JP2020150743A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、正負両極性の入力電圧に対し昇圧または降圧を行うことを目的とする。【解決手段】正負両極型コンバータ３０では、第１両極端子１１に一端が接続された第２シリーズ経路と、第２両極端子１２に一端が接続された第１シリーズ経路が形成されている。正負両極型コンバータ３０は、第１シリーズ経路に設けられた第１スイッチング素子Ｓ１およびシリーズインダクタＬｓと、第１スイッチング素子Ｓ１とシリーズインダクタＬｓとの間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサＣｔおよびパラレルインダクタＬｐとを備えている。正負両極型コンバータ３０は、シリーズインダクタＬｓよりも第１シリーズ経路の他端側の点と、タンクコンデンサＣｔおよびパラレルインダクタＬｐとの間の点に設けられた第２スイッチング素子Ｓ２と、第１シリーズ経路の他端および第２シリーズ経路の他端に設けられた正極端子２１および負極端子２２とを備えている。【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、インダクタ、コンデンサおよびスイッチング素子を用いた電力変換装置に関する。

入力電圧を昇圧または降圧して出力するＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。ＤＣ／ＤＣコンバータは、インダクタに流れる電流をスイッチングして、インダクタに誘導起電力を発生させ、その誘導起電力によって入力電圧を昇圧または降圧する。以下の特許文献１には、このようなＤＣ／ＤＣコンバータが記載されている。ＤＣ／ＤＣコンバータは、電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両において、駆動用モータに電力を供給するパワーコントロールユニット等に用いられる。例えば、電動車両に搭載されたバッテリの出力電圧を昇圧することで、電力損失が比較的小さくなる電圧および電流によって駆動用モータに電力を供給する技術が提案されている。

特開平４−３６４３５８号公報

一般に、ＤＣ／ＤＣコンバータ等の電力変換装置には、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体スイッチング素子が用いられる。半導体スイッチング素子には、寄生ダイオードが含まれることがある。例えば、ＭＯＳＦＥＴには、ドレイン端子とソース端子との間にソース端子側にアノード端子を向けて接続された寄生ダイオードを含むものがある。半導体スイッチング素子に寄生ダイオードが含まれる場合、スイッチング素子がオフのときであっても、寄生ダイオードの順方向に電流が流れる。そのため、電力変換装置の一対の入力端子に逆極性の電圧が印加されたときに電流のスイッチングが不可能となって、昇圧または降圧が不可能となることがある。

本発明は、正負両極性の入力電圧に対し昇圧または降圧を行うことを目的とする。

本発明は、第１シリーズ経路の一端および第２シリーズ経路の一端に設けられた一対の両極端子と、前記第１シリーズ経路に設けられた第１スイッチング素子およびシリーズインダクタと、前記第１スイッチング素子と前記シリーズインダクタとの間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタであって、前記シリーズインダクタ側に前記タンクコンデンサが設けられ、前記第２シリーズ経路側に前記パラレルインダクタが設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタと、前記シリーズインダクタよりも前記第１シリーズ経路の他端側の点と、前記タンクコンデンサおよび前記パラレルインダクタとの間の点に設けられた第２スイッチング素子と、前記第１シリーズ経路の他端および前記第２シリーズ経路の他端に設けられた一対の直流端子と、を備え、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子は、交互にオンオフすることを特徴とする。

また、本発明は、第１シリーズ経路の一端および第２シリーズ経路の一端に設けられた一対の両極端子と、前記第１シリーズ経路に設けられた第１スイッチング素子と、前記第２シリーズ経路に設けられたシリーズインダクタと、前記第１スイッチング素子よりも前記第１シリーズ経路の他端側の点と、前記シリーズインダクタよりも前記両極端子側の点との間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタであって、前記シリーズインダクタ側に前記タンクコンデンサが設けられ、前記第１シリーズ経路側に前記パラレルインダクタが設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタと、前記シリーズインダクタよりも前記第２シリーズ経路の他端側の点と、前記タンクコンデンサおよび前記パラレルインダクタとの間の点に設けられた第２スイッチング素子と、前記第１シリーズ経路の他端および前記第２シリーズ経路の他端に設けられた一対の直流端子と、を備え、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子は、交互にオンオフすることを特徴とする。

また、本発明は、第１シリーズ経路の一端および第２シリーズ経路の一端に設けられた一対の両極端子と、前記第１シリーズ経路に設けられた第１スイッチング素子およびシリーズインダクタと、前記第１スイッチング素子と前記シリーズインダクタとの間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタであって、前記シリーズインダクタ側に前記タンクコンデンサが設けられ、前記第２シリーズ経路側に前記パラレルインダクタが設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタと、前記シリーズインダクタよりも前記第１シリーズ経路の他端側の点と、前記タンクコンデンサおよび前記パラレルインダクタとの間の点に設けられた第２スイッチング素子と、前記タンクコンデンサの両端、あるいは、前記シリーズインダクタの中途点および前記パラレルインダクタの中途点に設けられた一対の直流端子と、前記第１シリーズ経路の他端および前記第２シリーズ経路の他端の間に設けられた第２タンクコンデンサと、を備え、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子は、交互にオンオフすることを特徴とする。

また、本発明は、第１シリーズ経路の一端および第２シリーズ経路の一端に設けられた一対の両極端子と、前記第１シリーズ経路に設けられた第１スイッチング素子と、前記第２シリーズ経路に設けられたシリーズインダクタと、前記第１スイッチング素子よりも前記第１シリーズ経路の他端側の点と、前記シリーズインダクタよりも前記両極端子側の点との間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタであって、前記シリーズインダクタ側に前記タンクコンデンサが設けられ、前記第１シリーズ経路側に前記パラレルインダクタが設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタと、前記シリーズインダクタよりも前記第２シリーズ経路の他端側の点と、前記タンクコンデンサおよび前記パラレルインダクタとの間の点に設けられた第２スイッチング素子と、前記タンクコンデンサの両端、あるいは、前記シリーズインダクタの中途点および前記パラレルインダクタの中途点に設けられた一対の直流端子と、前記第１シリーズ経路の他端および前記第２シリーズ経路の他端の間に設けられた第２タンクコンデンサと、を備え、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子は、交互にオンオフすることを特徴とする。

望ましくは、一対の前記両極端子の間に設けられた第１コンデンサと、一対の前記直流端子の間に設けられた第２コンデンサと、を備える。

望ましくは、前記シリーズインダクタおよび前記パラレルインダクタが結合している。

本発明によれは、正負両極性の電圧について昇圧または降圧を行うことができる。

一般的なＤＣ／ＤＣコンバータを示す図である。 本発明の実施形態に係る正負両極型コンバータを示す図である。 正負両極型コンバータの動作を説明する図である。 正負両極型コンバータの動作を説明する図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータおよび正負両極型コンバータの昇圧比を示す図である。 正負両極型コンバータについてのシミュレーション結果を示す図である。 変形例に係る正負両極型コンバータを示す図である。 タンクコンデンサ、シリーズインダクタおよびパラレルインダクタに対する等価回路を示す図である。 本発明の実施形態に係る正負両極型コンバータを示す図である。 変形例に係る正負両極型コンバータを示す図である。 正負両極型コンバータについてのシミュレーション結果を示す図である。 変形例に係る正負両極型コンバータを示す図である。 変形例に係る正負両極型コンバータを示す図である。 変形例に係る正負両極型コンバータを示す図である。 変形例に係る正負両極型コンバータを示す図である。 変形例に係る正負両極型コンバータを示す図である。 変形例に係る正負両極型コンバータを示す図である。 非接触給電システムを示す図である。 双方向スイッチの構成例を示す図である。

各図を参照して本発明の実施形態に係る電力変換装置について説明する。本明細書における上下左右の用語は、回路図における方向を示すものであり、電力変換装置を実装する際の姿勢を限定するものではない。複数の図面に示された同一の構成要素については同一の符号を付してその説明を簡略化する。

図１には、一般的なＤＣ／ＤＣコンバータ１が示されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、インダクタＬ０、入力コンデンサＣｉ、出力コンデンサＣｏ、第１両極端子１１、第２両極端子１２、正極端子２１および負極端子２２を備えている。第２両極端子１２と正極端子２１との間には、直列接続された第１スイッチング素子Ｓ１および第２スイッチング素子Ｓ２が接続されている。各スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴで構成される場合、第１スイッチング素子Ｓ１のドレイン端子が、第２スイッチング素子Ｓ２のソース端子に接続される。第１スイッチング素子Ｓ１の端子間には、ソース端子側にアノード端子を向けてダイオードＤ１が接続されている。同様に、第２スイッチング素子Ｓ２の端子間には、ソース端子側にアノード端子を向けてダイオードＤ２が接続されている。ダイオードＤ１およびＤ２は、それぞれ、第１スイッチング素子Ｓ１および第２スイッチング素子Ｓ２に付随する寄生ダイオードであってよい。第１スイッチング素子Ｓ１のソース端子は第２両極端子１２に接続され、第２スイッチング素子Ｓ２のドレイン端子は正極端子２１に接続されている。第１両極端子１１および第２両極端子１２の間には入力コンデンサＣｉが接続され、正極端子２１および負極端子２２の間には出力コンデンサＣｏが接続されている。第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２との接続点には、インダクタＬ０の一端が接続されている。インダクタＬ０の他端は、第１両極端子１１および負極端子２２に接続されている。インダクタＬ０は巻線によって形成されてよい。以下のインダクタについても同様である。

第１スイッチング素子Ｓ１および第２スイッチング素子Ｓ２は交互にオンオフされる。第１スイッチング素子Ｓ１がオン、第２スイッチング素子Ｓ２がオフの間は、第１両極端子１１からインダクタＬ０、第１スイッチング素子Ｓ１を通って第２両極端子１２に至る電流が流れる。この状態で第１スイッチング素子Ｓ１がオフ、第２スイッチング素子Ｓ２がオンになると、インダクタＬ０に誘導起電力が発生し、この誘導起電力が、第２スイッチング素子Ｓ２またはダイオードＤ２を介して出力コンデンサＣｏに印加される。さらに、出力コンデンサＣｏの端子間電圧は、正極端子２１および負極端子２２から出力電圧Ｖｏとして出力される。

入力電圧Ｖｉに対する出力電圧Ｖｏの比率Ｂｒ０（昇圧比Ｂｒ０）は、次のように表される。出力電圧Ｖｏは、負極端子２２の電位を基準とした正極端子２１の電圧である。入力電圧Ｖｉは、第２両極端子１２の電位を基準とした第１両極端子１１の電圧である。

（数１）Ｂｒ０＝Ｖｏ／Ｖｉ＝（１−Ｄ）／Ｄ
ただし、Ｄは、第２スイッチング素子Ｓ２のスイッチング周期に対する、第２スイッチング素子Ｓ２がオンになる時間の割合（スイッチング素子Ｓ２のオン時比率Ｄ）である。この式は、第１スイッチング素子Ｓ１がオンになることでインダクタＬ０に印加される電圧の時間平均値（１−Ｄ）・Ｖｉと、第２スイッチング素子Ｓ２がオンになることでインダクタＬ０に印加される電圧の時間平均値Ｄ・Ｖｏとが等しくなるという関係に基づいて導かれる。

図１に示されたＤＣ／ＤＣコンバータ１では、次のような問題がある。第１両極端子１１側を負とする電圧が第１両極端子１１および第２両極端子１２に印加された場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の状態は、ダイオードＤ１に順方向の電流が流れる状態に収束する。このとき、インダクタＬ０に流れる電流を第１スイッチング素子Ｓ１によって遮断できず、インダクタＬ０に誘導起電力を発生させることができない。これによって、第１両極端子１１および第２両極端子１２から、正極端子２１および負極端子２２への電力伝送が困難となる。すなわち、図１に示されたＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１両極端子１１および第２両極端子１２に、第１両極端子１１側を正とする電圧が印加された場合に限って、第１両極端子１１および第２両極端子１２から、正極端子２１および負極端子２２へ電力が伝送される。

図２には、本発明の実施形態に係る正負両極型コンバータ３０が示されている。正負両極型コンバータ３０は、第１両極端子１１および第２両極端子１２に印加される電圧の極性に関わらず電力伝送を可能としたものである。正負両極型コンバータ３０は、図１に示されているＤＣ／ＤＣコンバータ１に対し、第１スイッチング素子Ｓ１からインダクタＬ０（パラレルインダクタＬｐ）に至る経路にタンクコンデンサＣｔを挿入し、第１スイッチング素子Ｓ１およびタンクコンデンサＣｔの接続点と、正極端子２１との間にもう一つのインダクタとしてシリーズインダクタＬｓを設けたものである。

正負両極型コンバータ３０は、第１スイッチング素子Ｓ１、タンクコンデンサＣｔ、パラレルインダクタＬｐ、シリーズインダクタＬｓ、第２スイッチング素子Ｓ２、入力コンデンサＣｉ、出力コンデンサＣｏ、第１両極端子１１、第２両極端子１２、正極端子２１および負極端子２２を備えている。

第２両極端子１２と正極端子２１との間には、直列接続された第１スイッチング素子Ｓ１およびシリーズインダクタＬｓが接続されている。第１スイッチング素子Ｓ１とシリーズインダクタＬｓとの接続点と、第１両極端子１１および負極端子２２を結ぶシリーズ経路導線２６との間には、直列接続されたタンクコンデンサＣｔおよびパラレルインダクタＬｐが接続されている。タンクコンデンサＣｔとパラレルインダクタＬｐの接続点と正極端子２１との間には、第２スイッチング素子Ｓ２が接続されている。

図３および図４を参照して、正負両極型コンバータ３０の動作について説明する。タンクコンデンサＣｔの上端と出力コンデンサＣｏの上端との間は、シリーズインダクタＬｓによって接続されている。また、タンクコンデンサＣｔの下端と出力コンデンサＣｏの下端との間は、パラレルインダクタＬｐによって接続されている。したがって、タンクコンデンサＣｔは、出力コンデンサＣｏに直流的に直接並列に接続されており、タンクコンデンサＣｔの端子間電圧の直流成分は、出力コンデンサＣｏの端子間電圧の直流成分に等しくなる。したがって、タンクコンデンサＣｔの端子間電圧の直流成分は、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の状態に関わらず、出力電圧Ｖｏの直流成分に等しい。

第１スイッチング素子Ｓ１がオンであり、第２スイッチング素子Ｓ２がオフである間、図３に示されているように、入力コンデンサＣｉの下端からパラレルインダクタＬｐ、タンクコンデンサＣｔおよび第１スイッチング素子Ｓ１を経て、入力コンデンサＣｉの上端に至る電流ループＱ１に電流が流れる。

この状態で第１スイッチング素子Ｓ１がオフとなり、第２スイッチング素子Ｓ２がオンになると、電流ループＱ１に流れる電流が遮断される。これによって、図４に示されているようにパラレルインダクタＬｐに上端側を正とする誘導起電力Ｅ１が発生し、この誘導起電力Ｅ１が、第２スイッチング素子Ｓ２またはダイオードＤ２を介して出力コンデンサＣｏに印加される。コンデンサＣｏに流れる電流の経路は、パラレルインダクタＬｐの下端から出力コンデンサＣｏおよび第２スイッチング素子Ｓ２を通ってパラレルインダクタＬｐの上端に至る電流ループＦ１である。あるいは、コンデンサＣｏに流れる電流の経路は、パラレルインダクタＬｐの上端からダイオードＤ２および出力コンデンサＣｏを通ってパラレルインダクタＬｐの下端に至る電流ループＦ１である。出力コンデンサＣｏの端子間電圧Ｖｏは誘導起電力Ｅ１となり、正極端子２１および負極端子２２から出力される。

また、第２スイッチング素子Ｓ２がオンである間、タンクコンデンサＣｔの上端からシリーズインダクタＬｓ、第２スイッチング素子Ｓ２を経てタンクコンデンサＣｔの下端に至る電流ループＱ２に電流が流れる。

この状態で第２スイッチング素子Ｓ２がオフとなり、第１スイッチング素子Ｓ１がオンになると、電流ループＱ２に流れる電流が遮断される。これによって、図３に示されているようにシリーズインダクタＬｓには右端側を正とする誘導起電力Ｅ２が発生し、この誘導起電力Ｅ２から入力電圧Ｖｉが減算された電圧が、出力コンデンサＣｏに印加される。すなわち、シリーズインダクタＬｓの左端と入力コンデンサＣｉの上端が第１スイッチング素子Ｓ１によって短絡され、シリーズインダクタＬｓに発生した誘導起電力Ｅ２から、入力コンデンサＣｉの充電電圧Ｖｉが減算された電圧Ｅ２−Ｖｉが、出力コンデンサＣｏに印加される。出力コンデンサＣｏに流れる電流の経路は、シリーズインダクタＬｓの左端から第１スイッチング素子Ｓ１、入力コンデンサＣｉ、出力コンデンサＣｏを経て、シリーズインダクタＬｓの右端に至る電流ループＦ２である。あるいは、出力コンデンサＣｏに流れる電流の経路は、シリーズインダクタＬｓの右端から出力コンデンサＣｏ、入力コンデンサＣｉおよびダイオードＤ１を経てシリーズインダクタＬｓの左端に至る電流ループＦ２である。出力コンデンサＣｏの端子間電圧Ｖｏは、正極端子２１および負極端子２２から出力される。定常状態の動作では、誘導起電力Ｅ２は、入力電圧Ｖｉに出力電圧Ｖｏを加算した値に等しく、Ｅ２＝Ｖｏ＋Ｖｉが成立する。

正負両極型コンバータ３０では、第１両極端子１１からパラレルインダクタＬｐ、タンクコンデンサＣｔ、および第１スイッチング素子Ｓ１を経て第２両極端子１２に至る電流ループＱ１において、タンクコンデンサＣｔが第１スイッチング素子Ｓ１側を正とした電圧で充電されている。したがって、第１両極端子１１および第２両極端子１２に印加される入力電圧Ｖｉの大きさが所定範囲内であれば、入力電圧Ｖｉの極性に関わらず、ダイオードＤ１に順方向電流が流れない。そのため、入力電圧Ｖｉの極性に関わらず、第１スイッチング素子Ｓ１によってパラレルインダクタＬｐに流れる電流がスイッチングされ得る。これによって、第１両極端子１１および第２両極端子１２から、正極端子２１および負極端子２２へ電力が伝送される。したがって、正負両極型コンバータ３０は、交流成分を含む電圧を直流電圧に変換するインバータとして用いられてよい。例えば、振動発電によって得られる電圧は交流成分を含んでおり、正負両極型コンバータ３０は、振動発電によって得られる電圧を直流電圧に変換するインバータとして用いられてよい。正負両極型コンバータ３０についての昇圧比Ｂｒは次のように表される。

（数２）Ｂｒ＝Ｖｏ／Ｖｉ＝（１−Ｄ）／（２Ｄ−１）

この式は、第１スイッチング素子Ｓ１がオンになることによってシリーズインダクタＬｓに印加される電圧の時間平均値（１−Ｄ）・（Ｖｉ＋Ｖｏ）と、第２スイッチング素子Ｓ２がオンになることによってシリーズインダクタＬｓに印加される電圧の時間平均値Ｄ・Ｖｏとが等しくなるという関係に基づいて導かれる。

図５には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の昇圧比Ｂｒ０と、正負両極型コンバータ３０の昇圧比Ｂｒが示されている。横軸は、第２スイッチング素子Ｓ２のオン時比率Ｄを示し、縦軸は、昇圧比Ｂｒ０およびＢｒの数値を示す。昇圧比Ｂｒ０は、オン時比率Ｄが０に近い程大きく、オン時比率Ｄが大きくなるにつれて０に近付き、オン時比率Ｄが１のときに０となる。昇圧比Ｂｒは、第２両極端子１２の電位を基準とした入力電圧Ｖｉが正であるときは、オン時比率Ｄが０．５に近い程大きく、オン時比率Ｄが０．５よりも大きくなるにつれて０に近付き、オン時比率Ｄが１のときに０となる。昇圧比Ｂｒが、０よりも大きく１よりも小さいときは、正負両極型コンバータ３０は降圧コンバータとして動作する。昇圧比Ｂｒが１よりも大きいときは、正負両極型コンバータ３０は昇圧コンバータとして動作する。また、昇圧比Ｂｒは、第２両極端子１２の電位を基準とした入力電圧Ｖｉが負であるときは、オン時比率Ｄが０．５に近い程負方向に大きく、オン時比率Ｄが０に向けて小さくなるにつれて−１に近付く。

一般に、スイッチング素子は、オン時比率が０．５に近い程、電力損失が小さくなる。第１スイッチング素子Ｓ１のオン時比率１−Ｄおよび第２スイッチング素子Ｓ２のオン時比率Ｄを０．５に近い値で動作させることで、正負両極型コンバータ３０の電力損失が抑制される。

図６（ａ）〜図６（ｃ）には、正負両極型コンバータ３０についてのシミュレーション結果が示されている。各図の横軸は時間を示し、縦軸はシミュレーションによって得られた数値を示す。

図６（ａ）には入力電圧Ｖｉが示されている。入力電圧Ｖｉは、時間経過と共に正負に変動している。図６（ｂ）には、入力電力Ｐｉｎおよび出力電力Ｐｏｕｔが示されている。入力電力Ｐｉｎは、第１両極端子１１および第２両極端子１２から入力される電力をいい、出力電力Ｐｏｕｔは、正極端子２１および負極端子２２から出力される電力をいう。図６（ｃ）には出力電圧Ｖｏが示されている。これらの図に示されているように、入力電圧Ｖｉが正負に変動しても、極性が一定の出力電力Ｐｏｕｔおよび出力電圧Ｖｏが得られている。

図７には、変形例に係る正負両極型コンバータ３２が示されている。正負両極型コンバータ３２は、正負両極型コンバータ３０に対し、シリーズインダクタＬｓとパラレルインダクタＬｐとが結合する点が異なる。シリーズインダクタＬｓおよびパラレルインダクタＬｐの傍らに付された黒丸は、黒丸側の端子から流入する電流が増加したときに、黒丸が付された側の端子を正とする誘導起電力が発生することを意味している。インダクタの傍らに付された黒丸が有する意味は、以下の説明においても同様である。

図８には、タンクコンデンサＣｔ、シリーズインダクタＬｓおよびパラレルインダクタＬｐに対する等価回路が示されている。シリーズインダクタＬｓおよびパラレルインダクタＬｐは、それぞれ、漏れインダクタＬＬｓおよびＬＬｐに置き換えられている。シリーズインダクタＬｓおよびパラレルインダクタＬｐの自己インダクタンスを、それぞれ、Ｌ１およびＬ２とし、結合係数をｋとする。このとき、漏れインダクタＬＬｓのインダクタンスＬｄ１はＬｄ１＝（１−ｋ）・Ｌ１である。漏れインダクタＬＬｐのインダクタンスＬｄ２はＬｄ１＝（１−ｋ）・Ｌ２である。

この等価回路では、漏れインダクタＬＬｓの一端と漏れインダクタＬＬｐの一端との間にタンクコンデンサＣｔが接続されている。漏れインダクタＬＬｓの他端は正極端子２１に接続され、漏れインダクタＬＬｐの他端は負極端子２２に接続され、正極端子２１と負極端子２２との間には、出力コンデンサＣｏが接続されている。漏れインダクタＬＬｓ、漏れインダクタＬＬｐおよび出力コンデンサＣｏは、ローパスフィルタＬＰＦを構成する。タンクコンデンサＣｔから出力されるノイズ電圧およびノイズ電流は、ローパスフィルタＬＰＦによって減衰された上で正極端子２１および負極端子２２から出力される。

このように、シリーズインダクタＬｓおよびパラレルインダクタＬｐは、昇降圧インダクタとして用いられる他、出力コンデンサＣｏと共にローパスフィルタＬＰＦを構成する。このローパスフィルタＬＰＦが正負両極型コンバータ３２から出力されるノイズ電圧およびノイズ電流を低減する。昇降圧インダクタをＬＰＦを構成するインダクタとして用いているため、ＬＰＦを構成するためのインダクタが必ずしも追加される必要はない。

漏れインダクタＬＬｓおよびＬＬｐは、タンクコンデンサＣｔおよび出力コンデンサＣｏに流れる電流の変化を抑制する。そのため、出力電力Ｐｏが急激に変化したときや、入力電力Ｐｉの投入時には、タンクコンデンサＣｔの端子間電圧と出力コンデンサＣｏの端子間電圧が同一になるまでの時間が長くなる場合がある。そこで、結合係数ｋを０より大きく１より小さい適切な値とすることで、ローパスフィルタＬＰＦを実現すると共に、タンクコンデンサＣｔの端子間電圧と出力コンデンサＣｏの端子間電圧を迅速に同一値に収束させることができる。

図９には、本発明の第２実施形態に係る正負両極型コンバータ３４が示されている。正負両極型コンバータ３０に対し、正負両極型コンバータ３４は、シリーズインダクタＬｓの中途点Ｔｓに正極端子２１が設けられ、パラレルインダクタＬｐの中途点Ｔｐに負極端子２２が設けられた点が異なる。正極端子２１および負極端子２２との間には、出力コンデンサＣｏが設けられている。シリーズインダクタＬｓの右端とシリーズ経路導線２６との間には第２タンクコンデンサＣｔ２が設けられている。第２タンクコンデンサＣｔ２は、正負両極型コンバータ３０における出力コンデンサＣｏに対応する。シリーズインダクタＬｓのセンタータップを中途点Ｔｓとし、パラレルインダクタＬｐのセンタータップを中途点Ｔｐとすることで、中途点Ｔｓと中途点Ｔｐとの間の電圧に含まれる交流成分が抑制される。これによって、正極端子２１および負極端子２２から出力される出力電圧Ｖｏのリプル成分が抑制される。

図１０には、変形例に係る正負両極型コンバータ３６が示されている。正負両極型コンバータ３６は、正負両極型コンバータ３４に対し、シリーズインダクタＬｓとパラレルインダクタＬｐとが結合する点が異なる。シリーズインダクタＬｓとパラレルインダクタＬｐとを結合させることで、タンクコンデンサＣｔおよび出力コンデンサＣｏの各端子間電圧が迅速に収束する。

図１１（ａ）〜図１１（ｄ）には、正負両極型コンバータ３６についてのシミュレーション結果が示されている。各図の横軸は時間を示し、縦軸はシミュレーションによって得られた数値を示す。

図１１（ａ）には、シリーズインダクタＬｓを構成する第１シリーズインダクタＬｓａおよび第２シリーズインダクタＬｓｂの端子間電圧ＶｓａおよびＶｓｂと、パラレルインダクタＬｐを構成する第１パラレルインダクタＬｐａおよび第２パラレルインダクタＬｐｂの端子間電圧ＶｐａおよびＶｐｂが示されている。これらの端子間電圧は同一となる。各インダクタについては、黒丸が付された側の端子から流入する電流を正とし、黒丸が付された側の端子から流入する電流が増加するときに、黒丸が付された側を正とする誘導起電力が発生する。また、各インダクタの端子間電圧は、黒丸が付されていない側の端子の電位を基準とする。各コンデンサについては、「＋」の符号が付されている側に流入する電流を正とする。

スイッチングの周期をＴとすると、各端子間電圧Ｖｓａ、Ｖｓｂ、ＶｐａおよびＶｐｂは１周期ＴのうちのＤ・Ｔの間はハイ電圧Ｈとなり、１周期Ｔのうち（１−Ｄ）・Ｔの間はロー電圧Ｗとなる。各端子間電圧は、ハイ電圧Ｈおよびロー電圧Ｗを繰り返す。ハイ電圧Ｈは入力電圧Ｖｉおよび出力電圧Ｖｏを加算した値の半分に等しく、ロー電圧Ｗは出力電圧Ｖｏの極性を反転した値−Ｖｏの半分に等しい。

図１１（ｂ）には、第１シリーズインダクタＬｓａおよび第２シリーズインダクタＬｓｂに流れる電流ＩｓａおよびＩｓｂが示されている。図１１（ｃ）には、第１パラレルインダクタＬｐａおよび第２パラレルインダクタＬｐｂに流れる電流ＩｐａおよびＩｐｂが示されている。各電流は、第１スイッチング素子Ｓ１がオンであり第２スイッチング素子Ｓ２がオフであるときに増加し、第１スイッチング素子Ｓ１がオフであり第２スイッチング素子Ｓ２がオンのときに減少する。

図１１（ｄ）には、タンクコンデンサＣｔに流れる電流Ｉｃ１、第２タンクコンデンサＣｔ２に流れる電流Ｉｃ２、第１両極端子１１に流入する入力電流Ｉｉｎ、および正極端子２１から流出する出力電流Ｉｏｕｔが示されている。ただし、電流Ｉｃ１は、タンクコンデンサＣｔの上端から流入する電流を正とし、電流Ｉｃ２は、第２タンクコンデンサＣｔ２の上端から流入する電流を正とする。

図１０を参照してシミュレーション結果について説明する。第２スイッチング素子Ｓ２がオフであり、第１スイッチング素子Ｓ１がオンである間、第１両極端子１１からパラレルインダクタＬｐ、タンクコンデンサＣｔおよび第１スイッチング素子Ｓ１を介して第２両極端子１２に至る電流Ｉｃ１が流れる。また、第１両極端子１１から、第２タンクコンデンサＣｔ２およびシリーズインダクタＬｓおよび第１スイッチング素子Ｓ１を流れる電流Ｉｃ２が流れる。第１シリーズインダクタＬｓａに流れる電流Ｉｓａから第２シリーズインダクタＬｓｂに流れる電流Ｉｓｂを減算した電流は、第１パラレルインダクタＬｐａに流れる電流Ｉｐａから第２パラレルインダクタＬｐｂに流れる電流Ｉｐｂを減算した電流に等しい。この電流は、出力コンデンサＣｏに流れる出力電流Ｉｏｕｔである。そして、電流Ｉｃ１、電流Ｉｃ２および出力電流Ｉｏｕｔに応じた入力電流Ｉｉｎが、第１両極端子１１および第２両極端子１２に流れる。

第２スイッチング素子Ｓ２がオンであり、第１スイッチング素子Ｓ１がオフである間、入力電流Ｉｉｎは０である。このとき、タンクコンデンサＣｔの上端からシリーズインダクタＬｓ、第２スイッチング素子Ｓ２を経てタンクコンデンサＣｔの下端に至る電流Ｉｃ１が流れる。また、パラレルインダクタＬｐの下端から第２タンクコンデンサＣｔ２および第２スイッチング素子Ｓ２を通ってパラレルインダクタＬｐの上端に至る電流Ｉｃ２、あるいは、パラレルインダクタＬｐの上端からダイオードＤ２および第２タンクコンデンサＣｔ２を通ってパラレルインダクタＬｐの下端に至る電流Ｉｃ２が流れる。第１シリーズインダクタＬｓａに流れる電流Ｉｓａから第２シリーズインダクタＬｓｂに流れる電流Ｉｓｂを減算した電流、すなわち、第１パラレルインダクタＬｐａに流れる電流Ｉｐａから第２パラレルインダクタＬｐｂに流れる電流Ｉｐｂを減算した電流が出力電流Ｉｏｕｔとして流れる。

第１スイッチング素子Ｓ１および第２スイッチング素子Ｓ２のオンオフに関わらず、出力電流Ｉｏｕｔは一定であり、リプル成分が抑制されている。

図１２（ａ）〜図１２（ｄ）には、正負両極型コンバータ５０１（３０）に加えて、変形例に係る正負両極型コンバータ５０２〜５０４が示されている。図１２（ａ）に示されている正負両極型コンバータ５０１は、図２に示されている正負両極型コンバータ３０と同一のものである。図１２（ｂ）に示されている正負両極型コンバータ５０２は、正負両極型コンバータ５０１において第２両極端子１２とシリーズインダクタＬｓとの間に接続されていた第１スイッチング素子Ｓ１を、第１両極端子１１とパラレルインダクタＬｐとの間に接続したものである。図１２（ｃ）に示されている正負両極型コンバータ５０３は、図１２（ｂ）に示されている正負両極型コンバータ５０２における入力電圧Ｖｉおよび出力電圧Ｖｏの極性を逆にし、さらに、第１スイッチング素子Ｓ１および第２スイッチング素子Ｓ２の極性を逆にしたものである。ここでスイッチング素子の極性を逆にするとは、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴをＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴに置き換えたり、ＮＰＮ型のトランジスタをＰＮＰ型のトランジスタに置き換えたりする等、半導体のＰ型およびＮ型を逆にすることをいう。図１２（ｄ）に示されている正負両極型コンバータ５０４は、図１２（ｃ）に示されている正負両極型コンバータ５０３において第２両極端子１２とパラレルインダクタＬｐとの間に接続されていた第１スイッチング素子Ｓ１を、第１両極端子１１とシリーズインダクタＬｓとの間に接続したものである。

図１３（ａ）〜図１３（ｄ）には、正負両極型コンバータ６０１（３４）に加えて、変形例に係る正負両極型コンバータ６０２〜６０４が示されている。図１３（ａ）に示されている正負両極型コンバータ６０１は、図９に示されている正負両極型コンバータ３４と同一のものである。図１３（ｂ）に示されている正負両極型コンバータ６０２は、正負両極型コンバータ６０１において第２両極端子１２とシリーズインダクタＬｓとの間に接続されていた第１スイッチング素子Ｓ１を、第１両極端子１１とパラレルインダクタＬｐとの間に接続したものである。図１３（ｃ）に示されている正負両極型コンバータ６０３は、図１３（ｂ）に示されている正負両極型コンバータ６０２における入力電圧Ｖｉおよび出力電圧Ｖｏの極性を逆にし、さらに、第１スイッチング素子Ｓ１および第２スイッチング素子Ｓ２の極性を逆にしたものである。図１３（ｄ）に示されている正負両極型コンバータ６０４は、図１３（ｃ）に示されている正負両極型コンバータ６０３において第２両極端子１２とパラレルインダクタＬｐとの間に接続されていた第１スイッチング素子Ｓ１を、第１両極端子１１とシリーズインダクタＬｓとの間に接続したものである。

図１４（ａ）〜図１４（ｄ）には、それぞれ、変形例に係る正負両極型コンバータ７０１〜７０４が示されている。正負両極型コンバータ７０１〜７０４は、それぞれ、図１２（ａ）〜図１２（ｄ）に示された正負両極型コンバータ５０１〜５０４において出力コンデンサＣｏの両端に設けられていた正極端子２１および負極端子２２を、タンクコンデンサＣｔの両端に設けたものである。

図１５（ａ）〜図１５（ｄ）には、正負両極型コンバータ８０１（３２）に加えて、変形例に係る正負両極型コンバータ８０２〜８０４が示されている。図１５（ａ）に示されている正負両極型コンバータ８０１は、図７に示されている正負両極型コンバータ３２と同一のものである。図１５（ｂ）〜図１５（ｄ）に示されている正負両極型コンバータ８０２〜８０４は、それぞれ、図１２（ｂ）〜図１２（ｄ）に示されている正負両極型コンバータ５０２〜５０４について、シリーズインダクタＬｓとパラレルインダクタＬｐを結合させたものである。

図１６（ａ）〜図１６（ｄ）には、正負両極型コンバータ９０１（３６）に加えて、変形例に係る正負両極型コンバータ９０２〜９０４が示されている。図１６（ａ）に示されている正負両極型コンバータ９０１は、図１０に示されている正負両極型コンバータ３６と同一のものである。図１６（ｂ）〜図１６（ｄ）に示されている正負両極型コンバータ９０２〜９０４は、それぞれ、図１３（ｂ）〜図１３（ｄ）に示されている正負両極型コンバータ６０２〜６０４について、シリーズインダクタＬｓとパラレルインダクタＬｐを結合させたものである。

図１７（ａ）〜図１７（ｄ）には、変形例に係る正負両極型コンバータ１０１〜１０４が示されている。正負両極型コンバータ１０１〜１０４は、それぞれ、図１４（ａ）〜図１４（ｄ）に示されている正負両極型コンバータ７０１〜７０４について、シリーズインダクタＬｓとパラレルインダクタＬｐを結合させたものである。

本発明の各実施形態に係る正負両極型コンバータは、より一般的には、次のような回路構成を有しているといえる。正負両極型コンバータは、一対の両極端子として第１両極端子１１および第２両極端子１２を備えている。また、一対の直流端子として正極端子２１および負極端子２２を備えている。正負両極型コンバータでは、一対の両極端子のうちの一方に一端が接続された第１シリーズ経路と、一対の両極端子のうちの他方に一端が接続された第２シリーズ経路が形成されている。

正負両極型コンバータ（５０１，５０４，８０１，８０４）は、第１シリーズ経路に設けられた第１スイッチング素子Ｓ１およびシリーズインダクタＬｓと、第１スイッチング素子Ｓ１とシリーズインダクタＬｓとの間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサＣｔおよびパラレルインダクタＬｐとを備えている。タンクコンデンサＣｔおよびパラレルインダクタＬｐについては、シリーズインダクタＬｓ側にタンクコンデンサＣｔが設けられ、第２シリーズ経路側にパラレルインダクタＬｐが設けられている。正負両極型コンバータ（５０１，５０４，８０１，８０４）は、さらに、シリーズインダクタＬｓよりも第１シリーズ経路の他端側の点と、タンクコンデンサＣｔおよびパラレルインダクタＬｐとの間の点に設けられた第２スイッチング素子Ｓ２と、第１シリーズ経路の他端および第２シリーズ経路の他端に設けられた一対の直流端子とを備えている。

正負両極型コンバータ（５０２，５０３，８０２，８０３）は、第１シリーズ経路に設けられた第１スイッチング素子Ｓ１と、第２シリーズ経路に設けられたシリーズインダクタＬｓと、第１スイッチング素子Ｓ１よりも第１シリーズ経路の他端側の点と、シリーズインダクタＬｓよりも両極端子側の点との間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサＣｔおよびパラレルインダクタＬｐとを備えている。タンクコンデンサＣｔおよびパラレルインダクタＬｐについては、シリーズインダクタＬｓ側にタンクコンデンサＣｔが設けられ、第１シリーズ経路側にパラレルインダクタＬｐが設けられている。正負両極型コンバータ（５０２，５０３，８０２，８０３）は、さらに、シリーズインダクタＬｓよりも第２シリーズ経路の他端側の点と、タンクコンデンサＣｔおよびパラレルインダクタＬｐとの間の点に設けられた第２スイッチング素子Ｓ２と、第１シリーズ経路の他端および第２シリーズ経路の他端に設けられた一対の直流端子とを備えている。

正負両極型コンバータ（６０１，６０４，７０１，７０４，９０１，９０４，１０１，１０４）は、第１シリーズ経路に設けられた第１スイッチング素子Ｓ１およびシリーズインダクタＬｓと、第１スイッチング素子Ｓ１とシリーズインダクタＬｓとの間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサＣｔおよびパラレルインダクタＬｐとを備えている。タンクコンデンサＣｔおよびパラレルインダクタＬｐについては、シリーズインダクタＬｓ側にタンクコンデンサＣｔが設けられ、第２シリーズ経路側にパラレルインダクタＬｐが設けられている。正負両極型コンバータ（６０１，６０４，７０１，７０４，９０１，９０４，１０１，１０４）は、さらに、シリーズインダクタＬｓよりも第１シリーズ経路の他端側の点と、タンクコンデンサＣｔおよびパラレルインダクタＬｐとの間の点に設けられた第２スイッチング素子Ｓ２を備えている。また、タンクコンデンサＣｔの両端、あるいは、シリーズインダクタＬｓの中途点およびパラレルインダクタＬｐの中途点に設けられた一対の直流端子と、第１シリーズ経路の他端および第２シリーズ経路の他端の間に設けられた第２タンクコンデンサＣｔ２とを備えている。

正負両極型コンバータ（６０２，６０３，７０２，７０３，９０２，９０３）は、第１シリーズ経路に設けられた第１スイッチング素子Ｓ１と、第２シリーズ経路に設けられたシリーズインダクタＬｓと、第１スイッチング素子Ｓ１よりも第１シリーズ経路の他端側の点と、シリーズインダクタＬｓよりも両極端子側の点との間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサＣｔおよびパラレルインダクタＬｐとを備えている。タンクコンデンサＣｔおよびパラレルインダクタＬｐについては、シリーズインダクタＬｓ側にタンクコンデンサＣｔが設けられ、第１シリーズ経路側にパラレルインダクタＬｐが設けられている。正負両極型コンバータ（６０２，６０３，７０２，７０３，９０２，９０３）は、さらに、シリーズインダクタＬｓよりも第１シリーズ経路の他端側の点と、タンクコンデンサＣｔおよびパラレルインダクタＬｐとの間の点に設けられた第２スイッチング素子Ｓ２を備えている。また、タンクコンデンサＣｔの両端、あるいは、シリーズインダクタＬｓの中途点およびパラレルインダクタＬｐの中途点に設けられた一対の直流端子と、第１シリーズ経路の他端および第２シリーズ経路の他端の間に設けられた第２タンクコンデンサＣｔ２とを備えている。

各実施形態に係る正負両極型コンバータは、一対の両極端子の間に設けられた第１コンデンサとしての入力コンデンサＣｉと、一対の直流端子の間に設けられた第２コンデンサとしての出力コンデンサＣｏとを備えている。

本発明の各実施形態に係る正負両極型コンバータは、電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両に搭載されたバッテリを充電する装置に用いられてよい。この場合、第１両極端子１１および第２両極端子１２には、入力電圧Ｖｉとして交流電圧が入力される。入力電圧は、必ずしも正弦波電圧でなくてもよく、歪み成分を含んだ交流電圧であってよい。正極端子２１および負極端子２２には、負荷としてバッテリまたはバッテリを充電するための回路が接続されてよい。正負両極型コンバータは、入力電圧力Ｖｉを直流電圧に変換し、正極端子２１および負極端子２２から出力する。

また、本発明の各実施形態に係る正負両極型コンバータは、電動車両を駆動するモータジェネレータに電力供給する電力変換装置として用いられてよい。

図１８には、正負両極型コンバータ３０が用いられた非接触給電システム３８が示されている。図１８には、正負両極型コンバータ３０が用いられた例が示されているが、他の実施形態に係る正負両極型コンバータが用いられてもよい。

非接触給電システム３８は、交流電力源４０、結合コンデンサ４１、送電コイル４２、受電コイル４４、正負両極型コンバータ３０および負荷ＺＬを備えている。交流電力源４０の一端は、結合コンデンサ４１を介して送電コイル４２の一端に接続され、交流電力源４０の他端は、送電コイル４２の他端に接続されている。第１両極端子１１と第２両極端子１２との間には受電コイル４４が接続されている。送電コイル４２および受電コイル４４は電気的または磁気的に結合する。結合コンデンサ４１および送電コイル４２は共振回路を構成してもよい。送電コイル４２および受電コイル４４は共鳴（結合共振）するように構成されてもよいし、共鳴をせず磁気結合するように構成されてもよい。正極端子２１と負極端子２２との間には負荷ＺＬが接続されている。

送電コイル４２および受電コイル４４が電気的または磁気的に結合することで、交流電力源４０から出力された電力は送電コイル４２および受電コイル４４を介して、第１両極端子１１および第２両極端子１２に伝送される。正負両極型コンバータ３０は、受電コイル４４から入力された交流電圧を昇圧または降圧しながら直流電圧に変換し、正極端子２１および負極端子２２に接続された負荷ＺＬに出力する。これによって、交流電力源４０からは、送電コイル４２、受電コイル４４、および正負両極型コンバータ３０を介して負荷ＺＬに電力が供給される。

非接触給電システム３８は、電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両に搭載されたバッテリの充電を、非接触給電によって行うシステムに用いられてよい。この場合、交流電力源４０、結合コンデンサ４１および送電コイル４２が、サービスステーションに設けられる。そして、受電コイル４４および正負両極型コンバータ３０および負荷ＺＬが自動車に搭載される。負荷ＺＬは、駆動用のモータジェネレータやインバータ等を含んでもよい。

上記の各実施形態では、スイッチング素子として一方方向の電流を遮断することができるものが用いられている。スイッチング素子としては、双方向の電流を遮断することができる双方向スイッチが用いられてよい。双方向スイッチは、例えば、図１９に示されている２つのＭＯＳＦＥＴ１およびＭＯＳＦＥＴ２によって構成される。ＭＯＳＦＥＴ１のソース端子は、ＭＯＳＦＥＴ２のドレイン端子に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１およびＭＯＳＦＥＴ２のそれぞれのソース端子とドレイン端子との間には、ソース端子側にアノード端子を向けて、ダイオードＤｄが接続されている。２つのＭＯＳＦＥＴの代わりに、その他の半導体スイッチング素子が用いられてもよい。半導体スイッチング素子としてバイポーラトランジスタが用いられた場合、ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子、ソース端子およびゲート端子が、それぞれ、コレクタ端子、エミッタ端子およびベース端子に対応する。

１ ＤＣ／ＤＣコンバータ（電力変換装置）、１１ 第１両極端子、１２ 第２両極端子、２１ 正極端子、２２ 負極端子 、２６ シリーズ経路導線、３０，３２，３４，３６，１０１〜１０４，５０１〜５０４，６０１〜６０４，７０１〜７０４，８０１〜８０４，９０１〜９０４ 正負両極型コンバータ（電力変換装置）、３８ 非接触給電システム、４０ 交流電力源、４１ 結合コンデンサ、４２ 送電コイル、４４ 受電コイル、Ｓ１ 第１スイッチング素子、Ｓ２ 第２スイッチング素子、Ｄ１，Ｄ２ ダイオード、Ｌ０ インダクタ、Ｌｓ シリーズインダクタ、Ｌｓａ 第１シリーズインダクタ、Ｌｓｂ 第２シリーズインダクタ、Ｌｐａ 第１パラレルインダクタ、Ｌｐｂ 第２パラレルインダクタ、Ｌｐ パラレルインダクタ、Ｃｔ タンクコンデンサ、Ｃｔ２ 第２タンクコンデンサ、Ｃｉ 入力コンデンサ、Ｃｏ 出力コンデンサ、ＬＬｓ，ＬＬｐ 漏れインダクタ、Ｑ１，Ｑ２，Ｆ１，Ｆ２ 電流ループ、ＬＰＦ ローパスフィルタ、ＺＬ 負荷。

Claims (6)

1. 第１シリーズ経路の一端および第２シリーズ経路の一端に設けられた一対の両極端子と、
   前記第１シリーズ経路に設けられた第１スイッチング素子およびシリーズインダクタと、
   前記第１スイッチング素子と前記シリーズインダクタとの間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタであって、前記シリーズインダクタ側に前記タンクコンデンサが設けられ、前記第２シリーズ経路側に前記パラレルインダクタが設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタと、
   前記シリーズインダクタよりも前記第１シリーズ経路の他端側の点と、前記タンクコンデンサおよび前記パラレルインダクタとの間の点に設けられた第２スイッチング素子と、
   前記第１シリーズ経路の他端および前記第２シリーズ経路の他端に設けられた一対の直流端子と、を備え、
   前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子は、交互にオンオフすることを特徴とする電力変換装置。
2. 第１シリーズ経路の一端および第２シリーズ経路の一端に設けられた一対の両極端子と、
   前記第１シリーズ経路に設けられた第１スイッチング素子と、
   前記第２シリーズ経路に設けられたシリーズインダクタと、
   前記第１スイッチング素子よりも前記第１シリーズ経路の他端側の点と、前記シリーズインダクタよりも前記両極端子側の点との間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタであって、前記シリーズインダクタ側に前記タンクコンデンサが設けられ、前記第１シリーズ経路側に前記パラレルインダクタが設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタと、
   前記シリーズインダクタよりも前記第２シリーズ経路の他端側の点と、前記タンクコンデンサおよび前記パラレルインダクタとの間の点に設けられた第２スイッチング素子と、
   前記第１シリーズ経路の他端および前記第２シリーズ経路の他端に設けられた一対の直流端子と、を備え、
   前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子は、交互にオンオフすることを特徴とする電力変換装置。
3. 第１シリーズ経路の一端および第２シリーズ経路の一端に設けられた一対の両極端子と、
   前記第１シリーズ経路に設けられた第１スイッチング素子およびシリーズインダクタと、
   前記第１スイッチング素子と前記シリーズインダクタとの間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタであって、前記シリーズインダクタ側に前記タンクコンデンサが設けられ、前記第２シリーズ経路側に前記パラレルインダクタが設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタと、
   前記シリーズインダクタよりも前記第１シリーズ経路の他端側の点と、前記タンクコンデンサおよび前記パラレルインダクタとの間の点に設けられた第２スイッチング素子と、
   前記タンクコンデンサの両端、あるいは、前記シリーズインダクタの中途点および前記パラレルインダクタの中途点に設けられた一対の直流端子と、
   前記第１シリーズ経路の他端および前記第２シリーズ経路の他端の間に設けられた第２タンクコンデンサと、を備え、
   前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子は、交互にオンオフすることを特徴とする電力変換装置。
4. 第１シリーズ経路の一端および第２シリーズ経路の一端に設けられた一対の両極端子と、
   前記第１シリーズ経路に設けられた第１スイッチング素子と、
   前記第２シリーズ経路に設けられたシリーズインダクタと、
   前記第１スイッチング素子よりも前記第１シリーズ経路の他端側の点と、前記シリーズインダクタよりも前記両極端子側の点との間のパラレル経路に設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタであって、前記シリーズインダクタ側に前記タンクコンデンサが設けられ、前記第１シリーズ経路側に前記パラレルインダクタが設けられたタンクコンデンサおよびパラレルインダクタと、
   前記シリーズインダクタよりも前記第２シリーズ経路の他端側の点と、前記タンクコンデンサおよび前記パラレルインダクタとの間の点に設けられた第２スイッチング素子と、
   前記タンクコンデンサの両端、あるいは、前記シリーズインダクタの中途点および前記パラレルインダクタの中途点に設けられた一対の直流端子と、
   前記第１シリーズ経路の他端および前記第２シリーズ経路の他端の間に設けられた第２タンクコンデンサと、を備え、
   前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子は、交互にオンオフすることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   一対の前記両極端子の間に設けられた第１コンデンサと、
   一対の前記直流端子の間に設けられた第２コンデンサと、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
   前記シリーズインダクタおよび前記パラレルインダクタが結合していることを特徴とする電力変換装置。