JP2021016262A - 三相リラクタンスモータの制御方法及び三相リラクタンスモータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回転トルクが小さい時も大きい時も高い効率が得られる三相リラクタンスモータの制御方法及び三相リラクタンスモータ制御装置を提供する。【解決手段】コイル１４(A1)〜１４(C2)に所定の駆動電流ia1〜ic2を流すことにより、固定子歯部１２(A1)と１２(A2)、１２(B1)と１２(B2)、１２(C1)と１２(C2)を互いに逆極性に磁化し、三相リラクタンスモータ１０をスイッチトリラクタンスモータとして動作させる第１の動作モードを備える。コイル１４(A1)〜１４(C2)に所定の駆動電流ia1〜ic2を流すことにより、固定子歯部１２(A1)と１２(A2)、１２(B1)と１２(B2)、１２(C1)と１２(C2)を互いに同極性に磁化し、三相リラクタンスモータ１０をシンクロナスリラクタンスモータとして動作させる第２の動作モードを備える。回転子１６の回転トルクが基準値Tth以上の時は第１のモードを選択し、基準値Tth未満の時は第２のモードを選択する。【選択図】図３

Description

本発明は、永久磁石を用いない三相リラクタンスモータの制御方法及び三相リラクタンスモータ制御装置に関する。

リラクタンスモータは、堅牢性に優れており、希土類磁石を使用せずに構成できる等の利点があることから、自動車駆動用モータや、産業用のファン、ポンプ、ブロアの用途等、幅広い分野で注目を集めている。

従来、例えば特許文献1に開示されているように、三相のコイルに励磁電流が流れることによって駆動するスイッチトリラクタンスモータの制御装置であって、三相のコイルにおける少なくとも一相に流れる電流の方向を変えることにより、三相のコイルの極性を、第１の巻線パターン又は第２の巻線パターンのどちらかに切り替える制御装置があった。第１の巻線パターンは、三相のコイルがそれぞれ同じ方向に巻かれた巻線パターンであり、第２の巻線パターンは、三相のコイルのうちの２つが同じ方向に、残りの１つが反対方向に巻かれ、且つ前者の２つのコイルと後者の１つのコイルとが交互に配置された巻線パターンである。

この制御装置は、低負荷時（スイッチトリラクタンスモータの回転トルク及び回転数が第１の領域に位置する時）、各コイルに対し、第１の巻線パターンで動作するように電流を供給し、重負荷時（第１の領域とは異なる第２の領域に位置する時）、各コイルに対し、第２の巻線パターンで動作するように電流を供給する。このように制御することによって、スイッチトリラクタンスモータの効率を悪化させることなく、最大トルクを向上させることができる。

特開２０１８−８５９０４号公報

リラクタンスモータの効率η［%］は、平均トルクをＴave［Nm］、鉄損をＷfe［W］、銅損をＷcu［W］、回転角速度をω［rad/sec］、回転数をＮ［rpm］とすると、次の式（１）、（２）のように表すことができる。

η＝（ω・Ｔave−Ｗfe）／（ω・Ｔave＋Ｗcu）×１００ （１）
ω＝（２π／６０）・Ｎ （２）
この式（１）、（２）から、リラクタンスモータの効率ηを高くするためには、鉄損Ｗfe及び銅損Ｗcuを小さくすればよいことが分かる。しかし、実際に設計を行う時には様々な制約事項があり、鉄損Ｗfe及び銅損Ｗcuを同時に小さくするのは容易ではない。

一般に、リラクタンスモータを相対的に大きい平均トルクＴaveで動作させると、損失の主成分は銅損Ｗcuになり（Ｗcu＞Ｗfe）、相対的に小さい平均トルクＴaveで動作させると、損失の主成分は鉄損Ｗfeになる（Ｗfe＞Ｗcu）。リラクタンスモータを設計する時は、通常、外形を小型化しつつ温度上昇を一定以下に抑えることが重要視され、平均トルクＴaveが大きい時の銅損Ｗcuを小さくすることが優先される場合が多い。したがって、平均トルクＴaveが小さい時も大きい時も高い効率ηを得るためには、平均トルクＴaveが小さい時の鉄損Ｗfeを小さくすることが課題になる。

特許文献１のスイッチトリラクタンスモータの制御装置は、重負荷時（平均トルクＴaveが大きい時）、各コイルに対し、第１の巻線パターンで動作するように電流を供給する。これは、スイッチトリラクタンスモータの通常の駆動方法であり、回転子が回転する過程で、回転子（磁性材料）を通過する磁束が正負方向に大きく振れるため、大きな鉄損Ｗfeが発生する。しかしながら、重負荷時は銅損Ｗcuの方が大きいので、鉄損Ｗfeが多少大きくても効率ηにはそれほど影響しない。

一方、低負荷時（平均トルクＴaveが小さい時）は、各コイルに対し、第２の巻線パターンで動作するように電流を供給する。このように駆動すると、回転子を通過する磁束の変化幅が少し小さくなって鉄損Ｗfeが小さくなるので、その分効率ηが高くなる。

このように、特許文献１の制御装置の制御方法を使用すると、平均トルクＴaveが小さい時の鉄損Ｗfeが少し小さくなり、その分だけ平均トルクＴaveが小さい時の効率ηを高くすることができる。しかしながら、鉄損Ｗfeの低下幅が少ないので、効率ηを格段に向上させることはできない。

本発明は、上記背景技術に鑑みて成されたものであり、回転トルクが小さい時も大きい時も高い効率が得られる三相リラクタンスモータの制御方法及び三相リラクタンスモータ制御装置を提供することを目的とする。

本発明は、円筒状の内周面に複数の固定子歯部が突設され、前記各固定子歯部にコイルが巻回された固定子と、前記固定子の内側に同軸に配置され、外周面に複数の回転子歯部が突設された回転子とを備えた三相リラクタンスモータの制御方法であって、
複数の前記コイルを、ｋ組（ｋは自然数）のＡ１コイル及びＡ２コイル、ｋ組（ｋは自然数）のＢ１コイル及びＢ２コイル、及びｋ組（ｋは自然数）のＣ１コイル及びＣ２コイルに区分し、当該各コイルが周方向にＡ１、Ｂ２、Ｃ１、Ａ２、Ｂ１、Ｃ２の順に等間隔で前記ｋ組が配置され、
前記Ａ１及びＡ２コイルに対し、当該Ａ１及びＡ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに逆極性に磁化するように駆動電流を供給し、前記Ｂ１及びＢ２コイルに対し、当該Ｂ１及びＢ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに逆極性に磁化するように駆動電流を供給し、前記Ｃ１及びＣ２コイルに対し、当該Ｃ１及びＣ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに逆極性に磁化するように駆動電流を供給することによって、前記三相リラクタンスモータをスイッチトリラクタンスモータとして動作させる第１の動作モードと、
前記Ａ１及びＡ２コイルに対し、当該Ａ１及びＡ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに同極性に磁化するように駆動電流を供給し、前記Ｂ１及びＢ２コイルに対し、当該Ｂ１及びＢ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに同極性に磁化するように駆動電流を供給し、前記Ｃ１及びＣ２コイルに対し、当該Ｃ１及びＣ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに同極性に磁化するように駆動電流を供給することによって、前記三相リラクタンスモータをシンクロナスリラクタンスモータとして動作させる第２の動作モードとを設定し、
前記回転子の回転トルクが基準値以上の時は、前記三相リラクタンスモータを前記第１のモードで動作させ、基準値未満の時は、前記三相リラクタンスモータを前記第２のモードで動作させる三相リラクタンスモータの制御方法である。

また、本発明は、円筒状の内周面に複数の固定子歯部が突設され、前記各固定子歯部にコイルが巻回された固定子と、前記固定子の内側に同軸に配置され、外周面に複数の回転子歯部が突設された回転子とを備えた三相リラクタンスモータの動作を制御する三相リラクタンスモータ制御装置であって、
複数の前記コイルを、ｋ組（ｋは自然数）のＡ１コイル及びＡ２コイル、ｋ組（ｋは自然数）のＢ１コイル及びＢ２コイル、及びｋ組（ｋは自然数）のＣ１コイル及びＣ２コイルに区分し、当該各コイルが周方向にＡ１、Ｂ２、Ｃ１、Ａ２、Ｂ１、Ｃ２の順に等間隔で前記ｋ組が配置され、
前記Ａ１及びＡ２コイルに対し、当該Ａ１及びＡ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに逆極性に磁化するように駆動電流を供給し、前記Ｂ１及びＢ２コイルに対し、当該Ｂ１及びＢ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに逆極性に磁化するように駆動電流を供給し、前記Ｃ１及びＣ２コイルに対し、当該Ｃ１及びＣ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに逆極性に磁化するように駆動電流を供給することによって、前記三相リラクタンスモータをスイッチトリラクタンスモータとして動作させる第１の動作モードと、
前記Ａ１及びＡ２コイルに対し、当該Ａ１及びＡ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに同極性に磁化するように駆動電流を供給し、前記Ｂ１及びＢ２コイルに対し、当該Ｂ１及びＢ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに同極性に磁化するように駆動電流を供給し、前記Ｃ１及びＣ２コイルに対し、当該Ｃ１及びＣ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに同極性に磁化するように駆動電流を供給することによって、前記三相リラクタンスモータをシンクロナスリラクタンスモータとして動作させる第２の動作モードとを設定し、
前記回転子の回転トルクが基準値以上の時は、前記三相リラクタンスモータを前記第１のモードで動作させ、基準値未満の時は、前記三相リラクタンスモータを前記第２のモードで動作させる三相リラクタンスモータ制御装置である。

特に、前記Ａ１コイル、前記Ａ２コイル、前記Ｂ１コイル、前記Ｂ２コイル、前記Ｃ１コイル及び前記Ｃ２コイルを個別に駆動する６つのフルブリッジ型ＰＷＭインバータを備え、前記第１及び第２の動作モードの切り替えを、前記各フルブリッジ型ＰＷＭインバータのスイッチングのシーケンスを変更することによって行う構成にすることが好ましい。

あるいは、２つのスイッチング素子の直列回路で成る第１〜第６のアームを有し、前記第１のアームの中点と前記第２のアームの中点との間に、前記Ａ１コイル及び前記Ａ２コイルの直列回路が接続され、前記第３のアームの中点と前記第４のアームの中点との間に、前記Ｂ１コイル及び前記Ｂ２コイルの直列回路が接続され、前記第５のアームの中点と前記第６のアームの中点との間に、前記Ｃ１コイル及び前記Ｃ２コイルの直列回路が接続され、前記Ａ１及びＡ２コイルの接続点と前記Ｂ１及びＢ２コイルの接続点と前記Ｃ１及びＣ２コイルの接続点とが相互に接続された状態で、前記各コイルを駆動するＰＷＭインバータを備え、前記第１及び第２の動作モードの切り替えを、前記ＰＷＭインバータのスイッチングのシーケンスを変更することによって行う構成にすることが好ましい。

本発明の三相リラクタンスモータの制御方法及び三相リラクタンスモータ制御装置は、回転子の回転トルクの大小によって動作モードの切り替えを行い、回転トルクが大きい時は、三相リアクタンスモータをスイッチトリラクタンスモータとして動作させ（第１の動作モード）、回転トルクが小さい時はシンクロナスリラクタンスモータとして動作させる（第２の動作モード）という制御を行う。そして、この独特な制御を行うことにより、回転トルクが小さい時の鉄損が大幅に低減され、回転トルクが大きい時も小さい時も高い効率が得られる。

また、スイッチトリラクタンスモータは、回転トルクが小さい時に騒音や振動が問題になりやすいが、本発明では、回転トルクが小さい時は、三相リラクタンスモータをシンクロナスリラクタンスモータとして動作させるので、騒音や振動の問題が発生しにくい。

制御対象の三相リラクタンスモータの構造を示す図である。 本発明の三相リラクタンスモータ制御装置の一実施形態を示す回路図である。 この実施形態の制御装置に設定されたが２つの動作モードを示す図（ａ）、動作モードを切り替える時の回転トルクの基準値の設定方法を示すグラフ（ｂ）である。 この実施形態の制御装置が各コイルに供給する駆動電流の波形の例を示すグラフである（第１の動作モード）。 この実施形態の制御装置が有する駆動回路のスイッチングのシーケンスを示すタイミングチャートである（第１の動作モード）。 図４に示すタイミングT11〜T13における磁束の流れを順に示す図（ａ）〜（ｃ）である。 図４に示すタイミングT14〜T16における磁束の流れを順に示す図（ａ）〜（ｃ）である。 この実施形態の制御装置が各コイルに供給する駆動電流の波形の例を示すグラフである（第２の動作モード）。 この実施形態の制御装置が有する駆動回路のスイッチングのシーケンスを示すタイミングチャートである（第２の動作モード）。 図８に示すタイミングT21〜T23における磁束の流れを順に示す図（ａ）〜（ｃ）である。 図８に示すタイミングT24〜T26における磁束の流れを順に示す図（ａ）〜（ｃ）である。 三相リラクタンスモータ制御装置の変形例を示す回路図である。 図１２の三相リラクタンスモータ制御装置が各コイルに供給する駆動電流の波形の例を示すグラフ（ａ）、（ｂ）、（ｃ）である（第１の動作モード）。 図１２の三相リラクタンスモータ制御装置が各コイルに供給する駆動電流の波形の例を示すグラフ（ａ）、（ｂ）、（ｃ）である（第２の動作モード）。 実施例１における第１の動作モードのシミュレーションに用いた各コイルの駆動電流の波形を示すグラフ（ａ）、（ｂ）、（ｃ）である。 実施例１における第２の動作モードのシミュレーションに用いた各コイルの駆動電流の波形を示すグラフ（ａ）、（ｂ）、（ｃ）である。 実施例１におけるシミュレーション結果を示す図であって、鉄損の特性を示すグラフ（ａ）、銅損の特性をグラフ（ｂ）、効率の特性を示すグラフ（ｃ）である。 実施例１における第２の動作モードのシミュレーションに用いた各コイルの駆動電流の波形の変更例を示すグラフ（ａ）、（ｂ）、（ｃ）である。

以下、本発明の三相リラクタンスモータ制御装置の一実施形態について、図１〜図１１に基づいて説明する。なお、本発明の三相リラクタンスモータの制御方法の一実施形態は、この三相リラクタンスモータ制御装置により実施される。

まず、制御対象の三相リアクタンスモータの基本構造の一例を簡単に説明する。図１に示す三相リラクタンスモータ１０は、円筒状の固定子１２と、固定子１２の内側に同軸に配置された回転子１６とを備えている。

固定子１２の内周面には、時計回りで均等間隔に、６つの固定子歯部１２(A1)，１２(B2)，１２(C1)，１２(A2)，１２(B1)，１２(C2)が順に突設され、各固定子歯部に、駆動用のコイル１４(A1)，１４(B2)，１４(C1)，１４(A2)，１４(B1)，１４(C2)が各々巻回されている。なお、図１の中の、各コイル１４(A1)〜１４(C2)の近傍に付したドットは、巻き方向を示している。

また、回転子１６の外周面には、時計回りで均等間隔に、４つの回転子歯部１６(R1)〜１６(R4)が順に突設されている。

コイル１２(A1)，１２(A2)のインダクタンスLaは、回転子歯部１６(R1)〜１６(R4)の中のどれかが近づいて対向した時に最も大きくなり、離れると小さくなる。コイル１２(B1)，１２(B2)のインダクタンスLb、コイル１２(C1)，１２(C2)のインダクタンスLcも同様である。つまり、各インダクタンスは、回転子１４が回転することによって周期的に増減することになる。

図４のグラフでは、横軸を回転角θ（図１参照）とした時のインダクタンスLa〜Lcの変化を細い破線で示している。インダクタンスLaは、上段のグラフに示すように、θ＝０，９０，１８０，２７０ｄｅｇの時に最大になり、θ＝４５，１３５，２２５，３１５ｄｅｇの時に最小となる。インダクタンスLbは、中段のグラフに示すように、インダクタンスLaに対して位相が３０ｄｅｇ遅れて変化する。また、インダクタンスLcは、下段のグラフに示すように、インダクタンスLaに対して位相が６０ｄｅｇ遅れて変化する。

次に、この実施形態の三相リラクタンスモータ制御装置１８について説明する。三相リラクタンスモータ制御装置１８は、図２に示すように、６つの駆動回路２０(A1)，２０(A2)，２０(B1)，２０(B2)，２０(C1)，２０(C2)を備えている。駆動回路２０(A1)は、コイル１４(A1)に所定の駆動電流ia1を供給する回路で、いわゆるフルブリッジ型ＰＷＭインバータの構成になっている。第１のアームは、スイッチング素子SW1(A1)とSW2(A1)との直列回路であり、スイッチング素子SW1(A1)がハイサイド側に配置され、中点にコイル１４(A1)のドットを付した一端が接続される。第２のアームは、スイッチング素子SW3(A1)とスイッチング素子SW4(A1)との直列回路であり、スイッチング素子SW3(A1)がハイサイド側に配置され、中点にコイル１４(A1)の他端が接続される。

駆動回路２０(A2)は、コイル１４(A2)に所定の駆動電流ia2を供給する回路で、駆動回路２０(A1)と同様のフルブリッジ型ＰＷＭインバータの構成になっている。第１のアームは、スイッチング素子SW1(A2)とスイッチング素子SW2(A2)との直列回路であり、スイッチング素子SW1(A2)がハイサイド側に配置され、中点にコイル１４(A2)のドットを付した一端が接続される。第２のアームは、スイッチング素子SW3(A2)とスイッチング素子SW4(A2)との直列回路であり、スイッチング素子SW3(A2)がハイサイド側に配置され、中点にコイル１４(A2)の他端が接続される。

駆動回路２０(B1)，２０(B2)は、コイル１４(B1)，１４(B2)に所定の駆動電流ib1，ib2を供給する回路で、駆動回路２０(A1)，２０(A2)と同様のフルブリッジ型ＰＷＭインバータの構成になっている。また、駆動回路２０(C1)，２０(C2)は、コイル１４(C1)，１４(C2)に所定の駆動電流ic1，ic2を供給する回路で、駆動回路２０(A1)，２０(A2)と同様のフルブリッジ型ＰＷＭインバータの構成になっている。６つの駆動回路２０(A1)〜２０(C2)のスイッチング動作は、図示しないスイッチング制御部によって一括制御される。

なお、図２の中の、各コイル１４(A1)〜１４(C2)の近傍に付したドットはコイルの巻き方向を示しており、図１のドットに対応している。また、各コイル１４(A1)〜１４(C2)の近傍に付した矢印は、駆動電流ia1〜ic2の正方向を定義している。以下、駆動電流ia1〜ic2が流れる向きについて、矢印の向き（ドットを付した一端に流入する向き）を正方向、矢印と反対の向きを負方向と称する。

三相リラクタンスモータ制御装置１８には、あらかじめ２つの動作モードが設定されている。第１の動作モードは、スイッチング制御部が６つの駆動回路２０(A1)〜２０(C2)のスイッチング動作を制御して、三相リラクタンスモータ１０をスイッチトリラクタンスモータ［SRM］として動作させるモードである。また、第２の動作モードは、スイッチング制御部が６つの駆動回路２０(A1)〜２０(C2)のスイッチング動作を制御して、三相リラクタンスモータ１０をシンクロナスリラクタンスモータ［SynRM］として動作させるモードである。

詳しくは後の動作説明の中で述べるが、第１の動作モードでは、コイル１４(A1)，１４(A2)に対し、当該各コイルが巻回された固定子歯部１２(A1)，１２(A2)同士が互いに逆極性（Ｎ極とＳ極）に磁化するように駆動電流ia1，ia2を供給する。また、コイル１４(B1)，１４(B2)に対し、当該各コイルが巻回された固定子歯部１２(B1)，１２(B2)同士が互いに逆極性（Ｎ極とＳ極）に磁化するように駆動電流ib1，ib2を供給する。さらに、コイル１４(C1)，１４(C2)に対し、当該各コイルが巻回された固定子歯部１２(C1)，１２(C2)同士が互いに逆極性（Ｎ極とＳ極）に磁化するように駆動電流ic1，ic2を供給する。これにより、三相リラクタンスモータ１０をスイッチトリラクタンスモータとして動作させる。

また、第２の動作モードでは、コイル１４(A1)，１４(A2)に対し、当該各コイルが巻回された固定子歯部１２(A1)，１２(A2)同士が互いに同極性に磁化するように駆動電流ia1，ia2を供給する。また、コイル１４(B1)，１４(B2)に対し、当該各コイルが巻回された固定子歯部１２(B1)，１２(B2)同士が互いに同極性に磁化するように駆動電流ib1，ib2を供給する。さらに、コイル１４(C1)，１４(C2)に対し、当該各コイルが巻回された固定子歯部１２(C1)，１２(C2)同士が互いに同極性に磁化するように駆動電流ic1，ic2を供給する。これにより、三相リラクタンスモータ１０をシンクロナスリラクタンスモータとして動作させる。

どちらの動作モードを選択するかは、スイッチング制御部が判断する。スイッチング制御部は、図３（ａ）に示すように、回転トルクが基準値Tth以上の時に第１の動作モードを選択し、基準値Tth未満の時に第２の動作モードを選択する。

図３（ｂ）は、三相リラクタンスモータ１０を、常にスイッチトリアクタンスモータ［SRM］として動作させた時の効率特性と、常にシンクロナスリラクタンスモータ［SynRM］として動作させた時の効率特性とを示している。２つの効率特性を比較して分かるように、効率ηが最大になる回転トルクの値は、後者の方が低くなる。これは、シンクロナスリラクタンスモータ［SynRM］として動作した時の方が、鉄損Ｗfeが小さくなり、銅損Ｗcuが大きくなるからである。

基準値Tthを決定するときは、あらかじめ図３（ｂ）に示す効率特性を実測し、２つの効率特性の大小関係が逆転するポイントTxを基準値Tthにするとよい。なお、スイッチン制御部は、動作モードを選択する時、実動作中の回転トルク（又はこれに対応した特性値）の検出結果に基づいて選択してもよいし、回転トルクの制御指令値に基づいて選択してもよい。

次に、三相リラクタンスモータ制御装置１８及び三相リラクタンスモータ１０の動作を説明する。スイッチング制御部が第１の動作モードを選択すると、駆動回路２０(A1)は、コイル１４(A1)に向けて、図４の上段のグラフに示す駆動電流ia1を供給する。つまり、コイル１４(A1)のインダクタンスLaが増加している期間に駆動電流ia1（例えば台形状の駆動電流）を負方向に流し、回転子歯部１６(R1)〜１６(R4)に大きな回転トルクを作用させる。この負方向の電流は、図５に示すように、スイッチング素子SW1(A1)，SW4(A1)をオフに固定し、スイッチング素子SW2(A1)，SW3(A1)を同位相でオンオフさせることによって発生させる。

駆動回路２０(A2)は、コイル１４(A2)に向けて、図４の上段のグラフに示す駆動電流ia2を供給する。つまり、コイル１４(A2)のインダクタンスLaが増加している期間に駆動電流ia2（例えば台形状の電流）を正方向に流し、回転子歯部１６(R1)〜１６(R4)に大きな回転トルクを作用させる。この正方向の電流は、図５に示すように、スイッチング素子SW2(A2)，SW3(A2)をオフに固定し、スイッチング素子SW1(A2)，SW4(A2)を同位相でオンオフさせることによって発生させる。

駆動回路２０(B1)は、コイル１４(B1)に向けて、図４の中段のグラフに示す駆動電流ib1を供給する。つまり、コイル１４(B1)のインダクタンスLbが増加している期間に駆動電流ib1（例えば台形状の電流）を負方向に流し、回転子歯部１６(R1)〜１６(R4)に大きな回転トルクを作用させる。駆動電流ib1の波形は駆動電流ia1の波形と相似形であり、４つのスイッチング素子を、図５の駆動回路２０(A1)と同様にオンオフさせることによって発生させることができる。

駆動回路２０(B2)は、コイル１４(B2)に向けて、図４の中段のグラフに示す駆動電流ib2を供給する。つまり、コイル１４(B2)のインダクタンスLbが増加している期間に駆動電流ib2（例えば台形状の電流）を正方向に流し、回転子歯部１６(R1)〜１６(R4)に大きな回転トルクを作用させる。駆動電流ib2の波形は駆動電流ia2の波形と相似形であり、４つのスイッチング素子を、図５の駆動回路２０(A2)と同様にオンオフさせることによって発生させることができる。

駆動回路２０(C1)は、コイル１４(C1)に向けて、図４の下段のグラフに示す駆動電流ic1を供給する。つまり、コイル１４(C1)のインダクタンスLcが増加している期間に駆動電流ic1（例えば台形状の電流）を負方向に流し、回転子歯部１６(R1)〜１６(R4)に大きな回転トルクを作用させる。駆動電流ic1の波形は駆動回路ia1の波形と相似形であり、４つのスイッチング素子を、図５の駆動回路２０(A1)と同様にオンオフさせることによって発生させることができる。

駆動回路２０(C2)は、コイル１４(C2)に向けて、図４の下段のグラフに示す駆動電流ic2を供給する。つまり、コイル１４(C2)のインダクタンスLcが増加している期間に駆動電流ib2（例えば台形状の電流）を正方向に流し、回転子歯部１６(R1)〜１６(R4)に大きな回転トルクを作用させる。駆動電流ic2の波形は駆動電流ia2の波形と相似形であり、４つのスイッチング素子を、図５の駆動回路２０(A2)と同様にオンオフさせることによって発生させることができる。

図６（ａ）〜（ｃ）、図７（ａ）〜（ｃ）は、図４の中に表記したタイミングT11〜T16における磁束φの流れを示している。タイミングT11は、コイル１４(A1)，コイル１４(A2)に駆動電流ia1，ia2が流れている時であり、固定子歯部１２(A1)，１２(A2)が互いに逆極性に磁化され（Ｎ極とＳ極）、回転子１６の中を、回転子歯部１６(R1)から１６(R3)の向きに磁束φが通過する。タイミングT12は、コイル１４(B1)，コイル１４(B2)に駆動電流ib1，ib2が流れている時であり、固定子歯部１２(B1)，１２(B2)が互いに逆極性に磁化され（Ｎ極とＳ極）、回転子１６の中を、回転子歯部１６(R2)から１６(R4)の向きに磁束φが通過する。タイミングT13は、コイル１４(C1)，コイル１４(C2)に駆動電流ic1，ic2が流れている時であり、固定子歯部１２(C1)，１２(C2)が互いに逆極性に磁化され（Ｎ極とＳ極）、回転子１６の中を、回転子歯部１６(R3)から１６(R1)の向きに磁束φが通過する。

タイミングT14は、コイル１４(A1)，コイル１４(A2)に駆動電流ia1，ia2が流れている時であり、固定子歯部１２(A1)，１２(A2)が互いに逆極性に磁化され（Ｎ極とＳ極）、回転子１６の中を、回転子歯部１６(R4)から１６(R2)の向きに磁束φが通過する。タイミングT15は、コイル１４(B1)，コイル１４(B2)に駆動電流ib1，ib2が流れている時であり、固定子歯部１２(B1)，１２(B2)が互いに逆極性に磁化され（Ｎ極とＳ極）、回転子１６の中を、回転子歯部１６(R1)から１６(R3)の向きに磁束φが通過する。タイミングT16は、コイル１４(C1)，コイル１４(C2)に駆動電流ic1，ic2が流れている時であり、固定子歯部１２(C1)，１２(C2)が互いに逆極性に磁化され（Ｎ極とＳ極）、回転子１６の中を、回転子歯部１６(R2)から１６(R4)の向きに磁束φが通過する。

図６（ａ）と図６（ｃ）を比較して分かるように、タイミングT11とT13は、どちらも回転子歯部１６(R1)と１６(R3)との間を磁束φが通過するが、その磁束φの向きは互いに逆向きになる。つまり、磁束φが正負方向に大きく振れるので、回転子１６に大きな鉄損Ｗfeが発生する。また、図６（ｂ）と図７（ａ）を比較して分かるように、タイミングT12とT14は、どちらも回転子歯部１６(R2)と１６(R4)との間を磁束φが通過するが、その磁束φの向きは互いに逆向きになる。つまり、磁束φが正負方向に大きく振れるので、回転子１６に大きな鉄損Ｗfeが発生する。

このように、三相リラクタンスモータ１０をスイッチトリラクタンスモータ［SRM］として動作させると、大きな鉄損Ｗfeが発生する。しかし、この第１の動作モードは、回転トルクが大きな時（基準値Tth以上の時）に選択されるので、図３（ｂ）に示すように、ある程度の鉄損Ｗfeが発生しても、高い効率ηが得られる。

スイッチング制御部が第２の動作モードを選択すると、駆動回路２０(A1)は、コイル１４(A1)に向けて、図８の上段のグラフに示す駆動電流ia1を供給する。つまり、コイル１４(A1)のインダクタンスLaが増加している期間に駆動電流ia1（例えば台形状の駆動電流）を負方向と正方向に交互に流し、回転子歯部１６(R1)〜１６(R4)に大きな回転トルクを作用させる。負方向の電流は、図９に示すように、スイッチング素子SW1(A1)，SW4(A1)をオフに固定して、スイッチング素子SW2(A1)，SW3(A1)を同位相でオンオフさせることによって発生させる。また、正方向の電流は、スイッチング素子SW2(A1)，SW3(A1)をオフに固定して、スイッチング素子SW1(A1)，SW4(A1)を同位相でオンオフさせることによって発生させる。

駆動回路２０(A2)は、コイル１４(A2)に向けて、図８の上段のグラフに示す駆動電流ia2を供給する。つまり、コイル１４(A2)のインダクタンスLaが増加している期間に駆動電流ia2（例えば台形状の電流）を負方向と正方向に交互に流し、回転子歯部１６(R1)〜１６(R4)に大きな回転トルクを作用させる。駆動電流ia2の波形は、駆動電流ia1の波形と同じであり、４つのスイッチング素子を図９の駆動回路２０(A1)と同様にオンオフさせることによって発生させる。

駆動回路２０(B1)は、コイル１４(B1)に向けて、図８の中段のグラフに示す駆動電流ib1を供給する。つまり、コイル１４(B1)のインダクタンスLbが増加している期間に駆動電流ib1（例えば台形状の電流）を負方向と正方向に交互に流し、回転子歯部１６(R1)〜１６(R4)に大きな回転トルクを作用させる。駆動電流ib1の波形は駆動電流ia1の波形と相似形であり、４つのスイッチング素子を図９の駆動回路２０(A1)と同様にオンオフさせることによって発生させる。

駆動回路２０(B2)は、コイル１４(B2)に向けて、図８の中段のグラフに示す駆動電流ib2を供給する。つまり、コイル１４(B2)のインダクタンスLbが増加している期間に駆動電流ib2（例えば台形状の電流）を負方向と正方向に交互に流し、回転子歯部１６(R1)〜１６(R4)に大きな回転トルクを作用させる。駆動電流ib2の波形は駆動電流ib1の波形と同じであり、４つのスイッチング素子を図９の駆動回路２０(A1)と同様にオンオフさせることによって発生させる。

駆動回路２０(C1)は、コイル１４(C1)に向けて、図８の下段のグラフに示す駆動電流ic1を供給する。つまり、コイル１４(C1)のインダクタンスLcが増加している期間に駆動電流ic1（例えば台形状の電流）を負方向と正方向に交互に流し、回転子歯部１６(R1)〜１６(R4)に大きな回転トルクを作用させる。駆動電流ic1の波形は駆動電流ia1の波形と相似形であり、４つのスイッチング素子を図９の駆動回路２０(A1)と同様にオンオフさせることによって発生させる。

駆動回路２０(C2)は、コイル１４(C2)に向けて、図８の下段のグラフに示す駆動電流ic2を供給する。つまり、コイル１４(C2)のインダクタンスLcが増加している期間に駆動電流ic2（例えば台形状の電流）を負方向と正方向に交互に流し、回転子歯部１６(R1)〜１６(R4)に大きな回転トルクを作用させる。駆動電流ic2の波形は駆動電流ic1の波形と同じであり、４つのスイッチング素子を図９の駆動回路２０(A1)と同様にオンオフさせることによって発生させる。

図１０（ａ）〜（ｃ）、図１１（ａ）〜（ｃ）は、図８の中に表記したタイミングT21〜T26における磁束φの流れを示している。タイミングT21は、コイル１４(A1)，コイル１４(A2)に正方向の駆動電流ia1，ia2が流れている時であり、固定子歯部１２(A1)，１２(A2)が互いに同極性に磁化され（Ｎ極とＮ極）、回転子１６の中を、回転子歯部１６(R1)１６(R3)から１６(R2)，１６(R4)の向きに磁束φが通過する。タイミングT22は、コイル１４(B1)，コイル１４(B2)に負方向の駆動電流ib1，ib2が流れている時であり、固定子歯部１２(B1)，１２(B2)が互いに同極性に磁化され（Ｓ極とＳ極）、回転子１６の中を、回転子歯部１６(R1)，１６(R3)から１６(R2)，１６(R4)の向きに磁束φが通過する。タイミングT23は、コイル１４(C1)，コイル１４(C2)に正方向の駆動電流ic1，ic2が流れている時であり、固定子歯部１２(C1)，１２(C2)が互いに同極性に磁化され（Ｎ極とＮ極）、回転子１６の中を、回転子歯部１６(R1)，１６(R3)から１６(R2)，１６(R4)の向きに磁束φが通過する。

タイミングT24は、コイル１４(A1)，コイル１４(A2)に負方向の駆動電流ia1，ia2が流れている時であり、固定子歯部１２(A1)，１２(A2)が互いに同極性に磁化され（Ｓ極とＳ極）、回転子１６の中を、回転子歯部１６(R1)１６(R3)から１６(R2)，１６(R4)の向きに磁束φが通過する。タイミングT25は、コイル１４(B1)，コイル１４(B2)に正方向の駆動電流ib1，ib2が流れている時であり、固定子歯部１２(B1)，１２(B2)が互いに同極性に磁化され（Ｎ極とＮ極）、回転子１６の中を、回転子歯部１６(R1)，１６(R3)から１６(R2)，１６(R4)の向きに磁束φが通過する。タイミングT26は、コイル１４(C1)，コイル１４(C2)に負方向の駆動電流ic1，ic2が流れている時であり、固定子歯部１２(C1)，１２(C2)が互いに同極性に磁化され（Ｓ極とＳ極）、回転子１６の中を、回転子歯部１６(R1)，１６(R3)から１６(R2)，１６(R4)の向きに磁束φが通過する。

図１０、図１１から分かるように、T21〜T26のどのタイミングにおいても、磁束φは回転子１６の中を同じ向きに通過する。つまり、磁束φが一方向にしか振れないので、回転子１６の鉄損Ｗfeが格段に小さくなる。

このように、三相リラクタンスモータ１０をシンクロナスリラクタンスモータ［SynRM］として動作させると、鉄損Ｗfeを大幅に低減させることができる。この第２の動作モードは、回転トルクが小さい時（基準値Tth未満の時）に選択されるので、ある程度の銅損Ｗcuが発生しても、図３（ｂ）に示すように、高い効率ηが得られる。

以上説明したように、この実施形態の三相リラクタンスモータ制御装置１８（及び三相リラクタンスモータの制御方法）は、回転子１６の回転トルクの大小によって動作モードの切り替えを行い、回転トルクが大きい時は、三相リアクタンスモータ１０をスイッチトリラクタンスモータとして動作させ（第１の動作モード）、回転トルクが小さい時はシンクロナスリラクタンスモータとして動作させる（第２の動作モード）という制御を行う。そして、この独特な制御を行うことにより、回転トルクが小さい時に鉄損Ｗfeが大幅に低減され、回転トルクが大きい時も小さい時も高い効率ηが得られる。

また、動作モードの切り替えは、フルブリッジ型ＰＷＭインバータ２０(A1)〜２０(C2)のスイッチングのシーケンスを変更することによって容易に行うことができるので、各コイル(A1)〜１４(C2)の配線を切り替えるためのリレーやスイッチ等を設ける必要がなく、制御装置を非常にシンプルに構成することができる。

また、スイッチトリラクタンスモータは、回転トルクが小さい時に騒音や振動が問題になりやすいが、三相リラクタンスモータ制御装置１８は、回転トルクが小さい時は、三相リラクタンスモータ１０をシンクロナスリラクタンスモータとして動作させるので、騒音や振動の問題が発生しにくい。

なお、本発明の三相リラクタンスモータの制御方法及び三相リラクタンスモータ制御装置は、上記実施形態に限定されるものではない。上記実施形態では、各コイルに供給する駆動電流の波形を台形状にしているが、台形状以外の波形にしてもよく、銅損を低減したり騒音や振動を抑制したりする等の目的で適宜変更することができる。この点、上記の三相リラクタンスモータ制御装置１８のように、複数のフルブリッジ型ＰＷＭインバータを使用すれば、スイッチング素子のオンオフのデューティ等を制御することにより、駆動電流の波形を容易且つ自在に可変することができる。

本発明の三相リラクタンスモータ制御装置は、図１２に示す三相リラクタンスモータ制御装置２２のような構成にしてもよい。三相リラクタンスモータ制御装置２２は、２つのスイッチング素子の直列回路で成る第１〜第６のアーム２４(1)〜２４(6)で構成されたＰＷＭインバータを備えている。

第１のアーム２４(1)はスイッチング素子SW11とSW12（SW11がハイサイド側）、第２のアーム２４(2)はスイッチング素子SW21とSW22（SW21がハイサイド側）、第３のアーム２４(3)はスイッチング素子SW31とSW32（SW31がハイサイド側）、第４のアーム２４(4)はスイッチング素子SW41とSW42（SW41がハイサイド側）、第５のアーム２４(5)はスイッチング素子SW51とSW52（SW51がハイサイド側）、第６のアーム２４(6)はスイッチング素子SW61とSW62（SW61がハイサイド側）で各々構成される。

三相リラクタンスモータ１０は、第１のアーム２４(1)の中点と第２のアーム２４(2)の中点との間にコイル１４(A1)，１４(A2)の直列回路が接続され、第３のアーム２４(3)の中点と第４のアーム２４(4)の中点との間にコイル１４(B1)，１４(B2)の直列回路が接続され、第５のアーム２４(5)の中点と第６のアームの中点との間にコイル１４(C1)，１４(C2)の直列回路が接続される。このとき、各コイルは、図１２の中にドットで表した巻き方向に接続される。そして、コイル１４(A1)及び１４(A2)の接続点とコイル１４(B1)及び１４(B2)の接続点とコイル１４(C1)及び１４(C2)の接続点とを相互に接続して中性点２６を設け、この状態で６つのアーム２４(1)〜２４(6)が各々スイッチングし、各コイルが駆動される。６つのアーム２４(1)〜２４(6)のスイッチング動作は、図示しないスイッチング制御部によって一括制御される。

三相リラクタンスモータ１０をスイッチトリラクタンスモータ［SRM］として動作させる第１の動作モードが選択された時、第１及び第２のアーム２４(1)，２４(2)は、スイッチング素子SW12とSW21をオフに固定し、スイッチング素子SW11とSW22を同位相でオンオフさせることにより、駆動電流ia1，ia2（＝−ia1）をコイル１４(A1)，１４(A2)に供給する。第３及び第４のアーム２４(3)，２４(4)は、スイッチング素子SW32とSW41をオフに固定し、スイッチング素子SW31とSW42を同位相でオンオフさせることによって、駆動電流ib1，ib2（＝−ib1）をコイル１４(B1)，１４(B2)に供給する。第５及び第６のアーム２４(5)，２４(6)は、スイッチング素子SW52とSW61をオフに固定し、スイッチング素子SW51とSW62を同位相でオンオフさせることによって、駆動電流ic1，ic2（＝−ic1）をコイル１４(C1)，１４(C2)に供給する。このように動作させると、中性点２６の電位は電源電圧の１／２に保持され、中性点２６のラインに電流は流れない。

第１の動作モードの時の駆動電流の波形は、各スイッチング素子のオンオフのデューティ等を制御することによって可変でき、例えば図１３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示すような波形にすることができる。

三相リラクタンスモータ１０をシンクロナスリラクタンスモータ［SynRM］として動作させる第２の動作モードが選択された時、第１及び第２のアーム２４(1)，２４(2)は、スイッチング素子SW11，SW21を互いに同位相でオンオフさせるとともに、スイッチング素子SW12，SW22を互いに同位相で、且つスイッチング素子SW11，SW21と逆ロジックでオンオフさせる。第３及び第４のアーム２４(3)，２４(4)は、スイッチング素子SW31，SW41を互いに同位相でオンオフさせるとともに、スイッチング素子SW32，SW42を互いに同位相で、且つスイッチング素子SW31，SW41と逆ロジックでオンオフさせる。第５及び第６のアーム２４(5)，２４(6)は、スイッチング素子SW51，SW61を互いに同位相でオンオフさせるとともに、スイッチング素子SW52，SW62を互いに同位相で、且つスイッチング素子SW51，SW61と逆ロジックでオンオフさせる。

このように動作させると、中性点２６のラインに、駆動電流（ia1＋ia2）、駆動電流（ib1＋ib2）、駆動電流（ic1＋ic2）が流れる。このとき、ia1＝ia2、ib1＝ib2、ic1＝ic2となるので、中性点２６のラインに流れる各駆動電流は、ia1＋ia2＝2・ia1、ib1＋ib2＝2・ib1、ic1＋ic2＝2・ic1となる。そして、各アームのスイッチングは、これらを合成した電流（2・ia1＋2・ib1＋2・ib3）がゼロになるように制御される。これは、一般的な三相ＰＷＭインバータの制御方法と同様である。

第２の動作モードの時の駆動電流の波形は、各スイッチング素子のオンオフのデューティ等を制御することによって可変でき、例えば図１４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示すような波形にすることができる。

上記実施形態の三相リラクタンスモータ制御装置１８は、互いに独立した６つのフルブリッジ型ＰＷＭインバータ（アームの数が合計１２個）を有し、各駆動電流の波形を自在に可変できるという特徴があるが、変形例の三相リラクタンスモータ制御装置２２は、アームの数を６個に減らして回路構成をシンプルにできるという特徴がある。その他、上記の三相リラクタンスモータ１０は、６個の固定子歯部と４個の回転子歯部を有したモータであるが、本発明は、歯部の数がより多い三相リラクタンスモータにも適用することができる。

本発明の三相リラクタンスモータ制御装置及び三相リラクタンスモータの制御方法の作用効果を確認するためのシミュレーション（二次元有限要素法解析）を、図１５〜図１８に基づいて説明する。解析モデルの三相リラクタンスモータは、１８個の固定子歯部と１２個の回転子歯部を有したモータであり、各固定子歯部に巻回する１８個のコイルは、Ａ１コイル及びＡ２コイルを３組、Ｂ１コイル及びＢ２コイルを３組、Ｃ１コイル及びＣ２コイルが３組とし、各コイルを周方向にＡ１、Ｂ２、Ｃ１、Ａ２、Ｂ１、Ｃ２、Ａ１、・・・の順に配置した。各コイルのインダクタンスは全て同じである。

シミュレーションは、解析モデルの三相リラクタンスモータを常に第１の動作モードで動作させた時の特性と、常に第２の動作モードで動作させた時の特性を別々に算出し、これらを比較することにした。比較する特性は、平均トルクＴaveを変化させた時の鉄損Ｗfeの変化、銅損Ｗcuの変化、及び効率ηの変化である。

第１の動作モードの時は、図１５（ａ）に示すような駆動電流ia1，ia2をＡ１，Ａ２コイルに各々供給し、図１５（ｂ）に示すような駆動電流ib1，ib2をＢ１，Ｂ２コイルに各々供給し、図１５（ｃ）に示すような駆動電流ic1，ic2をＣ１，Ｃ２コイルに各々供給することにした。なお、図１５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示す波形は、平均トルクＴave＝6.5Ｎｍの時の波形であり、平均トルクＴaveを変化させる時は、各波形を、おおよそ相似形に維持されるように変化させた。

第２の動作モードの時は、図１６（ａ）に示すような駆動電流ia1，ia2をＡ１，Ａ２コイルに各々供給し、図１６（ｂ）に示すような駆動電流ib1，ib2をＢ１，Ｂ２コイルに各々供給し、図１６（ｃ）に示すような駆動電流ic1，ic2をＣ１，Ｃ２コイルに各々供給することにした。なお、図１６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示す波形は、平均トルクＴave＝6.5Ｎｍの時の波形であり、平均トルクＴaveを変化させる時は、各波形を、おおよそ相似形に維持されるように変化させた。

図１５、図１６に示す波形は、効率ηを向上させることを重視した波形であり、このようにすると、各部の電圧波形（図示せず）が方形波状になるので、電源電圧を最大限に有効利用できるという利点がある。

なお、図１５、図１６に示す波形は、先に説明した図４及び図８の各駆動電流の波形と比較すると、波の形状は相違しているが、各固定子歯部の磁化する時の極性（Ｎ極、Ｓ極）の変化のさせ方は同様である。また、例えば駆動電流ia1，ia2の横軸を比較すると、図４及び図８では、回転角度の９０ｄｅｇが電気角の１サイクルになっているのに対して、図１５（ａ）及び図１６（ａ）では、回転角度の３０ｄｅｇが電気角の１サイクルなっている。これは、前者が１組のＡ１，Ａ２コイルを駆動するのに対して、後者が３組のＡ１，Ａ２コイルを駆動するためである。これは、駆動電流ib1，ib2や駆動電流ic1，ic2の横軸についても同じである。また、同様の理由により、駆動電流ia1，ia2と駆動電流ib1，ib2と駆動電流ic1，ic2の間の各位相差は、後者は前者の１／３になっている。

シミュレーションを行った結果、図１７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示す特性が得られた。鉄損Ｗfeは、常に第２の動作モードで動作させた時の方が、常に第１の動作モードで動作させた時よりも小さくなった。また、銅損Ｗcuは、常に第１の動作モードで動作させた時の方が、常に第２の動作モードで動作させた時よりも小さくなり、特にＴave＞約９Ｎｍの範囲で差が顕著になった。そして、効率ηは、Ｔave＜約９Ｎｍの範囲で、常に第２の動作モードで動作させた時の方が高くなり、Ｔave＞約１０Ｎｍの範囲で、常に第１の動作モードで動作させた時の方が高くなった。この効率ηの特性の傾向は、図３（ｂ）に模式的に描いた効率の特性とほぼ一致している。

このシミュレーション結果から、動作モードを切り替えるトルクの基準値Tthは、約１０Ｎｍに設定すればよいことが分かる。つまり、解析モデルの三相リラクタンスモータの場合、Ｔave≧約１０Ｎｍの範囲は第１の動作モードで動作させ、Ｔave＜約１０Ｎｍの範囲は第２の動作モードで動作させることによって、平均トルクＴaveが大きい時も小さい時も高い効率ηを得ることができる。

その他、発明者は、第２の動作モードの駆動電流の波形を、図１８（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示す正弦波状の波形にした時のシミュレーションも行った。この波形は、騒音や振動を抑制することを重視した波形である。シミュレーションの結果、本発明が目的とする効果が得られることが確認できた。

１０ 三相リラクタンスモータ
１２ 固定子
１２(A1)，１２(A2)，１２(B1)，１２(B2)，１２(C1)，１２(C2) 固定子歯部
１４(A1) コイル（Ａ１コイル）
１４(A2) コイル（Ａ２コイル）
１４(B1) コイル（Ｂ１コイル）
１４(B2) コイル（Ｂ２コイル）
１４(C1) コイル（Ｃ１コイル）
１４(C2) コイル（Ｃ２コイル）
１６ 回転子
１６(R1)，１６(R2)，１６(R3)，１６(R4) 回転子歯部
１８，２２ 三相リラクタンスモータ制御装置
２０(A1)，２０(A2)，２０(B1)，２０(B2)，２０(C1)，２０(C2) 駆動回路（フルブリッジ型ＰＷＭインバータ）
２４(1)〜２４(6) 第１〜第６のアーム（ＰＷＭインバータ）
ia1，ia2，ib1，ib2，ic1，ic2 駆動電流
Tth 回転トルクの基準値

Claims (4)

1. 円筒状の内周面に複数の固定子歯部が突設され、前記各固定子歯部にコイルが巻回された固定子と、前記固定子の内側に同軸に配置され、外周面に複数の回転子歯部が突設された回転子とを備えた三相リラクタンスモータの制御方法において、
   複数の前記コイルを、ｋ組（ｋは自然数）のＡ１コイル及びＡ２コイル、ｋ組（ｋは自然数）のＢ１コイル及びＢ２コイル、及びｋ組（ｋは自然数）のＣ１コイル及びＣ２コイルに区分し、当該各コイルが周方向にＡ１、Ｂ２、Ｃ１、Ａ２、Ｂ１、Ｃ２の順に等間隔で前記ｋ組が配置され、
   前記Ａ１及びＡ２コイルに対し、当該Ａ１及びＡ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに逆極性に磁化するように駆動電流を供給し、前記Ｂ１及びＢ２コイルに対し、当該Ｂ１及びＢ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに逆極性に磁化するように駆動電流を供給し、前記Ｃ１及びＣ２コイルに対し、当該Ｃ１及びＣ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに逆極性に磁化するように駆動電流を供給することによって、前記三相リラクタンスモータをスイッチトリラクタンスモータとして動作させる第１の動作モードと、
   前記Ａ１及びＡ２コイルに対し、当該Ａ１及びＡ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに同極性に磁化するように駆動電流を供給し、前記Ｂ１及びＢ２コイルに対し、当該Ｂ１及びＢ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに同極性に磁化するように駆動電流を供給し、前記Ｃ１及びＣ２コイルに対し、当該Ｃ１及びＣ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに同極性に磁化するように駆動電流を供給することによって、前記三相リラクタンスモータをシンクロナスリラクタンスモータとして動作させる第２の動作モードとを設定し、
   前記回転子の回転トルクが基準値以上の時は、前記三相リラクタンスモータを前記第１のモードで動作させ、基準値未満の時は、前記三相リラクタンスモータを前記第２のモードで動作させることを特徴とする三相リラクタンスモータの制御方法。
2. 円筒状の内周面に複数の固定子歯部が突設され、前記各固定子歯部にコイルが巻回された固定子と、前記固定子の内側に同軸に配置され、外周面に複数の回転子歯部が突設された回転子とを備えた三相リラクタンスモータの動作を制御する三相リラクタンスモータ制御装置において、
   複数の前記コイルを、ｋ組（ｋは自然数）のＡ１コイル及びＡ２コイル、ｋ組（ｋは自然数）のＢ１コイル及びＢ２コイル、及びｋ組（ｋは自然数）のＣ１コイル及びＣ２コイルに区分し、当該各コイルが周方向にＡ１、Ｂ２、Ｃ１、Ａ２、Ｂ１、Ｃ２の順に等間隔で前記ｋ組が配置され、
   前記Ａ１及びＡ２コイルに対し、当該Ａ１及びＡ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに逆極性に磁化するように駆動電流を供給し、前記Ｂ１及びＢ２コイルに対し、当該Ｂ１及びＢ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに逆極性に磁化するように駆動電流を供給し、前記Ｃ１及びＣ２コイルに対し、当該Ｃ１及びＣ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに逆極性に磁化するように駆動電流を供給することによって、前記三相リラクタンスモータをスイッチトリラクタンスモータとして動作させる第１の動作モードと、
   前記Ａ１及びＡ２コイルに対し、当該Ａ１及びＡ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに同極性に磁化するように駆動電流を供給し、前記Ｂ１及びＢ２コイルに対し、当該Ｂ１及びＢ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに同極性に磁化するように駆動電流を供給し、前記Ｃ１及びＣ２コイルに対し、当該Ｃ１及びＣ２コイルが巻回された前記固定子歯部同士が同じタイミングで互いに同極性に磁化するように駆動電流を供給することによって、前記三相リラクタンスモータをシンクロナスリラクタンスモータとして動作させる第２の動作モードとを設定し、
   前記回転子の回転トルクが基準値以上の時は、前記三相リラクタンスモータを前記第１のモードで動作させ、基準値未満の時は、前記三相リラクタンスモータを前記第２のモードで動作させることを特徴とする三相リラクタンスモータ制御装置。
3. 前記Ａ１コイル、前記Ａ２コイル、前記Ｂ１コイル、前記Ｂ２コイル、前記Ｃ１コイル及び前記Ｃ２コイルを個別に駆動する６つのフルブリッジ型ＰＷＭインバータを備え、
   前記第１及び第２の動作モードの切り替えを、前記各フルブリッジ型ＰＷＭインバータのスイッチングのシーケンスを変更することによって行う請求項２記載の三相リラクタンスモータ制御装置。
4. ２つのスイッチング素子の直列回路で成る第１〜第６のアームを有し、前記第１のアームの中点と前記第２のアームの中点との間に、前記Ａ１コイル及び前記Ａ２コイルの直列回路が接続され、前記第３のアームの中点と前記第４のアームの中点との間に、前記Ｂ１コイル及び前記Ｂ２コイルの直列回路が接続され、前記第５のアームの中点と前記第６のアームの中点との間に、前記Ｃ１コイル及び前記Ｃ２コイルの直列回路が接続され、前記Ａ１及びＡ２コイルの接続点と前記Ｂ１及びＢ２コイルの接続点と前記Ｃ１及びＣ２コイルの接続点とが相互に接続された状態で、前記各コイルを駆動するＰＷＭインバータを備え、
   前記第１及び第２の動作モードの切り替えを、前記ＰＷＭインバータのスイッチングのシーケンスを変更することによって行う請求項２記載の三相リラクタンスモータ制御装置。

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