JP2022138447A - Air-fuel ratio sensor controller - Google Patents

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Abstract

To suppress a degradation in detection accuracy due to noise caused by heater energization while properly keeping the real-time qualities of the detection.SOLUTION: For each sweep period, an arithmetic unit 17 sets a current value acquired at a predetermined timing before the start timing as an operation current value, and for each sweep period, an air-fuel ratio is calculated based on the this-time current value, which is the operation current value set for the current sweep period, and the previous current value, which is the operation current value set for the sweep period immediately before the current sweep period. The arithmetic unit 17 performs determination processing to determine whether the difference between the current value acquired in a predetermined sampling period and the current value acquired in a sampling period before that is equal to or greater than a predetermined threshold. When the difference is determined to be equal to or greater than the threshold by determination processing in a predetermined sweep period, the arithmetic unit 17 replaces the value of the air-fuel ratio calculated before the predetermined sweep period as the calculation result of the air-fuel ratio in the sweep period, in the sweep period immediately after the predetermined sweep period and the immediately succeeding sweep period.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、通電がオンオフ制御されるヒータにより昇温される空燃比センサを制御する空燃比センサ制御装置に関する。 The present invention relates to an air-fuel ratio sensor control device for controlling an air-fuel ratio sensor whose temperature is raised by a heater whose energization is ON/OFF controlled.

空燃比センサを制御する空燃比センサ制御装置は、空燃比センサに対して所定の掃引期間毎にハイレベルおよびロウレベルが切り替わる印加電圧、つまり方形波の電圧を印加し、その際に空燃比センサから出力される電流を検出する。そして、空燃比センサ制御装置は、このように検出される電流の直流成分であるＤＣ電流に基づいて空燃比を検出するとともに、上記電流の交流成分であるＡＣ電流に基づいて空燃比センサのインピーダンスを検出するようになっている。なお、本明細書では、空燃比のことをＡ／Ｆと称することがある。 An air-fuel ratio sensor control device that controls the air-fuel ratio sensor applies an applied voltage that switches between a high level and a low level every predetermined sweep period, that is, a square wave voltage, to the air-fuel ratio sensor. Detect the output current. The air-fuel ratio sensor control device detects the air-fuel ratio based on the DC current, which is the DC component of the current thus detected, and detects the impedance of the air-fuel ratio sensor based on the AC current, which is the AC component of the current. is detected. In this specification, the air-fuel ratio is sometimes referred to as A/F.

Ａ／Ｆセンサは、その近傍に設けられたヒータの通電がオンオフ制御されることにより、例えば８００℃程度に昇温されるようになっている。このとき、ヒータには、パルス状の電流が印加され、それによりヒータに生じた磁界がＡ／Ｆセンサおよびヒータの相互インダクタンスによりＡ／Ｆセンサに誘導起電力が発生する。このような誘導起電力によりＡ／Ｆセンサに生じる電流、つまりヒータの通電に起因したノイズ電流が、本来のＡ／Ｆセンサの出力電流に重畳すると、Ａ／Ｆなどの検出精度が低下するおそれがある。 The temperature of the A/F sensor is raised to about 800° C., for example, by on/off control of energization of a heater provided in the vicinity thereof. At this time, a pulsed current is applied to the heater, and the magnetic field generated in the heater by the current causes an induced electromotive force in the A/F sensor due to the mutual inductance of the A/F sensor and the heater. If the current generated in the A/F sensor by such an induced electromotive force, that is, the noise current caused by the heater energization, is superimposed on the original output current of the A/F sensor, there is a risk that the A/F detection accuracy will decrease. There is

このような課題を解消するための従来技術として、特許文献１、２に開示される技術を挙げることができる。以下の説明では、特許文献１に開示される技術のことを第１の従来技術と称するとともに、特許文献２に開示される技術のことを第２の従来技術と称することとする。第１の従来技術は、Ａ／Ｆの検出期間とヒータの駆動期間とが重複しないようにタイミングを制御するものである。第２の従来技術は、ヒータの通電に起因したノイズ成分に対して有効なデジタルのローパスフィルタを設ける技術である。 Techniques disclosed in Patent Documents 1 and 2 can be cited as conventional techniques for solving such problems. In the following description, the technology disclosed in Patent Document 1 will be referred to as the first prior art, and the technology disclosed in Patent Document 2 will be referred to as the second prior art. The first prior art is to control the timing so that the A/F detection period and the heater driving period do not overlap. A second conventional technique is a technique of providing a digital low-pass filter effective against noise components caused by heater energization.

特公平７－１１９７４３号公報Japanese Patent Publication No. 7-119743 特開２０００－３２９７３０号公報JP-A-2000-329730

第１の従来技術では、連続的にＡ／Ｆを検出すること、つまり連続Ａ／Ｆ検出を前提としない制御方法であることから、Ａ／Ｆ検出のリアルタイム性が低くなるという課題が生じる。また、第１の従来技術では、ヒータの通電に起因したノイズが十分に小さい場合であっても必ず上述したタイミング制御が実施されることから、タイミング制御のための処理負荷が増大するという課題も生じる。 In the first prior art, since the A/F is continuously detected, that is, the control method is not premised on continuous A/F detection, there arises a problem that the real-time nature of the A/F detection is low. In addition, in the first prior art, the above-described timing control is always performed even when the noise caused by energization of the heater is sufficiently small, so there is a problem that the processing load for the timing control increases. occur.

第２の従来技術では、インパルス的なノイズを除去するためには、非常に強力なローパスフィルタが必要となることから、検出帯域が低下するという課題が生じる。また、第２の従来技術では、Ａ／Ｆの急変に対する応答性が低下することから、Ａ／Ｆセンサのインピーダンスを検出することが困難になるという課題も生じる。 In the second prior art, a very powerful low-pass filter is required to remove impulse noise, which causes a problem that the detection band is lowered. In addition, in the second prior art, since the responsiveness to a sudden change in A/F is lowered, there arises a problem that it becomes difficult to detect the impedance of the A/F sensor.

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、検出のリアルタイム性を良好に維持しつつ、ヒータの通電に起因したノイズによる検出精度の低下を抑えることができる空燃比センサ制御装置を提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide air-fuel ratio sensor control capable of suppressing deterioration in detection accuracy due to noise caused by heater energization while maintaining excellent real-time detection. It is to provide a device.

請求項１、３に記載の空燃比センサ制御装置（５）は、通電がオンオフ制御されるヒータ（３）により昇温される空燃比センサ（２）を制御するものであり、電圧印加部（１０）、電流検出部（１１）および演算部（１７）を備えている。電圧印加部は、空燃比センサに対して第１電圧値および第１電圧値とは異なる第２電圧値の印加電圧を所定の掃引期間毎に交互に切り替えて印加する。電流検出部は、空燃比センサに流れる電流を検出する。 An air-fuel ratio sensor control device (5) according to claims 1 and 3 controls an air-fuel ratio sensor (2) whose temperature is raised by a heater (3) whose energization is controlled on and off. 10), a current detector (11) and a calculator (17). The voltage applying unit alternately switches and applies a first voltage value and a second voltage value different from the first voltage value to the air-fuel ratio sensor every predetermined sweep period. The current detector detects current flowing through the air-fuel ratio sensor.

請求項１に記載の演算部は、電流検出部により検出された電流値を掃引期間よりも短い所定のサンプリング周期毎に取得し、その取得した電流値に基づいて掃引期間毎に空燃比センサにより検出される空燃比および空燃比センサのインピーダンスを算出する。また、請求項３に記載の演算部は、電流検出部により検出された電流値を掃引期間よりも短い所定のサンプリング周期毎に取得し、その取得した電流値に基づいて掃引期間毎に空燃比センサにより検出される空燃比を算出する。 The calculation unit according to claim 1 acquires the current value detected by the current detection unit at each predetermined sampling period shorter than the sweep period, and the air-fuel ratio sensor detects the current value at each sweep period based on the acquired current value. The detected air-fuel ratio and the impedance of the air-fuel ratio sensor are calculated. Further, the calculation unit according to claim 3 acquires the current value detected by the current detection unit at each predetermined sampling period shorter than the sweep period, and based on the acquired current value, the air-fuel ratio is calculated at each sweep period. An air-fuel ratio detected by the sensor is calculated.

上記した各演算部は、掃引期間毎に、その掃引期間の開始タイミング以前の所定のタイミングで取得した電流値を演算用電流値として設定し、掃引期間毎に、今回の掃引期間に設定した演算用電流値である今回電流値と今回の掃引期間の１つ前の掃引期間に設定した演算用電流値である前回電流値とに基づいて空燃比を算出するようになっている。上記構成において、所定の掃引期間にヒータの通電に起因したノイズ電流が空燃比センサに流れる電流に重畳した場合、所定の掃引期間の１つ後の掃引期間に設定される演算用電流値がノイズの影響により本来の値から大きく離れた値へと変動するおそれがある。そうすると、所定の掃引期間の１つ後の掃引期間および２つ後の掃引期間には、本来の値から大きく離れた値へと変動した演算用電流値を用いて空燃比が算出されることになり、その算出結果が、真値とは大きく異なる値となるおそれがある。 Each of the above-described calculation units sets, for each sweep period, a current value obtained at a predetermined timing before the start timing of the sweep period as a current value for calculation, and for each sweep period, the calculation set for the current sweep period The air-fuel ratio is calculated based on the current current value, which is the current value for operation, and the previous current value, which is the current value for calculation set in the sweep period immediately before the current sweep period. In the above configuration, when a noise current caused by energization of the heater is superimposed on the current flowing through the air-fuel ratio sensor during a predetermined sweep period, the calculation current value set in the sweep period one after the predetermined sweep period is noise. may deviate greatly from the original value due to the influence of Then, in one sweep period and two sweep periods after the predetermined sweep period, the air-fuel ratio is calculated using the calculation current value that has fluctuated greatly from the original value. , and the calculation result may be a value that is significantly different from the true value.

そこで、上記した各演算部は、所定のサンプリング周期に取得した電流値と、その所定のサンプリング周期より前のサンプリング周期に取得した電流値と、の差分が所定の閾値以上であるか否かを判断する判断処理を実行する。このような判断処理によれば、空燃比センサに流れる電流が比較的大きく変化したか否かを判断すること、ひいては、ヒータの通電に起因したノイズ電流が空燃比センサに流れる電流に重畳したか否かを判断することができる。 Therefore, each calculation unit described above determines whether the difference between the current value acquired in a predetermined sampling period and the current value acquired in the sampling period before the predetermined sampling period is equal to or greater than a predetermined threshold. Execute judgment processing to judge. According to such a determination process, it is determined whether or not the current flowing through the air-fuel ratio sensor has changed relatively greatly, and furthermore, whether or not the noise current caused by the energization of the heater is superimposed on the current flowing through the air-fuel ratio sensor. You can decide whether or not

そして、請求項１に記載の演算部は、所定の掃引期間において判断処理によって差分が閾値以上であると判断された場合、所定の掃引期間の１つ後の掃引期間および２つ後の掃引期間では、所定の掃引期間以前に算出された空燃比の値を、当該掃引期間における空燃比の算出結果として置き換える。また、請求項３に記載の演算部は、所定の掃引期間において判断処理によって差分が所定の閾値以上であると判断された場合、所定の掃引期間の１つ後の掃引期間では、所定の掃引期間の１つ前の掃引期間において設定した演算用電流値を当該掃引期間における演算用電流値として設定する。 Then, when the difference is determined to be equal to or greater than the threshold value in the predetermined sweep period by the determination process, the arithmetic unit performs the sweep period one sweep period after the predetermined sweep period and the sweep period two sweep periods after the predetermined sweep period. Then, the value of the air-fuel ratio calculated before the predetermined sweep period is replaced as the calculation result of the air-fuel ratio in the sweep period. In addition, when it is determined by the determination process that the difference is equal to or greater than the predetermined threshold value in the predetermined sweep period, the arithmetic unit performs the predetermined sweep period in the sweep period one after the predetermined sweep period. The calculation current value set in the sweep period immediately before the period is set as the calculation current value in the sweep period.

このようにすれば、所定の掃引期間にヒータの通電に起因したノイズ電流が空燃比センサに流れる電流に重畳したとしても、その掃引期間の１つ後および２つ後の掃引期間における空燃比の算出結果が、真値とは大きく異なる値となることが抑制される。この場合、第１の従来技術のようなタイミング制御が不要であり、また、第２の従来技術のような強力なローパスフィルタも不要である。したがって、上記構成によれば、検出のリアルタイム性を良好に維持しつつ、ヒータの通電に起因したノイズによる検出精度の低下を抑えることができるという優れた効果が得られる。 In this way, even if the noise current caused by the energization of the heater is superimposed on the current flowing through the air-fuel ratio sensor during a predetermined sweep period, the air-fuel ratio will not change in the sweep periods after one and two sweep periods. The calculation result is suppressed from becoming a value that is significantly different from the true value. In this case, timing control as in the first prior art is unnecessary, and a powerful low-pass filter as in the second prior art is also unnecessary. Therefore, according to the above configuration, it is possible to obtain an excellent effect that it is possible to suppress deterioration in detection accuracy due to noise caused by heater energization while maintaining good real-time detection.

第１実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムの構成を模式的に示す図1 is a diagram schematically showing the configuration of an A/F sensor system according to a first embodiment; FIG. 第１実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムの正常時の動作の一例を説明するためのタイミングチャート4 is a timing chart for explaining an example of normal operation of the A/F sensor system according to the first embodiment; 第１実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムのノイズ重畳時の動作の一例を説明するためのタイミングチャート4 is a timing chart for explaining an example of the operation of the A/F sensor system according to the first embodiment when noise is superimposed; 第１実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムにより実行されるＡ／Ｆ検出に関連する一連の制御および処理内容の一例を説明するための図FIG. 4 is a diagram for explaining an example of a series of controls and processing contents related to A/F detection executed by the A/F sensor system according to the first embodiment; 第２実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムのノイズ重畳時の動作の一例を説明するためのタイミングチャート8 is a timing chart for explaining an example of the operation of the A/F sensor system according to the second embodiment when noise is superimposed; 第２実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムにより実行されるＡ／Ｆ検出に関連する一連の制御および処理内容の一例を説明するための図FIG. 11 is a diagram for explaining an example of a series of controls and processing contents related to A/F detection executed by the A/F sensor system according to the second embodiment; 第３実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムのノイズ重畳時の動作の一例を説明するためのタイミングチャートA timing chart for explaining an example of the operation of the A/F sensor system according to the third embodiment when noise is superimposed. 第３実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムにより実行されるＡ／Ｆ検出に関連する一連の制御および処理内容の一例を説明するための図A diagram for explaining an example of a series of control and processing contents related to A/F detection executed by the A/F sensor system according to the third embodiment. 第４実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムのノイズ重畳時の動作の一例を説明するためのタイミングチャートA timing chart for explaining an example of the operation of the A/F sensor system according to the fourth embodiment when noise is superimposed. 第４実施形態に係るＡ／Ｆセンサシステムにより実行されるＡ／Ｆ検出に関連する一連の制御および処理内容の一例を説明するための図FIG. 11 is a diagram for explaining an example of a series of controls and processing contents related to A/F detection executed by the A/F sensor system according to the fourth embodiment;

以下、複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１～図４を参照して説明する。 A plurality of embodiments will be described below with reference to the drawings. In addition, the same code|symbol is attached|subjected to the substantially same structure in each embodiment, and description is abbreviate|omitted.
(First embodiment)
A first embodiment will be described below with reference to FIGS. 1 to 4. FIG.

図１に示すように、本実施形態のＡ／Ｆセンサシステム１は、例えば自動車などの車両に搭載される電子制御装置であるＥＣＵに設けられる。Ａ／Ｆセンサシステム１は、車両用の内燃機関が排出する排気ガスを被検出ガスとし、その排気中のＡ／ＦをＡ／Ｆセンサ２により検出するための各種制御処理を実行する。この場合、Ａ／Ｆセンサ２の近傍には、ヒータ３が設けられている。Ａ／Ｆセンサ２は、ヒータ３により、例えば８００℃程度まで昇温されるようになっている。 As shown in FIG. 1, the A/F sensor system 1 of the present embodiment is provided in an ECU, which is an electronic control unit mounted on a vehicle such as an automobile. The A/F sensor system 1 uses the exhaust gas emitted from a vehicle internal combustion engine as the gas to be detected, and executes various control processes for detecting the A/F in the exhaust gas with the A/F sensor 2 . In this case, a heater 3 is provided near the A/F sensor 2 . The A/F sensor 2 is heated up to about 800° C., for example, by the heater 3 .

Ａ／Ｆセンサシステム１は、ＭＣＵ４および例えばＡＳＩＣなどの半導体集積回路として構成されたＡ／Ｆセンサ制御装置５を備えている。なお、ＭＣＵはMicro Controller Unitの略称であり、ＡＳＩＣはApplication Specific Integrated Circuitの略称である。ＭＣＵ４は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどを備え、ＣＰＵがＲＯＭに格納されているコンピュータプログラムを実行してコンピュータプログラムに対応する処理を実行することにより後述する各種の制御および処理を実行する。Ａ／Ｆセンサ制御装置５は、内部電源６、通信部７、制御部８、ヒータ制御部９、端子駆動部１０、センサ電流検出部１１などの機能ブロックを備えている。 The A/F sensor system 1 includes an MCU 4 and an A/F sensor control device 5 configured as a semiconductor integrated circuit such as an ASIC. Note that MCU is an abbreviation for Micro Controller Unit, and ASIC is an abbreviation for Application Specific Integrated Circuit. The MCU 4 includes a CPU, a ROM, a RAM, etc. The CPU executes a computer program stored in the ROM to execute processing corresponding to the computer program, thereby executing various controls and processing to be described later. The A/F sensor control device 5 includes functional blocks such as an internal power source 6, a communication section 7, a control section 8, a heater control section 9, a terminal drive section 10, a sensor current detection section 11, and the like.

内部電源６は、Ａ／Ｆセンサ制御装置５の外部から供給される外部電源を用いて安定した直流電源を生成する。内部電源６は、生成した直流電源を、Ａ／Ｆセンサ制御装置５の内部の各機能ブロックに供給する。通信部７は、ＭＣＵ４との間で通信を行う。通信部７は、ＭＣＵ４から各種指令を受信すると、それら各種指令を制御部８に伝達する。また、通信部７は、制御部８から各種情報が与えられると、それら各種情報をＭＣＵ４に送信する。 The internal power supply 6 uses an external power supply supplied from outside the A/F sensor control device 5 to generate a stable DC power supply. The internal power supply 6 supplies the generated DC power to each functional block inside the A/F sensor control device 5 . A communication unit 7 communicates with the MCU 4 . Upon receiving various commands from the MCU 4 , the communication unit 7 transmits the various commands to the control unit 8 . Moreover, the communication part 7 will transmit these various information to MCU4, if various information is given from the control part 8. FIG.

ヒータ制御部９には、ＭＣＵ４により生成されるヒータ３の駆動に関する指令信号Ｓａが与えられている。ヒータ制御部９は、指令信号Ｓａに基づいて、ヒータ３の駆動をデューティ制御するためのヒータ駆動信号Ｓｂを生成する。ヒータ駆動信号Ｓｂは、図３などに示すように、２値の信号であり、ハイレベルであるときにヒータ３の通電オンを指令するとともに、ロウレベルであるときにヒータ３の通電オフを指令する信号となっている。 The heater control unit 9 is supplied with a command signal Sa for driving the heater 3 generated by the MCU 4 . The heater control unit 9 generates a heater drive signal Sb for duty-controlling the drive of the heater 3 based on the command signal Sa. The heater drive signal Sb is a binary signal, as shown in FIG. 3, and instructs to turn on the power supply to the heater 3 when it is high level, and to turn off the power supply to the heater 3 when it is low level. is a signal.

ヒータ駆動信号Ｓｂは、Ａ／Ｆセンサ制御装置５の外部に設けられたヒータ駆動部１２に与えられる。ヒータ駆動部１２は、例えばＭＯＳトランジスタにより構成されている。ヒータ駆動部１２のＭＯＳトランジスタは、ヒータ駆動信号Ｓｂに基づいてオンオフ制御される。これにより、ヒータ３の通電がオンオフ制御される。ヒータ制御部９によりヒータ３の通電がオンオフ制御されることにより、Ａ／Ｆセンサ２の温度が昇温される。Ａ／Ｆセンサ２には、排気ガスのＡ／Ｆと、その端子間電圧に応じた電流が流れる。 The heater driving signal Sb is given to a heater driving section 12 provided outside the A/F sensor control device 5 . The heater driving section 12 is composed of, for example, a MOS transistor. The MOS transistor of the heater drive section 12 is on/off controlled based on the heater drive signal Sb. As a result, the energization of the heater 3 is on/off controlled. The temperature of the A/F sensor 2 is raised by the ON/OFF control of the energization of the heater 3 by the heater control unit 9 . A current corresponding to the A/F of the exhaust gas and the voltage between the terminals of the A/F sensor 2 flows through the A/F sensor 2 .

端子駆動部１０は、出力端子Ｐ１、Ｐ２を介してＡ／Ｆセンサ２の各端子間に電圧を印加するバッファアンプ１３、１４を備えている。Ａ／Ｆセンサ２の各端子間には、バッファアンプ１３、１４の各出力電圧の差に対応した電圧が印加されることになる。この場合、端子駆動部１０は、Ａ／Ｆセンサ２に対して第１電圧値および第１電圧値とは異なる第２電圧値の印加電圧を所定の掃引期間毎に交互に切り替えて印加するものであり、電圧印加部として機能する。 The terminal drive section 10 includes buffer amplifiers 13 and 14 that apply a voltage across the terminals of the A/F sensor 2 via output terminals P1 and P2. A voltage corresponding to the difference between the output voltages of the buffer amplifiers 13 and 14 is applied between the terminals of the A/F sensor 2 . In this case, the terminal driving unit 10 alternately switches and applies the first voltage value and the second voltage value different from the first voltage value to the A/F sensor 2 every predetermined sweep period. and functions as a voltage application unit.

Ａ／Ｆセンサ２に印加される電圧であるセンサ印加電圧は、図２などに示すように、矩形波の電圧となる。端子駆動部１０の動作は、制御部８により制御される。制御部８は、後述するようにして検出するＡ／Ｆセンサ２のインピーダンスの検出値に基づいて、センサ印加電圧が適切な値となるように端子駆動部１０の動作を制御する。バッファアンプ１４の出力端子と出力端子Ｐ２との間には、シャント抵抗１５が接続されている。シャント抵抗１５は、Ａ／Ｆセンサ２に流れる電流を電圧に変換する、つまりＩ／Ｖ変換する。なお、以下の説明では、Ａ／Ｆセンサ２に流れる電流のことをセンサ出力電流と称することがある。 The sensor applied voltage, which is the voltage applied to the A/F sensor 2, is a rectangular wave voltage as shown in FIG. The operation of the terminal driver 10 is controlled by the controller 8 . The control unit 8 controls the operation of the terminal driving unit 10 based on the impedance value of the A/F sensor 2 detected as described later so that the voltage applied to the sensor becomes an appropriate value. A shunt resistor 15 is connected between the output terminal of the buffer amplifier 14 and the output terminal P2. The shunt resistor 15 converts the current flowing through the A/F sensor 2 into voltage, that is, I/V conversion. In the following description, the current flowing through the A/F sensor 2 may be referred to as sensor output current.

シャント抵抗１５の各端子間電圧である検出電圧Ｘ１は、センサ電流検出部１１に与えられている。図示は省略するが、センサ電流検出部１１は、検出電圧Ｘ１を増幅するアンプおよびアンプの出力電圧をデジタル信号に変換して出力するＡ／Ｄ変換器を備えている。センサ電流検出部１１は、シャント抵抗１５の各端子間電圧に基づいてセンサ出力電流を検出するものであり、電流検出部として機能する。センサ電流検出部１１は、上記Ａ／Ｄ変換器から出力されるデジタル信号を、センサ出力電流の検出結果を表す検出信号Ｘ２として出力する。 A detection voltage X<b>1 that is a voltage between terminals of the shunt resistor 15 is applied to the sensor current detection section 11 . Although not shown, the sensor current detector 11 includes an amplifier that amplifies the detected voltage X1 and an A/D converter that converts the output voltage of the amplifier into a digital signal and outputs the digital signal. The sensor current detection section 11 detects the sensor output current based on the voltage across each terminal of the shunt resistor 15, and functions as a current detection section. The sensor current detector 11 outputs the digital signal output from the A/D converter as a detection signal X2 representing the detection result of the sensor output current.

センサ電流検出部１１から出力される検出信号Ｘ２は、制御部８に与えられる。制御部８は、デジタルフィルタ１６、演算部１７およびレジスタ１８を備えている。なお、デジタルフィルタ１６は、ローパスフィルタであり、検出信号Ｘ２を入力するとともに、その高周波成分を除去した信号Ｘ３を出力する。演算部１７は、デジタルフィルタ１６から出力される信号Ｘ３に基づいて、Ａ／Ｆセンサ２により検出されるＡ／ＦおよびＡ／Ｆセンサ２のインピーダンスを算出する。レジスタ１８には、演算部１７により用いられる各種の値などが格納される。 A detection signal X2 output from the sensor current detection section 11 is provided to the control section 8 . The control unit 8 has a digital filter 16 , a calculation unit 17 and a register 18 . The digital filter 16 is a low-pass filter, receives the detection signal X2, and outputs a signal X3 from which the high-frequency component is removed. The calculation unit 17 calculates the A/F detected by the A/F sensor 2 and the impedance of the A/F sensor 2 based on the signal X3 output from the digital filter 16 . Various values used by the calculation unit 17 are stored in the register 18 .

以下、演算部１７によるＡ／Ｆの値ＡＦおよびインピーダンスの値Ｚａｃの具体的な算出手法について、図２のタイミングチャートも参照して説明する。図２に示すように、センサ印加電圧は、掃引期間Ｔａ毎に電圧値が切り替わる方形波の電圧となっている。この場合、掃引期間Ｔａが１つの動作サイクルとなり、各サイクルを、ｎ－２、ｎ－１、ｎ、ｎ＋１、ｎ＋２、ｎ＋３、…と表している。 A specific method of calculating the A/F value AF and the impedance value Zac by the calculation unit 17 will be described below with reference to the timing chart of FIG. As shown in FIG. 2, the voltage applied to the sensor is a square-wave voltage whose voltage value is switched every sweep period Ta. In this case, the sweep period Ta becomes one operation cycle, and each cycle is expressed as n-2, n-1, n, n+1, n+2, n+3, .

この場合、デジタル信号である検出信号Ｘ２および信号Ｘ３は、所定のサンプリング周期毎にサンプリングされたものとなっている。図２などでは、各サンプリングタイミングを白抜きまたは黒塗りの丸印で示している。サンプリング周期は、掃引期間Ｔａよりも短い所定の時間である。そのため、演算部１７は、センサ電流検出部１１により検出された電流値を、所定のサンプリング周期毎に取得するようになっている。 In this case, the detection signal X2 and the signal X3, which are digital signals, are sampled at predetermined sampling intervals. In FIG. 2 and the like, each sampling timing is indicated by a white or black circle. The sampling period is a predetermined time shorter than the sweep period Ta. Therefore, the calculation unit 17 acquires the current value detected by the sensor current detection unit 11 every predetermined sampling period.

演算部１７は、その取得した電流値に基づいて、掃引期間Ｔａ毎にＡ／Ｆの値ＡＦおよびインピーダンスの値Ｚａｃを算出する。まず、演算部１７は、掃引期間Ｔａ毎に、その掃引期間Ｔａの開始タイミング以前の所定のタイミングで取得された電流値を演算用電流値として設定する。本実施形態では、演算部１７は、掃引期間Ｔａ毎に、その掃引期間Ｔａの１つ前の掃引期間Ｔａにおける掃引収束点の電流値を演算用電流値として設定する。上記した掃引収束点は、その掃引期間Ｔａの開始タイミングの直前の所定のタイミング、つまり図２などで黒塗りの丸印で示すサンプリングタイミングのことである。 The calculation unit 17 calculates the A/F value AF and the impedance value Zac for each sweep period Ta based on the acquired current value. First, for each sweep period Ta, the calculator 17 sets a current value acquired at a predetermined timing before the start timing of the sweep period Ta as a current value for calculation. In the present embodiment, the computing unit 17 sets, for each sweep period Ta, the current value at the sweep convergence point in the sweep period Ta immediately preceding the sweep period Ta as the current value for computation. The above sweep convergence point is a predetermined timing immediately before the start timing of the sweep period Ta, that is, a sampling timing indicated by a black circle in FIG.

この場合、演算部１７は、掃引収束点の電流値を表す信号Ｘ３をサンプルホールドすることにより演算用電流値ＳＨを設定する。以下の説明および図２などでは、演算用電流値ＳＨ、Ａ／Ｆの値ＡＦおよびインピーダンスの値Ｚａｃについて、それらに対応するサイクルを括弧書きにて追記して表している。例えば、サイクルｎにおいて設定される演算用電流値はＳＨ（ｎ）として表し、サイクルｎにおいて算出される値ＡＦはＡＦ（ｎ）として表し、サイクルｎにおいて算出される値ＺａｃはＺａｃ（ｎ）として表している。 In this case, the calculation unit 17 sets the calculation current value SH by sampling and holding the signal X3 representing the current value at the sweep convergence point. In the following description, FIG. 2, and the like, the cycles corresponding to the calculation current value SH, the A/F value AF, and the impedance value Zac are added in parentheses. For example, the calculation current value set in cycle n is expressed as SH(n), the value AF calculated in cycle n is expressed as AF(n), and the value Zac calculated in cycle n is expressed as Zac(n). represent.

演算部１７は、掃引期間Ｔａ毎に、今回の掃引期間Ｔａに設定した演算用電流値ＳＨである今回電流値と今回の掃引期間Ｔａの１つ前の掃引期間Ｔａに設定した演算用電流値ＳＨである前回電流値とに基づいてＡ／Ｆの値ＡＦを算出する。例えば、今回の掃引期間Ｔａがサイクルｎである場合、演算用電流値ＳＨ（ｎ）が今回電流値となり、演算用電流値ＳＨ（ｎ－１）が前回電流値となる。また、演算部１７は、掃引期間Ｔａ毎に、今回電流値と前回電流値とに基づいてインピーダンスの値Ｚａｃを算出する。 For each sweep period Ta, the calculation unit 17 calculates the current current value, which is the calculation current value SH set in the current sweep period Ta, and the calculation current value set in the sweep period Ta immediately before the current sweep period Ta. The A/F value AF is calculated based on the previous current value which is SH. For example, if the current sweep period Ta is cycle n, the calculation current value SH(n) is the current current value, and the calculation current value SH(n−1) is the previous current value. Further, the calculation unit 17 calculates the impedance value Zac based on the current current value and the previous current value for each sweep period Ta.

従来技術の説明にて既述したように、センサ出力電流のＤＣ成分からＡ／Ｆの値ＡＦを求めることができるとともに、センサ出力電流のＡＣ成分からインピーダンスの値Ｚａｃを求めることができる。そこで、演算部１７は、下記（１）式に基づいてＡ／Ｆの値ＡＦを算出するとともに、下記（２）式に基づいてインピーダンスの値Ｚａｃを算出する。ただし、演算用電流値ＳＨｓは、演算用電流値ＳＨをシャント抵抗１５の各端子間電圧に換算した値であり、ΔＶは、センサ印加電圧の振幅、つまり第１電圧値と第２電圧との差電圧であり、Ｒｓｈは、シャント抵抗１５の抵抗値である。 As already described in the description of the prior art, the A/F value AF can be obtained from the DC component of the sensor output current, and the impedance value Zac can be obtained from the AC component of the sensor output current. Therefore, the calculation unit 17 calculates the A/F value AF based on the following equation (1), and calculates the impedance value Zac based on the following equation (2). However, the calculation current value SHs is a value obtained by converting the calculation current value SH into a voltage between terminals of the shunt resistor 15, and ΔV is the amplitude of the voltage applied to the sensor, that is, the difference between the first voltage value and the second voltage. is the difference voltage, and Rsh is the resistance value of the shunt resistor 15 .

Figure 2022138447000002
Figure 2022138447000002

演算部１７は、上記したような演算の結果、つまり算出したＡ／Ｆの値ＡＦおよびインピーダンスの値Ｚａｃを、通信部７を介してＭＣＵ４へ送信する。また、演算部１７は、所定のサンプリング周期に取得した電流値と、その所定のサンプリング周期より前のサンプリング周期に取得した電流値と、の差分が所定の閾値Ｔｈ以上であるか否かを判断する判断処理を実行する。この場合、演算部１７は、所定のサンプリング周期に取得した電流値と、その所定のサンプリング周期より１つ前のサンプリング周期に取得した電流値と、の差分、つまり検出信号Ｘ２の前回値差分Ｘ４に基づいて判断処理を行うようになっている。 The computation unit 17 transmits the result of the computation described above, that is, the calculated A/F value AF and impedance value Zac to the MCU 4 via the communication unit 7 . Further, the calculation unit 17 determines whether or not the difference between the current value acquired in the predetermined sampling period and the current value acquired in the sampling period before the predetermined sampling period is equal to or greater than a predetermined threshold Th. Execute the judgment process. In this case, the calculation unit 17 calculates the difference between the current value acquired in the predetermined sampling period and the current value acquired in the sampling period one before the predetermined sampling period, that is, the previous value difference X4 of the detection signal X2. Judgment processing is performed based on.

このような判断処理によれば、センサ出力電流が比較的大きく変化したか否かを判断すること、ひいては、ヒータ３の通電に起因したノイズ電流がセンサ出力電流に重畳したか否かを判断することができる。閾値Ｔｈは、レジスタ１８に格納されるようになっており、その値はレジスタ１８の設定により可変となっている。つまり、この場合、演算部１７は、閾値Ｔｈを可変設定することができる構成となっている。閾値Ｔｈは、センサ印加電圧が変化するタイミングにおける前回値差分Ｘ４よりも大きい値であり、且つ、ヒータ３の通電に起因したノイズ電流がセンサ出力電流に重畳した際における前回値差分Ｘ４より小さい値に設定される。 According to such determination processing, it is determined whether or not the sensor output current has changed relatively greatly, and furthermore, it is determined whether or not the noise current caused by the energization of the heater 3 has been superimposed on the sensor output current. be able to. The threshold value Th is stored in the register 18, and its value is variable according to the setting of the register 18. FIG. That is, in this case, the calculation unit 17 is configured to be able to variably set the threshold value Th. The threshold Th is a value larger than the previous value difference X4 at the timing when the sensor applied voltage changes, and a value smaller than the previous value difference X4 when the noise current caused by the energization of the heater 3 is superimposed on the sensor output current. is set to

演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａおよび２つ後の掃引期間Ｔａでは、所定の掃引期間Ｔａに算出されたＡ／Ｆの値ＡＦを当該掃引期間ＴａにおけるＡ／Ｆの値ＡＦの算出結果として置き換える。例えば、図３に示すように、サイクルｎ－２において判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、サイクルｎ－２の１つ後のサイクルｎ－１および２つ後のサイクルｎでは、サイクルｎ－２で算出された値ＡＦ（ｎ－２）が、サイクルｎ－１およびｎにおける値ＡＦ（ｎ－１）および値ＡＦ（ｎ）の算出結果として置き換えられる。 When the determination process determines that the previous value difference X4 is equal to or greater than the threshold value Th in the predetermined sweep period Ta, the calculation unit 17 performs the sweep period Ta after the predetermined sweep period Ta and the sweep period after the second sweep period Ta. In Ta, the A/F value AF calculated in a predetermined sweep period Ta is replaced with the calculation result of the A/F value AF in the sweep period Ta. For example, as shown in FIG. 3, when it is determined by the determination process that the previous value difference X4 is equal to or greater than the threshold value Th in the cycle n-2, the cycle n-1 one after the cycle n-2 and the cycle two after the cycle n-2 In cycle n of , the value AF(n-2) calculated in cycle n-2 is replaced as the calculation results of values AF(n-1) and AF(n) in cycles n-1 and n.

また、サイクルｎ＋２において判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、サイクルｎ＋２の１つ後のサイクルｎ＋３および２つ後のサイクルｎ＋４では、サイクルｎ＋２で算出された値ＡＦ（ｎ＋２）が、サイクルｎ＋３およびｎ＋４における値ＡＦ（ｎ＋３）および値ＡＦ（ｎ＋４）の算出結果として置き換えられる。なお、図３では、サイクルｎ＋４について、値ＡＦ（ｎ＋４）以外の図示が省略されている。 Further, when it is determined by the determination process that the previous value difference X4 is equal to or greater than the threshold value Th in the cycle n+2, in the cycle n+3 and the cycle n+4 two cycles after the cycle n+2, the value AF calculated in the cycle n+2 (n+2) is replaced as the result of calculating the values AF(n+3) and AF(n+4) in cycles n+3 and n+4. Note that FIG. 3 omits illustration of cycle n+4 other than the value AF(n+4).

次に、上記構成により実行されるＡ／Ｆ検出に関連する一連の制御および処理内容について、図４を参照して説明する。ステップＳ１０１では、Ａ／Ｆセンサ２に対してセンサ印加電圧の印加が開始される。ステップＳ１０２では、シャント抵抗１５によりセンサ出力電流がＩ／Ｖ変換される。ステップＳ１０３では、センサ電流検出部１１において、検出電圧Ｘ１を増幅するといったアナログ信号処理が行われるとともに、検出電圧Ｘ１を増幅した電圧をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換が行われる。 Next, a series of control and processing contents related to A/F detection executed by the above configuration will be described with reference to FIG. In step S101, application of a sensor application voltage to the A/F sensor 2 is started. In step S102, the shunt resistor 15 performs I/V conversion of the sensor output current. In step S103, the sensor current detector 11 performs analog signal processing such as amplifying the detected voltage X1, and also performs A/D conversion to convert the amplified voltage of the detected voltage X1 into a digital signal.

ステップＳ１０３の実行後、ステップＳ１０４～Ｓ１０５と、ステップＳ１０６～Ｓ１０７と、が並行して実行される。ステップＳ１０４では、センサ電流検出部１１から出力される検出信号Ｘ２がデジタルフィルタ１６に入力され、高周波成分が除去された信号Ｘ３が演算部１７へ与えられる。ステップＳ１０５では、演算部１７において、掃引収束点の電流値を表す信号Ｘ３をサンプルホールドすることにより演算用電流値ＳＨが設定される。ステップＳ１０６では、演算部１７において、検出信号Ｘ２の前回値が求められる。ステップＳ１０７では、演算部１７において、検出信号Ｘ２の今回値と前回値との差分である前回値差分Ｘ４が求められる。 After execution of step S103, steps S104-S105 and steps S106-S107 are executed in parallel. In step S<b>104 , the detection signal X<b>2 output from the sensor current detection unit 11 is input to the digital filter 16 , and the signal X<b>3 from which the high frequency components have been removed is provided to the calculation unit 17 . In step S105, the computing unit 17 sets the computing current value SH by sampling and holding the signal X3 representing the current value at the sweep convergence point. In step S106, the calculation unit 17 obtains the previous value of the detection signal X2. In step S107, the calculation unit 17 obtains the previous value difference X4, which is the difference between the current value and the previous value of the detection signal X2.

ステップＳ１０４～Ｓ１０５およびＳ１０６～Ｓ１０７の実行後、ステップＳ１０８に進む。ステップＳ１０８では、前回値差分Ｘ４の絶対値が、閾値Ｔｈ以上であるか否かが判断される、つまり判断処理が実行される。前回値差分Ｘ４の絶対値が閾値Ｔｈ未満である場合、センサ出力電流にノイズ電流が重畳していないと考えられる。この場合、ステップＳ１０８で「ＮＯ」となり、ステップＳ１０９に進む。ステップＳ１０９では、演算部１７において、演算用電流値ＳＨなどに基づいてＡ／Ｆの値ＡＦおよびインピーダンスの値Ｚａｃの演算が行われる。 After executing steps S104-S105 and S106-S107, the process proceeds to step S108. In step S108, it is determined whether or not the absolute value of the previous value difference X4 is equal to or greater than the threshold value Th, that is, determination processing is executed. If the absolute value of the previous value difference X4 is less than the threshold Th, it is considered that the noise current is not superimposed on the sensor output current. In this case, it becomes "NO" at step S108, and it progresses to step S109. In step S109, the calculation unit 17 calculates the A/F value AF and the impedance value Zac based on the current value SH for calculation.

一方、前回値差分Ｘ４の絶対値が閾値Ｔｈ以上である場合、センサ出力電流にノイズ電流が重畳していると考えられる。この場合、ステップＳ１０８で「ＹＥＳ」となり、ステップＳ１１０に進む。ステップＳ１１０に進むと、判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された掃引期間Ｔａ、つまりノイズが検出された掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａおよび２つ後の掃引期間Ｔａでは、値ＡＦの演算結果として、前回値、つまりノイズが検出された掃引期間Ｔａにて算出された値ＡＦが引き継がれる。ステップＳ１０９、Ｓ１１０の実行後、ステップＳ１１１に進む。ステップＳ１１１では、値ＡＦおよび値Ｚａｃの各演算結果がＭＣＵ４へと送信される。 On the other hand, when the absolute value of the previous value difference X4 is equal to or greater than the threshold Th, it is considered that the noise current is superimposed on the sensor output current. In this case, "YES" is determined in step S108, and the process proceeds to step S110. When the process proceeds to step S110, the sweep period Ta in which the previous value difference X4 is determined to be equal to or greater than the threshold value Th by the determination process, that is, the sweep period Ta after one sweep period Ta and the sweep period Ta after two sweep periods Ta in which noise was detected In period Ta, the previous value, ie, the value AF calculated in the sweep period Ta in which noise was detected, is taken over as the calculation result of the value AF. After execution of steps S109 and S110, the process proceeds to step S111. In step S111, each calculation result of value AF and value Zac is transmitted to MCU4.

次に、上記構成によるＡ／Ｆ検出に関連する動作について、図２および図３のタイミングチャートを参照して説明する。
［１］正常時の動作
ヒータ３の通電に起因したノイズ電流、つまりヒータ駆動ノイズがセンサ出力電流に重畳しない正常時における動作は、図２に示すようなものとなる。なお、以下の説明では、ヒータ３の通電に起因したノイズ電流のことをヒータ駆動ノイズまたは単にノイズと称することがある。正常時、センサ出力電流にヒータ駆動ノイズが重畳しないことから、各掃引期間Ｔａにおける掃引収束点の電流値、つまり掃引期間Ｔａ毎に設定される演算用電流値ＳＨは、ノイズの影響を受けることなく、排気ガスのＡ／Ｆ、センサ印加電圧などに応じた本来の値となる。 Next, the operation related to A/F detection by the above configuration will be described with reference to the timing charts of FIGS. 2 and 3. FIG.
[1] Operation during normal operation FIG. 2 shows the operation during normal operation when the noise current caused by the energization of the heater 3, that is, the heater drive noise is not superimposed on the sensor output current. In the following description, the noise current caused by the energization of the heater 3 may be referred to as heater driving noise or simply noise. Since the heater driving noise is not superimposed on the sensor output current during normal operation, the current value at the sweep convergence point in each sweep period Ta, that is, the calculation current value SH set for each sweep period Ta is affected by the noise. Instead, it becomes the original value according to the A/F of the exhaust gas, the voltage applied to the sensor, and the like.

また、正常時、前回値差分Ｘ４が常に閾値Ｔｈ未満になっていることから、判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断されることはない。このようなことから、正常時、掃引期間Ｔａ毎に今回電流値および前回電流値とに基づいて、Ａ／Ｆの値ＡＦおよびインピーダンスの値Ｚａｃが正しく演算される。したがって、正常時、ＭＣＵ４に送信されるＡ／Ｆの値ＡＦおよびインピーダンスの値Ｚａｃは、ノイズの影響を受けていない本来の値であり、掃引期間Ｔａ毎に随時更新されることになる。 Moreover, since the previous value difference X4 is always less than the threshold value Th in the normal state, the previous value difference X4 is not determined to be equal to or greater than the threshold value Th by the determination process. Therefore, in normal operation, the A/F value AF and the impedance value Zac are correctly calculated based on the current current value and the previous current value for each sweep period Ta. Therefore, normally, the A/F value AF and the impedance value Zac transmitted to the MCU 4 are original values that are not affected by noise, and are updated every sweep period Ta.

［２］ノイズ重畳時の動作
ヒータ駆動ノイズが重畳したノイズ重畳時における動作は、図３に示すようなものとなる。この場合、ヒータ駆動信号Ｓｂは、サイクルｎ－２の前半においてロウレベルからハイレベルに転じるとともに、サイクルｎ＋２の後半においてハイレベルからロウレベルに転じるようになっている。そのため、サイクルｎ－２の前半およびサイクルｎ＋２の後半においてセンサ出力電流にヒータ駆動ノイズが重畳している。 [2] Operation when noise is superimposed Operation when heater drive noise is superimposed is as shown in FIG. In this case, the heater drive signal Sb changes from low level to high level in the first half of cycle n-2, and changes from high level to low level in the second half of cycle n+2. Therefore, heater drive noise is superimposed on the sensor output current in the first half of cycle n−2 and the second half of cycle n+2.

センサ出力電流にノイズが重畳しているサイクルｎ－２およびサイクルｎ＋２の掃引収束点の電流値、つまり演算用電流値ＳＨ（ｎ－２）およびＳＨ（ｎ＋２）は、検出電圧Ｘ１、検出信号Ｘ２および信号Ｘ３のセトリングタイムにもよるが、ノイズの影響を受けて本来の値から外れた値となる可能性がある。特に、サイクルの後半においてセンサ出力電流にノイズが重畳した場合には、その掃引収束点の電流値はノイズの影響により本来の値から大きく外れた値となる可能性が高い。この場合、サイクルｎ＋２では、その後半にノイズが重畳していることから、その掃引収束点の電流値、つまり設定される演算用電流値ＳＨ（ｎ＋２）は、本来の値から大きく外れた値になっている。 The current values at the sweep convergence points of cycle n−2 and cycle n+2 where noise is superimposed on the sensor output current, that is, current values SH(n−2) and SH(n+2) for calculation are detected voltage X1 and detected signal X2. and depending on the settling time of the signal X3, the value may deviate from the original value due to the influence of noise. In particular, when noise is superimposed on the sensor output current in the second half of the cycle, there is a high possibility that the current value at the sweep convergence point will deviate greatly from the original value due to the influence of the noise. In this case, since noise is superimposed in the latter half of cycle n+2, the current value at the sweep convergence point, that is, the set calculation current value SH(n+2) deviates greatly from the original value. It's becoming

このように本来の値から大きく外れた値が演算用電流値ＳＨとして設定されると、その演算用電流値ＳＨを用いて演算されるＡ／Ｆの値ＡＦが真値から大きく外れた値になる可能性がある。ただし、この場合、サイクルｎ－２およびサイクルｎ＋２では、センサ出力電流にノイズが重畳したことに伴い、前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上となり、判断処理によって、ノイズの重畳が検出される。サイクルｎ－２において判断処理によってノイズが重畳したことが検出されるため、サイクルｎ－２の１つ後のサイクルｎ－１および２つ後のサイクルｎでは、サイクルｎ－２で算出された値ＡＦ（ｎ－２）が、サイクルｎ－１およびサイクルｎにおける値ＡＦ（ｎ－１）および値ＡＦ（ｎ）の算出結果として置き換えられる。 When a value greatly deviating from the original value is set as the calculation current value SH, the A/F value AF calculated using the calculation current value SH becomes a value greatly deviating from the true value. may become. However, in this case, in cycles n−2 and n+2, noise is superimposed on the sensor output current, so the previous value difference X4 becomes equal to or greater than the threshold Th, and the superimposition of noise is detected by the determination process. Since it is detected that noise is superimposed by the judgment process in cycle n-2, the value calculated in cycle n-2 is used in cycle n-1 and cycle n two cycles after cycle n-2. AF(n-2) is replaced as the result of calculating the values AF(n-1) and AF(n) at cycle n-1 and cycle n.

また、サイクルｎ＋２において判断処理によってノイズが重畳したことが検出されるため、サイクルｎ＋２の１つ後のサイクルｎ＋３および２つ後のサイクルｎ＋４では、サイクルｎ＋２で算出された値ＡＦ（ｎ＋２）が、サイクルｎ＋３およびサイクルｎ＋４における値ＡＦ（ｎ＋３）および値ＡＦ（ｎ＋４）の算出結果として置き換えられる。したがって、ノイズ重畳時、ＭＣＵ４に送信されるＡ／Ｆの値ＡＦは、ノイズが重畳したと判断された掃引期間Ｔａであるサイクルｎ－２およびｎ＋２のそれぞれの後の２つの掃引期間Ｔａにおいて更新が滞るものの、ノイズの影響を受けた値となることはない。 In addition, since it is detected that noise is superimposed by the determination process in cycle n+2, in cycle n+3 one after cycle n+2 and cycle n+4 two after cycle n+2, the value AF(n+2) calculated in cycle n+2 is It is replaced as the calculation result of the value AF(n+3) and the value AF(n+4) in the cycle n+3 and the cycle n+4. Therefore, when noise is superimposed, the A/F value AF sent to the MCU 4 is updated in two sweep periods Ta after each of cycles n-2 and n+2, which is the sweep period Ta in which noise is superimposed. is delayed, but the value is not affected by noise.

以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
本実施形態のＡ／Ｆセンサ制御装置５が備える演算部１７は、センサ電流検出部１１により検出された電流値を掃引期間Ｔａよりも短い所定のサンプリング周期毎に取得し、その取得した電流値に基づいて掃引期間Ｔａ毎にＡ／Ｆセンサ２により検出されるＡ／ＦおよびＡ／Ｆセンサ２のインピーダンスを次のように算出する。すなわち、演算部１７は、掃引期間Ｔａ毎に、その掃引期間Ｔａの開始タイミング以前の所定のタイミング、具体的にはその掃引期間Ｔａの開始タイミングの直前の所定のタイミングで取得した電流値を演算用電流値ＳＨとして設定し、掃引期間Ｔａ毎に、今回の掃引期間Ｔａに設定した演算用電流値ＳＨである今回電流値と今回の掃引期間Ｔａの１つ前の掃引期間Ｔａに設定した演算用電流値ＳＨである前回電流値とに基づいてＡ／Ｆを算出するようになっている。 According to this embodiment described above, the following effects are obtained.
The calculation unit 17 provided in the A/F sensor control device 5 of the present embodiment acquires the current value detected by the sensor current detection unit 11 at each predetermined sampling period shorter than the sweep period Ta, and the acquired current value The A/F detected by the A/F sensor 2 and the impedance of the A/F sensor 2 for each sweep period Ta are calculated as follows. That is, for each sweep period Ta, the calculation unit 17 calculates the current value acquired at a predetermined timing before the start timing of the sweep period Ta, specifically at a predetermined timing immediately before the start timing of the sweep period Ta. For each sweep period Ta, the current value SH, which is the current value SH for calculation set in the current sweep period Ta, and the calculation set in the sweep period Ta immediately before the current sweep period Ta A/F is calculated based on the previous current value which is the current value SH.

上記構成において、所定の掃引期間Ｔａにヒータ３の通電に起因したノイズ電流がＡ／Ｆセンサ２に流れる電流に重畳した場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａに設定される演算用電流値ＳＨがノイズの影響により本来の値から大きく離れた値へと変動するおそれがある。そうすると、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａおよび２つ後の掃引期間Ｔａには、本来の値から大きく離れた値へと変動した演算用電流値ＳＨを用いてＡ／Ｆの値ＡＦが算出されることになり、その算出結果が、真値とは大きく異なる値となるおそれがある。 In the above configuration, when the noise current caused by the energization of the heater 3 is superimposed on the current flowing through the A/F sensor 2 during the predetermined sweep period Ta, the sweep period Ta is set one after the predetermined sweep period Ta. The calculation current value SH may fluctuate to a value far from the original value due to the influence of noise. Then, in one sweep period Ta and two sweep periods Ta after the predetermined sweep period Ta, the A/F is adjusted by using the current value SH for calculation that fluctuates greatly from the original value. A value AF will be calculated, and the calculation result may be a value that is significantly different from the true value.

そこで、本実施形態の演算部１７は、所定のサンプリング周期に取得した電流値と、その所定のサンプリング周期より前のサンプリング周期、具体的にはその所定のサンプリング周期より１つ前のサンプリング周期に取得した電流値と、の差分である前回値差分Ｘ４が所定の閾値Ｔｈ以上であるか否かを判断する判断処理を実行する。このような判断処理によれば、Ａ／Ｆセンサ２に流れる電流が比較的大きく変化したか否かを判断すること、ひいては、ヒータ３の通電に起因したノイズ電流がＡ／Ｆセンサ２に流れる電流に重畳したか否かを判断することができる。 Therefore, the calculation unit 17 of the present embodiment uses the current value obtained in a predetermined sampling period and the sampling period before the predetermined sampling period, specifically, the sampling period one before the predetermined sampling period. A determination process is performed to determine whether or not the previous value difference X4, which is the difference between the obtained current value and the current value, is equal to or greater than a predetermined threshold value Th. According to such determination processing, it is determined whether or not the current flowing through the A/F sensor 2 has changed relatively greatly, and in addition, the noise current caused by the energization of the heater 3 flows through the A/F sensor 2. It can be determined whether or not it is superimposed on the current.

そして、本実施形態の演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａおよび２つ後の掃引期間Ｔａでは、所定の掃引期間Ｔａに算出されたＡ／Ｆの値ＡＦを、当該掃引期間ＴａにおけるＡ／Ｆの算出結果として置き換えるようになっている。そのため、この場合、ノイズが重畳したと判断された掃引期間Ｔａの掃引収束点の電流値である演算用電流値ＳＨを用いたＡ／Ｆの算出結果は採用されることがない、言い換えると、この場合、ノイズが重畳したと判断された掃引期間Ｔａの掃引収束点の電流値である演算用電流値ＳＨは正式なＡ／Ｆの値ＡＦの演算に用いられることがない。 Then, when it is determined by the determination process that the previous value difference X4 is equal to or greater than the threshold value Th during the predetermined sweep period Ta, the calculation unit 17 of the present embodiment performs the sweep period Ta one after the predetermined sweep period Ta and In the second sweep period Ta, the A/F value AF calculated in the predetermined sweep period Ta is replaced with the A/F calculation result in the sweep period Ta. Therefore, in this case, the calculation result of A/F using the calculation current value SH, which is the current value at the sweep convergence point in the sweep period Ta when it is determined that noise is superimposed, is not adopted. In this case, the calculation current value SH, which is the current value at the sweep convergence point in the sweep period Ta in which noise is judged to be superimposed, is not used to calculate the formal A/F value AF.

これによれば、所定の掃引期間Ｔａにヒータ３の通電に起因したノイズ電流がＡ／Ｆセンサ２に流れる電流に重畳した場合、ノイズが重畳した掃引期間Ｔａの後の２つの掃引期間ＴａにおいてＡ／Ｆの値ＡＦの更新が滞るものの、それら２つの掃引期間ＴａにおけるＡ／Ｆの算出結果が、真値とは大きく異なる値となることが抑制される。本実施形態の構成では、第１の従来技術のようなタイミング制御が不要であり、また、第２の従来技術のような強力なローパスフィルタも不要である。したがって、本実施形態によれば、検出のリアルタイム性を良好に維持しつつ、ヒータ３の通電に起因したノイズによる検出精度の低下を抑えることができるという優れた効果が得られる。 According to this, when the noise current caused by the energization of the heater 3 is superimposed on the current flowing through the A/F sensor 2 during the predetermined sweep period Ta, in the two sweep periods Ta after the sweep period Ta in which the noise is superimposed, Although the update of the A/F value AF is delayed, it is suppressed that the calculation results of the A/F in the two sweep periods Ta are greatly different from the true values. The configuration of this embodiment does not require timing control as in the first prior art, and does not require a powerful low-pass filter as in the second prior art. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to obtain an excellent effect that it is possible to suppress deterioration in detection accuracy due to noise caused by energization of the heater 3 while maintaining good real-time detection.

本実施形態の演算部１７は、閾値Ｔｈを可変設定することができる構成となっている。このようにすれば、閾値Ｔｈを適切な値、つまりセンサ印加電圧が変化するタイミングにおける前回値差分Ｘ４より大きい値且つノイズ重畳時における前回値差分Ｘ４より小さい値に設定することが可能となり、その結果、センサ電圧が変化するタイミングの前回値差分Ｘ４により誤ってノイズが重畳したと判断される誤判断の発生を抑制しつつ、ヒータ３の通電に起因したノイズ電流がセンサ出力電流に重畳したことを確実に検出することができる。 The calculation unit 17 of this embodiment is configured to be able to variably set the threshold value Th. In this way, it is possible to set the threshold Th to an appropriate value, that is, a value larger than the previous value difference X4 at the timing when the sensor applied voltage changes and a value smaller than the previous value difference X4 when noise is superimposed. As a result, the noise current caused by the energization of the heater 3 is superimposed on the sensor output current while suppressing the occurrence of an erroneous judgment that noise is superimposed by the previous value difference X4 of the timing at which the sensor voltage changes. can be reliably detected.

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について図５および図６を参照して説明する。
第２実施形態では、演算部１７により実施される処理内容の一部が第１実施形態と異なっている。なお、Ａ／Ｆセンサシステム１の構成は、第１実施形態と共通するため、図１も参照しながら説明する。 (Second embodiment)
The second embodiment will be described below with reference to FIGS. 5 and 6. FIG.
In the second embodiment, part of the processing contents performed by the calculation unit 17 are different from those in the first embodiment. Since the configuration of the A/F sensor system 1 is common to that of the first embodiment, it will also be described with reference to FIG.

本実施形態の演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａでは、所定の掃引期間Ｔａの１つ前の掃引期間Ｔａにおいて設定した演算用電流値ＳＨを当該掃引期間Ｔａにおける演算用電流値ＳＨとして設定する。つまり、本実施形態の演算部１７は、ノイズが重畳したと判断された掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａでは、演算用電流値ＳＨを新たに設定することなく、前々回に設定された演算用電流値ＳＨ、つまり前々回値を引き継いで用いるようになっている。 When the determination process determines that the previous value difference X4 is equal to or greater than the threshold value Th in a predetermined sweep period Ta, the calculation unit 17 of the present embodiment performs a predetermined sweep period Ta after the predetermined sweep period Ta. The calculation current value SH set in the sweep period Ta immediately before the sweep period Ta is set as the calculation current value SH in the sweep period Ta. That is, the calculation unit 17 of the present embodiment does not newly set the current value SH for calculation in the sweep period Ta one after the sweep period Ta in which it is determined that noise is superimposed. The calculation current value SH, that is, the value of the time before last is taken over and used.

例えば、図５に示すように、サイクルｎ－２において判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、サイクルｎ－２の１つ後のサイクルｎ－１では、サイクルｎ－３で設定された演算用電流値ＳＨ（ｎ－３）がサイクルｎ－１における演算用電流値ＳＨ（ｎ－１）として設定される。また、サイクルｎ＋２において判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、サイクルｎ＋２の１つ後のサイクルｎ＋３では、サイクルｎ＋１で設定された演算用電流値ＳＨ（ｎ＋１）が、サイクルｎ＋３における演算用電流値ＳＨ（ｎ＋３）として設定される。 For example, as shown in FIG. 5, when it is determined that the previous value difference X4 is equal to or greater than the threshold value Th in cycle n-2, in cycle n-1 one after cycle n-2, cycle n The calculation current value SH(n-3) set at -3 is set as the calculation current value SH(n-1) in the cycle n-1. Further, when it is determined by the determination process that the previous value difference X4 is equal to or greater than the threshold value Th in the cycle n+2, in the cycle n+3 one after the cycle n+2, the calculation current value SH(n+1) set in the cycle n+1 is , is set as the calculation current value SH(n+3) in the cycle n+3.

次に、上記構成により実行されるＡ／Ｆ検出に関連する一連の制御および処理内容について、図６を参照して説明する。図６に示すように、本実施形態の制御および処理内容は、図４に示した第１実施形態における一連の制御および処理内容に対し、ステップＳ１０５の実行順が変更されている点およびステップＳ１１０に代えてステップＳ２１０が設けられている点などが異なっている。この場合、ステップＳ１０３の実行後、ステップＳ１０４と、ステップＳ１０６～Ｓ１０７と、が並行して実行される。 Next, a series of control and processing contents related to A/F detection executed by the above configuration will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 6, the control and processing contents of this embodiment differ from the series of control and processing contents in the first embodiment shown in FIG. The difference is that step S210 is provided instead of . In this case, after step S103 is executed, step S104 and steps S106 to S107 are executed in parallel.

そして、この場合、ステップＳ１０８で「ＮＯ」になると、ステップＳ１０５に進み、演算用電流値ＳＨが設定される。また、この場合、ステップＳ１０８で「ＹＥＳ」になると、ステップＳ２１０に進む。ステップＳ２１０に進むと、判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された掃引期間Ｔａ、つまりノイズが検出された掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａでは、演算用電流値ＳＨは、新たに設定されることなく、前々回値が引き継がれる。ステップＳ１０５、Ｓ２１０の実行後、ステップＳ１０９に進み、Ａ／Ｆの値ＡＦなどの演算が行われる。 In this case, if "NO" is determined in step S108, the process proceeds to step S105 to set the calculation current value SH. Also, in this case, if "YES" is determined in step S108, the process proceeds to step S210. Proceeding to step S210, in the sweep period Ta in which the previous value difference X4 is determined to be equal to or greater than the threshold value Th by the determination process, that is, in the sweep period Ta one after the sweep period Ta in which noise is detected, the calculation current value The value of SH is inherited from the time before last without being newly set. After steps S105 and S210 are executed, the process proceeds to step S109, where calculations such as the A/F value AF are performed.

次に、上記構成によるＡ／Ｆ検出に関連する動作について、図５のタイミングチャートを参照して説明する。なお、本実施形態の正常時における動作は、第１実施形態と同様であるため、ここでは、本実施形態のノイズ重畳時における動作だけを説明する。本実施形態のノイズ重畳時における動作は、図５に示すようなものとなる。この場合も、図３に示した第１実施形態のノイズ重畳時における動作と同様、サイクルｎ－２の前半およびサイクルｎ＋２の後半においてセンサ出力電流にヒータ駆動ノイズが重畳しているものとする。 Next, operations related to A/F detection by the above configuration will be described with reference to the timing chart of FIG. It should be noted that the operation of this embodiment during normal operation is the same as that of the first embodiment, so only the operation of this embodiment during noise superimposition will be described here. The operation of this embodiment when noise is superimposed is as shown in FIG. In this case as well, it is assumed that heater drive noise is superimposed on the sensor output current in the first half of cycle n−2 and the second half of cycle n+2, as in the operation when noise is superimposed in the first embodiment shown in FIG.

この場合も、サイクルｎ－２およびサイクルｎ＋２では、センサ出力電流にノイズが重畳したことに伴い、前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上となり、判断処理によって、ノイズの重畳が検出される。サイクルｎ－２において判断処理によってノイズが重畳したことが検出されるため、サイクルｎ－２の１つ後のサイクルｎ－１では、サイクルｎ－３で設定された演算用電流値ＳＨ（ｎ－３）が、サイクルｎ－１における演算用電流値ＳＨ（ｎ－１）として引き継いで設定される。これにより、演算用電流値ＳＨ（ｎ－１）を今回電流値として用いるサイクルｎ－１におけるＡ／Ｆの演算結果である値ＡＦ（ｎ－１）および演算用電流値（ｎ－１）を前回電流値として用いるサイクルｎにおけるＡ／Ｆの演算結果である値ＡＦ（ｎ）が真値から大きく外れた値になることが抑制される。 In this case as well, in cycles n−2 and n+2, noise is superimposed on the sensor output current, so that the previous value difference X4 becomes equal to or greater than the threshold Th, and the superimposition of noise is detected by the determination process. Since it is detected that noise is superimposed by the judgment process in cycle n-2, in cycle n-1, which is one after cycle n-2, the calculation current value SH (n- 3) is taken over and set as the calculation current value SH(n-1) in the cycle n-1. As a result, the value AF(n-1), which is the calculation result of the A/F in the cycle n-1 using the calculation current value SH(n-1) as the current current value, and the calculation current value (n-1) are The value AF(n), which is the calculation result of the A/F in the cycle n used as the previous current value, is suppressed from deviating greatly from the true value.

また、サイクルｎ＋２において判断処理によってノイズが重畳したことが検出されるため、サイクルｎ＋２の１つ後のサイクルｎ＋３では、サイクルｎ＋１で設定された演算用電流値ＳＨ（ｎ＋１）が、サイクルｎ＋３における演算用電流値ＳＨ（ｎ＋３）として引き継いで設定される。これにより、演算用電流値ＳＨ（ｎ＋３）を今回電流値として用いるサイクルｎ＋３におけるＡ／Ｆの演算結果である値ＡＦ（ｎ＋３）および演算用電流値（ｎ＋３）を前回電流値として用いるサイクルｎ＋４におけるＡ／Ｆの演算結果である値ＡＦ（ｎ＋４）が真値から大きく外れた値になることが抑制される。したがって、この場合も、ノイズ重畳時、ＭＣＵ４に送信されるＡ／Ｆの値ＡＦは、ノイズが重畳した掃引期間Ｔａの後の２つの掃引期間Ｔａにおいて正式な更新が行われないものの、ノイズの影響を受けた値となることはない。 In addition, since it is detected that noise is superimposed by the determination process in cycle n+2, in cycle n+3, which is one after cycle n+2, the calculation current value SH (n+1) set in cycle n+1 is is taken over and set as the current value SH(n+3). As a result, the value AF (n+3) which is the calculation result of the A/F in the cycle n+3 using the calculation current value SH (n+3) as the current current value and the calculation current value (n+3) in the cycle n+4 using the calculation current value (n+3) as the previous current value The value AF(n+4), which is the calculation result of A/F, is suppressed from deviating greatly from the true value. Therefore, in this case as well, when noise is superimposed, the A/F value AF transmitted to the MCU 4 is not officially updated in the two sweep periods Ta after the noise superimposed sweep period Ta. No affected values.

以上説明した本実施形態によっても、第１実施形態と同様の効果が得られる。すなわち、本実施形態の演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａでは、所定の掃引期間Ｔａの１つ前の掃引期間Ｔａにおいて設定した演算用電流値ＳＨを当該掃引期間Ｔａにおける演算用電流値ＳＨとして設定する。言い換えると、本実施形態の演算部１７は、ノイズが重畳したと判断された掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａでは、演算用電流値ＳＨを新たに設定することなく、前々回値を引き継いで用いるようになっている。 According to the present embodiment described above, the same effects as those of the first embodiment can be obtained. That is, if the calculation unit 17 of the present embodiment determines that the previous value difference X4 is equal to or greater than the threshold value Th during the predetermined sweep period Ta, in the sweep period Ta one after the predetermined sweep period Ta, , the calculation current value SH set in the sweep period Ta immediately before the predetermined sweep period Ta is set as the calculation current value SH in the sweep period Ta. In other words, the calculation unit 17 of the present embodiment does not newly set the current value SH for calculation in the sweep period Ta that is one after the sweep period Ta in which it is determined that noise is superimposed, and takes over the value from the time before last. It is designed to be used in

そのため、この場合、ノイズが重畳したと判断された掃引期間Ｔａの掃引収束点の電流値である演算用電流値ＳＨを今回電流値として用いる１つ後の掃引期間Ｔａおよび前回電流値として用いる２つ後の掃引期間ＴａにおけるＡ／Ｆの演算結果である値ＡＦが真値から大きく外れた値になることが抑制される。これによれば、所定の掃引期間Ｔａにヒータ３の通電に起因したノイズ電流がＡ／Ｆセンサ２に流れる電流に重畳した場合、ノイズが重畳した掃引期間Ｔａの後の２つの掃引期間ＴａにおいてＡ／Ｆの値ＡＦの正式な更新が滞るものの、それら２つの掃引期間ＴａにおけるＡ／Ｆの算出結果が、真値とは大きく異なる値となることが抑制される。したがって、本実施形態によっても、第１実施形態と同様、検出のリアルタイム性を良好に維持しつつ、ヒータ３の通電に起因したノイズによる検出精度の低下を抑えることができるという優れた効果が得られる。 Therefore, in this case, the calculation current value SH, which is the current value at the sweep convergence point in the sweep period Ta in which noise is judged to be superimposed, is used as the current current value and used as the current value in the next sweep period Ta and the previous current value. The value AF, which is the calculation result of A/F in the next sweep period Ta, is suppressed from deviating greatly from the true value. According to this, when the noise current caused by the energization of the heater 3 is superimposed on the current flowing through the A/F sensor 2 during the predetermined sweep period Ta, in the two sweep periods Ta after the sweep period Ta in which the noise is superimposed, Although the formal update of the A/F value AF is delayed, the calculation result of the A/F in the two sweep periods Ta is suppressed from becoming a value significantly different from the true value. Therefore, according to the present embodiment, as in the first embodiment, it is possible to obtain an excellent effect that it is possible to suppress deterioration in detection accuracy due to noise caused by the energization of the heater 3 while maintaining good real-time detection. be done.

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について図７および図８を参照して説明する。
第３実施形態では、演算部１７により実施される処理内容の一部が第１実施形態と異なっている。なお、Ａ／Ｆセンサシステム１の構成は、第１実施形態と共通するため、図１も参照しながら説明する。 (Third embodiment)
The third embodiment will be described below with reference to FIGS. 7 and 8. FIG.
In the third embodiment, part of the processing contents performed by the calculation unit 17 are different from those in the first embodiment. Since the configuration of the A/F sensor system 1 is common to that of the first embodiment, it will also be described with reference to FIG.

本実施形態の演算部１７は、掃引期間Ｔａの開始タイミングから所定のマスク期間Ｔｍは、判断処理の実行を停止するようになっている。マスク期間Ｔｍの値は、レジスタ１８に格納されるようになっており、その値はレジスタ１８の設定により可変となっている。つまり、この場合、演算部１７は、マスク期間Ｔｍを可変設定することができる構成となっている。マスク期間Ｔｍは、検出信号Ｘ２のセトリングタイムなどを考慮し、掃引収束点の電流値がノイズなどの影響を受けることがないようにできる程度の期間に設定されている。例えば、図７に示すように、マスク期間Ｔｍは、掃引期間Ｔａの開始タイミングから掃引期間Ｔａの中間のタイミングまで、つまり掃引期間Ｔａの前半に設定されている。 The calculation unit 17 of the present embodiment stops executing the determination process for a predetermined mask period Tm from the start timing of the sweep period Ta. The value of the mask period Tm is stored in the register 18, and the value is variable according to the setting of the register 18. FIG. That is, in this case, the calculation unit 17 is configured to be able to variably set the mask period Tm. The mask period Tm is set to such a period as to prevent the current value at the sweep convergence point from being affected by noise or the like in consideration of the settling time of the detection signal X2. For example, as shown in FIG. 7, the mask period Tm is set from the start timing of the sweep period Ta to the middle timing of the sweep period Ta, that is, the first half of the sweep period Ta.

このようなマスク期間Ｔｍの下限は、回路定数、Ａ／Ｆセンサ２のインピーダンスによって決まる電圧掃引波形の収束性、つまり検出信号Ｘ２のセトリングタイムと、ノイズによる検出精度の低下をどの程度まで抑えるか、つまり目標とするノイズ除去効果の度合いと、から決定することができる。上記した回路定数とは、主にセンサ電流検出部１１のアンチ・エイリアシング・フィルタの帯域などのことである。また、マスク期間Ｔｍの上限は、ヒータ駆動ノイズが掃引収束点の電流値に与える影響の度合いから決定することができる。なお、このような影響の度合いは、ヒータノイズ波形、デジタルフィルタ１６のフィルタ特性などによって決まる。 The lower limit of such a mask period Tm is determined by the circuit constant and the impedance of the A/F sensor 2, the convergence of the voltage sweep waveform, that is, the settling time of the detection signal X2, and the extent to which deterioration in detection accuracy due to noise can be suppressed. , that is, the target degree of noise removal effect. The circuit constants mentioned above mainly refer to the band of the anti-aliasing filter of the sensor current detection section 11 and the like. Also, the upper limit of the mask period Tm can be determined from the degree of influence of the heater drive noise on the current value at the sweep convergence point. The degree of such influence is determined by the heater noise waveform, filter characteristics of the digital filter 16, and the like.

次に、上記構成により実行されるＡ／Ｆ検出に関連する一連の制御および処理内容について、図８を参照して説明する。図８に示すように、本実施形態の制御および処理内容は、図４に示した第１実施形態における一連の制御および処理内容に対し、ステップＳ１０８に代えてステップＳ３０８が設けられている点などが異なっている。ステップＳ３０８では、マスク期間Ｔｍ以外の期間であることを条件として、前回値差分Ｘ４の絶対値が、閾値Ｔｈ以上であるか否かが判断される、つまり判断処理が実行される。 Next, a series of control and processing contents related to A/F detection executed by the above configuration will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 8, the control and processing contents of this embodiment are different from the series of control and processing contents in the first embodiment shown in FIG. is different. In step S308, it is determined whether or not the absolute value of the previous value difference X4 is greater than or equal to the threshold value Th on the condition that it is a period other than the mask period Tm, that is, determination processing is executed.

次に、上記構成によるＡ／Ｆ検出に関連する動作について、図７のタイミングチャートを参照して説明する。なお、本実施形態の正常時における動作は、第１実施形態と同様であるため、ここでは、本実施形態のノイズ重畳時における動作だけを説明する。本実施形態のノイズ重畳時における動作は、図７に示すようなものとなる。この場合も、図３に示した第１実施形態のノイズ重畳時における動作と同様、サイクルｎ－２の前半およびサイクルｎ＋２の後半においてセンサ出力電流にヒータ駆動ノイズが重畳しているものとする。 Next, operations related to A/F detection by the above configuration will be described with reference to the timing chart of FIG. It should be noted that the operation of this embodiment during normal operation is the same as that of the first embodiment, so only the operation of this embodiment during noise superimposition will be described here. The operation of this embodiment when noise is superimposed is as shown in FIG. In this case as well, it is assumed that heater drive noise is superimposed on the sensor output current in the first half of cycle n−2 and the second half of cycle n+2, as in the operation when noise is superimposed in the first embodiment shown in FIG.

サイクルｎ－２のように、サイクルの前半においてセンサ出力電流にノイズが重畳した場合には、検出電圧Ｘ１、検出信号Ｘ２および信号Ｘ３のセトリングタイムにもよるが、その掃引収束点の電流値はノイズの影響により本来の値から大きく外れた値となる可能性が低い。そのため、このようなケースでは、検出のリアルタイム性をより高めるために、その掃引収束点の電流値を用いてＡ／Ｆの値ＡＦの演算を実施することが望ましい。この場合、サイクルｎ－２の前半の期間であるマスク期間Ｔｍには判断処理が停止されるため、サイクルｎ－２の１つ後のサイクルｎ－１および２つ後のサイクルｎでは、サイクルｎ－２の掃引収束点の電流値である演算用電流値を今回電流値または前回電流値として通常通りＡ／Ｆの値ＡＦが演算される。 When noise is superimposed on the sensor output current in the first half of the cycle like cycle n-2, the current value at the sweep convergence point is It is unlikely that the value will deviate greatly from the original value due to the influence of noise. Therefore, in such a case, it is desirable to calculate the A/F value AF using the current value at the sweep convergence point in order to improve real-time detection. In this case, since the determination process is stopped during the mask period Tm, which is the first half period of the cycle n-2, the cycle n The current value for calculation, which is the current value at the sweep convergence point of -2, is used as the current current value or the previous current value, and the A/F value AF is calculated as usual.

一方、サイクルｎ＋２のように、サイクルの後半においてセンサ出力電流にノイズが重畳した場合には、検出電圧Ｘ１、検出信号Ｘ２および信号Ｘ３のセトリングタイムにもよるが、その掃引収束点の電流値はノイズの影響により本来の値から大きく外れた値となる可能性が高い。この場合、サイクルｎ＋２の後半の期間はマスク期間Ｔｍ以外の期間であることから判断処理が実行されるため、サイクルｎ＋２の１つ後のサイクルｎ＋３および２つ後のサイクルｎ＋４では、サイクルｎ＋２で算出された値ＡＦ（ｎ＋２）が、サイクルｎ＋３およびサイクルｎ＋４における値ＡＦ（ｎ＋３）および値ＡＦ（ｎ＋４）の算出結果として置き換えられる。 On the other hand, when noise is superimposed on the sensor output current in the second half of the cycle like cycle n+2, the current value at the sweep convergence point is There is a high possibility that the value will deviate greatly from the original value due to the influence of noise. In this case, since the latter half of the cycle n+2 is a period other than the mask period Tm, the determination process is executed. The calculated value AF(n+2) is replaced as the calculated values AF(n+3) and AF(n+4) in cycles n+3 and n+4.

したがって、この場合、ノイズ重畳時、ＭＣＵ４に送信されるＡ／Ｆの値ＡＦは、判断処理によってノイズが重畳したと判断された掃引期間Ｔａであるサイクルｎ＋２の後の２つの掃引期間Ｔａにおいて更新が滞るものの、ノイズの影響を受けた値となることはない。しかも、この場合、ノイズが重畳したもののそのノイズが掃引収束点の電流値に影響を及ぼさないと考えられる掃引期間Ｔａであるサイクルｎ－２の後の２つの掃引期間Ｔａにおいては通常通りＡ／Ｆの値ＡＦが更新される。 Therefore, in this case, when noise is superimposed, the A/F value AF transmitted to MCU 4 is updated in two sweep periods Ta after cycle n+2, which is the sweep period Ta in which noise is superimposed by the judgment process. is delayed, but the value is not affected by noise. Moreover, in this case, in the two sweep periods Ta after the cycle n-2, which is the sweep period Ta during which noise is superimposed but is considered to have no effect on the current value at the sweep convergence point, A/ The F value AF is updated.

以上説明した本実施形態によっても、第１実施形態と同様、検出のリアルタイム性を良好に維持しつつ、ヒータ３の通電に起因したノイズによる検出精度の低下を抑えることができるという優れた効果が得られる。さらに、本実施形態によれば、次のような効果も得られる。すなわち、本実施形態の演算部１７は、掃引期間Ｔａの開始タイミングから所定のマスク期間Ｔｍは、判断処理の実行を停止するようになっている。 According to the present embodiment described above, as in the first embodiment, it is possible to suppress deterioration in detection accuracy due to noise caused by energization of the heater 3 while maintaining good real-time detection. can get. Furthermore, according to this embodiment, the following effects are also obtained. That is, the calculation unit 17 of this embodiment stops executing the determination process for a predetermined mask period Tm from the start timing of the sweep period Ta.

このようにすれば、掃引期間Ｔａの開始タイミングの直後に重畳したノイズなど、演算用電流値として設定される掃引収束点の電流値に影響を及ぼさないノイズについては判断処理によって検出されることがなくなる。そのため、このようなノイズの重畳に起因してＡ／Ｆの値ＡＦの更新が滞ることが抑制され、その結果、検出のリアルタイム性が一層向上する。また、このようにすれば、閾値Ｔｈは、センサ印加電圧が変化するタイミングにおける前回値差分Ｘ４の大きさを考慮することなく、ヒータ３の通電に起因したノイズ電流がセンサ出力電流に重畳した際における前回値差分Ｘ４より小さい値となるように設定すればよい。そのため、本実施形態によれば、より小さなヒータ駆動ノイズがセンサ出力電流に重畳したことを検出すること、ひいては、そのようなヒータ駆動ノイズの影響を受けてＡ／Ｆの値ＡＦが真値から大きく外れた値になることを防止することができる。 In this manner, noise that does not affect the current value at the sweep convergence point set as the current value for calculation, such as noise superimposed immediately after the start timing of the sweep period Ta, can be detected by the determination process. Gone. Therefore, delay in updating the A/F value AF due to superimposition of such noise is suppressed, and as a result, real-time detection is further improved. Further, in this way, the threshold value Th can be set when the noise current caused by the energization of the heater 3 is superimposed on the sensor output current without considering the magnitude of the previous value difference X4 at the timing when the sensor applied voltage changes. may be set to a value smaller than the previous value difference X4 at . Therefore, according to the present embodiment, it is possible to detect that smaller heater driving noise is superimposed on the sensor output current, and furthermore, the A/F value AF is changed from the true value under the influence of such heater driving noise. It is possible to prevent the values from becoming large deviations.

（第４実施形態）
以下、第４実施形態について図９および図１０を参照して説明する。
第４実施形態では、演算部１７により実施される処理内容の一部が第１実施形態と異なっている。なお、Ａ／Ｆセンサシステム１の構成は、第１実施形態と共通するため、図１も参照しながら説明する。 (Fourth embodiment)
The fourth embodiment will be described below with reference to FIGS. 9 and 10. FIG.
In the fourth embodiment, part of the processing contents performed by the calculation unit 17 are different from those in the first embodiment. Since the configuration of the A/F sensor system 1 is common to that of the first embodiment, it will also be described with reference to FIG.

本実施形態の演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａおよび２つ後の掃引期間Ｔａでは、所定の掃引期間Ｔａに算出されたインピーダンスの値Ｚａｃを当該掃引期間Ｔａにおけるインピーダンスの算出結果として置き換える。例えば、図９に示すように、サイクルｎ－２において判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、サイクルｎ－２の１つ後のサイクルｎ－１および２つ後のサイクルｎでは、サイクルｎ－２で算出された値Ｚａｃ（ｎ－２）が、サイクルｎ－１およびｎにおける値Ｚａｃ（ｎ－１）およびＺａｃ（ｎ）の算出結果として置き換えられる。 When it is determined that the previous value difference X4 is equal to or greater than the threshold value Th during the predetermined sweep period Ta, the calculation unit 17 of the present embodiment performs the sweep period Ta one after the predetermined sweep period Ta and two sweep periods Ta after the predetermined sweep period Ta. In the subsequent sweep period Ta, the impedance value Zac calculated in the predetermined sweep period Ta is replaced as the impedance calculation result in the sweep period Ta. For example, as shown in FIG. 9, when it is determined by the determination process that the previous value difference X4 is equal to or greater than the threshold value Th in the cycle n-2, the cycle n-1 one after the cycle n-2 and the cycle two after the cycle n-2 In cycle n of , the value Zac(n-2) calculated in cycle n-2 is replaced as the calculated values Zac(n-1) and Zac(n) in cycles n-1 and n.

また、サイクルｎ＋２において判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、サイクルｎ＋２の１つ後のサイクルｎ＋３および２つ後のサイクルｎ＋４では、サイクルｎ＋２で算出された値Ｚａｃ（ｎ＋２）が、サイクルｎ＋３およびｎ＋４における値Ｚａｃ（ｎ＋３）および値Ｚａｃ（ｎ＋４）の算出結果として置き換えられる。なお、図９では、サイクルｎ＋４について、値ＡＦ（ｎ＋４）および値Ｚａｃ（ん＋４）以外の図示が省略されている。 Further, when it is determined by the determination process that the previous value difference X4 is equal to or greater than the threshold value Th in the cycle n+2, the value Zac calculated in the cycle n+2 is calculated in the cycle n+3 and the cycle n+4 two cycles after the cycle n+2. (n+2) is replaced as the result of calculating the values Zac(n+3) and Zac(n+4) in cycles n+3 and n+4. Note that FIG. 9 omits illustration of cycle n+4 other than the value AF(n+4) and the value Zac(n+4).

次に、上記構成により実行されるＡ／Ｆ検出に関連する一連の制御および処理内容について、図１０を参照して説明する。図１０に示すように、本実施形態の制御および処理内容は、図４に示した第１実施形態における一連の制御および処理内容に対し、ステップＳ１１０に代えてステップＳ４１０が設けられている点などが異なっている。ステップＳ４１０に進むと、判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された掃引期間Ｔａ、つまりノイズが検出された掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａおよび２つ後の掃引期間Ｔａでは、値ＡＦおよび値Ｚａｃの演算結果として、前回値、つまりノイズが検出された掃引期間Ｔａにて算出された値ＡＦおよび値Ｚａｃが引き継がれる。 Next, a series of control and processing contents related to A/F detection executed by the above configuration will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 10, the control and processing contents of this embodiment are different from the series of control and processing contents in the first embodiment shown in FIG. is different. Proceeding to step S410, the sweep period Ta in which the previous value difference X4 is determined to be equal to or greater than the threshold Th by the determination process, that is, the sweep period Ta after one sweep period Ta and the sweep period Ta after two sweep periods Ta in which noise was detected In the period Ta, the previous values, ie, the values AF and Zac calculated in the sweep period Ta in which noise was detected, are taken over as the calculation results of the values AF and Zac.

次に、上記構成によるＡ／Ｆ検出に関連する動作について、図９のタイミングチャートを参照して説明する。なお、本実施形態の正常時における動作は、第１実施形態と同様であるため、ここでは、本実施形態のノイズ重畳時における動作だけを説明する。本実施形態のノイズ重畳時における動作は、図９に示すようなものとなる。この場合も、図３に示した第１実施形態のノイズ重畳時における動作と同様、サイクルｎ－２の前半およびサイクルｎ＋２の後半においてセンサ出力電流にヒータ駆動ノイズが重畳しているものとする。 Next, operations related to A/F detection by the above configuration will be described with reference to the timing chart of FIG. It should be noted that the operation of this embodiment during normal operation is the same as that of the first embodiment, so only the operation of this embodiment during noise superimposition will be described here. The operation of this embodiment when noise is superimposed is as shown in FIG. In this case as well, it is assumed that heater drive noise is superimposed on the sensor output current in the first half of cycle n−2 and the second half of cycle n+2, as in the operation when noise is superimposed in the first embodiment shown in FIG.

この場合も、サイクルｎ－２およびサイクルｎ＋２では、センサ出力電流にノイズが重畳したことに伴い、前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上となり、判断処理によって、ノイズの重畳が検出される。サイクルｎ－２において判断処理によってノイズが重畳したことが検出されるため、サイクルｎ－２の１つ後のサイクルｎ－１および２つ後のサイクルｎでは、サイクルｎ－２で算出された値ＡＦ（ｎ－２）が、サイクルｎ－１およびサイクルｎにおける値ＡＦ（ｎ－１）および値ＡＦ（ｎ）の算出結果として置き換えられる。また、この場合、サイクルｎ－１およびサイクルｎでは、サイクルｎ－２で算出された値Ｚａｃ（ｎ－２）が、サイクルｎ－１およびサイクルｎにおける値Ｚａｃ（ｎ－１）および値Ｚａｃ（ｎ）の算出結果として置き換えられる。 In this case as well, in cycles n−2 and n+2, noise is superimposed on the sensor output current, so that the previous value difference X4 becomes equal to or greater than the threshold Th, and the superimposition of noise is detected by the determination process. Since it is detected that noise is superimposed by the judgment process in cycle n-2, the value calculated in cycle n-2 is used in cycle n-1 and cycle n two cycles after cycle n-2. AF(n-2) is replaced as the result of calculating the values AF(n-1) and AF(n) at cycle n-1 and cycle n. Also, in this case, in the cycles n−1 and n, the value Zac(n−2) calculated in the cycle n−2 is the value Zac(n−1) and the value Zac(n−1) in the cycles n−1 and n. n) is replaced as the calculation result.

また、サイクルｎ＋２において判断処理によってノイズが重畳したことが検出されるため、サイクルｎ＋２の１つ後のサイクルｎ＋３および２つ後のサイクルｎ＋４では、サイクルｎ＋２で算出された値ＡＦ（ｎ＋２）が、サイクルｎ＋３およびサイクルｎ＋４における値ＡＦ（ｎ＋３）および値ＡＦ（ｎ＋４）の算出結果として置き換えられる。また、この場合、サイクルｎ＋３およびサイクルｎ＋４では、サイクルｎ＋２で算出された値Ｚａｃ（ｎ＋２）が、サイクルｎ＋３およびサイクルｎ＋４における値Ｚａｃ（ｎ＋３）および値Ｚａｃ（ｎ＋４）の算出結果として置き換えられる。したがって、ノイズ重畳時、ＭＣＵ４に送信されるＡ／Ｆの値ＡＦおよびインピーダンスの値Ｚａｃは、ノイズが重畳したと判断された掃引期間Ｔａであるサイクルｎ－２およびｎ＋２のそれぞれの後の２つの掃引期間Ｔａにおいて更新が滞るものの、ノイズの影響を受けた値となることはない。 In addition, since it is detected that noise is superimposed by the determination process in cycle n+2, in cycle n+3 one after cycle n+2 and cycle n+4 two after cycle n+2, the value AF(n+2) calculated in cycle n+2 is It is replaced as the calculation result of the value AF(n+3) and the value AF(n+4) in the cycle n+3 and the cycle n+4. Also, in this case, in cycles n+3 and n+4, the value Zac(n+2) calculated in cycle n+2 is replaced with the calculation results of the values Zac(n+3) and Zac(n+4) in cycles n+3 and n+4. Therefore, when noise is superimposed, the A/F value AF and the impedance value Zac transmitted to the MCU 4 are two values after each of the cycles n-2 and n+2, which are the sweep periods Ta when the noise is superimposed. Although updating is delayed in the sweep period Ta, the value is not influenced by noise.

以上説明した本実施形態によっても、第１実施形態と同様、検出のリアルタイム性を良好に維持しつつ、ヒータ３の通電に起因したノイズによる検出精度の低下を抑えることができるという優れた効果が得られる。また、本実施形態の演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によって前回値差分Ｘ４が閾値Ｔｈ以上であると判断された場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａおよび２つ後の掃引期間Ｔａでは、所定の掃引期間Ｔａに算出されたインピーダンスの値Ｚａｃを当該掃引期間Ｔａにおけるインピーダンスの算出結果として置き換えるようになっている。このようにすれば、ヒータ３の通電に起因したノイズによるＡ／Ｆの検出精度の低下だけではなく、インピーダンスの検出精度の低下についても抑えることができる。 According to the present embodiment described above, as in the first embodiment, it is possible to suppress deterioration in detection accuracy due to noise caused by energization of the heater 3 while maintaining good real-time detection. can get. Further, when the determination process determines that the previous value difference X4 is equal to or greater than the threshold value Th in the predetermined sweep period Ta, the calculation unit 17 of the present embodiment performs the sweep period Ta one after the predetermined sweep period Ta and In the second sweep period Ta, the impedance value Zac calculated in the predetermined sweep period Ta is replaced as the impedance calculation result in the sweep period Ta. In this way, it is possible to suppress not only the deterioration of the A/F detection accuracy due to the noise caused by the energization of the heater 3, but also the deterioration of the impedance detection accuracy.

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
上記各実施形態で示した数値などは例示であり、それに限定されるものではない。 (Other embodiments)
The present invention is not limited to the embodiments described above and illustrated in the drawings, and can be arbitrarily modified, combined, or expanded without departing from the scope of the invention.
The numerical values and the like shown in each of the above embodiments are examples, and are not limited to them.

演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によってノイズが検出された場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａおよび２つ後の掃引期間ＴａにおけるＡ／Ｆの値ＡＦの算出結果を、所定の掃引期間Ｔａに算出されたＡ／Ｆの値ＡＦに置き換えるようになっていたが、所定の掃引期間Ｔａより前の任意の掃引期間Ｔａに算出されたＡ／Ｆの値ＡＦに置き換えるようにしてもよい。 When noise is detected in the predetermined sweep period Ta by the determination process, the calculation unit 17 calculates the A/F value AF in the sweep period Ta after one and the second sweep period Ta after the predetermined sweep period Ta. Although the calculation result is replaced with the A/F value AF calculated in the predetermined sweep period Ta, the A/F value calculated in any sweep period Ta prior to the predetermined sweep period Ta It may be replaced with AF.

また、演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によってノイズが検出された場合、所定の掃引期間Ｔａの３つ後の掃引期間Ｔａ以降の掃引期間ＴａにおけるＡ／Ｆの値ＡＦの算出結果についても同様に置き換えるようにしてもよい。さらに、演算部１７は、所定の掃引期間Ｔａにおいて判断処理によってノイズが検出された場合、所定の掃引期間Ｔａの１つ後の掃引期間Ｔａでは演算用電流値ＳＨを新たに設定することなく、前々回値を引き継いで用いるようになっていたが、所定の掃引期間Ｔａの２つ後の掃引期間Ｔａ以降の掃引期間Ｔａにおける演算用電流値ＳＨについても同様に前々回値を引き継いで用いるようにしてもよい。なお、このような変形は、インピーダンスの値Ｚａｃについても同様に適用することができる。 Further, when noise is detected in the predetermined sweep period Ta by the determination process, the calculation unit 17 calculates the A/F value AF in the sweep period Ta after three sweep periods Ta after the predetermined sweep period Ta. The results may be similarly replaced. Furthermore, when noise is detected by the determination process in the predetermined sweep period Ta, the calculation unit 17 does not newly set the calculation current value SH in the sweep period Ta one after the predetermined sweep period Ta. Although the value of the time before last was taken over and used, the value of the time before last was similarly taken over and used for the calculation current value SH in the sweep period Ta after two sweep periods Ta after the predetermined sweep period Ta. good too. It should be noted that such a modification can be similarly applied to the impedance value Zac.

上述したように、Ａ／Ｆの値ＡＦの算出結果を置き換える期間や演算用電流値ＳＨを引き継いで用いる期間を延長すればするほど、検出のリアルタイム性、つまり応答性が低下することになる。しかし、一般的に、センサ印加電圧の周波数である掃引周波数が数ｋＨｚ程度であるのに対し、システムの応答性は数百Ｈｚ以下である。そのため、センサ印加電圧の周期である掃引期間である１００μｓ程度の期間延長については、問題が生じることはなく、許容することができる。要するに、上記した期間延長の最大値は、システムの目標とする応答性に応じて定めることができる。 As described above, the longer the period for replacing the calculation result of the A/F value AF and the period for taking over and using the current value SH for calculation, the more the real-time detection, that is, the responsiveness, is degraded. However, while the sweep frequency, which is the frequency of the voltage applied to the sensor, is generally several kHz, the response of the system is several hundred Hz or less. Therefore, extension of the period of about 100 μs, which is the sweep period, which is the cycle of the voltage applied to the sensor, is acceptable without causing any problems. In short, the maximum value of the period extension described above can be determined according to the target responsiveness of the system.

本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。 Although the present disclosure has been described with reference to examples, it is understood that the present disclosure is not limited to such examples or structures. The present disclosure also includes various modifications and modifications within the equivalent range. In addition, various combinations and configurations, as well as other combinations and configurations, including single elements, more, or less, are within the scope and spirit of this disclosure.

１…Ａ／Ｆセンサシステム、２…Ａ／Ｆセンサ、３…ヒータ、５…Ａ／Ｆセンサ制御装置、１０…端子駆動部、１１…センサ電流検出部、１７…演算部。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1...A/F sensor system, 2...A/F sensor, 3...Heater, 5...A/F sensor control apparatus, 10...Terminal drive part, 11...Sensor current detection part, 17...Calculation part.

Claims (9)

通電がオンオフ制御されるヒータ（３）により昇温される空燃比センサ（２）を制御する空燃比センサ制御装置（５）であって、
前記空燃比センサに対して第１電圧値および前記第１電圧値とは異なる第２電圧値の印加電圧を所定の掃引期間毎に交互に切り替えて印加する電圧印加部（１０）と、
前記空燃比センサに流れる電流を検出する電流検出部（１１）と、
前記電流検出部により検出された電流値を前記掃引期間よりも短い所定のサンプリング周期毎に取得し、その取得した前記電流値に基づいて前記掃引期間毎に前記空燃比センサにより検出される空燃比および前記空燃比センサのインピーダンスを算出する演算部（１７）と、
を備え、
前記演算部は、
前記掃引期間毎に、その掃引期間の開始タイミング以前の所定のタイミングで取得した前記電流値を演算用電流値として設定し、
前記掃引期間毎に、今回の掃引期間に設定した前記演算用電流値である今回電流値と今回の前記掃引期間の１つ前の前記掃引期間に設定した前記演算用電流値である前回電流値とに基づいて前記空燃比を算出し、
所定の前記サンプリング周期に取得した前記電流値と、その所定の前記サンプリング周期より前の前記サンプリング周期に取得した前記電流値と、の差分が所定の閾値以上であるか否かを判断する判断処理を実行し、
所定の前記掃引期間において前記判断処理によって前記差分が前記閾値以上であると判断された場合、所定の前記掃引期間の１つ後の前記掃引期間および２つ後の前記掃引期間では、所定の前記掃引期間以前に算出された前記空燃比の値を当該掃引期間における前記空燃比の算出結果として置き換える空燃比センサ制御装置。 An air-fuel ratio sensor control device (5) for controlling an air-fuel ratio sensor (2) whose temperature is raised by a heater (3) whose energization is controlled on and off,
a voltage applying unit (10) for alternately switching and applying a first voltage value and a second voltage value different from the first voltage value to the air-fuel ratio sensor every predetermined sweep period;
a current detection unit (11) for detecting a current flowing through the air-fuel ratio sensor;
The air-fuel ratio detected by the air-fuel ratio sensor in each sweep period based on the acquired current value is acquired in each predetermined sampling period shorter than the sweep period. and a calculation unit (17) for calculating the impedance of the air-fuel ratio sensor;
with
The calculation unit is
for each sweep period, setting the current value obtained at a predetermined timing before the start timing of the sweep period as a current value for calculation;
For each sweep period, the current current value that is the current value for calculation set in the current sweep period and the previous current value that is the current value for calculation set in the sweep period one before the current sweep period and calculating the air-fuel ratio based on
Determination processing for determining whether a difference between the current value acquired in the predetermined sampling period and the current value acquired in the sampling period before the predetermined sampling period is equal to or greater than a predetermined threshold. and run
When it is determined by the determination process that the difference is equal to or greater than the threshold value in the predetermined sweep period, in the sweep period one and two sweep periods after the predetermined sweep period, the predetermined An air-fuel ratio sensor control device that replaces the value of the air-fuel ratio calculated before the sweep period with the calculation result of the air-fuel ratio in the sweep period. 前記演算部は、
前記掃引期間毎に、前記今回電流値と前記前回電流値とに基づいて前記インピーダンスを算出し、
所定の前記掃引期間において前記判断処理によって前記差分が前記閾値以上であると判断された場合、所定の前記掃引期間の１つ後の前記掃引期間および２つ後の前記掃引期間では、所定の前記掃引期間に算出された前記インピーダンスの値を当該掃引期間における前記インピーダンスの算出結果として置き換える請求項１に記載の空燃比センサ制御装置。 The calculation unit is
calculating the impedance based on the current current value and the previous current value for each sweep period;
When it is determined by the determination process that the difference is equal to or greater than the threshold value in the predetermined sweep period, in the sweep period one and two sweep periods after the predetermined sweep period, the predetermined sweep period 2. The air-fuel ratio sensor control device according to claim 1, wherein the value of the impedance calculated during the sweep period is replaced with the calculated result of the impedance during the sweep period. 通電がオンオフ制御されるヒータ（３）により昇温される空燃比センサ（２）を制御する空燃比センサ制御装置（５）であって、
前記空燃比センサに対して第１電圧値および前記第１電圧値とは異なる第２電圧値の印加電圧を所定の掃引期間毎に交互に切り替えて印加する電圧印加部（１０）と、
前記空燃比センサに流れる電流を検出する電流検出部（１１）と、
前記電流検出部により検出された電流値を前記掃引期間よりも短い所定のサンプリング周期毎に取得し、その取得した前記電流値に基づいて前記掃引期間毎に前記空燃比センサにより検出される空燃比を算出する演算部（１７）と、
を備え、
前記演算部は、
前記掃引期間毎に、その掃引期間の開始タイミング以前の所定のタイミングで取得した前記電流値を演算用電流値として設定し、
前記掃引期間毎に、今回の掃引期間に設定した前記演算用電流値である今回電流値と今回の前記掃引期間の１つ前の前記掃引期間に設定した前記演算用電流値である前回電流値とに基づいて前記空燃比を算出し、
所定の前記サンプリング周期に取得した前記電流値と、その所定の前記サンプリング周期より前の前記サンプリング周期に取得した前記電流値と、の差分が所定の閾値以上であるか否かを判断する判断処理を実行し、
所定の前記掃引期間において前記判断処理によって前記差分が所定の閾値以上であると判断された場合、所定の前記掃引期間の１つ後の前記掃引期間では、所定の前記掃引期間の１つ前の前記掃引期間において設定した前記演算用電流値を当該掃引期間における前記演算用電流値として設定する空燃比センサ制御装置。 An air-fuel ratio sensor control device (5) for controlling an air-fuel ratio sensor (2) whose temperature is raised by a heater (3) whose energization is controlled on and off,
a voltage applying unit (10) for alternately switching and applying a first voltage value and a second voltage value different from the first voltage value to the air-fuel ratio sensor every predetermined sweep period;
a current detection unit (11) for detecting a current flowing through the air-fuel ratio sensor;
The air-fuel ratio detected by the air-fuel ratio sensor in each sweep period based on the acquired current value is acquired in each predetermined sampling period shorter than the sweep period. A calculation unit (17) for calculating
with
The calculation unit is
for each sweep period, setting the current value obtained at a predetermined timing before the start timing of the sweep period as a current value for calculation;
For each sweep period, the current current value that is the current value for calculation set in the current sweep period and the previous current value that is the current value for calculation set in the sweep period one before the current sweep period and calculating the air-fuel ratio based on
Determination processing for determining whether a difference between the current value acquired in the predetermined sampling period and the current value acquired in the sampling period before the predetermined sampling period is equal to or greater than a predetermined threshold. and run
When it is determined by the determination process that the difference is equal to or greater than the predetermined threshold value in the predetermined sweep period, in the sweep period one after the predetermined sweep period, the difference one before the predetermined sweep period is determined. An air-fuel ratio sensor control device that sets the calculation current value set in the sweep period as the calculation current value in the sweep period. 前記演算部は、前記掃引期間毎に、その掃引期間の開始タイミングの直前の所定のタイミングで取得した前記電流値を前記演算用電流値として設定するようになっている請求項１から３のいずれか一項に記載の空燃比センサ制御装置。 4. The calculation unit according to any one of claims 1 to 3, wherein, for each sweep period, the calculation unit sets the current value obtained at a predetermined timing immediately before the start timing of the sweep period as the calculation current value. 1. The air-fuel ratio sensor control device according to claim 1. 前記演算部は、所定の前記サンプリング周期に取得した前記電流値と、その所定の前記サンプリング周期より１つ前の前記サンプリング周期に取得した前記電流値と、の差分に基づいて前記判断処理を行うようになっている請求項１から４のいずれか一項に記載の空燃比センサ制御装置。 The computing unit performs the determination process based on a difference between the current value acquired in the predetermined sampling period and the current value acquired in the sampling period one preceding the predetermined sampling period. 5. The air-fuel ratio sensor control device according to any one of claims 1 to 4, wherein 前記演算部は、前記掃引期間の開始タイミングから所定のマスク期間は、前記判断処理の実行を停止する請求項１から５のいずれか一項に記載の空燃比センサ制御装置。 6. The air-fuel ratio sensor control device according to any one of claims 1 to 5, wherein the calculation unit suspends execution of the determination process for a predetermined mask period from the start timing of the sweep period. 前記演算部は、前記マスク期間を可変設定することができる構成となっている請求項６に記載の空燃比センサ制御装置。 7. The air-fuel ratio sensor control device according to claim 6, wherein the calculation section is configured to variably set the mask period. 前記演算部は、前記閾値を可変設定することができる構成となっている請求項１から７のいずれか一項に記載の空燃比センサ制御装置。 8. The air-fuel ratio sensor control device according to any one of claims 1 to 7, wherein the calculation unit is configured to be able to variably set the threshold value. 半導体集積回路として構成されている請求項１から８のいずれか一項に記載の空燃比センサ制御装置。 9. The air-fuel ratio sensor control device according to any one of claims 1 to 8, which is configured as a semiconductor integrated circuit.
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