｅｆ３の波形２０９、第二のリアクトル１０８の電流ＩＬ２の波形２１０、第三の半導体スイッチング素子１０３を流れる電流ＩＱ３の波形２１１、第三のダイオード１０４を流れる電流ＩＤ３の波形２１２を示している。また、図４の例においては、三角波キャリア２０３と三角波キャリア２０８は位相が１８０度ずれているものを示している。

第一の半導体スイッチング素子１０１を駆動するための指令値Ｉｒｅｆ１と第三の半導体スイッチング素子１０３を駆動するための指令値Ｉｒｅｆ３とは、制御部１０９内で適切に処理し必要な指令値を生成される。その際、例えば第一のコンデンサ１１３の電圧検出部１１５と第二のリアクトル１０８の電流検出部１１６と第一のリアクトル１０７の電流検出部１１７と第二のコンデンサ１１４の電圧検出部１１８とより検出された値が用いられる。

例えば、第二の電源１１９の電圧をある目標電圧に追従させたい場合には目標電圧と電圧検出部１１８により検出された第二のコンデンサ１１４の電圧値とを比較し、その比較した結果に基づいて比例積分制御することにより電流指令値が生成される。そしてこの電流指令値と電流検出部１１７より検出された第一のリアクトル１０７の電流値とを比較し、その比較した値に基づいて比例積分制御することによって第一の半導体スイッチング素子１０１を駆動するための指令値が生成される。

図４中の期間Ａは、第一の駆動信号１１０がＨｉｇｈの期間である。すなわち、第一の半導体スイッチング素子１０１がオンに制御されている。この期間Ａにおいて、電流は、第一のコンデンサ１１３―第一のリアクトル１０７―第一の半導体スイッチング素子１０１―第一のコンデンサ１１３の経路で流れる。但し、一部の電流は第一の電源１２０―第一のリアクトル１０７―第一の半導体スイッチング素子１０１―第一の電源１２０を流れる。このとき第一のリアクトル１０７の電流は第一の電源１２０の電圧に関連した速度で増加する。

具体的には、第一のリアクトル１０７の電流増加量は、第一の電源１２０の電圧に期間Ａの時間を乗じ、第一のリアクトル１０７のインダクタンスの値で割ることによりもとめることができる（第一の電源１２０の電圧×期間Ａの時間÷第一のリアクトル１０７のインダクタンス）。したがって、第一の電源１２０の電圧が高いほど電流増加量は多くなる。また期間Ａの時間が長いほど電流増加量は多くなる。そして、期間Ａの開始よりも期間Ａの終わりの方が第一のリアクトル１０７に流れる電流が多くなる。

図４中の期間Ｂは、第一の駆動信号１１０がＬｏｗの期間である。すなわち、第一の半導体スイッチング素子１０１がオフに制御されている。この期間Ｂにおいて、電流は、第一のコンデンサ１１３―第一のリアクトル１０７―第一のダイオード１０２―第二のコンデンサ１１４―第一のコンデンサ１１３を流れる。但し、一部の電流は第一の電源１２０―第一のリアクトル１０７―第一のダイオード１０２―第二の電源１１９―第一の電源１２０を通る。このとき第一のリアクトル１０７の電流ＩＤ１は第一の電源１２０の電圧と第二の電源１１９の電圧差に関連した速度で減少する。

具体的には、第一のリアクトル１０７の電流減少量は、第二の電源１１９の電圧から第一の電源１２０の電圧を減じたものに期間Ｂの時間を乗じ、第一のリアクトル１０７のインダクタンスの値で割ることによりもとめることができる（（第二の電源１１９の電圧－第一の電源１２０の電圧）×期間Ｂの時間÷第一のリアクトル１０７のインダクタンス）。したがって、第二の電源１１９の電圧と第一の電源１２０の電圧の差が大きいほど電流減少量は大きくなる。また期間Ｂの時間が長いほど、電流減少量は多くなる。さらに第一のリアクトル１０７のインダクタンスが小さいほど電流減少量は多くなる。そして、期間Ｂの開始の方が期間Ｂの終わりの方より第二のリアクトル１０８に流れる電流が多くなる。

このように第一の半導体スイッチング素子１０１が制御部１０９の第一の駆動信号１１０によってオンされた期間に第一のリアクトル１０７で増加した電流が、第一の駆動信号１１０がオフされることにより上記で説明した経路を介して第二の電源１１９に流れる。このように制御されることで、第一の電源１２０から第二の電源１１９に電流が流れ、電力を供給することが出来る。

図４中の期間Ｃは、第三の駆動信号１１１がＨｉｇｈの期間である。すなわち、第三の半導体スイッチング素子１０３がオンに制御されている。この期間Ｃにおいては、電流は第一のコンデンサ１１３―第二のリアクトル１０８―第三の半導体スイッチング素子１０３―第一のコンデンサ１１３の経路で流れる。但し、一部の電流は第一の電源１２０―第二のリアクトル１０８―第三の半導体スイッチング素子１０３―第一の電源１２０を流れる。このとき第二のリアクトル１０８の電流ＩＬ２は第二の電源１１９の電圧に関連した速度で増加する。

具体的には、第二のリアクトル１０８の電流増加量は、第一の電源１２０の電圧に期間Ｃの時間を乗じ、第二のリアクトル１０８のインダクタンスの値で割ることによりもとめることができる（第一の電源１２０の電圧×期間Ｃの時間÷第二のリアクトル１０８のインダクタンス）。したがって、第一の電源１２０の電圧が高いほど電流増加量は多くなる。また期間Ｃの時間が長いほど電流増加量は多くなる。そして、期間Ｃの開始よりも期間Ｃの終わりの方が第二のリアクトル１０８に流れる電流が多くなる。

図４中の期間Ｄは、第三の駆動信号１１１がＬｏｗの期間である。すなわち、第三の半導体スイッチング素子１０３がオフに制御されている。この期間Ｄにおいては、電流は第一のコンデンサ１１３―第二のリアクトル１０８―第三のダイオード１０４―第二のコンデンサ１１４―第一のコンデンサ１１３を流れる。但し、一部の電流は第一の電源１２０―第二のリアクトル１０８―第三のダイオード１０４―第二の電源１１９―第一の電源１２０を通る。この時、第二のリアクトル１０８の電流は第一の電源１２０の電圧と第二の電源１１９の電圧差に関連した速度で減少する。

具体的には、第二のリアクトル１０８の電流減少量は、第二の電源１１９の電圧から第一の電源１２０の電圧を減じたものに期間Ｃの時間を乗じ、第二のリアクトル１０８のインダクタンスの値で割ることによりもとめることができる（（第二の電源１１９の電圧－第一の電源１２０の電圧）×期間Ｃの時間÷第二のリアクトル１０８のインダクタンス）。したがって、第二の電源１１９の電圧と第一の電源１２０の電圧の差が大きいほど電流減少量は多くなる。また期間Ｄの時間が長いほど電流減少量は多くなる。そして、期間Ｄの開始の方が期間Ｄの終わりの方よりも第二のリアクトル１０８に流れる電流が多くなる。第二の電源１１９の電圧と第一の電源１２０の電圧の差が大きいほど第一の半導体スイッチング素子１０１や第三の半導体スイッチング素子１０３の駆動信号がＨｉｇｈとなる期間が長くなる。

このように第三の半導体スイッチング素子１０３が制御部１０９の第三の駆動信号１１１によって制御されることにより、第一の電源１２０から第二の電源１１９に電流が流れ、電力を供給することが出来る。

そして、第一の方向の電力供給の場合は、制御部１０９が第一（第三）のチョッパ回路を２回路で動作させる。具体的には、第一の半導体スイッチング素子１０１と第三の半導体スイッチング素子１０３は、位相ずれ１８０度で制御部１０９により対応する駆動信号がオンオフされ制御される。このように２回路で動作することにより、第一のコンデンサ１１３は第一のリアクトル１０７の電流ＩＬ１と第二のリアクトル１０８の電流ＩＬ２の和が流れることになる。しかしながら、上記でも述べたように三角波キャリアを１８０度ずらしているため、電流の増減は少なくなる。これは、三角波キャリアを１８０度ずらすことにより第一のリアクトル１０７の電流ＩＬ１と第二のリアクトル１０８の電流ＩＬ２の増減がずれ、互いに増減を打ち消しあうためである。したがって、第一のコンデンサ１１３に流れ込む電流を少なくすることが出来る。なお、仮に三角波キャリアを同じとした場合はこの効果が得られないが、第一の電源１２０から第二の電源１１９へ電力を供給することは可能である。この場合、第一の半導体スイッチング素子１０１と第三の半導体スイッチング素子１０３を制御する駆動信号のタイミングは同じである。また第一の方向の電力供給の場合は、第二のチョッパ回路は動作させない。すなわち第二の半導体スイッチング素子１０６の駆動信号１１２はＬоｗである。

また第二のコンデンサ１１４は第一のダイオード１０２の電流ＩＤ１と第二のダイオード１０５の電流ＩＤ２の和が流れることになる。しかしながら三角波キャリアを１８０度ずらしていることにより第一のダイオード１０２と第二のダイオード１０５の電流の増減がずれる。よって、第二のコンデンサ１１４に流れ込む瞬間的な電流量を少なくすることが出来る。なお、三角波キャリアを同じとした場合はこの効果が得られないが、第一の電源１２０から第二の電源１１９へ電力を供給することは可能である。

次に第二の電源１１９から第一の電源１２０に電力を供給する場合の動作について図５を用いて説明する。図５は、電力変換装置１が第二の電源１１９から第一の電源１２０からへ電力を供給している場合における各構成要素の波形の一例を示す図である。

図５においては、上段のグラフは、第二の電源１１９の電圧Vｄｃ２の波形３０２、第一の電源１２０の電圧Vｄｃ１の波形３０１を示している。図５の下段４つのグラフは、制御部１０９の中で生成される三角波キャリア波形３０３、第二の半導体スイッチング素子１０６を駆動するための指令値Ｉｒｅｆ２の波形３０４、第二のリアクトル１０８の電流ＩＬ２の波形３０５、第二の半導体スイッチング素子１０６を流れる電流ＩＱ２の波形３０６、第二のダイオード１０５を流れる電流ＩＤ２の波形３０７をそれぞれ示している。

第二の半導体スイッチング素子１０６を駆動するための指令値Ｉｒｅｆ２は、第一のコンデンサ１１３の電圧を検出する電圧検出部１１５と第二のリアクトル１０８の電流を検出する電流検出部１１６と第一のリアクトル１０７の電流を検出する電流検出部１１７と第二のコンデンサ１１４の電圧を検出する電圧検出部１１８により検出された値を制御部１０９内で適切に処理し必要な指令値を生成される。

例えば、第一の電源１２０の電圧をある目標電圧に追従させたい場合には、目標電圧と電圧検出部１１５より検出された第一のコンデンサ１１３の電圧値とを比較し、比較した値に基づいて比例積分制御することによって電流指令値が生成される。そして、この電流指令値Ｉｒｅｆ１と電流検出部１１６より検出された第二のリアクトル１０８の電流値とを比較し、比較した値に基づいて比例積分制御を行うことにより第二の半導体スイッチング素子１０６を駆動するための指令値が生成される。

図５中の期間Ｅは、第二の駆動信号１１２がＨｉｇｈの期間である。すなわち、第二の半導体スイッチング素子１０６の第二の駆動信号１１２がオンに制御されている。この期間Ｅにおいては、電流は第二のコンデンサ１１４―第二の半導体スイッチング素子１０６―第二のリアクトル１０８―第一のコンデンサ１１３の経路で流れる。但し、一部の電流は第二の電源１１９―第二の半導体スイッチング素子１０６―第二のリアクトル１０８―第二の電源１１９の経路を流れる。このとき第二のリアクトル１０８の電流は、第二の電源１１９と第一の電源１２０の差の電圧に関連した速度で増加する。

具体的には第二のリアクトル１０８の電流増加量は、第二の電源１１９の電圧から第一の電源１２０の電圧を引いた差分電圧に期間Ｅの時間を乗じ、第二のリアクトル１０８のインダクタンスの値で割ることにより求めることができる（（第二の電源１１９の電圧－第一の電源１２０の電圧）×期間Ｅの時間÷第二のリアクトル１０８のインダクタンス）。したがって、第二の電源１１９の電圧や第一の電源１２０の電圧の差が大きいほど、電流増加量は多くなる。また期間Ｅの時間が長いほど、電流増加量は多くなる。さらに第二のリアクトル１０８のインダクタンスが小さいほど電流増加量は多くなる。そして、期間Ｅの開始より期間Ｅの終わりの方が第二のリアクトル１０８に流れる電流が多くなる。

図５中の期間Ｆは、第二の駆動信号１１２がＬｏｗの期間である。すなわち、第二の半導体スイッチング素子１０６がオフに制御されている。この期間Ｆにおいては、電流は第一のコンデンサ１１３―第二のダイオード１０５―第二のリアクトル１０８―第一のコンデンサ１１３を流れる。但し、一部の電流は第一の電源１２０―第二のダイオード１０５―第二のリアクトル１０８―第一の電源１２０の経路を通る。このとき第二のリアクトルの電流IL２は、第一の電源１２０の電圧に関連した速度で減少する。

具体的には、第二のリアクトル１０８の電流減少量は、第二の電源１１９の電圧に期間Ｆの時間を乗じ、第二のリアクトル１０８のインダクタンスの値で割ることによりもとめることができる（第二の電源１１９の電圧×期間Ｆの時間÷第二のリアクトル１０８のインダクタンス）。したがって、第二の電源１１９の電圧が高いほど電流減少量は多くなる。また期間Ｆの時間が長いほど電流減少量は多くなる。そして、期間Ｆの開始の方が期間Ｆの終わりの方より第二のリアクトル１０８に流れる電流が多くなる。

このように第二方向の電力供給時には第二のチョッパ回路が動作することにより電力を供給することが出来る。よって第一の方向の電力供給と第二の方向の電力供給ができ、電力変換装置１は双方向への電力供給することが可能となる。

制御部１０９は、第一の方向の電力供給量と第二の方向の電力供給量が異なる場合において、第一の方向の電力供給時に動作させるチョッパ回路と第二の方向の電力供給時に動作させるチョッパ回路とを異ならせている。すなわち、各方向で別々のチョッパ回路を動作させており、双方において常に動作するチョッパ回路をなくすことができる。また制御部１０９は、電力供給量の多い第一の方向の電力供給時に動作させる第一（第三）のチョッパ回路の数を電力供給量の少ない第二の方向の電力供給時に動作させる第二のチョッパ回路の数よりも多くなるように動作させる。具体的には第一（第三）のチョッパ回路を２つ動作させ、第二のチョッパ回路を１つ動作させている。

なお、図４および図５においてスイッチング周波数は同じものを示しているが、実施の形態１においては、昇圧する第一（第三）のチョッパ回路の第一の半導体スイッチング素子１０１のスイッチング周波数と降圧する第二のチョッパ回路の第二の半導体スイッチング素子１０６のスイッチング周波数を異ならせることも想定している。

次に電力供給量について説明する。実施の形態１では第一方向の電力供給の際には第一のチョッパ回路と第三のチョッパ回路との２回路で動作し、第二方向の電力供給の際には、第二のチョッパ回路を１回路で動作する構成としている。これは、上記でも述べたように第一の方向の電力供給量が第二の電力供給量よりも多い電力供給量の違いを想定した構成しているためである。

このような構成とする理由についてさらに具体例を用いて説明する。例えば、第一の電源１２０から第二の電源１１９への電力供給量が３ｋWとし、第二の電源１１９から第一の電源１２０への電力供給量が１ｋWであるとする。この場合、第一方向の電力供給量は、第二方向の電力供給量の３倍となる。

ここで実施の形態１のように第一のチョッパ回路と第三のチョッパ回路との２回路で動作させると、第一方向の電力供給は、第一のチョッパ回路と第三のチョッパ回路でそれぞれ供給する電力を分担することができる。ここでの分担とは、例えば、第一のチョッパ回路と第三のチョッパ回路で半分ずつ供給する電力を分担する場合が想定される。言い換えると、２つの回路それぞれ１.５ｋWずつを供給することとなる。また、第二方向の電力供給は第二のチョッパ回路を１回路で動作させるため、１回路で１ｋWを供給することとなる。なお、実際は必ずしも半分ずつである必要はなく、分担する割合が異なる場合もある。

このようにすることでどちらの方向に電力を供給する場合においても変換器容量が近い状態で変換器を構成することが出来る。また、それぞれ回路が別々の半導体スイッチング素子を持っているため、その電力に合わせて半導体スイッチング素子を選定することが可能となる。

仮に、第一方向の電力供給量が３ｋWとし、第二方向の電力供給量が１ｋWとした場合において回路を全て共通化させ、どちらの電力供給も全て共通回路で動作させた場合を想定する。そのような場合には変換器としては３ｋWの電力を送るだけのリアクトルや半導体スイッチング素子が必要となる。つまり、１ｋWの電力を送る場合であってもリアクトルや半導体スイッチング素子は、３ｋWの電力を送る場合に合わせて選定されることになる。つまり、１ｋWの電力を伝送する場合には、リアクトルや半導体スイッチング素子がオーバースペックとなる。

また、大きな電力を供給する条件に合わせて半導体スイッチング素子のスイッチング速度を決めるため、１ｋWで動作させるには半導体損失が１ｋW専用に設計した場合と比較して半導体のスイッチング損失が大きくなる場合がある。ここでの半導体のスイッチング損失とは、半導体スイッチング素子をターンオンやターンオフさせる際に発生する損失である。そして半導体のスイッチング損失は、スイッチングの速度が速いほど少なくなる。スイッチング速度とは、電流が０Ａまで下がる速度、０Ａからある電流まで上がる速度、電圧が０Vまで下がる速度やある電圧まで上がる速度などである。

しかし、一般的にターンオフやターンオンする場合、半導体スイッチング素子の正極と負極の間にサージ電圧という第二の電源１１９の電圧以上のオーバーシュートした電圧が印加される。これはスイッチングの速度が速いほど増加し、ターンオンやターンオフする電流が多いほど増加する傾向にある。サージ電圧は素子定格内に収まるようにしなければならないため、電流が多い３ｋWの電力を伝送する場合に合わせて、スイッチング速度を調整することになる。そうすると、１ｋWでは電流が少ないためもう少しスイッチング速度を速く設定できるところ、３ｋWで動作する場合に合わせてサージ電圧が許容を超過しないようにスイッチング速度を遅く調整することになる。そのためスイッチング損失が１ｋW専用でチューニングした場合と比較してスイッチング損失が大きくなる場合がある。

そこで、実施の形態１のように第一方向の電力供給量と第二の方向の電力供給量が異なる場合には、電力供給量の多い動作を電力供給量の少ない動作よりも多い回路数でおこなうことにより、それぞれの方向で最適な回路構成で動作することが可能となる。

また、３ｋWと１ｋWの動作で回路を共通化すると、リアクトルに関しても１ｋWに最適化した変換器のリアクトルの鉄損よりも１ｋW動作時に鉄損が大きくなる場合がある。鉄損は磁束密度やコア重量に関係し、磁束密度が高くなることやコア重量が重くなることで鉄損は増加する。磁束密度は電流に比例し、電流は三角波のように平均電流に対してリプルを持ち、その電流リプルの大きさが磁束密度の高さに繋がる。電流リプルはリアクトルのインダクタンスとリアクトルに印加される電圧とその時間によって決まる。例えば、チョッパの電流連続モード動作の場合には、電流リプルは今流れている電流の平均値には依存しない。すなわち、電圧の高いほうから低いほうへの動作であっても、電圧の低いほうから高いほうへの動作であっても、リアクトルのインダクタンスとリアクトルに印加される電圧は第一の電源１２０と第二の電源１１９の電圧が一定である限り同じである。また、電力が３ｋWでも１ｋWでも電流リプルは同じである。そして、コアの磁束密度は３ｋWでも１ｋWでも同じであるため、３ｋWでも１ｋWでも鉄損は同じになる。

実施の形態１においては、３ｋWの電力を第一（第三）のチョッパ回路を第一のスイッチングレグと第三のスイッチングレグが並列接続された２並列で変換する構成であるため、１回路辺り１.５ｋWの電力を供給することが出来る。仮に昇圧と降圧とで回路を共通化すると仮定すると、降圧側は１ｋWを２回路で電力供給することになるので１回路辺り０．５ｋWの電力供給であり、その時のリアクトルの鉄損は３ｋWの電力伝送を行っているときと同等である。これは、１回路で１ｋWを電力伝送した場合と比較してもリアクトルの鉄損は２倍発生していることになり、損失が多くなる。

そこで、実施の形態１においては電力供給量の多い第一方向への電力供給は第一のチョッパ回路と第三のチョッパ回路の２回路で動作し、電力供給量の少ない第二方向への電力供給は第二のチョッパ回路を１回路が動作する構成において、さらに第二のチョッパ回路と第三のチョッパ回路とで第二のリアクトル１０８を共有する構成としている。言い換えると、第一の方向へ電力供給するチョッパ回路のうちの１つと第二の方向へ電力供給するチョッパ回路とで１つの第二のリアクトル１０８を共通化して動作する構成としている。これにより損失を低減させることができ、それぞれの方向で最適な回路構成で動作することが可能となる。

また、ここの例では第一の電源１２０から第二の電源１１９への電力供給量が３ｋWで第二の電源１１９から第一の電源１２０への電力供給量が１ｋWとしているので１回路あたり１．５ｋWで設計することになる。つまり、第二の電源１１９から第一の電源１２０への電力供給時には設計した電力容量に対して少し余裕がうまれる。具体的には、流れる電流が１ｋWであり、設計した電力容量の１．５ｋWの状態よりも減る。電力容量よりも流れる電流が少ないことによって結果として半導体スイッチング素子の導通損失が低減し、ターンオンとターンオフ時のスイッチング損失も低下するため、設計的に余裕が出ることになる。

これに対して、リアクトルの鉄損に関しては上記でも述べた通り３ｋW（１回路１．５ｋW）の時と同等で、銅損は通流する電流が減ることによって減っている。鉄損は電流リプルを下げることによって低減できる。リアクトルに印加される電圧が一定で、インダクタンスが決まっている状況では、電圧が印加される期間を短くすることで電流リプルを低減することが出来る。つまりスイッチング周波数を増加させることによって電圧が印加される期間を短くできる。そして、リアクトルを流れる電流リプルが小さくなり、その結果磁束密度が低下する事で鉄損を少なくすることが出来る。

実施の形態１においては、第一の半導体スイッチング素子１０１のスイッチング周波数と第二の半導体スイッチング素子１０６の周波数とは異ならせることを想定している。これにより各スイッチング素子に応じた適切なスイッチング周波数を選択し、適切にスイッチング周波数を増加させることによって電圧が印加される期間を短くできる。よって、リアクトルの損失を低減することが可能となる。ただし、スイッチング周波数を増加させることにより、半導体スイッチング素子の損失は増加する。これに対してはリアクトルの損失とスイッチング周波数の損失の極小点を見つけ、そこで動作させることでより損失の少ない条件での動作が可能となる。

また、上記例では第二の電源１１９から第一の電源１２０に電力を送る場合は１回路１ｋWで良く、第一の電源１２０から第二の電源１１９に電力を送る場合は１回路１．５ｋWとなる。すなわち、各チョッパ回路で定格電力に適した部品の選定することができる。実施の形態１においては、第一の半導体スイッチング素子１０１や第三の半導体スイッチング素子１０３に対して、第二の半導体スイッチング素子１０６の電流定格を小さくしている。これにより第二の半導体スイッチング素子１０６は第一の半導体スイッチング素子１０１や第三の半導体スイッチング素子１０３と比較してコストを安くすることが出来る。また、第一のダイオード１０２や第三のダイオード１０４に対して電流定格の小さい部品を選定するダイオード１０５も同様である。

さらに、第二の電源１１９から第一の電源１２０に電力を送る時間よりも第一の電源１２０から第二の電源１１９に電力を送る時間が短い場合において第一の電源１２０や第二の電源１１９が蓄電池であり、蓄電池を充電するときの電流と放電するときの電流で許容される値が異なったなど、蓄電池を満充電するまでの電力と時間と、完全に放電しきる電力と時間に差が出る。

例えば第二の方向に電力を送る時間が１時間で第一の方向に電力を送る時間が１０秒とする。この場合電流が通流することによる損失や、半導体スイッチング素子がスイッチング動作することによる損失による温度上昇が低下すると考えられる。そのため温度上昇を基準に考える場合、さらにスイッチング周波数を増加させてリアクトルの鉄損を低減するということも考えられる。また、第二の方向に電力を送る時間よりも第一の方向に電力を送る時間が長い場合、すなわち第二の方向に電力を送る時間が１０秒で第一の方向に電力を送る時間が１時間とする。このとき第二のリアクトル１０８を通過する電力を１ｋWの電力を１時間通過させることができる設計として、第一のリアクトル１０７を通過する電力を２ｋW１０秒持つ設計とすることで、連続１．５ｋＷずつ持つ変換器を構成する必要なく、大電力を送る条件であっても時間を管理することでより電流定格の低い素子を使用することが可能となる。

また、例えば第一の方向に電力を送る場合は第一のリアクトル１０７と第二のリアクトル１０８の双方に電流が流れる。一方で第二の方向の場合は第一のリアクトル１０７には電流が流れない。そのため、第二のリアクトル１０８の方が、動作時間が長くなり、自己発熱する時間が長くなる。すなわち、第一のリアクトル１０７と比較して温度が高温となりやすい。そのため、第二のリアクトル１０８の巻き線を第一のリアクトル１０７よりも太くして抵抗値を低減し、導通損失を低減したり、第二のリアクトル１０８のインダクタンス値を第一のリアクトル１０７よりも大きくして、第二のリアクトル１０８の電流リプルを第一のリアクトル１０７の電流リプルよりも小さくして鉄損を小さくすることで動作時間の長い第二のリアクトル１０８の発熱を抑えたりすることができる。

実施の形態１においても、第一のリアクトル１０７と第二のリアクトルの定格電流を異なるものを選定することを想定している。また、第三の半導体スイッチング素子１０３と第三のダイオード１０４は、第一の半導体スイッチング素子１０１と第一のダイオード１０２の定格電流と異なるものを選定することを想定している。これにより、より損失を抑制することができる。

本開示の実施の形態１の構成とした場合の効果について説明する。

本開示の実施の形態１における電力変換装置１は、複数のチョッパ回路と、チョッパ回路を制御する制御部１０９と、を有するものである。第一の方向の電力供給量と第二の方向の電力供給量とが異なる場合に、制御部１０９は、第一の方向の電力供給時と前記第二の方向の電力供給時とにおいて異なるチョッパ回路を動作させるように構成したものである。これにより双方向で同じ回路を常に動作させる必要がなくなる。また、各電力供給量に合わせてチョッパ回路の数や部品などを選択することができる。また、制御部１０９は、一の方向の電力供給量と第二の方向の電力供給量とが異なる場合に、第一の方向の電力供給時に動作させるチョッパ回路の数と第二の方向の電力供給時に動作させるチョッパ回路の数とを異ならせるように構成したものである。これにより、双方向でそれぞれ電力供給量が異なる場合、各電力供給量に合わせてチョッパ回路の数や部品などを選択することができる。また、電力変換を複数の回路で分担させることができる。よって双方向の電力供給時の損失を低減することができる。

さらに、特に第一の方向の電力供給量が第二の方向の方向への電力供給量よりも多い場合に、第一の方向の電力供給時に動作するチョッパ回路の数が第二の方向の電力供給時に動作するチョッパ回路の数よりも多くすることができるように構成されている。特に電力供給量の多い側の電力変換については複数の回路で分担させることができる。よって、どちらの方向においても変換器容量が近い状態で変換器を構成することが出来る。さらに、第一の方向の電力供給を複数のチョッパ回路で動作することが可能な構成とすることにより電力容量よりも流れる電流を少なくすることができる。すなわち設計した電力容量に対して少し余裕を持たせることが可能となる。したがって、半導体スイッチング素子の導通損失が低減し、またターンオンとターンオフ時のスイッチング損失も低下する効果も奏する。そして、各回路の定格電力に合わせて各チョッパ回路を構成する各リアクトルや各半導体スイッチング素子を選定することができる。よって、リアクトルや半導体スイッチング素子がオーバースペックとなることを防止することができスイッチング損失も抑制することができる。

また、第一の方向の電力供給時に制御される第一（第三）のチョッパ回路うちの１つのチョッパ回路は、第二の方向の電力供給時に制御されるチョッパ回路とリアクトルを共有して構成されている。具体的には、第一の方向の電力供給時に制御される第三のチョッパ回路は、第三のスイッチング素子と、第三のダイオードと、第二のチョッパ回路を構成する第二のリアクトル１０８とによって構成されている。これによりリアクトルの鉄損を低減することができ損失を抑制する効果を奏する。したがって、昇降圧それぞれの方向で別々の回路構成で動作させることが可能となり、双方向の電力供給時の損失を低減することが出来る。

また、複数の第一（第三）のチョッパ回路のうち、少なくとも１つは、第二のチョッパ回路と第二のリアクトル１０８を共有しない構成である。これにより、双方向で適切な動作を実現しつつ、リアクトルの鉄損も低減することができる。したがって、昇降圧それぞれの方向で最適な回路構成で動作させることが可能となり、双方向の電力供給時の損失を低減することが出来る。

また複数の第一（第三）のチョッパ回路の各リアクトルのうち、第二のチョッパ回路と共有される第二のリアクトル１０８は、他の第一のリアクトル１０７の定格と異なる定格のものを用いている。これにより異なる動作時間に対応することができ、長い第二のリアクトル１０８の発熱を抑えることができる。よって、より損失を抑制することができる。

また、第二の半導体スイッチング素子１０６は第一の半導体スイッチング素子１０１よりも定格電流が小さく、第二のダイオード１０５は第一のダイオード１０２よりも定格電流が小さくなる構成としている。これにより、特に第二の半導体スイッチング素子１０６は、第一の半導体スイッチング素子１０１や第三の半導体スイッチング素子１０３と比較してコストを安くすることが出来る。また、第二のダイオード１０５も同様に第一のダイオード１０２や第三のダイオード１０４に対してコストを安くすることができる。

また、第一の半導体スイッチング素子１０１と第二の半導体スイッチング素子１０６のスイッチング周波数は異なっている。これにより、各スイッチング素子に応じてスイッチング周波数を増加させることができ、電圧が印加される期間を短くすることができる。よってリアクトルを流れる電流リプルが小さくなり、その結果磁束密度が低下する事で鉄損を少なくすることが出来る。ただし、必ずしも異ならせる必要はなく、第一の半導体スイッチング素子１０１と第二の半導体スイッチング素子１０６のスイッチング周波数を同じとした場合においても上記で述べた双方向の電力供給時の損失を低減することが出来る効果を奏する。

また、三角波キャリア２０３の位相と三角波キャリア２０８の位相とを１８０度位相ずらしている。すなわち、第一の半導体スイッチング素子１０１と第三の半導体スイッチング素子１０３は位相タイミングが１８０度ずれて制御される。これにより、第一のコンデンサ１１３や第二のコンデンサ１１４に流れ込む瞬間的な電流を少なくすることが出来る。この効果は、各リアクトルの定格を異ならせても得られるが、最大限得る場合には、すべての回路のリアクトルの定格を同じとするとよりよい。この場合、リアクトルを異ならせることによる効果は得られなくなるが、三角波キャリア２０３と三角波キャリア２０８は１８０度位相がずらすことによるコンデンサに流入するリプルの低減効果は最大限得られ、第一のリアクトル１０７と第二のリアクトル１０８については部品の同一化を図ることができ、安価に変換機を構成することが可能となる。

なお、三角波キャリア２０３と三角波キャリア２０８との位相は同じとしてもよいことは言うまでもない。すなわち第一の半導体スイッチング素子１０１と第三の半導体スイッチング素子１０３の動作が同時になるように制御してもよい。また、１８０度以外の位相のずれであってもよい。三角波キャリアを同じとした場合においても第一の電源１２０と第二の電源１１９間の電力供給は可能であり、昇圧及び降圧時において損失を低減することが出来る効果を奏する。また、三角波キャリアをずらすことによる効果を気にする必要がなくなり、上記で述べた各チョッパ回路に応じて定格の異なる部品を用いることにより、損失低減の効果を得ることができる。また１８０度以外の位相のずれであっても、第一のリアクトル１０７の電流ＩＬ１と第二のリアクトル１０８の電流ＩＬ２の増減をずらすことができ、互いに増減を打ち消しあうことによって第一のコンデンサ１１３に流れ込む電流を少なくすることが出来る。

また、第一のコンデンサ１１３および第二のコンデンサ１１４は電解コンデンサとして説明したが、フィルムコンデンサで、セラミックコンデンサでも良い。この場合においても上記で述べた同様の効果を奏する。

また、各半導体スイッチング素子はＩＧＢＴが用いられる説明をしたが、特に制約はなく自己消弧機能を備えていればよい。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）でもよく、ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）でもよい。また半導体スイッチング素子の材料は、シリコンでもよく、シリコンカーバイドでもよく、ガリウムナイトライドでもよい。これらの場合においても上記で述べた同様の効果を奏する。

また、第二の電源１１９は直流安定化電源でもよく、バッテリのような充電と放電が可能な直流電源でもよく、または電力を消費するような負荷でも良い。いずれの電源を採用しても上記で述べた同様の効果を奏する。

また、それぞれの方向を第一の方向、第二の方向として異なる電力供給量する場合を説明したが、必ずしも常に異ならせる必要はなく同等であってもよい。すなわち、双方向の電力供給量が同じ場合には双方向それぞれ同じ数のチョッパ回路で動作させることもできる。また、第一の方向の電力供給時に動作可能なチョッパ回路の数と第二の方向の電力供給時に動作可能なチョッパ回路の数自体を同じ構成としておき、双方向の電力供給量が異なる場合には上記で述べたように電力供給量に応じて動作させるチョッパ回路の数を異ならせる構成とすることもできる。いずれの場合においても双方向の電力供給量が異なる場合において、双方向で動作するチョッパ回路を異ならせることができる構成であれば効果を奏する。

次に、実施の形態１の変形例１について説明する。図６は、実施の形態１の変形例１の回路構成を示したものである。上記説明では、第一方向の電力供給量が、第二方向の電力供給量よりも多い場合を想定した回路構成を用いて説明したが、変形例においては第二の電源１１９の直流電圧を異なる直流電圧の電力に変換して第一の電源１２０に出力する電力供給量が第一の電源１２０の直流電圧を異なる直流電圧の電力に変換して第二の電源１１９に出力する電力供給量よりも多い場合を想定している。すなわち、変形例１においては、第二の電源１１９の直流電圧を異なる直流電圧の電力に変換して第一の電源１２０に出力する方向が第一の方向である。また、第一の電源１２０の直流電圧を異なる直流電圧の電力に変換して第二の電源１１９に出力する方向が第二の方向である。

複数のダイオード４０１、４０３、４０６と複数の半導体スイッチング素子４０２、４０４、４０５によって第四のスイッチングレグと第五のスイッチングレグと第六のスイッチングレグが構成される点が変更されている。その他構成については同じであり説明を省略する。

具体的には第四のスイッチングレグは、上アーム側に設けられる第四の半導体スイッチング素子４０２と下アーム側に設けられる第四のダイオード４０１とが直列接続されて構成される。第一のリアクトル１０７は、一方の端子が第一のコンデンサ１１３の中間接続点と接続され、他方の端子が第四のスイッチングレグの中間接続点と接続される。この第四のスイッチングレグと第一のリアクトル１０７の構成を第四のチョッパ回路とする。

第五のスイッチングレグは、上アーム側に設けられる第五の半導体スイッチング素子４０４と下アーム側に設けられる第五のダイオード４０３とが直列接続されて構成される。第二のリアクトル１０８は、一方の端子が第一のコンデンサ１１３と接続され、他方の端子が第五のスイッチングレグの中間接続点と接続される。この第五のスイッチングレグと第二のリアクトル１０８の構成を第五のチョッパ回路とする。

第六のスイッチングレグは、上アーム側に設けられる第六のダイオード４０６と下アーム側に設けられる第六の半導体スイッチング素子４０５とが直列接続されて構成される。第二のリアクトル１０８は、一方の端子が第一のコンデンサ１１３と接続され、他方の端子が第六のスイッチングレグの中間接続点と接続される。この第六のスイッチングレグと第二のリアクトル１０８の構成を第六のチョッパ回路とする。第二のリアクトル１０８を共有することにより、実施の形態１の構成と同様に損失を低減することができる。

このように構成された各半導体スイッチング素子４０２、４０４、４０５は対応する各駆動信号４１０、４１１、４１２に基づいて制御される。そして、第一の電源１２０の電圧から第二の電源１１９の電圧に電力変換する場合には、制御部１０９は第六のチョッパ回路を１回路動作させる。また、第二の電源１１９の電圧から第一の電源１２０の電圧に電力変換する場合には、制御部１０９は第四のチョッパ回路と第五のチョッパ回路を動作させる。

すなわち、双方向の電力供給量に応じて動作するチョッパ回路を異ならせることができる構成としている。また、電力供給量に応じて動作させるチョッパ回路の数を異ならせることができる。したがって上記のような変形例の構成として場合においても、実施の形態１と同様に双方向の電力供給時の損失を低減することが出来る。

次に、実施の形態１の変形例２について説明する。図７は、実施の形態１の変形例２の回路構成を示したものである。実施の形態１では、第一の電源１２０から第二の電源１１９への第一の方向の電力供給量が、第二の電源１１９から第一の電源１２０への第二の方向の電力供給量よりも多い場合を想定していた。そして第一の方向の電力供給では第一（第三）のチョッパ回路を２回路で動作させ、第二方向の電力供給では第二のチョッパ回路を１回路で動作させるものを説明した。図７に示した変形例２は、第七のスイッチングレグと第三のリアクトル５０４を設け、第一のチョッパ回路を並列に接続する構成とした点が異なる。その他の同様の構成については説明を省略する。

具体的には、第七のスイッチングレグは、上アーム側に設けられる第七のダイオード５０２と下アーム側に設けられる第七の半導体スイッチング素子５０１とが直列接続されて構成される。さらに第三のリアクトル５０４が設けられ、第三のリアクトル５０４の一方の端子が第一のコンデンサ１１３の中間接続点と接続され、他方の端子が第七のスイッチングレグの中間接続点と接続される。第七のスイッチングレグと第三のリアクトル５０４との構成を第七のチョッパ回路とする。

すなわち、第七のチョッパ回路は、第一のチョッパ回路と構成は同じであり、第一のチョッパ回路と第三のチョッパ回路と第七のチョッパ回路とが接続された構成は、第一のチョッパ回路が３つ接続された構成と同じである。そして、第一の方向の電力供給では３つの第一のチョッパ回路を並列で動作させ、第二の方向の電力供給では、第二のチョッパ回路を１回路動作させることが可能な構成としている。以下、第一のチョッパ回路と第三のチョッパ回路と第七のチョッパ回路を合わせて説明する場合には、まとめて第一のチョッパ回路（または第一（第三、第七）のチョッパ回路）として説明する場合がある。

このような構成にすることにより、実施の形態１で述べた双方向の電力供給時の損失を低減できる効果に加え、さらに第一の方向の電力供給量が大きい場合にも複数の回路で分担することができ、双方向の電力供給時の各回路における分担量を同等にすることが可能となる。

さらに図８は、実施の形態１の変形例３の構成を示したものである。具体的には変形例２にさらに第二のチョッパ回路の構成を追加した構成を示したものである。追加されたチョッパ回路は上アーム側に設けられる第八の半導体スイッチング素子６０２と下アーム側に設けられる第八のダイオード６０１とが直列接続されて構成される。そして第一のリアクトル１０７は、一方の端子が第一のコンデンサ１１３の中間接続点と接続され、他方の端子が第八のスイッチングレグの中間接続点と接続される。この第八のスイッチングレグと第一のリアクトル１０７の構成を第八のチョッパ回路とする。

すなわち、第八のチョッパ回路は、第二のチョッパ回路と構成は同じであり、第二のチョッパ回路と第八のチョッパ回路とが接続された構成は第二のチョッパ回路が２つ接続された構成と同じである。そして、第一の電源１２０から第二の電源１１９への電力変換では第一のチョッパ回路３回路を動作させ、第二の電源１１９から第一の電源１２０への電力変換では、第二のチョッパ回路を２回路動作させることができる構成としている。

この回路構成においては、複数の第一のチョッパ回路のうち、第二のチョッパ回路と同じ数の第一（第三、第七）のチョッパ回路は、第二のチョッパ回路とリアクトルを共有している。また、電力供給量の多い方の動作をするチョッパ回路の数は、電力供給量の少ない方の動作をするチョッパ回路の数よりも多くすることができる。

このように構成することにより、実施の形態１で述べた双方向の電力供給時の損失を低減できる効果に加え、さらに双方向の電力供給量に応じて各チョッパ回路で細かく分担することができ、より双方向の電力供給量に適した回路で動作させることができる。また細かく数を調整することにより双方向においてチョッパ回路が分担する１回路あたりの電力供給量をより近い量に調整することが可能となる。

なお、チョッパ回路の数は図示した内容に限らず、適宜増減できることは言うまでもない。また、変形例１に示すような場合においても変形例３のような構成を適用することも可能である。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１ 電力変換装置、１０ チョッパ回路部、２０ プロセッサ、３０ 記憶装置、１０１ 第一の半導体スイッチング素子、１０２ 第一のダイオード、１０３ 第三の半導体スイッチング素子、１０４ 第三のダイオード、１０５ 第二のダイオード、１０６ 第二の半導体スイッチング素子、１０７ 第一のリアクトル、１０８ 第二のリアクトル、１０９ 制御部、１１３ 第一のコンデンサ、１１４ 第二のコンデンサ、１１９ 第二の電源、１２０ 第一の電源、４０１ 第四のダイオード、４０２ 第四の半導体スイッチング素子、４０３ 第五のダイオード、４０４ 第五の半導体スイッチング素子、４０５ 第六の半導体スイッチング素子、４０６ 第六のダイオード、５０１ 第七の半導体スイッチング素子、５０２ 第七のダイオード、５０４ 第三のリアクトル、６０１ 第八のダイオード、６０２ 第八の半導体スイッチング素子。

Claims (9)

1. 双方向への電力供給が可能な電力変換装置であって、
   複数のチョッパ回路と、
   前記チョッパ回路を制御する制御部と、
   を有し、
   第一の方向の電力供給量と第二の方向の電力供給量とが異なる場合に、前記制御部は、前記第一の方向の電力供給時と前記第二の方向の電力供給時とにおいて異なる前記チョッパ回路に動作させるとともに、前記第一の方向の電力供給時に動作させる前記チョッパ回路の数と前記第二の方向の電力供給時に動作させる前記チョッパ回路の数とを異ならせる
   電力変換装置。
2. 前記第一の方向の電力供給量が前記第二の方向の方向への電力供給量よりも多い場合に、
   前記制御部は、前記第一の方向の電力供給時に動作させる前記チョッパ回路の数を前記第二の方向の電力供給時に動作させる前記チョッパ回路の数よりも多くする
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第一の方向の電力供給時に前記制御部が動作させる複数の前記チョッパ回路うちの１つの前記チョッパ回路は、前記第二の方向の電力供給時に前記制御部が動作させる前記チョッパ回路とリアクトルを共有する
   請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記複数のチョッパ回路は、
   第一の半導体スイッチング素子と、第一のダイオードと、第一のリアクトルと、によって構成され、前記第一の方向の電力供給時に前記制御部が動作させる第一のチョッパ回路と、
   第二の半導体スイッチング素子と、第二のダイオードと、第二のリアクトルと、によって構成され、前記第二の方向から前記第一の方向の電力供給時に前記制御部が動作させる第二のチョッパ回路と、
   第三の半導体スイッチング素子と、第三のダイオードと、前記第二のチョッパ回路を構成する前記第二のリアクトルと、によって構成され、前記第二の方向の電力供給時に前記制御部が動作させる第三のチョッパ回路と、
   を含む
   請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記第一の方向から前記第二の方向への電力供給時に前記第一のチョッパ回路と前記第三のチョッパ回路とを位相ずれ１８０度で動作させる
   請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記第一のリアクトルの定格と前記第二のリアクトルの定格とは異なる定格である
   請求項４またが請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記第一の半導体スイッチング素子および前記第三の半導体スイッチング素子のスイッチング周波数と前記第二の半導体スイッチング素子のスイッチング周波数は異なる請求項４から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記第二の半導体スイッチング素子の定格電流は前記第一の半導体スイッチング素子の定格電流および前記第三の半導体スイッチング素子の定格電流よりも小さく、前記第二のダイオードの定格電流は前記第一のダイオードの定格電流および前記第三のダイオードの定格電流よりも小さい
   請求項４から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記第一のチョッパ回路の定格電力および前記第三のチョッパ回路の定格電力は前記第二のチョッパ回路の定格電力と異なる請求項４から８のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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