JP2021071336A - Excitation inrush current discrimination device and discrimination method - Google Patents
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Abstract
Description
本開示は、励磁突入電流の判別装置および判別方法に関する。 The present disclosure relates to a discriminating device and a discriminating method for an exciting inrush current.
本願発明者は、電力系統の電気量（すなわち、交流電圧または交流電流）の対称性を利用して電気量を測定する手法として、時系列に連続する３つの電圧回転ベクトル（または、電流回転ベクトル）から構成されるゲージ電圧群（または、ゲージ電流群）を用いる手法を提案してきた。さらに、本願発明者は、時系列に連続する４つの電圧回転ベクトル（または、電流回転ベクトル）のうち隣接するベクトル間の差分ベクトルから構成されるゲージ差分電圧群（または、ゲージ差分電流群）を利用する手法を提案してきた。 The inventor of the present application uses three consecutive voltage rotation vectors (or current rotation vectors) in time series as a method for measuring the amount of electricity by utilizing the symmetry of the amount of electricity (that is, AC voltage or AC current) in the power system. ) Has been proposed as a method using a gauge voltage group (or gauge current group). Further, the inventor of the present application creates a gauge difference voltage group (or gauge difference current group) composed of a difference vector between adjacent vectors among four voltage rotation vectors (or current rotation vectors) that are continuous in time series. I have proposed a method to use.
具体的に、特許第５２１４０７４号公報（特許文献１）は、ゲージ電圧群またはゲージ差分電圧群を構成する要素間の乗積を計算することによって、種々の不変量を計算する方法を開示している。 Specifically, Japanese Patent No. 5214074 (Patent Document 1) discloses a method of calculating various invariants by calculating the product between the elements constituting the gauge voltage group or the gauge differential voltage group. There is.
本願発明者は、さらに、上記のゲージ電流群およびゲージ差分電流群を利用することにより、励磁突入電流を高速に検出する手法を開示している。具体的に、特許第６３５１５３７号公報（特許文献２）において開示した手法は、入力交流電流に基づいて、直流成分の振幅と基本波成分の振幅との比を計算するものである。基本波振幅はゲージ差分電流群の瞬時値を用いて計算され、直流振幅はゲージ電流群の瞬時値を用いて計算される。 The inventor of the present application further discloses a method of detecting an exciting inrush current at high speed by using the gauge current group and the gauge difference current group described above. Specifically, the method disclosed in Japanese Patent No. 6351537 (Patent Document 2) calculates the ratio between the amplitude of the direct current component and the amplitude of the fundamental wave component based on the input alternating current. The fundamental wave amplitude is calculated using the instantaneous value of the gauge difference current group, and the DC amplitude is calculated using the instantaneous value of the gauge current group.
上記の特許文献２に記載された手法の場合、直流振幅と基本波振幅との比に基づいて励磁突入電流が判別されるので、電力系統の故障時の直流電流の影響によって励磁突入電流を誤判別するおそれがある。本開示は、上記の課題を考慮してなされたものであって、その目的は、従来よりも高精度に励磁突入電流を判別できる装置および方法を提供することである。
In the case of the method described in
一実施形態による励磁突入電流の判別装置は、記憶部と、データ生成部と、第１の振幅計算部と、第２の振幅計算部と、判別部とを備える。記憶部は、データサンプリング周期ごとに検出された検出電流の瞬時値を第１の時系列データとして格納する。データ生成部は、第１の時系列データの各サンプリング時刻の電流瞬時値に、当該サンプリング時刻よりも第１の時間間隔だけ前の時刻の電流瞬時値をそれぞれ加算することによって、検出電流に含まれる電流成分を表す第２の時系列データを生成する。ここで、第１の時間間隔は、データサンプリング周期の整数倍のうちで、検出電流の基本波の定格周波数の２倍の逆数に最も近い値に設定される。第１の振幅計算部は、第１の時系列データに基づいて検出電流の振幅を計算する。第２の振幅計算部は、第２の時系列データに基づいて電流成分の振幅を計算する。判別部は、上記検出電流の振幅に対する上記電流成分の振幅の比率が閾値を超えているか否かを判別する。 The excitation inrush current discriminating device according to one embodiment includes a storage unit, a data generation unit, a first amplitude calculation unit, a second amplitude calculation unit, and a discriminating unit. The storage unit stores the instantaneous value of the detected current detected for each data sampling cycle as the first time series data. The data generation unit includes the current instantaneous value of each sampling time of the first time-series data in the detected current by adding the current instantaneous value of the time preceding the sampling time by the first time interval. A second time series data representing the current component to be generated is generated. Here, the first time interval is set to the value closest to the reciprocal of twice the rated frequency of the fundamental wave of the detected current among the integral multiples of the data sampling period. The first amplitude calculation unit calculates the amplitude of the detected current based on the first time series data. The second amplitude calculation unit calculates the amplitude of the current component based on the second time series data. The discriminating unit determines whether or not the ratio of the amplitude of the current component to the amplitude of the detected current exceeds the threshold value.
上記の実施形態によれば、第１の時系列データに基づく電流振幅と第２の時系列データに基づく電流振幅との比率に基づいて励磁突入電流が判別されるので、従来よりも高精度の判別が可能である。 According to the above embodiment, the exciting inrush current is determined based on the ratio of the current amplitude based on the first time series data and the current amplitude based on the second time series data, so that the excitation inrush current is more accurate than before. It is possible to distinguish.
以下、実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰り返さない。 Hereinafter, embodiments will be described in detail with reference to the drawings. The same or corresponding parts are designated by the same reference numerals, and the description thereof will not be repeated.
実施の形態１．
［電流振幅の計算方法］
まず、本実施形態で用いられる電流振幅の計算方法について説明する。この振幅計算方法は、複素平面上のゲージ電流群に基づくものである。基本的には電流瞬時値の２乗の和の演算によって振幅が計算できるので、どのような条件でも高速かつ高精度に電流振幅を計算可能である。
[Calculation method of current amplitude]
First, a method for calculating the current amplitude used in the present embodiment will be described. This amplitude calculation method is based on a gauge current group on the complex plane. Basically, the amplitude can be calculated by calculating the sum of the squares of the instantaneous current values, so that the current amplitude can be calculated at high speed and with high accuracy under any conditions.
図１は、複素平面上のゲージ電流群について説明するための図である。図１に示すように、複素平面上のゲージ電流群は、ゲージサンプリング周期Ｔずつ時間間隔が異なる３つの電流回転ベクトルｉ１（ｔ＋Ｔ），ｉ１（ｔ），ｉ１（ｔ−Ｔ）によって構成される。なお、本開示において、複素平面上の電流ベクトルは時間の経過に伴って反時計回りに回転する回転ベクトルとして定義される。具体的にゲージ電流群は、下式（１）のように表すことができる。 FIG. 1 is a diagram for explaining a gauge current group on a complex plane. As shown in FIG. 1, the gauge current group on the complex plane is divided by three current rotation vectors i 1 (t + T), i 1 (t), and i 1 (t−T) having different time intervals for each gauge sampling period T. It is composed. In the present disclosure, the current vector on the complex plane is defined as a rotation vector that rotates counterclockwise with the passage of time. Specifically, the gauge current group can be expressed as the following equation (1).
上式（１）において、Ｉは電流振幅、Ｔはゲージサンプリング周期（第２の時間間隔とも称する）、αはＴに対応するゲージ回転位相角、φ０はゲージ電流群の中心位相角である。図１では、α＝９０°の場合が示されている。中心位相角φ０は時間の経過に従って周期的に変化する。 In the above equation (1), I is the current amplitude, T is the gauge sampling period (also referred to as the second time interval), α is the gauge rotation phase angle corresponding to T, and φ 0 is the central phase angle of the gauge current group. .. FIG. 1 shows the case where α = 90 °. Center phase angle phi 0 varies periodically with time.
上式（１）の各電流ベクトルをそれぞれ実数軸上に展開すると、次式（２）が得られる。次式（２）において、Ｒｅ［Ａ］は、Ａの実数部を表す。 By expanding each current vector of the above equation (1) on the real number axis, the following equation (2) is obtained. In the following equation (2), Re [A] represents the real part of A.
上式（２）の電流瞬時値ｉ０１，ｉ＋１，ｉ−１を用いて、次式（３）に従ってゲージ電流Ｉｇを定義する。すなわち、ゲージサンプリング周期Ｔごとに検出された３つの電流瞬時値を時間的に新しいほうからｉ＋１，ｉ０１，ｉ−１とする。この場合、ゲージ電流Ｉｇは、ｉ＋１の２乗とｉ−１の２乗の加算平均にｉ０１の２乗を加算した加算結果の平方根に等しい。 Using the instantaneous current values i 01 , i +1 and i -1 of the above equation (2), the gauge current Ig is defined according to the following equation (3). That is, the three instantaneous current values detected for each gauge sampling period T are set to i + 1 , i 01 , and i -1 from the newest in time. In this case, the gauge current I g is equal to the square and the square root of the sum obtained by adding the square of the square of averaging the i 01 of i -1 of i +1.
上式（３）に上式（２）を代入すると次式（４Ａ）が得られる。次式（４Ａ）において、ｆＣを周波数係数と称し、次式（４Ｂ）にように計算される。 Substituting the above equation (2) into the above equation (3) gives the following equation (4A). In the following equation (4A), f C is referred to as a frequency coefficient and is calculated as in the following equation (4B).
上式（４Ａ）は、ゲージ電流Ｉｇが、入力交流電流の基本波の２倍の周波数で振動していることを示している。したがって、入力交流電流の基本波の半周期を窓長として、ゲージ電流Ｉｇに対して移動平均処理を行えば、上式（４Ａ）の平方根の部分は１に近似する。これにより、電流振幅Ｉを計算できる。 The above equation (4A) indicates that the gauge current Ig oscillates at a frequency twice that of the fundamental wave of the input alternating current. Accordingly, the window length half period of the fundamental wave of the input AC current, by performing moving average processing on the gauge current I g, the square root of the portion of the equation (4A) approximates to 1. Thereby, the current amplitude I can be calculated.
なお、α＝９０°の場合には、上式（４Ａ）の平方根の部分は１に等しいのでゲージ電流Ｉｇが電流振幅Ｉに等しくなる。ただし、実周波数と定格周波数とは通常異なるので、ゲージサンプリング周期αは正確には９０°にならない。このような場合に移動平均処理を施すことによって実周波数の変動を自動的に補償できる。 When α = 90 °, the square root portion of the above equation (4A) is equal to 1, so the gauge current Ig is equal to the current amplitude I. However, since the actual frequency and the rated frequency are usually different, the gauge sampling period α is not exactly 90 °. In such a case, the fluctuation of the actual frequency can be automatically compensated by performing the moving average processing.
具体的に、基本波の１周期のサンプリング点数をＮ０とし、ｋ＝１〜Ｎ０の各々に対して計算されたゲージ電流をＩｇｋとすれば、交流電流振幅は次式（５）のように計算できる。移動平均値を計算することによって、入力交流電流の周波数が定格周波数からずれても周波数の計算が可能である。 Specifically, the number of sampling points for one period of the fundamental wave and N 0, if the gauge current calculated for each of k = 1 to N 0 and I gk, alternating current amplitude following formula (5) Can be calculated as By calculating the moving average value, the frequency can be calculated even if the frequency of the input AC current deviates from the rated frequency.
以下、上式（３）の幾何学的解釈を補足する。ゲージ回転位相角αを９０°とする。図１に示すように、３つの直角三角形△ＯＤＡ、△ＢＥＯ、および△ＯＦＣが構成される。これら３つの直角三角形は相似である。すなわち、次式（６）のように表される。 The geometric interpretation of the above equation (3) will be supplemented below. The gauge rotation phase angle α is 90 °. As shown in FIG. 1, three right triangles ΔODA, ΔBEO, and ΔOFC are configured. These three right triangles are similar. That is, it is expressed as the following equation (6).
直角三角形ΔＯＤＡとΔＯＦＣとにピタゴラスの定理を適用すれば、それぞれ次の関係式（７）が成立することが分かる。 By applying the Pythagorean theorem to the right triangles ΔODA and ΔOFC, it can be seen that the following relational expressions (7) hold, respectively.
上式（７）において、ＯＡ＝ＯＣ＝Ｉｇ、ＯＤ＝ｉ＋１、ＡＤ＝ＣＦ＝ｉ０１、ＯＦ＝ｉ−１を代入すると、前述の式（３）が得られる。 Substituting OA = OC = Ig , OD = i + 1 , AD = CF = i 01 , and OF = i -1 in the above equation (7), the above equation (3) is obtained.
［励磁突入電流の判別装置の構成］
以下、励磁突入電流の判別装置の構成について説明する。まず、ハードウェア構成の一例について説明し、次に判別装置の機能的構成について説明する。
[Configuration of excitation inrush current discrimination device]
Hereinafter, the configuration of the excitation inrush current discriminating device will be described. First, an example of the hardware configuration will be described, and then the functional configuration of the discriminating device will be described.
図２は、励磁突入電流の判別装置のハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図２を参照して、励磁突入電流の判別装置１００は、アナログ入力回路１０１と、演算回路１１０と、Ｉ／Ｏ（Input and Output）回路１２０とを備える。
FIG. 2 is a block diagram showing an example of the hardware configuration of the exciting inrush current discriminating device. With reference to FIG. 2, the exciting inrush current
アナログ入力回路１０１は、入力トランス１０２と、アナログフィルタ（ＡＦ：Analog Filter）１０３と、サンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ：Sample Hold Circuit）１０４と、マルチプレクサ（ＭＰＸ：Multiplexer）１０５と、Ａ／Ｄ変換器１０６と、ＤＭＡ（Direct Memory Access）コントローラ１０７とを含む。
The
入力トランス１０２は、入力チャンネルＣＨ１〜ＣＨ２ごとに補助変成器を備える。入力トランス１０２には、電力系統の電流変成器から電流信号が入力される。各補助変成器は、電流信号をアナログ入力回路１０１および演算回路１１０での信号処理に適した電圧レベルの信号に変換する。アナログフィルタ１０３およびサンプルホールド回路１０４は、入力信号のチャンネルＣＨ１〜ＣＨｎごとに設けられる。
The
各アナログフィルタ１０３は、Ａ／Ｄ変換の際の折返し誤差を除去するために設けられたローパスフィルタである。各サンプルホールド回路１０４は、対応のアナログフィルタ１０３を通過した信号を規定のサンプリング周波数でサンプリングして保持する。サンプリング周波数は、たとえば、４８００Ｈｚである。通常、サンプルホールド回路１０４のサンプリング周波数は、データサンプリング周波数よりも高周波である。
Each
マルチプレクサ１０５は、各サンプルホールド回路１０４に保持された電圧信号を順次選択する。Ａ／Ｄ変換器１０６は、マルチプレクサ１０５によって選択された信号をデジタル値に変換する。
The
ＤＭＡコントローラ１０７は、Ａ／Ｄ変換器１０６から出力されたデジタルデータをＲＡＭ１１３に転送する。
The
演算回路１１０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１１１と、ＲＡＭ（Random Access Memory）１１３と、ＲＯＭ（Read Only Memory）１１４と、メモリ１１２と、これらを接続するバス１１５とを含む。ＣＰＵ１１１は、プログラムに従って動作することにより、励磁突入電流の判別装置１００の全体の動作を制御する。ＲＡＭ１１３およびＲＯＭ１１４は、ＣＰＵ１１１の主記憶として用いられる。メモリ１１２は、フラッシュメモリなどの不揮発性メモリを用いることにより、プログラムおよび信号処理用の設定値などを収納することができる。
The
なお、演算回路１１０は、何らかの電子回路によって構成されていればよく、図２の例には限定されない。たとえば、演算回路１１０は、複数のＣＰＵを備えていてもよい。また、演算回路１１０は、ＣＰＵなどのプロセッサに代えて、少なくとも１つのＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）によって構成されていてもよいし、少なくとも１つのＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）によって構成されていてもよい。もしくは、演算回路１１０は、プロセッサ、ＡＳＩＣ、およびＦＰＧＡのうちのいずれかの組み合わせによって構成されていてもよい。
The
Ｉ／Ｏ回路１２０は、通信回路１２１と、デジタル入力（Ｄ／Ｉ：Digital Input）回路１２２と、デジタル出力（Ｄ／Ｏ：Digital Output）回路１２３とを含む。通信回路１２１、デジタル入力回路１２２、およびデジタル出力回路１２３は、ＣＰＵ１１１と外部装置との間で通信を行う際のインターフェース回路である。
The I /
図３は、励磁突入電流の判別装置の機能的構成を示すブロック図である。図３に示すように、励磁突入電流の判別装置２００は、電流瞬時値データの入力部２０１と、記憶部２０２と、演算処理部２１０と、信号出力部２０７とを含む。
FIG. 3 is a block diagram showing a functional configuration of an exciting inrush current discriminating device. As shown in FIG. 3, the exciting inrush current
入力部２０１は、電力系統１０の線路１１に設置された電流変成器（ＣＴ：Current Transformer）から、電流検出信号を受ける。なお、線路１１には、変圧器１２が接続されている。変圧器１２に電流が印加されたとき、著しく大きな励磁電流が流れる場合がある。この大きな電流を励磁突入電流という。
The
入力部２０１は、電流検出信号をサンプリングすることによって得られた時系列の電流瞬時値データをデジタルの電流瞬時値データに変換する。記憶部２０２は、デジタル変換後の電流瞬時値データを記憶する。演算処理部２１０は、デジタルの電流瞬時値データに基づいて、励磁突入電流を判別する。信号出力部２０７は、励磁突入電流の判別結果に基づく信号を外部に出力する。
The
より詳細には、演算処理部２１０は、総合電流の振幅計算部２０３と、偶数波ペア電流を生成するデータ生成部２０４と、偶数波ペア電流の振幅計算部２０５と、励磁突入電流の判別部２０６とを含む。これらの構成要素の機能については、図４のフローチャートを参照しながら後で説明する。
More specifically, the arithmetic processing unit 210 includes a total current
一例として、上記の入力部２０１は、図３のアナログ入力回路１０１に対応する。記憶部２０２は、図２の不揮発性メモリ１１２またはＲＡＭ１１３に対応する。演算処理部２１０は、図２のＣＰＵ１１１に対応する。演算処理部２１０の機能は、ＣＰＵ１１１がプログラムに従って命令を実行することによって実現される。信号出力部２０７は、図２の通信回路１２１またはデジタル出力回路１２３に対応する。
As an example, the
［励磁突入電流の判別装置の動作］
図４は、励磁突入電流を判別する手順を示すフローチャートである。以下、図３および図４を参照して、励磁突入電流の判別装置２００の動作について説明する。
[Operation of excitation inrush current discriminator]
FIG. 4 is a flowchart showing a procedure for determining the exciting inrush current. Hereinafter, the operation of the exciting inrush current
図４のステップＳ１０１において、入力部２０１は、電流変成器ＣＴによって検出された電流信号をサンプリングすることによって電流瞬時値データを取得する。入力部２０１は、取得したアナログの電流瞬時値データをデジタルの電流瞬時値データに変換する。このデジタル変換によって、次の（８）に示すような時系列の電流瞬時値データ（第１の時系列データ）が得られる。
In step S101 of FIG. 4, the
電流瞬時値データｉ１，ｉ２，ｉ３，…は、時間的に後のほうから（すなわち、時間が新しいほうから）並べられており、データサンプリング周期Ｔ１ごとに検出された交流電流の電流瞬時値によって構成される。デジタル変換された電流瞬時値データは、記憶部２０２に格納される。
Current instantaneous values i 1, i 2, i 3 , ... from more temporally subsequent (i.e., from more new time) aligned and, of the alternating current detected for each data sampling period T 1 It is composed of instantaneous current values. The digitally converted instantaneous current value data is stored in the
ここで、データサンプリング周期Ｔ１の逆数をデータサンプリング周波数ｆ１と称する。検出された交流電流の基本波の定格周波数をｆ０とし、その逆数である基本波の周期をＴ０とする。以下では、簡単のために、データサンプリング周波数ｆ１が定格周波数ｆ０の１２倍の場合（ｆ１＝１２×ｆ０）を例に挙げて説明する。したがって、基本波の実周波数が定格周波数に等しい場合、データサンプリング周期Ｔ１に対応する位相角は３０度である。一般的には、データサンプリング周波数ｆ１は定格周波数ｆ０の整数倍でなくてよい。 Here, the reciprocal of the data sampling period T 1 is referred to as the data sampling frequency f 1 . Let f 0 be the rated frequency of the detected alternating current fundamental wave, and let T 0 be the period of the fundamental wave, which is the reciprocal of the rated frequency. In the following, for the sake of simplicity, a case where the data sampling frequency f 1 is 12 times the rated frequency f 0 (f 1 = 12 × f 0 ) will be described as an example. Therefore, if the actual frequency of the fundamental wave is equal to the rated frequency, the phase angle corresponding to the data sampling period T 1 is 30 degrees. In general, the data sampling frequency f 1 does not have to be an integral multiple of the rated frequency f 0.
次のステップＳ１０２において、振幅計算部２０３は、上記の電流瞬時値データに基づいて検出電流の振幅を計算する。ここで、検出された電流瞬時値データは、基本波成分以外に直流成分および高調波成分など全ての電流成分を含んでいる。この意味で検出された交流電流を総合電流と称する。
In the next step S102, the
総合電流の振幅計算には、前述の式（３）のゲージ電流Ｉｇの計算式が用いられる。ゲージサンプリング周期Ｔ（第２の時間間隔とも称する）は、データサンプリング周期Ｔ１の整数倍のうちで、基本波の定格周波数ｆ０の４倍の逆数（すなわち、基本波の周期Ｔ０の１／４倍）に最も近い値に設定されるのが望ましい。したがって、基本波の実周波数が定格周波数に等しい場合、ゲージ回転位相角αは９０度に等しいか、９０度にできるだけ近い値に設定されるのが望ましい。ただし、式（４Ａ）を参照して説明したように、ゲージ電流Ｉｇの振動成分は移動平均処理によって除去されるので、ゲージ回転位相角αは必ずしも９０度に近い値に設定される必要はない。 For the calculation of the amplitude of the total current, the formula for calculating the gauge current Ig in the above formula (3) is used. The gauge sampling period T (also referred to as the second time interval) is an integral multiple of the data sampling period T 1 and is the reciprocal of 4 times the rated frequency f 0 of the fundamental wave (that is, 1 of the period T 0 of the fundamental wave). It is desirable to set the value closest to (4 times). Therefore, when the actual frequency of the fundamental wave is equal to the rated frequency, it is desirable that the gauge rotation phase angle α is set to a value equal to or as close to 90 degrees as possible. However, as explained with reference to the equation (4A), since the vibration component of the gauge current Ig is removed by the moving average processing, the gauge rotation phase angle α does not necessarily have to be set to a value close to 90 degrees. ..
具体的に、振幅計算部２０３は、電流瞬時値データから、互いにゲージサンプリング周期Ｔだけ隔てた３つの電流瞬時値ｉ＋１，ｉ０１，ｉ−１を抽出して、抽出した３つの電流瞬時値を用いて式（３）に従って交流電流の振幅を計算する。前述の（８）に示す電流瞬時値データの場合、たとえば電流瞬時値ｉ１，ｉ４，ｉ７が抽出される。そして、振幅計算部２０３は、次式（９）に従ってゲージ電流Ｉｍｇを計算する。
Specifically, the amplitude calculation unit 203 extracts three current instantaneous values i + 1 , i 01 , and i -1 separated from each other by the gauge sampling period T from the current instantaneous value data, and extracts the three current instantaneous values. Is used to calculate the amplitude of the alternating current according to equation (3). In the case of the instantaneous current value data shown in (8) above, for example, the instantaneous current values i 1 , i 4 , and i 7 are extracted. Then, the
さらに、振幅計算部２０３は、上記のゲージ電流Ｉｍｇに対して移動平均処理を施すことによって総合電流の振幅Ｉｍを求める。具体的に、基本波の１周期のサンプリング点数をＮ０とし、ｋ＝１〜Ｎ０の各々に対して計算されたゲージ電流をＩｍｋとすれば、総合電流の振幅Ｉｍは、次式（１０）で表される。
Furthermore, the
次のステップＳ１０３において、データ生成部２０４は、電流瞬時値データの各サンプリング時刻の電流瞬時値に、当該サンプリング時刻よりも基本波の半周期にほぼ等しい時間間隔（第１の時間間隔とも称する）だけ前の時刻の電流瞬時値をそれぞれ加算することによって、第２の電流瞬時値データ（第２の時系列データ）を生成する。上記の第１の時間間隔は、データサンプリング周期Ｔ１の整数倍のうちで、基本波の定格周波数ｆ０の２倍の逆数（すなわち、基本波の周期Ｔ０の１／２倍）に最も近い値に設定される。具体的に、前述の（８）に示す時系列の電流瞬時値データの場合、以下の式（１１）に示す演算操作によって第２の電流瞬時値データｉｅ１，ｉｅ２，…が生成される。
In the next step S103, the
基本波の実周波数が定格周波数に等しいとき、上記の演算操作は、互いに略１８０°位相の隔てた電流瞬時値同士を加算することと同じである。したがって、上記の演算操作によって奇数調波成分が除去され、交流電流から直流成分と偶数調波成分とが抽出される。この開示おいて、抽出された電流成分を偶数波ペア電流と称する。 When the actual frequency of the fundamental wave is equal to the rated frequency, the above arithmetic operation is the same as adding the instantaneous current values that are approximately 180 ° out of phase with each other. Therefore, the odd-numbered harmonic component is removed by the above arithmetic operation, and the DC component and the even-numbered harmonic component are extracted from the alternating current. In this disclosure, the extracted current component is referred to as an even wave pair current.
次のステップＳ１０４において、振幅計算部２０５は、上記の第２の電流瞬時値データに基づいて偶数波ペア電流の振幅を計算する。この振幅計算方法は、式（９）および（１０）を参照して説明したものと同じである。具体的に、振幅計算部２０５は、第２の電流瞬時値データｉｅ１，ｉｅ２，…から、互いにゲージサンプリング周期Ｔだけ隔てた３つの電流瞬時値ｉｅ１，ｉｅ４，ｉｅ７を抽出し、次式（１２）に従ってゲージ電流Ｉｅｇを計算する。
In the next step S104, the
さらに、振幅計算部２０５は、上記のゲージ電流Ｉｅｇに対して移動平均処理を施すことによって、偶数波ペア電流の振幅Ｉｅを求める。具体的に、基本波の１周期のサンプリング点数をＮ０とし、ｋ＝１〜Ｎ０の各々に対して計算されたゲージ電流をＩｅｋとすれば、偶数波ペア電流の振幅Ｉｅは、次式（１３）で表される。
Further, the
次のステップＳ１０５において、判別部２０６は、次式（１４）に示すように、総合電流の振幅Ｉｍに対する偶数波ペア電流Ｉｅの比率ｋｉｎｒｕｓｈを計算する。この開示において、比率ｋｉｎｒｕｓｈを偶数波振幅比と称する場合がある。
In the next step S105,
判別部２０６は、偶数波振幅比ｋｉｎｒｕｓｈが閾値よりも大きいか否かを判定する。判別部２０６は、偶数波振幅比ｋｉｎｒｕｓｈが閾値より大きい場合に、検出した電流は励磁突入電流であると判定する。判別部２０６は、偶数波振幅比ｋｉｎｒｕｓｈが閾値以下の場合に、検出した電流は励磁突入電流でないと判定する。閾値としてたとえば１．４が選択される。
The discriminating
次のステップＳ１０６において、信号出力部２０７は、励磁突入電流が判別された場合に、変圧器１２を電力系統１０から切り離すために、たとえば遮断器にトリップ信号を出力する。
In the next step S106, the
その次のステップＳ１０７において、判別装置２００は、終了の指令を受けていない場合には（ステップＳ１０７でＮＯ）、処理をステップＳ１０１に戻す。判別装置２００は、終了の指令を受けている場合には（ステップＳ１０７でＹＥＳ）周波数測定処理を終了する。
In the next step S107, if the
［技術的効果］
以下、上記の励磁突入電流の判別方法のメリットについて説明する。変圧器保護リレーでは、第２調波含有率が閾値以上の場合に励磁突入電流が生じていると判別して変圧器の動作をロックする第２調波ロック方式が一般に採用されている。しかしながら、励磁突入電流の通電角が６０°、９０°、１２０°と大きくなるにつれて、第２調波含有率はそれぞれ２７．５％、２１％、９％となって減少する。したがって、たとえば、１０％の第２調波含有率を判定閾値とした場合、通電角１２０°の励磁突入電流は検出できない。この対策として判定閾値を下げる方法が考えられるが、そうすると、故障電流もある程度の第２調波電流を含んでいるため、故障電流と突入電流との区別が困難になってしまう。なお、通電角とは、励磁突入電流波形の１周期のうち、電流が流れている時間帯幅を電気角で表したものである。
[Technical effect]
Hereinafter, the merits of the above-mentioned excitation inrush current determination method will be described. In the transformer protection relay, a second wave-tuning lock method is generally adopted in which it is determined that an exciting inrush current is generated when the second wave-tuning content is equal to or higher than the threshold value and the operation of the transformer is locked. However, as the energization angles of the exciting inrush current increase to 60 °, 90 °, and 120 °, the second wave-tuning content decreases to 27.5%, 21%, and 9%, respectively. Therefore, for example, when the second wave control content of 10% is set as the determination threshold value, the exciting inrush current with an energization angle of 120 ° cannot be detected. As a countermeasure, a method of lowering the determination threshold value can be considered, but if this is done, it becomes difficult to distinguish between the fault current and the inrush current because the fault current also includes a certain amount of the second wave tuning current. The energization angle represents the time zone width in which the current is flowing in one cycle of the excitation inrush current waveform by the electric angle.
本実施形態の励磁突入電流の判別方法によれば、直流成分と偶数調波成分とを含む偶数波ペア電流が抽出され、偶数波ペア電流の振幅と総合電流振幅との比率に基づいて励磁突入電流が判別される。したがって、本開示の判別方法は、第２調波電流の含有率を判定基準とする第２調波ロック方式よりも、高精度に励磁突入電流を判別できる。 According to the method for determining the exciting inrush current of the present embodiment, the even wave pair current including the DC component and the even wave tuning component is extracted, and the exciting inrush current is excited based on the ratio of the amplitude of the even wave pair current to the total current amplitude. The current is determined. Therefore, the discrimination method of the present disclosure can discriminate the excitation inrush current with higher accuracy than the second wave-tuning lock method using the content rate of the second wave-tuning current as a determination standard.
また、前述の特許文献２に記載された手法では、次のような問題点があった。第１に、電力系統の実周波数が定格周波数からずれたときに振幅計算結果に誤差が生じる。第２に、電圧フリッカおよび高調波ノイズの影響によって振幅計算が不能になる場合がある。第３に、電力系統の故障時の故障電流の影響によって誤判定するおそれがある。
In addition, the method described in
上記の第１および第２の問題点に関して、本実施形態の場合には、振幅計算に用いられるゲージ電流（式（３），（９），（１２））は、電流瞬時値（または２個の電流瞬時値の和）の２乗を加算することによって計算される。したがって、交流電流に電圧フリッカおよび高調波ノイズが含まれているような場合であっても計算が可能である。さらに、上記ゲージ電流に移動平均処理を施すことによって最終的な電流振幅を計算するので、交流電流の基本波の実周波数が定格周波数からずれている場合であっても、自動的に周波数変動が補償される。 Regarding the first and second problems described above, in the case of the present embodiment, the gauge currents (equations (3), (9), (12)) used for the amplitude calculation are instantaneous current values (or two). It is calculated by adding the square of the sum of the instantaneous current values of). Therefore, the calculation is possible even when the alternating current contains voltage flicker and harmonic noise. Furthermore, since the final current amplitude is calculated by applying mobile averaging processing to the gauge current, even if the actual frequency of the fundamental wave of the alternating current deviates from the rated frequency, the frequency will automatically fluctuate. Will be compensated.
上記の第３の問題点に関して、本実施形態の場合には、直流成分以外に偶数調波成分も考慮して励磁突入電流が判別される。したがって、本実施形態の技術は、従来技術に比べてより高精度に励磁突入電流を判別できる。 Regarding the third problem described above, in the case of the present embodiment, the exciting inrush current is determined in consideration of the even-numbered wave-tuning component in addition to the DC component. Therefore, the technique of the present embodiment can discriminate the exciting inrush current with higher accuracy than the conventional technique.
［シミュレーション結果］
以下、数値シミュレーション結果を示すことによって、上記した励磁突入電流の判別手法の有効性を実証する。
[simulation result]
Hereinafter, the effectiveness of the above-mentioned excitation inrush current discrimination method will be demonstrated by showing the numerical simulation results.
（ケース１）
電力系統に故障が発生した場合、電力系統に流れる故障電流は、減衰する直流成分と偶数調波成分とを含む。ケース１では、これらの故障電流によって励磁突入電流をご判別しないことを確認した。表１に励磁突入電流の判別装置２００のパラメータを示す。
(Case 1)
When a failure occurs in the power system, the failure current flowing in the power system includes an attenuated DC component and an even wave tuning component. In
故障発生時をｔ＝０［Ｓ：秒］とし、故障発生後の総合電流は、次式（１５Ａ）に示すように減衰する直流電流成分と基本波成分との和であるとする。ｔ＝０の初期状態において次式（１５Ｂ）に示すように総合電流ｉは０である。 It is assumed that the time when the failure occurs is t = 0 [S: sec], and the total current after the failure occurs is the sum of the decaying DC current component and the fundamental wave component as shown in the following equation (15A). In the initial state of t = 0, the total current i is 0 as shown in the following equation (15B).
図５は、ケース１のシミュレーション結果を示す図である。図５において、減衰直流電流と基本波電流との和である総合電流の波形と、総合電流の振幅および偶数波ペア電流の振幅の計算結果とが示されている。縦軸は任意単位［ＰＵ］で示された電流を示している。横軸は時間（単位：秒）を示している。
FIG. 5 is a diagram showing a simulation result of
総合電流の振幅の計算には電気角で１８０度に対応する時間範囲の３点の瞬時値データが必要であり、偶数波ペア電流の計算には電気角で３６０度に対応する時間範囲の５点の瞬時値データが必要である。したがって、総合電流の振幅の計算結果は電気角で１８０度が経過した時点から示され、偶数波ペア電流の振幅の計算結果は電気角で３６０度が経過した時点から示されている。 Calculation of the amplitude of the total current requires instantaneous value data at three points in the time range corresponding to 180 degrees in the electric angle, and calculation of the even-wave pair current requires 5 in the time range corresponding to 360 degrees in the electric angle. Instantaneous point data is needed. Therefore, the calculation result of the amplitude of the total current is shown from the time when 180 degrees elapses in the electric angle, and the calculation result of the amplitude of the even wave pair current is shown from the time when 360 degrees elapses in the electric angle.
図６は、図５の振幅計算結果に基づいて算出された偶数波振幅比の時間変化を示す図である。電力系統の故障によって生じた直流成分が減衰するため、偶数波振幅比ｋｉｎｒｕｓｈも減衰していく。図６に示すように、直流成分が減衰する前の状態であっても偶数波振幅比ｋｉｎｒｕｓｈの最大値は判別閾値を超えておらず、励磁突入電流を誤判別していないことが実証された。 FIG. 6 is a diagram showing a time change of the even wave amplitude ratio calculated based on the amplitude calculation result of FIG. Since the DC component generated by the failure of the power system is attenuated, the even wave amplitude ratio kinrush is also attenuated. As shown in FIG. 6, it was demonstrated that the maximum value of the even-wave amplitude ratio kinrush did not exceed the discrimination threshold even in the state before the DC component was attenuated, and the excitation inrush current was not erroneously discriminated.
（ケース２）
ケース２では、特許第６３５１５３７号公報（特許文献２）の図１５に示されている通電角１２０度の励磁突入電流の瞬時値電流波形を用いたシミュレーション結果について説明する。
(Case 2)
In
図７は、ケース２のシミュレーション結果を示す図である。図７では、通電角１２０度の励磁突入電流の瞬時値電流波形と、総合電流の振幅および偶数波ペア電流の振幅の計算結果とが示されている。縦軸は任意単位［ＰＵ］で示された電流を示している。横軸は時間（単位：秒）を示している。
FIG. 7 is a diagram showing a simulation result of
なお、図５で説明したように、総合電流の振幅の計算結果は電気角で１８０度が経過した時点から示され、偶数波ペア電流の振幅の計算結果は電気角で３６０度が経過した時点から示されている。 As described with reference to FIG. 5, the calculation result of the amplitude of the total current is shown from the time when 180 degrees elapses in the electric angle, and the calculation result of the amplitude of the even wave pair current is the time when 360 degrees elapses in the electric angle. Is shown from.
図８は、図７の振幅計算結果に基づいて算出された偶数波振幅比の時間変化を示す図である。通電角が１２０度の場合であっても、偶数波振幅比ｋｉｎｒｕｓｈは判別閾値を超えており、確実に励磁突入電流を判別できることが実証された。 FIG. 8 is a diagram showing a time change of the even wave amplitude ratio calculated based on the amplitude calculation result of FIG. 7. Even when the energization angle is 120 degrees, the even-wave amplitude ratio k inrush exceeds the discrimination threshold, demonstrating that the excitation inrush current can be reliably discriminated.
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiments disclosed this time should be considered to be exemplary and not restrictive in all respects. The scope of the present invention is shown by the claims rather than the above description, and it is intended to include all modifications within the meaning and scope equivalent to the claims.
１０ 電力系統、１１ 線路、１２ 変圧器、１００，２００ 励磁突入電流の判別装置、２０１ 入力部、２０２ 記憶部、２０３，２０５ 振幅計算部、２０４ データ生成部、２０６ 判別部、２０７ 信号出力部、２１０ 演算処理部、Ｉｍ 総合電流の振幅、Ｉｅ 偶数波ペア電流の振幅、Ｉｅｇ，Ｉｍｇ，Ｉｇ ゲージ電流、Ｔ ゲージサンプリング周期、Ｔ１ データサンプリング周期、ｆ０ 定格周波数、ｆ１ データサンプリング周波数、ｋｉｎｒｕｓｈ 偶数波振幅比。 10 power system, 11 lines, 12 transformers, 100, 200 excitation inrush current discriminator, 201 input unit, 202 storage unit, 203,205 amplitude calculation unit, 204 data generation unit, 206 discriminator unit, 207 signal output unit, 210 processing unit, the amplitude of I m the total current, the amplitude of I e even-wave paired current, I eg, I mg, I g gauge current, T gauge sampling period, T 1 data sampling period, f 0 rated frequency, f 1 Data sampling frequency, kinrush even-wave amplitude ratio.
Claims (6)
データサンプリング周期ごとに検出された検出電流の瞬時値を第１の時系列データとして格納する記憶部と、
前記第１の時系列データの各サンプリング時刻の電流瞬時値に、当該サンプリング時刻よりも第１の時間間隔だけ前の時刻の電流瞬時値をそれぞれ加算することによって、前記検出電流に含まれる電流成分を表す第２の時系列データを生成するデータ生成部とを備え、
前記第１の時間間隔は、前記データサンプリング周期の整数倍のうちで、前記検出電流の基本波の定格周波数の２倍の逆数に最も近い値に設定され、
前記判別装置は、さらに、
前記第１の時系列データに基づいて前記検出電流の振幅を計算する第１の振幅計算部と、
前記第２の時系列データに基づいて前記電流成分の振幅を計算する第２の振幅計算部と、
前記検出電流の振幅に対する前記電流成分の振幅の比率が閾値を超えているか否かを判別する判別部とを備える、励磁突入電流の判別装置。 It is a device for discriminating the excitation inrush current and
A storage unit that stores the instantaneous value of the detected current detected for each data sampling cycle as the first time-series data,
The current component included in the detected current is obtained by adding the instantaneous current values of the times prior to the sampling time by the first time interval to the instantaneous current values of each sampling time of the first time series data. It is provided with a data generation unit that generates a second time series data representing
The first time interval is set to the value closest to the reciprocal of twice the rated frequency of the fundamental wave of the detected current among the integral multiples of the data sampling period.
The discriminating device further
A first amplitude calculation unit that calculates the amplitude of the detected current based on the first time series data, and
A second amplitude calculation unit that calculates the amplitude of the current component based on the second time series data, and
An exciting inrush current discriminating device including a discriminating unit for discriminating whether or not the ratio of the amplitude of the current component to the amplitude of the detected current exceeds a threshold value.
前記第１の振幅計算部および前記第２の振幅計算部の各々は、次式（Ａ１）に従って計算された値に基づいて電流振幅を計算する、
請求項２に記載の励磁突入電流の判別装置。 The data values of the above three points are set to i 1 , i 2 , and i 3 from the later in time.
Each of the first amplitude calculation unit and the second amplitude calculation unit calculates the current amplitude based on the value calculated according to the following equation (A1).
The exciting inrush current discriminating device according to claim 2.
コンピュータが、データサンプリング周期ごとに検出された検出電流の瞬時値を第１の時系列データとして受け取るステップと、
前記コンピュータが、前記第１の時系列データの各サンプリング時刻の電流瞬時値に、当該サンプリング時刻よりも第１の時間間隔だけ前の時刻の電流瞬時値をそれぞれ加算することによって、前記検出電流に含まれる電流成分を表す第２の時系列データを生成するステップとを備え、
前記第１の時間間隔は、前記データサンプリング周期の整数倍のうちで、前記検出電流の基本波の定格周波数の２倍の逆数に最も近い値に設定され、
前記判別方法は、さらに、
前記コンピュータが、前記第１の時系列データに基づいて前記検出電流の振幅を計算するステップと、
前記コンピュータが、前記第２の時系列データに基づいて前記電流成分の振幅を計算するステップと、
前記コンピュータが、前記検出電流の振幅に対する前記電流成分の振幅の比率が閾値を超えているか否かを判別するステップとを備える、励磁突入電流の判別方法。
It is a method of determining the exciting inrush current,
The step in which the computer receives the instantaneous value of the detected current detected for each data sampling cycle as the first time series data,
The computer adds the instantaneous current value of the time preceding the sampling time by the first time interval to the instantaneous current value of each sampling time of the first time series data, thereby adding the instantaneous current value of the time before the sampling time to the detected current. It includes a step to generate a second time series data representing the included current components.
The first time interval is set to the value closest to the reciprocal of twice the rated frequency of the fundamental wave of the detected current among the integral multiples of the data sampling period.
The discrimination method further
A step in which the computer calculates the amplitude of the detected current based on the first time series data.
A step in which the computer calculates the amplitude of the current component based on the second time series data.
A method for determining an exciting inrush current, wherein the computer includes a step of determining whether or not the ratio of the amplitude of the current component to the amplitude of the detected current exceeds a threshold value.
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|---|---|---|---|---|
| CN114167117A (en) * | 2021-12-02 | 2022-03-11 | 合肥工业大学 | Method for identifying differential protection excitation inrush current of double-winding transformer |
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2019
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