JP2022120992A - 電源制御装置、およびフライバックコンバータ - Google Patents

電源制御装置、およびフライバックコンバータ Download PDF

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Abstract

【課題】トランスの１次巻線を流れる電流を閾値と比較する際の電流の制御性能を向上させる電源制御装置を提供する。【解決手段】１次巻線に流れる１次側電流をＩ／Ｖ変換して生成される電流センス信号と、閾値電圧とを比較する比較部と、前記電流センス信号と前記閾値電圧との前記比較部による比較結果に基づき、スイッチング素子をターンオフさせるスイッチング制御部と、補助巻線の一端とグランド電位の印加端との間に直列に接続される外部抵抗の接続ノードに接続可能な外部端子と、前記外部端子を流れる端子電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部による電流検出信号に基づいて前記閾値電圧を補正する閾値電圧補正部と、を有する、電源制御装置。【選択図】図３

Description

本発明は、フライバックコンバータ用の電源制御装置に関する。
従来、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータまたは絶縁型ＡＣ／ＤＣコンバータに適用されるスイッチング電源回路として、フライバックコンバータが知られている（例えば、特許文献１）。フライバックコンバータは、ＤＣ入力電圧をスイッチングトランジスタでチョッピングして、トランスを介して２次側にエネルギーを伝達する。
特開２００３－２０９９７１号公報
フライバックコンバータにおいては、トランスの１次巻線に流れる１次側電流を閾値と比較する場合がある。例えば、１次側電流を過電流閾値と比較して過電流を検出する等である。
本発明は、トランスの１次巻線を流れる電流を閾値と比較する際の電流の制御性能を向上させる電源制御装置を提供することを目的とする。
本発明の一態様は、
スイッチング素子と、
１次巻線、２次巻線、および補助巻線を有するトランスと、
整流素子と、
平滑コンデンサと、
を有し、
前記１次巻線の一端には、入力電圧の印加端が接続され、
前記１次巻線の他端には、前記スイッチング素子の電流流入端が接続され、
前記２次巻線の後段側に前記整流素子と前記平滑コンデンサが設けられる、フライバックコンバータに用いられる電源制御装置であって、
前記１次巻線に流れる１次側電流をＩ／Ｖ変換して生成される電流センス信号と、閾値電圧とを比較する比較部と、
前記電流センス信号と前記閾値電圧との前記比較部による比較結果に基づき、前記スイッチング素子をターンオフさせるスイッチング制御部と、
前記補助巻線の一端とグランド電位の印加端との間に直列に接続される外部抵抗の接続ノードに接続可能な外部端子と、
前記外部端子を流れる端子電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部による電流検出信号に基づいて前記閾値電圧を補正する閾値電圧補正部と、
を有する、電源制御装置としている（第１の構成）。
また、上記第１の構成において、前記電流検出部は、電流検出抵抗である構成としてもよい（第２の構成）。
また、上記第２の構成において、前記閾値電圧補正部は、前記電流検出信号を反転増幅させる反転アンプを有する構成としてもよい（第３の構成）。
また、上記第１から第３のいずれかの構成において、前記閾値電圧補正部は、前記電流検出信号に基づく電圧をサンプリングするサンプルホールド部を有する構成としてもよい（第４の構成）。
また、上記第１から第４のいずれかの構成において、前記比較部の入力端と基準電圧の印加端との間に接続される電圧調整抵抗を有し、
前記閾値電圧補正部は、前記電流検出信号に基づいて出力電流を生成し、
前記出力電流は、前記電圧調整抵抗を流れて前記閾値電圧補正部側へ吸い込まれる構成としてもよい（第５の構成）。
また、上記第５の構成において、前記閾値電圧補正部は、前記電流検出信号に基づく電圧を入力されて定電流を生成する定電流生成回路を有し、
前記出力電流は、前記定電流に基づいて生成される構成としてもよい（第６の構成）。
また、上記第６の構成において、前記閾値電圧補正部は、
前記定電流生成回路の出力端に接続される入力端を有し、かつＰＭＯＳトランジスタにより構成される第１カレントミラーと、
前記第１カレントミラーの出力端に接続される入力端を有し、かつＮＭＯＳトランジスタにより構成される第２カレントミラーと、
を有する構成としてもよい（第７の構成）。
また、上記第１から第４のいずれかの構成において、前記比較部の一方の入力端は、基準電圧の印加端に接続され、
前記比較部の他方の入力端は、前記スイッチング素子の電流流出端と接続される一端を有するセンス抵抗を含む抵抗の一端に接続され、
前記閾値電圧補正部は、前記電流検出信号に基づいて出力電流を生成し、
前記出力電流は、前記比較部の前記他方の入力端と前記抵抗の前記一端とが接続されるノードに向けて吐き出される構成としてもよい（第８の構成）。
また、上記第８の構成において、前記比較部の前記他方の入力端と前記センス抵抗の前記一端との間に挿入される挿入抵抗を有する構成としてもよい（第９の構成）。
また、上記第１から第９のいずれかの構成において、前記端子電流の流れる経路に配置され、かつ前記スイッチング素子の駆動に関する信号に基づきオンオフ制御されるスイッチを有する構成としてもよい（第１０の構成）。
また、上記第１から第１０のいずれかの構成において、前記閾値電圧は、ＯＣＰ（過電流保護）閾値電圧である構成としてもよい（第１１の構成）。
また、上記第１から第４のいずれかの構成において、前記フライバックコンバータの出力電圧に基づく帰還電圧と、バースト閾値電圧とを比較する第１コンパレータと、
前記帰還電圧と前記電流センス信号とを比較する前記比較部としての第２コンパレータと、
を有し、
前記スイッチング制御部は、前記第１コンパレータの出力に応じて前記スイッチング素子のスイッチングの停止・復帰を切り替え、
前記閾値電圧は、前記バースト閾値電圧である構成としてもよい（第１２の構成）。
また、本発明の一態様は、上記いずれかの構成としている電源制御装置と、前記スイッチング素子と、前記トランスと、前記整流素子と、前記平滑コンデンサと、前記外部抵抗と、を有するフライバックコンバータである。
第１の課題を説明するための波形例を示す図である。 第２の課題を説明するための波形例を示す図である。 本発明の例示的な実施形態に係るフライバックコンバータの構成を示す図である。 閾値電圧補正部の構成例を示す図である。 フライバックコンバータにおける各種信号の波形例を示すタイミングチャートである。 第１変形例に係る電源制御装置の構成を示す図である。 第１変形例に係る閾値電圧補正部の構成を示す図である。 第２変形例に係るフライバックコンバータの構成を示す図である。 帰還電圧とバースト閾値電圧の波形例を示す図である。 別の変形例に係るフライバックコンバータの構成を示す図である。
以下に本発明の例示的な実施形態について図面を参照して説明する。
＜１．課題について＞
ここでは、本発明の実施形態について説明する前に、本願発明者が独自に見出した課題について図面を用いて説明する。
フライバックコンバータにおいては、トランスが設けられる。トランスは、１次巻線と２次巻線を有する。１次巻線の一端には、ＤＣ電圧である入力電圧ＶＨが印加される。１次巻線の他端には、スイッチング素子の電流流入端（例えばＮＭＯＳトランジスタのドレイン）が接続される。
１次巻線に流れる電流である１次側電流Ｉｐは、Ｉ／Ｖ変換（電流・電圧変換）されて、電流センス信号Ｖｃｓとされる。そして、例えばＯＣＰ（過電流保護）機能としては、電流センス信号ＶｃｓがＯＣＰ閾値電圧Ｖｔｈ_ｏｃｐと比較される。スイッチング素子がターンオンされると、１次側電流Ｉｐが上昇する。そして、１次側電流Ｉｐの上昇に応じて電流センス信号Ｖｃｓが上昇し、ＯＣＰ閾値電圧Ｖｔｈ_ｏｃｐを上回った場合、スイッチング素子がターンオフされる。
ここで、図１の左側には、１次側電流Ｉｐが上昇する際の電流センス信号Ｖｃｓの波形例を示している。図１の左側において、実線は、入力電圧ＶＨが高い場合、破線は、入力電圧ＶＨが低い場合のそれぞれの電流センス信号Ｖｃｓの波形を示す。入力電圧ＶＨが高いほうが、電流センス信号Ｖｃｓの上昇する傾きが大きくなる。
図１の左側に示すように、入力電圧ＶＨがいずれの場合でも、電流センス信号Ｖｃｓが上昇してＯＣＰ閾値電圧Ｖｔｈ_ｏｃｐを上回ったタイミングからスイッチング素子がターンオフされるまでには、遅延時間Ｄｔが発生する。これにより、図１の左側のように、ＯＣＰ閾値電圧Ｖｔｈ_ｏｃｐが入力電圧ＶＨに依らず固定である場合、スイッチング素子がターンオフされるタイミングでの電流センス信号Ｖｃｓ、すなわち１次側電流Ｉｐのピークは、入力電圧ＶＨの違いによって差が大きくなってしまう。１次側電流Ｉｐのピークが大きくなると、大きな１次側電流Ｉｐでも磁気飽和が生じないように１次巻線の巻き数を増やす設計が必要となる。これは、トランスのサイズアップ、およびコストアップにつながる。
このような入力電圧ＶＨの変化は、例えば、フライバックコンバータを絶縁型ＡＣ／ＤＣコンバータに適用して、ＡＣ電圧が変化するような場合に発生する（例えばＡＣ１００Ｖ，２００Ｖ等）。この場合、ＡＣ電圧が整流・平滑化されて入力電圧ＶＨが生成される。
ここで、図１の右側は、入力電圧ＶＨに応じてＯＣＰ閾値電圧Ｖｔｈ_ｏｃｐを変化させた場合の電流センス信号Ｖｃｓの波形例である。この場合、入力電圧ＶＨが高いほうのＯＣＰ閾値電圧Ｖｔｈ_ｏｃｐ１は、入力電圧ＶＨが低いほうのＯＣＰ閾値電圧Ｖｔｈ_ｏｃｐ２よりも低くしている。これにより、図１の右側に示すように、電流センス信号ＶｃｓがＯＣＰ閾値電圧Ｖｔｈ_ｏｃｐ１、Ｖｔｈ_ｏｃｐ２をそれぞれ上回ってから遅延時間Ｄｔが経過してスイッチング素子がターンオフされるタイミングでは、電流センス信号Ｖｃｓ、すなわち１次側電流Ｉｐのピークの差を抑制することができる。
しかしながら、上記のように入力電圧ＶＨに応じてＯＣＰ閾値電圧を変化させる場合、図２の左側（図１の右側と同様）のように、１次巻線のインダクタンスが或る値の場合、１次側電流Ｉｐのピークの差を抑制することができるが、使用する１次巻線によって上記インダクタンスが変化した場合、例えば図２の右側のようになる。図２の右側は、図２の左側よりも１次巻線のインダクタンスが低い場合の例である。この場合、図２の右側に示すように、電流センス信号Ｖｃｓの上昇する傾きが変化し（図２右側の例では傾きが急峻になる）、スイッチング素子がターンオフされるタイミングでの１次側電流Ｉｐのピークの差が増加してしまう。
＜２．フライバックコンバータの全体構成＞
上記のような課題を解決すべく考案された実施形態について以下説明する。図３は、本発明の例示的な実施形態に係るフライバックコンバータ２８の構成を示す図である。フライバックコンバータ２８は、ＤＣ電圧である入力電圧ＶＨをＤＣ電圧である出力電圧ＶＯＵＴにＤＣ／ＤＣ変換する。なお、フライバックコンバータ２８は、先述したように入力電圧ＶＨが変化するケースが多い絶縁型ＡＣ／ＤＣコンバータに適用することが好ましい。ただし、入力電圧ＶＨが変化するような絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに適用してもよい。
図３に示すように、フライバックコンバータ２８は、電源制御装置１と、外部抵抗１６，１７と、受光素子１８と、コンデンサ１９と、センス抵抗２０と、トランス２１と、整流ダイオード２２と、平滑コンデンサ２３と、フィードバック回路２４と、発光素子２５と、整流ダイオード２６と、平滑コンデンサ２７と、を有している。電源制御装置１は、図３に示す内部の各構成要素を１チップに集積化したＩＣを備えた半導体装置（半導体パッケージ）である。外部抵抗１６，１７と、受光素子１８と、コンデンサ１９と、センス抵抗２０と、トランス２１と、整流ダイオード２２と、平滑コンデンサ２３と、発光素子２５と、整流ダイオード２６と、平滑コンデンサ２７とは、電源制御装置１の外部に配置されるディスクリートな素子である。
電源制御装置１は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部２と、プルアップ抵抗３と、分圧部４と、ＰＷＭコンパレータ５と、フリップフロップ６と、ドライバ７と、スイッチング素子８と、ＯＣＰコンパレータ９と、ＯＶＰ（過電圧保護）コンパレータ１０と、ショート検出コンパレータ１１と、電流検出抵抗１２と、スイッチトランジスタ１３と、閾値電圧補正部１４と、を有している。なお、スイッチング素子８は、電源制御装置に対して外付けであってもよい。
また、電源制御装置１は、外部との電気的接続を確立するための外部端子であるＶＣＣ端子、ＤＲＡＩＮ端子、ＳＯＵＲＣＥ端子、ＦＢ端子、およびＺＴ端子を有する。
トランス２１は、１次巻線２１Ａと、２次巻線２１Ｂと、補助巻線２１Ｃと、を有する。１次巻線２１Ａの一端は、入力電圧ＶＨの印加端に接続される。１次巻線２１Ａの他端は、ＤＲＡＩＮ端子に接続される。
２次巻線２１Ｂの一端は、整流ダイオード２２のアノードに接続される。整流ダイオード２２のカソードは、平滑コンデンサ２３の一端とともに、出力端子Ｔ１に接続される。２次巻線２１Ｂの他端は、平滑コンデンサ２３の他端とともに、グランド端子Ｔ２に接続される。グランド端子Ｔ２は、グランド電位の印加端に接続される。出力端子Ｔ１に出力電圧ＶＯＵＴが生成される。
フィードバック回路２４および発光素子２５は、２次側に配置される。フィードバック回路２４は、出力電圧ＶＯＵＴとその目標電圧との誤差に応じた電流で発光素子２５を駆動する。発光素子２５および受光素子１８からフォトカプラが構成される。ＦＢ端子には、受光素子１８およびコンデンサ１９が外部接続される。また、ＦＢ端子は、電源制御装置１の内部でプルアップ抵抗３の一端に接続される。プルアップ抵抗３の他端は、内部電源電圧の印加端に接続される。発光素子２５から出力される光を受光素子１８が受光することで、プルアップ抵抗３および受光素子１８には電流が流れ、当該電流に応じたＦＢ端子電圧が生成される。従って、上記誤差に応じたＦＢ端子電圧が生成される。
ＦＢ端子電圧は、分圧部４により分圧されて帰還電圧Ｖｆｂとされる。帰還電圧Ｖｆｂは、ＰＷＭコンパレータ５の反転入力端（－）に印加される。
スイッチング素子８は、ＮＭＯＳトランジスタにより構成される。スイッチング素子８のドレイン（電流流入端）は、ＤＲＡＩＮ端子に接続される。スイッチング素子８のソース（電流流出端）は、ＳＯＵＲＣＥ端子に接続される。ＳＯＵＲＣＥ端子は、センス抵抗２０の一端に外部接続される。センス抵抗２０の他端は、グランド電位の印加端に接続される。１次巻線２１Ａおよびスイッチング素子８を流れる１次側電流Ｉｐは、センス抵抗２０によりＩ／Ｖ変換され、電流センス信号Ｖｃｓとされる。電流センス信号Ｖｃｓは、ＰＷＭコンパレータ５の非反転入力端（＋）に印加される。
ＰＷＭ制御部２は、フリップフロップ６のセット端子（Ｓ）とリセット端子（Ｒ）にそれぞれ信号を送り、フリップフロップ６を制御する。より具体的には、ＰＷＭ制御部２は、図示しない発振器から出力される周波数が一定のクロック信号に同期した信号をセット端子に送ることで、スイッチング素子８のターンオンタイミング（オフ期間）を決定する。また、ＰＷＭ制御部２は、電流センス信号Ｖｃｓが帰還電圧Ｖｆｂを上回ったことがＰＷＭコンパレータ５により検出されると、リセットさせる信号をリセット端子に送り、スイッチング素子８のターンオフタイミング（オン期間）を決定する。
フリップフロップ６のＱ出力端子から出力されるＱ出力信号は、ドライバ７に入力される。ドライバ７は、Ｑ出力信号のレベルに応じたレベルのゲート信号Ｖｇを生成し、生成されたゲート信号Ｖｇをスイッチング素子８のゲートに印加させる。より具体的には、Ｑ出力信号がＨｉｇｈの場合、ゲート信号ＶｇはＨｉｇｈ、Ｑ出力信号がＬｏｗの場合、ゲート信号ＶｇはＬｏｗとなる。ゲート信号ＶｇがＨｉｇｈの場合にスイッチング素子８はオン状態、ゲート信号ＶｇがＬｏｗの場合にスイッチング素子８はオフ状態とされる。このように、スイッチング素子８がＰＷＭ制御によりスイッチング制御（オンオフ制御）されることで、出力電圧ＶＯＵＴが制御される。
＜３．補助巻線＞
補助巻線２１Ｃの一端は、グランド電位の印加端に接続される。補助巻線２１Ｃの他端は、整流ダイオード２６のアノードに接続される。整流ダイオード２６のカソードは、平滑コンデンサ２７の一端に接続される。平滑コンデンサ２７の他端は、グランド電位の印加端に接続される。補助巻線２１Ｃに発生する補助巻線電圧ＶＤは、スイッチング素子８のスイッチング制御によりパルス電圧となり、整流ダイオード２６により整流され、平滑コンデンサ２７により平滑化されて電源電圧Ｖｃｃが生成される。生成された電源電圧Ｖｃｃは、ＶＣＣ端子に印加され、電源制御装置１の電源電圧となる。
＜４．ＺＴ端子＞
補助巻線２１Ｃの他端は、外部抵抗１６の一端に接続される。外部抵抗１６の他端は、ノードＮ１において外部抵抗１７の一端と接続される。外部抵抗１７の他端は、グランド電位の印加端に接続される。すなわち、補助巻線２１Ｃの他端は、外部抵抗１６と外部抵抗１７の直列接続構成を介してグランド電位の印加端に接続される。ノードＮ１は、ＺＴ端子に外部接続される。
ＺＴ端子は、電源制御装置１内部において、ＯＶＰコンパレータ１０の非反転入力端（＋）とともに、ショート検出コンパレータ１１の非反転入力端（＋）に接続される。
ＯＶＰコンパレータ１０の反転入力端（－）には、基準電圧Ｒｅｆ１０が印加される。ＯＶＰコンパレータ１０の出力は、ＰＷＭ制御部２に入力される。ショート検出コンパレータ１１の反転入力端（－）には、基準電圧Ｒｅｆ１１が印加される。ショート検出コンパレータ１１の出力は、ＰＷＭ制御部２に入力される。
スイッチング素子８がターンオフされると、１次巻線２１Ａには、フライバック電圧ＶＯＲが発生する。ＶＯＲ＝（ＶＯＵＴ＋ＶＦ）×（Ｎｐ／Ｎｓ）で表される。ただし、ＶＦ：整流ダイオード２２の順電圧、Ｎｐ：１次巻線の巻き数、Ｎｓ：２次巻線の巻き数である。このとき、補助巻線電圧ＶＤ＝ＶＯＲ×（Ｎｄ／Ｎｐ）となる。ただし、Ｎｄ：補助巻線の巻き数である。
そして、ＺＴ端子電圧は、補助巻線電圧ＶＤを外部抵抗１６，１７により分圧した電圧となる。上記のように、ＶＤには、出力電圧ＶＯＵＴの情報が含まれているので、ＺＴ端子電圧をＯＶＰコンパレータ１０により基準電圧Ｒｅｆ１０と比較することにより、出力電圧ＶＯＵＴの過電圧を検出できる。また、ＺＴ端子電圧をショート検出コンパレータ１１により基準電圧Ｒｅｆ１１と比較することにより、出力端子Ｔ１のグランド電位とのショートを検出できる。
このようにＺＴ端子により、１次側で出力電圧ＶＯＵＴの異常を検出できる。なお、本実施形態でのＺＴ端子は、いわゆる擬似共振コントローラタイプの電源制御装置に設けられるＺＴ端子と混同してはならない。擬似共振コントローラタイプの電源制御装置におけるＺＴ端子は、２次巻線に流れる２次側電流のゼロタイミングを検出するための端子である。ただし、本発明を擬似共振コントローラタイプの電源制御装置におけるＺＴ端子に適用することは妨げられない。
＜５．ＯＣＰ閾値電圧可変制御機能＞
次に、電源制御装置１に備えられるＯＣＰ閾値電圧可変制御機能について説明する。ＯＣＰ閾値電圧Ｖｏｃｐは、ＯＣＰコンパレータ９の反転入力端（－）に印加される。ＯＣＰコンパレータ９の非反転入力端（＋）には、電流センス信号Ｖｃｓが印加される。
上記ＯＣＰ閾値電圧可変制御機能に関連する構成要素は、外付けの外部抵抗１６，１７と、電流検出抵抗１２と、スイッチトランジスタ１３と、閾値電圧補正部１４と、電圧調整抵抗１５である。
先述のように外部抵抗１６，１７が接続されるノードＮ１に接続されるＺＴ端子は、電流検出抵抗１２の一端に接続される。電流検出抵抗１２の他端は、ＮＭＯＳトランジスタで構成されるスイッチトランジスタ１３のドレインに接続される。スイッチトランジスタ１３のソースは、グランド電位の印加端に接続される。スイッチトランジスタ１３のゲートは、ゲート信号Ｖｇにより駆動される。なお、スイッチングトランジスタ１３のゲートは、ゲート信号Ｖｇに限らず、例えばフリップフロップ６のＱ出力信号などのスイッチング素子８の駆動に関する信号であればよい。
閾値電圧補正部１４は、電流検出抵抗１２に発生する電流検出信号Ｖｉに基づいてＯＣＰ閾値電圧Ｖｏｃｐを補正する。閾値電圧補正部１４の具体的な構成例を図４に示す。
図４に示すように、閾値電圧補正部１４は、反転アンプ１４Ａと、サンプルホールド部１４１と、Ｖ／Ｉ（電圧・電流）変換部１４２と、を有している。反転アンプ１４Ａには、電流検出抵抗１２の両端間に発生する電圧である電流検出信号Ｖｉが入力され、入力された電流検出信号Ｖｉを反転増幅させる。反転増幅後のアンプ出力Ｖａは、サンプルホールド部１４１に入力される。
サンプルホールド部１４１は、スイッチ１４Ｂと、コンデンサ１４Ｃと、を有している。スイッチ１４Ｂがオン状態の場合、アンプ出力Ｖａがそのままサンプリング出力Ｖｓｐとして出力されるサンプリング動作が行われる。スイッチ１４Ｂがオフ状態の場合は、スイッチ１４Ｂがオン状態からオフ状態へ切り替えられる直前のサンプリング出力Ｖｓｐがコンデンサ１４Ｃにより保持されるホールド動作が行われる。サンプリング出力Ｖｓｐは、Ｖ／Ｉ変換部１４２に入力される。
Ｖ／Ｉ変換部１４２は、定電流生成回路１４２１と、第１カレントミラー１４Ｇと、第２カレントミラー１４Ｈと、を有している。定電流生成回路１４２１は、エラーアンプ１４Ｄと、ＮＭＯＳトランジスタ１４Ｅと、抵抗１４Ｆと、を有している。
エラーアンプ１４Ｄの非反転入力端（＋）には、サンプリング出力Ｖｓｐが入力される。エラーアンプ１４Ｄの出力端は、ＮＭＯＳトランジスタ１４Ｅのゲートに接続される。ＮＭＯＳトランジスタ１４Ｅのソースは、ノードＮ１４において抵抗１４Ｆの一端に接続される。抵抗１４Ｆの他端は、グランド電位の印加端に接続される。ノードＮ１４は、エラーアンプ１４Ｄの反転入力端（－）に接続される。これにより、ノードＮ１４の電圧がサンプリング出力Ｖｓｐとなるように制御され、ノードＮ１４の電圧と抵抗１４Ｆにより定電流Ｉ１が生成される。
第１カレントミラー１４Ｇは、入力側のＰＭＯＳトランジスタＰＭ１と、出力側のＰＭＯＳトランジスタＰＭ２と、を有している。ＰＭＯＳトランジスタＰＭ１のドレインは、ＮＭＯＳトランジスタ１４Ｅのドレインに接続される。ＰＭＯＳトランジスタＰＭ１のゲートとドレインは、短絡される。ＰＭＯＳトランジスタＰＭ１，ＰＭ２の各ソースは、内部電源電圧の印加端に接続される。ＰＭＯＳトランジスタＰＭ１，ＰＭ２のゲート同士は、接続される。
第２カレントミラー１４Ｈは、入力側のＮＭＯＳトランジスタＮＭ１と、出力側のＮＭＯＳトランジスタＮＭ２と、を有している。ＮＭＯＳトランジスタＮＭ１のドレインは、ＰＭＯＳトランジスタＰＭ２のドレインに接続される。ＮＭＯＳトランジスタＮＭ１のゲートとドレインは、短絡される。ＮＭＯＳトランジスタＮＭ１，ＮＭ２の各ソースは、グランド電位の印加端に接続される。ＮＭＯＳトランジスタＮＭ１，ＮＭ２のゲート同士は、接続される。
これにより、定電流生成回路Ｉ１により生成された定電流Ｉ１は、第１カレントミラー１４Ｇおよび第２カレントミラー１４Ｈによりミラーリングされ、出力電流Ｉ２とされる。このように、Ｖ／Ｉ変換部１４２は、サンプリング出力Ｖｓｐを出力電流Ｉ２にＶ／Ｉ変換する。
また、図３に示すように、電圧調整抵抗１５の一端とＯＣＰコンパレータ９の反転入力端（－）とはノードＮ２において接続される。第２カレントミラー１４ＨにおけるＮＭＯＳトランジスタＮＭ２のドレインは、ノードＮ２に接続される。電圧調整抵抗１５の他端は、基準電圧Ｒｅｆ９の印加端に接続される。閾値電圧補正部１４により生成される出力電流Ｉ２が電圧調整抵抗１５を流れることで、基準電圧Ｒｅｆ９から電圧調整抵抗１５により電圧降下した後の電圧がＯＣＰ閾値電圧ＶｏｃｐとしてノードＮ２に生成される。このように、閾値電圧補正部１４は、電流検出抵抗１２に生じる電流検出信号Ｖｉに基づいて出力電流Ｉ２を生成することで、ＯＣＰ閾値電圧Ｖｏｃｐを補正する。
ここで、図５は、フライバックコンバータ２８における各種信号の波形例を示すタイミングチャートである。図５においては、上段から順に、ゲート信号Ｖｇ、ＤＲＡＩＮ端子電圧、補助巻線電圧ＶＤ、電流検出信号Ｖｉ、サンプリング出力Ｖｓｐ、ＯＣＰ閾値電圧Ｖｏｃｐおよび電流センス信号Ｖｃｓの各波形を示す。
図５に示すタイミングｔ１においてゲート信号ＶｇがＨｉｇｈに立ち上がると、スイッチング素子８がターンオンされる。これにより、ＤＲＡＩＮ端子電圧は０Ｖに立ち下がり、電流センス信号Ｖｃｓが上昇を開始する。このとき、補助巻線電圧ＶＤ＝－ＶＨ×（Ｎｄ／Ｎｐ）に立ち下がる。また、ゲート信号Ｖｇによりスイッチトランジスタ１３がオン状態にされるので、図３に示すように、グランド電位の印加端からスイッチトランジスタ１３、ＺＴ端子、および外部抵抗１６を介してＶＤの印加端側に端子電流Ｉｚｔが流れる。
このとき、電流検出抵抗１２により端子電流Ｉｚｔに応じた電流検出信号Ｖｉが生成され、端子電流Ｉｚｔが検出される。ここでは、図５に示すように、Ｖｉ＝－ΔＶとなる。ＶＤに入力電圧ＶＨの情報が含まれているため、ΔＶは入力電圧ＶＨに比例する。
負電圧であるＶｉは反転アンプ１４Ａ（図４）に入力されて反転増幅される。増幅率をＮとすれば、アンプ出力Ｖａ＝Ｖｉ×（－Ｎ）＝－ΔＶ×（－Ｎ）となる。ゲート信号ＶｇがＨｉｇｈのときに、サンプルホールド部１４１におけるスイッチ１４Ｂがオフ状態からオン状態へ切り替えられ、アンプ出力Ｖａがサンプリングされてサンプリング出力Ｖｓｐが生成される。また、ゲート信号ＶｇがＨｉｇｈのときに、スイッチ１４Ｂがオン状態からオフ状態へ切り替えられ、サンプリング出力Ｖｓｐは保持される。
サンプリング出力ＶｓｐがＶ／Ｉ変換部１４２により出力電流Ｉ２に変換され、電圧調整抵抗１５を流れることで、ＯＣＰ閾値電圧Ｖｏｃｐが補正される。
これにより、入力電圧ＶＨに応じてＯＣＰ閾値電圧Ｖｏｃｐが可変となる。ＯＣＰコンパレータ９は、スイッチング素子８がオン状態のときに、上昇する電流センス信号ＶｃｓとＯＣＰ閾値電圧Ｖｏｃｐを比較し、ＶｃｓがＶｏｃｐを上回った場合にＨｉｇｈの信号をＰＷＭ制御部２に出力する。このとき、ＰＷＭ制御部２は、フリップフロップ６をリセットさせ、スイッチング素子８をターンオフさせる。ＯＣＰコンパレータ９によりＶｃｓがＶｏｃｐを上回ったことが検出されてからスイッチング素子８がターンオフされるまでには遅延が生じる。しかしながら、入力電圧ＶＨに応じてＯＣＰ閾値電圧Ｖｏｃｐが可変となるため、先述した課題で説明したように、入力電圧ＶＨの変化によるスイッチング素子８がターンオフされるタイミングにおけるＶｃｓのピーク、すなわち１次側電流Ｉｐのピークの差を抑制することができる。
さらに、本実施形態では、使用する１次巻線２１Ａのインダクタンスに応じて、外付けの外部抵抗１６，１７の抵抗値を、分圧比を変えずに抵抗値の合算値を変えるように調整することができる。例えば、外部抵抗１６，１７の抵抗値がいずれも１００ｋΩであるのを１０ｋΩとするなどである。外部抵抗１６の抵抗値を調整することにより、端子電流Ｉｚｔを調整できる。
これにより、ＺＴ端子を用いたＯＶＰコンパレータ１０による過電圧検出、およびショート検出コンパレータ１１によるショート検出に影響を与えずに、１次巻線２１Ａのインダクタンスに応じてＯＣＰ閾値電圧Ｖｏｃｐを補正することができる。従って、先述した課題で説明したように、１次巻線２１Ａのインダクタンスの変化によりスイッチング素子８がターンオフされるタイミングにおけるＶｃｓのピーク、すなわち１次側電流Ｉｐのピークの差が大きくなることを抑制することができる。すなわち、先述した図２右側の状態を改善することができる。
＜６．第１変形例＞
図６は、第１変形例に係る電源制御装置１ｘの構成を示す図である。図６に示す電源制御装置１ｘの先述した実施形態（図３）との構成の差異について説明する。電源制御装置１ｘに含まれる閾値電圧補正部１４ｘの構成を図７に示す。図７に示すように、閾値電圧補正部１４ｘは、先述した実施形態に係る閾値電圧補正部１４（図４）との構成の差異として、ＮＭＯＳトランジスタによるカレントミラーを後段に有さない。図６に示すように、ＯＣＰコンパレータ９の非反転入力端（＋）とＳＯＵＲＣＥ端子（すなわち、センス抵抗２０の一端）との間には挿入抵抗Ｒが挿入される。カレントミラー１４Ｇ（図７）におけるＰＭＯＳトランジスタＰＭ２のドレインは、ＯＣＰコンパレータ９の非反転入力端（＋）と挿入抵抗Ｒの一端（ＳＯＵＲＣＥ端子と反対側の端）とが接続されるノードＮｘに接続される。すなわち、センス抵抗２０と挿入抵抗Ｒを含む抵抗の一端は、ＯＣＰコンパレータ９の非反転入力端（＋）に接続される。また、ＯＣＰコンパレータ９の反転入力端（－）には、基準電圧Ｒｅｆ９が印加される。
このような構成により、図７に示すようにカレントミラー１４Ｇで生成されて出力される出力電流Ｉ２は、ノードＮｘに流れ込む（図６）。出力電流Ｉ２は、ノードＮｘから挿入抵抗Ｒおよびセンス抵抗２０を流れる。一方、１次側電流Ｉｐは、センス抵抗２０を流れる。すなわち、先述した実施形態（図３）では出力電流Ｉ２を吸い込むｓｉｎｋタイプの構成であったが、本実施形態では出力電流Ｉ２を吐き出すｓｏｕｃｅタイプの構成としている。挿入抵抗Ｒおよびセンス抵抗２０によりノードＮｘに生成される電圧Ｖｒは、ＯＣＰコンパレータ９により基準電圧Ｒｅｆ９と比較される。
このような本実施形態の構成であっても、１次側電流ＩｐをＩ／Ｖ変換して得られる電流センス信号Ｖｃｓと比較するＯＣＰ閾値電圧を電流検出信号Ｖｉに基づいて補正することが実質的に可能となる。
特に、センス抵抗２０の抵抗値は非常に小さい場合が多いので、電流をセンス抵抗２０に流し込んで電圧を発生させるためには例えば数１００ｍＡもの電流を流す必要がある。そのため、図６の構成では、比較的大きな抵抗値の挿入抵抗Ｒを設けて、小さい電流でも電圧を発生させることができるようにし、消費電力を低減している。なお、挿入抵抗Ｒは、必須ではない。
＜７．第２変形例＞
図８は、第２変形例に係るフライバックコンバータ２８’の構成を示す図である。フライバックコンバータ２８’に含まれる電源制御装置１’の構成の先述した実施形態との相違点は、バーストコンパレータ２９を有していることである。
バーストコンパレータ２９の反転入力端（－）には、帰還電圧Ｖｆｂが印加される。バーストコンパレータ２９の非反転入力端（＋）は、電圧調整抵抗３０の一端とノードＮ３において接続される。電圧調整抵抗３０の他端は、基準電圧Ｒｅｆ２９の印加端に接続される。
ノードＮ３にバースト閾値電圧Ｂｓｔが生成される。図９に示すように、負荷が軽負荷となると、帰還電圧Ｖｆｂが低下する。帰還電圧Ｖｆｂがバースト閾値電圧Ｂｓｔを下回ると（図９のタイミングｔ２１）、バーストコンパレータ２９の出力信号がＨｉｇｈとなる。これにより、ＰＷＭ制御部２は、スイッチング素子８のスイッチングを停止させる（オフ状態で維持）。そして、スイッチングの停止によって帰還電圧Ｖｆｂが上昇し、帰還電圧Ｖｆｂがバースト閾値電圧Ｂｓｔを上回ると（タイミングｔ２２）、バーストコンパレータ２９の出力信号がＬｏｗとなる。これにより、ＰＷＭ制御部２は、スイッチング素子８のスイッチングを開始させる（スイッチング停止からの復帰）。このようなバースト機能により、軽負荷時のスイッチング損失を低減することができる。
上記のようなバースト動作において、スイッチング停止から復帰するときに、スイッチング素子８がターンオンされて電流センス信号Ｖｃｓ（１次側電流Ｉｐ）が上昇し、帰還電圧Ｖｆｂを上回ったことをＰＷＭコンパレータ５により検出されると、ＰＷＭ制御部２はスイッチング素子８をターンオフさせる。スイッチング停止から復帰するときの帰還電圧Ｖｆｂ＝バースト閾値電圧Ｂｓｔを閾値電圧として電流センス信号Ｖｃｓとの比較を行い、ＶｃｓがＢｓｔを上回ったことが検出されてからスイッチング素子８がターンオフされるまでには遅延時間が存在する。従って、先述したＯＣＰと同様の課題が生じる。
そこで、本変形例では、図８に示すように、閾値電圧補正部１４により生成される出力電流Ｉ２が電圧調整抵抗３０を流れるようにし、基準電圧Ｒｅｆ２９から電圧調整抵抗３０により電圧降下した後の電圧をバースト閾値電圧Ｂｓｔとして生成する。この場合、閾値電圧補正部１４における第２カレントミラー１４ＨのＮＭＯＳトランジスタＮＭ２（図４）のドレインをノードＮ３に接続すればよい。
これにより、入力電圧ＶＨおよび１次巻線２１Ａのインダクタンスの変化に応じて、バースト閾値電圧Ｂｓｔを補正することができる。従って、バースト動作においてスイッチング停止から復帰するときの１次側電流Ｉｐのピークに生じる差を抑制することができる。
なお、閾値電圧補正部を用いた補正をＯＣＰ閾値電圧とバースト閾値電圧の両方に適用してもよい。
＜８．その他＞
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明の趣旨の範囲内であれば、実施形態は種々に変更が可能である。
例えば、２次側の整流素子については、先述した図３、図６、図８に示す整流ダイオード２２に限らず、２次巻線２１Ｂの他端に接続されるカソードおよびグランド端子に接続されるアノードを有する整流ダイオードを用いてもよい。
または、図１０に示すフライバックコンバータ２８０のように、２次側の整流素子として同期整流トランジスタ３１を用いてもよい。この場合、同期整流トランジスタ３１とともに２次側に同期整流コントローラ３２が設けられる。同期整流コントローラ３２は、１次側のスイッチング素子（図１０では図示しないが図３、図６、図８のスイッチング素子８と同様）のスイッチングと同期して、同期整流トランジスタ３１をスイッチングする。
本発明は、例えば、絶縁型ＡＣ／ＤＣコンバータまたは絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに利用することができる。
１、１ｘ、１’ 電源制御装置
２ ＰＷＭ制御部
３ プルアップ抵抗
４ 分圧部
５ ＰＷＭコンパレータ
６ フリップフロップ
７ ドライバ
８ スイッチング素子
９ ＯＣＰコンパレータ
１０ ＯＶＰコンパレータ
１１ ショート検出コンパレータ
１２ 電流検出抵抗
１３ スイッチトランジスタ
１４、１４ｘ 閾値電圧補正部
１４Ａ 反転アンプ
１４Ｂ スイッチ
１４Ｃ コンデンサ
１４Ｄ エラーアンプ
１４Ｅ ＮＭＯＳトランジスタ
１４Ｆ 抵抗
１４Ｇ 第１カレントミラー
１４Ｈ 第２カレントミラー
１５ 電圧調整抵抗
１６，１７ 外部抵抗
１８ 受光素子
１９ コンデンサ
２０ センス抵抗
２１ トランス
２１Ａ １次巻線
２１Ｂ ２次巻線
２１Ｃ 補助巻線
２２ 整流ダイオード
２３ 平滑コンデンサ
２４ フィードバック回路
２５ 発光素子
２６ 整流ダイオード
２７ 平滑コンデンサ
２８、２８’ フライバックコンバータ
２９ バーストコンパレータ
３０ 電圧調整抵抗
３１ 同期整流トランジスタ
３２ 同期整流コントローラ
１４１ サンプルホールド部
１４２ Ｖ／Ｉ変換部
２８０ フライバックコンバータ
１４２１ 定電流生成回路
ＮＭ１，ＮＭ２ ＮＭＯＳトランジスタ
ＰＭ１，ＰＭ２ ＰＭＯＳトランジスタ
Ｔ１ 出力端子
Ｔ２ グランド端子
Ｒ 挿入抵抗

Claims (13)

  1. スイッチング素子と、
    １次巻線、２次巻線、および補助巻線を有するトランスと、
    整流素子と、
    平滑コンデンサと、
    を有し、
    前記１次巻線の一端には、入力電圧の印加端が接続され、
    前記１次巻線の他端には、前記スイッチング素子の電流流入端が接続され、
    前記２次巻線の後段側に前記整流素子と前記平滑コンデンサが設けられる、フライバックコンバータに用いられる電源制御装置であって、
    前記１次巻線に流れる１次側電流をＩ／Ｖ変換して生成される電流センス信号と、閾値電圧とを比較する比較部と、
    前記電流センス信号と前記閾値電圧との前記比較部による比較結果に基づき、前記スイッチング素子をターンオフさせるスイッチング制御部と、
    前記補助巻線の一端とグランド電位の印加端との間に直列に接続される外部抵抗の接続ノードに接続可能な外部端子と、
    前記外部端子を流れる端子電流を検出する電流検出部と、
    前記電流検出部による電流検出信号に基づいて前記閾値電圧を補正する閾値電圧補正部と、
    を有する、電源制御装置。
  2. 前記電流検出部は、電流検出抵抗である、請求項１に記載の電源制御装置。
  3. 前記閾値電圧補正部は、前記電流検出信号を反転増幅させる反転アンプを有する、請求項２に記載の電源制御装置。
  4. 前記閾値電圧補正部は、前記電流検出信号に基づく電圧をサンプリングするサンプルホールド部を有する、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電源制御装置。
  5. 前記比較部の入力端と基準電圧の印加端との間に接続される電圧調整抵抗を有し、
    前記閾値電圧補正部は、前記電流検出信号に基づいて出力電流を生成し、
    前記出力電流は、前記電圧調整抵抗を流れて前記閾値電圧補正部側へ吸い込まれる、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電源制御装置。
  6. 前記閾値電圧補正部は、前記電流検出信号に基づく電圧を入力されて定電流を生成する定電流生成回路を有し、
    前記出力電流は、前記定電流に基づいて生成される、請求項５に記載の電源制御装置。
  7. 前記閾値電圧補正部は、
    前記定電流生成回路の出力端に接続される入力端を有し、かつＰＭＯＳトランジスタにより構成される第１カレントミラーと、
    前記第１カレントミラーの出力端に接続される入力端を有し、かつＮＭＯＳトランジスタにより構成される第２カレントミラーと、
    を有する、請求項６に記載の電源制御装置。
  8. 前記比較部の一方の入力端は、基準電圧の印加端に接続され、
    前記比較部の他方の入力端は、前記スイッチング素子の電流流出端と接続される一端を有するセンス抵抗を含む抵抗の一端に接続され、
    前記閾値電圧補正部は、前記電流検出信号に基づいて出力電流を生成し、
    前記出力電流は、前記比較部の前記他方の入力端と前記抵抗の前記一端とが接続されるノードに向けて吐き出される、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電源制御装置。
  9. 前記比較部の前記他方の入力端と前記センス抵抗の前記一端との間に挿入される挿入抵抗を有する、請求項８に記載の電源制御装置。
  10. 前記端子電流の流れる経路に配置され、かつ前記スイッチング素子の駆動に関する信号に基づきオンオフ制御されるスイッチを有する、請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電源制御装置。
  11. 前記閾値電圧は、ＯＣＰ（過電流保護）閾値電圧である、請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電源制御装置。
  12. 前記フライバックコンバータの出力電圧に基づく帰還電圧と、バースト閾値電圧とを比較する第１コンパレータと、
    前記帰還電圧と前記電流センス信号とを比較する前記比較部としての第２コンパレータと、
    を有し、
    前記スイッチング制御部は、前記第１コンパレータの出力に応じて前記スイッチング素子のスイッチングの停止・復帰を切り替え、
    前記閾値電圧は、前記バースト閾値電圧である、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電源制御装置。
  13. 請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載の電源制御装置と、前記スイッチング素子と、前記トランスと、前記整流素子と、前記平滑コンデンサと、前記外部抵抗と、を有するフライバックコンバータ。
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