JP2021184694A - 電圧調整のための装置および方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高出力負荷で動作させることができるスイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ（ＳＣ−ＤＣＤＣ）コンバータを提供する。【解決手段】コンバータ３００Ａにおいて、ＳＣーＤＣＤＣコンバータ３１０は、スイッチトキャパシタ回路を含む。スイッチトキャパシタ回路は、少なくとも１つのキャパシタＣＦＬＹと、スイッチトキャパシタ回路に印加される入力電圧に応じて出力電流を供給する複数のメインスイッチＳＷ１〜ＳＷ４と、追加の出力電流を選択的に供給する１つ以上のバイパストランジスタスイッチＢＹＰ１〜ＢＹＰ３と、複数のメインスイッチ及び１つ以上のバイパストランジスタスイッチを制御するコントローラ３７０を含む。【選択図】図３Ａ

Description

種々の実施形態は、全体として、電圧コンバータに関する。

スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ（ＳＣ−ＤＣＤＣ）コンバータは、典型的には、厳格な出力電力制限のために、または言い換えれば最大電流能力のために、一定の出力電圧（Ｖ_ｏｕｔ）で設計される。出力電流が最大電流能力を超過すると、出力電圧が降下し始め、いわゆるドロップアウト状態となる。これは、システム内での低電圧監視トリガにつながるであろう。このようなＳＣ−ＤＣＤＣは、全てのピーク電流を完全な効率で供給するように設計する必要がある。一方、古典的なＳＣ−ＤＣＤＣは、ＬＣ−ＤＣＤＣコンバータのようなより高い負荷に対して低下した効率を有する状態を有さない。

出力電流能力は、プロセス、電圧および温度の変動に大きく依存する場合があるため、ＳＣ−ＤＣＤＣは、速度、温度、最小電圧および最大パルス出力電流に関して、最悪の境界条件または最悪のケースシナリオで設計する必要がある。結果として、典型的には、他の動作点の９０％について多くの過大設計が存在し、例えば集積化された解決法のために設計されたチップについて、通常、非常に面積が大きくなる。

図面において、同じ参照符号は、全体として、異なる図面を通じて同じ部分を指す。図面は、必ずしも縮尺どおりではなく、代わりに全体として本発明の基本方式を示すことに重点が置かれている。下記の説明において、本発明の種々の実施形態を、下記の図面を参照しながら説明する。

スイッチトキャパシタコンバータを示す図である。 図１のスイッチトキャパシタの簡略化された等価回路モデルを示す図である。 本開示の少なくとも１つの例示的な実施形態に係る回路を示す図である。 本開示の少なくとも１つの例示的な実施形態に係る回路を示す図である。 効率のグラフを示す図である。 本開示の少なくとも１つの例示的な実施形態に係る方法のフロー図を示す図である。 本開示の少なくとも１つの例示的な実施形態に係る方法のフロー図を示す図である。 本開示のコンバータのコンポーネントの種々の電気的特性のプロットを含むグラフを示す図である。

下記の詳細な説明は、例示として、本発明を実施することができる特定の詳細および実施形態を示す添付の図面を参照する。

本明細書において、「例示的」なる語は、「例、事例または例示として役立つこと」を意味するのに使用される。「例示的」と本明細書に記載された任意の実施形態または設計は、必ずしも、他の実施形態または設計より好ましいまたは有利であると解釈されるべきではない。

側面または表面の「上に」形成される堆積材料に関して使用される「上に」なる語は、本明細書において、堆積材料を暗示的な側面または表面の「上に直接に」形成することができ、例えば、これらと直接に接触可能であることを意味するのに使用することができる。側面または表面の「上に」形成される堆積材料に関して使用される「上に」なる語は、本明細書において、堆積材料を暗示的な側面または表面と堆積材料との間に配置される１つ以上の追加の層を伴って、暗示的な側面または表面の「上に間接的に」形成可能であることを意味するのに使用することができる。

図１に、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ（ＳＣ−ＤＣＤＣ）コンバータ１１０を含む既知の回路構成１００を示す。図２に、出力抵抗１５０の簡略化された等価モデルを示す。ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ１１０は、１／２動作モードで示されている。ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ１１０の電流能力を向上させるために、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータの等価出力抵抗を下げる必要がある。これは、３つの重要なパラメータ：フライングキャパシタ値、スイッチング周波数、または電流パスの抵抗、すなわちスイッチの直列接続部、ボンディング部、パッケージの抵抗のうちの１つを調整することにより行うことができる。

ただし、Ｃ_ＦＬＹ値の直接的な変更は、典型的には、好ましい解決法ではなく、他のパラメータの相互依存性のために、同等のアウトプット抵抗に対する影響は非常に限られている。スイッチング周波数に関しては、多くの用途で、ＥＭＩの考慮により、固定のスイッチング周波数を有するのが好ましい。さらに、スイッチング周波数の上昇は、スイッチング損失の増加に直接につながり、効率を著しく低下させるおそれがある。

典型的には、電流パスＲｓ（スイッチ、ボンディング部、パッケージ、ＰＣＢ、内部および外部のチップ接続部等）の抵抗は、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータの電流能力についてのボトルネックであり、その最適化は最大の改善につながる。しかし、こうした最適化は限られており、非常に費用がかかる。例えば、パッケージの種類による抵抗および接続の抵抗、例えば、クワッドフラットパッケージ（ＱＦＰ）における結合およびボールグリッドアレイ（ＢＧＡ）におけるボールの結合は、非常に限られているかまたは非常に費用がかかる。

いくつかのＳＣ−ＤＣＤＣコンバータは、出力負荷が最大電流能力を増大させる場合、スイッチングを停止し、バイパスモードであるＬＤＯモードとなるように設計されている。ただし、当該解決法は、高出力負荷の問題を解決することができるものの、効率を大幅かつ急激に低下させてしまうおそれがある。

この問題の別の解決法は、フライングキャパシタの数を増やし、複数のＳＣ−ＤＣＤＣコンバータを高負荷で並列に動作させることである。このような解決法についての効率は非常に良好であるが、並列段数による面積の増加、ピン数の増加およびコストの増加が欠点である。

図３Ａに、本開示の１つ以上の例示的な実施形態に係るコンバータ３００を示す。図３に示されているコンバータ３００は、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ３１０を含む。ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ３１０は、公知のＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ、例えば、図１に示したものであってよい。ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータまたは回路３１０は、ハーフ（１／２）モード動作で動作するように構成可能である。ＳＣ−ＤＣＤＣ回路３１０は、１つのフライキャパシタ（Ｃ_ＦＬＹ）と４つのスイッチ（メインスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３およびＳＷ４）とを備えて示されているが、これは単に例示であり、他の変形例を実現することができる。すなわち、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路３１０は、複数のフライキャパシタと異なる数のスイッチとを有することができ、他のモード、例えば、１／Ｎ［ここで、Ｎは整数である］で動作させることができる。

コンバータ、例えば、コンバータ３００は、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路に加えて、１つ以上のバイパススイッチの構成を含む。図３の例では、コンバータ３００は、３つのバイパストランジスタスイッチ（ＢＹＰ１〜３）の配置構成３５０をさらに含む。一般的には、コンバータ、例えば、コンバータ３００は、任意の適切な数（１つ以上）のバイパススイッチを含むことができる。

本開示の例示的な実施形態によれば、バイパススイッチＢＹＰ１〜ＢＹＰ３は、例えば、低ドロップアウト（ＬＤＯ）レギュレータ回路のトランジスタバイパススイッチとすることができる。すなわち、配置構成３５０は、ＬＤＯレギュレータ回路と考えることができ、またはＬＤＯレギュレータ回路として実装することができる。１つ以上の例示的な実施形態では、バイパストランジスタスイッチは、ＭＯＳＦＥＴスイッチを含むことができ、または使用することができる。

図３における配置構成３５０またはＬＤＯ３５０のバイパススイッチは、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ３１０のメインスイッチＳＷ１〜ＳＷ４の延長として動作するように使用することができ、または構成されていることができる。より具体的には、バイパススイッチＢＹＰ１〜ＢＹＰ３は、例えば、ＬＤＯのような効率で、余分な電流のわずかな部分を出力負荷に送出するように構成されていることができる。換言すれば、バイパススイッチは、ＳＣ−ＤＣＤＣ３１０により生成される出力電流を加算または補足することができる。さらに、コンバータ３００では、配置構成３５０は、バイパストランジスタスイッチＢＹＰ１〜ＢＹＰ３が例えばＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ３１０の入力側（Ｖ_ＩＮ）と出力側（Ｖ_ＯＵＴ）との間に接続されうるように実現可能である。このようにして、バイパストランジスタスイッチＢＹＰ１〜ＢＹＰ３は、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路３１０に対して並列な装置、例えば並列ＬＤＯを形成する。

本開示の例示的な実施形態によれば、コンバータ３００は、メインＳＣ−ＤＣＤＣスイッチからの高効率出力電流と、バイパススイッチ（例えば、並列デジタルＬＤＯ）を通る低効率電流と、の組み合わせである負荷（Ｒ_Ｌ）への出力電流を生成することができる。したがって、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路の能力範囲の通常の終端における出力電圧の急激な降下の代わりに、コンバータ３００は、わずかな効率低下を受けるのみで、動作を継続する。

本開示の例示的な実施形態によれば、コンバータ３００は、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ３１０およびバイパススイッチＢＹＰ１〜ＢＹＰ３を制御するためのコントローラ３７０を含む。すなわち、コントローラ３７０は、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路３１０およびバイパススイッチ配置構成３５０（ＬＤＯ）の両方を制御する単一のコントローラまたは共通のコントローラで実装することができる。コントローラ３７０から他の構成要素（例えば、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路３１０、バイパススイッチＢＹＰ１〜ＢＹＰ３、インタフェース等）への物理的および論理的接続は、簡略化のために示されていない。

コントローラ３７０は、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ３１０およびバイパススイッチＢＹＰ１〜ＢＹＰ３のスイッチの開閉を制御することができる。さらに、コントローラ３７０は、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ３１０のスイッチについてのスイッチング周波数およびバイパススイッチＢＹＰ１〜ＢＹＰ３についてのスイッチング周波数を制御することができる。

１つ以上の実施形態では、コントローラ３７０は、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ３１０がその最大能力に達するまで、例えば、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ３１０がその最大出力電流を出力するまで正常にまたはいかなる支援も受けずに動作するように構成されている。ＳＣ−ＤＣＤＣ３１０は、一定の電圧において、ただし所定の動作範囲内でのみ、負荷Ｒ_Ｌに出力電流を供給することができる。当該動作範囲の上限または最大境界を超過すると、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ３１０の性能が劣化し始めるであろう。したがって、これを防止するために、コントローラは、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路３１０がその限界に達したときに、バイパストランジスタスイッチＢＹＰ１〜ＢＹＰ３を制御して、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路３１０の出力電流に補助電流を供給するように構成されている。

したがって、コントローラ３７０は、ＳＣ−ＤＣＤＣ３１０の出力電流が最大電流能力に達するかまたはこれを超過するときにのみ、バイパストランジスタスイッチＢＹＰ１〜ＢＹＰ３のうちの１つ以上を閉じる（またはオンにする）ように構成可能である。その結果、総出力電流は、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ３１０のメインスイッチを介した高効率電流とバイパススイッチＢＹＰ１〜ＢＹＰ３を介した低効率電流との混合または組み合わせとなる。このようなハイブリッド動作の場合、出力電圧の微調整は、依然として所与であって、純粋にＳＣ−ＤＣＤＣコンバータのメインスイッチにより定義されるものとなる。

したがって、コンバータ３００は、要求される負荷電流が時々、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータの最大電流能力を超過する場合がある用途に使用することができる。コンバータ３００は、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータのトポロジ（余分なフライングキャパシタまたはインダクタベースのＤＣＤＣのような、より拡張的なコンバータ）の変更を必要としない。さらに、ＳＣ−ＤＣＤＣの最大電流能力よりはるかに高い出力負荷については、ＳＣ−ＤＣＤＣと１つ以上のバイパストランジスタスイッチとの組み合わされた効率は、ＬＤＯの効率より依然としてはるかに高い。

一例では、コンバータ、例えばコンバータ３００またはコンバータ３００に類似するコンバータは、２００ｍＡの最大出力（Ｉ_{ｏｕｔ＿ｍａｘ}）用に設計されたＳＣ−ＤＣＤＣ回路／コンバータを含むことができるが、予測されるリークがより大きいため、高温、例えば１７０℃において、２５０ｍＡの実際の最大出力電流（Ｉ_{ｏｕｔ＿ｍａｘ}）を有しうる。コンバータ、例えばコンバータ３００は、出力電流Ｉ_ＬＯＡＤが２００ｍＡに達してシステムのリセットを引き起こした後に出力電圧が降下する代わりに、コントローラ（例えば、コントローラ３７０）が１つ以上のバイパススイッチをターンオンさせて（例えば、切り替えて／閉じて）、負荷に追加の５０ｍＡの電流を供給するように設計されうる。これにより、組み合わされた効率は依然として非常に高くなりうる。組み合わされた効率は、

のように推定可能である。式中、
Ｉ＿ｌｏａｄは、負荷Ｒ_Ｌに流れる電流であり、
Ｉ＿ｂｙｐａｓｓは、バイパススイッチに送出される電流であり、
Ｉ＿ｓｗｉｔｃｈｅｓは、Ｉ＿ｌｏａｄ−Ｉ＿ｂｙｐａｓｓであって、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータのメインスイッチに流れる電流であり、
Ｅｆｆ＿ｍａｘは、１／２モードの場合のＳＣ−ＤＣＤＣの最大理論効率、すなわち

であり、
Ｖ＿ｄｒｏｐは、ＶＤＤに接続されたボンディングワイヤでの低下であり、
Ｅｆｆ＿ｄｒｏｐは、Ｉｑ（静止電流、または正しい動作に必要なＳＣ−ＤＣＤＣの内部回路によりＶｉｎから消費される電流（例えば、ＡＤＣ、バイアス、ＳＣ−ＤＣＤＣの内部回路のドライバおよび他の微小損失））による推定効率低下である。

本開示の例示的な実施形態によれば、コンバータ、例えばコンバータ３００またはコンバータ３００に類似するコンバータのバイパススイッチは、バイパススイッチの抵抗またはコンダクタンスに関して、等しい比率または異なる比率で実現可能である。例えば、スイッチＢＹＰ１〜ＢＹＰ３は、抵抗（またはコンダクタンス）に関して互いに整数倍になるように重み付けされる。

一例では、バイパストランジスタスイッチの構成（例えば、配置構成３５０等）は、合計９個のバイパストランジスタスイッチを含むことができる。さらに、このようなスイッチは、抵抗Ｒを有するいくつかのベーススイッチと、抵抗２×Ｒを有する１つのスイッチ（ベーススイッチ抵抗の２倍の抵抗を有するスイッチ）と、抵抗４×Ｒを有する１つのスイッチ（ベーススイッチ抵抗の２倍の抵抗を有するスイッチ）とを有するように実現または実装することができる。他の変形例も可能である。

本明細書に記載されたように、最良の動的および静的性能（精度、リップル、オーバーシュート／アンダーシュート、効率）を達成するために、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータのメインスイッチおよびバイパストランジスタスイッチは、例えば、単一のコントローラにより制御される。バイパストランジスタスイッチのサイジングは、メインスイッチの性能により決めることができる。

本開示の例示的な実施形態によれば、本明細書におけるバイパストランジスタスイッチの制御は、単純なものとして実現することができる。例えば、出力負荷が最大に近い（例えば、メインスイッチの出力電流が最大に近い）場合、コントローラはバイパススイッチをイネーブルすることができる。同様に、負荷が低い（例えば、メインスイッチの出力電流が最大未満である）場合、コントローラは１つ以上のバイパススイッチをディスエーブルする（例えば、スイッチを開く）ことができる。本明細書に記載されたコントローラは、バイパススイッチをいつイネーブルするかまたは作動させるかを決定するために、他の測定値または因子を使用することができる。

例示的な実施形態では、コントローラは、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路およびバイパススイッチからの電流の出力を、メインスイッチ（ＳＣ−ＤＣＤＣから）とバイパススイッチとの間の（例えば、供給される電流に関して）厳密な区別なしに生じさせることができる。そのようにして、滑らかな同時動作を、動的性能における欠点（例えば、負荷およびラインジャンプの間のオーバーシュート／アンダーシュート）なしに実現することができる。

１つ以上の実施形態では、コントローラは、バイパススイッチをデジタル制御するように構成可能である。例えば、コントローラ、例えば、コントローラ３７０は、１つ以上の制御信号、例えば、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ（例えば、コンバータ３１０）のための制御語を出力することができる。制御出力語により、現在の動作点において出力負荷を供給するために、特定のスイッチを閉じることができる。

図３Ｂに、本開示の１つ以上の例示的な実施形態に係るコンバータ３００Ｂを示す。コンバータ３００Ｂは、いくつかの態様では、コンバータ３００Ａと同一または類似のものとすることができ、このようなコンポーネントは、図３Ａのコンバータ３００Ａと同じ参照符号で指定することができる。

コンバータ３００Ｂは、コントローラ３７０の代わりに、ＰＩコントローラまたはＰＩＤコントローラ３８５と、アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）３７５と、を含むことができる。コントローラ３８５は、負荷Ｒ_Ｌに供給された電圧Ｖ_ＯＵＴを表す値をＡＤＣ３７５から受け取ることができる。ＡＤＣ３７５から受け取った当該入力または信号に基づいて、ＰＩコントローラ３８５は、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路３１０およびバイパスコンバータＢＹＰ１〜ＢＹＰ３により適切な電圧出力を行うように構成可能である。すなわち、ＰＩコントローラ３８５は、ＳＣ−ＤＣＤＣ３１０およびバイパスコンバータＢＹＰ１〜ＢＹＰ３の両方を制御して、負荷Ｒ_Ｌに対する電圧を維持するのに適した出力を供給することができる。ＰＩコントローラ３８５は、バイパスコントローラＢＹＰ１〜ＢＹＰ３とのインタフェースにより、そのスイッチングのオン／オフを制御する。同様に、ＰＩコントローラ３８５は、メインスイッチ（例えば、図３Ｂの例ではスイッチＳＷ１〜ＳＷ４）の開放を制御する発振器３９０とのインタフェースまたは発振器３９０の制御を行うことができる。ＰＩコントローラ３８５は、発振器の周波数を変更することができ、これは、メインスイッチの開閉に影響を及ぼし、その結果、負荷Ｒ_Ｌに供給される電流および電圧を変化させる。

本開示の種々の実施形態では、本明細書に記載されたコントローラは、コンダクタンスを取得するかつ／または決定することができる。当該コンダクタンスは、このようなコントローラのための制御語として使用することができる。決定されたコンダクタンスは、出力電力（例えば、固定電圧での出力電流の量）を定義することができる。例えば、当該コンダクタンスは、ＡＤＣから受け取った入力から取得するまたは決定することができる。

種々の例では、本明細書に記載されたコントローラは、この制御語を、バイパススイッチのための特定の調整信号に転送するまたは翻訳することができる。さらに、制御語を使用して、メインスイッチのスイッチング（開閉率）の周波数を変化させる発振器を制御することができる。

本実現形態では、バイパススイッチは、制御語の変更により毎回更新され、したがって、メインスイッチのスイッチング周波数に等しい場合がある制御語の更新の頻度で切り替えることができる。

図４に、コンバータ、例えばコンバータ３００についての効率対出力負荷を示す。一定の２．９７ボルトおよび３．３ボルトを出力負荷（アンペア単位で測定）対効率の範囲にわたって供給するためのコンバータについてのプロットを示す。どちらのプロットも、出力負荷要求（例えば、必要な電流）が増加するのにつれて、効率の急激な低下ではなく、緩やかな低下を示している。

図５に、本開示の少なくとも１つの例示的な実施形態に係る例示的なフロー図を示す。当該フロー図は、コンバータ、例えばＳＣ−ＤＣＤＣ回路と、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路の入力側と出力側との間に接続させるまたは結合させることができる１つ以上のバイパススイッチと、を有するコンバータ３００等のコンバータのコントローラにより実施することができる方法またはプロセス５００である。コントローラは、方法５００に従って、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路および１つ以上のバイパススイッチを制御することができる。

５０５において、コンダクタンス値を、コントローラにより取得するまたは決定することができ、ここで、当該コンダクタンス値は、コンバータが一定またはほぼ一定の電圧を維持するために、負荷にどの程度の電流を供給する必要があるかを示すものである。当該コンダクタンス値を得た後、５１０において、コントローラにより、当該コンダクタンス値が所定の閾値より大きいかまたは小さいかを決定することができる。当該閾値は、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータのための最大コンダクタンスであることができる。換言すれば、当該最大コンダクタンス値は、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータのメインスイッチが例えば一定の電圧で負荷に供給することのできる最大電流に相当することができる。

得られたコンダクタンスが閾値未満である場合には、コントローラにより、負荷に電流が供給されないように、１つ以上のバイパストランジスタスイッチをオフに保つための制御（例えば、制御信号による制御）が行われる。

５１０において、得られたコンダクタンス値が最大コンダクタンスより大きくなければ、ついでプロセスは５１５へと続行し、ここで、コントローラが、メインスイッチ（ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ）に使用されるコンダクタンス値が５０５から得られたコンダクタンス値であることを判別する。つまり、得られたコンダクタンス値は、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路が供給可能な電流の量（例えば、電流値）に対応する。ついで、プロセスは、５３０に進むことができる。５３０において、コントローラは、メインスイッチ／ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータについてのコンダクタンス値に従って電流を供給するように、メインスイッチを制御することができる。

５１０において、５０５で得られたコンダクタンス値が最大コンダクタンスより大きい場合には、プロセスは５２０に続き、５２０において、１つ以上のバイパストランジスタスイッチについてのコンダクタンス値が決定される。当該決定されたコンダクタンス値は、１つ以上のバイパススイッチが供給可能な電流の量（電流値）を示すことができる。

５２５において、コントローラは、メインスイッチについてのコンダクタンス値を決定する。したがって、当該コンダクタンス値は、（５０５において）得られたコンダクタンス値と（５２０において）バイパススイッチについて決定されたコンダクタンス値との間の差として決定することができる。すなわち、５２０で得られたコンダクタンスは、次の関係、
Ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ＿ｔｏｔａｌ＝Ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ＿ｍａｉｎ＿ｓｗｉｔｃｈｅｓ＋Ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ＿ｂｙｐａｓｓ
を満たす総コンダクタンスとなりうる。

したがって、５２０において、バイパススイッチについて決定されたコンダクタンス値（Ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ＿ｂｙｐａｓｓ）は、バイパススイッチにより実現可能な値であって、残りのコンダクタンス値がＳＣ−ＤＣＤＣ回路により実現可能なコンダクタンス値（Ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ＿ｍａｉｎ＿ｓｗｉｔｃｈｅｓ）（例えば、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路についての最大閾値未満）となるように選択される。

５２５の後に、プロセスは、５３０および５３５に進むことができる。５３０において、コントローラは、メインスイッチについてのコンダクタンス値（Ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ＿ｍａｉｎ＿ｓｗｉｔｃｈｅｓ）に基づいて負荷に電流を供給するように、メインスイッチを制御することができる。５３５において、コントローラは、バイパススイッチについてのコンダクタンス値（Ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ＿ｂｙｐａｓｓ）に基づいて負荷に電流が供給されるように、バイパススイッチを（例えば同時に）制御することもできる。したがって、この場合、コントローラは、組み合わされた電流が負荷に供給されるように、メインスイッチおよび１つ以上のバイパストランジスタスイッチを制御する。

図５のプロセス５００は、コントローラが負荷についての新たなコンダクタンス値または必要なコンダクタンス値を得ようとするとき、繰り返し行うことができる。例えば、コントローラは、負荷における電圧またはコンダクタンスを常時または繰り返し監視するまたは検出することにより、コンダクタンス値を得ることができる。負荷の電圧は、アナログデジタルコンバータ（図示せず）を介して、コントローラにより処理される値に変換されて、負荷における電圧を一定に保つために供給されるのに必要なコンダクタンスまたは必要な電流を決定することができる。

図６に、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路のメインスイッチおよび複数のバイパストランジスタスイッチをデジタル制御するための例示的なフローを示す。図６のフローに使用している値、パラメータ、他の設定は単に例示的なものであり、説明の目的で使用する。

図６に示されているように、コントローラは、６００において、コンダクタンス値を得ることができる。いくつかの例では、このことは、６０５において、完全な解像度、例えば２２ビットの解像度で、コンダクタンス値を受け取ることから成っていてよい。プロセスは、６１０において、コンダクタンスを、例えば処理上の理由から、１１ビット値に短縮するまたは切断することをさらに含むことができる。ただし、このような６０５および６１０は、必須でなくてよい。

プロセスは、６１５において、当該コンダクタンス値が最大コンダクタンス値よりも大きいかどうかの検査に進むことができる。図６の例では、当該最大コンダクタンス値（ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータのメインスイッチについての最大出力電流能力に対応する最大コンダクタンス値）は５０８であり、これは、１７５ｍＡの電流に対応しうる。

得られたコンダクタンスの値が６１５における最大コンダクタンス値より小さい場合には、プロセスは６２０に進むことができる。６２０において、メインスイッチについてのコンダクタンス値は、当該得られたコンダクタンス値に設定される。ついで、６４０において、コントローラは、設定されたコンダクタンス値を使用して、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータの数および／またはどのスイッチを制御するかを計算するまたは決定することができる。他の要因、例えば、メインスイッチを制御するスイッチング周波数を決定することができる。当該決定により、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータを制御することができる。例えば、コントローラは、決定されたまたは計算されたパラメータに基づいてＳＣ−ＤＣＤＣ回路を動作させるために、入力信号または制御信号を送出することができる。

得られたコンダクタンス値が６１５における最大コンダクタンス値より大きい場合には、プロセスは６２５に進む。図６におけるこの例では、得られたコンダクタンス値は５０９となりうるが、これは、最大コンダクタンス値である５０８より大きい。したがって、コントローラは、６２５に進み、バイパススイッチについてのコンダクタンス値を決定する。当該コンダクタンス値は、メインスイッチにより供給される電流を補足するために、バイパススイッチにより供給される電流の量に対応する。前述したように、コンバータにより供給される総電流は、メインスイッチの出力電流と１つ以上のバイパストランジスタスイッチの出力電流との総和である。したがって、バイパススイッチの決定されたコンダクタンス値は、メインスイッチについての残りのコンダクタンスがメインスイッチについての最大コンダクタンスより小さくなるように、最小値を満たす必要がある。

この場合、決定されたコンダクタンスは３２でありうるので、メインスイッチにより供給される残りのコンダクタンスは、５０９−３２である。

別の例示的な状況では、決定された総コンダクタンス値は５１５となりうるが、これも最大閾値を上回る。したがって、この例におけるバイパススイッチについてのコンダクタンスまたはコンダクタンス値の決定は、まず、閾値−３２を超過する量を計算することにより行うことができ、ここで、３２とは、最小値、またはバイパススイッチにより充足するまたは供給することができる最小コンダクタンス値に対応する。この場合、計算は、
５１５−（５０９−３２）＝３８
となる。

次に、３８／３２の整数除算により、１を得る。当該値は、この例では、最小のバイパススイッチに対応し、このスイッチの制御に使用することができる。例えば、当該計算から得られた値が異なる場合、例えば１より大きい場合、最小のバイパススイッチ以外のバイパススイッチを使用することができる。

さらに、モジュロ３２演算を３８に適用（３８％３２）すると、値６が返される。この値は、メインスイッチにより供給されるコンダクタンス値に加えられるまたは含まれる分数補正値であり、すなわち、
（５０９−３２）＋（３８％３２）＝４７７＋６＝４８３
となる。

その結果、メインスイッチは、コンダクタンス値４８３に対応する出力を供給し、バイパススイッチは、コンダクタンス値３２に対応する出力を供給する。

本開示の例示的な実施形態によれば、出力負荷に一定の電圧を供給するためにメインスイッチのみを使用することから、メインスイッチとバイパススイッチとの両方を使用することへの切り替えは、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路の最大電流能力への到達前に行うことができる。すなわち、コントローラ、例えばＰＩコントローラは、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路がその最大出力に達する前に、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路に加えて、バイパストランジスタを使用して、出力電流を供給させることができる。これにより、電流においてより良好な分解能を有するＳＣ−ＤＣＤＣからの出力電流の小さなリップルのより良好な調整が可能となる。したがって、最大閾値（バイパストランジスタの使用をいつ開始するかの決定に使用することができる）を、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路の最大能力より低くすることができることを除いて、上記の例に記載されたのと同じ計算または手法を使用することができる。

本開示の例示的な実施形態に係るコンバータの設計に基づいて、バイパストランジスタスイッチのコンダクタンス値は、２のべき乗とすることができる。さらに、複数のバイパストランジスタスイッチを設ける場合、ベーススイッチと、ベーススイッチの倍数であるコンダクタンス値を有する１つ以上の他のスイッチと、を設けることができる。例えば、図６における場合のように、３つのバイパススイッチが存在する場合、これらのバイパススイッチは、４４ｍＡ（１２８コンダクタンスに等しい）を送出するように構成された第１の（ベース）スイッチと、ベーススイッチの２倍の抵抗を有する、２２ｍＡ（６４コンダクタンスに等しい）を送出するように構成された第２のスイッチと、ベーススイッチの４倍の抵抗を有する、１１ｍＡ（３２コンダクタンスに等しい）を送出するように構成された第３のスイッチと、を有するサイズとすることができる。

したがって、バイパストランジスタについてのコンダクタンスを決定した後、このプロセスは、６３５へと続行することができる。６３５は、バイパストランジスタについての制御信号を生成することを含むことができる。

種々の実施形態では、バイパススイッチの重みが２＾ｎであるため、バイパスについてのコンダクタンス（Ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ＿ｂｙｐａｓｓ）を、シフトレジスタ演算を使用して、スイッチのための直接制御信号に分割し、変換することができる。上記の例において与えられたサイズを有するバイパススイッチでは、バイパストランジスタのコンダクタンス値を３２で除算することにより、適切な制御信号を生成することができる。当該除算は、シフトレジスタ機能により達成することができる。

この例では、信号が、３２での除算の後、より小さな値を有することになるため、コントローラは、制御信号のためのより少ない桁またはビット、例えば、最上位５桁（ＭＳＢ）のみを考慮する必要があると考えることができる。制御信号を、図６にブロック番号０〜４で表されているインタフェースに供給することができ、ついで、このインタフェースは、バイパストランジスタスイッチを制御するまたはターンオンすることができる。バイパススイッチについてのコンダクタンス値を生成することにより、前述のように、残りの部分として、メインスイッチについてのコンダクタンス値を生成することができる。

いくつかの実施形態によれば、サーモメータコーディングを、スイッチとのインタフェースに使用することができる。サーモメータコーディングにより、整数値Ｎを、ビット数Ｍを有するバイナリ値に変換することができる。ここで、Ｎ個の下位ＬＳＢは１であり、他の全てのＭＳＢは０である。例えば、整数５は、７ビットのサーモメータコード＝００１１１１１に翻訳するまたは変換することができる。図６では、インタフェース「４ ３ ２」は、２進数で整数値を表すことができ（例えば、５は、１０１である）、その後、サーモメータコーディングにより、４４ｍＡの電流に関連する７つのバイパススイッチを直接に制御する７ビットサーモメータコード（００１１１１１）に変換される。

したがって、図６の方法は、６４０に進んで、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータに必要なコンダクタンス（出力電流）を生成するためにどのスイッチが必要かを決定することもできる。

例示的な実施形態によれば、図５および図６の例示的なプロセスフローを繰り返すことができる。すなわち、本明細書に記載されたコントローラは、ＳＣ−ＤＣＤＣ回路および１つ以上のバイパストランジスタを制御して、出力負荷に一定の電圧で電流を供給する方法を繰り返しかつ継続的に決定するように構成可能である。

図７は、図６の例について、メインスイッチ／ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータにより提供されるコンダクタンス（Ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ＿ｍａｉｎ＿ＳＷ）、バイパストランジスタスイッチ全体により提供されるコンダクタンス（Ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ＿ｍａｉｎ＿ｓｗｉｔｃｈｅｓ）および３つの個々のスイッチ（ｎ１１ｍＡ＿ｓｗ，ｎ２２ｍＡ＿ｓｗ，ｎ４４ｍＡ＿ｓｗ）により提供されるコンダクタンスにおいて、時間に対する出力負荷の変化が、負荷についての総コンダクタンス（Ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ＿ｔｏｔａｌ）の変化にどのように影響するかの比較を示す例示的なグラフである。図示しているように、メインスイッチによるコンダクタンスが最大（この例では、５０８）に達するまで、バイパストランジスタスイッチにより、コンダクタンス（または電流）は提供されない。出力負荷を減少させるためには、全てを単純に逆にする。

下記の例は、更なる例示的な実施に関する。

例１は、コンバータであって、１つ以上のキャパシタ、およびスイッチトキャパシタ回路に印加される入力電圧に応じて出力電流を供給する複数のメインスイッチを含む、スイッチトキャパシタ回路を含むことができ、このコンバータはさらに、追加の出力電流を選択的に供給するように接続されており、コンバータの総電流出力がスイッチトキャパシタ回路により供給される出力電流と１つ以上のバイパストランジスタスイッチにより供給される任意の追加の出力電流との総和である、１つ以上のバイパストランジスタスイッチと、スイッチトキャパシタ回路の複数のメインスイッチおよび１つ以上のバイパストランジスタスイッチを、負荷により必要とされる電流に基づいて制御する共通コントローラと、を含む。

例２は、共通コントローラが、１つ以上のバイパストランジスタスイッチを制御して追加の出力電流を選択的に供給させるように構成可能である、例１記載の主題である。

例３は、共通コントローラが、１つ以上のバイパストランジスタスイッチを制御して追加の出力電流を選択的に供給させるように構成可能であり、共通のコントローラは、スイッチトキャパシタ回路の出力電流がスイッチトキャパシタ回路の最大電流能力に達するかまたはこれを超過する場合に、１つ以上のバイパストランジスタスイッチに追加の出力電流を供給させる、例２記載の主題である。

例４は、共通コントローラが、１つ以上のバイパストランジスタスイッチを制御して追加の出力電流を選択的に供給させるように構成されており、共通コントローラが、負荷に実質的に一定の電圧を供給するために、１つ以上のバイパストランジスタスイッチに追加の出力電流を供給させるように構成されている、例２または３記載の主題である。

例５は、共通コントローラが、負荷における電圧を測定するように構成可能である、例４記載の主題である。

例６は、共通コントローラが、負荷における電圧を検出するように構成されており、さらに、負荷において検出された電圧に基づいて、１つ以上のバイパストランジスタスイッチにより供給される追加の電流の量を制御するように構成可能である、例５記載の主題である。

例７は、共通コントローラが、スイッチトキャパシタ回路により供給される電流の量および１つ以上のバイパストランジスタにより供給される追加の電流の量をデジタル制御するように構成可能である、例１から６までのいずれか１つ記載の主題である。

例８は、負荷における電圧に対応する値を共通コントローラに供給するように構成されたアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）をさらに含むことができ、共通コントローラが、ＡＤＣにより供給される値に基づいて、スイッチトキャパシタ回路および１つ以上のバイパススイッチを制御するように構成されている、例７記載の主題である。

例９は、共通コントローラが、ＡＤＣにより供給される電圧に対応する値が最大閾値を超過したことを判別したことに応じて、１つ以上のバイパストランジスタスイッチをデジタル制御して追加の出力電流を供給させるように構成されている、例８記載の主題である。

例１０は、共通コントローラが、バイパストランジスタスイッチのうちの少なくとも１つを選択的に閉じるように構成されていることにより、１つ以上のバイパストランジスタスイッチに追加の出力電流を供給させるように構成されている、例１から９までのいずれか１つ記載の主題である。

例１１は、電圧調整のための方法であって、この方法は、コントローラにより、スイッチトキャパシタ回路と１つ以上のバイパストランジスタスイッチとを備えるコンバータにより出力負荷に供給されるべき総電流値を決定することと、コントローラにより、コンバータのスイッチトキャパシタ回路により供給されるべき、最大電流値より小さい第１の電流値を決定することと、コントローラにより、コンバータの１つ以上のバイパストランジスタスイッチにより供給されるべき、総電流値と第１の電流値との差である第２の電流値を決定することと、第１の電流値を有するスイッチトキャパシタ回路から出力負荷に電流を供給することと、第２の電流値を有する１つ以上のバイパストランジスタスイッチから出力負荷に電流を供給することと、を含むことができる。

例１２は、総電流値が、出力負荷において実質的に一定の電圧を維持するための電流値であることができる、例１１記載の主題である。

例１３は、最大電流値が、スイッチトキャパシタ回路の最大出力電流能力であることができる、例１１または１２記載の主題である。

例１４は、スイッチトキャパシタ回路から出力負荷に電流を供給することが、コントローラがスイッチトキャパシタ回路に第１の電流値を有する電流を出力させることを含むことができ、１つ以上のバイパストランジスタスイッチから出力負荷に電流を供給することが、コントローラが、１つ以上のバイパストランジスタスイッチに第２の電流値を有する電流を出力させることを含む、例１１から１３までのいずれか１つ記載の主題である。

例１５は、コンバータであって、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ（ＳＣ−ＤＣＤＣ）コンバータ回路と、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ回路の入力側および出力側に跨って互いに並列に接続された１つ以上のバイパストランジスタを含む低ドロップアウト電圧レギュレータ（ＬＤＯ）と、ＳＣ−ＤＣＤＣおよびＬＤＯに共通のコントローラであって、ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ回路を制御してコンバータの出力負荷に電流を供給させるように構成されており、さらに、最大出力能力で動作するＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ回路に応じて、ＬＤＯを制御してＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ回路からの電流を補助するための補助電流を供給させるようにさらに構成されている、コントローラと、を含むことができる、コンバータである。

例１６は、ＬＤＯが、第１の電流値を有する電流を出力するように構成されたベーストランジスタスイッチと、第１の電流値の倍数である第２の電流値を有する電流を出力するように構成された少なくとも１つの第２のトランジスタスイッチと、を含む複数のバイパストランジスタスイッチを含み、ＬＤＯにより供給される電流は、複数のバイパストランジスタスイッチの各電流の総和である、例１５記載の主題である。

例１７は、コントローラが、複数のバイパストランジスタスイッチのうちの１つ以上を各スイッチング周波数で選択的に閉じさせることにより、複数のバイパストランジスタスイッチのうちの１つ以上を選択的に制御するように構成されている、例１６記載の主題である。

例１８は、最大出力能力で動作するＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ回路が、最大出力可能電流を出力するＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ回路を含むことができる、例１７記載の主題である。

例１９は、コントローラがＳＣ−ＤＣＤＣ回路およびＬＤＯを制御するように構成可能であり、これにより、コンバータによって出力負荷において実質的に電圧が維持される、例１５から１８までのいずれか１つ記載の主題である。

本発明を、特定の実施形態を参照して特に図示し説明したが、添付の特許請求の範囲により定義される本発明の精神および範囲から逸脱することなく、形態および詳細において種々の変更が可能であることが当業者に理解されるべきである。このように、本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲により示され、したがって、特許請求の範囲の等価物の意味および範囲に該当する全ての変更が包含されることが意図されている。

Claims (19)

1. スイッチトキャパシタ回路と、
   １つ以上のバイパストランジスタスイッチと、
   共通コントローラと、
   を備えるコンバータであって、
   前記スイッチトキャパシタ回路は、
   １つ以上のキャパシタと、
   前記スイッチトキャパシタ回路に印加される入力電圧に応じて出力電流を供給する複数のメインスイッチと、
   を含み、
   前記１つ以上のバイパストランジスタスイッチは、追加の出力電流を選択的に供給するように構成されており、コンバータの総電流出力は、前記スイッチトキャパシタ回路により供給される出力電流と１つ以上のバイパストランジスタスイッチにより供給される任意の追加の出力電流との総和であり、
   前記共通コントローラは、前記スイッチトキャパシタ回路の前記複数のメインスイッチおよび前記１つ以上のバイパストランジスタスイッチを、負荷により必要とされる電流に基づいて制御する、
   コンバータ。
2. 前記共通コントローラは、前記１つ以上のバイパストランジスタスイッチを制御して前記追加の出力電流を選択的に供給させるように構成されている、
   請求項１記載のコンバータ。
3. 前記共通コントローラは、前記１つ以上のバイパストランジスタスイッチを制御して前記追加の出力電流を選択的に供給させるように構成されており、前記前記共通コントローラは、前記スイッチトキャパシタ回路の出力電流が前記スイッチトキャパシタ回路の最大電流能力に達するかまたはこれを超過する場合に、前記１つ以上のバイパストランジスタスイッチに前記追加の出力電流を供給させる、
   請求項２記載のコンバータ。
4. 前記共通コントローラは、前記１つ以上のバイパストランジスタスイッチを制御して前記追加の出力電流を選択的に供給させるように構成されており、前記共通コントローラは、前記負荷に実質的に一定の電圧を供給するために、前記１つ以上のバイパストランジスタスイッチに前記追加の出力電流を供給させるように構成されている、
   請求項２または３記載のコンバータ。
5. 前記共通コントローラは、前記負荷における電圧を測定するように構成されている、
   請求項４記載のコンバータ。
6. 前記共通コントローラは、前記負荷における電圧を検出するように構成されており、さらに、前記負荷において検出された前記電圧に基づいて、前記１つ以上のバイパストランジスタスイッチにより供給される追加の電流の量を制御するように構成されている、
   請求項５記載のコンバータ。
7. 前記共通コントローラは、前記スイッチトキャパシタ回路により供給される電流の量および前記１つ以上のバイパストランジスタにより供給される追加の電流の量をデジタル制御するように構成されている、
   請求項１から６までのいずれか１項記載のコンバータ。
8. 前記コンバータは、前記負荷における前記電圧に対応する値を前記共通コントローラに供給するように構成されたアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）をさらに備え、
   前記共通コントローラは、前記ＡＤＣにより供給される前記値に基づいて、前記スイッチトキャパシタ回路および前記１つ以上のバイパススイッチを制御するように構成されている、
   請求項７記載のコンバータ。
9. 前記共通コントローラは、前記ＡＤＣにより供給される電圧に対応する値が最大閾値を超過したことを判別したことにより、前記１つ以上のバイパストランジスタスイッチをデジタル制御して前記追加の出力電流を供給させるように構成されている、
   請求項８記載のコンバータ。
10. 前記共通コントローラは、前記バイパストランジスタスイッチのうちの少なくとも１つを選択的に閉じるように構成されていることにより、前記１つ以上のバイパストランジスタスイッチに前記追加の出力電流を供給させるように構成されている、
    請求項１から９までのいずれか１項記載のコンバータ。
11. 電圧調整のための方法であって、
    コントローラにより、スイッチトキャパシタ回路と１つ以上のバイパストランジスタスイッチとを備えるコンバータにより出力負荷に供給されるべき総電流値を決定することと、
    コントローラにより、前記コンバータの前記スイッチトキャパシタ回路により供給されるべき、最大電流値より小さい第１の電流値を決定することと、
    コントローラにより、前記コンバータの前記１つ以上のバイパストランジスタスイッチにより供給されるべき、総電流値と前記第１の電流値との差である第２の電流値を決定することと、
    前記第１の電流値を有する前記スイッチトキャパシタ回路から前記出力負荷に電流を供給することと、
    前記第２の電流値を有する前記１つ以上のバイパストランジスタスイッチから前記出力負荷に電流を供給することと、
    を含む方法。
12. 前記総電流値は、前記出力負荷において実質的に一定の電圧を維持するための電流値である、
    請求項１１記載の方法。
13. 前記最大電流値は、前記スイッチトキャパシタ回路の最大出力電流能力である、
    請求項１１または１２記載の方法。
14. 前記スイッチトキャパシタ回路から前記出力負荷に電流を供給することは、前記コントローラが前記スイッチトキャパシタ回路に前記第１の電流値を有する電流を出力させることを含み、
    前記１つ以上のバイパストランジスタスイッチから前記出力負荷に電流を供給することは、前記コントローラが前記１つ以上のバイパストランジスタスイッチに前記第２の電流値を有する電流を出力させることを含む、
    請求項１１から１３までのいずれか１項記載の方法。
15. スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ（ＳＣ−ＤＣＤＣ）コンバータ回路と、
    前記ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ回路の入力側および出力側に跨って互いに並列に接続された１つ以上のバイパストランジスタを含む低ドロップアウト電圧レギュレータ（ＬＤＯ）と、
    前記ＳＣ−ＤＣＤＣおよび前記ＬＤＯに共通のコントローラと、
    を備えるコンバータであって、
    前記コントローラは、前記ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ回路を制御して前記コンバータの出力負荷に電流を供給させるように構成されており、さらに、最大出力能力で動作する前記ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ回路に応じて、前記ＬＤＯを制御して前記ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ回路からの電流を補助するための補助電流を供給させるように構成されている、
    コンバータ。
16. 前記ＬＤＯは、第１の電流値を有する電流を出力するように構成されたベーストランジスタスイッチと、前記第１の電流値の倍数である第２の電流値を有する電流を出力するように構成された少なくとも１つの第２のトランジスタスイッチと、を含む複数のバイパストランジスタスイッチを含み、
    前記ＬＤＯにより供給される電流は、前記複数のバイパストランジスタスイッチの各電流の総和である、
    請求項１５記載のコンバータ。
17. 前記コントローラは、前記複数のバイパストランジスタスイッチのうちの１つ以上を各スイッチング周波数で選択的に閉じさせることにより、前記複数のバイパストランジスタスイッチのうちの１つ以上を選択的に制御するように構成されている、
    請求項１６記載のコンバータ。
18. 最大出力能力で動作する前記ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ回路は、最大出力可能電流を出力する前記ＳＣ−ＤＣＤＣコンバータ回路を含む、
    請求項１７記載のコンバータ。
19. 前記コントローラは、前記ＳＣ−ＤＣＤＣ回路および前記ＬＤＯを制御するように構成されており、これにより、前記コンバータによって前記出力負荷において実質的に電圧が維持される、
    請求項１５から１８までのいずれか１項記載のコンバータ。

Images