JP2021071403A - Rotation angle detector and control system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、レゾルバから出力される検出信号に基づいて回転角を検出する回転角検出装置およびそれを備える制御システムに関する。 The present invention relates to a rotation angle detection device that detects a rotation angle based on a detection signal output from a resolver, and a control system including the rotation angle detection device.
レゾルバから出力される検出信号に基づいて、モータ等の回転角を検出する技術が知られている(例えば、特許文献1参照)。特許文献1の回転角検出装置は、レゾルバから出力されるアナログの検出信号をディジタル信号に変換するRDC(Resolver Digital Converter)回路を備えている。
A technique for detecting the rotation angle of a motor or the like based on a detection signal output from a resolver is known (see, for example, Patent Document 1). The rotation angle detection device of
レゾルバから出力される検出信号には、レゾルバを構成する部品特性のばらつき等に起因して、周期的な角度誤差が含まれている場合がある。このような周期的な角度誤差は、回転角検出装置によって減衰されることが好ましい。 The detection signal output from the resolver may include a periodic angle error due to variations in the characteristics of the components constituting the resolver and the like. It is preferable that such a periodic angle error is attenuated by the rotation angle detection device.
また、負荷の回転数が周期的に変動することに起因して、レゾルバから出力される検出信号が周期的に角度変動する場合もある。このような負荷の回転数の変動に起因する周期的な角度変動は、実際に生じているものであるため、回転角検出装置によって減衰されないことが好ましい。換言すれば、回転角検出装置の動作は、負荷の回転数の変動に起因する検出信号の周期的な角度変動に追従できることが好ましい。 In addition, the detection signal output from the resolver may periodically fluctuate due to the periodic fluctuation of the load rotation speed. It is preferable that the periodic angle fluctuation caused by the fluctuation of the rotation speed of the load is not attenuated by the rotation angle detection device because it actually occurs. In other words, it is preferable that the operation of the rotation angle detection device can follow the periodic angle fluctuation of the detection signal due to the fluctuation of the rotation speed of the load.
通常、回転角検出装置の備えるRDC回路の内部において、ディジタル信号は固定小数点形式によって取り扱われる。例えば、RDC回路の内部では、フィードバック制御による角度演算が行われており、角度偏差と補償ゲインとの固定小数点形式による乗算が行われる。この乗算の際にオーバーフローが発生すると、RDC回路は負荷の回転数の変動に起因する検出信号の周期的な角度変動に追従できなくなる。また、RDC回路の内部において角度偏差を算出する際に、角度偏差の値がオーバーフローする場合等についても、同様である。 Normally, the digital signal is handled in the fixed-point format inside the RDC circuit included in the rotation angle detection device. For example, inside the RDC circuit, an angle calculation is performed by feedback control, and the angle deviation and the compensation gain are multiplied in a fixed-point format. If an overflow occurs during this multiplication, the RDC circuit cannot follow the periodic angular fluctuation of the detection signal due to the fluctuation of the load rotation speed. The same applies to the case where the value of the angle deviation overflows when calculating the angle deviation inside the RDC circuit.
RDC回路の内部における固定小数点形式の乗算において、オーバーフローが発生しないようにするためには、RDC回路の補償ゲインを、当該補償ゲインと角度偏差の最大値との積が固定小数点演算の限界値以下に収まるように設定する必要がある。特に、負荷の回転数の変動に起因する検出信号の周期的な角度変動の振幅が大きい場合には、RDC回路の内部のフィードバック制御の追従性を高めて演算時の角度偏差を低減するように、RDC回路の補償ゲインを高く設定する必要がある。 In order to prevent overflow in fixed-point multiplication inside the RDC circuit, the product of the compensation gain of the RDC circuit and the maximum value of the angle deviation is less than or equal to the limit value of fixed-point arithmetic. It is necessary to set it so that it fits in. In particular, when the amplitude of the periodic angle fluctuation of the detection signal due to the fluctuation of the load rotation speed is large, the followability of the feedback control inside the RDC circuit is improved and the angle deviation at the time of calculation is reduced. , It is necessary to set the compensation gain of the RDC circuit high.
しかしながら、RDC回路の補償ゲインを高く設定すると、RDC回路の制御帯域が拡大されるため、レゾルバから出力される検出信号に含まれる周期的な角度誤差を減衰させることが困難になる。 However, if the compensation gain of the RDC circuit is set high, the control band of the RDC circuit is expanded, and it becomes difficult to attenuate the periodic angular error included in the detection signal output from the resolver.
本発明は、上記のような課題を解決するためのものであり、負荷の回転数の変動に起因する検出信号の角度変動に追従しながら、レゾルバから出力される検出信号に含まれる角度誤差を減衰させることができる、回転角検出装置を提供することを目的とする。 The present invention is for solving the above-mentioned problems, and while following the angular fluctuation of the detection signal caused by the fluctuation of the rotation speed of the load, the angle error included in the detection signal output from the resolver can be obtained. It is an object of the present invention to provide a rotation angle detecting device that can be attenuated.
上記の課題を解決するために、本発明に係る回転角検出装置は、レゾルバから出力される検出信号に基づいて第1の角度を算出するRDC回路と、第1の角度に基づいて第2の角度を算出するフィルタ回路とを備え、RDC回路の補償ゲインで決まる交差角周波数ω1と、フィルタ回路の補償ゲインで決まる交差角周波数ω2とは、ω2<ω1を満たすように設定される。 In order to solve the above problems, the rotation angle detection device according to the present invention includes an RDC circuit that calculates a first angle based on a detection signal output from a resolver, and a second angle based on the first angle. A filter circuit for calculating the angle is provided, and the cross-angle frequency ω1 determined by the compensation gain of the RDC circuit and the cross-angle frequency ω2 determined by the compensation gain of the filter circuit are set so as to satisfy ω2 <ω1.
本発明に係る回転角検出装置によれば、負荷の回転数の変動に起因する検出信号の角度変動に追従しながら、レゾルバから出力される検出信号に含まれる角度誤差を減衰させることができる。 According to the rotation angle detection device according to the present invention, it is possible to attenuate the angle error included in the detection signal output from the resolver while following the angle fluctuation of the detection signal caused by the fluctuation of the rotation speed of the load.
以下、添付図面を参照して、本願が開示する回転角検出装置の実施の形態について、詳細に説明する。ただし、以下に示す実施の形態は一例であり、これらの実施の形態によって、本願発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the rotation angle detection device disclosed in the present application will be described in detail with reference to the accompanying drawings. However, the embodiments shown below are examples, and the present invention is not limited to these embodiments.
実施の形態1.
図1は、実施の形態1に係る制御システムの構成を示す図である。
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a control system according to the first embodiment.
図1の制御システムは、モータ1と、レゾルバ2と、発振器3と、回転角検出装置100と、制御装置4と、インバータ回路5とを備えている。
The control system of FIG. 1 includes a
モータ1は、インバータ回路5から出力される三相交流電流によって駆動される。
The
レゾルバ2は、モータ1の回転角θ、より正確にはモータ1の電気角を検出し、発振器3から出力される励磁信号sinωtを用いて、第1の検出信号S1および第2の検出信号S2を出力する。第1の検出信号S1および第2の検出信号S2は、アナログ信号であり、それぞれ以下のように表される。
The
S1=sinθ・sinωt
S2=cosθ・sinωt
S1 = sinθ · sinωt
S2 = cosθ · sinωt
発振器3は、励磁信号sinωtを生成し、レゾルバ2および回転角検出装置100に出力する。
The oscillator 3 generates an excitation signal sinωt and outputs it to the
回転角検出装置100は、レゾルバ2から出力される検出信号S1、S2、および、発振器3から出力される励磁信号sinωtに基づいて、モータ1の回転角としての第2の角度φ2を検出する。また、回転角検出装置100は、モータ1の回転速度としての第2の回転速度v2も併せて検出する。
The rotation
詳細には、回転角検出装置100は、RDC回路10と、フィルタ回路20とを含んでいる。
Specifically, the rotation
RDC回路10は、レゾルバ2から出力される検出信号S1、S2、および、発振器3から出力される励磁信号sinωtに基づいて、第1の角度φ1を算出する。上述したように、レゾルバ2から出力される検出信号S1、S2は、アナログ信号である。これに対して、第1の角度φ1は、固定小数点形式のディジタル信号である。なお、RDC回路10としては、例えば、汎用IC(Integrated Circuit)として提供されているRDC回路を用いることができる。あるいは、RDC回路10としては、汎用マイクロコンピュータまたは汎用DSP(Digital Signal Processor)に内蔵されているRDC回路を用いることもできる。
The
フィルタ回路20は、RDC回路10によって算出される第1の角度φ1をフィルタリングして、第2の角度φ2を算出する。また、フィルタ回路20は、第2の回転速度v2も併せて算出する。第2の角度φ2および第2の回転速度v2は、固定小数点形式または浮動小数点形式のディジタル信号である。なお、フィルタ回路20としては、例えば、汎用マイクロコンピュータあるいはDSPにプログラミングされたPLL型のフィルタを用いることができる。
The
制御装置4は、回転角検出装置100から出力される第2の角度φ2および第2の回転速度v2に基づいて、インバータ回路5を制御することによって、モータ1の回転を制御する。なお、制御装置4は、例えばマイクロコンピュータによって構成されており、フィルタ回路20と一体であってよい。
The control device 4 controls the rotation of the
インバータ回路5は、制御装置4から出力される制御信号に基づいて、図示しない直流電源から入力される直流電流を三相の交流電流に変換し、その交流電流をモータ1に供給する。
Based on the control signal output from the control device 4, the
次に、実施の形態1に係る回転角検出装置100に含まれるRDC回路10およびフィルタ回路20の詳細な構成について説明する。
Next, a detailed configuration of the
図2は、図1のRDC回路10の内部構成を示す図である。RDC回路10は、第1の乗算器11と、第2の乗算器12と、減算器13と、比較器14と、同期検波回路15と、第1の補償器16と、第1の積分器17とを備えている。
FIG. 2 is a diagram showing an internal configuration of the
第1の乗算器11は、レゾルバ2から入力される第1の検出信号S1=cosθ・sinωtに対して、cosφ1を乗算する。第1の乗算器11は、乗算結果をアナログ信号として出力する。
The
第2の乗算器12は、レゾルバ2から入力される第2の検出信号S2=sinθ・sinωtに対して、sinφ1を乗算する。第2の乗算器12は、乗算結果をアナログ信号として出力する。
The
減算器13は、第1の乗算器11の出力から、第2の乗算器12の出力を減算する。したがって、減算器13から出力されるアナログ信号は、以下のように表される。
The subtractor 13 subtracts the output of the
sinωt(sinθ・cosφ1−cosθ・sinφ1)
=sinωt・sin(θ−φ1)
sinωt (sinθ ・ cosφ1-cosθ ・ sinφ1)
= Sinωt ・ sin (θ−φ1)
比較器14は、減算器13から出力されるアナログ信号を、固定小数点形式のディジタル信号に変換する。 The comparator 14 converts the analog signal output from the subtractor 13 into a fixed-point digital signal.
同期検波回路15は、比較器14から出力される固定小数点形式のディジタル信号を、発振器3から入力される励磁信号sinωtを参照して同期検波し、第1の角度偏差ε1を出力する。第1の角度偏差ε1は、固定小数点形式のディジタル信号であり、以下のように表される。
The
ε1=sin(θ−φ1) ε1 = sin (θ−φ1)
第1の補償器16は、第1の角度偏差ε1が0になるように動作する。第1の補償器16の出力v1は、固定小数点形式のディジタル信号である。
The
第1の積分器17は、第1の補償器16の出力v1を積分し、第1の角度φ1を出力する。上述したように、第1の補償器16は、第1の角度偏差ε1=sin(θ−φ1)が0になるように動作する。したがって、θ=φ1となる。
The
本実施の形態1において、RDC回路10における比較器14以降の演算は、全て固定小数点形式のディジタル演算によって行われる。
In the first embodiment, all the operations after the comparator 14 in the
特に、第1の補償器16では、補償ゲインと第1の角度偏差ε1との固定小数点形式による乗算が行われる。先述したように、この乗算の際にオーバーフローが発生すると、RDC回路10はモータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動に追従できなくなる。
In particular, in the
第1の補償器16における固定小数点形式の乗算において、オーバーフローが発生しないようにするためには、RDC回路10の補償ゲインを、当該補償ゲインと第1の角度偏差ε1の最大値との積が固定小数点演算の限界値以下に収まるように、設定する必要がある。
In order to prevent overflow in the fixed-point multiplication in the
図3は、RDC回路10における補償ゲインと第1の角度偏差ε1の最大値との関係を示す図である。図3において、曲線Aよりも下の領域は、補償ゲインと第1の角度偏差ε1の最大値との積が固定小数点演算の限界値以下に収まる範囲である。
FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the compensation gain in the
また、直線Bは、モータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動の振幅が小さい場合における、補償ゲインと第1の角度偏差ε1の最大値との積の軌跡の一例を示している。一方、直線Cは、モータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動の振幅が大きい場合における、補償ゲインと第1の角度偏差ε1の最大値との積の軌跡の一例を示している。
Further, the straight line B is the product of the compensation gain and the maximum value of the first angle deviation ε1 when the amplitude of the periodic angle fluctuations of the detection signals S1 and S2 caused by the fluctuation of the rotation speed of the
ただし、直線B、Cは、「補償ゲインが増加するほど、モータ1の回転数の変動に起因する検出信号の角度変動に対する追従性が高まり、角度偏差の最大値も減少する」という傾向を模式的に示したものにすぎない。したがって、実際の積の軌跡が厳密に直線になるわけではない。
However, the straight lines B and C schematically show a tendency that "as the compensation gain increases, the followability of the detection signal due to the fluctuation of the rotation speed of the
直線Bの場合、すなわちモータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動の振幅が小さい場合には、補償ゲインをGbのように低く設定したとしても、RDC回路10は検出信号S1、S2の周期的な角度変動に追従することができる。
In the case of the straight line B, that is, when the amplitude of the periodic angle fluctuation of the detection signals S1 and S2 due to the fluctuation of the rotation speed of the
これに対して、直線Cの場合、すなわちモータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動の振幅が大きい場合には、補償ゲインをGcのように高く設定しないと、RDC回路10は検出信号S1、S2の周期的な角度変動に追従することができない。
On the other hand, in the case of the straight line C, that is, when the amplitude of the periodic angle fluctuation of the detection signals S1 and S2 due to the fluctuation of the rotation speed of the
本実施の形態1では、モータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動の振幅が大きい場合に対応するために、RDC回路10の補償ゲインをGcのように高く設定する。
In the first embodiment, the compensation gain of the
しかしながら、先述したように、RDC回路10の補償ゲインを高く設定すると、RDC回路10の制御帯域が拡大される。そのため、RDC回路10において、レゾルバ2から出力される検出信号S1、S2に含まれる周期的な角度誤差を減衰させることが困難になる。
However, as described above, if the compensation gain of the
この問題に対処するために、本実施の形態1では、RDC回路10の後段に設けられたフィルタ回路20によって、レゾルバ2から出力される検出信号S1、S2に含まれる周期的な角度誤差を減衰させる。
In order to deal with this problem, in the first embodiment, the
図4は、図1のフィルタ回路20の内部構成を示す図である。フィルタ回路20は、PLL型のフィルタ回路である。フィルタ回路20は、角度偏差算出器21と、第2の補償器22と、第2の積分器23とを備えている。フィルタ回路20は、2型の制御系である。
FIG. 4 is a diagram showing an internal configuration of the
なお、フィルタ回路20の内部における全ての演算は、RDC回路10よりもビット数の多い固定小数点演算によって行われる。あるいは、フィルタ回路20の内部における全ての演算は、浮動小数点演算によって行われる。
All the operations inside the
角度偏差算出器21は、RDC回路10から入力される第1の角度φ1と、第2の積分器23から出力される第2の角度φ2とから、以下の式に従って、第2の角度偏差ε2を算出する。
The
ε2=sinφ1・cosφ2−cosφ1・sinφ2
=sin(φ1−φ2)
ε2 = sinφ1 ・ cosφ2-cosφ1 ・ sinφ2
= Sin (φ1-φ2)
代替的には、角度偏差算出器21は、RDC回路10から入力される第1の角度φ1と、第2の積分器23から出力される第2の角度φ2とから、以下の式に従って、第2の角度偏差ε2を算出する。
Alternatively, the
ε2=φ1−φ2 ε2 = φ1-φ2
第2の補償器22は、第2の角度偏差ε2が0になるように動作する。また、本実施の形態1では、第2の補償器22の後段に、第2の積分器23が接続されている。したがって、物理的には、第2の補償器22の出力v2は、モータ1の回転速度に相当する。
The
第2の積分器23は、第2の補償器22の出力v2を積分し、第2の角度φ2を出力する。上述したように、第2の補償器22は、第2の角度偏差ε2=sin(φ1−φ2)あるいはε2=φ1−φ2が0になるように動作する。したがって、φ1=φ2となる。
The
ここで、RDC回路10およびフィルタ回路20における、補償ゲインの角周波数特性の設定方法について説明する。
Here, a method of setting the angular frequency characteristic of the compensation gain in the
先述したように、レゾルバ2から出力される検出信号S1、S2には、レゾルバ2を構成する部品特性のばらつき等に起因して、周期的な角度誤差が含まれている場合がある。このような周期的な角度誤差は、回転角検出装置100の内部において減衰されることが好ましい。
As described above, the detection signals S1 and S2 output from the
また、モータ1の回転数が周期的に変動することに起因して、レゾルバ2から出力される検出信号S1、S2が周期的に角度変動する場合もある。このようなモータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動は、実際に生じているものであるため、回転角検出装置100の内部において減衰されないことが好ましい。換言すれば、回転角検出装置100の動作は、モータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動に追従できることが好ましい。
Further, the detection signals S1 and S2 output from the
これ以降、モータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動の角周波数をωfで表すことにする。
Hereinafter, the angular frequency of the periodic angular fluctuation of the detection signals S1 and S2 due to the fluctuation of the rotation speed of the
図5は、RDC回路10の開ループの補償ゲインG1の特性と、フィルタ回路20の開ループの補償ゲインG2の特性とを、同一のボード線図上に描いた図である。
FIG. 5 is a diagram in which the characteristics of the open-loop compensation gain G1 of the
まず、RDC回路10は、モータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動に追従できる必要がある。そのため、RDC回路10の補償ゲインG1の交差角周波数ω1は、以下の関係式を満たすように設定される。
First, the
ωf<ω1 ωf <ω1
また、フィルタ回路20は、モータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動に追従できる必要がある。すなわち、フィルタ回路20は、角周波数ωfの角度変動に追従できる必要がある。さらに、フィルタ回路20は、RDC回路10によって減衰させることのできなかった、レゾルバ2から出力される検出信号S1、S2に含まれる周期的な角度誤差を減衰させる必要がある。そのため、フィルタ回路20の補償ゲインG2の交差角周波数ω2は、以下の関係式を満たすように設定される。
Further, the
ωf<ω2<ω1 ωf <ω2 <ω1
なお、オーバーフローしつつ動作するRDC回路10は、交差角周波数という概念を持たずに、制御パラメータ設計される場合がある。この場合は、例えばゲインが−3dB以下となる角周波数までを制御帯域として設定され、これが上述の交差角周波数に相当する。すなわち、この角周波数以下が制御可能な領域である。ただし、オーバーフローしているRDC回路10は、入力振幅が増加するほど制御帯域は低下してしまい、前提条件が定まっていなければ、ωf<ω2<ω1の式が成立しない。そのため、ここでは入力振幅が1deg以下といった小さい変動に対する制御帯域を前提とする。
The
次に、本実施の形態1に係る回転角検出装置100の動作について説明する。
Next, the operation of the rotation
図1に示されるように、レゾルバ2から出力される検出信号S1、S2は、回転角検出装置100のRDC回路10に入力される。
As shown in FIG. 1, the detection signals S1 and S2 output from the
図5に示されるように、RDC回路10の補償ゲインG1の交差角周波数ω1は、モータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動の角周波数ωfよりも高く設定されている。また、上述したように、RDC回路10に含まれる第1の補償器16において、補償ゲインは、当該補償ゲインと第1の角度偏差ε1の最大値との積が固定小数点演算の限界値以下に収まるように設定されている。したがって、RDC回路10は、モータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動に追従することができる。
As shown in FIG. 5, the cross-angle frequency ω1 of the compensation gain G1 of the
図1に戻って、RDC回路10によって算出された第1の角度φ1は、フィルタ回路20に入力される。
Returning to FIG. 1, the first angle φ1 calculated by the
図5に示されるように、フィルタ回路20の補償ゲインG2の交差角周波数ω2は、モータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動の角周波数ωfよりも高く設定されている。したがって、フィルタ回路20は、モータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動に追従することができる。
As shown in FIG. 5, the cross-angle frequency ω2 of the compensation gain G2 of the
また、フィルタ回路20の補償ゲインG2の交差角周波数ω2は、RDC回路10の補償ゲインG1の交差角周波数ω1よりも低く設定されている。したがって、フィルタ回路20は、RDC回路10によって減衰させることのできなかった、レゾルバ2から出力される検出信号S1、S2に含まれる周期的な角度誤差を減衰させることができる。
Further, the cross-angle frequency ω2 of the compensation gain G2 of the
以上説明したように、本実施の形態1に係る回転角検出装置100は、レゾルバ2から出力される検出信号S1、S2に基づいて第1の角度φ1を算出するRDC回路10と、第1の角度φ1に基づいて第2の角度φ2を算出するフィルタ回路20とを備えている。そして、RDC回路10の補償ゲインG1の交差角周波数ω1と、フィルタ回路20の補償ゲインG2の交差角周波数ω2とは、ω2<ω1の関係式を満たすように設定されている。
As described above, the rotation
上記の特徴により、本実施の形態1に係る回転角検出装置100は、モータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動に追従しながら、レゾルバ2から出力される検出信号S1、S2に含まれる周期的な角度誤差を減衰させることができる。
Due to the above characteristics, the rotation
また、交差角周波数ω1および交差角周波数ω2は、モータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動の角周波数をωfとして、ωf<ω2<ω1を満たすように設定されている。これにより、モータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動により確実に追従することができる。
Further, the crossing angle frequency ω1 and the crossing angle frequency ω2 satisfy ωf <ω2 <ω1 with the angular frequency of the periodic angle fluctuation of the detection signals S1 and S2 caused by the fluctuation of the rotation speed of the
また、RDC回路10の内部において、ディジタル信号は、固定小数点形式によって取り扱われる。そして、RDC回路10の補償ゲインG1は、当該補償ゲインG1と第1の角度偏差ε1の最大値との積が固定小数点演算の限界値以下に収まるように設定されている。これにより、回転角検出装置100は、モータ1の回転数の変動に起因する検出信号S1、S2の周期的な角度変動により確実に追従することができる。特に、モータ1の回転数の変動によって生じる角度変動に対して、RDC回路10の補償ゲインG1と第1の角度偏差ε1の最大値との積が固定小数点演算の限界値以下に設定されるようにすることで、回転角検出装置100の角度変動への追従性をより確保しやすくし、後段のフィルタ回路20によって角度誤差の変動を抑制可能となる。
Also, inside the
また、フィルタ回路20は、PLL型のフィルタ回路である。そのため、フィルタ回路20によって算出される第2の角度φ2は、RDC回路10によって算出される第1の角度φ1に対して角度偏差がゼロになるように制御される。これにより、RDC回路10の後段にフィルタ回路20を追加することによる回転角検出装置100の位相遅れを小さく抑えることができる。
Further, the
また、フィルタ回路20は、第2の補償器22と、第2の補償器22の後段に接続される第2の積分器23とから構成される。第2の補償器22は、自身の出力を第2の回転速度v2として出力する、これにより、回転速度を求める回路を別途設ける必要がなくなる。
Further, the
なお、本実施の形態1では、RDC回路10の内部において、補償ゲインG1と第1の角度偏差ε1との固定小数点形式による乗算時に、オーバーフローが発生する場合について説明した。しかしながら、RDC回路10の内部の他の箇所においてオーバーフローが発生する場合についても、同様である。例えば、第1の角度偏差ε1が1bitの固定小数点形式で表現される場合、すなわち0または1のみによって表現される場合についても、同様である。
In the first embodiment, a case where an overflow occurs when the compensation gain G1 and the first angle deviation ε1 are multiplied by the fixed-point format inside the
実施の形態2.
実施の形態2に係る回転角検出装置について説明する。本実施の形態2に係る回転角検出装置は、実施の形態1で用いた2型の制御系のフィルタ回路20に代えて、3型の制御系のフィルタ回路220を備えている。その他の構成については、実施の形態1と同一であるため、詳細な説明は省略する。
The rotation angle detection device according to the second embodiment will be described. The rotation angle detection device according to the second embodiment includes a
図6は、本実施の形態2に係る回転角検出装置に適用されるフィルタ回路220の内部構成を示す図である。フィルタ回路220は、PLL型のフィルタ回路であり、実施の形態1で用いた第2の補償器22に代えて、第3の補償器222を備えている。
FIG. 6 is a diagram showing an internal configuration of a
第3の補償器222は、2段接続されたPI型の補償器であり、その伝達関数H(s)は、以下のように表される。
The
H(s)=K(1+sT1)(1+sT2)/s2 H (s) = K (1 + sT1) (1 + sT2) / s 2
ただし、上式において、Kは比例定数、T1およびT2は時定数、sはラプラス演算子である。 However, in the above equation, K is a proportionality constant, T1 and T2 are time constants, and s is a Laplace operator.
図7は、フィルタ回路220の開ループの補償ゲインG3の特性と、RDC回路10の開ループの補償ゲインG1の特性とを、同一のボード線図上に描いた図である。この図において、フィルタ回路220の2つの折れ点角周波数ω3、ω4は、それぞれ以下のように定義される。
FIG. 7 is a diagram in which the characteristics of the open-loop compensation gain G3 of the
ω3=1/T1
ω4=1/T2
ω3 = 1 / T1
ω4 = 1 / T2
図7から見てとれるように、2つの折れ点角周波数ω3、ω4は、フィルタ回路220の交差角周波数ω2よりも低周波側に位置するように設定されている。これにより、フィルタ回路220の低周波側の補償ゲインG3の傾きは、−60dB/decとなる。
As can be seen from FIG. 7, the two break point angle frequencies ω3 and ω4 are set to be located on the lower frequency side than the intersection angle frequency ω2 of the
本実施の形態2では、フィルタ回路220を3型の制御系とすることにより、その開ループの補償ゲインG3の特性の低周波側の傾きを−60dB/decに設定している。そのため、モータ1の回転が加速する場合において、フィルタ回路220によって算出される第3の回転角φ3は、RDC回路10によって算出される第1の角度φ1に対して定常偏差がゼロになるように制御される。これにより、RDC回路10の後段にフィルタ回路220を追加することによる回転角検出装置の位相遅れをさらに小さく抑えることができる。
In the second embodiment, by using the
また、本実施の形態2では、第3の補償器222は、以下の式に従って算出される値を、第3の回転速度v3として出力する。
Further, in the second embodiment, the
v3=K(1+sT1+sT2)/s2 v3 = K (1 + sT1 + sT2) / s 2
上述したように、第3の補償器222は、2段接続されたPI型の補償器であり、1段目の補償器の出力が2段目の補償器の入力に接続されている。
As described above, the
このとき、1段目の補償器の出力OUT1は、以下の式によって表される。 At this time, the output OUT1 of the first-stage compensator is expressed by the following equation.
OUT1=ε2×Kp1+I1(n) OUT1 = ε2 × Kp1 + I1 (n)
ただし、上式において、Kp1は1段目の補償器の比例ゲインである。また、I1(n)は、1段目の補償器の現在のクロックにおける積分要素であり、以下の式によって表される。 However, in the above equation, Kp1 is the proportional gain of the first-stage compensator. Further, I1 (n) is an integrating element in the current clock of the first-stage compensator, and is expressed by the following equation.
I1(n)=ε2×Ki1×T+I1(n−1) I1 (n) = ε2 × Ki1 × T + I1 (n-1)
ただし、上式において、Ki1は1段目の補償器の積分ゲイン、Tは離散演算周期である。また、I1(n−1)は、1段目の補償器の前回のクロックにおける積分要素である。 However, in the above equation, Ki1 is the integrated gain of the first-stage compensator, and T is the discrete arithmetic period. Further, I1 (n-1) is an integrating element in the previous clock of the first-stage compensator.
また、2段目の補償器の出力OUT2は、以下の式によって表される。 The output OUT2 of the second-stage compensator is represented by the following equation.
OUT2=OUT1×Kp2+I2(n) OUT2 = OUT1 × Kp2 + I2 (n)
ただし、上式において、Kp2は2段目の補償器の比例ゲインである。また、I2(n)は、2段目の補償器の現在のクロックにおける積分要素であり、以下の式によって表される。 However, in the above equation, Kp2 is the proportional gain of the second-stage compensator. Further, I2 (n) is an integrating element in the current clock of the second-stage compensator, and is expressed by the following equation.
I2(n)=OUT1×Ki2×T+I2(n−1) I2 (n) = OUT1 x Ki2 x T + I2 (n-1)
ただし、上式において、Ki2は2段目の補償器の積分ゲイン、I2(n−1)は、2段目の補償器の前回のクロックにおける積分要素である。 However, in the above equation, Ki2 is the integral gain of the second-stage compensator, and I2 (n-1) is the integral element of the second-stage compensator in the previous clock.
ここで、上述した第3の回転速度v3は、以下の式と等しくなる。 Here, the above-mentioned third rotation speed v3 is equal to the following equation.
I2(n)+Kp2×I1(n) I2 (n) + Kp2 x I1 (n)
したがって、第3の補償器222は、自身の積分要素に基づいて算出される値を、第3の回転速度v3として出力する。
Therefore, the
以上説明したように、本実施の形態2に係る回転角検出装置のフィルタ回路220は、3型の制御系によって構成される。そして、第3の補償器222は、自身の積分要素に基づいて算出される値を、第3の回転速度v3として出力する。
As described above, the
上記の特徴により、本実施の形態2に係る第3の回転速度v3は、実施の形態1に係る第2の回転速度v2と比較して、第1の角度φ1に対して、積分要素の帯域(ω3、ω4)によって、より滑らかに追従することができる。 Due to the above characteristics, the third rotation speed v3 according to the second embodiment is the band of the integrating element with respect to the first angle φ1 as compared with the second rotation speed v2 according to the first embodiment. By (ω3, ω4), it is possible to follow more smoothly.
なお、フィルタ回路220は、3型よりも高次の制御系、すなわち4型、5型等の制御系によって構成してもよい。具体的には、第3の補償器222を、3段接続、4段接続等のPI型の補償器によって構成してもよい。一般化すると、フィルタ回路220は、Nを2以上の整数とするとき、N型の制御系によって構成することができる。その場合でも同様に、第3の補償器222は、自身の積分要素に基づいて、第3の回転速度v3を算出することができる。
The
実施の形態3.
図8は、実施の形態3に係る制御システムの構成を示す図である。本実施の形態3に係る制御システムは、実施の形態1に係る制御システムにおいて、インバータ回路5の前段にコンバータ回路360が接続されている。
Embodiment 3.
FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a control system according to the third embodiment. In the control system according to the third embodiment, the
図9は、図8のコンバータ回路360の回路図である。コンバータ回路360は、1石型の昇圧チョッパ回路であり、リアクトル361と、スイッチング素子362と、ダイオード363と、平滑キャパシタ364とを備えている。
FIG. 9 is a circuit diagram of the
また、図8には示されていなかったが、コンバータ回路360の入力側には、入力キャパシタ371を介して、直流電源370が接続されている。
Further, although not shown in FIG. 8, a
本実施の形態3において、仮に、レゾルバ2から出力される検出信号S1、S2に含まれる周期的な角度誤差が減衰されないまま、制御装置4によるインバータ回路5の制御が行われる場合を考える。この場合、インバータ回路5の制御変動に起因して、コンバータ回路360の出力電流が変動し、コンバータ回路360の入力電流も変動してしまう。
In the third embodiment, it is assumed that the control device 4 controls the
しかしながら、本実施の形態3では、回転角検出装置100によって、レゾルバ2から出力される検出信号S1、S2に含まれる周期的な角度誤差が減衰されるため、このような問題を回避することができる。
However, in the third embodiment, the rotation
また、本実施の形態3では、コンバータ回路360の無制御状態、すなわちスイッチング素子362がオフの時、コンバータ回路360の入出力電圧比は1になり、入出力が直結された状態になる。この時、平滑キャパシタ364、リアクトル361、入力キャパシタ371および直流電源370によって、共振回路が形成される。
Further, in the third embodiment, when the
図10は、図8のRDC回路10の開ループの補償ゲインG1の特性と、フィルタ回路20の開ループの補償ゲインG2の特性とを、同一のボード線図上に描いた図である。
FIG. 10 is a diagram in which the characteristics of the open-loop compensation gain G1 of the
本実施の形態3では、フィルタ回路20の補償ゲインG2の交差角周波数ω2は、上記の共振回路の共振角周波数ω0に対して、以下の関係式を満たすように設定される。
In the third embodiment, the intersection angle frequency ω2 of the compensation gain G2 of the
ω2<ω0 ω2 <ω0
フィルタ回路20の補償ゲインG2の交差角周波数ω2を、上記のように設定することにより、レゾルバ2から出力される検出信号S1、S2に含まれる、共振角周波数ω0と一致する角度誤差が減衰される。これにより、コンバータ回路360の無制御状態において、共振が発生することが防止される。
By setting the cross angle frequency ω2 of the compensation gain G2 of the
なお、上述した実施の形態1〜3に係る回転角検出装置において、フィルタ回路は、PLL型以外のフィルタ回路であってもよい。また、フィルタ回路に含まれる補償器も、PI型以外の補償器であってもよい。 In the rotation angle detection device according to the first to third embodiments described above, the filter circuit may be a filter circuit other than the PLL type. Further, the compensator included in the filter circuit may also be a compensator other than the PI type.
また、上述した実施の形態1〜3に係る回転角検出装置における各機能は、処理回路によって実現されてもよい。各機能を実現する処理回路は、専用のハードウェアであってもよく、メモリに格納されるプログラムを実行するプロセッサであってもよい。図11は、本発明の実施の形態1〜3に係る回転角検出装置の各機能を専用のハードウェアである処理回路1000で実現する場合を示した構成図である。また、図12は、本発明の実施の形態1〜3に係る回転角検出装置の各機能をプロセッサ2001およびメモリ2002を備えた処理回路2000により実現する場合を示した構成図である。
Further, each function in the rotation angle detection device according to the above-described first to third embodiments may be realized by a processing circuit. The processing circuit that realizes each function may be dedicated hardware or a processor that executes a program stored in the memory. FIG. 11 is a configuration diagram showing a case where each function of the rotation angle detection device according to the first to third embodiments of the present invention is realized by the
処理回路が専用のハードウェアである場合、処理回路1000は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ASIC(Application Specific Integrated Circuit)、FPGA(Field Programmable Gate Array)、またはこれらを組み合わせたものが該当する。回転角検出装置の各部の機能それぞれを個別の処理回路1000で実現してもよいし、各部の機能をまとめて処理回路1000で実現してもよい。
When the processing circuit is dedicated hardware, the
一方、処理回路がプロセッサ2001の場合、回転角検出装置の各部の機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアおよびファームウェアは、プログラムとして記述され、メモリ2002に格納される。プロセッサ2001は、メモリ2002に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、各部の機能を実現する。すなわち、回転角検出装置は、処理回路2000により実行されるときに、上述した各制御が結果的に実行されることになるプログラムを格納するためのメモリ2002を備える。
On the other hand, when the processing circuit is the
これらのプログラムは、上述した各部の手順あるいは方法をコンピュータに実行させるものであるともいえる。ここで、メモリ2002とは、例えば、RAM(Random Access Memory)、ROM(Read Only Memory)、フラッシュメモリ、EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory)、EEPROM(Electrically Erasable and Programmable Read Only Memory)等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリが該当する。また、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、DVD等も、メモリ2002に該当する。
It can be said that these programs cause a computer to execute the procedure or method of each part described above. Here, the
なお、上述した各部の機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしてもよい。 It should be noted that some of the functions of the above-mentioned parts may be realized by dedicated hardware and some may be realized by software or firmware.
このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述した各部の機能を実現することができる。 In this way, the processing circuit can realize the functions of the above-mentioned parts by hardware, software, firmware, or a combination thereof.
1 モータ、2 レゾルバ、3 発振器、4 制御装置、5 インバータ回路、10 RDC回路、16 第1の補償器、20,220 フィルタ回路、22 第2の補償器、100 回転角検出装置、222 第3の補償器、360 コンバータ回路。 1 motor, 2 resolver, 3 oscillator, 4 controller, 5 inverter circuit, 10 RDC circuit, 16 first compensator, 20,220 filter circuit, 22 second compensator, 100 rotation angle detector, 222 third Compensator, 360 converter circuit.
上記の課題を解決するために、本発明に係る回転角検出装置は、レゾルバから出力される検出信号に基づいて第1の角度を算出するRDC回路と、第1の角度に基づいて第2の角度を算出するフィルタ回路とを備え、RDC回路の補償ゲインで決まる交差角周波数ω1と、フィルタ回路の補償ゲインで決まる交差角周波数ω2とは、ωf<ω2<ω1を満たすように設定され、ωfは負荷の回転数の変動に起因する検出信号の角度変動の角周波数である。 In order to solve the above problems, the rotation angle detection device according to the present invention includes an RDC circuit that calculates a first angle based on a detection signal output from a resolver, and a second angle based on the first angle. A filter circuit for calculating the angle is provided, and the cross-angle frequency ω1 determined by the compensation gain of the RDC circuit and the cross-angle frequency ω2 determined by the compensation gain of the filter circuit are set so as to satisfy ωf <ω2 <ω1 and ωf. Is the angular frequency of the angular fluctuation of the detection signal due to the fluctuation of the load rotation speed .
Claims (10)
前記第1の角度に基づいて第2の角度を算出するフィルタ回路と
を備え、
前記RDC回路の補償ゲインで決まる交差角周波数ω1と、前記フィルタ回路の補償ゲインで決まる交差角周波数ω2とは、以下の関係式:
ω2<ω1
を満たすように設定される、回転角検出装置。 An RDC circuit that calculates the first angle based on the detection signal output from the resolver,
A filter circuit that calculates a second angle based on the first angle is provided.
The cross-angle frequency ω1 determined by the compensation gain of the RDC circuit and the cross-angle frequency ω2 determined by the compensation gain of the filter circuit have the following relational expression:
ω2 <ω1
A rotation angle detector set to meet the requirements.
ωf<ω2<ω1
を満たすように設定され、ωfは負荷の回転数の変動に起因する前記検出信号の角度変動の角周波数である、請求項1に記載の回転角検出装置。 The cross angle frequency ω1 determined by the compensation gain of the RDC circuit and the cross angle frequency ω2 determined by the compensation gain of the filter circuit have the following relational expression:
ωf <ω2 <ω1
The rotation angle detection device according to claim 1, wherein ωf is the angular frequency of the angle fluctuation of the detection signal due to the fluctuation of the rotation speed of the load.
前記回転角検出装置によって検出される前記第2の角度に基づいて制御信号を出力する制御装置と、
前記制御装置から出力される前記制御信号に基づいて動作するインバータ回路と
を備える、制御システム。 The rotation angle detection device according to any one of claims 1 to 7.
A control device that outputs a control signal based on the second angle detected by the rotation angle detection device, and a control device that outputs a control signal.
A control system including an inverter circuit that operates based on the control signal output from the control device.
前記フィルタ回路の補償ゲインで決まる前記交差角周波数ω2は、前記共振回路の共振角周波数ω0に対して、以下の関係式:
ω2<ω0
を満たすように設定される、請求項9に記載の制御システム。 In the uncontrolled state of the converter circuit, a resonance circuit is formed.
The crossing angular frequency ω2 determined by the compensation gain of the filter circuit has the following relational expression with respect to the resonant angular frequency ω0 of the resonant circuit.
ω2 <ω0
The control system according to claim 9, which is set to satisfy.
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