JP6953640B2 - Power converter control device and feedback control device - Google Patents

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Description

本発明は、交流電源から出力される交流電力を直流電力に変換する電力変換器の制御装置及びフィードバック制御装置に関する。 The present invention relates to a control device and a feedback control device of a power converter that converts AC power output from an AC power source into DC power.

交流電源に接続され、交流電力と直流電力とを相互に変換する電力変換器として、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）コンバータがある。ＰＷＭコンバータの役割は、大きく分けて二つある。一つは直流電圧の制御であり、もう一つは交流電流の制御である。以下、ＰＷＭコンバータを単に「コンバータ」と呼ぶ。 There is a pulse width modulation (PWM) converter as a power converter connected to an AC power source and mutually converting AC power and DC power. The role of the PWM converter is roughly divided into two. One is the control of DC voltage, and the other is the control of AC current. Hereinafter, the PWM converter is simply referred to as a "converter".

コンバータが交流電流を制御する方式には、大きく分けて二つある。一つは、電源電圧の位相を基準とする回転座標変換によって、交流電流のフィードバック値を直流量の有効電流と無効電流に分離し、それらを直流量の指令値に追従させる方式である。もう一つは、正弦波状の電流指令値に対して、交流電流のフィードバック値を直接追従させる方式である。以下、前者を「ＤＣ−ＡＣＲ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）」と呼び、後者を「ＡＣ−ＡＣＲ（Ａｌｔｅｒｎａｔｅ Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）」と呼ぶ。一般的に、ＡＣ−ＡＣＲ方式では、比例（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ）制御器（以下「Ｐ制御器」と呼ぶ）又は比例積分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御器（以下「ＰＩ制御器」と呼ぶ）が用いられる。下記特許文献１には、ＡＣ−ＡＣＲ方式の制御装置が開示されている。 There are roughly two methods in which a converter controls alternating current. One is a method in which the feedback value of the alternating current is separated into the active current and the reactive current of the DC amount by the rotating coordinate conversion based on the phase of the power supply voltage, and these are made to follow the command value of the DC amount. The other is a method in which the feedback value of the alternating current is directly followed by the sinusoidal current command value. Hereinafter, the former is referred to as "DC-ACR (Direct Current-Automatic Currant Regulator)", and the latter is referred to as "AC-ACR (Alternate Current-Automatic Currant Regulator)". Generally, in the AC-ACR method, a proportional controller (hereinafter referred to as "P controller") or a proportional integral controller (hereinafter referred to as "PI controller") is used. The following Patent Document 1 discloses an AC-ACR type control device.

特開平１１−３２４８６号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 11-32486

ＤＣ−ＡＣＲ方式は、有効電流と無効電流を定常偏差なく制御できるという利点がある。しかしながら、ＤＣ−ＡＣＲ方式では、電源が単相交流の場合には、回転する瞬時電流ベクトルを定義するために、元の交流電流に対して９０°の位相差をもつ信号を準備する必要がある。この準備過程によって、信号の出力に遅れが生じる。このため、ＤＣ−ＡＣＲ方式には、制御応答を高く設計できないという欠点がある。また、ＤＣ−ＡＣＲ方式には、交流電流に重畳されるステップ状外乱を抑制できないという欠点もある。 The DC-ACR method has an advantage that the active current and the reactive current can be controlled without steady-state deviation. However, in the DC-ACR system, when the power supply is single-phase alternating current, it is necessary to prepare a signal having a phase difference of 90 ° with respect to the original alternating current in order to define a rotating instantaneous current vector. .. This preparatory process causes a delay in the output of the signal. Therefore, the DC-ACR method has a drawback that the control response cannot be designed to be high. Further, the DC-ACR method has a drawback that the step-like disturbance superimposed on the alternating current cannot be suppressed.

これに対し、ＡＣ−ＡＣＲ方式は、制御応答を高く設計し易く、ステップ状外乱に対する抑制性能も高い。しかしながら、ＡＣ−ＡＣＲ方式は、Ｐ制御器又はＰＩ制御器を使用するため、正弦波指令値に対しては定常偏差が残るという課題がある。 On the other hand, the AC-ACR method has a high control response and is easy to design, and has high suppression performance against step-like disturbance. However, since the AC-ACR method uses a P controller or a PI controller, there is a problem that a steady deviation remains with respect to the sine wave command value.

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ＡＣ−ＡＣＲ方式において、正弦波指令値に対する定常偏差を低減することができる電力変換器の制御装置及びフィードバック制御装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a power converter control device and a feedback control device capable of reducing a steady deviation with respect to a sine wave command value in the AC-ACR method. do.

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るフィードバック制御装置は、指令信号と制御対象の出力との偏差を増幅し、制御対象へ入力する操作量を演算する制御部を備える。制御部は、指令信号の周波数で共振する第１の増幅器と、比例演算又は比例積分演算を行う第２の増幅器とを備える。第１の増幅器の伝達関数をＫ１（ｓ）で表し、第２の増幅器の伝達関数をＫ２（ｓ）で表すとき、制御部の伝達関数は、Ｋ２（ｓ）（１−Ｋ１（ｓ））で表される。また、第１の増幅器は、指令信号の周波数に対する位相応答が負であり、指令信号の周波数よりも高周波域でゲインが単調減少である。 In order to solve the above-mentioned problems and achieve the object, the feedback control device according to the present invention includes a control unit that amplifies the deviation between the command signal and the output of the control target and calculates the operation amount to be input to the control target. .. The control unit includes a first amplifier that resonates at the frequency of the command signal and a second amplifier that performs proportional calculation or proportional integration calculation. When the transfer function of the first amplifier is represented by K1 (s) and the transfer function of the second amplifier is represented by K2 (s), the transfer function of the control unit is K2 (s) (1-K1 (s)). It is represented by. Further, in the first amplifier, the phase response to the frequency of the command signal is negative, and the gain is monotonically reduced in the high frequency region than the frequency of the command signal.

本発明によれば、ステップ状外乱に対する抑制性能を維持しつつ、正弦波指令値に対する定常偏差を低減することができるという効果を奏する。 According to the present invention, it is possible to reduce the steady-state deviation with respect to the sine wave command value while maintaining the suppression performance against step-like disturbance.

実施の形態１に係る電力変換器の制御装置を含む駆動システムの構成図Configuration diagram of the drive system including the control device of the power converter according to the first embodiment. 図１に示される制御演算部の構成を示すブロック図A block diagram showing the configuration of the control calculation unit shown in FIG. 図２に示される電圧制御部の詳細構成を示すブロック図A block diagram showing a detailed configuration of the voltage control unit shown in FIG. 実施の形態１によるコンバータの力行時の動作を説明するベクトル図A vector diagram illustrating the operation of the converter during power running according to the first embodiment. 実施の形態１によるコンバータの回生時の動作を説明するベクトル図A vector diagram illustrating the operation of the converter during regeneration according to the first embodiment. 実施の形態１による電流制御部を含む電流制御系を表すブロック線図A block diagram showing a current control system including a current control unit according to the first embodiment. 実施の形態１のコンバータにおける運転状態が力率１ではないときの力行時の動作を説明するベクトル図A vector diagram illustrating an operation during power running when the operating state of the converter of the first embodiment is not a power factor of 1. 実施の形態１による電流制御部の詳細構成を示すブロック図A block diagram showing a detailed configuration of the current control unit according to the first embodiment. 二次遅れ系で構成した実施の形態１による第１の増幅器の周波数特性を表すボード線図Bode diagram showing the frequency characteristics of the first amplifier according to the first embodiment configured by the secondary lag system. 実施の形態１による電流制御部を用いたときの効果の説明に供するボード線図Bode diagram for explaining the effect when the current control unit according to the first embodiment is used. 比較例１による電流制御器の構成例を示すブロック図Block diagram showing a configuration example of the current controller according to Comparative Example 1. 比較例１によるバンドパスフィルタの周波数特性を表すボード線図Bode diagram showing the frequency characteristics of the bandpass filter according to Comparative Example 1. 比較例１による電流制御系の開ループ伝達関数の周波数特性を示すボード線図Bode diagram showing the frequency characteristics of the open-loop transfer function of the current control system according to Comparative Example 1. 比較例２による電流制御器の構成例を示すブロック図Block diagram showing a configuration example of the current controller according to Comparative Example 2. 比較例２によるハイパスフィルタの周波数特性を表すボード線図Bode diagram showing the frequency characteristics of the high-pass filter according to Comparative Example 2. 比較例２による電流制御系の開ループ伝達関数の周波数特性を示すボード線図Bode diagram showing the frequency characteristics of the open-loop transfer function of the current control system according to Comparative Example 2. 実施の形態１の制御演算部における演算機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図A block diagram showing an example of a hardware configuration that realizes an arithmetic function in the control arithmetic unit of the first embodiment. 実施の形態１の制御演算部における演算機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図A block diagram showing another example of a hardware configuration that realizes an arithmetic function in the control arithmetic unit of the first embodiment. 実施の形態１による電流制御部の第１の変形例を示す図The figure which shows the 1st modification of the current control part by Embodiment 1. 実施の形態１による電流制御部の第２の変形例を示す図The figure which shows the 2nd modification of the current control part by Embodiment 1. 実施の形態１による電流制御部の第３の変形例を示す図The figure which shows the 3rd modification of the current control part by Embodiment 1. 実施の形態４に係るフィードバック制御装置の構成を示すブロック図A block diagram showing a configuration of a feedback control device according to a fourth embodiment.

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換器の制御装置及びフィードバック制御装置について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。 The power converter control device and the feedback control device according to the embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. The present invention is not limited to the following embodiments.

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換器の制御装置（以下、単に「制御装置」と呼ぶ）１０を含む駆動システム１００の構成図である。コンバータ２は、交流電源１から出力される交流電力を直流電力に変換する電力変換器である。負荷３は、コンバータ２によって制御される制御対象である。コンバータ２から見て、交流電源１の側を「交流側」と呼び、負荷３の側を「直流側」と呼ぶ。制御装置１０が後述するフィードバック制御装置を構成するとき、交流側における要部の出力が制御装置１０側にフィードバックされる。Embodiment 1.
FIG. 1 is a configuration diagram of a drive system 100 including a control device (hereinafter, simply referred to as “control device”) 10 of the power converter according to the first embodiment. The converter 2 is a power converter that converts AC power output from AC power supply 1 into DC power. The load 3 is a controlled object controlled by the converter 2. Seen from the converter 2, the side of the AC power supply 1 is called the "AC side", and the side of the load 3 is called the "DC side". When the control device 10 constitutes the feedback control device described later, the output of the main part on the AC side is fed back to the control device 10.

コンバータ２によって変換された直流電力は、負荷３に供給される。負荷３は、コンバータ２から出力される直流電力を交流電力に変換する図示しないインバータと、インバータの交流電力によって駆動されるアクチュエータとを含む概念である。アクチュエータの一例は、モータである。 The DC power converted by the converter 2 is supplied to the load 3. The load 3 is a concept including an inverter (not shown) that converts DC power output from the converter 2 into AC power, and an actuator driven by the AC power of the inverter. An example of an actuator is a motor.

コンバータ２は、インピーダンス要素４を介して交流電源１と接続される。インピーダンス要素４には、交流電源１とコンバータ２とを接続する図示しない電気配線のインピーダンス要素、交流電源１の図示しない内部インピーダンス要素などが含まれる。 The converter 2 is connected to the AC power supply 1 via the impedance element 4. The impedance element 4 includes an impedance element of electrical wiring (not shown) that connects the AC power supply 1 and the converter 2, an internal impedance element (not shown) of the AC power supply 1.

制御装置１０は、ＰＷＭ信号を生成する制御演算部１０ａを有する。制御演算部１０ａは、コンバータ２をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号を生成してコンバータ２を制御する。交流電源１の出力と、負荷３の出力との関係によって、交流電源１が出力する交流電力が負荷３に出力される場合もあれば、負荷３が出力する直流電力が交流電源１に出力される場合もある。即ち、コンバータ２は、交流電源１が出力する交流電力と負荷３が出力する直流電力とを相互に変換する機能を有する。なお、コンバータ２に関するＰＷＭ制御については、多くの公知文献が存在しており、ここでの詳細な説明は省略する。 The control device 10 has a control calculation unit 10a that generates a PWM signal. The control calculation unit 10a controls the converter 2 by generating a PWM signal for PWM control of the converter 2. Depending on the relationship between the output of the AC power supply 1 and the output of the load 3, the AC power output by the AC power supply 1 may be output to the load 3, and the DC power output by the load 3 is output to the AC power supply 1. In some cases. That is, the converter 2 has a function of mutually converting the AC power output by the AC power supply 1 and the DC power output by the load 3. There are many publicly known documents regarding PWM control related to the converter 2, and detailed description thereof will be omitted here.

図２は、図１に示される制御演算部１０ａの構成を示すブロック図である。図２に示される構成は、本実施の形態におけるコンバータ制御の概要を説明するための図である。 FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the control calculation unit 10a shown in FIG. The configuration shown in FIG. 2 is a diagram for explaining an outline of converter control in the present embodiment.

制御演算部１０ａは、図２に示されるように、位相演算部１１と、減算器１２，１４，１６と、電圧制御部１３と、電流制御部１５と、スイッチング指令生成部１７とを有する。以下、各部の動作について説明する。 As shown in FIG. 2, the control calculation unit 10a includes a phase calculation unit 11, subtractors 12, 14 and 16, a voltage control unit 13, a current control unit 15, and a switching command generation unit 17. The operation of each part will be described below.

位相演算部１１は、電源電圧ｖｓに基づいて電源電圧位相θを生成する。電源電圧ｖｓは、交流電源１の出力電圧である。電源電圧位相θは、電流指令値ｉｓ*を生成する際の基準位相である。電源電圧位相θは、電圧制御部１３に入力される。 The phase calculation unit 11 generates the power supply voltage phase θ based on the power supply voltage vs. The power supply voltage vs. is the output voltage of the AC power supply 1. The power supply voltage phase θ is a reference phase when the current command value is * is generated. The power supply voltage phase θ is input to the voltage control unit 13.

減算器１２は、直流電圧指令値Ｅｄ*と、直流電圧Ｅｄとの偏差である直流電圧偏差ΔＥｄを生成する。直流電圧Ｅｄは、負荷３に印加される実際の直流電圧の検出値である。 The subtractor 12 generates a DC voltage deviation ΔEd, which is a deviation between the DC voltage command value Ed * and the DC voltage Ed. The DC voltage Ed is a detected value of the actual DC voltage applied to the load 3.

電圧制御部１３は、直流電圧偏差ΔＥｄ及び電源電圧位相θに基づいて電流指令値ｉｓ*を生成する。電流指令値ｉｓ*は、コンバータ２の交流側に流すべき電流の目標値である。電流指令値ｉｓ*は、減算器１４に入力される。 The voltage control unit 13 generates the current command value is * based on the DC voltage deviation ΔEd and the power supply voltage phase θ. The current command value is * is a target value of the current to be passed to the AC side of the converter 2. The current command value is * is input to the subtractor 14.

減算器１４は、電流指令値ｉｓ*と交流電流ｉｓとの偏差である電流制御偏差Δｉｓを生成する。交流電流ｉｓは、コンバータ２に流出入する実際の交流電流の検出値である。電流制御偏差Δｉｓは、電流制御部１５に入力される。 The subtractor 14 generates a current control deviation Δis, which is a deviation between the current command value is * and the alternating current is. The alternating current is is a detected value of the actual alternating current flowing in and out of the converter 2. The current control deviation Δis is input to the current control unit 15.

電流制御部１５は、電流制御偏差Δｉｓに基づいて電圧補償量Δｖｃを生成する。電圧補償量Δｖｃの詳細については後述する。電圧補償量Δｖｃは、減算器１６に入力される。 The current control unit 15 generates a voltage compensation amount Δvc based on the current control deviation Δis. The details of the voltage compensation amount Δvc will be described later. The voltage compensation amount Δvc is input to the subtractor 16.

減算器１６は、詳細は後述するフィードフォワード電圧ｖＦＦから電圧補償量Δｖｃを減算することで得られる交流電圧指令ｖｃ*を生成する。交流電圧指令ｖｃ*は、コンバータ２の交流側に出力すべき交流電圧の目標値である。なお、フィードフォワード電圧ｖＦＦの詳細については後述する。 The subtractor 16 generates an AC voltage command vc * obtained by subtracting the voltage compensation amount Δvc from the feedforward voltage vFF, which will be described in detail later. The AC voltage command vc * is a target value of the AC voltage to be output to the AC side of the converter 2. The details of the feedforward voltage vFF will be described later.

スイッチング指令生成部１７は、交流電圧指令ｖｃ*に基づいてスイッチング指令ｓｗ*を生成する。スイッチング指令ｓｗ*は、コンバータ２をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号である。 The switching command generation unit 17 generates a switching command sw * based on the AC voltage command vc *. The switching command sw * is a PWM signal for PWM control of the converter 2.

なお、図２の減算器１６では、フィードフォワード電圧ｖＦＦに対して、電圧補償量Δｖｃが減算される。減算器１６において、電圧補償量Δｖｃが加算されるのではなく減算されているのは、交流電源１からコンバータ２に向かう方向を交流電流ｉｓの正と定義しているからである。即ち、電圧補償量Δｖｃの極性は、交流電流ｉｓの極性に応じて決定することができるものである。 In the subtractor 16 of FIG. 2, the voltage compensation amount Δvc is subtracted from the feedforward voltage vFF. In the subtractor 16, the voltage compensation amount Δvc is subtracted rather than added because the direction from the AC power supply 1 to the converter 2 is defined as the positive AC current is. That is, the polarity of the voltage compensation amount Δvc can be determined according to the polarity of the alternating current is.

図３は、図２に示される電圧制御部１３の詳細構成を示すブロック図である。電圧制御部１３は、図３に示されるように、単位正弦波生成部１３ａと、ＰＩ制御器１３ｂ（図３では「ＰＩ」と表記）と、乗算器１３ｃとを含む。 FIG. 3 is a block diagram showing a detailed configuration of the voltage control unit 13 shown in FIG. As shown in FIG. 3, the voltage control unit 13 includes a unit sine wave generation unit 13a, a PI controller 13b (denoted as “PI” in FIG. 3), and a multiplier 13c.

前述の通り、減算器１２は、直流電圧偏差ΔＥｄを生成する。ＰＩ制御器１３ｂは、直流電圧偏差ΔＥｄを増幅する。ＰＩ制御器１３ｂの出力は、電流指令値ｉｓ*の振幅に相当する直流量である。図３では、この直流量が｜ｉｓ*｜と表記されている。 As described above, the subtractor 12 generates the DC voltage deviation ΔEd. The PI controller 13b amplifies the DC voltage deviation ΔEd. The output of the PI controller 13b is a DC amount corresponding to the amplitude of the current command value is *. In FIG. 3, this DC amount is expressed as | is * |.

単位正弦波生成部１３ａは、電源電圧ｖｓと同位相で振幅が１の単位正弦波ｓｉｎθを生成する。乗算器１３ｃは、直流量｜ｉｓ*｜に単位正弦波ｓｉｎθを乗算して電流指令値ｉｓ*を生成する。電流指令値ｉｓ*は、電圧制御部１３の出力である。電流指令値ｉｓ*は、電源電圧ｖｓの周波数で振動する交流量である。 The unit sine wave generation unit 13a generates a unit sine wave sin θ having the same phase as the power supply voltage vs and an amplitude of 1. The multiplier 13c multiplies the DC amount | is * | by the unit sine wave sinθ to generate the current command value is *. The current command value is * is the output of the voltage control unit 13. The current command value is * is the amount of alternating current that oscillates at the frequency of the power supply voltage vs.

次に、実施の形態１によるコンバータ２の動作について説明する。まず、図１において、電源電圧ｖｓと、交流電圧ｖｃと、交流電流ｉｓとの間には、次式の回路方程式が成り立つ。 Next, the operation of the converter 2 according to the first embodiment will be described. First, in FIG. 1, the circuit equation of the following equation holds between the power supply voltage vs. the AC voltage vc and the AC current is.

Figure 0006953640
Figure 0006953640

上記（１）式において、「ｒ」はインピーダンス要素４における抵抗成分であり、「ｘ」はインピーダンス要素４におけるリアクタンス成分である。 In the above equation (1), "r" is a resistance component in the impedance element 4, and "x" is a reactance component in the impedance element 4.

また、上記（１）式をベクトル図に表記すると、図４及び図５のようになる。図４は、実施の形態１によるコンバータ２の力行時の動作を説明するベクトル図である。図５は、実施の形態１によるコンバータ２の回生時の動作を説明するベクトル図である。なお、図４及び図５は共に、電源電圧ｖｓと交流電流ｉｓとが互いに直交する成分を有さない、力率１の運転状態を示している。 Further, when the above equation (1) is expressed in a vector diagram, it becomes as shown in FIGS. 4 and 5. FIG. 4 is a vector diagram illustrating the operation of the converter 2 during power running according to the first embodiment. FIG. 5 is a vector diagram illustrating the operation of the converter 2 at the time of regeneration according to the first embodiment. Both FIGS. 4 and 5 show an operating state with a power factor of 1 in which the power supply voltage vs. the alternating current is does not have a component orthogonal to each other.

力率１の運転状態において、力行時では、図４にも示されるように、電源電圧ｖｓと交流電流ｉｓとが同位相となる。このため、駆動システム１００における電力の流れは、交流電源１からコンバータ２の直流側へと向かう向きとなる。一方、力率１の運転状態において、回生時では、図５にも示されるように、電源電圧ｖｓと交流電流ｉｓとが逆位相となる。このため、駆動システム１００における電力の流れは、コンバータ２の直流側から交流電源１へと向かう向きとなる。 In the operating state with a power factor of 1, during power running, the power supply voltage vs. the alternating current is are in phase, as shown in FIG. Therefore, the flow of electric power in the drive system 100 is directed from the AC power supply 1 to the DC side of the converter 2. On the other hand, in the operating state with a power factor of 1, during regeneration, the power supply voltage vs. the alternating current is are in opposite phases, as shown in FIG. Therefore, the flow of electric power in the drive system 100 is directed from the DC side of the converter 2 to the AC power supply 1.

コンバータ２の動作原理は、交流電圧ｖｃの振幅及び位相を制御することで、インピーダンス要素４の両端電圧を制御し、交流電流ｉｓを所望の値に制御することにある。上記（１）式によると、所望の交流電流ｉｓが決まれば、電源電圧ｖｓと、インピーダンス要素４の抵抗成分ｒ及びリアクタンス成分ｘとを用いて、必要な交流電圧ｖｃを演算できる。この必要な交流電圧ｖｃを「フィードフォワード電圧」と呼び、前述の通り「ｖＦＦ」で表す。フィードフォワード電圧ｖＦＦは、次式で表される。 The operating principle of the converter 2 is to control the voltage across the impedance element 4 by controlling the amplitude and phase of the AC voltage vc, and to control the AC current is to a desired value. According to the above equation (1), once the desired AC current is is determined, the required AC voltage vc can be calculated by using the power supply voltage vs. the resistance component r and the reactance component x of the impedance element 4. This required AC voltage vc is called "feedforward voltage" and is represented by "vFF" as described above. The feedforward voltage vFF is expressed by the following equation.

Figure 0006953640
Figure 0006953640

なお、上記（２）式において、電流指令値ｉｓ*の代わりに、交流電流ｉｓのフィードバック値を用いる方法もあるが、本実施の形態ではどちらにも限定しない。 In the above equation (2), there is a method of using the feedback value of the alternating current is instead of the current command value is *, but the present embodiment is not limited to either of them.

ここで、図２の例では、コンバータ２への交流電圧指令ｖｃ*は、フィードフォワード電圧ｖＦＦから電圧補償量Δｖｃを減算したものとなっている。つまり、交流電圧指令ｖｃ*のうち大半はフィードフォワード電圧ｖＦＦの成分であり、未知の外乱、インピーダンス要素４のパラメータ誤差などの影響を抑制するように働く電圧補償量Δｖｃによって、電流制御部１５の出力が調整されることになる。 Here, in the example of FIG. 2, the AC voltage command vc * to the converter 2 is obtained by subtracting the voltage compensation amount Δvc from the feedforward voltage vFF. That is, most of the AC voltage command vc * is a component of the feed forward voltage vFF, and the current control unit 15 is affected by the voltage compensation amount Δvc that works to suppress the influence of unknown disturbance, parameter error of the impedance element 4, and the like. The output will be adjusted.

次に、実施の形態１による電流制御系について説明する。図６は、実施の形態１による電流制御部１５を含む電流制御系を表すブロック図である。図６に示される記号の意味は、以下の通りである。 Next, the current control system according to the first embodiment will be described. FIG. 6 is a block diagram showing a current control system including the current control unit 15 according to the first embodiment. The meanings of the symbols shown in FIG. 6 are as follows.

Ｒ（ｓ）：指令信号（電流指令値ｉｓ*に対応）
Ｙ（ｓ）：出力（交流電流ｉｓに対応）
Ｅ（ｓ）：制御偏差（電流制御偏差Δｉｓに対応）
Ｋ（ｓ）：電流制御部１５の伝達関数
Ｐ（ｓ）：制御対象５２の伝達関数（インピーダンス要素４に対応）R (s): Command signal (corresponds to the current command value is *)
Y (s): Output (corresponding to alternating current is)
E (s): Control deviation (corresponding to current control deviation Δis)
K (s): Transfer function of current control unit 15 P (s): Transfer function of control target 52 (corresponding to impedance element 4)

制御対象５２の伝達関数は、インピーダンス要素４における抵抗成分をＲ、インダクタンス成分をＬとすると、Ｐ（ｓ）＝１／（Ｒ＋ｓＬ）なる一次遅れ系で表せる。「ｓ」はラプラス演算子である。なお、一般的に、抵抗成分Ｒに比べてインダクタンス成分Ｌの方が十分に大きいので、抵抗成分Ｒを無視し、Ｐ（ｓ）＝１／ｓＬとしてもよい。 The transfer function of the control target 52 can be represented by a first-order lag system of P (s) = 1 / (R + sL), where R is the resistance component of the impedance element 4 and L is the inductance component. "S" is a Laplace operator. In general, the inductance component L is sufficiently larger than the resistance component R, so the resistance component R may be ignored and P (s) = 1 / sL may be set.

ここで、電流制御系の動作の理解のため、電流制御部１５の制御器がＰ制御器であると仮定し、Ｋ（ｓ）＝Ｋｃとおく。このとき、指令信号Ｒ（ｓ）から制御偏差Ｅ（ｓ）までの伝達関数は、次式で表される。 Here, in order to understand the operation of the current control system, it is assumed that the controller of the current control unit 15 is a P controller, and K (s) = Kc. At this time, the transfer function from the command signal R (s) to the control deviation E (s) is expressed by the following equation.

Figure 0006953640
Figure 0006953640

また、電流制御系への入力は、正弦波入力を仮定し、ｒ（ｔ）＝ｓｉｎωｔと置く。ｒ（ｔ）は、電流制御系への入力信号の時間関数である。このとき、入力信号ｒ（ｔ）のラプラス変換Ｒ（ｓ）は、Ｒ（ｓ）＝ω／（ｓ２＋ω２）で与えられるので、制御偏差Ｅ（ｓ）は、次式で表される。Further, the input to the current control system is assumed to be a sine wave input, and r (t) = sinωt is set. r (t) is a time function of the input signal to the current control system. At this time, since the Laplace transform R (s) of the input signal r (t) is given by R (s) = ω / (s 2 + ω 2 ), the control deviation E (s) is expressed by the following equation. ..

Figure 0006953640
Figure 0006953640

上記（４）式を変形すると次式が得られる。 The following equation is obtained by modifying the above equation (4).

Figure 0006953640
Figure 0006953640

更に、上記（５）式を逆ラプラス変換して時間波形を求めると、次式が得られる。 Further, when the time waveform is obtained by inverse Laplace transform of the above equation (5), the following equation is obtained.

Figure 0006953640
Figure 0006953640

上記（６）式において、第３項は単調減少の指数関数であり、時間の経過と共にゼロに収束する。一方、第１項と第２項とはゼロにならず、振動周波数で振動し続ける。計算は省略するが、制御器をＰＩ制御にしても、制御偏差の振動項は消失しない。即ち、電流制御系には、制御偏差が残ることとなる。 In the above equation (6), the third term is an exponential function of monotonically decreasing, and converges to zero with the passage of time. On the other hand, the first term and the second term do not become zero and continue to vibrate at the vibration frequency. Although the calculation is omitted, the vibration term of the control deviation does not disappear even if the controller is controlled by PI. That is, the control deviation remains in the current control system.

また、入力信号ｒ（ｔ）が正弦波であるのに対し、制御偏差Ｅ（ｓ）の時間関数であるｅ（ｔ）には余弦波も含まれている。つまり、ｒ（ｔ）とｅ（ｔ）とは、異なる位相となっているので、ｒ（ｔ）とｙ（ｔ）も異なる位相となる。このことは、電流指令値ｉｓ*と交流電流ｉｓとの間の位相がずれ、力率が意図したとおりに制御されないことを意味している。 Further, while the input signal r (t) is a sine wave, the time function e (t) of the control deviation E (s) also includes a cosine wave. That is, since r (t) and e (t) have different phases, r (t) and y (t) also have different phases. This means that the phase between the current command value is * and the alternating current is is out of phase, and the power factor is not controlled as intended.

前述のフィードフォワード電圧ｖＦＦによって、電流制御系の制御偏差である電流制御偏差Δｉｓを低減することが期待される。しかしながら、フィードフォワード電圧ｖＦＦによる補償（ここでは、「フィードフォワード補償」と呼ぶ）は、未知の外乱、又は制御対象５２のパラメータ変動に対してはロバストではない。即ち、フィードフォワード補償は、未知の外乱、又は制御対象５２にパラメータ変動があると十分な効果が発揮されない。 It is expected that the feedforward voltage vFF described above reduces the current control deviation Δis, which is the control deviation of the current control system. However, compensation by feedforward voltage vFF (referred to here as “feedforward compensation”) is not robust against unknown disturbances or parameter fluctuations of the controlled object 52. That is, the feedforward compensation is not sufficiently effective when there is an unknown disturbance or a parameter fluctuation in the controlled object 52.

電流制御系に電流制御偏差Δｉｓが生じるとき、問題となるのは力率が所望の値にならないことである。制御演算部１０ａにおいては、電圧制御部１３の働きで、直流電圧Ｅｄを一定に制御するために必要な有効電流の量は、偏差なく自動的に達成される。従って、電流制御偏差Δｉｓの影響は主に、無効電流量又は力率に反映されることになる。 When the current control deviation Δis occurs in the current control system, the problem is that the power factor does not reach the desired value. In the control calculation unit 10a, the amount of effective current required to control the DC voltage Ed to be constant is automatically achieved without deviation by the function of the voltage control unit 13. Therefore, the influence of the current control deviation Δis is mainly reflected in the reactive current amount or the power factor.

次に、運転状態が力率１ではないときのコンバータ２の動作について説明する。図７は、実施の形態１のコンバータ２における運転状態が力率１ではないときの力行時の動作を説明するベクトル図である。なお、ここでは、図７に示されるように、電源電圧ｖｓに対して交流電流ｉｓの位相が遅れている場合を一例とする。 Next, the operation of the converter 2 when the operating state is not the power factor 1 will be described. FIG. 7 is a vector diagram illustrating the operation during power running when the operating state of the converter 2 of the first embodiment is not the power factor 1. Here, as shown in FIG. 7, a case where the phase of the alternating current is is delayed with respect to the power supply voltage vs. is taken as an example.

図７において、点Ａは交流電流ｉｓを発生させる交流電圧ｖｃ’のベクトルの終点であり、点Ｃは電流指令値ｉｓ*を発生させる交流電圧ｖｃのベクトルの終点である。図７のベクトル図から、コンバータ２の交流電圧出力を、ｖｃ’からｖｃへ変化させることができれば、所望の交流電流を達成できることが分かる。つまり、交流電流ｉｓを発生させる交流電圧ｖｃ’と、電流指令値ｉｓ*を発生させる交流電圧ｖｃとの差分が、電流制御部１５が出力すべき電圧補償量Δｖｃであると考えることができる。 In FIG. 7, the point A is the end point of the vector of the AC voltage vc'that generates the AC current is, and the point C is the end point of the vector of the AC voltage vc that generates the current command value is *. From the vector diagram of FIG. 7, it can be seen that a desired AC current can be achieved if the AC voltage output of the converter 2 can be changed from vc'to vc. That is, it can be considered that the difference between the AC voltage vc'that generates the AC current is and the AC voltage vc that generates the current command value is * is the voltage compensation amount Δvc to be output by the current control unit 15.

次に、図７において、電圧補償量Δｖｃを構成する二つのベクトルに着目する。二つのベクトルの一方は、電流制御偏差Δｉｓと同位相のｒΔｉｓであり、二つのベクトルのもう一方は、電流制御偏差Δｉｓより９０度位相が進んだｊｘΔｉｓである。ここで、従来方式による電流制御部は、増幅器がＰ制御又はＰＩ制御で構成されている。このため、従来方式による電流制御部では、電流制御偏差Δｉｓと同位相又は遅れ位相の信号しか出力することができない。なお、従来方式による電流制御部の詳細な動作については、後述する。 Next, in FIG. 7, attention is paid to the two vectors constituting the voltage compensation amount Δvc. One of the two vectors is rΔis, which is in phase with the current control deviation Δis, and the other of the two vectors is jxΔis, which is 90 degrees ahead of the current control deviation Δis. Here, in the current control unit according to the conventional method, the amplifier is configured by P control or PI control. Therefore, the current control unit according to the conventional method can output only signals having the same phase or the lag phase as the current control deviation Δis. The detailed operation of the current control unit by the conventional method will be described later.

図８は、実施の形態１による電流制御部１５の詳細構成を示すブロック図である。図８において、図２と同一又は同等の構成部には、同一の符号及び記号で示している。 FIG. 8 is a block diagram showing a detailed configuration of the current control unit 15 according to the first embodiment. In FIG. 8, the same or equivalent components as those in FIG. 2 are indicated by the same reference numerals and symbols.

電流制御部１５は、前述の通り、電流指令値ｉｓ*と交流電流ｉｓとの偏差である電流制御偏差Δｉｓを増幅し、電圧補償量Δｖｃを出力する制御部である。図８に示されるように、電流制御部１５は、第１の増幅器１５１と、減算器１５２と、第２の増幅器１５３とを有する。Ｋ１（ｓ）は第１の増幅器１５１の伝達関数であり、Ｋ２（ｓ）は第２の増幅器１５３の伝達関数である。 As described above, the current control unit 15 is a control unit that amplifies the current control deviation Δis, which is the deviation between the current command value is * and the alternating current is, and outputs the voltage compensation amount Δvc. As shown in FIG. 8, the current control unit 15 includes a first amplifier 151, a subtractor 152, and a second amplifier 153. K1 (s) is the transfer function of the first amplifier 151, and K2 (s) is the transfer function of the second amplifier 153.

第１の増幅器１５１は、電流制御偏差Δｉｓを増幅する。減算器１５２は、電流制御偏差Δｉｓと第１の増幅器１５１の出力との差分を生成する。第２の増幅器１５３は、減算器１５２の出力、即ち電流制御偏差Δｉｓと第１の増幅器１５１の出力との差分を増幅する。 The first amplifier 151 amplifies the current control deviation Δis. The subtractor 152 produces a difference between the current control deviation Δis and the output of the first amplifier 151. The second amplifier 153 amplifies the output of the subtractor 152, that is, the difference between the current control deviation Δis and the output of the first amplifier 151.

第２の増幅器１５３は、従来方式による電流制御部の増幅器と同じく、Ｐ制御器又はＰＩ制御器である。一方、第１の増幅器１５１は、以下の条件を満足する制御器である。 The second amplifier 153 is a P controller or a PI controller, like the amplifier of the current control unit according to the conventional method. On the other hand, the first amplifier 151 is a controller that satisfies the following conditions.

・電源電圧ｖｓの周波数で共振特性となる。
・電源電圧ｖｓの周波数で負の位相応答特性を有する。
・電源電圧ｖｓの周波数より高周波域でゲインが単調減少である。-Resonance characteristics are obtained at the frequency of the power supply voltage vs.
-Has a negative phase response characteristic at a frequency of power supply voltage vs.
-The gain is monotonically reduced in the high frequency range from the frequency of the power supply voltage vs.

このとき、実施の形態１による電流制御部１５の出力である電圧補償量Δｖｃは、次式で表される。 At this time, the voltage compensation amount Δvc, which is the output of the current control unit 15 according to the first embodiment, is expressed by the following equation.

Figure 0006953640
Figure 0006953640

ここで、第２の増幅器１５３がＰ制御器であると仮定すると、上記（７）式の第１項は、電流制御偏差Δｉｓと同位相の信号となる。一方、上記（７）式の第２項は、負符号を含めると、電流制御偏差Δｉｓに対して進み位相になる。したがって、上記（７）式によれば、第１項が図７のベクトルＢＡに相当する電圧を補償するように動作し、第２項が図７のベクトルＣＢに相当する電圧を補償するように動作する。なお、第２の増幅器１５３をＰＩ制御器とする場合においても、ＰＩ制御器に用いる積分器の時定数が電源電圧ｖｓの周期よりも十分に大きければ、同様の関係が成り立つ。 Here, assuming that the second amplifier 153 is a P controller, the first term of the above equation (7) is a signal having the same phase as the current control deviation Δis. On the other hand, the second term of the above equation (7) becomes a leading phase with respect to the current control deviation Δis when a negative sign is included. Therefore, according to the above equation (7), the first term operates so as to compensate the voltage corresponding to the vector BA of FIG. 7, and the second term compensates the voltage corresponding to the vector CB of FIG. Operate. Even when the second amplifier 153 is used as the PI controller, the same relationship holds if the time constant of the integrator used for the PI controller is sufficiently larger than the period of the power supply voltage vs. the period.

また、一般的に、抵抗成分ｒよりも、リアクタンス成分ｘの方が十分に大きい。このため、図７の電圧補償量Δｖｃは、電流制御偏差Δｉｓと同位相の成分（ベクトルＢＡ）よりも、進み位相にある成分（ベクトルＣＢ）のほうが支配的である。従って、（７）式においても、第２項の方を支配的に機能させる必要がある。このことは、第１の増幅器１５１が電源電圧ｖｓの周波数において、共振特性となるように設計することで達成される。 Further, in general, the reactance component x is sufficiently larger than the resistance component r. Therefore, the voltage compensation amount Δvc in FIG. 7 is dominated by the component (vector CB) in the lead phase rather than the component (vector BA) having the same phase as the current control deviation Δis. Therefore, even in the equation (7), it is necessary to make the second term function predominantly. This is achieved by designing the first amplifier 151 to have resonance characteristics at a frequency of power supply voltage vs. frequency.

さらに、第１の増幅器１５１が電源電圧ｖｓの周波数よりも高周波域で遮断特性を有することで、電流制御系の開ループ伝達関数において、当該周波数域のゲイン特性及び位相特性の変化を小さくできる。言い換えると、第２の増幅器１５３だけで電流制御系を構成したときと比較して、電流制御系の安定性が劣化するのを抑制できる。第１の増幅器１５１を備えたときの電流制御系の安定性については、公知の別の方式との比較を後述する。 Further, since the first amplifier 151 has a cutoff characteristic in a frequency region higher than the frequency of the power supply voltage vs., the change in the gain characteristic and the phase characteristic in the frequency region can be reduced in the open loop transfer function of the current control system. In other words, it is possible to suppress deterioration of the stability of the current control system as compared with the case where the current control system is configured only by the second amplifier 153. The stability of the current control system when the first amplifier 151 is provided will be described later in comparison with another known method.

ここで、再び、図７における電流制御偏差Δｉｓと、電圧補償量Δｖｃとの間の位相差δに着目する。位相差δはインピーダンス角を表しており、δ＝ｔａｎ−１（ｘ／ｒ）である。先にも述べたとおり、リアクタンス成分ｘは、抵抗成分ｒに比べて十分に大きいので、電圧補償量Δｖｃは、電流制御偏差Δｉｓに対して、ほぼ９０度進みの関係にある。従って、前述した第１の増幅器１５１の条件は、以下のように変更してもよい。Here, again, attention is paid to the phase difference δ between the current control deviation Δis in FIG. 7 and the voltage compensation amount Δvc. The phase difference δ represents the impedance angle, and δ = tan -1 (x / r). As described above, since the reactance component x is sufficiently larger than the resistance component r, the voltage compensation amount Δvc has a relationship of approximately 90 degrees advance with respect to the current control deviation Δis. Therefore, the conditions of the first amplifier 151 described above may be changed as follows.

・電源電圧ｖｓの周波数で共振する。
・電源電圧ｖｓの周波数で−９０度の位相応答である。
・電源電圧ｖｓの周波数より高周波域でゲインが単調減少である。-Resonates at a frequency of power supply voltage vs.
-A phase response of -90 degrees at a frequency of power supply voltage vs.
-The gain is monotonically reduced in the high frequency range from the frequency of the power supply voltage vs.

上記のような条件を満足するには、第１の増幅器１５１を二次遅れ系で構成するのが簡単である。二次遅れ系は、比例ゲインをα、固有周波数をωｒ、減衰係数をζとして、次式の伝達関数で表現できる。 In order to satisfy the above conditions, it is easy to configure the first amplifier 151 with a second-order lag system. The second-order lag system can be expressed by the transfer function of the following equation, where the proportional gain is α, the natural frequency is ωr, and the attenuation coefficient is ζ.

Figure 0006953640
Figure 0006953640

図９は、二次遅れ系で構成した実施の形態１による第１の増幅器１５１の周波数特性を表すボード線図である。図９には、例えば比例ゲインを１、固有周波数を１２０π［ｒａｄ／ｓ］（６０［Ｈｚ］の場合）としたときの実施の形態１による二次遅れ系の周波数特性が示されている。図９の例による二次遅れ系では、固有周波数である６０［Ｈｚ］において、ゲインは上段部に示されるように極大となり、位相応答は下段部に示されるように「−９０度」となる。また、上段部に示されるように、固有周波数よりも高周波域でゲインが単調減少となっている。従って、固有周波数を電源電圧ｖｓの周波数に一致させれば、電源電圧ｖｓの周波数で共振し、電源電圧ｖｓの周波数で「−９０度」の位相応答であり、電源電圧ｖｓの周波数より高周波域でゲインが単調減少である、という３つの条件が同時に達成される。 FIG. 9 is a Bode diagram showing the frequency characteristics of the first amplifier 151 according to the first embodiment configured by the secondary lag system. FIG. 9 shows the frequency characteristics of the second-order lag system according to the first embodiment when, for example, the proportional gain is 1 and the natural frequency is 120π [rad / s] (in the case of 60 [Hz]). In the second-order lag system according to the example of FIG. 9, at the natural frequency of 60 [Hz], the gain becomes maximum as shown in the upper part, and the phase response becomes "-90 degrees" as shown in the lower part. .. Further, as shown in the upper part, the gain is monotonically decreased in the high frequency region than the natural frequency. Therefore, if the natural frequency is matched with the frequency of the power supply voltage vs., it resonates at the frequency of the power supply voltage vs. the phase response is "-90 degrees" at the frequency of the power supply voltage vs. The three conditions that the gain is monotonically decreasing are achieved at the same time.

図１０は、実施の形態１による電流制御部１５を用いたときの効果の説明に供するボード線図である。図１０において、上段部及び下段部共に、実線は電流制御部１５を図８のように構成した実施の形態１における電流制御系の開ループ伝達関数の周波数特性であり、破線は電流制御部１５を第２の増幅器１５３のみで構成したときの電流制御系の開ループ伝達関数の周波数特性である。なお、破線は、実施の形態１の電流制御部１５と、後述する２つの比較例による電流制御部との差を説明するための基準特性として示している。また、図１０では、５００［μｓ」のむだ時間を仮定している。 FIG. 10 is a Bode diagram for explaining the effect when the current control unit 15 according to the first embodiment is used. In FIG. 10, in both the upper and lower stages, the solid line is the frequency characteristic of the open loop transfer function of the current control system according to the first embodiment in which the current control unit 15 is configured as shown in FIG. 8, and the broken line is the current control unit 15. Is the frequency characteristic of the open loop transfer function of the current control system when is configured only by the second amplifier 153. The broken line is shown as a reference characteristic for explaining the difference between the current control unit 15 of the first embodiment and the current control unit according to two comparative examples described later. Further, in FIG. 10, a dead time of 500 [μs] is assumed.

図１０において、実施の形態１による電流制御系の開ループ伝達関数は、固有周波数である６０［Ｈｚ］において、ゲインが極大値となり、位相はほぼ０度となっている。このことは、電流指令値ｉｓ*に対して、電流制御偏差Δｉｓがほぼ同位相となることを意味している。このとき、電流指令値ｉｓ*と交流電流ｉｓとの位相差も解消されるので、力率が高精度に制御されるようになる。 In FIG. 10, the open-loop transfer function of the current control system according to the first embodiment has a maximum gain at a natural frequency of 60 [Hz] and a phase of almost 0 degrees. This means that the current control deviation Δis is substantially in phase with respect to the current command value is *. At this time, the phase difference between the current command value is * and the alternating current is is also eliminated, so that the power factor can be controlled with high accuracy.

ところで、電流制御部において、共振特性を持つ増幅器として、バンドパスフィルタを用いる手法が知られている。以下、この手法による電流制御器を「比較例１による電流制御器」、又は単に「比較例１」と呼ぶ。図１１は、比較例１による電流制御部１５Ａの構成例を示すブロック図である。比較例１による電流制御部１５Ａでは、図８に示される第１の増幅器１５１がバンドパスフィルタ１５４に置き替えられている。Ｂ（ｓ）は、バンドパスフィルタ１５４の伝達関数である。 By the way, in the current control unit, a method of using a bandpass filter as an amplifier having a resonance characteristic is known. Hereinafter, the current controller by this method will be referred to as "current controller according to Comparative Example 1" or simply "Comparative Example 1". FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of the current control unit 15A according to Comparative Example 1. In the current control unit 15A according to Comparative Example 1, the first amplifier 151 shown in FIG. 8 is replaced with the bandpass filter 154. B (s) is a transfer function of the bandpass filter 154.

また、図１１の電流制御部１５Ａでは、図８に示される減算器１５２が加算器１５５に変更されている。図８に示される減算器１５２は、電流制御偏差Δｉｓと第１の増幅器１５１の出力との差分を生成するのに対し、図１１に示される加算器１５５は、電流制御偏差Δｉｓにバンドパスフィルタ１５４の出力を加算している点に注意が必要である。なお、その他の構成については、図８と同一であり、同一の構成部には同一の符号及び記号で示している。 Further, in the current control unit 15A of FIG. 11, the subtractor 152 shown in FIG. 8 is changed to the adder 155. The subtractor 152 shown in FIG. 8 generates a difference between the current control deviation Δis and the output of the first amplifier 151, whereas the adder 155 shown in FIG. 11 has a bandpass filter for the current control deviation Δis. It should be noted that the output of 154 is added. The other configurations are the same as those in FIG. 8, and the same components are indicated by the same reference numerals and symbols.

バンドパスフィルタ１５４の伝達関数Ｂ（Ｓ）は、比例ゲインをα、中心周波数をωｒ、減衰係数をζとして、次式で表すことができる。 The transfer function B (S) of the bandpass filter 154 can be expressed by the following equation, where the proportional gain is α, the center frequency is ωr, and the attenuation coefficient is ζ.

Figure 0006953640
Figure 0006953640

上記（９）式において、「１／２ζ」は先鋭度、「２ζωｒ」はバンド幅とも呼ばれる。 In the above equation (9), "1 / 2ζ" is also called sharpness, and "2ζωr" is also called bandwidth.

次に、比較例１による電流制御部１５Ａを適用した電流制御系の周波数特性について説明する。なお、実施の形態１による電流制御部１５との比較の際の条件を同等とすべく、中心周波数ωｒは、電源電圧ｖｓの周波数に一致させる。 Next, the frequency characteristics of the current control system to which the current control unit 15A according to Comparative Example 1 is applied will be described. The center frequency ωr is made to match the frequency of the power supply voltage vs. in order to make the conditions at the time of comparison with the current control unit 15 according to the first embodiment the same.

図１２は、比較例１によるバンドパスフィルタ１５４の周波数特性を表すボード線図である。図１２には、比例ゲインを１、中心周波数を１２０π［ｒａｄ／ｓ］（６０［Ｈｚ］）としたときのバンドパスフィルタ１５４の周波数特性が示されている。図１２の例によれば、中心周波数でゲインが極大となり、また、中心周波数において位相応答が「０度」である特性、即ち負ではない応答特性が示されている。 FIG. 12 is a Bode diagram showing the frequency characteristics of the bandpass filter 154 according to Comparative Example 1. FIG. 12 shows the frequency characteristics of the bandpass filter 154 when the proportional gain is 1 and the center frequency is 120π [rad / s] (60 [Hz]). According to the example of FIG. 12, the gain is maximized at the center frequency, and the phase response is “0 degrees” at the center frequency, that is, the response characteristic that is not negative is shown.

図１３は、比較例１による電流制御系の開ループ伝達関数の周波数特性を示すボード線図である。比較例１による開ループ伝達関数の周波数特性は、図１３の上段部及び下段部において、実線で示されている。また、図１３において、上段部及び下段部共に、破線は図１０の破線で示した基準特性である。 FIG. 13 is a Bode diagram showing the frequency characteristics of the open-loop transfer function of the current control system according to Comparative Example 1. The frequency characteristics of the open-loop transfer function according to Comparative Example 1 are shown by solid lines in the upper and lower parts of FIG. Further, in FIG. 13, the broken line in both the upper part and the lower part is the reference characteristic shown by the broken line in FIG.

比較例１による開ループ伝達関数は、バンドパスフィルタ１５４の中心周波数において、ゲインが極大となり、位相はほぼ「−９０度」となっている。比較例１によれば、中心周波数で選択的にゲインを大きくできる。このため、実施の形態１と同様に、中心周波数の正弦波指令入力に対する制御偏差を小さくでき、力率が高精度に制御されるようになる。 In the open-loop transfer function according to Comparative Example 1, the gain is maximized at the center frequency of the bandpass filter 154, and the phase is approximately "-90 degrees". According to Comparative Example 1, the gain can be selectively increased at the center frequency. Therefore, as in the first embodiment, the control deviation of the center frequency with respect to the sinusoidal command input can be reduced, and the power factor can be controlled with high accuracy.

しかしながら、図１３の下段部に示されるように、比較例１の特性は、基準特性と比較すると、中心周波数よりも低周波側では位相が進んでいるが、中心周波数よりも高周波側では位相遅れが大きくなっている。従って、高応答化のために、応答周波数（ゲイン交差周波数）が電源電圧ｖｓの周波数よりも高くなるように第２の増幅器１５３を設計すると、位相余裕が減少するという課題が生じる。ここで、「位相余裕」とは、開ループ伝達関数のボード線図において、ゲインが０ｄＢになる周波数での位相が−１８０度に対してどれだけ余裕があるかを示す量、即ち位相差である。なお、ゲインが０ｄＢになる周波数は、一般的に「応答周波数」又は「ゲイン交差周波数」と呼ばれている。 However, as shown in the lower part of FIG. 13, the characteristic of Comparative Example 1 has a phase advance on the low frequency side of the center frequency as compared with the reference characteristic, but has a phase lag on the high frequency side of the center frequency. Is getting bigger. Therefore, if the second amplifier 153 is designed so that the response frequency (gain crossing frequency) is higher than the frequency of the power supply voltage vs. in order to increase the response, there arises a problem that the phase margin is reduced. Here, the "phase margin" is an amount indicating how much the phase at the frequency at which the gain becomes 0 dB has a margin with respect to −180 degrees in the Bode diagram of the open-loop transfer function, that is, the phase difference. be. The frequency at which the gain becomes 0 dB is generally called a "response frequency" or a "gain crossing frequency".

これに対し、上述した実施の形態１による電流制御部１５の場合、開ループ伝達関数の位相特性は、図１０の下段部に示されるように、基準特性に対して、位相を進める方向にしか変化しない。従って、実施の形態１によれば、電流制御系が高応答となるように設計した場合でも、十分な位相余裕を確保することができる。 On the other hand, in the case of the current control unit 15 according to the first embodiment described above, the phase characteristic of the open-loop transfer function is only in the direction of advancing the phase with respect to the reference characteristic, as shown in the lower part of FIG. It does not change. Therefore, according to the first embodiment, even when the current control system is designed to have a high response, a sufficient phase margin can be secured.

また、共振特性を持つ増幅器を電流制御部に適用する別の手法として、ハイパスフィルタを用いる手法も知られている。以下、この手法による電流制御器を「比較例２による電流制御器」、又は単に「比較例２」と呼ぶ。図１４は、比較例２による電流制御部１５Ｂの構成例を示すブロック図である。比較例２による電流制御部１５Ｂでは、図８に示される第１の増幅器１５１がハイパスフィルタ１５６に置き替えられている。Ｃ（ｓ）は、ハイパスフィルタ１５６の伝達関数である。なお、図１４の電流制御部１５Ｂでは、図１１の電流制御部１５Ａと同様に、加算器１５５において、電流制御偏差Δｉｓにハイパスフィルタ１５６の出力が加算されている。その他の構成については、図８と同一であり、同一の構成部には同一の符号及び記号で示している。 Further, as another method of applying an amplifier having a resonance characteristic to a current control unit, a method of using a high-pass filter is also known. Hereinafter, the current controller by this method will be referred to as "current controller according to Comparative Example 2" or simply "Comparative Example 2". FIG. 14 is a block diagram showing a configuration example of the current control unit 15B according to Comparative Example 2. In the current control unit 15B according to Comparative Example 2, the first amplifier 151 shown in FIG. 8 is replaced with the high-pass filter 156. C (s) is the transfer function of the high-pass filter 156. In the current control unit 15B of FIG. 14, the output of the high-pass filter 156 is added to the current control deviation Δis in the adder 155, similarly to the current control unit 15A of FIG. Other configurations are the same as those in FIG. 8, and the same components are indicated by the same reference numerals and symbols.

ハイパスフィルタ１５６の伝達関数Ｃ（ｓ）は、比例ゲインをα、カットオフ周波数をωｒ、減衰係数をζとして、次式で表すことができる。 The transfer function C (s) of the high-pass filter 156 can be expressed by the following equation, where the proportional gain is α, the cutoff frequency is ωr, and the attenuation coefficient is ζ.

Figure 0006953640
Figure 0006953640

次に、比較例２による電流制御部１５Ｂを適用した電流制御系の周波数特性について説明する。なお、実施の形態１による電流制御部１５との比較の際の条件を同等とすべく、カットオフ周波数ωｒは、電源電圧ｖｓの周波数に一致させる。 Next, the frequency characteristics of the current control system to which the current control unit 15B according to Comparative Example 2 is applied will be described. The cutoff frequency ωr is made to match the frequency of the power supply voltage vs. in order to make the conditions at the time of comparison with the current control unit 15 according to the first embodiment equivalent.

図１５は、比較例２によるハイパスフィルタ１５６の周波数特性を表すボード線図である。図１５には、比例ゲインを１、カットオフ周波数を１２０π［ｒａｄ／ｓ］（６０［Ｈｚ］）としたときのハイパスフィルタ１５６の周波数特性が示されている。図１５の例によれば、カットオフ周波数でゲインが極大となり、また、カットオフ周波数において位相応答が「＋９０度」である特性が示されている。 FIG. 15 is a Bode diagram showing the frequency characteristics of the high-pass filter 156 according to Comparative Example 2. FIG. 15 shows the frequency characteristics of the high-pass filter 156 when the proportional gain is 1 and the cutoff frequency is 120π [rad / s] (60 [Hz]). According to the example of FIG. 15, the characteristic that the gain is maximized at the cutoff frequency and the phase response is “+90 degrees” at the cutoff frequency is shown.

図１６は、比較例２による電流制御系の開ループ伝達関数の周波数特性を示すボード線図である。比較例２による開ループ伝達関数の周波数特性は、図１６の上段部及び下段部において、実線で示されている。また、図１６において、上段部及び下段部共に、破線は図１０及び図１３の破線で示した基準特性である。 FIG. 16 is a Bode diagram showing the frequency characteristics of the open-loop transfer function of the current control system according to Comparative Example 2. The frequency characteristics of the open-loop transfer function according to Comparative Example 2 are shown by solid lines in the upper and lower parts of FIG. Further, in FIG. 16, the broken lines in both the upper part and the lower part are the reference characteristics shown by the broken lines in FIGS. 10 and 13.

比較例２による開ループ伝達関数は、ハイパスフィルタ１５６のカットオフ周波数において、ゲインが極大となり、位相はほぼ「０度」となっている。このことは、電流指令値ｉｓ*に対して、電流制御偏差Δｉｓがほぼ同位相となることを意味している。このとき、電流指令値ｉｓ*と交流電流ｉｓとの位相差も解消されるので、力率が高精度に制御されるようになる。 In the open-loop transfer function according to Comparative Example 2, the gain is maximized at the cutoff frequency of the high-pass filter 156, and the phase is substantially "0 degree". This means that the current control deviation Δis is substantially in phase with respect to the current command value is *. At this time, the phase difference between the current command value is * and the alternating current is is also eliminated, so that the power factor can be controlled with high accuracy.

しかしながら、図１６の上段部に示されるように、比較例２の特性は、基準特性と比較すると、カットオフ周波数よりも高周波側では、増加する方向にゲインがオフセットしている。このとき、応答周波数（ゲイン交差周波数）は、基準特性と比較すると高周波側にシフトしている。従って、高応答化のために、応答周波数（ゲイン交差周波数）が電源電圧ｖｓの周波数よりも高くなるように第２の増幅器１５３を設計すると、ゲイン余裕と位相余裕が減少するという課題が生じる。 However, as shown in the upper part of FIG. 16, in the characteristic of Comparative Example 2, the gain is offset in the increasing direction on the high frequency side of the cutoff frequency as compared with the reference characteristic. At this time, the response frequency (gain crossing frequency) is shifted to the high frequency side as compared with the reference characteristic. Therefore, if the second amplifier 153 is designed so that the response frequency (gain crossing frequency) is higher than the frequency of the power supply voltage vs. in order to increase the response, there arises a problem that the gain margin and the phase margin are reduced.

更に、第２の増幅器１５３のみで電流制御部を構成する場合、制御対象５２のインダクタンス成分Ｌの大きさに対応して、第２の増幅器１５３の比例ゲインを決定するだけで、容易に所望の応答周波数を達成することができる。一方、ハイパスフィルタ１５６を併用して電流制御部を構成する場合、ハイパスフィルタ１５６のパラメータと、第２の増幅器１５３のパラメータとが相互に影響して応答周波数が変化するので、制御器の設計が複雑になるという課題がある。 Further, when the current control unit is configured only by the second amplifier 153, it is easily desired by simply determining the proportional gain of the second amplifier 153 corresponding to the magnitude of the inductance component L of the controlled object 52. A response frequency can be achieved. On the other hand, when the current control unit is configured by using the high-pass filter 156 in combination, the parameters of the high-pass filter 156 and the parameters of the second amplifier 153 influence each other to change the response frequency. There is the problem of complexity.

これに対し、上述した実施の形態１による電流制御部１５の場合、開ループ伝達関数のゲイン特性は、図１０の上段部に示されるように、基準特性に対して、固有周波数よりも高周波側でのオフセット量が小さい。従って、固有周波数よりも高周波側の制御応答が第２の増幅器１５３のパラメータだけで支配的に決まる。これにより、制御器の設計が容易な上、十分なゲイン余裕及び位相余裕を確保することができる。 On the other hand, in the case of the current control unit 15 according to the first embodiment described above, the gain characteristic of the open-loop transfer function is on the higher frequency side than the natural frequency with respect to the reference characteristic, as shown in the upper part of FIG. The amount of offset at is small. Therefore, the control response on the higher frequency side than the natural frequency is predominantly determined only by the parameter of the second amplifier 153. As a result, the controller can be easily designed, and a sufficient gain margin and phase margin can be secured.

以上説明したように、実施の形態１における電流制御部は、電力変換器の交流側に流すべき電流の目標値である電流指令値と交流側の実際の電流との偏差を増幅する。伝達関数がＫ１（ｓ）で表される第１の増幅器と、伝達関数がＫ２（ｓ）で表される第２の増幅器とにより、第１の増幅器及び第２の増幅器を含む全体の伝達関数がＫ２（ｓ）（１−Ｋ１（ｓ））で表される。そして、第１の増幅器は、少なくとも交流電源の周波数で共振し、第２の増幅器は比例演算又は比例積分演算を行う。これにより、ステップ状外乱に対する抑制性能を維持しつつ、正弦波指令値に対する定常偏差を低減することができる。 As described above, the current control unit in the first embodiment amplifies the deviation between the current command value, which is the target value of the current to be passed to the AC side of the power converter, and the actual current on the AC side. The entire transfer function including the first amplifier and the second amplifier by the first amplifier whose transfer function is represented by K1 (s) and the second amplifier whose transfer function is represented by K2 (s). Is represented by K2 (s) (1-K1 (s)). Then, the first amplifier resonates at least at the frequency of the AC power supply, and the second amplifier performs proportional calculation or proportional integration calculation. As a result, it is possible to reduce the steady-state deviation with respect to the sine wave command value while maintaining the suppression performance against step-like disturbance.

また、実施の形態１に係る制御装置において、第１の増幅器が電源電圧の周波数で負の位相応答特性を有し、電源電圧の周波数よりも高周波域でゲインが単調減少するものであれば、電流制御器における設計の容易性を確保しつつ、十分なゲイン余裕及び位相余裕を確保することができる。 Further, in the control device according to the first embodiment, if the first amplifier has a negative phase response characteristic at the frequency of the power supply voltage and the gain monotonically decreases in the high frequency range than the frequency of the power supply voltage. It is possible to secure a sufficient gain margin and phase margin while ensuring the ease of design in the current controller.

次に、実施の形態１の制御演算部１０ａにおける演算機能を実現するためのハードウェア構成について、図１７及び図１８の図面を参照して説明する。図１７は、実施の形態１の制御演算部１０ａにおける演算機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図１８は、実施の形態１の制御演算部１０ａにおける演算機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。 Next, the hardware configuration for realizing the calculation function in the control calculation unit 10a of the first embodiment will be described with reference to the drawings of FIGS. 17 and 18. FIG. 17 is a block diagram showing an example of a hardware configuration that realizes a calculation function in the control calculation unit 10a of the first embodiment. FIG. 18 is a block diagram showing another example of a hardware configuration that realizes a calculation function in the control calculation unit 10a of the first embodiment.

実施の形態１の制御演算部１０ａにおける演算機能の全部又は一部をソフトウェアで実現する場合には、図１７に示されるように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。 When all or part of the calculation function in the control calculation unit 10a of the first embodiment is realized by software, as shown in FIG. 17, the processor 300 that performs the calculation and the program read by the processor 300 are stored. The memory 302 and the interface 304 for inputting / outputting signals can be included.

プロセッサ３００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）を例示することができる。 The processor 300 may be a computing means such as an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a CPU (Central Processing Unit), or a DSP (Digital Signal Processor). Further, the memory 302 includes a non-volatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Program ROM), or an EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM). Examples thereof include magnetic disks, flexible disks, optical disks, compact disks, mini disks, and DVDs (Digital Versaille Discs).

メモリ３０２には、制御演算部１０ａにおける演算機能の全部又は一部を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行することにより、コンバータ２に対するＰＷＭ制御を行うことができる。 The memory 302 stores a program that executes all or a part of the calculation functions of the control calculation unit 10a. The processor 300 sends and receives necessary information via the interface 304, and the processor 300 executes a program stored in the memory 302 to perform PWM control for the converter 2.

また、図１７に示すプロセッサ３００及びメモリ３０２は、図１８のように処理回路３０３に置き換えてもよい。処理回路３０３は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。 Further, the processor 300 and the memory 302 shown in FIG. 17 may be replaced with the processing circuit 303 as shown in FIG. The processing circuit 303 corresponds to a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof.

実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１に係る制御装置１０の電流制御系における安定条件について考察する。まず、実施の形態１による電流制御部１５を適用した電流制御系の開ループ伝達関数は次式で表される。Embodiment 2.
In the second embodiment, the stability conditions in the current control system of the control device 10 according to the first embodiment will be considered. First, the open-loop transfer function of the current control system to which the current control unit 15 according to the first embodiment is applied is expressed by the following equation.

Figure 0006953640
Figure 0006953640

上記（１１）式において、分母多項式をＤ（ｓ）、分子多項式をＮ（ｓ）とおくと、電流制御系の閉ループ伝達関数は次式で表される。 In the above equation (11), if the denominator polynomial is D (s) and the numerator polynomial is N (s), the closed loop transfer function of the current control system is expressed by the following equation.

Figure 0006953640
Figure 0006953640

また、比例ゲインをＫｐ、積分時定数をＴｉとして、第２の増幅器１５３の伝達関数Ｋ２（ｓ）を次のようにおく。 Further, the proportional gain is Kp, the integration time constant is Ti, and the transfer function K2 (s) of the second amplifier 153 is set as follows.

Figure 0006953640
Figure 0006953640

ここで、電流制御系の安定性を評価するために、電流制御系の特性多項式φ（ｓ）を求める。特性多項式φ（ｓ）は、次式で表される。 Here, in order to evaluate the stability of the current control system, the characteristic polynomial φ (s) of the current control system is obtained. The characteristic polynomial φ (s) is expressed by the following equation.

Figure 0006953640
Figure 0006953640

上記（１４）式において、ａ０〜ａ４は、特性多項式φ（ｓ）の係数であり、αは第１の増幅器１５１の比例ゲインである。係数ａ０〜ａ４のうち、係数ａ２〜ａ４を表す式には負符号が含まれず、すべての定数が正である。従って、係数ａ２〜ａ４の値は正である。よって、電流制御系が安定であるためには、少なくとも多項式の係数ａ０，ａ１が正でなければならない。まず、ａ１＞０の条件より次式が得られる。 In the above equation (14), a0 to a4 are coefficients of the characteristic polynomial φ (s), and α is a proportional gain of the first amplifier 151. Of the coefficients a0 to a4, the expressions representing the coefficients a2 to a4 do not include a negative sign, and all the constants are positive. Therefore, the values of the coefficients a2 to a4 are positive. Therefore, in order for the current control system to be stable, at least the coefficients a0 and a1 of the polynomial must be positive. First, the following equation is obtained from the condition of a1> 0.

Figure 0006953640
Figure 0006953640

また、ａ０＞０であるためには、α＜１であればよい。ここで、上記（１５）式の右辺の第２項及び第３項は明らかに正である。従って、電流制御系が安定であるための必要条件は、α＜１である。また、第１の増幅器１５１の位相応答を負とする条件は、α＞０である。以上の条件を踏まえると、第１の増幅器１５１の比例ゲインαは、０＜α＜１の範囲で設定するのが望ましい条件となる。ここで、境界条件であるα＝１を上記（１４）式へ代入し、ラウスの安定判別法に基づき多項式係数ａ０〜ａ４を評価すると、電流制御系は安定であることが確認できる。また、α＝０の場合は、第１の増幅器が無効となり従来の電流制御系と同じ構成に帰着する。したがって、第１の増幅器１５１の比例ゲインαを０＜α＜１の範囲に設定すれば、他の制御系を付加することなく、電流制御系の安定度を維持することができる。 Further, in order for a0> 0, α <1 may be sufficient. Here, the second and third terms on the right side of the above equation (15) are clearly positive. Therefore, the necessary condition for the current control system to be stable is α <1. The condition for making the phase response of the first amplifier 151 negative is α> 0. Based on the above conditions, it is desirable that the proportional gain α of the first amplifier 151 is set in the range of 0 <α <1. Here, by substituting α = 1, which is a boundary condition, into the above equation (14) and evaluating the polynomial coefficients a0 to a4 based on Routh's stability determination method, it can be confirmed that the current control system is stable. Further, when α = 0, the first amplifier becomes invalid and the configuration is the same as that of the conventional current control system. Therefore, if the proportional gain α of the first amplifier 151 is set in the range of 0 <α <1, the stability of the current control system can be maintained without adding another control system.

なお、伝達関数の周波数特性は、伝達関数のラプラス演算子をｓ＝ｊωと置き換えて計算すればよい。また、第１の増幅器１５１の伝達関数を表す（８）式は、ｓ＝０とすると比例ゲインαと一致する。このため、「第１の増幅器１５１の比例ゲインαを０＜α＜１の範囲に設定する」ということは、「直流成分に対するゲインを０＜α＜１の範囲に設定する」と言い換えてもよい。 The frequency characteristic of the transfer function may be calculated by replacing the Laplace operator of the transfer function with s = jω. Further, the equation (8) representing the transfer function of the first amplifier 151 agrees with the proportional gain α when s = 0. Therefore, "setting the proportional gain α of the first amplifier 151 in the range of 0 <α <1" can be rephrased as "setting the gain for the DC component in the range of 0 <α <1". good.

以上説明したように、実施の形態２に係る制御装置は、第１の増幅器の比例ゲインαが０＜α＜１の範囲に設定されるので、他の制御系を付加することなく、電流制御系の安定度を維持することができる。 As described above, in the control device according to the second embodiment, since the proportional gain α of the first amplifier is set in the range of 0 <α <1, current control is performed without adding another control system. The stability of the system can be maintained.

実施の形態３．
実施の形態３では、図８に示される実施の形態１による電流制御部１５の変形例について説明する。実施の形態１による電流制御部１５は、以下に示す変形例のように構成されていてもよい。Embodiment 3.
In the third embodiment, a modification of the current control unit 15 according to the first embodiment shown in FIG. 8 will be described. The current control unit 15 according to the first embodiment may be configured as shown in the following modification.

図１９は、実施の形態１による電流制御部１５の第１の変形例を示す図である。図１９において、図８と同一又は同等の構成部には、同一の符号及び記号で示している。 FIG. 19 is a diagram showing a first modification of the current control unit 15 according to the first embodiment. In FIG. 19, the same or equivalent components as those in FIG. 8 are indicated by the same reference numerals and symbols.

図１９に示される電流制御部１５Ｃにおいて、第２の増幅器１５３は、電流制御偏差Δｉｓを増幅する。また、第１の増幅器１５１を含む制御系は、第２の増幅器１５３の出力を増幅する。そして、減算器１５２によって、第２の増幅器１５３の出力と、第１の増幅器１５１の出力との差分が、電圧補償量Δｖｃとして出力される。 In the current control unit 15C shown in FIG. 19, the second amplifier 153 amplifies the current control deviation Δis. Further, the control system including the first amplifier 151 amplifies the output of the second amplifier 153. Then, the subtractor 152 outputs the difference between the output of the second amplifier 153 and the output of the first amplifier 151 as the voltage compensation amount Δvc.

図２０は、実施の形態１による電流制御部１５の第２の変形例を示す図である。図２０における電流制御部１５Ｄにおいて、図８と同一又は同等の構成部には、同一の符号及び記号で示している。 FIG. 20 is a diagram showing a second modification of the current control unit 15 according to the first embodiment. In the current control unit 15D in FIG. 20, the same or equivalent components as those in FIG. 8 are indicated by the same reference numerals and symbols.

図２０に示される電流制御部１５Ｄにおいて、第１の増幅器１５１は、電流制御偏差Δｉｓを増幅する。また、第２の増幅器１５３は二つあり、一方の第２の増幅器１５３ａは、電流制御偏差Δｉｓを増幅し、他方の第２の増幅器１５３ｂは、第１の増幅器１５１の出力を増幅する。そして、減算器１５７によって、一方の第２の増幅器１５３ａの出力と、他方の第２の増幅器１５３ｂの出力との差分が、電圧補償量Δｖｃとして出力される。 In the current control unit 15D shown in FIG. 20, the first amplifier 151 amplifies the current control deviation Δis. Further, there are two second amplifiers 153, one second amplifier 153a amplifies the current control deviation Δis, and the other second amplifier 153b amplifies the output of the first amplifier 151. Then, the subtractor 157 outputs the difference between the output of one second amplifier 153a and the output of the other second amplifier 153b as the voltage compensation amount Δvc.

図２１は、実施の形態１による電流制御部１５の第３の変形例を示す図である。図２１における電流制御部１５Ｅにおいて、図８と同一又は同等の構成部には、同一の符号及び記号で示している。 FIG. 21 is a diagram showing a third modification of the current control unit 15 according to the first embodiment. In the current control unit 15E in FIG. 21, the same or equivalent components as those in FIG. 8 are indicated by the same reference numerals and symbols.

図２１に示される電流制御部１５Ｅにおいても、第２の増幅器１５３は二つあり、一方の第２の増幅器１５３ａ及び他方の第２の増幅器１５３ｂは共に、電流制御偏差Δｉｓを増幅する。また、第１の増幅器１５１は、他方の第２の増幅器１５３ｂの出力を増幅する。そして、減算器１５７によって、一方の第２の増幅器１５３ａの出力と、第１の増幅器１５１の出力との差分が、電圧補償量Δｖｃとして出力される。 Also in the current control unit 15E shown in FIG. 21, there are two second amplifiers 153, and both the second amplifier 153a and the second amplifier 153b amplify the current control deviation Δis. Further, the first amplifier 151 amplifies the output of the other second amplifier 153b. Then, the subtractor 157 outputs the difference between the output of one of the second amplifiers 153a and the output of the first amplifier 151 as the voltage compensation amount Δvc.

図１９から図２１に示される第１から第３の変形例の何れにおいても、第２の増幅器１５３、若しくは第２の増幅器１５３ａ，１５３ｂは、Ｐ制御器又はＰＩ制御器である。また、第１の増幅器１５１は、実施の形態１と同様の条件を満足するものである。 In any of the first to third modifications shown in FIGS. 19 to 21, the second amplifier 153 or the second amplifiers 153a and 153b are P controllers or PI controllers. Further, the first amplifier 151 satisfies the same conditions as in the first embodiment.

そして、図８及び図１９から図２１に示される電流制御部１５，１５Ｃ，１５Ｄ，１５Ｅは、何れも数式上で等価の次式の伝達関数で表すことができる。 The current control units 15, 15C, 15D, and 15E shown in FIGS. 8 and 19 to 21 can all be represented by transfer functions of the following equations that are equivalent in mathematical expressions.

Figure 0006953640
Figure 0006953640

以上の説明のように、本発明による電流制御部は、第１の増幅器と、第２の増幅器と、減算器という３種類の制御器から構成される線形なシステムである。従って、交換則、分配則、又は結合則により等価変換できるものであれば、図８及び図１９から図２１に示される構成以外のものでもよい。即ち、本発明による電流制御部は、電流制御部の伝達関数が上記（１６）式の形式で表せるものであれば、どのような構成のものでもよい。 As described above, the current control unit according to the present invention is a linear system composed of three types of controllers: a first amplifier, a second amplifier, and a subtractor. Therefore, any configuration other than those shown in FIGS. 8 and 19 to 21 may be used as long as it can be equivalently converted by the commutative law, the distributive law, or the associative law. That is, the current control unit according to the present invention may have any configuration as long as the transfer function of the current control unit can be expressed in the form of the above equation (16).

実施の形態４．
図２２は、実施の形態４に係るフィードバック制御装置２０の構成を示すブロック図である。図２２は、図６に示される実施の形態１の電流制御系を、より一般化したフィードバック制御系のブロック線図に表したものである。なお、図２２において、図６及び図８と同一又は同等の構成部には、同一の符号及び記号で示している。Embodiment 4.
FIG. 22 is a block diagram showing the configuration of the feedback control device 20 according to the fourth embodiment. FIG. 22 shows the current control system of the first embodiment shown in FIG. 6 in a block diagram of a more generalized feedback control system. In FIG. 22, the same or equivalent components as those in FIGS. 6 and 8 are indicated by the same reference numerals and symbols.

図２２において、実施の形態４に係るフィードバック制御装置２０は、減算器１４と、制御部２４とを有する。制御部２４は、図６に示される電流制御部１５に対応する。制御部２４の出力側には制御対象２６があり、制御対象２６の出力であるモデル出力ｙが減算器１４にフィードバックされる。減算器１４は、指令信号ｒからモデル出力ｙを減算した制御偏差ｅを生成する。制御部２４は、制御偏差ｅを増幅し、制御対象２６に入力する操作量ｕを演算する。Ｋ（ｓ）は制御部２４の伝達関数であり、Ｐ（ｓ）は制御対象２６の伝達関数である。 In FIG. 22, the feedback control device 20 according to the fourth embodiment has a subtractor 14 and a control unit 24. The control unit 24 corresponds to the current control unit 15 shown in FIG. There is a control target 26 on the output side of the control unit 24, and the model output y, which is the output of the control target 26, is fed back to the subtractor 14. The subtractor 14 generates a control deviation e by subtracting the model output y from the command signal r. The control unit 24 amplifies the control deviation e and calculates the operation amount u to be input to the control target 26. K (s) is the transfer function of the control unit 24, and P (s) is the transfer function of the controlled object 26.

また、図２２において、制御部２４は、第１の増幅器２４１と、減算器２４２と、第２の増幅器２４３とを有する。第１の増幅器２４１は、図８に示される第１の増幅器１５１に対応し、減算器２４２は、図８に示される減算器１５２に対応し、第２の増幅器２４３は、図８に示される第２の増幅器１５３に対応する。Ｋ１（ｓ）は第１の増幅器２４１の伝達関数であり、Ｋ２（ｓ）は第２の増幅器２４３の伝達関数である。 Further, in FIG. 22, the control unit 24 has a first amplifier 241 and a subtractor 242, and a second amplifier 243. The first amplifier 241 corresponds to the first amplifier 151 shown in FIG. 8, the subtractor 242 corresponds to the subtractor 152 shown in FIG. 8, and the second amplifier 243 corresponds to the subtractor 152 shown in FIG. Corresponds to the second amplifier 153. K1 (s) is the transfer function of the first amplifier 241 and K2 (s) is the transfer function of the second amplifier 243.

ここで、第１の増幅器２４１は、指令信号ｒが周波数ωｒで振動する正弦波信号のとき、以下の条件を満足する制御器であるとする。 Here, it is assumed that the first amplifier 241 is a controller that satisfies the following conditions when the command signal r is a sinusoidal signal that oscillates at the frequency ωr.

・周波数ωｒで共振特性となる。
・周波数ωｒで負の位相応答特性を有する。
・周波数ωｒより高周波域でゲインが単調減少である。・ Resonance characteristics are obtained at the frequency ωr.
-Has a negative phase response characteristic at the frequency ωr.
-The gain is monotonically decreasing in the high frequency range from the frequency ωr.

また、実施の形態１と同様に、制御対象２６の伝達関数Ｐ（ｓ）が、一次遅れ形式として、Ｐ（ｓ）＝１／（Ｒ＋ｓＬ）で表され、且つ、制御対象２６のモデル定数が周波数ωｒの近辺でＲ<<ωｒＬが成り立つとする。このとき、第１の増幅器２４１は、次の条件を満足すればよい。 Further, as in the first embodiment, the transfer function P (s) of the control target 26 is represented by P (s) = 1 / (R + sL) as the first-order lag format, and the model constant of the control target 26 is It is assumed that R << ωrL holds in the vicinity of the frequency ωr. At this time, the first amplifier 241 may satisfy the following conditions.

・周波数ωｒで共振特性となる。
・周波数ωｒでの位相応答が−９０度である。
・周波数ωｒより高周波域でゲインが単調減少である。・ Resonance characteristics are obtained at the frequency ωr.
-The phase response at the frequency ωr is -90 degrees.
-The gain is monotonically decreasing in the high frequency range from the frequency ωr.

更に、上記の条件を満足する簡便な増幅器として、第１の増幅器２４１は、上記（８）式で表されるような二次遅れ系としてもよい。この場合、第１の増幅器２４１の比例ゲインであるαは、０＜α＜１の範囲とする。比例ゲインαをこの範囲内の値に設定すれば、フィードバック制御装置２０の制御系は、制御部２４によって安定化することができる。なお、第２の増幅器２４３は、実施の形態１と同様に、Ｐ制御器又はＰＩ制御器を用いる。 Further, as a simple amplifier that satisfies the above conditions, the first amplifier 241 may be a second-order lag system as represented by the above equation (8). In this case, α, which is the proportional gain of the first amplifier 241, is in the range of 0 <α <1. If the proportional gain α is set to a value within this range, the control system of the feedback control device 20 can be stabilized by the control unit 24. As the second amplifier 243, a P controller or a PI controller is used as in the first embodiment.

このとき、図２２に示されるフィードバック制御系の開ループ伝達関数は、例えば図１０の実線で示されるような周波数特性となる。図１０において、周波数ωｒは、固有周波数に対応し、フィードバック制御系の開ループ伝達関数は、周波数ωｒにおいてゲインが極大値であり、位相はほぼ０度である。このことは、周波数ωｒで振動する指令信号ｒに対して、制御偏差ｅがほぼ同位相となることを意味し、このことは更に、モデル出力ｙが指令信号ｒに対してほぼ同位相となることを意味している。従って、モデル出力ｙの、指令信号ｒに対する追従性が向上することになる。 At this time, the open-loop transfer function of the feedback control system shown in FIG. 22 has a frequency characteristic as shown by the solid line in FIG. 10, for example. In FIG. 10, the frequency ωr corresponds to the natural frequency, and the open loop transfer function of the feedback control system has a maximum gain at the frequency ωr and a phase of almost 0 degrees. This means that the control deviation e is substantially in phase with respect to the command signal r oscillating at the frequency ωr, which further means that the model output y is substantially in phase with respect to the command signal r. It means that. Therefore, the followability of the model output y with respect to the command signal r is improved.

また、図２２に示されるフィードバック制御系の開ループ伝達関数は、図１０の破線で示される特性、即ち、第２の増幅器２４３だけで制御部２４を構成した場合の特性と比較すると、周波数ωｒより高周波側におけるゲインの増加及び位相遅れがほとんどない。従って、周波数ωｒより高周波側における制御応答が、第２の増幅器２４３のパラメータだけで支配的に決まる。このため、実施の形態４に係るフィードバック制御装置２０は、制御部２４における設計の容易性を確保しつつ、十分なゲイン余裕及び位相余裕を確保することができる。 Further, the open loop transfer function of the feedback control system shown in FIG. 22 has a frequency ωr as compared with the characteristic shown by the broken line in FIG. 10, that is, the characteristic when the control unit 24 is configured only by the second amplifier 243. There is almost no gain increase or phase lag on the higher frequency side. Therefore, the control response on the high frequency side of the frequency ωr is predominantly determined only by the parameter of the second amplifier 243. Therefore, the feedback control device 20 according to the fourth embodiment can secure a sufficient gain margin and a phase margin while ensuring the ease of design in the control unit 24.

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 The configuration shown in the above-described embodiment shows an example of the content of the present invention, can be combined with another known technique, and is configured without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change a part of.

１ 交流電源、２ コンバータ、３ 負荷、４ インピーダンス要素、１０ 制御装置、１０ａ 制御演算部、１１ 位相演算部、１２，１４，１６，１５２，１５７，２４２ 減算器、１３ 電圧制御部、１３ａ 単位正弦波生成部、１３ｂ ＰＩ制御器、１３ｃ 乗算器、１５，１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃ，１５Ｄ，１５Ｅ 電流制御部、１７ スイッチング指令生成部、２０ フィードバック制御装置、２４ 制御部、２６，５２ 制御対象、１００ 駆動システム、１５１，２４１ 第１の増幅器、１５３，１５３ａ，１５３ｂ，２４３ 第２の増幅器、１５４ バンドパスフィルタ、１５５ 加算器、１５６ ハイパスフィルタ、３００ プロセッサ、３０２ メモリ、３０３ 処理回路、３０４ インタフェース。 1 AC power supply, 2 converter, 3 load, 4 impedance element, 10 controller, 10a control calculation unit, 11 phase calculation unit, 12, 14, 16, 152, 157, 242 subtractor, 13 voltage control unit, 13a unit sine Wave generator, 13b PI controller, 13c multiplier, 15, 15A, 15B, 15C, 15D, 15E current control unit, 17 switching command generator, 20 feedback controller, 24 control unit, 26, 52 control target, 100 Drive system, 151,241 first amplifier, 153, 153a, 153b, 243 second amplifier, 154 bandpass filter, 155 adder, 156 highpass filter, 300 processor, 302 memory, 303 processing circuit, 304 interface.

Claims (4)

指令信号と制御対象の出力との偏差を増幅し、前記制御対象へ入力する操作量を演算する制御部を備えたフィードバック制御装置であって、
前記制御部は、
前記指令信号の周波数で共振する第１の増幅器と、
比例演算又は比例積分演算を行う第２の増幅器と、
を備え、
前記第１の増幅器の伝達関数をＫ１（ｓ）で表し、
前記第２の増幅器の伝達関数をＫ２（ｓ）で表すとき、
前期制御部の伝達関数がＫ２（ｓ）（１−Ｋ１（ｓ））で表され、
前記第１の増幅器は、
前記指令信号の周波数に対する位相応答が負であり
前記指令信号の周波数よりも高周波域でゲインが単調減少である
ことを特徴とするフィードバック制御装置。A feedback control device including a control unit that amplifies the deviation between the command signal and the output of the control target and calculates the amount of operation to be input to the control target.
The control unit
A first amplifier that resonates at the frequency of the command signal,
A second amplifier that performs proportional or proportional integral operations,
With
The transfer function of the first amplifier is represented by K1 (s).
When the transfer function of the second amplifier is represented by K2 (s),
The transfer function of the control unit in the previous term is represented by K2 (s) (1-K1 (s)).
The first amplifier
A feedback control device characterized in that the phase response to the frequency of the command signal is negative and the gain is monotonically decreased in a frequency region higher than the frequency of the command signal. 前記第１の増幅器は、固有周波数が前記指令信号の周波数と一致する二次遅れ系であることを特徴とする請求項１に記載のフィードバック制御装置。 The feedback control device according to claim 1, wherein the first amplifier is a secondary lag system in which the natural frequency matches the frequency of the command signal. 前記第１の増幅器は、直流成分に対するゲインが０より大きく１未満であることを特徴とする請求項１又は２に記載のフィードバック制御装置。 The feedback control device according to claim 1 or 2, wherein the first amplifier has a gain for a DC component of more than 0 and less than 1. 交流電源から出力される交流電力を直流電力に変換する電力変換器の制御装置であって、
前記制御装置は、
前記電力変換器の交流側に流すべき電流の目標値である電流指令値と、前記交流側の実際の電流との偏差に基づいて電圧補償量を生成する電流制御部を備え、
前記電流制御部は、請求項１から３の何れか１項に記載のフィードバック制御装置に具備される前記制御部を備え、
前記指令信号の周波数は前記交流電源の周波数であり、
前記操作量は前記電圧補償量である
ことを特徴とする電力変換器の制御装置。A control device for a power converter that converts AC power output from an AC power supply into DC power.
The control device is
It is provided with a current control unit that generates a voltage compensation amount based on the deviation between the current command value, which is the target value of the current to be passed to the AC side of the power converter, and the actual current on the AC side.
The current control unit includes the control unit included in the feedback control device according to any one of claims 1 to 3.
The frequency of the command signal is the frequency of the AC power supply.
A control device for a power converter, wherein the operation amount is the voltage compensation amount.
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