JP2021040353A - Driving device of induction motor and driving method of the same - Google Patents

Abstract

To reduce pulsation and deviation of torque caused by error of a resistance constant generated by temperature fluctuation of an induction motor to improve torque accuracy when restarting the induction motor driven by a power converter such as an inverter from a slow free-run state.SOLUTION: A driving device of an induction motor comprises: a voltage output device which outputs a wave form of an optional AC voltage according to a voltage command value and a primary frequency command value and applies it to the induction motor; a current detector which detects a current flowing into the induction motor; and a controller which controls the voltage output device. To compensate a resistance constant of the induction motor, the controller performs a calculation based on an equivalent circuit of the induction motor using a current detection value detected by the current detector to estimate the resistance constant of the induction motor.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、誘導電動機の駆動装置および駆動方法に関し、特に、鉄道車両に搭載する誘導電動機の駆動装置および駆動方法として好適である。 The present invention relates to a drive device and a drive method for an induction motor, and is particularly suitable as a drive device and a drive method for an induction motor mounted on a railroad vehicle.

鉄道車両用の誘導電動機の駆動装置では、トルク制御の高応答化、高精度化が実現可能なベクトル制御が広く普及している。誘導電動機のベクトル制御では、誘導電動機の固定子に生じる回転磁界と同期回転する直行座標系で磁束と電流を定義し、誘導電動機の等価回路定数に基づき、交流電圧を所定の振幅、位相および周波数で印加することで、誘導電動機のトルクを自在に制御している。
この等価回路定数の１つである抵抗値は、外気温度の変化や誘導電動機の発熱による固定子巻線や回転子導体の温度変化に伴って変動する。 In the drive device of an induction motor for railway vehicles, vector control that can realize high response and high accuracy of torque control is widely used. In the vector control of an induction motor, the magnetic flux and current are defined in the orthogonal coordinate system that rotates synchronously with the rotating magnetic field generated in the stator of the induction motor, and the AC voltage is set to a predetermined amplitude, phase and frequency based on the equivalent circuit constant of the induction motor. By applying with, the torque of the induction motor is freely controlled.
The resistance value, which is one of the equivalent circuit constants, fluctuates with the change in the outside air temperature and the temperature change of the stator winding and the rotor conductor due to the heat generation of the induction motor.

ベクトル制御を実装した制御器にセットした抵抗定数の設定値と誘導電動機の実際の抵抗定数とに差異が生じると、抵抗定数誤差となり、制御の不安定化やトルク精度が低下する問題が発生する。 If there is a difference between the set value of the resistance constant set in the controller equipped with vector control and the actual resistance constant of the induction motor, a resistance constant error will occur, causing problems such as control instability and reduced torque accuracy. ..

抵抗定数誤差がトルク精度に与える影響は、誘導電動機のインピーダンスにおける抵抗成分の占める割合によって決まる。インピーダンスは、リアクタンスと抵抗の合成から成る。リアクタンスは、インダクタンスと角周波数の積であるため、周波数が高くなる程大きくなる。一方、抵抗は、表皮効果や近接効果の影響で周波数の依存性はあるものの、リアクタンスに比べるとその変化量は小さい。つまり、周波数が低い低速域に近付く程、インピーダンスにおける抵抗成分の割合が大きくなる。
そのため、抵抗定数誤差が大きい状態で、低速域で誘導電動機を駆動すると、トルクの脈動や偏差が生じ、指令通りのトルクが出力されない問題が発生する。この抵抗定数誤差に起因したトルク精度の低下を解決すべく、抵抗定数の推定技術が提案されている。 The effect of the resistance constant error on the torque accuracy is determined by the proportion of the resistance component in the impedance of the induction motor. Impedance consists of a combination of reactance and resistance. Since the reactance is the product of the inductance and the angular frequency, it increases as the frequency increases. On the other hand, the resistance has a frequency dependence due to the influence of the skin effect and the proximity effect, but the amount of change is smaller than that of the reactance. That is, the closer to the low speed region where the frequency is low, the larger the ratio of the resistance component in the impedance.
Therefore, if the induction motor is driven in the low speed range with a large resistance constant error, torque pulsation or deviation occurs, and there arises a problem that the torque as commanded is not output. A technique for estimating the resistance constant has been proposed in order to solve the decrease in torque accuracy caused by the resistance constant error.

特許文献１では、インバータ停止中のモータ定数補正値を補間し、補完したモータ定数補正値をインバータ再起動時のモータ定数補正値の初期値として設定することにより、インバータ再起動時のモータ定数誤差を抑制する技術が開示されている。 In Patent Document 1, the motor constant correction value when the inverter is stopped is interpolated, and the complemented motor constant correction value is set as the initial value of the motor constant correction value when the inverter is restarted. The technology for suppressing the above is disclosed.

特許文献２では、一次抵抗を同定する一次抵抗推定手段を新たに設け、初期速度と初期二次磁束を出力する初期値推定器に対して一次抵抗推定手段で同定した一次抵抗を用いる技術が開示されている。磁束オブザーバによりｄ軸二次磁束の偏差量を推定した結果を基に一次抵抗を同定する技術である。 Patent Document 2 discloses a technique in which a primary resistance estimating means for identifying a primary resistance is newly provided and a primary resistance identified by the primary resistance estimating means is used for an initial value estimator that outputs an initial velocity and an initial secondary magnetic flux. Has been done. This is a technique for identifying the primary resistance based on the result of estimating the deviation amount of the d-axis secondary magnetic flux by the magnetic flux observer.

特許第４８０５６７９号公報Japanese Patent No. 4805679 特許第４５９２１３８号公報Japanese Patent No. 4592138

本願発明者が、低速域における抵抗定数誤差の影響を小さくし、トルク精度の改善ついて鋭意検討した結果、次の知見を得るに至った。
特許文献１では、再起動時の抵抗定数補正においては、前回値（インバータ停止時の速度情報）を用いて補正するため、前回の停止時間から起動までの時間が長い場合には、補正の精度が低下する可能性がある。特に、誘導電動機を終日駆動させた後、翌日の初回の起動では、前回値に対して約１００℃近くの温度差が生じることもあり、補正値に誤差が生じる可能性がある。また、抵抗定数の補正には、外気温度の変化も考慮されておらず、抵抗定数の推定精度に課題がある。 As a result of the inventor of the present application diligently studying the improvement of torque accuracy by reducing the influence of the resistance constant error in the low speed range, the following findings have been obtained.
In Patent Document 1, since the resistance constant correction at the time of restart is corrected by using the previous value (speed information when the inverter is stopped), if the time from the previous stop time to the start is long, the correction accuracy is correct. May decrease. In particular, after driving the induction motor all day, at the first start-up on the next day, a temperature difference of about 100 ° C. may occur with respect to the previous value, and an error may occur in the correction value. Further, the correction of the resistance constant does not take into consideration the change in the outside air temperature, and there is a problem in the estimation accuracy of the resistance constant.

特許文献２では、近年の低すべり化された高効率誘導電動機の抵抗定数推定では、十分な精度が得られない可能性がある。低すべりの誘導電動機では、二次抵抗が小さくなることで二次時定数（二次磁束の時定数）が大きくなり、磁束が立ち上がり難くなっている。特に、速度情報が不定である初期速度推定期間で、一次周波数と回転子周波数が大きく乖離した条件（すべり周波数が大きい状態）では、磁束の立ち上げは特に難しくなる。また、特許文献２で開示されている方式は、ｑ軸二次磁束によるｄ軸への干渉の影響が考慮されておらず、ｑ軸二次磁束が発生した場合には、抵抗推定値に誤差が発生することが考えられる。このような理由から、再起動時においては、磁束偏差量に基づいた方式では十分な推定精度が得られない課題がある。 In Patent Document 2, there is a possibility that sufficient accuracy cannot be obtained by estimating the resistance constant of a high-efficiency induction motor with low slippage in recent years. In a low-slip induction motor, the secondary resistance becomes smaller and the secondary time constant (time constant of the secondary magnetic flux) becomes larger, making it difficult for the magnetic flux to rise. In particular, in the initial velocity estimation period in which the velocity information is indefinite, it is particularly difficult to raise the magnetic flux under the condition that the primary frequency and the rotor frequency deviate greatly (in a state where the slip frequency is large). Further, the method disclosed in Patent Document 2 does not consider the influence of interference on the d-axis due to the q-axis secondary magnetic flux, and when the q-axis secondary magnetic flux is generated, an error is found in the resistance estimation value. May occur. For this reason, there is a problem that sufficient estimation accuracy cannot be obtained by the method based on the magnetic flux deviation amount at the time of restarting.

本発明の目的は、誘導電動機の駆動装置において、意図的にすべり周波数が大きくなるような一次周波数で交流電圧を印加し、その際の電流検出値と等価回路定数の設定値に基づいて抵抗定数を推定し、制御装置で用いる設定値を補正することで低速フリーラン状態から再起動する時のトルク精度を向上させることである。 An object of the present invention is to apply an AC voltage at a primary frequency such that the sliding frequency is intentionally increased in a drive device of an induction motor, and a resistance constant based on a current detection value at that time and a set value of an equivalent circuit constant. By estimating and correcting the set value used in the control device, the torque accuracy when restarting from the low-speed free-run state is improved.

本発明に係る導電動機の駆動装置は、電圧指令値および一次周波数指令値に応じて任意の交流電圧の波形を出力して誘導電動機に印加する電圧出力装置と、誘導電動機に流れる電流を検出する電流検出器と、電圧出力装置を制御する制御装置とを備え、該制御装置は、電流検出器が検出した電流検出値を用いて誘導電動機の等価回路に基づく演算を行い当該誘導電動機の抵抗定数を推定することを特徴とする。 The drive device of the conductive motor according to the present invention detects a voltage output device that outputs a waveform of an arbitrary AC voltage according to a voltage command value and a primary frequency command value and applies it to the induction motor, and a current flowing through the induction motor. It includes a current detector and a control device that controls a voltage output device, and the control device performs calculations based on the equivalent circuit of the induction motor using the current detection value detected by the current detector, and the resistance constant of the induction motor. Is characterized by estimating.

本発明によれば、低すべり化された高効率誘導電動機に対しても、再起動時に抵抗定数を高精度に推定でき、推定値を用いて制御装置で用いる抵抗定数を補正することで低速フリーラン状態からの再起動時にトルク精度を向上させることが可能になる。 According to the present invention, even for a low-slip high-efficiency induction motor, the resistance constant can be estimated with high accuracy at restart, and the resistance constant used in the control device is corrected using the estimated value to free low speed. It is possible to improve the torque accuracy when restarting from the run state.

本発明の実施例１に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。It is a figure which shows the functional block of the drive device of the induction motor which concerns on Example 1 of this invention. 誘導電動機のＴ型等価回路を示す図である。It is a figure which shows the T type equivalent circuit of an induction motor. 一次周波数１００Ｈｚで交流電圧を印加した際の抵抗変動時における回転子周波数とｄ軸電流との関係の特性を示す図である。It is a figure which shows the characteristic of the relationship between a rotor frequency and d-axis current at the time of resistance fluctuation when an AC voltage is applied at a primary frequency of 100Hz. 一次周波数−２０Ｈｚで交流電圧を印加した際の抵抗変動時における回転子周波数とｄ軸電流との関係の特性を示す図である。It is a figure which shows the characteristic of the relationship between a rotor frequency and d-axis current at the time of resistance fluctuation when an AC voltage is applied at a primary frequency −20Hz. 実施例１における抵抗定数推定のフローの概要を示す図である。It is a figure which shows the outline of the flow of resistance constant estimation in Example 1. FIG. 実施例１の抵抗推定部における抵抗定数推定演算の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the resistance constant estimation operation in the resistance estimation part of Example 1. FIG. 実施例１によるトルク精度向上の効果を示す図である。It is a figure which shows the effect of the torque accuracy improvement by Example 1. 本発明の実施例２に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。It is a figure which shows the functional block of the drive device of the induction motor which concerns on Example 2 of this invention. 抵抗変動時におけるすべり周波数とｑ軸電流との関係の特性を示す図である。It is a figure which shows the characteristic of the relationship between a slip frequency and a q-axis current at the time of resistance fluctuation. 実施例２における抵抗定数推定のフローの概要を示す図である。It is a figure which shows the outline of the flow of resistance constant estimation in Example 2. 本発明の実施例３に係る抵抗定数推定のフローの概要を示す図である。It is a figure which shows the outline of the flow of the resistance constant estimation which concerns on Example 3 of this invention. 本発明の実施例４に係る抵抗定数推定のフローの概要を示す図である。It is a figure which shows the outline of the flow of the resistance constant estimation which concerns on Example 4 of this invention. 本発明の実施例５として、先の実施例１〜４に係るいずれかの誘導電動機の駆動装置を搭載する鉄道車両の一部の概略構成を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a schematic configuration of a part of a railroad vehicle equipped with a drive device for any induction motor according to the above-described first to fourth embodiments as a fifth embodiment of the present invention.

以下、本発明を実施するための形態として、実施例１〜５について、それぞれ図面に従い詳細に説明する。各実施例において、参照番号が同一のものは、同一の構成要件または類似の機能を備えた構成要件を示している。なお、以下に説明する構成は、あくまでも実施例に過ぎず、本発明に係る実施態様は、以下の実施例に限定されるものではない。 Hereinafter, Examples 1 to 5 will be described in detail with reference to the drawings as modes for carrying out the present invention. In each embodiment, those having the same reference number indicate the same configuration requirement or a configuration requirement having similar functions. The configurations described below are merely examples, and the embodiments according to the present invention are not limited to the following examples.

図１は、本発明の実施例１に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。誘導電動機の停止またはフリーラン状態において、抵抗定数を推定し、速度センサレスのベクトル制御によって再起動する際の構成を、機能ブロックとして示したものである。 FIG. 1 is a diagram showing a functional block of a drive device for an induction motor according to a first embodiment of the present invention. The configuration when the resistance constant is estimated and restarted by the speed sensorless vector control in the stopped or free-run state of the induction motor is shown as a functional block.

図１に示す駆動装置１には、負荷として接続する誘導電動機３を速度センサレスでベクトル制御するための制御プログラムが実装されている。ただし、図１は、抵抗定数推定と初期速度推定を演算するために必要な最小構成の機能ブロックのみを示したもので、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｒａ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の駆動用トランジスタやダイオード等のパワーデバイスから構成される電力変換器（主回路）および他の制御構成については、図示を省略している。 The drive device 1 shown in FIG. 1 is equipped with a control program for vector-controlling the induction motor 3 connected as a load without a speed sensor. However, FIG. 1 shows only the functional blocks having the minimum configuration necessary for calculating the resistance constant estimation and the initial speed estimation, and is a power device such as a driving transistor such as an IGBT (Insulated Gate Bipora Transistor) or a diode. The power converter (main circuit) and other control configurations composed of the above are not shown.

駆動装置１は、制御モード切替器２０によって、抵抗定数推定時、初期速度推定時および通常運転時とで制御モードを切り替えて誘導電動機３を駆動する。誘導電動機３の回転子が停止またはフリーラン状態から通電を開始して再起動する場合、抵抗定数推定用の探り信号指令発生器３１を動作させた後に、初期速度推定用指令発生器８を動作させて、ベクトル制御における回転座標上の励磁軸（磁束軸）であるｄ軸の電圧指令Ｖ_ｄ ^＊、ｄ軸と直交するｑ軸の電圧指令Ｖ_ｑ ^＊および一次周波数指令ｆ_１ ^＊を出力する。抵抗定数推定と初期速度推定の完了後、制御モード切換器２０によって制御モードを切り替え、力行または回生運転時の制御を担うベクトル制御部３０の指令値を出力させる。 The drive device 1 drives the induction motor 3 by switching the control mode between the time of estimating the resistance constant, the time of estimating the initial speed, and the time of normal operation by the control mode switch 20. When the rotor of the induction motor 3 starts energizing from a stopped or free-run state and restarts, the search signal command generator 31 for estimating the resistance constant is operated, and then the command generator 8 for initial speed estimation is operated. _{Then, the voltage command V d} ^{* on} the d-axis, which is the excitation axis (magnetic flux axis) on the rotational coordinates in vector control, _{the voltage command V q} ^* on the q-axis orthogonal to the d-axis, and the primary frequency command f ₁ ^* are output. .. After the resistance constant estimation and the initial speed estimation are completed, the control mode switch 20 switches the control mode, and the command value of the vector control unit 30 responsible for the control during power running or regenerative operation is output.

制御モード切換器２０を介して出力される３つの指令（ｄ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令Ｖ_ｑ ^＊および一次周波数指令ｆ_１ ^＊）の内、一次周波数指令ｆ_１ ^＊に関しては、積分器２１により位相角θに積分演算する。ただし、位相角θの演算は、実際には一次角周波数指令ω_１ ^＊（＝２π・ｆ_１ ^＊）であるが、簡略的にｆ_１ ^＊で表記している（以下も同様）。 Of the three commands (d-axis voltage command V _d ^* , q-axis voltage command V _q ^*, and primary frequency command f ₁ ^* ) output via the control mode switch 20, the primary frequency command f ₁ ^* is The integrator 21 performs an integral calculation on the phase angle θ. However, although the calculation of the phase angle θ is actually the primary angular frequency command ω ₁ ^* (= 2π ・ f ₁ ^* ), it is simply _{expressed by f 1} ^* (the same applies hereinafter).

座標変換器５は、ｄ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令Ｖ_ｑ ^＊および位相角θを用いて、回転座標であるｄｑ座標から３相変換を行い、３相交流電圧波形の指令値Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊およびＶ_ｗ ^＊を生成する。 The coordinate converter 5 performs three-phase conversion from the dq coordinates, which are rotational coordinates, using the d-axis voltage command V _d ^* , the q-axis voltage command V _q ^*, and the phase angle θ, and the command value of the three-phase AC voltage waveform. Generate V _u ^* , V _v ^* and V _w ^*.

電圧出力装置２は、３相交流電圧波形の指令値Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊およびＶ_ｗ ^＊をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号に変換した後、駆動回路および主回路（図示しないが電圧出力装置２に含まれる）を介して、Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖおよびＶ_ｗを３相交流電圧として誘導電動機３に印加する。 _{The voltage output device 2 converts the command values V u} ^* , V _v ^*, and V _w ^* of the three-phase AC voltage waveform into PWM (Pulse Width Modulation) signals, and then drives the drive circuit and the main circuit (not shown, but is a voltage output device). _{V u} , V _v and V _w are applied to the induction motor 3 as a three-phase AC voltage via (included in 2).

誘導電動機３は、３相交流電圧の印加により固定子側に発生した回転磁界と、回転子にすべりが生じたときに回転子導体に流れる誘導電流との相互作用により、回転トルクを発生する。 The induction motor 3 generates rotational torque by the interaction between the rotating magnetic field generated on the stator side by applying a three-phase AC voltage and the induced current flowing through the rotor conductor when the rotor slips.

電流検出器４は、ホールＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）等から構成され、誘導電動機３に流れるＵ相、Ｖ相およびＷ相の３相電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖおよびＩ_ｗをその波形と共に検出する。ただし、電流検出器４によって必ずしも３相全ての電流を検出する必要はなく、いずれかの２相を検出し、残る１相は３相電流が平衡状態であると仮定して演算により求める構成でもよい。 The current detector 4 is composed of a Hall CT (Current Transformer) or the like, and detects U-phase, V-phase, and W-phase three-phase currents I _u , I _v, and I _w flowing through the induction motor 3 together with their waveforms. However, it is not always necessary for the current detector 4 to detect the currents of all three phases, and even in a configuration in which any two phases are detected and the remaining one phase is calculated by assuming that the three-phase currents are in an equilibrium state. Good.

座標変換器６は、電流検出器４で検出した誘導電動機の３相電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖおよびＩ_ｗを、位相角θを用いて回転座標系のｄｑ座標に変換し、Ｉ_ｄおよびＩ_ｑとして初期速度推定演算部７に出力する。 The coordinate converter 6 converts the three-phase currents I _u , I _v, and I _w of the induction motor detected by the current detector 4 into dq coordinates of the rotating coordinate system using the phase angle θ, and I _d and I _q. Is output to the initial speed estimation calculation unit 7.

初期速度推定演算部７は、Ｉ_ｄおよびＩ_ｑの電流検出値に基づき、オブザーバ方式等で回転子の回転周波数を推定し、回転子周波数推定値ｆ_ｒ^を出力する。 The initial velocity estimation calculation unit 7 estimates the rotation frequency of the rotor by an observer method or the like based on the current detection values of _{I d} and I _q , and outputs the _{rotor frequency estimation value fr ^.}

以上、駆動装置１の構成として機能ブロックを示したが、該駆動装置１から電圧出力装置２および電流検出器４を除いた構成が制御装置を構成するものであり、以下の実施例２〜５においても同様である。 As described above, the functional block is shown as the configuration of the drive device 1, but the configuration excluding the voltage output device 2 and the current detector 4 from the drive device 1 constitutes the control device, and the following Examples 2 to 5 The same applies to.

次に、本実施例１の要点となる、抵抗推定部２５で抵抗定数を推定する方法について説明する。
抵抗推定部２５は、回転子周波数推定値ｆ_ｒ^、電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊とＶ_ｑ ^＊、一次周波数指令値ｆ_１ ^＊、電流検出値Ｉ_ｄおよび等価回路定数の各設定値ｒ_１ ^＊、ｒ_２ ^＊、ｌ_１ ^＊、ｌ_２ ^＊、Ｌ_Ｍ ^＊を入力とし、制御装置において設定した基準温度の抵抗値で正規化した比率を示す抵抗変動比ｋ_ｒ^を出力する。
ここにおいて、抵抗変動比ｋ_ｒ^の推定原理について説明する。ただし、本実施例１において、^＊は指令値、^は推定値を表すものとする。 Next, a method of estimating the resistance constant by the resistance estimation unit 25, which is the main point of the first embodiment, will be described.
The resistance estimation unit 25 uses the rotor frequency estimation values _fr ^, voltage command values V _d ^* and V _q ^* , primary frequency command values f ₁ ^* , current detection value I _d, and equivalent circuit constant setting values r ₁ ^{*. _{, r 2 *, l 1 *}} , l 2 *, as input _L ^{M *,} and outputs the set resistance variation ratio shows the normalized ratio at the resistance of the reference temperature _{k r} ^ in the control device.
Here, the estimation principle of the resistance fluctuation ratio _kr ^ will be described. However, in the first embodiment, ^* represents a command value and ^ represents an estimated value.

図２は、誘導電動機のＴ型等価回路を示す図である。相電圧ベクトルＶ_１を式（１）、相電流ベクトルＩ_１を式（２）のように定義し、一次側および二次側のインピーダンスを合成すると、誘導電動機３の合成インピーダンスＺは、式（６）で表わされる。

ここで、ｒ_１：一次抵抗、ｒ_２：二次抵抗、ｌ_１：一次漏れインダクタンス、ｌ_２：二次漏れインダクタンス、Ｚ_１：一次側インピーダンス、Ｚ_２Ｓ：二次側インピーダンス、Ｙ_０：励磁アドミタンス、Ｌ_Ｍ：励磁リアクタンス、ｓｌｉｐ：すべり、とする。 FIG. 2 is a diagram showing a T-type equivalent circuit of an induction motor. When the phase voltage vector V ₁ is defined as the equation (1) and the phase current vector I ₁ is defined as the equation (2) and the impedances on the primary side and the secondary side are combined, the combined impedance Z of the induction motor 3 is the equation ( It is represented by 6).

Here, r ₁ : primary resistance, r ₂ : secondary resistance, l ₁ : primary leakage inductance, l ₂ : secondary leakage inductance, Z ₁ : primary impedance, Z _2S : secondary impedance, Y ₀ : excitation. admittance, _{L M:} excitation reactance, slip: slip, to.

ただし、すべりｓｌｉｐは、一次周波数をｆ_１、回転子周波数をｆ_ｒとして、式（７）で定義している。

However, slip slip is the primary frequency _{f 1,} the rotor frequency as _{f r,} is defined by equation (7).

最終的に、誘導電動機３の電流ベクトルＩ_１は、式（８）で表わせる。

Finally, the current vector I ₁ of the induction motor 3 can be expressed by the equation (8).

本実施例１では、４極の誘導電動機を搭載した鉄道車両において、回転子周波数（電気角）の駆動範囲を−１０Ｈｚ〜２００Ｈｚと仮定して説明するが、これはあくまでも一例に過ぎない。しかし、極数と駆動範囲が変わった場合でも原理は同一であるため、同様の効果が得られる。 In the first embodiment, in a railroad vehicle equipped with a 4-pole induction motor, the drive range of the rotor frequency (electrical angle) is assumed to be -10 Hz to 200 Hz, but this is merely an example. However, since the principle is the same even when the number of poles and the drive range are changed, the same effect can be obtained.

誘導電動機のインピーダンスは、式（３）から式（６）に示されるように、リアクタンスと抵抗の合成によって決まる。リアクタンスは、インダクタンスと角周波数の積であるため、周波数が高くなる程大きくなる。一方、抵抗は、表皮効果や近接効果の影響で周波数の依存性はあるものの、リアクタンスに比べるとその変化量は小さい。つまり、周波数が低い低速域に近付く程、インピーダンスにおける抵抗成分の割合が大きくなる。このような理由から、−１０Ｈｚ〜１０Ｈｚ程度の低速域で抵抗定数誤差が生じると、トルク精度が低下してしまうことになる。 The impedance of the induction motor is determined by the combination of reactance and resistance, as shown in equations (3) to (6). Since the reactance is the product of the inductance and the angular frequency, it increases as the frequency increases. On the other hand, the resistance has a frequency dependence due to the influence of the skin effect and the proximity effect, but the amount of change is smaller than that of the reactance. That is, the closer to the low speed region where the frequency is low, the larger the ratio of the resistance component in the impedance. For this reason, if a resistance constant error occurs in the low speed range of about −10 Hz to 10 Hz, the torque accuracy will decrease.

図３は、一次周波数１００Ｈｚで交流電圧を印加した際の抵抗変動時における回転子周波数ｆ_ｒとｄ軸電流との関係の特性を示す図である。すなわち、探り信号指令発生器３１から一次周波数ｆ_１１００Ｈｚ、振幅一定の交流電圧を出力し、抵抗変動比ｋ_ｒを０．７、１．０および１．３と変化させた際の回転子周波数ｆ_ｒが−１０Ｈｚ〜２００Ｈｚ時におけるｄ軸電流の算出結果である。なお、横軸に示す丸括弧内には、一次周波数ｆ_１と回転子周波数ｆ_ｒとの差分周波数となるすべり周波数ｆ_ｓを記載している。 FIG. 3 is a diagram showing the characteristics of the relationship between the _{rotor frequency fr} and the d-axis current when the resistance fluctuates when an AC voltage is applied at a primary frequency of 100 Hz. That explores signal command generator 31 from the primary frequency _f 1 100 Hz, and outputs the constant amplitude of the alternating voltage, the rotor frequency at which the resistance variation ratio _{k r} is changed from 0.7, 1.0 and 1.3 f _r is the calculation result of the d-axis current when -10Hz～200Hz. Note that the parentheses shown on the horizontal axis, describes a slip frequency f _s which is a difference frequency between the primary frequency f ₁ and the rotor frequency f _r.

一次周波数ｆ_１と回転子周波数ｆ_ｒが近い領域（すべり周波数ｆ_ｓが±３０Ｈｚ程度以内）では、抵抗変動による電流値の変化が大きいものの、回転子周波数ｆ_ｒが±１０Ｈｚの範囲に対しては、抵抗変動による電流偏差量が小さいことがわかる。 In the region primary frequency _{f 1} and the rotor frequency _{f r} is close (within about the slip frequency _{f s} is ± 30 Hz), although the change in the current value due to the resistance change is large, the rotor frequency _{f r} is for a range of ± 10 Hz It can be seen that the amount of current deviation due to resistance fluctuation is small.

発明者らは、回転子の正転方向に対して逆向き（負の周波数）で、回転子周波数ｆ_ｒの下限値より低い周波数（−１０Ｈｚ以下、絶対値でいえば下限値よりも大きい周波数となる）を印加することで、低速域における電流検出値の変化量を大きくできることを明らかにした。 We, in the reverse direction to the forward direction of the rotor (negative frequency) lower than the lower limit value of the rotor frequency f _r Frequency (-10 Hz or less, greater frequency than the lower limit in terms of the absolute value It was clarified that the amount of change in the current detection value in the low speed range can be increased by applying ().

図４は、一次周波数−２０Ｈｚで交流電圧を印加した際の抵抗変動時における回転子周波数とｄ軸電流との関係の特性を示す図である。すなわち、探り信号指令発生器３１から一次周波数ｆ_１−２０Ｈｚ、振幅一定の交流電圧を出力し、抵抗変動比ｋ_ｒを０．７、１．０および１．３と変化させた際の回転子周波数ｆ_ｒが−１０Ｈｚ〜２００Ｈｚ時におけるｄ軸電流の算出結果である。図４では、図３の条件に対し、｜Ｖ／Ｆ｜（電圧と一次周波数の絶対値の比）が同一となるように電圧の値を決めており、縦軸のスケールも同一としている。 FIG. 4 is a diagram showing the characteristics of the relationship between the rotor frequency and the d-axis current when the resistance fluctuates when an AC voltage is applied at the primary frequency −20 Hz. That explores signal command generator 31 from the primary frequency _f 1 -20Hz, outputs a constant amplitude of the AC voltage, the rotor at the time of the resistance variation ratio _{k r} is changed from 0.7, 1.0 and 1.3 frequency _{f r} is the calculation result of the d-axis current when -10Hz～200Hz. In FIG. 4, the voltage value is determined so that | V / F | (ratio of the absolute value of the voltage and the primary frequency) is the same with respect to the condition of FIG. 3, and the scale of the vertical axis is also the same.

回転子周波数ｆ_ｒが−１０Ｈｚ〜１０Ｈｚ程度の領域の温度変動に対する検出電流の変化量が図３よりも顕著に表れていることから、本発明に係る手法を用いることで、抵抗定数変動の影響を電流検出値から推定することが可能となる。 Since the rotor frequency f _r is the amount of change in the detected current with respect to temperature variations in the region of about -10Hz~10Hz are significantly evident than 3, by using the method according to the present invention, influence of the resistance constant alteration Can be estimated from the current detection value.

ここで、誘導電動機の一次、二次の漏れインダクタンスｌ_１、ｌ_２および励磁インダクタンスＬ_Ｍが制御装置に設定している値と一致しており、電圧出力装置２が指令通りの電圧Ｖ_１と一次周波数ｆ_１を出力し、電流検出の誤差が十分に小さい、と仮定すると、図１に示す構成での初期速度推定前の時点では、式（１）から式（８）における未知数は、回転子周波数ｆ_ｒと抵抗変動比ｋ_ｒの２つとなる。 Here, the primary of the induction motor is consistent with the value which the secondary leakage inductance l _1, l ₂ and the exciting inductance L _M is set in the control unit, the voltage output device 2 and the voltages V ₁ as commanded outputs primary frequency f _1, the error of the current detection is small enough, the assuming, in the initial rate estimate a previous point in time of the configuration shown in FIG. 1, is unknown from the equation (1) in equation (8), rotating becomes two and child frequency _{f r} and the resistance change ratio _{k r.}

すなわち、初期速度推定が完了した時点で回転子周波数推定値ｆ_ｒ^が得られれば、トルクの立上げを開始する時点で、抵抗定数推定結果を用いて、各制御系に用いられる抵抗定数設定値を補正することが可能となる。 _{That is, if the rotor frequency estimated value fr} ^ is obtained when the initial velocity estimation is completed, the resistance constant setting used for each control system is set using the resistance constant estimation result at the time when the torque start-up is started. The value can be corrected.

図５は、抵抗定数推定のフローの概略を示す図である。
Ｓｔｅｐ１では、初期速度推定前に、所定の振幅で正転方向に対して逆向きの負の周波数の交流電圧を印加し、その際のｄ軸モータ電流Ｉ_ｄを検出する。 FIG. 5 is a diagram showing an outline of the flow of resistance constant estimation.
In step1, before initial rate estimate, an AC voltage of negative frequency opposite applied against the forward direction at a predetermined amplitude, detects a d-axis motor current I _d at that time.

Ｓｔｅｐ２では、初期速度推定を実施し回転子周波数ｆ_ｒを探索する。初期速度推定を完了した時点で、回転子周波数推定値ｆ_ｒ^が得られることから、式（１）から式（８）における未知数を抵抗変動比ｋ_ｒの１つにすることができる。 In Step 2, the initial velocity is estimated and the rotor frequency _fr is searched. Upon completion of the initial velocity estimate, since the rotor frequency estimate f _{r ^} is obtained, it can be one of the resistance variation ratio k _r unknowns in equation (8) from equation (1).

Ｓｔｅｐ３では、推定した抵抗変動比ｋ_ｒ^を用いて制御装置で用いる抵抗定数を補正し、補正後の抵抗定数を用いて、トルクを立ち上げて誘導電動機３を再起動する。 In Step 3, the _{resistance constant used in the control device is corrected using the estimated resistance fluctuation ratio kr} ^, and the corrected resistance constant is used to raise the torque and restart the induction motor 3.

図６は、抵抗推定部２５における抵抗定数推定演算の一例を示す図である。
探り信号指令発生器３１で発生させた交流電圧と、抵抗変動比ｋ_ｒを変化させた抵抗変動時のｄ軸電流を、式（１）から式（８）に基づき、抵抗推定部２５で仮想的に算出する（図に示すｋ_ｒが異なる３本の曲線）。抵抗推定部２５で、等価回路定数に基づいて仮想的に算出したロータ周波数に対するｄ軸電流値と、実際にモータに流れたｄ軸電流検出値Ｉ_ｄを比較することで抵抗変動比ｋ_ｒ^を算定する。仮想的に算出したｋ_ｒが異なる３本の曲線に対し、Ｓｔｅｐ１のｄ軸電流Ｉ_ｄおよびＳｔｅｐ２の速度推定値ｆ_ｒ^により、ｋ_ｒ^が算出可能である。 FIG. 6 is a diagram showing an example of the resistance constant estimation calculation in the resistance estimation unit 25.
An AC voltage generated by the probing signal command generator 31, a d-axis current at varying resistance variation ratio k _r resistance variation based from equation (1) into equation (8), virtual in resistance estimation unit 25 (Three curves with different _kr shown in the figure). In resistance estimation unit 25, the d-axis current value with respect to the rotor frequency calculated virtually based on the equivalent circuit constant and, indeed resistance variation ratio by comparing the d-axis current detection value I _d flowing in the motor k _r ^ Is calculated. To virtually calculated three _{curves k r} are different and, by the speed estimation value of the d-axis current _{I d} and Step2 of Step1 _{f r} ^, _{k r} ^ can be calculated.

なお、本実施例１では、ｋ_ｒ＝０．７、１．０および１．３に対して、仮想的なｄ軸電流を算出しているが、式（１）から式（８）の数式を用いて制御ソフト内で演算させる方法や、計算結果や実測結果を事前にマップ化して実装する方法でもよい。 Note that equations in the first _embodiment, with respect to k r = 0.7, 1.0 and 1.3, but calculates the hypothetical d-axis current, wherein the formula (1) (8) It may be a method of calculating in the control software using the method, or a method of mapping and implementing the calculation result and the actual measurement result in advance.

また、前述したように、中高速域では抵抗定数誤差の影響が生じても、トルク精度に与える影響が小さいため、処理の簡素化のために、低速域と判断した場合のみ、抵抗定数を補正する構成にしてもよい。 Further, as described above, even if the influence of the resistance constant error occurs in the middle and high speed range, the influence on the torque accuracy is small. Therefore, in order to simplify the processing, the resistance constant is corrected only when it is judged to be in the low speed range. It may be configured to be used.

更に、本実施例１では、駆動範囲の下限値を−１０Ｈｚと仮定し、探り信号の一次周波数ｆ_１を−２０Ｈｚとしたが、駆動周波数の下限値以下となれば、周波数はいくつに設定しても構わない。仮に、駆動範囲内−１０Ｈｚから２００Ｈｚの範囲で、定数推定用の探り信号を印加し、回転子周波数と探り信号周波数が近くなってしまった場合（すべり周波数が小さい場合）には、ｄｑ軸の磁束が立ち上がり、その後の処理となる初期速度推定に影響を与えてしまう。図２に示す等価回路からも明らかであるように、磁束に寄与する励磁電流Ｉ_０は、すべりｓｌｉｐが小さくなると増加し、すべりｓｌｉｐが大きいと減少する。 Further, in the first embodiment, the lower limit of the drive range is assumed to be -10 Hz, and the primary frequency f ₁ of the search signal is set to -20 Hz. However, if it is equal to or less than the lower limit of the drive frequency, the frequency is set to any number. It doesn't matter. If a search signal for constant estimation is applied within the drive range of -10 Hz to 200 Hz and the rotor frequency and the search signal frequency become close to each other (when the slip frequency is small), the dq axis The magnetic flux rises, which affects the initial velocity estimation that is the subsequent processing. As is clear from the equivalent circuit shown in FIG. 2, the exciting current I ₀ that contributes to the magnetic flux increases when the slip slip becomes small, and decreases when the slip slip is large.

このような理由から、抵抗定数推定用の探り信号指令発生器３１が出力する一次周波数ｆ_１は、回転子周波数ｆ_ｒの駆動範囲−１０Ｈｚ〜２００Ｈｚ以外とし、かつ、抵抗変動による電流偏差が顕著に現れるようにする両目的から、回転子周波数ｆ_ｒの駆動範囲の下限値（本実施例１では−１０Ｈｚと仮定）よりも低いことが望ましい。 For this reason, the primary frequency f ₁ which explores signal command generator 31 for resistance constant estimation is output to the non-driving range -10Hz~200Hz rotor frequency f _r, and, significantly current deviation due to resistance change from both purposes to appear, it is desirable lower than the lower limit value of the driving range of the rotor frequency f _r (in the first embodiment assumed-10 Hz).

以上の構成とすることで、初期速度推定後のトルク立上げ開始時点で、制御装置に設定している抵抗定数の設定値を推定値ｋ_ｒ^を用いて補正することができ、抵抗定数誤差の影響を受け易い低速フリーラン状態からの再起動を安定化できる。 With the above configuration, the set value of the resistance constant set in the control device _{can be corrected using the estimated value kr} ^ at the start of torque rise after the initial speed estimation, and the resistance constant error. It is possible to stabilize the restart from the low-speed free-run state, which is easily affected by.

図７は、本実施例１によるトルク精度向上の効果を示す図であり、抵抗定数推定による補正の有無における再起動時の計算結果の一例を示す。回転子周波数ｆ_ｒは０．５Ｈｚのフリーラン状態としている。また、ｋ_ｒは誘導電動機の抵抗変動比で、ｋ_ｒ ^＊は制御装置で設定している抵抗変動比である。 FIG. 7 is a diagram showing the effect of improving the torque accuracy according to the first embodiment, and shows an example of the calculation result at the time of restart in the presence / absence of correction by the resistance constant estimation. The rotor frequency _{f r} is a free-run state of 0.5Hz. Further, _kr is the resistance fluctuation ratio of the induction motor, and _kr ^* is the resistance fluctuation ratio set by the control device.

図７（ａ）に示す抵抗定数推定なしの場合では、トルク脈動が発生し、さらに指令値に対し定常偏差が発生し、トルクが小さくなっている。
一方、図７（ｂ）に示す抵抗定数推定ありの場合では、Ｓｔｅｐ３のトルク立上げに移行した時点で、ｋ_ｒ ^＊がｋ_ｒとほぼ一致しており、抵抗定数推定した結果を用いて制御装置で用いる設定値を更新することで、実際のモータの抵抗値とほぼ同等に設定できる。その結果、トルクの脈動と定常偏差を低減でき、トルク精度を向上させることができる。 In the case where the resistance constant is not estimated as shown in FIG. 7A, torque pulsation is generated, and a steady deviation is generated with respect to the command value, so that the torque is small.
On the other hand, in case where there is estimated constant resistance shown in FIG. 7 (b), when the transition to the torque startup of Step3, k _r ^* by using the substantially match and the resistance constants estimated result and k _r control By updating the set value used in the device, it can be set to be almost the same as the resistance value of the actual motor. As a result, torque pulsation and steady-state deviation can be reduced, and torque accuracy can be improved.

また、Ｓｔｅｐ１および２の期間において、探り信号を印加しているため、ｄ軸二次磁束Φ_２ｄが僅かに振動しているものの非常に小さい振動であり、直流量は発生していないことがわかる。本結果からも明らかであるように、本実施例１は、磁束を用いずに抵抗定数を推定する方式であり、二次時定数Ｔ_２（二次自己インダクタンスＬ_２／一次換算二次抵抗ｒ_２’）が大きく、磁束が立ち上がり難い低すべり誘導電動機にも対応可能である。 Further, since the search signal is applied during the periods of Steps 1 and 2, _{it can be seen that the d-axis secondary magnetic flux Φ 2d} vibrates slightly but is very small and no DC amount is generated. .. As is clear from this result, the first embodiment is a method of estimating the resistance constant without using magnetic flux, and the secondary time constant T ₂ (secondary self-inductance L ₂ / primary conversion secondary resistance r). It is also compatible with low-slip induction motors that have a large _{2') and are difficult to generate magnetic flux.}

なお、本実施例１では、ｄ軸電流検出値を用いた抵抗定数推定手法を説明したが、これはｑ軸電流検出値としても構わない。電流の特性は、印加する交流電圧や誘導電動機の等価回路定数に依存し、式（１）から式（８）に基づいて決まることから、抵抗変動時における電流変化の感度が高い軸を適宜選択し用いるものとする。 In the first embodiment, the resistance constant estimation method using the d-axis current detection value has been described, but this may be used as the q-axis current detection value. Since the current characteristics depend on the applied AC voltage and the equivalent circuit constant of the induction motor and are determined based on equations (1) to (8), an axis with high sensitivity of current change when resistance fluctuates is appropriately selected. It shall be used.

また、速度センサレス制御の構成を用いて説明したが、速度センサ付きの場合は、図５に示すＳｔｅｐ２の速度推定値ｆ_ｒ^の代わりに、検出した速度情報ｆ_ｒを用いることにより、同一の原理で抵抗定数を推定可能である。 Further, although the description has been made using the configuration of the speed sensorless control, in the case of the case with the speed sensor, the same speed information _{fr is used instead of the speed estimation value fr ^ of Step 2 shown in FIG.} The resistance constant can be estimated in principle.

本実施例１は、主に、図２に示すｒ_２／ｓｌｉｐの項の変化に着目した抵抗推定手法であり、二次抵抗に対し一次抵抗も同様の比率で変動するという仮定を置いている。しかし、固定子巻線の一次抵抗と回転子導体の二次抵抗とでは、それぞれ温度上昇や温度係数も異なるため、両者の抵抗変動比は厳密には異なる。両者の温度上昇比や温度係数比を踏まえ、推定した二次抵抗の変動比を基準に、一次抵抗の補償比を変える構成にしてもよい。 _{The first embodiment is a resistance estimation method mainly focusing on the change in the term of r 2} / slip shown in FIG. 2, and assumes that the primary resistance fluctuates at the same ratio with respect to the secondary resistance. .. However, since the primary resistance of the stator winding and the secondary resistance of the rotor conductor have different temperature rises and temperature coefficients, the resistance fluctuation ratios of the two are strictly different. The compensation ratio of the primary resistance may be changed based on the estimated fluctuation ratio of the secondary resistance based on the temperature rise ratio and the temperature coefficient ratio of both.

以上の構成により、初期速度推定完了時点で、誘導電動機の抵抗値を推定可能であるため、トルク立上げ時のトルクショックを低減し、トルク精度を向上させることができる。 With the above configuration, since the resistance value of the induction motor can be estimated when the initial speed estimation is completed, the torque shock at the time of torque start-up can be reduced and the torque accuracy can be improved.

図８は、本発明の実施例２に係る誘導電動機の駆動装置の機能ブロックを示す図である。誘導電動機の停止またはフリーラン状態において、抵抗定数を推定しつつ、速度センサレスのベクトル制御によって再起動する際の構成を、機能ブロックとして示したものである。 FIG. 8 is a diagram showing a functional block of a drive device for an induction motor according to a second embodiment of the present invention. In the stopped or free-run state of the induction motor, the configuration when restarting by speed sensorless vector control while estimating the resistance constant is shown as a functional block.

本実施例２は、実施例１よりも再起動のトルク立上げ開始までにかかる時間（抵抗定数推定と初期速度推定）を短縮することを目的とする。そのため、本実施例２では、実施例１の探り信号発生器３１を用いずに、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｑを抵抗定数推定器２５に入力し、抵抗変動比ｋ_ｒ^を出力する点で実施例１と異なる。 An object of the second embodiment is to shorten the time (resistance constant estimation and initial speed estimation) required to start the restart torque start-up as compared with the first embodiment. Therefore, in the second embodiment, the q-axis current detection value I _q is input to the resistance constant estimator 25 and the resistance fluctuation ratio _kr ^ is output without using the search signal generator 31 of the first embodiment. Different from Example 1.

抵抗変動比ｋ_ｒ^の推定には、実施例１に記載したように式（１）から式（８）における未知数が２つ（抵抗変動比ｋ_ｒ、回転子周波数ｆ_ｒ）あるため、本来は回転子周波数ｆ_ｒが既値である必要がある。 Since the resistance variation ratio k _{r ^} estimation, there are two unknowns in the equation (8) from equation (1) (resistance variation ratio k _r, the rotor frequency f _r) as described in Example 1, the original Needs that the rotor frequency _fr is already valued.

本実施例２では、初期速度推定に用いる回転子周波数の初期値を略最高回転周波数とし（本実施例２では２００Ｈｚ付近と仮定）、抵抗定数推定する対象速度範囲を低速域に限定することで（本実施例２では−１０Ｈｚ〜１０Ｈｚの範囲のみと仮定）、初期速度推定開始時においては、すべり周波数が十分に大きい状態となり、未知数である回転子周波数ｆ_ｒの感度を小さくして、初期速度推定期間中に並列処理（初期速度推定処理と抵抗定数推定処理）で抵抗定数を推定することが可能である。以下に、その原理について説明する。 In the second embodiment, the initial value of the rotor frequency used for the initial speed estimation is set to a substantially maximum rotation frequency (assumed to be around 200 Hz in the second embodiment), and the target speed range for estimating the resistance constant is limited to the low speed range. (only the scope of the embodiment 2 -10Hz～10Hz assumed), at the time of initial velocity estimation starts, the slip frequency becomes sufficiently large state, to reduce the sensitivity of the rotor frequency f _r is unknown, the initial It is possible to estimate the resistance constant by parallel processing (initial velocity estimation processing and resistance constant estimation processing) during the speed estimation period. The principle will be described below.

すべり周波数を無限大に近付けると、誘導電動機のｑ軸電流Ｉ_ｑは次式にて定義される。

ただし、Ｌ_σは一次換算したインダクタンス、Ｌ_２は二次自己インダクタンスとする。ここで、実施例１と同様に、一次、二次の漏れインダクタンスｌ_１、ｌ_２および励磁インダクタンスＬ_Ｍが一定であり、電圧出力装置２が指令通りの電圧Ｖ_１と一次周波数ｆ_１を出力し、電流検出の誤差が十分に小さい、と仮定すると、式（９）に回転子周波数ｆ_ｒや二次抵抗ｒ_２は含まれず、一次抵抗ｒ_１の変動がｑ軸電流誤差として現れることがわかる。 When the slip frequency approaches infinity, the q-axis current I _q of the induction motor is defined by the following equation.

However, L _σ is the linearly converted inductance, and L ₂ is the secondary self-inductance. Here, in the same manner as in Example 1, primary, secondary leakage inductance l _1, a l ₂ and the exciting inductance L _M is constant, the voltage output device 2 outputs the voltages V ₁ and the primary frequency f ₁ as commanded However, assuming that the current detection error is sufficiently small, the equation (9) does not include the _{rotor frequency fr} or the secondary resistor r _{2, and the fluctuation of the primary resistor r 1} may appear as the q-axis current error. Understand.

図９は、抵抗変動時におけるすべり周波数とｑ軸電流との関係の特性を示す図である。抵抗変動比ｋ_ｒを０．７、１．０および１．３と変化させた際の、回転子周波数ｆ_ｒが−２０Ｈｚ〜１９０Ｈｚ時におけるｑ軸電流Ｉ_ｑの特性を算出した結果を示す。すべり周波数ｆ_ｓが十分に大きい領域（１９０Ｈｚ付近）では、すべり周波数ｆ_ｓが±１０Ｈｚ程度変動しても、ｑ軸電流Ｉ_ｑに与える影響は小さいことがわかる。言い換えれば、実際の回転子周波数ｆ_ｒが低速（−１０Ｈｚ〜１０Ｈｚ）で回転していたとして、ｑ軸電流Ｉ_ｑが漸近する程のすべり周波数ｆ_ｓになるように一次周波数ｆ_１を高い値に設定し電圧を印加すれば、回転子周波数ｆ_ｒの大きさに影響されることなく、抵抗変動の影響が電流偏差として現れることを意味する。 FIG. 9 is a diagram showing the characteristics of the relationship between the slip frequency and the q-axis current when the resistance fluctuates. At the time of the resistance variation ratio _{k r} is changed from 0.7, 1.0 and 1.3 show the results rotor frequency _{f r} is calculated characteristics of the q-axis current _{I q} at -20Hz～190Hz. In the region where the slip frequency f _s is sufficiently large (around 190 _{Hz), it can be seen that even if the slip frequency f s} fluctuates by about ± 10 Hz, the influence on the _{q-axis current I q is small.} In other words, actual as rotor frequency _{f r} is rotating at a low speed (-10Hz~10Hz), q-axis current _{I q} is high the primary frequency _{f 1} to be the the extent of asymptotic slip frequency _{f s} the value by setting a voltage is applied, without being affected by the magnitude of the rotor frequency f _r, the influence of the resistance change means that appears as a current deviation.

誘導電動機３の二次抵抗ｒ_２が小さくなる程、ｑ軸電流検出値は漸近し易い傾向にあり、１時間定格出力におけるすべりが１．０％以下となるような低すべり化された高効率誘導電動機に対して、適した方式である。 As the secondary resistance r ₂ of the induction motor 3 becomes smaller, the q-axis current detection value tends to approach gradually, and the slip at the rated output for 1 hour becomes 1.0% or less, resulting in low slip and high efficiency. This method is suitable for induction motors.

図１０は、本実施例２における抵抗定数推定のフローの概要を示す図である。Ｓｔｅｐ１で示す初期速度推定期間に、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊、一次周波数指令値ｆ_１ ^＊および等価回路定数から、抵抗変動比ｋ_ｒ^を算出する。 FIG. 10 is a diagram showing an outline of the flow of resistance constant estimation in the second embodiment. During the initial speed estimation period shown in Step 1, the resistance fluctuates from the _{q-axis current detection value I q} , the d-axis voltage command value V _d ^* , the q-axis voltage command value V _q ^* , the primary frequency command value f ₁ ^{*, and the equivalent circuit constant.} Calculate the ratio _{kr ^.}

初期速度推定演算を実施する都度、抵抗定数推定部２５による演算によりｋ_ｒ^を出力するが、低速判定器３２によって、回転子周波数推定値ｆ_ｒ^が低速域を判断する設定閾値Ｆ_ｘ（例えば、１０Ｈｚ）以下になった場合のみ、抵抗定数を更新するものとする。 Each time carrying out the initial velocity estimation calculation, but outputs a k _{r ^} by calculation by constant resistance estimating unit 25, the low speed determiner 32, a set threshold F _x rotor frequency estimate f _{r ^} to determine the low speed region ( For example, the resistance constant shall be updated only when the frequency becomes 10 Hz) or less.

また、抵抗定数の推定演算は一次周波数ｆ_１が大きい条件のみ（例えば１５０〜２００Ｈｚ）実施するものとする。これは、本実施例２では、図９に示したように、すべり周波数ｆ_ｓが十分に大きく、回転子周波数ｆ_ｒが±１０Ｈｚ程度変動しても、抵抗定数の推定値へ影響を与えないことを前提としているためである。 Further, the estimation calculation of the resistance constant _{shall be performed only under the condition that the primary frequency f 1} is large (for example, 150 to 200 Hz). This, according to the second embodiment, as shown in FIG. 9, is sufficiently large slip frequency f _s, the rotor frequency f _r is be varied about ± 10 Hz, it does not affect the estimate of the constant resistance This is because it is premised on that.

本実施例２は、式（９）で説明したように、図２に示すｒ_１の項の変化に着目した抵抗推定手法であり、一次抵抗ｒ_１に対し二次抵抗ｒ_２も同様の比率で変動するという仮定を置いている。しかし、固定子巻線の一次抵抗ｒ_１と、回転子導体の二次抵抗ｒ_２では、それぞれ温度上昇や温度係数も異なるため、両者の抵抗変動比は厳密には異なる。両者の温度上昇比や温度係数比を踏まえ、推定した一次抵抗ｒ_１の変動比を基準に、二次抵抗ｒ_２の補償比を変える構成にしてもよい。 The second embodiment, as described in equation (9), the resistance estimating method focusing on the changes in the terms r ₁ shown in FIG. 2, a similar proportion secondary resistance r ₂ to the primary resistance r ₁ The assumption is that it will fluctuate with. However, the primary resistance r ₁ of the stator winding, the secondary resistance r ₂ of the rotor conductor, also differ each temperature increase and temperature coefficient, both the resistance variation ratio of strictly different. Based on the temperature rise ratio and temperature coefficient ratio of the two, based on the estimated variation ratio of the primary resistance r _1, it may be configured to change the compensation ratio of the secondary resistance r _2.

以上の構成により、本実施例２は、初期速度推定期間中に並列処理で抵抗変動比を推定でき、実施例１よりも短時間での再起動が可能となる。 With the above configuration, in the second embodiment, the resistance fluctuation ratio can be estimated by parallel processing during the initial speed estimation period, and the restart can be performed in a shorter time than in the first embodiment.

図１１は、本発明の実施例３における抵抗定数推定のフローの概要を示す図である。
本実施例３は、実施例２よりも抵抗変動比の推定を安定化することを目的とする。したがって、本実施例３に係る誘導電動機の駆動装置の構成は、実施例２と同様であるが、上記目的を達成するために、抵抗推定器２５の入力となるｑ軸電流Ｉ_ｑに積分器２６を設け積分処理する点で実施例２と異なる。 FIG. 11 is a diagram showing an outline of the flow of resistance constant estimation according to the third embodiment of the present invention.
The purpose of the third embodiment is to stabilize the estimation of the resistance fluctuation ratio as compared with the second embodiment. Therefore, the configuration of the drive device for the induction motor according to the third embodiment is the same as that of the second embodiment, but in order to achieve the above object, an integrator is _{applied to the q-axis current Iq which is the input of the resistance estimator 25.} It is different from the second embodiment in that 26 is provided and the integration process is performed.

電流検出値の瞬時値を用いた抵抗定数推定の場合、ＰＷＭによる電流高調波の影響やノイズの影響を拾い、抵抗定数推定の精度を低下させる可能性がある。これに対し、積分処理を入れることで、上記の影響を小さくでき、実施例２よりも安定した抵抗推定が可能となる。
なお、抵抗推定部２５の内部で、式（１）から式（８）を用いて仮想的に算出する電流値に対しても、同様に積分処理を行うものとする。 In the case of resistance constant estimation using the instantaneous value of the current detection value, the influence of current harmonics and noise due to PWM may be picked up and the accuracy of resistance constant estimation may be lowered. On the other hand, by incorporating the integration process, the above influence can be reduced, and more stable resistance estimation than in the second embodiment becomes possible.
It should be noted that, inside the resistance estimation unit 25, the integration process is similarly performed on the current value virtually calculated using the equations (1) to (8).

また、積分演算を追加しても、抵抗推定する範囲は、実施例２と同様に高速域（例えば１５０Ｈｚ〜２００Ｈｚ）の範囲とする。
以上の構成により、本実施例３は、実施例２よりも安定した抵抗定数推定が可能となる。 Further, even if the integral calculation is added, the range of resistance estimation is set to the high-speed range (for example, 150 Hz to 200 Hz) as in the second embodiment.
With the above configuration, the third embodiment can estimate the resistance constant more stably than the second embodiment.

図１２は、本発明の実施例４における抵抗定数推定のフローの概要を示す図である。
本実施例４は、実施例３よりも抵抗定数推定の精度を向上することを目的とする。したがって、本実施例４に係る誘導電動機の駆動装置の構成も、実施例２と同様であるが、上記目的を達成するために、実施例３において設けた積分器２６の前段に、誘導電動機の電流検出値（図１２では、ｑ軸電流Ｉ_ｑ）に対し、モータ電気時定数の時定数に設定したローパスフィルター２７を設ける点で、実施例２および実施例３と異なる。 FIG. 12 is a diagram showing an outline of the flow of resistance constant estimation according to the fourth embodiment of the present invention.
The purpose of the fourth embodiment is to improve the accuracy of the resistance constant estimation as compared with the third embodiment. Therefore, the configuration of the drive device for the induction motor according to the fourth embodiment is the same as that for the second embodiment, but in order to achieve the above object, the induction motor is placed in front of the integrator 26 provided in the third embodiment. It differs from Example 2 and Example 3 in that a low-pass filter 27 set to the time constant of the motor electric time constant is provided with respect to the current detection value (q-axis current I _{q in FIG. 12).}

等価回路演算は、定常的な値を演算するものであり、過渡的な値を演算する場合には、時間軸に誘導電動機の電気時定数Ｔ_σ（＝一次換算インダクタンスＬ_σ／一次換算抵抗Ｒ_σ）の差が生じる。これに対し、電流検出値に対して、誘導電動機の電気時定数Ｔ_σによるカットオフを呈するローパスフィルター２７を追加することで、等価回路演算と、実際のモータ電流検出値の時間軸の基準を同一にすることができる。 The equivalent circuit calculation calculates a steady value, and when calculating a transient value, the electric time constant of the induction motor T _σ (= primary conversion inductance L _σ / primary conversion resistance R) on the time axis. There is a difference of _{σ). On the other hand, by adding a low-pass filter 27 that exhibits a cutoff due to the electric time constant T σ} of the induction motor with respect to the current detection value, the equivalent circuit calculation and the reference of the time axis of the actual motor current detection value can be used. Can be the same.

以上の構成により、本実施例４は、実施例３よりも、抵抗定数推定の精度を向上させ、トルク精度を更に向上させることができる。 With the above configuration, the present embodiment 4 can improve the accuracy of resistance constant estimation and further improve the torque accuracy as compared with the third embodiment.

図１３は、本発明に係る実施例５として、先の実施例１〜４に係るいずれかの誘導電動機の駆動装置を搭載する鉄道車両の一部の概略構成を示す図である。
図１３において、鉄道車両に搭載する駆動装置１は、架線１０１から集電装置を介して電力の供給を受け、交流電力を出力して誘導電動機３に供給することで、電気エネルギーが機械トルクに変換される。誘導電動機３は、減速ギアを介して鉄道車両の車軸と連結されており、車軸に接続された車輪１０３とレール１０２間に生じる接線力により鉄道車両は走行する。 FIG. 13 is a diagram showing a schematic configuration of a part of a railroad vehicle equipped with a drive device for any of the induction motors according to the above-described first to fourth embodiments as the fifth embodiment of the present invention.
In FIG. 13, the drive device 1 mounted on the railroad vehicle receives electric power from the overhead wire 101 via a current collector, outputs AC power, and supplies the AC power to the induction motor 3, so that the electric energy becomes mechanical torque. Will be converted. The induction motor 3 is connected to the axle of the railway vehicle via a reduction gear, and the railway vehicle travels due to the tangential force generated between the wheels 103 and the rail 102 connected to the axle.

本実施例５では、鉄道車両に搭載する駆動装置１として、先に説明した実施例１〜４に係るいずれかの誘導電動機の駆動装置１を適用する。それにより、低速フリーラン状態からの再起動時において、誘導電動機３のトルクショックを低減できる。また、鉄道車両の低速惰行状態からの再起動時においても、鉄道車両の車体振動を低減し、乗客の乗り心地を更に改善することができる。 In the fifth embodiment, as the drive device 1 mounted on the railway vehicle, the drive device 1 of any of the induction motors according to the first to fourth embodiments described above is applied. As a result, the torque shock of the induction motor 3 can be reduced when restarting from the low-speed free-run state. Further, even when the railway vehicle is restarted from the low-speed coasting state, the vehicle body vibration of the railway vehicle can be reduced and the ride quality of the passengers can be further improved.

１…駆動装置、２…電圧出力装置、３…誘導電動機、４…電流検出器、５…座標変換器、６…座標変換器、７…初期速度推定演算部、８…初期速度推定指令発生装置、
２０…制御モード切換器、２１…積分器、２５…抵抗推定部、２６…積分器、
２７…ローパスフィルター、３０…ベクトル制御演算部、３１…探り信号指令発生器、
３２…低速判定器、１０１…架線、１０２…レール、１０３…車輪 1 ... Drive device, 2 ... Voltage output device, 3 ... Induction motor, 4 ... Current detector, 5 ... Coordinate converter, 6 ... Coordinate converter, 7 ... Initial speed estimation calculation unit, 8 ... Initial speed estimation command generator ,
20 ... control mode switch, 21 ... integrator, 25 ... resistance estimator, 26 ... integrator,
27 ... Low-pass filter, 30 ... Vector control calculation unit, 31 ... Search signal command generator,
32 ... Low speed judge, 101 ... Overhead line, 102 ... Rail, 103 ... Wheel

Claims (13)

電圧指令値および一次周波数指令値に応じて任意の交流電圧の波形を出力して誘導電動機に印加する電圧出力装置と、
前記誘導電動機に流れる電流を検出する電流検出器と、
前記電圧出力装置を制御する制御装置と
を備える誘導電動機の駆動装置であって、
前記制御装置は、前記電流検出器が検出した電流検出値を用いて前記誘導電動機の等価回路に基づく演算を行い当該誘導電動機の抵抗定数を推定する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。 A voltage output device that outputs an arbitrary AC voltage waveform according to the voltage command value and the primary frequency command value and applies it to the induction motor.
A current detector that detects the current flowing through the induction motor,
A drive device for an induction motor including a control device for controlling the voltage output device.
The control device is a drive device for an induction motor, which uses a current detection value detected by the current detector to perform an calculation based on an equivalent circuit of the induction motor to estimate a resistance constant of the induction motor. 請求項１に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
前記制御装置は、前記電流検出値と、前記誘導電動機の回転子速度情報と、前記電圧出力装置に対する電圧指令値および一次周波数指令値と、前記誘導電動機の等価回路定数とを用いた演算を行い前記抵抗定数を推定する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。 The drive device for an induction motor according to claim 1.
The control device performs a calculation using the current detection value, the rotor speed information of the induction motor, the voltage command value and the primary frequency command value for the voltage output device, and the equivalent circuit constant of the induction motor. A driving device for an induction motor, which comprises estimating the resistance constant. 請求項１または請求項２に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
前記制御装置が前記抵抗定数を推定する際に、前記誘導電動機に印加する前記交流電圧の一次周波数を、前記誘導電動機の回転子の正転方向に対し逆向きの負の周波数とし、かつ、該周波数の絶対値を前記回転子の周波数の駆動範囲の下限値よりも大きくする
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。 The drive device for an induction motor according to claim 1 or 2.
When the control device estimates the resistance constant, the primary frequency of the AC voltage applied to the induction motor is set to a negative frequency opposite to the forward rotation direction of the rotor of the induction motor. A driving device for an induction motor, characterized in that the absolute value of the frequency is made larger than the lower limit of the driving range of the frequency of the rotor. 請求項２を引用する請求項３に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
前記駆動装置は、速度センサレスで前記誘導電動機を駆動し、
前記回転子速度情報は、前記誘導電動機の停止またはフリーランの状態から前記回転子の初期速度を推定した際の推定値であり、
前記電流検出値は、前記初期速度を推定する前に前記交流電圧を前記誘導電動機に印加して前記電流検出器が検出した値である
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。 The drive device for an induction motor according to claim 3, which cites claim 2.
The drive device drives the induction motor without a speed sensor.
The rotor speed information is an estimated value when the initial speed of the rotor is estimated from the stopped or free-run state of the induction motor.
The drive device for an induction motor, wherein the current detection value is a value detected by the current detector by applying the AC voltage to the induction motor before estimating the initial speed. 請求項１に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
前記駆動装置は、速度センサレスで前記誘導電動機を駆動し、
前記制御装置は、前記誘導電動機の停止またはフリーランの状態から前記誘導電動機の回転子の初期速度を推定する演算を行うと共に、当該初期速度を推定する演算を実行する時に検出した前記電流検出値と、前記電圧出力装置に対する電圧指令値および一次周波数指令値と、前記誘導電動機の等価回路定数とを用いた演算を行い前記抵抗定数を推定する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。 The drive device for an induction motor according to claim 1.
The drive device drives the induction motor without a speed sensor.
The control device performs a calculation for estimating the initial speed of the rotor of the induction motor from the stopped or free-run state of the induction motor, and the current detection value detected when the calculation for estimating the initial speed is executed. A drive device for an induction motor, which estimates the resistance constant by performing an operation using the voltage command value and the primary frequency command value for the voltage output device and the equivalent circuit constant of the induction motor. 請求項５に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
前記初期速度を推定する際の前記誘導電動機の回転子周波数の初期値を、当該回転子周波数の駆動範囲の略最大値とすることで、前記抵抗定数を推定する対象速度範囲を低速域に限定する
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。 The drive device for an induction motor according to claim 5.
By setting the initial value of the rotor frequency of the induction motor when estimating the initial speed to a substantially maximum value of the drive range of the rotor frequency, the target speed range for estimating the resistance constant is limited to the low speed range. A drive device for an induction motor, which is characterized in that it does. 請求項５または請求項６に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
前記抵抗定数を推定する際に、前記電流検出値を積分演算した値を用いる
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。 The drive device for an induction motor according to claim 5 or 6.
A driving device for an induction motor, characterized in that, when estimating the resistance constant, a value obtained by integrating the current detection value is used. 請求項７に記載の誘導電動機の駆動装置であって、
前記電流検出値を積分演算する前段に、前記誘導電動機の電気時定数によるカットオフを呈するローパスフィルターを備える
ことを特徴とする誘導電動機の駆動装置。 The drive device for an induction motor according to claim 7.
A drive device for an induction motor, characterized in that a low-pass filter that exhibits a cutoff due to the electric time constant of the induction motor is provided before the integral calculation of the current detection value. 自らに搭載する誘導電動機を、請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の誘導電動機の駆動装置を用いて駆動することを特徴とする鉄道車両。 A railway vehicle characterized in that the induction motor mounted on the railroad vehicle is driven by using the drive device for the induction motor according to any one of claims 1 to 8. 誘導電動機に対して所定の振幅で正転方向に対して逆向きの負の周波数の交流電圧を印加し、当該印加の際に前記誘導電動機に流れる電流を検出する第１のステップと、
前記誘導電動機の初期速度推定を実行して前記誘導電動機の回転子周波数を推定すると共に、推定した当該回転子周波数と、前記電流の検出値と、前記誘導電動機を駆動制御するための電圧指令値および一次周波数指令値と、前記誘導電動機の等価回路定数とから前記誘導電動機の抵抗変動比を推定する第２のステップと、
推定した前記抵抗変動比により補正した前記誘導電動機の抵抗定数を用いて前記誘導電動機を再起動させる第３のステップと
を有する誘導電動機の駆動方法。 The first step of applying an AC voltage having a predetermined amplitude and a negative frequency opposite to the forward rotation direction to the induction motor and detecting the current flowing through the induction motor at the time of the application.
The initial speed of the induction motor is estimated to estimate the rotor frequency of the induction motor, and the estimated rotor frequency, the current detection value, and the voltage command value for driving and controlling the induction motor are used. And the second step of estimating the resistance fluctuation ratio of the induction motor from the primary frequency command value and the equivalent circuit constant of the induction motor.
A method for driving an induction motor, which comprises a third step of restarting the induction motor using the resistance constant of the induction motor corrected by the estimated resistance fluctuation ratio. 誘導電動機の初期速度推定を実行して前記誘導電動機の回転子周波数を推定すると共に、前記誘導電動機に流れる電流の検出値と、前記誘導電動機を駆動制御するための電圧指令値および一次周波数指令値と、前記誘導電動機の等価回路定数とから前記誘導電動機の抵抗変動比を推定する第１のステップと、
推定した前記回転子周波数が所定の低速域以下になった場合に、推定した前記抵抗変動比により補正した前記誘導電動機の抵抗定数を用いて前記誘導電動機を再起動させる第２のステップと
を有する誘導電動機の駆動方法。 The initial speed of the induction motor is estimated to estimate the rotor frequency of the induction motor, the detected value of the current flowing through the induction motor, the voltage command value for driving and controlling the induction motor, and the primary frequency command value. And the first step of estimating the resistance fluctuation ratio of the induction motor from the equivalent circuit constant of the induction motor.
It has a second step of restarting the induction motor using the resistance constant of the induction motor corrected by the estimated resistance fluctuation ratio when the estimated rotor frequency falls below a predetermined low speed range. How to drive an induction motor. 請求項１１に記載の誘導電動機の駆動方法であって、
前記誘導電動機に流れる電流の検出値に替えて、該検出値を積分演算した値を用いる誘導電動機の駆動方法。 The method for driving an induction motor according to claim 11.
A method for driving an induction motor, which uses a value obtained by integrating the detected value instead of the detected value of the current flowing through the induction motor. 請求項１１に記載の誘導電動機の駆動方法であって、
前記誘導電動機に流れる電流の検出値に替えて、該検出値を前記誘導電動機の電気時定数によるカットオフを呈するローパスフィルターを介した後に積分演算した値を用いる誘導電動機の駆動方法。 The method for driving an induction motor according to claim 11.
A method for driving an induction motor, which uses a value calculated by integrating the detected value after passing through a low-pass filter exhibiting a cutoff due to the electric time constant of the induction motor instead of the detected value of the current flowing through the induction motor.

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