JP2022112443A - 駆動装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】矩形波制御において共振領域におけるＬＣ共振を抑制するスイッチングパターンから矩形波パルスパターンに切り替えるときに生じ得るトルク変動を抑制する。【解決手段】インバータに作用する電圧が閾値電圧以上であるときには矩形波パルスパターンを用いた第１矩形波制御モードを用いる。一方、インバータに作用する電圧が閾値電圧未満であるときには、電動機の回転数が第１共振領域より大きい第１所定回転数以上のときには矩形波パルスパターンを用いると共に電動機の回転数が第１所定回転数未満のときには第１共振領域におけるＬＣ共振を抑制する第１スイッチングパターンを用いる第２矩形波制御モードを用いる。【選択図】図２

Description

本発明は、駆動装置に関する。
従来、この種の駆動装置としては、変調率によりパルス幅変調制御と矩形波制御とを切り替えて電動機を駆動するインバータのスイッチング素子をスイッチング制御する場合において、矩形波制御によりスイッチング制御する際には、電動機の回転数が第１共振領域より小さい第１所定回転数以上のときには第１共振領域における共振を抑制するスイッチングパターンの第１スイッチングモードを用いてスイッチング制御を行ない、電動機の回転数が第１所定回転数未満のときには第１所定回転数より小さい第２共振領域における共振を抑制するスイッチングパターンの第２スイッチングモードを用いてスイッチング制御を行なうものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。ここで、第１スイッチングパターンは、１周期の前半周期または後半周期が矩形波パルスとなるパルスパターンを矩形波パルスパターンとしたときに、矩形波パルスが存在している領域に１つ以上のスリットを形成すると共に矩形波パルスが存在していない領域において上述のスリットと同一のタイミングにスリットと同一幅の短パルスを形成したパターンであって第１共振領域におけるＬＣ共振を抑制するパターンである。第２スイッチングパターンは、第１スイッチングパターンよりスリット数および短パルス数が多いパターンであって第２共振領域におけるＬＣ共振を抑制するパターンである。
また、第１スイッチングパターンから矩形波パルスパターンに切り替える際に第１スイッチングパターンのスリットや短パルスの幅が小さくなるように徐変するものも提案されている（例えば、特許文献２参照）。
特開２０１９－１４６２８１号公報 特開２０２０－１４５７９５号公報
しかしながら、上述の駆動装置では、矩形波制御において共振領域におけるＬＣ共振を抑制するスイッチングパターンから矩形波パルスパターンに切り替えるときに、スイッチングパターンのスリットや短パルスの幅が小さくなるように徐変しても、スリットや短パルスの幅をデッドタイム以下にすることができないため、デッドタイム幅分に応じた電圧段差が発生し、トルク変動が生じる場合がある。
本発明の電動車両の制御装置は、矩形波制御において共振領域におけるＬＣ共振を抑制するスイッチングパターンから矩形波パルスパターンに切り替えるときに生じ得るトルク変動を抑制することを主目的とする。
本発明の駆動装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。
本発明の駆動装置は、
蓄電装置と、電動機と、前記電動機を駆動するインバータと、前記蓄電装置と前記インバータとの間に取り付けられた昇圧コンバータと、前記インバータのスイッチング素子をスイッチング制御すると共に前記昇圧コンバータを制御する制御装置と、を備える駆動装置であって、
第１矩形波制御モードは、１周期の前半周期または後半周期が矩形波パルスとなる矩形波パルスパターンを用いたモードであり、
第２矩形波制御モードは、前記電動機の回転数が第１共振領域より大きい第１所定回転数以上のときには前記矩形波パルスパターンを用いると共に前記電動機の回転数が前記第１所定回転数未満のときには前記矩形波パルスパターンにおける矩形波パルスが存在している領域に１つ以上のスリットを形成すると共に矩形波パルスが存在していない領域において前記スリットと同一のタイミングに前記スリットと同一幅の短パルスを形成したパターンであって前記第１共振領域におけるＬＣ共振を抑制する第１スイッチングパターンを用いるモードであるとした場合において、
前記制御装置は、前記インバータのスイッチング素子のスイッチング制御については、
前記インバータに作用する電圧が前記蓄電装置からの電流に基づく閾値電圧以上となるように前記昇圧コンバータを制御しているときには、変調度に応じてパルス幅変調制御モードと前記第１矩形波制御モードとを切り替え、
前記インバータに作用する電圧が前記閾値電圧未満となるように前記昇圧コンバータを制御しているときには、変調度に応じて前記パルス幅変調制御モードと前記第２矩形波制御モードとを切り替える、
ことを特徴とする。
この本発明の駆動装置では、蓄電装置と、電動機と、電動機を駆動するインバータと、蓄電装置と前記インバータとの間に取り付けられた昇圧コンバータと、インバータのスイッチング素子をスイッチング制御すると共に昇圧コンバータを制御する制御装置と、を備える。制御装置は、インバータのスイッチング素子をスイッチング制御については、インバータに作用する電圧が蓄電装置からの電流に基づく閾値電圧以上となるように昇圧コンバータを制御しているときには、変調度に応じてパルス幅変調制御モードと第１矩形波制御モードとを切り替える。第１矩形波制御モードは、１周期の前半周期または後半周期が矩形波パルスとなる矩形波パルスパターンを用いたモードである。また、制御装置は、インバータに作用する電圧が閾値電圧未満となるように昇圧コンバータを制御しているときには、変調度に応じてパルス幅変調制御モードと第２矩形波制御モードとを切り替える。第２矩形波制御モードは、電動機の回転数が第１共振領域より大きい第１所定回転数以上のときには矩形波パルスパターンを用いると共に電動機の回転数が第１所定回転数未満のときには矩形波パルスパターンにおける矩形波パルスが存在している領域に１つ以上のスリットを形成すると共に矩形波パルスが存在していない領域においてスリットと同一のタイミングにスリットと同一幅の短パルスを形成したパターンであって第１共振領域におけるＬＣ共振を抑制する第１スイッチングパターンを用いるモードである。蓄電装置からの電流は、インバータに流れる電流（負荷電流）に伝達関数を乗じたものとして計算され、伝達関数は回路の伝達関数と昇圧コンバータ制御の伝達関数の積として求めることができる。昇圧コンバータ制御の伝達関数は昇圧コンバータ制御のゲイン（デューティ）を調整することで特性を調整することができるから、昇圧コンバータ制御の伝達関数のカットオフ周波数がＬＣ共振周波数より小さくなるようにゲインを調整すれば、ＬＣ共振を回避することができる。したがって、閾値電圧としては、昇圧コンバータ制御の伝達関数のカットオフ周波数がＬＣ共振周波数より小さくなるようにゲインを調整したときにインバータに作用する電圧以上の電圧を用いればよい。このため、インバータに作用する電圧が閾値電圧以上となるように昇圧コンバータを制御しているときに矩形波パルスパターンを用いても第１共振領域においてＬＣ共振を生じるのを回避することができる。また、インバータに作用する電圧が閾値電圧以上となるように昇圧コンバータを制御しているときには第１スイッチングパターンを用いずに矩形波パルスパターンを用いるから、第１スイッチングパターンから矩形波パルスパターンへの切り替えは生じない。この結果、第１スイッチングパターンから矩形波パルスパターンへの切り替えの際に生じ得るトルク変動を回避することができる。なお、インバータに作用する電圧が閾値電圧未満となるように昇圧コンバータを制御しているときには第１スイッチングパターンを用いるから、第１スイッチングパターンから矩形波パルスパターンへの切り替えの際にトルク変動が生じるものの第１共振領域におけるＬＣ共振を抑制することができる。これらの結果、全体として、矩形波制御において共振領域におけるＬＣ共振を抑制する第１スイッチングパターンから矩形波パルスパターンに切り替えるときに生じ得るトルク変動を抑制することができる。特に、第１スイッチングパターンから矩形波パルスパターンへの切り替えは、インバータに作用する電圧が蓄電装置からの電流に基づく閾値電圧未満の場合のみになるため、デッドタイム幅分に応じた電圧段差が小さい場合のみになり、トルク変動を小さくすることができる。なお、閾値電圧は、蓄電装置に入出力される電流、特に放電電流と充電電流により異なるため、蓄電電池からの電流に基づく電圧としている。
本発明の駆動装置において、前記閾値電圧は、前記昇圧コンバータをフィードバック制御を伴ってデューティ制御により制御したときに、前記フィードバック制御による振れ幅によりデューティが１００％にはならない電圧として前記蓄電装置からの電流に対して予め定められた電圧であるものとすることもできる。デューティが１００％のとき、即ち昇圧コンバータにより全く昇圧していない状態のときには、昇圧コンバータ制御の伝達関数は値１となり、伝達関数は回路の伝達関数にのみ依存することになる。したがって、フィードバック制御の振れ幅によりデューティが１００％になる頻度が多いと、伝達関数は回路の伝達関数に依存する頻度が多くなり、共振領域でＬＣ共振が生じるようになる。このため、フィードバック制御による振れ幅によりデューティが１００％にはならないようにすることにより、伝達関数に昇圧コンバータ制御の伝達関数を反映することができ、共振領域においてＬＣ共振が生じるのを回避することができる。この場合、前記制御装置は、前記フィードバック制御による振れ幅によりデューティが１００％にはならないデューティを前記閾値電圧として用いて制御するものとしてもよい。即ち、インバータに作用する電圧に代えてデューティにより制御してもよい。
また、本発明の駆動装置において、前記制御装置は、前記インバータに作用する電圧が前記閾値電圧以上となるように前記昇圧コンバータを制御しているときには、変調度に応じて過変調領域を介してパルス幅変調制御モードと前記第１矩形波制御モードとを切り替え、前記インバータに作用する電圧が前記閾値電圧未満となるように前記昇圧コンバータを制御しているときには、変調度に応じて前記第１スイッチングパターンにおける前記スリット及び前記短パルスの幅を変化させる中間領域を介してパルス幅変調制御モードと前記第２矩形波制御モードとを切り替えるものとしてもよい。
本発明の駆動装置において、前記第２矩形波制御モードは、前記電動機の回転数が前記第１所定回転数より小さい第２所定回転数未満のときには、前記第１スイッチングパターンよりスリット数および短パルス数が多いパターンであって前記第２所定回転数より小さい回転数範囲に含まれる第２共振領域におけるＬＣ共振を抑制する第２スイッチングパターンを用いるモードであるものとしてもよい。こうすれば、第２共振領域におけるＬＣ共振も抑制することができる。
本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。 電子制御ユニット５０により実行される制御モード設定処理の一例を示すフローチャートである。 閾値電圧設定用マップの一例を示す説明図である。 高電圧系電圧ＶＨに拘わらず第２矩形波制御モードを実行する際のモータ３２の回転数ＮｍとトルクＴｍと制御モードとの関係の一例を示す説明図である。 電子制御ユニット５０により実行される矩形波制御モードパルスパターン設定処理の一例を示すフローチャートである。 矩形波パルスパターンと第１スイッチングパターンと第２スイッチングパターンの一例を示す説明図である。 電子制御ユニット５０により実行される中間制御モードパルスパターン設定処理の一例を示すフローチャートである。 中間矩形波パルスパターンと中間第１スイッチングパターンと中間第２スイッチングパターンの一例を示す説明図である。 スリット幅設定用マップの一例を示す説明図である。 モータ回転数Ｎｍと第１スイッチングパターンのスリットおよび短パルスの幅ｐとの関係の一例を示す説明図である。 高電圧系電圧ＶＨとモータ３２の回転数ＮｍとトルクＴｍと制御モードとの関係の一例を示す説明図である。 伝達関数Ｃ（ｓ）を変化させたときのボード線図の一例を示す説明図である。 指令値としてのデューティが１００％より若干小さいときの実際のデューティの時間変化とその一部を拡大したものの一例を示す説明図である。
次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。
図１は、本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図示するように、モータ３２と、インバータ３４と、電源としてのバッテリ３６と、昇圧コンバータ４０と、電子制御ユニット５０と、を備える。
モータ３２は、同期発電電動機として構成されており、永久磁石が埋め込まれた回転子と、三相コイルが巻回された固定子と、を備える。このモータ３２の回転子は、駆動輪２２ａ，２２ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して連結された駆動軸２６に接続されている。
インバータ３４は、モータ３２の駆動に用いられる。このインバータ３４は、高電圧側電力ライン４２を介して昇圧コンバータ４０に接続されており、６つのスイッチング素子としてのトランジスタＴ１１～Ｔ１６と、６つのトランジスタＴ１１～Ｔ１６のそれぞれに並列に接続された６つのダイオードＤ１１～Ｄ１６と、を有する。トランジスタＴ１１～Ｔ１６は、それぞれ、高電圧側電力ライン４２の正極側ラインと負極側ラインとに対してソース側とシンク側になるように２個ずつペアで配置されている。また、トランジスタＴ１１～Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のコイル）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット５０によって、対となるトランジスタＴ１１～Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、三相コイルに回転磁界が形成され、モータ３２が回転駆動される。高電圧側電力ライン４２の正極側ラインと負極側ラインとには、平滑用のコンデンサ４６が取り付けられている。
バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されており、低電圧側電力ライン４４を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。低電圧側電力ライン４４の正極側ラインと負極側ラインとには、平滑用のコンデンサ４８が取り付けられている。
昇圧コンバータ４０は、高電圧側電力ライン４２と低電圧側電力ライン４４とに接続されており、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２と、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２のそれぞれに並列に接続された２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２と、リアクトルＬと、を有する。トランジスタＴ３１は、高電圧側電力ライン４２の正極側ラインに接続されている。トランジスタＴ３２は、トランジスタＴ３１と、高電圧側電力ライン４２および低電圧側電力ライン４４の負極側ラインと、に接続されている。リアクトルＬは、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と、低電圧側電力ライン４４の正極側ラインと、に接続されている。昇圧コンバータ４０は、電子制御ユニット５０によって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２のオン時間の割合が調節されることにより、低電圧側電力ライン４４の電力を昇圧して高電圧側電力ライン４２に供給したり、高電圧側電力ライン４２の電力を降圧して低電圧側電力ライン４４に供給したりする。
電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２に加えて、処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４や、データを一時的に記憶するＲＡＭ５６、入出力ポートを備える。電子制御ユニット５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０に入力される信号としては、例えば、モータ３２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ（例えばレゾルバ）３２ａからの回転位置θｍや、モータ３２の各相の相電流を検出する電流センサ３２ｕ，３２ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖを挙げることができる。また、バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３６ａからの電圧（バッテリ電圧）Ｖｂや、バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３６ｂからの電流（バッテリ電流）Ｉｂも挙げることができる。さらに、リアクトルＬに直列に取り付けられた電流センサ４０ａからの電流ＩＬや、コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６（高電圧側電力ライン４２）の電圧（高電圧系電圧）ＶＨ、コンデンサ４８の端子間に取り付けられた電圧センサ４８ａからのコンデンサ４８（低電圧側電力ライン４４）の電圧（低電圧系電圧）ＶＬも挙げることができる。加えて、イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号や、シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰも挙げることができる。また、アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃや、ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰ、車速センサ６８からの車速Ｖも挙げることができる。電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａからの回転位置θｍに基づいてモータ３２の回転数Ｎｍを演算したり、電流センサ３６ｂからのバッテリ３６の電流Ｉｂの積算値に基づいてバッテリ３６の蓄電割合ＳＯＣを演算したりしている。ここで、蓄電割合ＳＯＣは、バッテリ３６の全容量に対するバッテリ３６の蓄電量（放電可能な電力量）の割合である。
電子制御ユニット５０からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力されている。電子制御ユニット５０から出力される信号としては、例えば、インバータ３４のトランジスタＴ１１～Ｔ１６へのスイッチング制御信号や、昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２へのスイッチング制御信号を挙げることができる。
こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、以下の走行制御を行なう。走行制御では、アクセル開度Ａｃｃと車速Ｖとに基づいて駆動軸２６に要求される要求トルクＴｄ＊を設定し、設定した要求トルクＴｄ＊をモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に設定し、モータ３２がトルク指令Ｔｍ＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１～Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。また、走行制御では、モータ３２をトルク指令Ｔｍ＊で駆動できるように高電圧側電力ライン４２の目標電圧ＶＨ＊を設定し、高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨが目標電圧ＶＨ＊となるように昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２のスイッチング制御を行なう。
次に、実施例の電気自動車２０が搭載する制御装置における制御、特にインバータ３４のスイッチング素子のスイッチング制御について説明する。図２は、電子制御ユニット５０により実行される制御モード設定処理の一例を示すフローチャートである。この処理は所定時間毎に繰り返し実行される。
制御モード設定処理が実行されると、電子制御ユニット５０は、まず、電圧センサ４６ａからの高電圧系電圧ＶＨや、電流センサ３６ｂからのバッテリ電流Ｉｂ，モータ３２の回転数Ｎｍ，変調度Ｍなどを入力する処理を実行する（ステップＳ１００）。モータ３２の回転数Ｎｍは、回転位置検出センサ３２ａからの回転位置θｍに基づいて演算したものを入力することができる。変調度Ｍは、電圧ベクトルにおけるｄ軸成分Ｖｄとｑ軸成分Ｖｑの２乗和の平方根を高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨで除することにより得ることができる。
続いて、入力したモータ３２の回転数Ｎｍを閾値Ｎｒｅｆ１および閾値Ｎｒｅｆ２と比較する（ステップＳ１１０）。閾値Ｎｒｅｆ１，閾値Ｎｒｅｆ２については後述する。モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ１未満のときには閾値Ｍｒｅｆ２に値Ｍｓｅｔ１を設定し（ステップＳ１２０）、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ１以上で閾値Ｎｒｅｆ２未満のときには閾値Ｍｒｅｆ２に値Ｍｓｅｔ２を設定し（ステップＳ１３０）、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ２以上のときには閾値Ｍｒｅｆ２に値Ｍｓｅｔ３を設定する（ステップＳ１４０）。閾値Ｍｒｅｆ２，値Ｍｓｅｔ１，値Ｍｓｅｔ２、値Ｍｓｅｔ３については後述する。
次に、変調度Ｍを閾値Ｍｒｅｆ１と比較し（ステップＳ１５０）、変調度Ｍが閾値Ｍｒｅｆ１未満であると判定したときにはＰＷＭ制御モードを設定する（ステップＳ１６０）。ＰＷＭ制御モードは、擬似的な三相交流電圧がモータ３２に印加（供給）されるようにインバータ３４を制御する制御モードである。変調度Ｍが閾値Ｍｒｅｆ１以上であると判定したときには、バッテリ電流Ｉｂに基づいて閾値電圧Ｖｒｅｆを設定し（ステップＳ１７０）、高電圧系電圧ＶＨが閾値電圧Ｖｒｅｆ以上であるか否かを判定する（ステップＳ１８０）。閾値電圧Ｖｒｅｆは、インバータ３４に作用する電圧（高電圧系電圧ＶＨ）が昇圧コンバータ４０の昇圧制御におけるフィードバック制御量の振れ幅によりデューティが１００％（上アーム（トランジスタＴ３１）がオン）にはならない電圧として予め定められたものである。閾値電圧Ｖｒｅｆは、実施例では、バッテリ電流Ｉｂと閾値電圧Ｖｒｅｆとの関係を実験などにより予め求めて閾値電圧設定用マップとして記憶しておき、バッテリ電流Ｉｂが与えられるとマップから対応する閾値電圧Ｖｒｅｆを導出することにより設定するものとした。閾値電圧Ｖｒｅｆの更なる詳細については後述する。
ステップＳ１８０で高電圧系電圧ＶＨが閾値電圧Ｖｒｅｆ未満であると判定したときには、変調度Ｍが閾値Ｍｒｅｆ２未満であるか否かを判定する（ステップＳ１９０）。変調度Ｍが閾値Ｍｒｅｆ２未満であると判定したときには中間制御モードを設定し（ステップＳ２００）、変調度Ｍが閾値Ｍｒｅｆ２以上であると判定したときには第２矩形波制御モードを設定して（ステップＳ２１０）、本処理を終了する。閾値Ｍｒｅｆ１は、パルス幅変調制御モード（以下、ＰＷＭ制御モードと称す。）と中間制御モードとを区分けする変調度であり、閾値Ｍｒｅｆ２は、中間制御モードと第２矩形波制御モードとを区分けする変調度である。第２矩形波制御モードは、基本的には矩形波電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御モードである。中間制御モードは、ＰＷＭ制御モードと第２矩形波制御モードとの切り替えの際に行なう制御であり、詳細は後述するが第２矩形波制御モードにおけるパルスパターンにおいて、相電流が値０を跨ぐゼロクロスするタイミングでスリットまたは短パルスを形成したパルスパターンの電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御モードである。高電圧系電圧ＶＨに拘わらずに第２矩形波制御モードを実行する際のモータ３２の回転数ＮｍとトルクＴｍと制御モードとの関係の一例を図４に示す。図中、左下の領域がＰＷＭ制御モードであり、ハッチングの領域が中間制御モードであり、右上の領域が第２矩形波制御モードである。
ＰＷＭ制御モードにおける制御は周知のパルス幅変調により形成されるパルスパターンを用いており、本発明の中核をなさないからその詳細な説明は省略する。また、説明の容易のために、まず、第２矩形波制御モードにおけるパルスパターンについて説明し、その後、中間制御モードにおけるパルスパターンについて説明する。
実施例の電気自動車２０が搭載する制御装置では、第２矩形波制御モードは、第１スイッチングパターン、第２スイッチングパターン、矩形波パルスパターンの３つのパルスパターンによりインバータ３４を制御する。図５は、電子制御ユニット５０により実行される第２矩形波制御モードパルスパターン設定処理の一例を示すフローチャートである。第２矩形波制御モードパルスパターン設定処理では、まず、モータ３２の回転数Ｎｍを入力し（ステップＳ３００）、入力したモータ３２の回転数Ｎｍを閾値Ｎｒｅｆ１、閾値Ｎｒｅｆ２と比較する（ステップＳ３１０）。閾値Ｎｒｅｆ２は、モータ３２の電気６次変動周波数によってＬＣ共振が生じる領域をモータ３２の回転数に変換した第１共振領域の上限値より大きな回転数であり、閾値Ｎｒｅｆ１は、モータ３２の電気１２次変動周波数によってＬＣ共振が生じる領域をモータ３２の回転数に変換した第２共振領域の上限値より大きく第１共振領域の下限値より小さな回転数である。モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ１未満であると判定したときには第２スイッチングパターンを設定し（ステップＳ３２０）、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ１以上で閾値Ｎｒｅｆ２未満であると判定したときには第１スイッチングパターンを設定し（ステップＳ３３０）、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ２以上であると判定したときには矩形波パルスパターンを設定して（ステップＳ３４０）、本処理を終了する。
図６は、矩形波パルスパターンと第１スイッチングパターンと第２スイッチングパターンの一例を示す説明図である。矩形波パルスパターンは、図示するように、時間Ｔ１～Ｔ２の１周期の前半周期全体が１つのパルス（矩形波パルス）となると共に後半周期にはパルスが形成されないパルスパターン（通常の矩形波制御におけるパルスパターン）である。第１スイッチングパターンは、時間Ｔ１～Ｔ２の１周期の前半周期の矩形波パルスパターンの矩形波パルスが存在する領域に１つのスリットが形成されると共に後半周期のスリットと同じタイミングに１つの短パルスが形成されたパルスパターンであり、電気６次変動周波数成分を高周波化するスイッチングパターンである。電気６次変動周波数成分を高周波化するスイッチングパターンとして、図示するように、１周期に３つのパルスを有するパルスパターンだけでなく、１周期に４つ以上のパルスを有するパルスパターンも有効であるが、第１実施例では、１周期のうち最もパルス数が少ないものを第１スイッチングパターンとして用いた。第２スイッチングパターンは、第１スイッチングパターンに加えて更に１つのスリット（合計２つのスリット）と１つの短パルス（合計２つの短パルス）が形成されたパルスパターンであり、電気６次変動周波数成分に加えて電気１２次変動周波数成分を高周波化するスイッチングパターンである。電気６次変動周波数成分に加えて電気１２次変動周波数成分を高周波化するスイッチングパターンは、図示するように、１周期に４つのパルスを有するパルスパターンだけでなく、１周期に５つ以上のパルスを有するパルスパターンも有効であるが、第１実施例では、１周期のうち最もパルス数が少ないものを第２スイッチングパターンとして用いた。図４における右上の領域の矩形波制御モードにおいても、閾値Ｎｒｅｆ１、閾値Ｎｒｅｆ２により区分される領域により、左から順に第２スイッチングパターン、第１スイッチングパターン、矩形波パルスパターンを示した。
以上の説明から、上述の第２矩形波制御モードパルスパターン設定処理では、ステップＳ３１０において、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ１未満であると判定したときには、モータ３２の電気１２次変動周波数によるＬＣ共振を抑制するために、第２スイッチングパターンを設定し、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ１以上で閾値Ｎｒｅｆ２未満であるときには、電気６次変動周波数によるＬＣ共振を抑制するために、第１スイッチングパターンを設定し、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ２以上であるときには、ＬＣ共振は生じないことから、矩形波パルスパターンを設定するものとなる。これにより、電気６次変動周波数や電気１２次変動周波数によるＬＣ共振によって生じ得る振動を抑制することができる。
ここで、図２のステップＳ１１０～Ｓ１４０で閾値Ｍｒｅｆ２に設定する値Ｍｓｅｔ１や値Ｍｓｅｔ２、値Ｍｓｅｔ３の意義について説明する。値Ｍｓｅｔ１は、第２矩形波制御モードにおいて第２スイッチングパターンを用いているときの変調度であり、第１実施例では０．７５を用いている。値Ｍｓｅｔ２は、第１スイッチングパターンを用いているときの変調度であり、値Ｍｓｅｔ１より大きな値、実施例では０．７５６を用いている。値Ｍｓｅｔ３は第２矩形波パルスパターンを用いているときの変調度であり、値Ｍｓｅｔ２より大きな値、実施例では０．７８を用いている。図４に示すように、中間制御モードの変調度Ｍの上限値としての閾値Ｍｒｅｆ２には第２矩形波制御モードにおける変調度を用いるから、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ１未満のときには第２スイッチングパターンを用いているときの変調度（値Ｍｓｅｔ１）となり、回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ１以上で閾値Ｎｒｅｆ２未満のときには第１スイッチングパターンを用いているときの変調度（値Ｍｓｅｔ２）となり、回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ２以上のときには矩形波パルスパターンを用いているときの変調度（値Ｍｓｅｔ３）となる。図２の制御モード設定処理におけるステップＳ１１０～Ｓ１４０の処理は、この事情を考慮して閾値Ｍｒｅｆ２を設定している。
次に、中間制御モードにおけるパルスパターンについて説明する。図７は、電子制御ユニット５０により実行される中間制御モードパルスパターン設定処理の一例を示すフローチャートである。中間制御モードパルスパターン設定処理では、まず、モータ３２の回転数Ｎｍを入力し（ステップＳ４００）、入力したモータ３２の回転数Ｎｍを閾値Ｎｒｅｆ１、閾値Ｎｒｅｆ２と比較する（ステップＳ４１０）。モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ１未満であると判定したときには中間第２スイッチングパターンを設定し（ステップＳ４２０）、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ１以上で閾値Ｎｒｅｆ２未満であると判定したときには中間第１スイッチングパターンを設定し（ステップＳ４３０）、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ２以上であると判定したときには中間矩形波パルスパターンを設定する（ステップＳ４４０）。中間矩形波パルスパターンと中間第１スイッチングパターンと中間第２スイッチングパターンの一例を図８に示す。中間矩形波パルスパターンは、矩形波パルスパターン（図６参照）に対して、時間Ｔ１～Ｔ２の１周期のうち前半周期では相電流が値０を跨ぐゼロクロスのタイミングＴ１（１）で矩形波パルスにスリットが形成され、後半周期ではゼロクロスのタイミングＴ１（２）でスリットと同じ幅の短パルスが形成されるパルスパターンである。即ち、中間矩形波パルスパターンは、矩形波パルスパターンに対して、相電流がゼロクロスするタイミングでパルスが存在しているときにはスリットを形成し、パルスが存在していないときにはスリットと同一幅の短パルスを形成したスイッチングパターンとなる。中間第１スイッチングパターンおよび中間第２スイッチングパターンは、中間矩形波パルスパターンと同様に、第１スイッチングパターンや第２スイッチングパターン（図６参照）に対して、前半周期ではゼロクロスのタイミングＴ１（１）で矩形波パルスにスリットが形成され、後半周期ではゼロクロスのタイミングＴ１（２）でスリットと同じ幅の短パルスが形成されるパルスパターンである。即ち、中間第１スイッチングパターンおよび中間第２スイッチングパターンは、第１スイッチングパターンや第２スイッチングパターンに対して、相電流がゼロクロスするタイミングでパルスが存在しているときにはスリットを形成し、パルスが存在していないときにはスリットと同一幅の短パルスを形成したスイッチングパターンとなる。図４におけるハッチングの領域の中間制御モードにおいても、閾値Ｎｒｅｆ１、閾値Ｎｒｅｆ２により区分される領域により、左から順に中間第２スイッチングパターン、中間第１スイッチングパターン、中間矩形波パルスパターンを示した。
そして、変調度Ｍに基づいてスリット幅ｐを設定し（ステップＳ４５０）、本処理を終了する。上述したように、短パルスはスリットと同じ幅であるから、ステップＳ４５０のスリット幅ｐの設定は短パルス幅ｐの設定と同意となる。スリット幅ｐは、実施例では、各パルスパターンにおいて、変調度Ｍが閾値Ｍｒｅｆ１から閾値Ｍｒｅｆ２まで変化するように実験などにより求めたパルス幅ｐと変調度Ｍとの関係をスリット幅設定用マップとして予め記憶しておき、変調度Ｍが与えられるとマップから対応するスリット幅を導出することにより設定するものとした。スリット幅設定用マップの一例を図９に示す。スリット幅ｐは、図示するように、変調度Ｍが大きくなるほど小さくなり、変調度Ｍが閾値Ｍｒｅｆ２に至ると値０となる。即ち、変調度Ｍが閾値Ｍｒｅｆ２に至ると、中間制御モードから矩形波制御モードに切り替えられるため、中間矩形波パルスパターンや中間第１スイッチングパターン、中間第２スイッチングパターンは矩形波パルスパターンや第１スイッチングパターン、第２スイッチングパターンに切り替えられる。このとき、スリット幅ｐが変調度Ｍが大きくなるに従って徐々に小さくなって値０となるから、中間制御モードから矩形波制御モードへの切り替えの際にトルク変動は生じない。なお、相電流のゼロクロスのタイミングでスリットや短パルスを形成するのは、相電流の波形への影響を小さくするためであると考えている。
次に、第１スイッチングパターンから矩形波パルスパターンに切り替える際の動作、即ち、図４においてモータ回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ２を超えて大きくなる際の動作について説明する。モータ回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ２の近傍に至ると、図６に示す第１スイッチングパターンのスリットや短パルスの幅ｐを徐々に小さくする。モータ回転数Ｎｍと第１スイッチングパターンのスリットおよび短パルスの幅ｐとの関係の一例を図１０に示す。モータ回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ２に至るとスリットおよび短パルスの幅ｐは値０となり、第１スイッチングパターンから矩形波パルスパターンに切り替わるが、実際には、デッドタイムが存在するため、スリットおよび短パルスの幅ｐはリニアに変化せず、デッドタイム幅分だけ急変することになる。このため、第１スイッチングパターンから矩形波パルスパターンへの切り替えの際にはデッドタイム幅分に応じた電圧段差が発生し、若干のトルク変動が生じる。また、第２スイッチングパターンから第１スイッチングパターンに切り替える際にも同様のトルク変動が生じる。第２スイッチングパターンから第１スイッチングパターンへの切り替えは、モータ回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ２の近傍に至ると、図６に示す第２スイッチングパターンのうち第１スイッチングパターンには存在しないスリットと短パルスの幅を徐々に小さくすることによって行なう。このため、このスリットや短パルスの幅を値０とする際にデッドタイム幅分に応じた電圧段差が生じ、若干のトルク変動が生じる。
図２の制御モード設定処理の説明に戻る。ステップＳ１８０で高電圧系電圧ＶＨが閾値電圧ＶＨ以上であると判定したときには、変調度Ｍが閾値Ｍｒｅｆ２未満であるか否かを判定する（ステップＳ２２０）。変調度Ｍが閾値Ｍｒｅｆ２未満であると判定したときには過変調制御モードを設定し（ステップＳ２３０）、変調度Ｍが閾値Ｍｒｅｆ２以上であると判定したときには第１矩形波制御モードを設定して（ステップＳ２４０）、本処理を終了する。この場合、閾値Ｍｒｅｆ１は、ＰＷＭ制御モードと過変調制御モードとを区分けする変調度となり、閾値Ｍｒｅｆ２は、過変調制御モードと第１矩形波制御モードとを区分けする変調度となる。第１矩形波制御モードは、矩形波パルスパターンを用いる制御モードである。過変調制御モードは、ＰＷＭ制御領域を超える変調度Ｍに対してＰＷＭ制御と同様に三角波を用いてスイッチング素子のオンオフを設定する制御モードである。図１１に高電圧系電圧ＶＨとモータ３２の回転数ＮｍとトルクＴｍと制御モードとの関係の一例を示す。図中、ＶＨ＝Ｖｒｅｆより上の領域において、左側の領域がＰＷＭ制御モードであり、ハッチングの領域が過変調制御モードであり、過変調制御モードの右側の領域が第１矩形波制御モードである。ＶＨ＝Ｖｒｅｆより下の領域では、上述したようにＰＷＭ制御モードと中間制御モードと第２矩形波制御モードとが切り替えられる。図１１と図４とを比較すると解るように、図１１では第２矩形波制御モードは第１スイッチングパターンと矩形波パルスパターンが存在し、第２スイッチングパターンは存在しないが、ＶＨ＝Ｖｒｅｆの曲線の位置により第２スイッチングパターンも存在するようになる。ＶＨ＝Ｖｒｅｆの曲線の位置は、回路やデューティ制御におけるフィードバック制御の設計により定まる。
第１矩形波制御モードでは、変調度Ｍが閾値Ｍｒｅｆ２以上の矩形波の領域のすべてで矩形波パルスパターンを用いるため、第１スイッチングパターンから矩形波パルスパターンへの切り替えや第２スイッチングパターンから第１スイッチングパターンへの切り替えは行なわれない。このため、第１矩形波制御モードでは、第１スイッチングパターンから矩形波パルスパターンへの切り替えや第２スイッチングパターンから第１スイッチングパターンへの切り替えの際のデッドタイム幅分に応じた電圧段差によるトルク変動は生じない。第１スイッチングパターンや第２スイッチングパターンは、第１共振領域や第２共振領域におけるＬＣ共振を抑制するものであるから、第１矩形波制御モードではＬＣ共振が生じる可能性がある。しかし、第１矩形波制御モードでは高電圧系電圧ＶＨが閾値電圧Ｖｒｅｆ以上の範囲とすることにより、ＬＣ共振は生じないものとしている。以下、ＬＣ共振が生じない理由について説明する。
バッテリ電流Ｉｂとインバータ４０に流れる電流Ｉｌｏａｄは、インダクタンスやコンデンサによる回路の伝達関数をＧ（ｓ）とし、昇圧コンバータ４０の制御の伝達関数をＣ（ｓ）とすると、次式（１）により表わされる。伝達関数Ｃ（ｓ）は、昇圧コンバータ４０の制御ゲインを調整することにより特性を調整することができるから、伝達関数Ｃ（ｓ）のカットオフ周波数がＬＣ共振周波数より小さくなるようにゲインを設計すればＬＣ共振を回避することができる。伝達関数Ｃ（ｓ）は、昇圧コンバータ４０により全く昇圧していないとき、即ち、昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１（上アーム）が常時オン（デューティが１００％）のときには値１となり、バッテリ電流Ｉｂは電流Ｉｌｏａｄに対して伝達関数Ｇ（ｓ）のみに依存することになる。デューティは式（２）により表わされ、昇圧コンバータ４０により全く昇圧していないとき（上アームが常時オンとなるとき）が１００％となり、デューティが小さくなるにしたがって高電圧系電圧ＶＨが高くなる。なお、式（２）中のＶｂはバッテリ電圧、Ｒｂはバッテリ３６の内部抵抗、Ｉｂはバッテリ電流、ＶＨは高電圧系電圧である。伝達関数Ｃ（ｓ）を変化させたときのボード線図の一例を図１２に示す。図中、太実線の曲線Ａはデューティが１００％のとき（伝達関数Ｃ（ｓ）が値１のとき）を示し、実線の曲線Ｂはデューティが１００％より若干小さいときを示し、細実線の曲線Ｃはデューティが曲線Ｂのときより更に小さいときを示し、一点鎖線の曲線Ｄはデューティが曲線Ｃより更に小さいときを示している。曲線ＡのピークがＬＣ共振周波数（１／｛２π（ＬＣ）1/2｝）である。デューティが１００％より小さいときでもＬＣ共振が生じるのは、デューティ制御においてフィードバック制御を行なっており、フィードバック制御の振れ幅によりデューティが１００％になる頻度が多くなることに基づく。指令値としてのデューティが１００％より若干小さいときの実際のデューティの時間変化とその一部を拡大したものを図１３に示す。拡大部分に示すように、デューティが１００％になっている間はフィードバック制御の効果は奏しないから、上アームが常時オンと同等の状態となる。実施例では、フィードバック制御の振れ幅によりデューティが１００％にならないときの高電圧系電圧ＶＨを閾値電圧Ｖｒｅｆとして設定することによって、伝達関数Ｃ（ｓ）のカットオフ周波数をＬＣ共振周波数より小さくし、ＬＣ共振を回避している。なお、閾値電圧Ｖｒｅｆは、図３に示すように、バッテリ電流Ｉｂが正の値のとき（モータ３２を駆動制御しているとき）には一定値となり、バッテリ電流Ｉｂが負の値のとき（モータ３２を回生制御してバッテリ３６を充電しているとき）には正の値のときに比して高い値となる。
Ｉｂ＝Ｇ（ｓ）・Ｃ（ｓ）・Ｉｌｏａｄ （１）
デューティ＝（Ｖｂ－Ｒｂ・Ｉｂ）／ＶＨ （２）
以上説明した実施例の電気自動車２０が搭載する駆動装置では、高電圧系電圧ＶＨが閾値電圧Ｖｒｅｆ以上となるように昇圧コンバータ４０を制御しているときには、矩形波パルスパターンを用いた第１矩形波制御モードを用いて、変調度に応じてパルス幅変調制御モードと過変調制御モードと第１矩形波制御モードとを切り替える。第１矩形波制御モードでは矩形波パルスパターンだけを用いるから、第２矩形波制御モードのように第１スイッチングパターンと矩形波パルスパターンとを切り替えることはない。このため、第１スイッチングパターンから矩形波パルスパターンへの切り替えの際のデッドタイム幅分に応じた電圧段差によるトルク変動は生じない。しかも、フィードバック制御の振れ幅によりデューティが１００％にならないときの高電圧系電圧ＶＨを閾値電圧Ｖｒｅｆとして設定するから、伝達関数Ｃ（ｓ）のカットオフ周波数をＬＣ共振周波数より小さくすることができ、ＬＣ共振を回避することができる。もとより、高電圧系電圧ＶＨが閾値電圧Ｖｒｅｆ未満となるように昇圧コンバータ４０を制御しているときには、第１スイッチングパターンと第２スイッチングパターンと矩形波パルスパターンとを用いた第２矩形波制御モードを用いて、変調度に応じてパルス幅変調制御モードと中間制御モードと第２矩形波制御モードとを切り替えるから、第１スイッチングパターンから矩形波パルスパターンへの切り替えの際に若干のトルク変動は生じるものの、ＬＣ共振を抑制することができる。これらの結果、全体として、矩形波制御において共振領域におけるＬＣ共振を抑制するスイッチングパターンから矩形波パルスパターンに切り替えるときに生じ得るトルク変動を抑制することができる。
実施例の電気自動車２０が搭載する駆動装置では、高電圧系電圧ＶＨが閾値電圧Ｖｒｅｆ以上となるように昇圧コンバータ４０を制御しているときに第１矩形波制御モードを用い、高電圧系電圧ＶＨが閾値電圧Ｖｒｅｆ未満となるように昇圧コンバータ４０を制御しているときに第２矩形波制御モードを用いるものとした。しかし、昇圧コンバータ４０のデューティが閾値デューティ未満のときに第１矩形波制御モードを用い、昇圧コンバータ４０のデューティが閾値デューティ以上のときに第２矩形波制御モードを用いるものとしてもよい。この場合、閾値デューティとしては、デューティ制御におけるフィードバック制御の振れ幅によりデューティが１００％にならないときのデューティを用いることができる。
実施例の電気自動車２０が搭載する駆動装置では、中間第１スイッチングパターンや中間第２スイッチングパターンでも相電流がゼロクロスするタイミングでパルスが存在しているときにはスリットを形成し、パルスが存在していないときにはスリットと同一幅の短パルスを形成し、ゼロクロスするタイミングのスリットと短パルスの幅を変調度Ｍにより変化させるものとした。しかし、第１スイッチングパターンや第２スイッチングパターンにおけるスリットや短パルスの幅を変調度Ｍにより変化させるものを中間第１スイッチングパターンや中間第２スイッチングパターンとしてもよい。
実施例の電気自動車２０が搭載する駆動装置では、第２矩形波制御モードでは第１スイッチングパターンと第２スイッチングパターンとを用いるものとしたが、第１スイッチングパターンだけを用いるものや第２スイッチングパターンだけを用いるものとしてもよい。
実施例では、電気自動車２０が搭載する駆動装置として説明したが、駆動装置は、ハイブリッド自動車に搭載されるものとしたり、自動車以外の移動体に搭載されるものとしてもよい。
実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、バッテリ３６が「蓄電装置」に相当し、モータ３２が「電動機」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、昇圧コンバータ０が「昇圧コンバータ」に相当し、電子制御ユニット５０が「制御装置」に相当する。
なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。
以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
本発明は、駆動装置の製造産業などに利用可能である。
２０ 電気自動車、２２ａ，２２ｂ 駆動輪、２４ デファレンシャルギヤ、２６ 駆動軸、３２ モータ、３２ａ 回転位置検出センサ、３２ｕ，３２ｖ 電流センサ、３４ インバータ、３６ バッテリ、３６ａ 電圧センサ、３６ｂ 電流センサ、４０ 昇圧コンバータ、４０ａ 電流センサ、４２ 高電圧側電力ライン、４４ 低電圧側電力ライン、４６，４８ コンデンサ、４６ａ，４８ａ 電圧センサ、５０ 電子制御ユニット、５２ ＣＰＵ、５４ ＲＯＭ、５６ ＲＡＭ、６０ イグニッションスイッチ、６１ シフトレバー、６２ シフトポジションセンサ、６３ アクセルペダル、６４ アクセルペダルポジションセンサ、６５ ブレーキペダル、６６ ブレーキペダルポジションセンサ、６８ 車速センサ、Ｄ１１～Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２ ダイオード、Ｌ リアクトル、Ｔ１１～Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２ トランジスタ。

Claims (5)

  1. 蓄電装置と、電動機と、前記電動機を駆動するインバータと、前記蓄電装置と前記インバータとの間に取り付けられた昇圧コンバータと、前記インバータのスイッチング素子をスイッチング制御すると共に前記昇圧コンバータを制御する制御装置と、を備える駆動装置であって、
    第１矩形波制御モードは、１周期の前半周期または後半周期が矩形波パルスとなる矩形波パルスパターンを用いたモードであり、
    第２矩形波制御モードは、前記電動機の回転数が第１共振領域より大きい第１所定回転数以上のときには前記矩形波パルスパターンを用いると共に前記電動機の回転数が前記第１所定回転数未満のときには前記矩形波パルスパターンにおける矩形波パルスが存在している領域に１つ以上のスリットを形成すると共に矩形波パルスが存在していない領域において前記スリットと同一のタイミングに前記スリットと同一幅の短パルスを形成したパターンであって前記第１共振領域におけるＬＣ共振を抑制する第１スイッチングパターンを用いるモードであるとした場合において、
    前記制御装置は、前記インバータのスイッチング素子のスイッチング制御については、
    前記インバータに作用する電圧が前記蓄電装置からの電流に基づく閾値電圧以上となるように前記昇圧コンバータを制御しているときには、変調度に応じてパルス幅変調制御モードと前記第１矩形波制御モードとを切り替え、
    前記インバータに作用する電圧が前記閾値電圧未満となるように前記昇圧コンバータを制御しているときには、変調度に応じて前記パルス幅変調制御モードと前記第２矩形波制御モードとを切り替える、
    ことを特徴とする駆動装置。
  2. 請求項１記載の駆動装置であって、
    前記閾値電圧は、前記昇圧コンバータをフィードバック制御を伴ってデューティ制御により制御したときに、前記フィードバック制御による振れ幅によりデューティが１００％にはならない電圧として前記蓄電装置からの電流に対して予め定められた電圧である、
    駆動装置。
  3. 請求項２記載の駆動装置であって、
    前記制御装置は、前記フィードバック制御による振れ幅によりデューティが１００％にはならないデューティを前記閾値電圧として用いて制御する、
    駆動装置。
  4. 請求項１ないし３のうちのいずれか１つの請求項に記載の駆動装置であって、
    前記制御装置は、
    前記インバータに作用する電圧が前記閾値電圧以上となるように前記昇圧コンバータを制御しているときには、変調度に応じて過変調領域を介してパルス幅変調制御モードと前記第１矩形波制御モードとを切り替え、
    前記インバータに作用する電圧が前記閾値電圧未満となるように前記昇圧コンバータを制御しているときには、変調度に応じて前記第１スイッチングパターンにおける前記スリット及び前記短パルスの幅を変化させる中間領域を介してパルス幅変調制御モードと前記第２矩形波制御モードとを切り替える、
    駆動装置。
  5. 請求項１ないし４のうちのいずれか１つの請求項に記載の駆動装置であって、
    前記第２矩形波制御モードは、前記電動機の回転数が前記第１所定回転数より小さい第２所定回転数未満のときには、前記第１スイッチングパターンよりスリット数および短パルス数が多いパターンであって前記第２所定回転数より小さい回転数範囲に含まれる第２共振領域におけるＬＣ共振を抑制する第２スイッチングパターンを用いるモードである、
    駆動装置。
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