JP2021071403A - Rotation angle detector and control system - Google Patents

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Abstract

To provide a rotation angle detector that can reduce an angular error in a detection signal output from a resolver while following the angular change of a detection signal that results from a change in the number of rotations of a load.SOLUTION: A rotation angle detector 100 includes: an RDC circuit 10 for calculating a first angle φ1 on the basis of detection signals S1 and S2 output from a resolver 2; and a filter circuit for calculating a second angle φ2 on the basis of the first angle φ1. A cross angle frequency ω1 determined by a compensation gain G1 of the RDC circuit 10 and a cross angle frequency ω2 determined by a compensation gain G2 of a filter circuit 20 are set so that ω2 is smaller than ω1.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、レゾルバから出力される検出信号に基づいて回転角を検出する回転角検出装置およびそれを備える制御システムに関する。 The present invention relates to a rotation angle detection device that detects a rotation angle based on a detection signal output from a resolver, and a control system including the rotation angle detection device.

レゾルバから出力される検出信号に基づいて、モータ等の回転角を検出する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１の回転角検出装置は、レゾルバから出力されるアナログの検出信号をディジタル信号に変換するＲＤＣ（Ｒｅｓｏｌｖｅｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）回路を備えている。 A technique for detecting the rotation angle of a motor or the like based on a detection signal output from a resolver is known (see, for example, Patent Document 1). The rotation angle detection device of Patent Document 1 includes an RDC (Resolver Digital Converter) circuit that converts an analog detection signal output from a resolver into a digital signal.

特許第４７６３８２１号公報Japanese Patent No. 4763821

レゾルバから出力される検出信号には、レゾルバを構成する部品特性のばらつき等に起因して、周期的な角度誤差が含まれている場合がある。このような周期的な角度誤差は、回転角検出装置によって減衰されることが好ましい。 The detection signal output from the resolver may include a periodic angle error due to variations in the characteristics of the components constituting the resolver and the like. It is preferable that such a periodic angle error is attenuated by the rotation angle detection device.

また、負荷の回転数が周期的に変動することに起因して、レゾルバから出力される検出信号が周期的に角度変動する場合もある。このような負荷の回転数の変動に起因する周期的な角度変動は、実際に生じているものであるため、回転角検出装置によって減衰されないことが好ましい。換言すれば、回転角検出装置の動作は、負荷の回転数の変動に起因する検出信号の周期的な角度変動に追従できることが好ましい。 In addition, the detection signal output from the resolver may periodically fluctuate due to the periodic fluctuation of the load rotation speed. It is preferable that the periodic angle fluctuation caused by the fluctuation of the rotation speed of the load is not attenuated by the rotation angle detection device because it actually occurs. In other words, it is preferable that the operation of the rotation angle detection device can follow the periodic angle fluctuation of the detection signal due to the fluctuation of the rotation speed of the load.

通常、回転角検出装置の備えるＲＤＣ回路の内部において、ディジタル信号は固定小数点形式によって取り扱われる。例えば、ＲＤＣ回路の内部では、フィードバック制御による角度演算が行われており、角度偏差と補償ゲインとの固定小数点形式による乗算が行われる。この乗算の際にオーバーフローが発生すると、ＲＤＣ回路は負荷の回転数の変動に起因する検出信号の周期的な角度変動に追従できなくなる。また、ＲＤＣ回路の内部において角度偏差を算出する際に、角度偏差の値がオーバーフローする場合等についても、同様である。 Normally, the digital signal is handled in the fixed-point format inside the RDC circuit included in the rotation angle detection device. For example, inside the RDC circuit, an angle calculation is performed by feedback control, and the angle deviation and the compensation gain are multiplied in a fixed-point format. If an overflow occurs during this multiplication, the RDC circuit cannot follow the periodic angular fluctuation of the detection signal due to the fluctuation of the load rotation speed. The same applies to the case where the value of the angle deviation overflows when calculating the angle deviation inside the RDC circuit.

ＲＤＣ回路の内部における固定小数点形式の乗算において、オーバーフローが発生しないようにするためには、ＲＤＣ回路の補償ゲインを、当該補償ゲインと角度偏差の最大値との積が固定小数点演算の限界値以下に収まるように設定する必要がある。特に、負荷の回転数の変動に起因する検出信号の周期的な角度変動の振幅が大きい場合には、ＲＤＣ回路の内部のフィードバック制御の追従性を高めて演算時の角度偏差を低減するように、ＲＤＣ回路の補償ゲインを高く設定する必要がある。 In order to prevent overflow in fixed-point multiplication inside the RDC circuit, the product of the compensation gain of the RDC circuit and the maximum value of the angle deviation is less than or equal to the limit value of fixed-point arithmetic. It is necessary to set it so that it fits in. In particular, when the amplitude of the periodic angle fluctuation of the detection signal due to the fluctuation of the load rotation speed is large, the followability of the feedback control inside the RDC circuit is improved and the angle deviation at the time of calculation is reduced. , It is necessary to set the compensation gain of the RDC circuit high.

しかしながら、ＲＤＣ回路の補償ゲインを高く設定すると、ＲＤＣ回路の制御帯域が拡大されるため、レゾルバから出力される検出信号に含まれる周期的な角度誤差を減衰させることが困難になる。 However, if the compensation gain of the RDC circuit is set high, the control band of the RDC circuit is expanded, and it becomes difficult to attenuate the periodic angular error included in the detection signal output from the resolver.

本発明は、上記のような課題を解決するためのものであり、負荷の回転数の変動に起因する検出信号の角度変動に追従しながら、レゾルバから出力される検出信号に含まれる角度誤差を減衰させることができる、回転角検出装置を提供することを目的とする。 The present invention is for solving the above-mentioned problems, and while following the angular fluctuation of the detection signal caused by the fluctuation of the rotation speed of the load, the angle error included in the detection signal output from the resolver can be obtained. It is an object of the present invention to provide a rotation angle detecting device that can be attenuated.

上記の課題を解決するために、本発明に係る回転角検出装置は、レゾルバから出力される検出信号に基づいて第１の角度を算出するＲＤＣ回路と、第１の角度に基づいて第２の角度を算出するフィルタ回路とを備え、ＲＤＣ回路の補償ゲインで決まる交差角周波数ω１と、フィルタ回路の補償ゲインで決まる交差角周波数ω２とは、ω２＜ω１を満たすように設定される。 In order to solve the above problems, the rotation angle detection device according to the present invention includes an RDC circuit that calculates a first angle based on a detection signal output from a resolver, and a second angle based on the first angle. A filter circuit for calculating the angle is provided, and the cross-angle frequency ω1 determined by the compensation gain of the RDC circuit and the cross-angle frequency ω2 determined by the compensation gain of the filter circuit are set so as to satisfy ω2 <ω1.

本発明に係る回転角検出装置によれば、負荷の回転数の変動に起因する検出信号の角度変動に追従しながら、レゾルバから出力される検出信号に含まれる角度誤差を減衰させることができる。 According to the rotation angle detection device according to the present invention, it is possible to attenuate the angle error included in the detection signal output from the resolver while following the angle fluctuation of the detection signal caused by the fluctuation of the rotation speed of the load.

実施の形態１に係る制御システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the control system which concerns on Embodiment 1. FIG. 図１のＲＤＣ回路の内部構成を示す図である。It is a figure which shows the internal structure of the RDC circuit of FIG. 図１のＲＤＣ回路における補償ゲインと第１の角度偏差の最大値との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the compensation gain in the RDC circuit of FIG. 1 and the maximum value of the 1st angle deviation. 図１のフィルタ回路の内部構成を示す図である。It is a figure which shows the internal structure of the filter circuit of FIG. 図１のＲＤＣ回路の開ループの補償ゲインの特性と、図１のフィルタ回路の開ループの補償ゲインの特性とを、同一のボード線図上に描いた図である。The characteristics of the open-loop compensation gain of the RDC circuit of FIG. 1 and the characteristics of the open-loop compensation gain of the filter circuit of FIG. 1 are drawn on the same Bode diagram. 実施の形態２に係るフィルタ回路の内部構成を示す図である。It is a figure which shows the internal structure of the filter circuit which concerns on Embodiment 2. 図６のフィルタ回路の開ループの補償ゲインの特性と、ＲＤＣ回路の開ループの補償ゲインの特性とを、同一のボード線図上に描いた図である。It is the figure which drew the characteristic of the compensation gain of the open loop of the filter circuit of FIG. 6 and the characteristic of the compensation gain of the open loop of an RDC circuit on the same Bode diagram. 実施の形態３に係る制御システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the control system which concerns on Embodiment 3. 図８のコンバータ回路の回路図である。It is a circuit diagram of the converter circuit of FIG. 図８のＲＤＣ回路の開ループの補償ゲインの特性と、図８のフィルタ回路の開ループの補償ゲインの特性とを、同一のボード線図上に描いた図である。The characteristics of the open-loop compensation gain of the RDC circuit of FIG. 8 and the characteristics of the open-loop compensation gain of the filter circuit of FIG. 8 are drawn on the same Bode diagram. 実施の形態１〜３に係る回転角検出装置の各機能を専用のハードウェアである処理回路で実現する場合を示した構成図である。It is a block diagram which showed the case where each function of the rotation angle detection apparatus which concerns on Embodiments 1 to 3 is realized by the processing circuit which is a dedicated hardware. 実施の形態１〜３に係る回転角検出装置の各機能をプロセッサおよびメモリを備えた処理回路により実現する場合を示した構成図である。It is a block diagram which showed the case where each function of the rotation angle detection apparatus which concerns on Embodiments 1 to 3 is realized by the processing circuit provided with a processor and a memory.

以下、添付図面を参照して、本願が開示する回転角検出装置の実施の形態について、詳細に説明する。ただし、以下に示す実施の形態は一例であり、これらの実施の形態によって、本願発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the rotation angle detection device disclosed in the present application will be described in detail with reference to the accompanying drawings. However, the embodiments shown below are examples, and the present invention is not limited to these embodiments.

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る制御システムの構成を示す図である。 Embodiment 1.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a control system according to the first embodiment.

図１の制御システムは、モータ１と、レゾルバ２と、発振器３と、回転角検出装置１００と、制御装置４と、インバータ回路５とを備えている。 The control system of FIG. 1 includes a motor 1, a resolver 2, an oscillator 3, a rotation angle detection device 100, a control device 4, and an inverter circuit 5.

モータ１は、インバータ回路５から出力される三相交流電流によって駆動される。 The motor 1 is driven by a three-phase alternating current output from the inverter circuit 5.

レゾルバ２は、モータ１の回転角θ、より正確にはモータ１の電気角を検出し、発振器３から出力される励磁信号ｓｉｎωｔを用いて、第１の検出信号Ｓ１および第２の検出信号Ｓ２を出力する。第１の検出信号Ｓ１および第２の検出信号Ｓ２は、アナログ信号であり、それぞれ以下のように表される。 The resolver 2 detects the rotation angle θ of the motor 1, more accurately, the electric angle of the motor 1, and uses the excitation signal sinωt output from the oscillator 3 to use the first detection signal S1 and the second detection signal S2. Is output. The first detection signal S1 and the second detection signal S2 are analog signals, and are represented as follows.

Ｓ１＝ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ
Ｓ２＝ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ S1 = sinθ · sinωt
S2 = cosθ · sinωt

発振器３は、励磁信号ｓｉｎωｔを生成し、レゾルバ２および回転角検出装置１００に出力する。 The oscillator 3 generates an excitation signal sinωt and outputs it to the resolver 2 and the rotation angle detection device 100.

回転角検出装置１００は、レゾルバ２から出力される検出信号Ｓ１、Ｓ２、および、発振器３から出力される励磁信号ｓｉｎωｔに基づいて、モータ１の回転角としての第２の角度φ２を検出する。また、回転角検出装置１００は、モータ１の回転速度としての第２の回転速度ｖ２も併せて検出する。 The rotation angle detection device 100 detects the second angle φ2 as the rotation angle of the motor 1 based on the detection signals S1 and S2 output from the resolver 2 and the excitation signal sinωt output from the oscillator 3. The rotation angle detection device 100 also detects the second rotation speed v2 as the rotation speed of the motor 1.

詳細には、回転角検出装置１００は、ＲＤＣ回路１０と、フィルタ回路２０とを含んでいる。 Specifically, the rotation angle detection device 100 includes an RDC circuit 10 and a filter circuit 20.

ＲＤＣ回路１０は、レゾルバ２から出力される検出信号Ｓ１、Ｓ２、および、発振器３から出力される励磁信号ｓｉｎωｔに基づいて、第１の角度φ１を算出する。上述したように、レゾルバ２から出力される検出信号Ｓ１、Ｓ２は、アナログ信号である。これに対して、第１の角度φ１は、固定小数点形式のディジタル信号である。なお、ＲＤＣ回路１０としては、例えば、汎用ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）として提供されているＲＤＣ回路を用いることができる。あるいは、ＲＤＣ回路１０としては、汎用マイクロコンピュータまたは汎用ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）に内蔵されているＲＤＣ回路を用いることもできる。 The RDC circuit 10 calculates the first angle φ1 based on the detection signals S1 and S2 output from the resolver 2 and the excitation signal sinωt output from the oscillator 3. As described above, the detection signals S1 and S2 output from the resolver 2 are analog signals. On the other hand, the first angle φ1 is a fixed-point digital signal. As the RDC circuit 10, for example, an RDC circuit provided as a general-purpose IC (Integrated Circuit) can be used. Alternatively, as the RDC circuit 10, an RDC circuit built in a general-purpose microcomputer or a general-purpose DSP (Digital Signal Processor) can also be used.

フィルタ回路２０は、ＲＤＣ回路１０によって算出される第１の角度φ１をフィルタリングして、第２の角度φ２を算出する。また、フィルタ回路２０は、第２の回転速度ｖ２も併せて算出する。第２の角度φ２および第２の回転速度ｖ２は、固定小数点形式または浮動小数点形式のディジタル信号である。なお、フィルタ回路２０としては、例えば、汎用マイクロコンピュータあるいはＤＳＰにプログラミングされたＰＬＬ型のフィルタを用いることができる。 The filter circuit 20 filters the first angle φ1 calculated by the RDC circuit 10 to calculate the second angle φ2. The filter circuit 20 also calculates the second rotation speed v2. The second angle φ2 and the second rotation speed v2 are fixed-point or floating-point digital signals. As the filter circuit 20, for example, a general-purpose microcomputer or a PLL-type filter programmed in a DSP can be used.

制御装置４は、回転角検出装置１００から出力される第２の角度φ２および第２の回転速度ｖ２に基づいて、インバータ回路５を制御することによって、モータ１の回転を制御する。なお、制御装置４は、例えばマイクロコンピュータによって構成されており、フィルタ回路２０と一体であってよい。 The control device 4 controls the rotation of the motor 1 by controlling the inverter circuit 5 based on the second angle φ2 and the second rotation speed v2 output from the rotation angle detection device 100. The control device 4 is composed of, for example, a microcomputer, and may be integrated with the filter circuit 20.

インバータ回路５は、制御装置４から出力される制御信号に基づいて、図示しない直流電源から入力される直流電流を三相の交流電流に変換し、その交流電流をモータ１に供給する。 Based on the control signal output from the control device 4, the inverter circuit 5 converts a DC current input from a DC power supply (not shown) into a three-phase AC current, and supplies the AC current to the motor 1.

次に、実施の形態１に係る回転角検出装置１００に含まれるＲＤＣ回路１０およびフィルタ回路２０の詳細な構成について説明する。 Next, a detailed configuration of the RDC circuit 10 and the filter circuit 20 included in the rotation angle detection device 100 according to the first embodiment will be described.

図２は、図１のＲＤＣ回路１０の内部構成を示す図である。ＲＤＣ回路１０は、第１の乗算器１１と、第２の乗算器１２と、減算器１３と、比較器１４と、同期検波回路１５と、第１の補償器１６と、第１の積分器１７とを備えている。 FIG. 2 is a diagram showing an internal configuration of the RDC circuit 10 of FIG. The RDC circuit 10 includes a first multiplier 11, a second multiplier 12, a subtractor 13, a comparator 14, a synchronous detection circuit 15, a first compensator 16, and a first integrator. It is equipped with 17.

第１の乗算器１１は、レゾルバ２から入力される第１の検出信号Ｓ１＝ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔに対して、ｃｏｓφ１を乗算する。第１の乗算器１１は、乗算結果をアナログ信号として出力する。 The first multiplier 11 multiplies the first detection signal S1 = cosθ · sinωt input from the resolver 2 by cosφ1. The first multiplier 11 outputs the multiplication result as an analog signal.

第２の乗算器１２は、レゾルバ２から入力される第２の検出信号Ｓ２＝ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔに対して、ｓｉｎφ１を乗算する。第２の乗算器１２は、乗算結果をアナログ信号として出力する。 The second multiplier 12 multiplies the second detection signal S2 = sinθ · sinωt input from the resolver 2 by sinφ1. The second multiplier 12 outputs the multiplication result as an analog signal.

減算器１３は、第１の乗算器１１の出力から、第２の乗算器１２の出力を減算する。したがって、減算器１３から出力されるアナログ信号は、以下のように表される。 The subtractor 13 subtracts the output of the second multiplier 12 from the output of the first multiplier 11. Therefore, the analog signal output from the subtractor 13 is represented as follows.

ｓｉｎωｔ（ｓｉｎθ・ｃｏｓφ１−ｃｏｓθ・ｓｉｎφ１）
＝ｓｉｎωｔ・ｓｉｎ（θ−φ１） sinωt (sinθ ・ cosφ1-cosθ ・ sinφ1)
= Sinωt ・ sin (θ−φ1)

比較器１４は、減算器１３から出力されるアナログ信号を、固定小数点形式のディジタル信号に変換する。 The comparator 14 converts the analog signal output from the subtractor 13 into a fixed-point digital signal.

同期検波回路１５は、比較器１４から出力される固定小数点形式のディジタル信号を、発振器３から入力される励磁信号ｓｉｎωｔを参照して同期検波し、第１の角度偏差ε１を出力する。第１の角度偏差ε１は、固定小数点形式のディジタル信号であり、以下のように表される。 The synchronous detection circuit 15 synchronously detects the fixed-point digital signal output from the comparator 14 with reference to the excitation signal sinωt input from the oscillator 3, and outputs the first angular deviation ε1. The first angle deviation ε1 is a fixed-point digital signal and is expressed as follows.

ε１＝ｓｉｎ（θ−φ１） ε1 = sin (θ−φ1)

第１の補償器１６は、第１の角度偏差ε１が０になるように動作する。第１の補償器１６の出力ｖ１は、固定小数点形式のディジタル信号である。 The first compensator 16 operates so that the first angle deviation ε1 becomes zero. The output v1 of the first compensator 16 is a fixed-point digital signal.

第１の積分器１７は、第１の補償器１６の出力ｖ１を積分し、第１の角度φ１を出力する。上述したように、第１の補償器１６は、第１の角度偏差ε１＝ｓｉｎ（θ−φ１）が０になるように動作する。したがって、θ＝φ１となる。 The first integrator 17 integrates the output v1 of the first compensator 16 and outputs the first angle φ1. As described above, the first compensator 16 operates so that the first angle deviation ε1 = sin (θ−φ1) becomes 0. Therefore, θ = φ1.

本実施の形態１において、ＲＤＣ回路１０における比較器１４以降の演算は、全て固定小数点形式のディジタル演算によって行われる。 In the first embodiment, all the operations after the comparator 14 in the RDC circuit 10 are performed by a fixed-point digital operation.

特に、第１の補償器１６では、補償ゲインと第１の角度偏差ε１との固定小数点形式による乗算が行われる。先述したように、この乗算の際にオーバーフローが発生すると、ＲＤＣ回路１０はモータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動に追従できなくなる。 In particular, in the first compensator 16, the compensation gain and the first angle deviation ε1 are multiplied in a fixed-point format. As described above, if an overflow occurs during this multiplication, the RDC circuit 10 cannot follow the periodic angle fluctuations of the detection signals S1 and S2 caused by the fluctuation of the rotation speed of the motor 1.

第１の補償器１６における固定小数点形式の乗算において、オーバーフローが発生しないようにするためには、ＲＤＣ回路１０の補償ゲインを、当該補償ゲインと第１の角度偏差ε１の最大値との積が固定小数点演算の限界値以下に収まるように、設定する必要がある。 In order to prevent overflow in the fixed-point multiplication in the first compensator 16, the compensation gain of the RDC circuit 10 is the product of the compensation gain and the maximum value of the first angle deviation ε1. It is necessary to set it so that it falls below the limit value of fixed-point arithmetic.

図３は、ＲＤＣ回路１０における補償ゲインと第１の角度偏差ε１の最大値との関係を示す図である。図３において、曲線Ａよりも下の領域は、補償ゲインと第１の角度偏差ε１の最大値との積が固定小数点演算の限界値以下に収まる範囲である。 FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the compensation gain in the RDC circuit 10 and the maximum value of the first angle deviation ε1. In FIG. 3, the region below the curve A is the range in which the product of the compensation gain and the maximum value of the first angle deviation ε1 is within the limit value of the fixed-point arithmetic.

また、直線Ｂは、モータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動の振幅が小さい場合における、補償ゲインと第１の角度偏差ε１の最大値との積の軌跡の一例を示している。一方、直線Ｃは、モータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動の振幅が大きい場合における、補償ゲインと第１の角度偏差ε１の最大値との積の軌跡の一例を示している。 Further, the straight line B is the product of the compensation gain and the maximum value of the first angle deviation ε1 when the amplitude of the periodic angle fluctuations of the detection signals S1 and S2 caused by the fluctuation of the rotation speed of the motor 1 is small. An example of the trajectory is shown. On the other hand, the straight line C is the product of the compensation gain and the maximum value of the first angle deviation ε1 when the amplitude of the periodic angle fluctuations of the detection signals S1 and S2 due to the fluctuation of the rotation speed of the motor 1 is large. An example of the trajectory is shown.

ただし、直線Ｂ、Ｃは、「補償ゲインが増加するほど、モータ１の回転数の変動に起因する検出信号の角度変動に対する追従性が高まり、角度偏差の最大値も減少する」という傾向を模式的に示したものにすぎない。したがって、実際の積の軌跡が厳密に直線になるわけではない。 However, the straight lines B and C schematically show a tendency that "as the compensation gain increases, the followability of the detection signal due to the fluctuation of the rotation speed of the motor 1 increases and the maximum value of the angle deviation also decreases". It is just an indication. Therefore, the locus of the actual product is not exactly a straight line.

直線Ｂの場合、すなわちモータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動の振幅が小さい場合には、補償ゲインをＧｂのように低く設定したとしても、ＲＤＣ回路１０は検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動に追従することができる。 In the case of the straight line B, that is, when the amplitude of the periodic angle fluctuation of the detection signals S1 and S2 due to the fluctuation of the rotation speed of the motor 1 is small, even if the compensation gain is set as low as Gb, the RDC circuit. 10 can follow the periodic angle fluctuations of the detection signals S1 and S2.

これに対して、直線Ｃの場合、すなわちモータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動の振幅が大きい場合には、補償ゲインをＧｃのように高く設定しないと、ＲＤＣ回路１０は検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動に追従することができない。 On the other hand, in the case of the straight line C, that is, when the amplitude of the periodic angle fluctuation of the detection signals S1 and S2 due to the fluctuation of the rotation speed of the motor 1 is large, the compensation gain is not set as high as Gc. The RDC circuit 10 cannot follow the periodic angle fluctuations of the detection signals S1 and S2.

本実施の形態１では、モータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動の振幅が大きい場合に対応するために、ＲＤＣ回路１０の補償ゲインをＧｃのように高く設定する。 In the first embodiment, the compensation gain of the RDC circuit 10 is set to Gc in order to cope with the case where the amplitude of the periodic angle fluctuation of the detection signals S1 and S2 due to the fluctuation of the rotation speed of the motor 1 is large. Set high.

しかしながら、先述したように、ＲＤＣ回路１０の補償ゲインを高く設定すると、ＲＤＣ回路１０の制御帯域が拡大される。そのため、ＲＤＣ回路１０において、レゾルバ２から出力される検出信号Ｓ１、Ｓ２に含まれる周期的な角度誤差を減衰させることが困難になる。 However, as described above, if the compensation gain of the RDC circuit 10 is set high, the control band of the RDC circuit 10 is expanded. Therefore, in the RDC circuit 10, it becomes difficult to attenuate the periodic angle error included in the detection signals S1 and S2 output from the resolver 2.

この問題に対処するために、本実施の形態１では、ＲＤＣ回路１０の後段に設けられたフィルタ回路２０によって、レゾルバ２から出力される検出信号Ｓ１、Ｓ２に含まれる周期的な角度誤差を減衰させる。 In order to deal with this problem, in the first embodiment, the filter circuit 20 provided in the subsequent stage of the RDC circuit 10 attenuates the periodic angle error included in the detection signals S1 and S2 output from the resolver 2. Let me.

図４は、図１のフィルタ回路２０の内部構成を示す図である。フィルタ回路２０は、ＰＬＬ型のフィルタ回路である。フィルタ回路２０は、角度偏差算出器２１と、第２の補償器２２と、第２の積分器２３とを備えている。フィルタ回路２０は、２型の制御系である。 FIG. 4 is a diagram showing an internal configuration of the filter circuit 20 of FIG. The filter circuit 20 is a PLL type filter circuit. The filter circuit 20 includes an angle deviation calculator 21, a second compensator 22, and a second integrator 23. The filter circuit 20 is a type 2 control system.

なお、フィルタ回路２０の内部における全ての演算は、ＲＤＣ回路１０よりもビット数の多い固定小数点演算によって行われる。あるいは、フィルタ回路２０の内部における全ての演算は、浮動小数点演算によって行われる。 All the operations inside the filter circuit 20 are performed by fixed-point operations having a larger number of bits than the RDC circuit 10. Alternatively, all operations inside the filter circuit 20 are performed by floating point operations.

角度偏差算出器２１は、ＲＤＣ回路１０から入力される第１の角度φ１と、第２の積分器２３から出力される第２の角度φ２とから、以下の式に従って、第２の角度偏差ε２を算出する。 The angle deviation calculator 21 has a second angle deviation ε2 according to the following equation from the first angle φ1 input from the RDC circuit 10 and the second angle φ2 output from the second integrator 23. Is calculated.

ε２＝ｓｉｎφ１・ｃｏｓφ２−ｃｏｓφ１・ｓｉｎφ２
＝ｓｉｎ（φ１−φ２） ε2 = sinφ1 ・ cosφ2-cosφ1 ・ sinφ2
= Sin (φ1-φ2)

代替的には、角度偏差算出器２１は、ＲＤＣ回路１０から入力される第１の角度φ１と、第２の積分器２３から出力される第２の角度φ２とから、以下の式に従って、第２の角度偏差ε２を算出する。 Alternatively, the angle deviation calculator 21 has a first angle φ1 input from the RDC circuit 10 and a second angle φ2 output from the second integrator 23 according to the following equation. Calculate the angle deviation ε2 of 2.

ε２＝φ１−φ２ ε2 = φ1-φ2

第２の補償器２２は、第２の角度偏差ε２が０になるように動作する。また、本実施の形態１では、第２の補償器２２の後段に、第２の積分器２３が接続されている。したがって、物理的には、第２の補償器２２の出力ｖ２は、モータ１の回転速度に相当する。 The second compensator 22 operates so that the second angle deviation ε2 becomes zero. Further, in the first embodiment, the second integrator 23 is connected to the subsequent stage of the second compensator 22. Therefore, physically, the output v2 of the second compensator 22 corresponds to the rotation speed of the motor 1.

第２の積分器２３は、第２の補償器２２の出力ｖ２を積分し、第２の角度φ２を出力する。上述したように、第２の補償器２２は、第２の角度偏差ε２＝ｓｉｎ（φ１−φ２）あるいはε２＝φ１−φ２が０になるように動作する。したがって、φ１＝φ２となる。 The second integrator 23 integrates the output v2 of the second compensator 22 and outputs the second angle φ2. As described above, the second compensator 22 operates so that the second angle deviation ε2 = sin (φ1-φ2) or ε2 = φ1-φ2 becomes 0. Therefore, φ1 = φ2.

ここで、ＲＤＣ回路１０およびフィルタ回路２０における、補償ゲインの角周波数特性の設定方法について説明する。 Here, a method of setting the angular frequency characteristic of the compensation gain in the RDC circuit 10 and the filter circuit 20 will be described.

先述したように、レゾルバ２から出力される検出信号Ｓ１、Ｓ２には、レゾルバ２を構成する部品特性のばらつき等に起因して、周期的な角度誤差が含まれている場合がある。このような周期的な角度誤差は、回転角検出装置１００の内部において減衰されることが好ましい。 As described above, the detection signals S1 and S2 output from the resolver 2 may include a periodic angle error due to variations in the characteristics of the components constituting the resolver 2. It is preferable that such a periodic angle error is attenuated inside the rotation angle detection device 100.

また、モータ１の回転数が周期的に変動することに起因して、レゾルバ２から出力される検出信号Ｓ１、Ｓ２が周期的に角度変動する場合もある。このようなモータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動は、実際に生じているものであるため、回転角検出装置１００の内部において減衰されないことが好ましい。換言すれば、回転角検出装置１００の動作は、モータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動に追従できることが好ましい。 Further, the detection signals S1 and S2 output from the resolver 2 may periodically fluctuate due to the periodic fluctuation of the rotation speed of the motor 1. Since the periodic angle fluctuations of the detection signals S1 and S2 caused by such fluctuations in the rotation speed of the motor 1 actually occur, it is preferable that they are not attenuated inside the rotation angle detection device 100. In other words, it is preferable that the operation of the rotation angle detection device 100 can follow the periodic angle fluctuations of the detection signals S1 and S2 caused by the fluctuation of the rotation speed of the motor 1.

これ以降、モータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動の角周波数をωｆで表すことにする。 Hereinafter, the angular frequency of the periodic angular fluctuation of the detection signals S1 and S2 due to the fluctuation of the rotation speed of the motor 1 will be represented by ωf.

図５は、ＲＤＣ回路１０の開ループの補償ゲインＧ１の特性と、フィルタ回路２０の開ループの補償ゲインＧ２の特性とを、同一のボード線図上に描いた図である。 FIG. 5 is a diagram in which the characteristics of the open-loop compensation gain G1 of the RDC circuit 10 and the characteristics of the open-loop compensation gain G2 of the filter circuit 20 are drawn on the same Bode diagram.

まず、ＲＤＣ回路１０は、モータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動に追従できる必要がある。そのため、ＲＤＣ回路１０の補償ゲインＧ１の交差角周波数ω１は、以下の関係式を満たすように設定される。 First, the RDC circuit 10 needs to be able to follow the periodic angle fluctuations of the detection signals S1 and S2 caused by the fluctuation of the rotation speed of the motor 1. Therefore, the cross-angle frequency ω1 of the compensation gain G1 of the RDC circuit 10 is set so as to satisfy the following relational expression.

ωｆ＜ω１ ωf <ω1

また、フィルタ回路２０は、モータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動に追従できる必要がある。すなわち、フィルタ回路２０は、角周波数ωｆの角度変動に追従できる必要がある。さらに、フィルタ回路２０は、ＲＤＣ回路１０によって減衰させることのできなかった、レゾルバ２から出力される検出信号Ｓ１、Ｓ２に含まれる周期的な角度誤差を減衰させる必要がある。そのため、フィルタ回路２０の補償ゲインＧ２の交差角周波数ω２は、以下の関係式を満たすように設定される。 Further, the filter circuit 20 needs to be able to follow the periodic angle fluctuations of the detection signals S1 and S2 caused by the fluctuation of the rotation speed of the motor 1. That is, the filter circuit 20 needs to be able to follow the angular fluctuation of the angular frequency ωf. Further, the filter circuit 20 needs to attenuate the periodic angular error included in the detection signals S1 and S2 output from the resolver 2, which could not be attenuated by the RDC circuit 10. Therefore, the cross-angle frequency ω2 of the compensation gain G2 of the filter circuit 20 is set so as to satisfy the following relational expression.

ωｆ＜ω２＜ω１ ωf <ω2 <ω1

なお、オーバーフローしつつ動作するＲＤＣ回路１０は、交差角周波数という概念を持たずに、制御パラメータ設計される場合がある。この場合は、例えばゲインが−３ｄＢ以下となる角周波数までを制御帯域として設定され、これが上述の交差角周波数に相当する。すなわち、この角周波数以下が制御可能な領域である。ただし、オーバーフローしているＲＤＣ回路１０は、入力振幅が増加するほど制御帯域は低下してしまい、前提条件が定まっていなければ、ωｆ＜ω２＜ω１の式が成立しない。そのため、ここでは入力振幅が１ｄｅｇ以下といった小さい変動に対する制御帯域を前提とする。 The RDC circuit 10 that operates while overflowing may be designed with control parameters without having the concept of the crossing angular frequency. In this case, for example, a control band is set up to an angular frequency at which the gain is -3 dB or less, which corresponds to the above-mentioned cross-angle frequency. That is, the region below this angular frequency is controllable. However, in the overflowing RDC circuit 10, the control band decreases as the input amplitude increases, and the equation ωf <ω2 <ω1 does not hold unless the preconditions are determined. Therefore, here, a control band for small fluctuations such as an input amplitude of 1 deg or less is assumed.

次に、本実施の形態１に係る回転角検出装置１００の動作について説明する。 Next, the operation of the rotation angle detection device 100 according to the first embodiment will be described.

図１に示されるように、レゾルバ２から出力される検出信号Ｓ１、Ｓ２は、回転角検出装置１００のＲＤＣ回路１０に入力される。 As shown in FIG. 1, the detection signals S1 and S2 output from the resolver 2 are input to the RDC circuit 10 of the rotation angle detection device 100.

図５に示されるように、ＲＤＣ回路１０の補償ゲインＧ１の交差角周波数ω１は、モータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動の角周波数ωｆよりも高く設定されている。また、上述したように、ＲＤＣ回路１０に含まれる第１の補償器１６において、補償ゲインは、当該補償ゲインと第１の角度偏差ε１の最大値との積が固定小数点演算の限界値以下に収まるように設定されている。したがって、ＲＤＣ回路１０は、モータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動に追従することができる。 As shown in FIG. 5, the cross-angle frequency ω1 of the compensation gain G1 of the RDC circuit 10 is higher than the angular frequency ωf of the periodic angle fluctuations of the detection signals S1 and S2 caused by the fluctuation of the rotation speed of the motor 1. It is set. Further, as described above, in the first compensator 16 included in the RDC circuit 10, the product of the compensation gain and the maximum value of the first angle deviation ε1 is equal to or less than the limit value of the fixed-point arithmetic. It is set to fit. Therefore, the RDC circuit 10 can follow the periodic angle fluctuations of the detection signals S1 and S2 caused by the fluctuation of the rotation speed of the motor 1.

図１に戻って、ＲＤＣ回路１０によって算出された第１の角度φ１は、フィルタ回路２０に入力される。 Returning to FIG. 1, the first angle φ1 calculated by the RDC circuit 10 is input to the filter circuit 20.

図５に示されるように、フィルタ回路２０の補償ゲインＧ２の交差角周波数ω２は、モータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動の角周波数ωｆよりも高く設定されている。したがって、フィルタ回路２０は、モータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動に追従することができる。 As shown in FIG. 5, the cross-angle frequency ω2 of the compensation gain G2 of the filter circuit 20 is higher than the angular frequency ωf of the periodic angle fluctuations of the detection signals S1 and S2 caused by the fluctuation of the rotation speed of the motor 1. It is set. Therefore, the filter circuit 20 can follow the periodic angular fluctuations of the detection signals S1 and S2 caused by the fluctuations in the rotation speed of the motor 1.

また、フィルタ回路２０の補償ゲインＧ２の交差角周波数ω２は、ＲＤＣ回路１０の補償ゲインＧ１の交差角周波数ω１よりも低く設定されている。したがって、フィルタ回路２０は、ＲＤＣ回路１０によって減衰させることのできなかった、レゾルバ２から出力される検出信号Ｓ１、Ｓ２に含まれる周期的な角度誤差を減衰させることができる。 Further, the cross-angle frequency ω2 of the compensation gain G2 of the filter circuit 20 is set lower than the cross-angle frequency ω1 of the compensation gain G1 of the RDC circuit 10. Therefore, the filter circuit 20 can attenuate the periodic angular error included in the detection signals S1 and S2 output from the resolver 2, which could not be attenuated by the RDC circuit 10.

以上説明したように、本実施の形態１に係る回転角検出装置１００は、レゾルバ２から出力される検出信号Ｓ１、Ｓ２に基づいて第１の角度φ１を算出するＲＤＣ回路１０と、第１の角度φ１に基づいて第２の角度φ２を算出するフィルタ回路２０とを備えている。そして、ＲＤＣ回路１０の補償ゲインＧ１の交差角周波数ω１と、フィルタ回路２０の補償ゲインＧ２の交差角周波数ω２とは、ω２＜ω１の関係式を満たすように設定されている。 As described above, the rotation angle detection device 100 according to the first embodiment includes the RDC circuit 10 that calculates the first angle φ1 based on the detection signals S1 and S2 output from the resolver 2, and the first It is provided with a filter circuit 20 that calculates a second angle φ2 based on the angle φ1. The cross-angle frequency ω1 of the compensation gain G1 of the RDC circuit 10 and the cross-angle frequency ω2 of the compensation gain G2 of the filter circuit 20 are set so as to satisfy the relational expression of ω2 <ω1.

上記の特徴により、本実施の形態１に係る回転角検出装置１００は、モータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動に追従しながら、レゾルバ２から出力される検出信号Ｓ１、Ｓ２に含まれる周期的な角度誤差を減衰させることができる。 Due to the above characteristics, the rotation angle detection device 100 according to the first embodiment is output from the resolver 2 while following the periodic angle fluctuations of the detection signals S1 and S2 caused by the fluctuation of the rotation speed of the motor 1. It is possible to attenuate the periodic angle error included in the detection signals S1 and S2.

また、交差角周波数ω１および交差角周波数ω２は、モータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動の角周波数をωｆとして、ωｆ＜ω２＜ω１を満たすように設定されている。これにより、モータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動により確実に追従することができる。 Further, the crossing angle frequency ω1 and the crossing angle frequency ω2 satisfy ωf <ω2 <ω1 with the angular frequency of the periodic angle fluctuation of the detection signals S1 and S2 caused by the fluctuation of the rotation speed of the motor 1 as ωf. It is set. As a result, it is possible to reliably follow the periodic angle fluctuations of the detection signals S1 and S2 caused by the fluctuation of the rotation speed of the motor 1.

また、ＲＤＣ回路１０の内部において、ディジタル信号は、固定小数点形式によって取り扱われる。そして、ＲＤＣ回路１０の補償ゲインＧ１は、当該補償ゲインＧ１と第１の角度偏差ε１の最大値との積が固定小数点演算の限界値以下に収まるように設定されている。これにより、回転角検出装置１００は、モータ１の回転数の変動に起因する検出信号Ｓ１、Ｓ２の周期的な角度変動により確実に追従することができる。特に、モータ１の回転数の変動によって生じる角度変動に対して、ＲＤＣ回路１０の補償ゲインＧ１と第１の角度偏差ε１の最大値との積が固定小数点演算の限界値以下に設定されるようにすることで、回転角検出装置１００の角度変動への追従性をより確保しやすくし、後段のフィルタ回路２０によって角度誤差の変動を抑制可能となる。 Also, inside the RDC circuit 10, digital signals are handled in a fixed-point format. The compensation gain G1 of the RDC circuit 10 is set so that the product of the compensation gain G1 and the maximum value of the first angle deviation ε1 is within the limit value of the fixed-point arithmetic. As a result, the rotation angle detection device 100 can reliably follow the periodic angle fluctuations of the detection signals S1 and S2 caused by the fluctuation of the rotation speed of the motor 1. In particular, the product of the compensation gain G1 of the RDC circuit 10 and the maximum value of the first angle deviation ε1 is set to be equal to or less than the limit value of the fixed-point arithmetic with respect to the angle fluctuation caused by the fluctuation of the rotation speed of the motor 1. By doing so, it becomes easier to secure the followability of the rotation angle detection device 100 to the angle fluctuation, and the fluctuation of the angle error can be suppressed by the filter circuit 20 in the subsequent stage.

また、フィルタ回路２０は、ＰＬＬ型のフィルタ回路である。そのため、フィルタ回路２０によって算出される第２の角度φ２は、ＲＤＣ回路１０によって算出される第１の角度φ１に対して角度偏差がゼロになるように制御される。これにより、ＲＤＣ回路１０の後段にフィルタ回路２０を追加することによる回転角検出装置１００の位相遅れを小さく抑えることができる。 Further, the filter circuit 20 is a PLL type filter circuit. Therefore, the second angle φ2 calculated by the filter circuit 20 is controlled so that the angle deviation becomes zero with respect to the first angle φ1 calculated by the RDC circuit 10. As a result, the phase delay of the rotation angle detection device 100 due to the addition of the filter circuit 20 after the RDC circuit 10 can be suppressed to a small value.

また、フィルタ回路２０は、第２の補償器２２と、第２の補償器２２の後段に接続される第２の積分器２３とから構成される。第２の補償器２２は、自身の出力を第２の回転速度ｖ２として出力する、これにより、回転速度を求める回路を別途設ける必要がなくなる。 Further, the filter circuit 20 includes a second compensator 22 and a second integrator 23 connected to the subsequent stage of the second compensator 22. The second compensator 22 outputs its own output as the second rotation speed v2, so that it is not necessary to separately provide a circuit for obtaining the rotation speed.

なお、本実施の形態１では、ＲＤＣ回路１０の内部において、補償ゲインＧ１と第１の角度偏差ε１との固定小数点形式による乗算時に、オーバーフローが発生する場合について説明した。しかしながら、ＲＤＣ回路１０の内部の他の箇所においてオーバーフローが発生する場合についても、同様である。例えば、第１の角度偏差ε１が１ｂｉｔの固定小数点形式で表現される場合、すなわち０または１のみによって表現される場合についても、同様である。 In the first embodiment, a case where an overflow occurs when the compensation gain G1 and the first angle deviation ε1 are multiplied by the fixed-point format inside the RDC circuit 10 has been described. However, the same applies to the case where an overflow occurs at another location inside the RDC circuit 10. For example, the same applies to the case where the first angle deviation ε1 is expressed in the fixed-point format of 1 bit, that is, when it is expressed only by 0 or 1.

実施の形態２．
実施の形態２に係る回転角検出装置について説明する。本実施の形態２に係る回転角検出装置は、実施の形態１で用いた２型の制御系のフィルタ回路２０に代えて、３型の制御系のフィルタ回路２２０を備えている。その他の構成については、実施の形態１と同一であるため、詳細な説明は省略する。 Embodiment 2.
The rotation angle detection device according to the second embodiment will be described. The rotation angle detection device according to the second embodiment includes a filter circuit 220 of the type 3 control system instead of the filter circuit 20 of the type 2 control system used in the first embodiment. Since other configurations are the same as those in the first embodiment, detailed description thereof will be omitted.

図６は、本実施の形態２に係る回転角検出装置に適用されるフィルタ回路２２０の内部構成を示す図である。フィルタ回路２２０は、ＰＬＬ型のフィルタ回路であり、実施の形態１で用いた第２の補償器２２に代えて、第３の補償器２２２を備えている。 FIG. 6 is a diagram showing an internal configuration of a filter circuit 220 applied to the rotation angle detection device according to the second embodiment. The filter circuit 220 is a PLL type filter circuit, and includes a third compensator 222 instead of the second compensator 22 used in the first embodiment.

第３の補償器２２２は、２段接続されたＰＩ型の補償器であり、その伝達関数Ｈ（ｓ）は、以下のように表される。 The third compensator 222 is a PI type compensator connected in two stages, and its transfer function H (s) is expressed as follows.

Ｈ（ｓ）＝Ｋ（１＋ｓＴ１）（１＋ｓＴ２）／ｓ２ H (s) = K (1 + sT1) (1 + sT2) / s 2

ただし、上式において、Ｋは比例定数、Ｔ１およびＴ２は時定数、ｓはラプラス演算子である。 However, in the above equation, K is a proportionality constant, T1 and T2 are time constants, and s is a Laplace operator.

図７は、フィルタ回路２２０の開ループの補償ゲインＧ３の特性と、ＲＤＣ回路１０の開ループの補償ゲインＧ１の特性とを、同一のボード線図上に描いた図である。この図において、フィルタ回路２２０の２つの折れ点角周波数ω３、ω４は、それぞれ以下のように定義される。 FIG. 7 is a diagram in which the characteristics of the open-loop compensation gain G3 of the filter circuit 220 and the characteristics of the open-loop compensation gain G1 of the RDC circuit 10 are drawn on the same Bode diagram. In this figure, the two break point angular frequencies ω3 and ω4 of the filter circuit 220 are defined as follows, respectively.

ω３＝１／Ｔ１
ω４＝１／Ｔ２ ω3 = 1 / T1
ω4 = 1 / T2

図７から見てとれるように、２つの折れ点角周波数ω３、ω４は、フィルタ回路２２０の交差角周波数ω２よりも低周波側に位置するように設定されている。これにより、フィルタ回路２２０の低周波側の補償ゲインＧ３の傾きは、−６０ｄＢ／ｄｅｃとなる。 As can be seen from FIG. 7, the two break point angle frequencies ω3 and ω4 are set to be located on the lower frequency side than the intersection angle frequency ω2 of the filter circuit 220. As a result, the slope of the compensation gain G3 on the low frequency side of the filter circuit 220 becomes −60 dB / dec.

本実施の形態２では、フィルタ回路２２０を３型の制御系とすることにより、その開ループの補償ゲインＧ３の特性の低周波側の傾きを−６０ｄＢ／ｄｅｃに設定している。そのため、モータ１の回転が加速する場合において、フィルタ回路２２０によって算出される第３の回転角φ３は、ＲＤＣ回路１０によって算出される第１の角度φ１に対して定常偏差がゼロになるように制御される。これにより、ＲＤＣ回路１０の後段にフィルタ回路２２０を追加することによる回転角検出装置の位相遅れをさらに小さく抑えることができる。 In the second embodiment, by using the filter circuit 220 as a type 3 control system, the inclination of the characteristic of the compensation gain G3 of the open loop on the low frequency side is set to −60 dB / dec. Therefore, when the rotation of the motor 1 accelerates, the third rotation angle φ3 calculated by the filter circuit 220 has a steady deviation of zero with respect to the first angle φ1 calculated by the RDC circuit 10. Be controlled. As a result, the phase delay of the rotation angle detection device due to the addition of the filter circuit 220 after the RDC circuit 10 can be further suppressed.

また、本実施の形態２では、第３の補償器２２２は、以下の式に従って算出される値を、第３の回転速度ｖ３として出力する。 Further, in the second embodiment, the third compensator 222 outputs a value calculated according to the following equation as the third rotation speed v3.

ｖ３＝Ｋ（１＋ｓＴ１＋ｓＴ２）／ｓ２ v3 = K (1 + sT1 + sT2) / s 2

上述したように、第３の補償器２２２は、２段接続されたＰＩ型の補償器であり、１段目の補償器の出力が２段目の補償器の入力に接続されている。 As described above, the third compensator 222 is a PI type compensator connected in two stages, and the output of the first stage compensator is connected to the input of the second stage compensator.

このとき、１段目の補償器の出力ＯＵＴ１は、以下の式によって表される。 At this time, the output OUT1 of the first-stage compensator is expressed by the following equation.

ＯＵＴ１＝ε２×Ｋｐ１＋Ｉ１（ｎ） OUT1 = ε2 × Kp1 + I1 (n)

ただし、上式において、Ｋｐ１は１段目の補償器の比例ゲインである。また、Ｉ１（ｎ）は、１段目の補償器の現在のクロックにおける積分要素であり、以下の式によって表される。 However, in the above equation, Kp1 is the proportional gain of the first-stage compensator. Further, I1 (n) is an integrating element in the current clock of the first-stage compensator, and is expressed by the following equation.

Ｉ１（ｎ）＝ε２×Ｋｉ１×Ｔ＋Ｉ１（ｎ−１） I1 (n) = ε2 × Ki1 × T + I1 (n-1)

ただし、上式において、Ｋｉ１は１段目の補償器の積分ゲイン、Ｔは離散演算周期である。また、Ｉ１（ｎ−１）は、１段目の補償器の前回のクロックにおける積分要素である。 However, in the above equation, Ki1 is the integrated gain of the first-stage compensator, and T is the discrete arithmetic period. Further, I1 (n-1) is an integrating element in the previous clock of the first-stage compensator.

また、２段目の補償器の出力ＯＵＴ２は、以下の式によって表される。 The output OUT2 of the second-stage compensator is represented by the following equation.

ＯＵＴ２＝ＯＵＴ１×Ｋｐ２＋Ｉ２（ｎ） OUT2 = OUT1 × Kp2 + I2 (n)

ただし、上式において、Ｋｐ２は２段目の補償器の比例ゲインである。また、Ｉ２（ｎ）は、２段目の補償器の現在のクロックにおける積分要素であり、以下の式によって表される。 However, in the above equation, Kp2 is the proportional gain of the second-stage compensator. Further, I2 (n) is an integrating element in the current clock of the second-stage compensator, and is expressed by the following equation.

Ｉ２（ｎ）＝ＯＵＴ１×Ｋｉ２×Ｔ＋Ｉ２（ｎ−１） I2 (n) = OUT1 x Ki2 x T + I2 (n-1)

ただし、上式において、Ｋｉ２は２段目の補償器の積分ゲイン、Ｉ２（ｎ−１）は、２段目の補償器の前回のクロックにおける積分要素である。 However, in the above equation, Ki2 is the integral gain of the second-stage compensator, and I2 (n-1) is the integral element of the second-stage compensator in the previous clock.

ここで、上述した第３の回転速度ｖ３は、以下の式と等しくなる。 Here, the above-mentioned third rotation speed v3 is equal to the following equation.

Ｉ２（ｎ）＋Ｋｐ２×Ｉ１（ｎ） I2 (n) + Kp2 x I1 (n)

したがって、第３の補償器２２２は、自身の積分要素に基づいて算出される値を、第３の回転速度ｖ３として出力する。 Therefore, the third compensator 222 outputs a value calculated based on its own integral element as the third rotation speed v3.

以上説明したように、本実施の形態２に係る回転角検出装置のフィルタ回路２２０は、３型の制御系によって構成される。そして、第３の補償器２２２は、自身の積分要素に基づいて算出される値を、第３の回転速度ｖ３として出力する。 As described above, the filter circuit 220 of the rotation angle detection device according to the second embodiment is composed of a type 3 control system. Then, the third compensator 222 outputs a value calculated based on its own integral element as the third rotation speed v3.

上記の特徴により、本実施の形態２に係る第３の回転速度ｖ３は、実施の形態１に係る第２の回転速度ｖ２と比較して、第１の角度φ１に対して、積分要素の帯域（ω３、ω４）によって、より滑らかに追従することができる。 Due to the above characteristics, the third rotation speed v3 according to the second embodiment is the band of the integrating element with respect to the first angle φ1 as compared with the second rotation speed v2 according to the first embodiment. By (ω3, ω4), it is possible to follow more smoothly.

なお、フィルタ回路２２０は、３型よりも高次の制御系、すなわち４型、５型等の制御系によって構成してもよい。具体的には、第３の補償器２２２を、３段接続、４段接続等のＰＩ型の補償器によって構成してもよい。一般化すると、フィルタ回路２２０は、Ｎを２以上の整数とするとき、Ｎ型の制御系によって構成することができる。その場合でも同様に、第３の補償器２２２は、自身の積分要素に基づいて、第３の回転速度ｖ３を算出することができる。 The filter circuit 220 may be configured by a control system having a higher order than the type 3, that is, a control system of the type 4, type 5, or the like. Specifically, the third compensator 222 may be configured by a PI type compensator having a three-stage connection, a four-stage connection, or the like. Generally speaking, the filter circuit 220 can be configured by an N-type control system when N is an integer of 2 or more. Even in that case, similarly, the third compensator 222 can calculate the third rotation speed v3 based on its own integrating element.

実施の形態３．
図８は、実施の形態３に係る制御システムの構成を示す図である。本実施の形態３に係る制御システムは、実施の形態１に係る制御システムにおいて、インバータ回路５の前段にコンバータ回路３６０が接続されている。 Embodiment 3.
FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a control system according to the third embodiment. In the control system according to the third embodiment, the converter circuit 360 is connected to the front stage of the inverter circuit 5 in the control system according to the first embodiment.

図９は、図８のコンバータ回路３６０の回路図である。コンバータ回路３６０は、１石型の昇圧チョッパ回路であり、リアクトル３６１と、スイッチング素子３６２と、ダイオード３６３と、平滑キャパシタ３６４とを備えている。 FIG. 9 is a circuit diagram of the converter circuit 360 of FIG. The converter circuit 360 is a one-stone type boost chopper circuit, and includes a reactor 361, a switching element 362, a diode 363, and a smoothing capacitor 364.

また、図８には示されていなかったが、コンバータ回路３６０の入力側には、入力キャパシタ３７１を介して、直流電源３７０が接続されている。 Further, although not shown in FIG. 8, a DC power supply 370 is connected to the input side of the converter circuit 360 via an input capacitor 371.

本実施の形態３において、仮に、レゾルバ２から出力される検出信号Ｓ１、Ｓ２に含まれる周期的な角度誤差が減衰されないまま、制御装置４によるインバータ回路５の制御が行われる場合を考える。この場合、インバータ回路５の制御変動に起因して、コンバータ回路３６０の出力電流が変動し、コンバータ回路３６０の入力電流も変動してしまう。 In the third embodiment, it is assumed that the control device 4 controls the inverter circuit 5 without attenuating the periodic angle error included in the detection signals S1 and S2 output from the resolver 2. In this case, the output current of the converter circuit 360 fluctuates due to the control fluctuation of the inverter circuit 5, and the input current of the converter circuit 360 also fluctuates.

しかしながら、本実施の形態３では、回転角検出装置１００によって、レゾルバ２から出力される検出信号Ｓ１、Ｓ２に含まれる周期的な角度誤差が減衰されるため、このような問題を回避することができる。 However, in the third embodiment, the rotation angle detection device 100 attenuates the periodic angle error included in the detection signals S1 and S2 output from the resolver 2, so that such a problem can be avoided. it can.

また、本実施の形態３では、コンバータ回路３６０の無制御状態、すなわちスイッチング素子３６２がオフの時、コンバータ回路３６０の入出力電圧比は１になり、入出力が直結された状態になる。この時、平滑キャパシタ３６４、リアクトル３６１、入力キャパシタ３７１および直流電源３７０によって、共振回路が形成される。 Further, in the third embodiment, when the converter circuit 360 is in an uncontrolled state, that is, when the switching element 362 is off, the input / output voltage ratio of the converter circuit 360 becomes 1, and the input / output is directly connected. At this time, a resonance circuit is formed by the smoothing capacitor 364, the reactor 361, the input capacitor 371, and the DC power supply 370.

図１０は、図８のＲＤＣ回路１０の開ループの補償ゲインＧ１の特性と、フィルタ回路２０の開ループの補償ゲインＧ２の特性とを、同一のボード線図上に描いた図である。 FIG. 10 is a diagram in which the characteristics of the open-loop compensation gain G1 of the RDC circuit 10 of FIG. 8 and the characteristics of the open-loop compensation gain G2 of the filter circuit 20 are drawn on the same Bode diagram.

本実施の形態３では、フィルタ回路２０の補償ゲインＧ２の交差角周波数ω２は、上記の共振回路の共振角周波数ω０に対して、以下の関係式を満たすように設定される。 In the third embodiment, the intersection angle frequency ω2 of the compensation gain G2 of the filter circuit 20 is set so as to satisfy the following relational expression with respect to the resonance angle frequency ω0 of the resonance circuit.

ω２＜ω０ ω2 <ω0

フィルタ回路２０の補償ゲインＧ２の交差角周波数ω２を、上記のように設定することにより、レゾルバ２から出力される検出信号Ｓ１、Ｓ２に含まれる、共振角周波数ω０と一致する角度誤差が減衰される。これにより、コンバータ回路３６０の無制御状態において、共振が発生することが防止される。 By setting the cross angle frequency ω2 of the compensation gain G2 of the filter circuit 20 as described above, the angle error corresponding to the resonance angle frequency ω0 included in the detection signals S1 and S2 output from the resolver 2 is attenuated. To. This prevents resonance from occurring in the uncontrolled state of the converter circuit 360.

なお、上述した実施の形態１〜３に係る回転角検出装置において、フィルタ回路は、ＰＬＬ型以外のフィルタ回路であってもよい。また、フィルタ回路に含まれる補償器も、ＰＩ型以外の補償器であってもよい。 In the rotation angle detection device according to the first to third embodiments described above, the filter circuit may be a filter circuit other than the PLL type. Further, the compensator included in the filter circuit may also be a compensator other than the PI type.

また、上述した実施の形態１〜３に係る回転角検出装置における各機能は、処理回路によって実現されてもよい。各機能を実現する処理回路は、専用のハードウェアであってもよく、メモリに格納されるプログラムを実行するプロセッサであってもよい。図１１は、本発明の実施の形態１〜３に係る回転角検出装置の各機能を専用のハードウェアである処理回路１０００で実現する場合を示した構成図である。また、図１２は、本発明の実施の形態１〜３に係る回転角検出装置の各機能をプロセッサ２００１およびメモリ２００２を備えた処理回路２０００により実現する場合を示した構成図である。 Further, each function in the rotation angle detection device according to the above-described first to third embodiments may be realized by a processing circuit. The processing circuit that realizes each function may be dedicated hardware or a processor that executes a program stored in the memory. FIG. 11 is a configuration diagram showing a case where each function of the rotation angle detection device according to the first to third embodiments of the present invention is realized by the processing circuit 1000 which is dedicated hardware. Further, FIG. 12 is a configuration diagram showing a case where each function of the rotation angle detection device according to the first to third embodiments of the present invention is realized by the processing circuit 2000 including the processor 2001 and the memory 2002.

処理回路が専用のハードウェアである場合、処理回路１０００は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、またはこれらを組み合わせたものが該当する。回転角検出装置の各部の機能それぞれを個別の処理回路１０００で実現してもよいし、各部の機能をまとめて処理回路１０００で実現してもよい。 When the processing circuit is dedicated hardware, the processing circuit 1000 may include, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), or an FPGA (Field Programmable Gate Array). ), Or a combination of these. The functions of each part of the rotation angle detection device may be realized by the individual processing circuit 1000, or the functions of each part may be collectively realized by the processing circuit 1000.

一方、処理回路がプロセッサ２００１の場合、回転角検出装置の各部の機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアおよびファームウェアは、プログラムとして記述され、メモリ２００２に格納される。プロセッサ２００１は、メモリ２００２に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、各部の機能を実現する。すなわち、回転角検出装置は、処理回路２０００により実行されるときに、上述した各制御が結果的に実行されることになるプログラムを格納するためのメモリ２００２を備える。 On the other hand, when the processing circuit is the processor 2001, the functions of each part of the rotation angle detection device are realized by software, firmware, or a combination of software and firmware. The software and firmware are written as programs and stored in memory 2002. The processor 2001 realizes the functions of each part by reading and executing the program stored in the memory 2002. That is, the rotation angle detection device includes a memory 2002 for storing a program in which each of the above-mentioned controls will be executed as a result when the rotation angle detection device is executed by the processing circuit 2000.

これらのプログラムは、上述した各部の手順あるいは方法をコンピュータに実行させるものであるともいえる。ここで、メモリ２００２とは、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ ａｎｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリが該当する。また、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ等も、メモリ２００２に該当する。 It can be said that these programs cause a computer to execute the procedure or method of each part described above. Here, the memory 2002 is, for example, a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable Read Online Memory), an EEPROM (Electrically Memory), etc. This applies to sexual or volatile semiconductor memories. Further, magnetic disks, flexible disks, optical disks, compact disks, mini disks, DVDs, and the like also fall under the memory 2002.

なお、上述した各部の機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしてもよい。 It should be noted that some of the functions of the above-mentioned parts may be realized by dedicated hardware and some may be realized by software or firmware.

このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述した各部の機能を実現することができる。 In this way, the processing circuit can realize the functions of the above-mentioned parts by hardware, software, firmware, or a combination thereof.

１ モータ、２ レゾルバ、３ 発振器、４ 制御装置、５ インバータ回路、１０ ＲＤＣ回路、１６ 第１の補償器、２０，２２０ フィルタ回路、２２ 第２の補償器、１００ 回転角検出装置、２２２ 第３の補償器、３６０ コンバータ回路。 1 motor, 2 resolver, 3 oscillator, 4 controller, 5 inverter circuit, 10 RDC circuit, 16 first compensator, 20,220 filter circuit, 22 second compensator, 100 rotation angle detector, 222 third Compensator, 360 converter circuit.

上記の課題を解決するために、本発明に係る回転角検出装置は、レゾルバから出力される検出信号に基づいて第１の角度を算出するＲＤＣ回路と、第１の角度に基づいて第２の角度を算出するフィルタ回路とを備え、ＲＤＣ回路の補償ゲインで決まる交差角周波数ω１と、フィルタ回路の補償ゲインで決まる交差角周波数ω２とは、ωｆ＜ω２＜ω１を満たすように設定され、ωｆは負荷の回転数の変動に起因する検出信号の角度変動の角周波数である。 In order to solve the above problems, the rotation angle detection device according to the present invention includes an RDC circuit that calculates a first angle based on a detection signal output from a resolver, and a second angle based on the first angle. A filter circuit for calculating the angle is provided, and the cross-angle frequency ω1 determined by the compensation gain of the RDC circuit and the cross-angle frequency ω2 determined by the compensation gain of the filter circuit are set so as to satisfy ωf <ω2 <ω1 and ωf. Is the angular frequency of the angular fluctuation of the detection signal due to the fluctuation of the load rotation speed .

Claims (10)

レゾルバから出力される検出信号に基づいて第１の角度を算出するＲＤＣ回路と、
前記第１の角度に基づいて第２の角度を算出するフィルタ回路と
を備え、
前記ＲＤＣ回路の補償ゲインで決まる交差角周波数ω１と、前記フィルタ回路の補償ゲインで決まる交差角周波数ω２とは、以下の関係式：
ω２＜ω１
を満たすように設定される、回転角検出装置。 An RDC circuit that calculates the first angle based on the detection signal output from the resolver,
A filter circuit that calculates a second angle based on the first angle is provided.
The cross-angle frequency ω1 determined by the compensation gain of the RDC circuit and the cross-angle frequency ω2 determined by the compensation gain of the filter circuit have the following relational expression:
ω2 <ω1
A rotation angle detector set to meet the requirements. 前記ＲＤＣ回路の補償ゲインで決まる前記交差角周波数ω１と、前記フィルタ回路の補償ゲインで決まる前記交差角周波数ω２とは、以下の関係式：
ωｆ＜ω２＜ω１
を満たすように設定され、ωｆは負荷の回転数の変動に起因する前記検出信号の角度変動の角周波数である、請求項１に記載の回転角検出装置。 The cross angle frequency ω1 determined by the compensation gain of the RDC circuit and the cross angle frequency ω2 determined by the compensation gain of the filter circuit have the following relational expression:
ωf <ω2 <ω1
The rotation angle detection device according to claim 1, wherein ωf is the angular frequency of the angle fluctuation of the detection signal due to the fluctuation of the rotation speed of the load. 前記ＲＤＣ回路の内部において、ディジタル信号は、固定小数点形式によって取り扱われる、請求項１または２に記載の回転角検出装置。 The rotation angle detection device according to claim 1 or 2, wherein the digital signal is handled in a fixed-point format inside the RDC circuit. 前記フィルタ回路は、ＰＬＬ型のフィルタ回路である、請求項１〜３のいずれか一項に記載の回転角検出装置。 The rotation angle detection device according to any one of claims 1 to 3, wherein the filter circuit is a PLL type filter circuit. 前記フィルタ回路は、補償器と、該補償器の後段に接続される積分器とから構成される制御系であり、前記補償器の出力を回転速度として出力する、請求項１〜４のいずれか一項に記載の回転角検出装置。 The filter circuit is a control system including a compensator and an integrator connected to a subsequent stage of the compensator, and outputs the output of the compensator as a rotation speed, according to any one of claims 1 to 4. The rotation angle detection device according to one item. 前記フィルタ回路は、２型以上の補償器と、該補償器の後段に接続される積分器とから構成される制御系である、請求項１〜４のいずれか一項に記載の回転角検出装置。 The rotation angle detection according to any one of claims 1 to 4, wherein the filter circuit is a control system including a compensator of type 2 or more and an integrator connected to a subsequent stage of the compensator. apparatus. 前記補償器は、自身の積分要素に基づいて算出される値を、回転速度として出力する、請求項６に記載の回転角検出装置。 The rotation angle detection device according to claim 6, wherein the compensator outputs a value calculated based on its own integral element as a rotation speed. 請求項１〜７のいずれか一項に記載の回転角検出装置と、
前記回転角検出装置によって検出される前記第２の角度に基づいて制御信号を出力する制御装置と、
前記制御装置から出力される前記制御信号に基づいて動作するインバータ回路と
を備える、制御システム。 The rotation angle detection device according to any one of claims 1 to 7.
A control device that outputs a control signal based on the second angle detected by the rotation angle detection device, and a control device that outputs a control signal.
A control system including an inverter circuit that operates based on the control signal output from the control device. 前記インバータ回路に接続されるコンバータ回路をさらに備える、請求項８に記載の制御システム。 The control system according to claim 8, further comprising a converter circuit connected to the inverter circuit. 前記コンバータ回路の無制御状態において、共振回路が形成され、
前記フィルタ回路の補償ゲインで決まる前記交差角周波数ω２は、前記共振回路の共振角周波数ω０に対して、以下の関係式：
ω２＜ω０
を満たすように設定される、請求項９に記載の制御システム。 In the uncontrolled state of the converter circuit, a resonance circuit is formed.
The crossing angular frequency ω2 determined by the compensation gain of the filter circuit has the following relational expression with respect to the resonant angular frequency ω0 of the resonant circuit.
ω2 <ω0
The control system according to claim 9, which is set to satisfy.
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