JP2020137217A

JP2020137217A - Driving device

Info

Publication number: JP2020137217A
Application number: JP2019026282A
Authority: JP
Inventors: 晃佑平野; Kosuke Hirano; 博之小柳; Hiroyuki Koyanagi
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2019-02-18
Filing date: 2019-02-18
Publication date: 2020-08-31

Abstract

To suppress a situation where a torque of a motor significantly changes when a control mode of an inverter is switched from a pulse width modulation control mode to a rectangular wave control mode.SOLUTION: When preparation for switching from a pulse width modulation control mode to a rectangular wave control mode is required and a voltage phase in the pulse width modulation control mode is larger than a voltage phase upper limit in the rectangular wave control mode, until the voltage phase in the pulse width modulation control mode reaches at least the voltage phase upper limit in the rectangular wave control mode or smaller, a current advance angle command is set so that a current advance angle in the rectangular wave control mode based on a torque command, an angular speed of a motor, and an input voltage of an inverter is gradually approached, and the inverter is controlled on the basis of the current advance angle command and the torque command.SELECTED DRAWING: Figure 2

Description

本発明は、駆動装置に関する。 The present invention relates to a drive device.

従来、この種の駆動装置としては、複数のスイッチング素子のスイッチングによりモータを駆動するインバータをＰＷＭ制御モードで制御する際において、通常時には、各電流振幅に対して出力トルクが最大となる最適な電流位相を結んだ最適効率特性線にモータのトルク指令を適用して電流指令（電流位相および電流振幅）を設定してインバータを制御し、モータの発電電力が過剰になるときには、電流位相を最適値よりも進角させた損失増加特性線にモータのトルク指令を適用して電流指令を設定してインバータを制御するものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。 Conventionally, as a drive device of this type, when controlling an inverter that drives a motor by switching a plurality of switching elements in a PWM control mode, the optimum current that maximizes the output torque for each current amplitude is normally used. The torque command of the motor is applied to the optimum efficiency characteristic line connecting the phases to set the current command (current phase and current amplitude) to control the inverter, and when the generated power of the motor becomes excessive, the current phase is set to the optimum value. A method has been proposed in which a current command is set by applying a torque command of a motor to a loss increase characteristic line advanced to control an inverter (see, for example, Patent Document 1).

特開２００７−１５１３３６号公報JP-A-2007-151336

上述の駆動装置では、損失増加特性線を用いたＰＷＭ制御モードでのインバータの制御から矩形波制御モードでのインバータの制御に切り替える際に、電圧位相や電圧位相が急変してモータのトルクが大きく変動する可能性がある。 In the above-mentioned drive device, when switching from the inverter control in the PWM control mode using the loss increase characteristic line to the inverter control in the square wave control mode, the voltage phase and the voltage phase suddenly change and the torque of the motor becomes large. May fluctuate.

本発明の駆動装置は、インバータの制御モードをパルス幅変調制御モードから矩形波制御モードに切り替える際にモータのトルクが大きく変動するのを抑制することを主目的とする。 The main purpose of the drive device of the present invention is to suppress large fluctuations in the torque of the motor when the control mode of the inverter is switched from the pulse width modulation control mode to the square wave control mode.

本発明の駆動装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。 The drive device of the present invention has adopted the following means in order to achieve the above-mentioned main object.

本発明の駆動装置は、
モータと、
複数のスイッチング素子のスイッチングにより前記モータを駆動するインバータと、
前記インバータに電力ラインを介して接続された蓄電装置と、
前記モータのトルク指令に基づいて前記インバータをパルス幅変調制御モードと矩形波制御モードとを切り替えて制御する制御装置と、
を備える駆動装置であって、
前記制御装置は、
前記パルス幅変調制御モードから前記矩形波制御モードへの切替準備が必要で且つ前記パルス幅変調制御モードでの電圧位相が前記矩形波制御モードでの電圧位相上限よりも大きいときには、
前記パルス幅変調制御モードでの電圧位相が少なくとも前記矩形波制御モードでの電圧位相上限以下に至るまで、
前記トルク指令と前記モータの角速度と前記インバータの入力電圧とに基づく前記矩形波制御モードでの電流進角に向かって徐々に近づくように電流進角指令を設定し、
前記電流進角指令と前記トルク指令とに基づいて前記インバータを制御する、
ことを要旨とする。 The drive device of the present invention
With the motor
An inverter that drives the motor by switching a plurality of switching elements,
A power storage device connected to the inverter via a power line,
A control device that controls the inverter by switching between a pulse width modulation control mode and a square wave control mode based on a torque command of the motor.
It is a drive device equipped with
The control device is
When it is necessary to prepare for switching from the pulse width modulation control mode to the square wave control mode and the voltage phase in the pulse width modulation control mode is larger than the voltage phase upper limit in the square wave control mode.
Until the voltage phase in the pulse width modulation control mode is at least below the upper limit of the voltage phase in the square wave control mode.
The current advance command is set so as to gradually approach the current advance in the square wave control mode based on the torque command, the angular velocity of the motor, and the input voltage of the inverter.
The inverter is controlled based on the current advance command and the torque command.
The gist is that.

この本発明の駆動装置では、パルス幅変調制御モードから矩形波制御モードへの切替準備が必要で且つパルス幅変調制御モードでの電圧位相が矩形波制御モードでの電圧位相上限よりも大きいときには、パルス幅変調制御モードでの電圧位相が少なくとも矩形波制御モードでの電圧位相上限以下に至るまで、トルク指令とモータの角速度とインバータの入力電圧とに基づく矩形波制御モードでの電流進角に向かって徐々に近づくように電流進角指令を設定し、電流進角指令とトルク指令とに基づいてインバータを制御する。こうした制御により、切替準備が必要なときに、モータのトルクがトルク指令からずれるのを抑制することができると共に、パルス幅変調制御モードから矩形波制御モードに切り替えたときに、電圧位相が大きく変動するのを抑制し、モータのトルクが大きく変動するのを抑制することができる。 In the drive device of the present invention, when it is necessary to prepare for switching from the pulse width modulation control mode to the rectangular wave control mode and the voltage phase in the pulse width modulation control mode is larger than the voltage phase upper limit in the rectangular wave control mode, Until the voltage phase in the pulse width modulation control mode is at least below the upper limit of the voltage phase in the rectangular wave control mode, the current advance angle in the rectangular wave control mode based on the torque command, the angular speed of the motor, and the input voltage of the inverter is directed. The current advance command is set so as to gradually approach the inverter, and the inverter is controlled based on the current advance command and the torque command. With such control, it is possible to suppress the torque of the motor from deviating from the torque command when preparation for switching is required, and the voltage phase fluctuates greatly when switching from the pulse width modulation control mode to the square wave control mode. It is possible to suppress the torque of the motor from fluctuating significantly.

ここで、「パルス幅変調制御モードから矩形波制御モードへの切替準備が必要なとき」は、変調率が閾値よりも大きいときであるものとしてもよい。また、「パルス幅変調制御モードでの電圧位相が矩形波制御モードでの電圧位相上限よりも大きいとき」は、弱め界磁制御（モータの制御に用いる電流進角指令を最適進角よりも進角側にしてモータの損失を増加させる制御）を行なっているときであるものとしてもよい。弱め界磁制御は、例えば、蓄電装置の許容入力電力が閾値以下のときに行なわれる。 Here, "when it is necessary to prepare for switching from the pulse width modulation control mode to the rectangular wave control mode" may be when the modulation factor is larger than the threshold value. In addition, when "when the voltage phase in the pulse width modulation control mode is larger than the voltage phase upper limit in the square wave control mode", the field weakening control (the current advance command used for motor control is on the advance side of the optimum advance). It may be the case that the control for increasing the loss of the motor is being performed. The field weakening control is performed, for example, when the allowable input power of the power storage device is equal to or less than the threshold value.

こうした本発明の駆動装置において、前記制御装置は、前記矩形波制御モードでの電流進角を設定する際には、前記トルク指令と前記モータの角速度と前記インバータの入力電圧とに基づいて前記矩形波制御モードでのｄ軸およびｑ軸の電流を推定し、前記矩形波制御モードでのｄ軸およびｑ軸の電流に基づいて前記矩形波制御モードでの電流進角を設定するものとしてもよい。こうすれば、矩形波時電流進角をより適切に設定することができる。 In such a drive device of the present invention, when the control device sets the current advance angle in the square wave control mode, the control device is based on the torque command, the angular speed of the motor, and the input voltage of the inverter. The d-axis and q-axis currents in the wave control mode may be estimated, and the current advance angle in the square wave control mode may be set based on the d-axis and q-axis currents in the square wave control mode. .. In this way, the current advance angle at the time of a square wave can be set more appropriately.

この場合、前記制御装置は、前記矩形波制御モードでのｄ軸およびｑ軸の電流を推定する際には、前記トルク指令と前記モータの角速度と前記インバータの入力電圧とに基づいて前記矩形波制御モードでの電圧位相を推定し、前記矩形波制御モードでの電圧位相と前記インバータの入力電圧とに基づいて前記矩形波制御モードでのｄ軸およびｑ軸の電圧を推定し、前記矩形波制御モードでのｄ軸およびｑ軸の電圧と前記モータの角速度とに基づいて前記矩形波制御モードでのｄ軸およびｑ軸の電流を推定するものとしてもよい。こうすれば、ｄ軸およびｑ軸の矩形波時電流をより適切に推定することができる。 In this case, when the control device estimates the d-axis and q-axis currents in the square wave control mode, the square wave is based on the torque command, the angular speed of the motor, and the input voltage of the inverter. The voltage phase in the control mode is estimated, and the d-axis and q-axis voltages in the square wave control mode are estimated based on the voltage phase in the square wave control mode and the input voltage of the inverter, and the square wave is estimated. The d-axis and q-axis currents in the square wave control mode may be estimated based on the d-axis and q-axis voltages in the control mode and the angular velocity of the motor. In this way, the d-axis and q-axis square wave currents can be estimated more appropriately.

本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。It is a block diagram which shows the outline of the structure of the electric vehicle 20 which mounts the drive device as one Example of this invention. 電子制御ユニット５０により実行される電流進角指令等設定ルーチンの一例を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows an example of the setting routine such as a current advance command executed by an electronic control unit 50. モータ３２のトルクＴｍと最適進角ラインおよび損失増加ラインと電流進角φｉと電流実効値Ｉｒとの関係を定めたマップの一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the map which defined the relationship between the torque Tm of a motor 32, the optimum advance angle line, the loss increase line, the current advance angle φi, and the current effective value Ir. ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切替準備が必要なときの電圧位相φｖおよび電流進角φｉの移動の様子を説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating the state of movement of a voltage phase φv and a current advance angle φi when it is necessary to prepare for switching from a PWM control mode to a rectangular wave control mode.

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。 Next, a mode for carrying out the present invention will be described with reference to Examples.

図１は、本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図示するように、モータ３２と、インバータ３４と、蓄電装置としてのバッテリ３６と、電子制御ユニット５０とを備える。実施例の「駆動装置」としては、主として、モータ３２とインバータ３４と電子制御ユニット５０とが該当する。 FIG. 1 is a configuration diagram showing an outline of a configuration of an electric vehicle 20 equipped with a drive device as an embodiment of the present invention. As shown in the figure, the electric vehicle 20 of the embodiment includes a motor 32, an inverter 34, a battery 36 as a power storage device, and an electronic control unit 50. The "driving device" of the embodiment mainly corresponds to the motor 32, the inverter 34, and the electronic control unit 50.

モータ３２は、同期発電電動機として構成されており、回転子コアに永久磁石が埋め込まれた回転子と、固定子コアに三相コイルが巻回された固定子とを備える。このモータ３２の回転子は、駆動輪２２ａ，２２ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して連結された駆動軸２６に接続されている。 The motor 32 is configured as a synchronous motor generator, and includes a rotor in which a permanent magnet is embedded in a rotor core and a stator in which a three-phase coil is wound around a stator core. The rotor of the motor 32 is connected to a drive shaft 26 connected to the drive wheels 22a and 22b via a differential gear 24.

インバータ３４は、モータ３２の駆動に用いられる。このインバータ３４は、電力ライン３８を介してバッテリ３６に接続されており、６つのスイッチング素子としてのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、６つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のそれぞれに並列に接続された６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６とを有する。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、それぞれ、電力ライン３８の正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側になるように２個ずつペアで配置されている。また、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ３２の三相コイル（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のコイル）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット５０によってインバータ３４の対となるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、モータ３２の三相コイルに回転磁界が形成され、モータ３２の回転子が回転駆動される。 The inverter 34 is used to drive the motor 32. The inverter 34 is connected to the battery 36 via a power line 38, and six diodes D11 to six transistors T11 to T16 as six switching elements and six diodes D11 to each of the six transistors T11 to T16 are connected in parallel. It has D16. Two transistors T11 to T16 are arranged in pairs so as to be on the source side and the sink side with respect to the positive electrode bus and the negative electrode bus of the power line 38, respectively. Further, each of the three-phase coils (U-phase, V-phase, and W-phase coils) of the motor 32 is connected to each of the connection points between the transistors paired with the transistors T11 to T16. Therefore, when a voltage is applied to the inverter 34, the electronic control unit 50 adjusts the on-time ratio of the transistors T11 to T16 paired with the inverter 34, so that the rotating magnetic field is applied to the three-phase coil of the motor 32. Is formed, and the rotor of the motor 32 is rotationally driven.

バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されており、上述したように、電力ライン３８を介してインバータ３４に接続されている。電力ライン３８の正極母線と負極母線とには、平滑コンデンサ３９が取り付けられている。 The battery 36 is configured as, for example, a lithium ion secondary battery or a nickel hydrogen secondary battery, and is connected to the inverter 34 via the power line 38 as described above. A smoothing capacitor 39 is attached to the positive electrode bus and the negative electrode bus of the power line 38.

電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５１を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５１に加えて、処理プログラムを記憶するＲＯＭ５２や、データを一時的に記憶するＲＡＭ５３、入出力ポートを備える。電子制御ユニット５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０に入力される信号としては、例えば、モータ３２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ（例えばレゾルバ）３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θｍや、モータ３２のＵ相、Ｖ相に取り付けられた電流センサ３２ｕ，３２ｖからのモータ３２のＵ相およびＶ相の電流Ｉｕ，Ｉｖを挙げることができる。また、バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３６ａからのバッテリ３６の電圧Ｖｂや、バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３６ｂからのバッテリ３６の電流Ｉｂ、バッテリ３６に取り付けられた温度センサ３６ｃからのバッテリ３６の温度Ｔｂ、平滑コンデンサ３９の端子間に取り付けられた電圧センサ３９ａからの平滑コンデンサ３９（電力ライン３８）の電圧ＶＨも挙げることができる。さらに、イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号や、シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰ、アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃ、ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰ、車速センサ６８からの車速Ｖも挙げることができる。 The electronic control unit 50 is configured as a microprocessor centered on a CPU 51, and includes a ROM 52 for storing a processing program, a RAM 53 for temporarily storing data, and an input / output port in addition to the CPU 51. Signals from various sensors are input to the electronic control unit 50 via input ports. The signals input to the electronic control unit 50 include, for example, the rotation position θm of the rotor of the motor 32 from the rotation position detection sensor (for example, resolver) 32a that detects the rotation position of the rotor of the motor 32, and the rotation position θm of the motor 32. Examples of the U-phase and V-phase currents Iu and Iv of the motor 32 from the current sensors 32u and 32v attached to the U-phase and V-phase can be mentioned. Further, the voltage Vb of the battery 36 from the voltage sensor 36a attached between the terminals of the battery 36, the current Ib of the battery 36 from the current sensor 36b attached to the output terminal of the battery 36, and the temperature attached to the battery 36. The temperature Tb of the battery 36 from the sensor 36c and the voltage VH of the smoothing capacitor 39 (power line 38) from the voltage sensor 39a attached between the terminals of the smoothing capacitor 39 can also be mentioned. Further, the ignition signal from the ignition switch 60, the shift position SP from the shift position sensor 62 that detects the operation position of the shift lever 61, and the accelerator opening Acc from the accelerator pedal position sensor 64 that detects the amount of depression of the accelerator pedal 63. , The brake pedal position BP from the brake pedal position sensor 66 that detects the depression amount of the brake pedal 65, and the vehicle speed V from the vehicle speed sensor 68 can also be mentioned.

電子制御ユニット５０からは、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号などが出力ポートを介して出力されている。電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいてモータ３２の電気角θｅや電気角速度ωｅ、回転数Ｎｍを演算している。また、電子制御ユニット５０は、電流センサ３６ｂからのバッテリ３６の電流Ｉｂの積算値に基づいてバッテリ３６の蓄電割合ＳＯＣを演算したり、演算した蓄電割合ＳＯＣと温度センサ３６ｃからのバッテリ３６の温度Ｔｂとに基づいてバッテリ３６の入出力制限Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔを設定したりしている。ここで、蓄電割合ＳＯＣは、バッテリ３６の全容量に対するバッテリ３６から放電可能な電力の容量の割合であり、入出力制限Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔは、バッテリ３６を充放電してもよい許容入出力電力である。 From the electronic control unit 50, switching control signals and the like to the transistors T11 to T16 of the inverter 34 are output via the output port. The electronic control unit 50 calculates the electric angle θe, the electric angular velocity ωe, and the rotation speed Nm of the motor 32 based on the rotation position θm of the rotor of the motor 32 from the rotation position detection sensor 32a. Further, the electronic control unit 50 calculates the storage ratio SOC of the battery 36 based on the integrated value of the current Ib of the battery 36 from the current sensor 36b, and the calculated storage ratio SOC and the temperature of the battery 36 from the temperature sensor 36c. The input / output restrictions Win and Wout of the battery 36 are set based on Tb. Here, the storage ratio SOC is the ratio of the capacity of the power that can be discharged from the battery 36 to the total capacity of the battery 36, and the input / output restrictions Win and Wout are the allowable input / output powers that may charge and discharge the battery 36. is there.

こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、アクセル開度Ａｃｃと車速Ｖとに基づいて駆動軸２６に要求される要求トルクＴｄ＊を設定し、設定した要求トルクＴｄ＊が駆動軸２６に出力されるようにモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊を設定し、モータ３２がトルク指令Ｔｍ＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。 In the electric vehicle 20 of the embodiment configured in this way, the electronic control unit 50 sets the required torque Td * required for the drive shaft 26 based on the accelerator opening degree Acc and the vehicle speed V, and sets the required torque Td *. The torque command Tm * of the motor 32 is set so that is output to the drive shaft 26, and the switching control of the transistors T11 to T16 of the inverter 34 is performed so that the motor 32 is driven by the torque command Tm *.

ここで、インバータ３４の制御について説明する。実施例では、電子制御ユニット５０は、インバータ３４をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御モードと矩形波制御モードとを切り替えて制御するものとした。ＰＷＭ制御モードは、擬似的な三相交流電圧または過変調電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御モードであり、矩形波制御モードは、矩形波電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御モードである。ＰＷＭ制御モードでは、変調率Ｖｒが値０〜０．７８未満となり、矩形波制御モードでは、変調率Ｖｒが０．７８となる。 Here, the control of the inverter 34 will be described. In the embodiment, the electronic control unit 50 controls the inverter 34 by switching between the pulse width modulation (PWM) control mode and the rectangular wave control mode. The PWM control mode is a control mode for controlling the inverter 34 so that a pseudo three-phase AC voltage or an overmodulation voltage is applied to the motor 32, and the square wave control mode is a control mode in which a square wave voltage is applied to the motor 32. This is a control mode for controlling the inverter 34 so as to control the inverter 34. In the PWM control mode, the modulation factor Vr is a value of 0 to less than 0.78, and in the square wave control mode, the modulation factor Vr is 0.78.

インバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際には、電子制御ユニット５０は、最初に、モータ３２の各相の電流の総和が値０であるとして、モータ３２の電気角θｅを用いてＵ相およびＶ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸およびｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する。続いて、後述の電流進角指令等設定ルーチンにより、モータ３２に供給する電流のｑ軸に対する進角指令である電流進角指令φｉ＊およびモータ３２に供給する電流の実効値である電流実効値Ｉｒを設定する。そして、設定した電流進角指令φｉ＊および電流実効値Ｉｒに基づいてｄ軸およびｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。この処理は、電流実効値Ｉｒがｄ軸の電流指令Ｉｄ＊の二乗とｑ軸の電流指令Ｉｑ＊の二乗との和の平方根を√３で割ったものとして得られることと、電流進角値θｉがｄ−ｑ座標系におけるｄ軸およびｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を成分とする電流ベクトルのｑ軸に対する角度（進角値）として得られることと、を考慮して行なわれる。 When controlling the inverter 34 in the PWM control mode, the electronic control unit 50 first assumes that the total current of each phase of the motor 32 is 0, and uses the electric angle θe of the motor 32 to perform the U phase and Coordinate conversion (3-phase-2 phase conversion) is performed on the V-phase phase currents Iu and Iv to the d-axis and q-axis currents Id and Iq. Subsequently, according to the current advance command and the like setting routine described later, the current advance command φi *, which is an advance command for the q-axis of the current supplied to the motor 32, and the current effective value, which is the effective value of the current supplied to the motor 32, are used. Set Ir. Then, the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq * are set based on the set current advance command φi * and the current effective value Ir. This process is obtained as the current effective value Ir obtained by dividing the square root of the sum of the square of the current command Id * on the d-axis and the square of the current command Iq * on the q-axis by √3, and the current advance value. It is performed in consideration of the fact that θi is obtained as an angle (advance value) with respect to the q-axis of the current vector having the current commands Id * and Iq * of the d-axis and the q-axis in the dq coordinate system as components.

続いて、ｄ軸およびｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と電流Ｉｄ，Ｉｑとの差分が打ち消されるようにｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を演算する。こうしてｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定すると、モータ３２の電気角θｅを用いてｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換）し、この電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗと搬送波電圧との比較によってトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号を生成してトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。また、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に基づいて変調率Ｖｒおよび電圧位相φｖを演算する。変調率Ｖｒは、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の二乗とｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の二乗との和の平方根を電力ライン３８の電圧ＶＨで除して得られ、電圧位相φｖは、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を成分とする電圧ベクトルのｑ軸に対する角度（進角値）として得られる。 Subsequently, the voltage commands Vd * and Vq * on the d-axis and q-axis are calculated so that the difference between the current commands Id * and Iq * on the d-axis and q-axis and the currents Id and Iq is canceled. When the d-axis and q-axis voltage commands Vd * and Vq * are set in this way, the d-axis and q-axis voltage commands Vd * and Vq * are set to the voltage commands Vu * and Vv of each phase using the electric angle θe of the motor 32. Coordinate conversion to *, Vw * (2-phase-3 phase conversion) is performed, and PWM signals of transistors T11 to T16 are generated by comparing the voltage commands Vu *, Vv *, Vw with the carrier voltage, and the transistors T11 to T16 Perform switching control. Further, the modulation factor Vr and the voltage phase φv are calculated based on the voltage commands Vd * and Vq * on the d-axis and the q-axis. The modulation factor Vr is obtained by dividing the square root of the sum of the square of the voltage command Vd * on the d-axis and the square of the voltage command Vq * on the q-axis by the voltage VH of the power line 38, and the voltage phase φv is the d-axis. And, it is obtained as an angle (advance value) of a voltage vector having voltage commands Vd * and Vq * on the q-axis with respect to the q-axis.

インバータ３４を矩形波制御モードで制御する際には、電子制御ユニット５０は、最初に、インバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際と同様にｄ軸およびｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑを演算し、演算したｄ軸およびｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに基づいてモータ３２の推定トルクＴｍｅｓを求める。続いて、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と推定トルクＴｍｅｓとの差分が打ち消されるように電圧位相目標φｖｔａｇを設定し、電圧位相目標φｖｔａｇを電圧位相上限φｖｍａｘで制限（上限ガード）して電圧位相指令φｖ＊を設定する。こうして電圧位相指令φｖ＊を設定すると、設定した電圧位相指令φｖ＊および電気角θｅに基づいてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６の矩形波信号を生成してトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。 When controlling the inverter 34 in the square wave control mode, the electronic control unit 50 first calculates the d-axis and q-axis currents Id and Iq in the same manner as when controlling the inverter 34 in the PWM control mode. The estimated torque Tmes of the motor 32 is obtained based on the calculated d-axis and q-axis currents Id and Iq. Subsequently, the voltage phase target φvtag is set so that the difference between the torque command Tm * of the motor 32 and the estimated torque Tmes is canceled, the voltage phase target φvtag is limited by the voltage phase upper limit φvmax (upper limit guard), and the voltage phase command is given. Set φv *. When the voltage phase command φv * is set in this way, the rectangular wave signals of the transistors T11 to T16 are generated based on the set voltage phase command φv * and the electric angle θe, and the switching control of the transistors T11 to T16 is performed.

次に、こうして構成された実施例の電気自動車２０の動作、特に、インバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の電流進角指令φｉ＊および電流実効値Ｉｒの設定処理について説明する。図２は、電子制御ユニット５０により実行される電流進角指令等設定ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、インバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際に繰り返し実行される。 Next, the operation of the electric vehicle 20 of the embodiment configured in this way, particularly the setting process of the current advance command φi * and the current effective value Ir when controlling the inverter 34 in the PWM control mode will be described. FIG. 2 is a flowchart showing an example of a current advance command and the like setting routine executed by the electronic control unit 50. This routine is repeatedly executed when the inverter 34 is controlled in the PWM control mode.

図２の電流進角指令等設定ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０は、最初に、バッテリ３６の入力制限Ｗｉｎや、変調率Ｖｒ、電圧位相φｖ、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊および電気角速度ωｅ、電力ライン３８の電圧ＶＨなどのデータを入力する（ステップＳ１００）。ここで、バッテリ３６の入力制限Ｗｉｎは、バッテリ３６の電流Ｉｂの積算値に基づく蓄電割合ＳＯＣとバッテリ３６の温度Ｔｂとに基づいて演算した値を入力するものとした。変調率Ｖｒや電圧位相φｖ、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊は、上述の処理により設定した値を入力するものとした。モータ３２の電気角速度ωｅは、モータ３２の回転位置θｍに基づいて演算した値を入力するものとした。電力ライン３８の電圧ＶＨは、電圧センサ３９ａにより検出された値を入力するものとした。 When the current advance command setting routine of FIG. 2 is executed, the electronic control unit 50 first receives the input limit Win of the battery 36, the modulation factor Vr, the voltage phase φv, the torque command Tm * of the motor 32, and electricity. Data such as the angular velocity ωe and the voltage VH of the power line 38 are input (step S100). Here, the input limit Win of the battery 36 is a value calculated based on the storage ratio SOC based on the integrated value of the current Ib of the battery 36 and the temperature Tb of the battery 36. For the modulation factor Vr, the voltage phase φv, and the torque command Tm * of the motor 32, the values set by the above processing are input. For the electric angular velocity ωe of the motor 32, a value calculated based on the rotation position θm of the motor 32 is input. For the voltage VH of the power line 38, the value detected by the voltage sensor 39a is input.

こうしてデータを入力すると、入力したバッテリ３６の入力制限Ｗｉｎの絶対値を閾値Ｗｉｎｒｅｆと比較する（ステップＳ１１０）。ここで、閾値Ｗｉｎｒｅｆは、モータ３２の電流進角指令φｉ＊を最適進角よりも進角側にしてモータ３２の損失を増加させる弱め界磁制御の実行が要求されているか否かを判定するのに用いられる閾値であり、例えば、値０やそれよりも若干大きい値が用いられる。ここで、「最適進角」は、モータ３２をトルク指令Ｔｍ＊で駆動する際に電流実効値Ｉｒが最小となる進角量をいう。 When the data is input in this way, the absolute value of the input limit Win of the input battery 36 is compared with the threshold value Winref (step S110). Here, the threshold value Winref determines whether or not execution of field weakening control that increases the loss of the motor 32 by setting the current advance command φi * of the motor 32 to the advance side of the optimum advance angle is required. It is a threshold value used, for example, a value of 0 or a value slightly larger than that is used. Here, the "optimal advance angle" refers to the amount of advance angle at which the effective current value Ir is minimized when the motor 32 is driven by the torque command Tm *.

バッテリ３６の入力制限Ｗｉｎの絶対値が閾値Ｗｉｎｒｅｆよりも大きいときには、弱め界磁制御の実行が要求されていないと判断し、最適進角を電流進角目標φｉｔａｇに設定する（ステップＳ１２０）。図３は、モータ３２のトルクＴｍと最適進角ラインおよび損失増加ラインと電流進角φｉと電流実効値Ｉｒとの関係を定めたマップの一例を示す説明図である。ここで、「最適進角ライン」および「損失増加ライン」は、それぞれ、モータ３２のトルクの各値についての最適進角および弱め界磁制御用の電流進角を結んだラインである。このマップは、実験や解析により定められる。ステップＳ１２０の電流進角目標φｉｔａｇの設定処理は、図３のマップにモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊を適用すると共に最適進角ラインを選択し、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と最適進角ラインとの交点の電流進角φｉを電流進角目標φｉｔａｇとして設定することにより行なわれる。 When the absolute value of the input limit Win of the battery 36 is larger than the threshold value Winref, it is determined that the execution of the field weakening control is not required, and the optimum advance angle is set to the current advance angle target φitag (step S120). FIG. 3 is an explanatory diagram showing an example of a map that defines the relationship between the torque Tm of the motor 32, the optimum advance angle line, the loss increase line, the current advance angle φi, and the current effective value Ir. Here, the "optimal advance angle line" and the "loss increase line" are lines connecting the optimum advance angle and the current advance angle for field weakening control for each value of the torque of the motor 32, respectively. This map is determined by experimentation and analysis. In the process of setting the current advance target φitag in step S120, the torque command Tm * of the motor 32 is applied to the map of FIG. 3, the optimum advance line is selected, and the torque command Tm * of the motor 32 and the optimum advance line are combined. This is performed by setting the current advance angle φi at the intersection of the above as the current advance target φitag.

こうして電流進角目標φｉｔａｇを設定すると、設定した電流進角目標φｉｔａｇにレート処理を施して電流進角指令φｉ＊を設定し（ステップＳ２５０）、設定した電流進角指令φｉ＊およびモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊を図３のマップに適用して電流実効値Ｉｒを設定して（ステップＳ２６０）、本ルーチンを終了する。こうして電流進角指令φｉ＊および電流実効値Ｉｒを設定すると、上述したように、電流進角指令φｉ＊および電流実効値Ｉｒに基づいてインバータ３４を制御する。 When the current advance target φitag is set in this way, the set current advance target φitag is subjected to rate processing to set the current advance command φi * (step S250), and the set current advance command φi * and the torque of the motor 32 are set. The command Tm * is applied to the map of FIG. 3, the current effective value Ir is set (step S260), and this routine is terminated. When the current advance command φi * and the current effective value Ir are set in this way, the inverter 34 is controlled based on the current advance command φi * and the current effective value Ir as described above.

ステップＳ１１０でバッテリ３６の入力制限Ｗｉｎの絶対値が閾値Ｗｉｎｒｅｆ以下のときには、弱め界磁制御の実行が要求されていると判断し、変調率Ｖｒを閾値Ｖｒｒｅｆと比較し（ステップＳ１３０）、変調率Ｖｒが閾値Ｖｒｒｅｆ以下のときには、変調率Ｖｒを閾値Ｖｒｒｅｆよりも所定値αだけ小さい値（Ｖｒｒｅｆ−α）と比較する（ステップＳ１４０）。ここで、閾値Ｖｒｒｅｆは、インバータ３４の制御モードをＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードに切り替える可能性があり、その切替準備を必要とするか否かを判定するために用いられる閾値であり、例えば、０．７２〜０．７５程度が用いられる。 When the absolute value of the input limit Win of the battery 36 is equal to or less than the threshold value Winref in step S110, it is determined that the execution of field weakening control is required, the modulation factor Vr is compared with the threshold value Vrref (step S130), and the modulation factor Vr is When it is equal to or less than the threshold value Vrref, the modulation factor Vr is compared with a value (Vrref-α) smaller than the threshold value Vrref by a predetermined value α (step S140). Here, the threshold value Vrref is a threshold value used for determining whether or not the control mode of the inverter 34 may be switched from the PWM control mode to the rectangular wave control mode and preparation for the switching is required, for example. , 0.72 to 0.75 is used.

変調率Ｖｒが閾値Ｖｒｒｅｆよりも大きいときには、切替準備が必要であると判断し、切替準備フラグＦｓに値１を設定する（ステップＳ１５０）。また、変調率Ｖｒが値（Ｖｒｒｅｆ−α）未満のときには、切替準備は必要でないと判断し、切替準備フラグＦｓに値０を設定する（ステップＳ１６０）。変調率Ｖｒが閾値Ｖｒｒｅｆ以下で且つ値（Ｖｒｒｅｆ−α）以上のときには、前回の切替準備フラグ（前回Ｆｓ）の値を保持する（ステップＳ１７０）。所定値αは、切替準備フラグＦｓが頻繁に切り替わるのを抑制するのに用いられる値であり、例えば、０．０２〜０．０５程度が用いられる。 When the modulation factor Vr is larger than the threshold value Vrref, it is determined that switching preparation is necessary, and a value 1 is set in the switching preparation flag Fs (step S150). When the modulation factor Vr is less than the value (Vrref-α), it is determined that the switching preparation is not necessary, and the switching preparation flag Fs is set to the value 0 (step S160). When the modulation factor Vr is equal to or less than the threshold value Vrref and equal to or greater than the value (Vrref−α), the value of the previous switching preparation flag (previous Fs) is held (step S170). The predetermined value α is a value used to suppress frequent switching of the switching preparation flag Fs, and for example, about 0.02 to 0.05 is used.

こうして切替準備フラグＦｓを設定すると、設定した切替準備フラグＦｓの値を調べる（ステップＳ１８０）。切替準備フラグＦｓが値０のときには、切替準備は必要でないと判断し、弱め界磁進角を電流進角目標φｉｔａｇに設定し（ステップＳ２１０）、上述のステップＳ２５０，Ｓ２６０の処理によって電流進角指令φｉ＊および電流実効値Ｉｒを設定して、本ルーチンを終了する。ここで、ステップＳ２１０の電流進角目標φｉｔａｇの設定処理は、図３のマップにモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊を適用すると共に損失増加ラインを選択し、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と損失増加ラインとの交点の電流進角φｉを電流進角目標φｉｔａｇとして設定することにより行なわれる。 When the switching preparation flag Fs is set in this way, the value of the set switching preparation flag Fs is checked (step S180). When the switching preparation flag Fs has a value of 0, it is determined that switching preparation is not necessary, the field weakening advance angle is set to the current advance angle target φitag (step S210), and the current advance angle is processed by the above steps S250 and S260. Set the command φi * and the current effective value Ir, and end this routine. Here, in the process of setting the current advance target φitag in step S210, the torque command Tm * of the motor 32 is applied to the map of FIG. 3 and the loss increase line is selected, and the torque command Tm * of the motor 32 and the loss increase line are selected. This is performed by setting the current advance angle φi at the intersection with and as the current advance target φitag.

ステップＳ１８０で切替準備フラグＦｓが値１のときには、切替準備が必要であると判断し、電圧位相φｖを矩形波制御モードでの電圧位相上限φｖｍａｘと比較し（ステップＳ１９０）、電圧位相φｖが矩形波制御モードでの電圧位相上限φｖｍａｘ以下のときには、電圧位相φｖを矩形波制御モードでの電圧位相上限φｖｍａｘよりも所定値βだけ小さい値（φｖｍａｘ−β）と比較する（ステップＳ２００）。 When the switching preparation flag Fs is a value 1 in step S180, it is determined that switching preparation is necessary, the voltage phase φv is compared with the voltage phase upper limit φvmax in the square wave control mode (step S190), and the voltage phase φv is rectangular. When the voltage phase upper limit φvmax or less in the wave control mode is equal to or lower, the voltage phase φv is compared with a value (φvmax−β) smaller than the voltage phase upper limit φvmax in the square wave control mode by a predetermined value β (step S200).

電圧位相φｖが矩形波制御モードでの電圧位相上限φｖｍａｘよりも大きいときには、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊および電気角速度ωｅと電力ライン３８の電圧ＶＨとに基づいて、インバータ３４を矩形波制御モードで制御する際の電圧位相（以下、「矩形波時電圧位相φｖｓ」という）、ｄ軸およびｑ軸の電圧（以下、「矩形波時電圧Ｖｄｓ，Ｖｑｓ」という）、ｄ軸およびｑ軸の電流（以下、「矩形波時電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓ」という）を順に推定する（ステップＳ２２０）。 When the voltage phase φv is larger than the voltage phase upper limit φvmax in the rectangular wave control mode, the inverter 34 is operated in the rectangular wave control mode based on the torque command Tm * of the motor 32, the electric angular velocity ωe, and the voltage VH of the power line 38. Control voltage phase (hereinafter referred to as "rectangular wave voltage phase φvs"), d-axis and q-axis voltage (hereinafter referred to as "rectangular wave voltage Vds, Vqs"), d-axis and q-axis current (hereinafter referred to as "rectangular wave voltage Vds, Vqs") Hereinafter, “rectangular wave currents Ids, Iqs”) are estimated in order (step S220).

ここで、矩形波時電圧位相φｖｓは、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とモータ３２の電気角速度ωｅと電力ライン３８の電圧ＶＨと矩形波時電圧位相φｖｓとの関係として定められる式（１）を用いて推定することができる。ｄ軸およびｑ軸の矩形波時電圧Ｖｄｓ，Ｖｑｓは、矩形波時電圧位相φｖｓと電力ライン３８の電圧ＶＨとに基づいて推定することができる。ｄ軸およびｑ軸の矩形波時電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓは、ｄ軸およびｑ軸の矩形波時電圧Ｖｄｓ，Ｖｑｓとｄ軸およびｑ軸の矩形波時電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓとモータ３２の電気角速度ωｅとの関係を定めた式（２）および式（３）を用いて推定することができる。ここで、式（１）〜式（３）中、「Ｐ」はモータ３２の極対数であり、「φａ」は逆起電圧定数であり、「０．７８」は、矩形波制御モードでの変調率Ｖｒであり、「Ｌｄ」および「Ｌｑ」は、それぞれｄ軸およびｑ軸のインダクタンスである。 Here, the square wave voltage phase φvs is the equation (1) defined as the relationship between the torque command Tm * of the motor 32, the electric angular velocity ωe of the motor 32, the voltage VH of the power line 38, and the square wave voltage phase φvs. Can be estimated using. The d-axis and q-axis square wave voltages Vds and Vqs can be estimated based on the square wave voltage phase φvs and the voltage VH of the power line 38. The d-axis and q-axis square wave currents Ids and Iqs are the d-axis and q-axis square wave voltages Vds and Vqs and the d-axis and q-axis square wave currents Ids and Iqs and the electric angular velocity ωe of the motor 32. It can be estimated using the equations (2) and (3) that define the relationship between. Here, in equations (1) to (3), "P" is the number of pole pairs of the motor 32, "φa" is the counter electromotive voltage constant, and "0.78" is the square wave control mode. The modulation factor Vr, where "Ld" and "Lq" are the inductances of the d-axis and the q-axis, respectively.

こうしてｄ軸およびｑ軸の矩形波時電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓを推定すると、推定したｄ軸およびｑ軸の矩形波時電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓに基づいて電流進角目標φｉｔａｇを設定し（ステップＳ２３０）、上述のステップＳ２５０，Ｓ２６０の処理によって電流進角指令φｉ＊および電流実効値Ｉｒを設定して、本ルーチンを終了する。この場合の電流進角目標φｉｔａｇは、ｄ−ｑ座標系におけるｄ軸およびｑ軸の矩形波時電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓを成分とする電流ベクトルのｑ軸に対する角度（進角値）として求めることができる。 When the d-axis and q-axis square wave currents Ids and Iqs are estimated in this way, the current advance target φitag is set based on the estimated d-axis and q-axis square wave currents Ids and Iqs (step S230). The current advance command φi * and the current effective value Ir are set by the processing of steps S250 and S260 of the above, and this routine is terminated. The current advance target φitag in this case can be obtained as an angle (advance value) with respect to the q-axis of the current vector having the square wave currents Ids and Iqs of the d-axis and the q-axis in the dq coordinate system as components. ..

したがって、ステップＳ２２０，Ｓ２３０，Ｓ２５０の処理を繰り返し実行する場合、電流進角指令φｉ＊を弱め界磁進角からｄ軸およびｑ軸の矩形波時電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓに対応する電流進角（以下、「矩形波時電流進角φｉｓ」という）に向かって徐々に近づけると共にこれに伴って電圧位相φｖを矩形波時電圧位相φｖｓに向かって徐々に近づけることになる。 Therefore, when the processes of steps S220, S230, and S250 are repeatedly executed, the current advance command φi * is weakened and the current advance angles corresponding to the square wave currents Ids and Iqs of the d-axis and the q-axis from the field advance angle (hereinafter referred to as “)”. , "Language current advance angle φis"), and along with this, the voltage phase φv is gradually brought closer toward the square wave voltage phase φvs.

ステップＳ２００で電圧位相φｖが値（φｖｍａｘ−β）未満のときには、弱め界磁進角を電流進角目標φｉｔａｇに設定し（ステップＳ２１０）、上述のステップＳ２５０，Ｓ２６０の処理によって電流進角指令φｉ＊および電流実効値Ｉｒを設定して、本ルーチンを終了する。 When the voltage phase φv is less than the value (φvmax-β) in step S200, the weakening field advance angle is set to the current advance target φitag (step S210), and the current advance command φi is processed by the above steps S250 and S260. * And the current effective value Ir are set, and this routine ends.

したがって、ステップＳ２１０，Ｓ２５０の処理を繰り返し実行する場合、モータ３２からトルク指令Ｔｍ＊のトルクを出力しつつ、電流進角指令φｉ＊を弱め界磁進角に向かって徐々に近づけると共にこれに伴って電圧位相φｖを損失増加ラインのｄ軸およびｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに対応する電圧位相（以下、「弱め界磁電圧位相φｖｗ」という）に徐々に近づけることになる。 Therefore, when the processes of steps S210 and S250 are repeatedly executed, the current advance command φi * is weakened while the torque of the torque command Tm * is output from the motor 32, and the current advance command φi * is gradually approached toward the field advance angle. Therefore, the voltage phase φv is gradually brought closer to the voltage phase corresponding to the currents Id and Iq of the d-axis and q-axis of the loss increase line (hereinafter, referred to as “weakened field voltage phase φvw”).

ステップＳ１９０，Ｓ２００で電圧位相φｖが矩形波制御モードでの電圧位相上限φｖｍａｘ以下で且つ値（φｖｍａｘ−β）以上のときには、前回の設定方法で電流進角目標φｉｔａｇを設定し（ステップＳ２４０）、上述のステップＳ２５０，Ｓ２６０の処理によって電流進角指令φｉ＊および電流実効値Ｉｒを設定して、本ルーチンを終了する。 When the voltage phase φv is equal to or less than the voltage phase upper limit φvmax and greater than or equal to the value (φvmax-β) in the rectangular wave control mode in steps S190 and S200, the current advance target φitag is set by the previous setting method (step S240). The current advance command φi * and the current effective value Ir are set by the processing of steps S250 and S260 described above, and this routine is terminated.

したがって、電圧位相φｖが矩形波制御モードでの電圧位相上限φｖｍａｘよりも大きい状態から電流進角指令φｉ＊を矩形波時電流進角φｉｓに向かって徐々に近づけると共に電圧位相φｖを矩形波時電圧位相φｖｓに向かって徐々に近づけているときには、電圧位相φｖが値（φｖｍａｘ−β）に至るまでこれを継続することになる。また、電圧位相φｖが値（φｖｍａｘ−β）未満の状態から電流進角指令φｉ＊を弱め界磁進角に向かって徐々に近づけると共に電圧位相φｖを弱め界磁電圧位相φｖｗに向かって徐々に近づけているときには、電圧位相φｖが矩形波制御モードでの電圧位相上限φｖｍａｘに至るまでこれを継続することになる。 Therefore, from the state where the voltage phase φv is larger than the voltage phase upper limit φvmax in the square wave control mode, the current advance command φi * is gradually brought closer toward the square wave current advance φis, and the voltage phase φv is set to the square wave voltage. When gradually approaching the phase φvs, this will continue until the voltage phase φv reaches the value (φvmax−β). Further, from the state where the voltage phase φv is less than the value (φvmax−β), the current advance command φi * is weakened and gradually approaches the field advance angle, and the voltage phase φv is weakened and gradually approaches the field voltage phase φvw. When approaching, this will continue until the voltage phase φv reaches the voltage phase upper limit φvmax in the rectangular wave control mode.

このようにして、電圧位相φｖが矩形波制御モードでの電圧位相上限φｖｍａｘから値（φｖｍａｘ−β）の範囲内になるように電流進角指令φｉ＊を設定することができる。そして、この電流進角指令φｉ＊とモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とを図３のマップに適用して電流実効値Ｉｒを設定し、設定した電流進角指令φｉ＊および電流実効値Ｉｒに基づいてｄ軸およびｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定してインバータ３４を制御することにより、モータ３２からトルク指令Ｔｍ＊のトルクを出力することができる。即ち、モータ３２のトルクがトルク指令Ｔｍ＊からずれるのを抑制することができる。 In this way, the current advance command φi * can be set so that the voltage phase φv is within the range of the value (φvmax−β) from the voltage phase upper limit φvmax in the rectangular wave control mode. Then, the current advance command φi * and the torque command Tm * of the motor 32 are applied to the map of FIG. 3 to set the current effective value Ir, and based on the set current advance command φi * and the current effective value Ir. By controlling the inverter 34 by setting the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq *, the torque of the torque command Tm * can be output from the motor 32. That is, it is possible to prevent the torque of the motor 32 from deviating from the torque command Tm *.

また、電圧位相φｖが矩形波制御モードでの電圧位相上限φｖｍａｘから値（φｖｍａｘ−β）の範囲内になるように電流進角指令φｉ＊を設定することにより、インバータ３４の制御モードをＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードに切り替えたときに、電圧位相φｖが大きく変動するのを抑制し、モータ３２のトルクが大きく変動するのを抑制することができる。 Further, the control mode of the inverter 34 is PWM-controlled by setting the current advance command φi * so that the voltage phase φv is within the range of the value (φvmax−β) from the voltage phase upper limit φvmax in the square wave control mode. When the mode is switched to the square wave control mode, it is possible to suppress a large fluctuation in the voltage phase φv and a large fluctuation in the torque of the motor 32.

図４は、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切替準備が必要なときの電圧位相φｖおよび電流進角φｉの移動の様子を説明するための説明図である。図４（ａ）は、モータ３２のトルクと電圧位相φｖとの関係を定めたマップであり、図４（ｂ）は、図３と同様のマップである。図４（ｂ）中、「φｖ＝φｖｓ」となるラインは、モータ３２のトルクの各値についての「φｖ＝φｖｓ」となる電流進角φｉを結んだラインであり、電力ライン３８の電圧ＶＨやモータ３２の電気角速度ωｅにより異なる。また、点Ａと点Ａ’、点Ｂと点Ｂ’、点Ｃと点Ｃ’は、それぞれ対応する。図示するように、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切替準備が必要で電圧位相φｖが矩形波制御モードでの電圧位相上限φｖｍａｘよりも大きい（電流進角φｉが、電圧位相上限φｖｍａｘに対応する電流位相φｉよりも大きい）ときには（点Ａ、点Ａ’参照）、電圧位相φｖが少なくとも電圧位相上限φｖｍａｘ（点Ｃ’参照）以下に至るまで、矩形波時電流進角φｉｓ（点Ｂ’参照）に向かって電流進角φｉを徐々に近づける。そして、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊が保持されるように電流実効値Ｉｒを設定する。こうした制御により、切替準備が必要なときに、モータ３２のトルクがトルク指令Ｔｍ＊からずれるのを抑制することができると共に、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードに切り替えたときに、電圧位相φｖが大きく変動するのを抑制し、モータ３２のトルクが大きく変動するのを抑制することができる。 FIG. 4 is an explanatory diagram for explaining how the voltage phase φv and the current advance angle φi move when it is necessary to prepare for switching from the PWM control mode to the rectangular wave control mode. FIG. 4A is a map defining the relationship between the torque of the motor 32 and the voltage phase φv, and FIG. 4B is a map similar to that of FIG. In FIG. 4B, the line where “φv = φvs” is a line connecting the current advance angles φi which are “φv = φvs” for each value of the torque of the motor 32, and the voltage VH of the power line 38. It depends on the electric angular velocity ωe of the motor 32 and the motor 32. Further, points A and A', points B and B', and points C and C'correspond to each other. As shown in the figure, it is necessary to prepare for switching from the PWM control mode to the square wave control mode, and the voltage phase φv is larger than the voltage phase upper limit φvmax in the square wave control mode (current advance angle φi corresponds to the voltage phase upper limit φvmax). When the current phase φi is larger than the current phase φi (see point A, point A'), the square wave current advance angle φis (see point B') until the voltage phase φv is at least below the voltage phase upper limit φvmax (see point C'). The current advance angle φi is gradually brought closer toward (see). Then, the current effective value Ir is set so that the torque command Tm * of the motor 32 is held. By such control, it is possible to suppress the torque of the motor 32 from deviating from the torque command Tm * when preparation for switching is required, and when the PWM control mode is switched to the square wave control mode, the voltage phase φv is changed. It is possible to suppress large fluctuations and suppress large fluctuations in the torque of the motor 32.

以上説明した実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切替準備が必要で且つ電圧位相φｖが矩形波制御モードでの電圧位相上限φｖｍａｘよりも大きいときには、電圧位相φｖが値（φｖｍａｘ−β）に至るまで、矩形波時電流進角φｉｓを電流進角目標φｉｔａｇに設定し、電流進角目標φｉｔａｇにレート処理を施して電流進角指令φｉ＊を設定し、電流進角指令φｉ＊およびトルク指令Ｔｍ＊に基づいて電流実効値Ｉｒを設定し、電流進角指令φｉ＊および電流実効値Ｉｒに基づいてインバータ３４を制御する。こうした制御により、切替準備が必要なときに、モータ３２のトルクがトルク指令Ｔｍ＊からずれるのを抑制することができると共に、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードに切り替えたときに、電圧位相φｖが大きく変動するのを抑制し、モータ３２のトルクが大きく変動するのを抑制することができる。 In the drive device mounted on the electric vehicle 20 of the embodiment described above, it is necessary to prepare for switching from the PWM control mode to the rectangular wave control mode, and the voltage phase φv is larger than the voltage phase upper limit φvmax in the rectangular wave control mode. Occasionally, until the voltage phase φv reaches the value (φvmax-β), the current advance angle φis at the time of rectangular wave is set to the current advance target φitag, and the current advance target φitag is rate-processed to perform the current advance command φi *. Is set, the current effective value Ir is set based on the current advance command φi * and the torque command Tm *, and the inverter 34 is controlled based on the current advance command φi * and the current effective value Ir. By such control, it is possible to suppress the torque of the motor 32 from deviating from the torque command Tm * when preparation for switching is required, and when the PWM control mode is switched to the square wave control mode, the voltage phase φv is changed. It is possible to suppress large fluctuations and suppress large fluctuations in the torque of the motor 32.

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、ｄ軸およびｑ軸の矩形波時電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓを推定する際には、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊および電気角速度ωｅと電力ライン３８の電圧ＶＨとに基づいて矩形波時電圧位相φｖｓを推定し、矩形波時電圧位相φｖｓと電力ライン３８の電圧ＶＨとに基づいてｄ軸およびｑ軸の矩形波時電圧Ｖｄｓ，Ｖｑｓを推定し、ｄ軸およびｑ軸の矩形波時電圧Ｖｄｓ，Ｖｑｓとモータ３２の電気角速度ωｅとに基づいてｄ軸およびｑ軸の矩形波時電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓを推定するものとした。しかし、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊および電気角速度ωｅと電力ライン３８の電圧ＶＨとｄ軸およびｑ軸の矩形波時電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓとの関係を定めたマップなどを用いて、矩形波時電圧位相φｖｓやｄ軸およびｑ軸の矩形波時電圧Ｖｄｓ，Ｖｑｓを推定することなく、ｄ軸およびｑ軸の矩形波時電流Ｉｄｓ，Ｉｑｓを推定するものとしてもよい。 In the drive device mounted on the electric vehicle 20 of the embodiment, when estimating the d-axis and q-axis rectangular wave currents Ids and Iqs, the torque command Tm * of the motor 32, the electric angular velocity ωe, and the power line 38 The rectangular wave voltage phase φvs is estimated based on the voltage VH, and the d-axis and q-axis rectangular wave voltages Vds and Vqs are estimated based on the rectangular wave voltage phase φvs and the voltage VH of the power line 38. The d-axis and q-axis rectangular wave currents Ids and Iqs are estimated based on the d-axis and q-axis rectangular wave voltages Vds and Vqs and the electric angular velocity ωe of the motor 32. However, using a map or the like that defines the relationship between the torque command Tm * of the motor 32, the electric angular velocity ωe, the voltage VH of the power line 38, and the square wave currents Ids and Iqs of the d-axis and q-axis, the square wave voltage. The d-axis and q-axis square wave currents Ids and Iqs may be estimated without estimating the phase φvs and the d-axis and q-axis square wave voltages Vds and Vqs.

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、蓄電装置として、バッテリ３６を用いるものとしたが、キャパシタを用いるものとしてもよい。 In the drive device mounted on the electric vehicle 20 of the embodiment, the battery 36 is used as the power storage device, but a capacitor may be used.

実施例では、モータ３２およびインバータ３４を備える電気自動車２０に搭載される駆動装置の形態とした。しかし、モータ３２およびインバータ３４に加えてエンジンも備えるハイブリッド自動車に搭載される駆動装置の形態としてもよいし、自動車以外の車両や船舶、航空機などの移動体に搭載される駆動装置の形態としてもよいし、建設設備などの移動しない設備に搭載される駆動装置の形態としてもよい。 In the embodiment, the drive device is mounted on the electric vehicle 20 including the motor 32 and the inverter 34. However, it may be in the form of a drive device mounted on a hybrid vehicle including an engine in addition to the motor 32 and the inverter 34, or as a drive device mounted on a moving body such as a vehicle, a ship, or an aircraft other than the automobile. Alternatively, it may be in the form of a drive device mounted on non-moving equipment such as construction equipment.

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、電子制御ユニット５０が「制御装置」に相当する。 The correspondence between the main elements of the examples and the main elements of the invention described in the column of means for solving the problem will be described. In the embodiment, the motor 32 corresponds to the "motor", the inverter 34 corresponds to the "inverter", and the electronic control unit 50 corresponds to the "control device".

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。 As for the correspondence between the main elements of the examples and the main elements of the invention described in the column of means for solving the problem, the invention described in the column of means for solving the problem in the examples is carried out. Since it is an example for specifically explaining the form for solving the problem, the elements of the invention described in the column of means for solving the problem are not limited. That is, the interpretation of the invention described in the column of means for solving the problem should be performed based on the description in the column, and the examples are the inventions described in the column of means for solving the problem. It is just a concrete example.

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。 Although the embodiments for carrying out the present invention have been described above with reference to Examples, the present invention is not limited to these Examples, and various embodiments are used without departing from the gist of the present invention. Of course, it can be done.

本発明は、駆動装置の製造産業などに利用可能である。 The present invention can be used in the driving device manufacturing industry and the like.

２０電気自動車、２２ａ，２２ｂ駆動輪、２４デファレンシャルギヤ、２６駆動軸、３２モータ、３２ａ回転位置検出センサ、３２ｕ，３２ｖ電流センサ、３４インバータ、３６バッテリ、３６ａ電圧センサ、３６ｂ電流センサ、３６ｃ温度センサ、３８電力ライン、３９平滑コンデンサ、３９ａ電圧センサ、５０電子制御ユニット、５１ＣＰＵ、５２ＲＯＭ、５３ＲＡＭ、６０イグニッションスイッチ、６１シフトレバー、６２シフトポジションセンサ、６３アクセルペダル、６４アクセルペダルポジションセンサ、６５ブレーキペダル、６６ブレーキペダルポジションセンサ、６８車速センサ、Ｄ１１〜Ｄ１６ダイオード、Ｔ１１〜Ｔ１６トランジスタ。 20 electric vehicle, 22a, 22b drive wheel, 24 differential gear, 26 drive shaft, 32 motor, 32a rotation position detection sensor, 32u, 32v current sensor, 34 inverter, 36 battery, 36a voltage sensor, 36b current sensor, 36c temperature sensor , 38 power line, 39 smoothing capacitor, 39a voltage sensor, 50 electronic control unit, 51 CPU, 52 ROM, 53 RAM, 60 ignition switch, 61 shift lever, 62 shift position sensor, 63 accelerator pedal, 64 accelerator pedal position sensor, 65 brake pedal, 66 brake pedal position sensor, 68 vehicle speed sensor, D11 to D16 diodes, T11 to T16 transistors.

Claims

モータと、
複数のスイッチング素子のスイッチングにより前記モータを駆動するインバータと、
前記インバータに電力ラインを介して接続された蓄電装置と、
前記モータのトルク指令に基づいて前記インバータをパルス幅変調制御モードと矩形波制御モードとを切り替えて制御する制御装置と、
を備える駆動装置であって、
前記制御装置は、
前記パルス幅変調制御モードから前記矩形波制御モードへの切替準備が必要で且つ前記パルス幅変調制御モードでの電圧位相が前記矩形波制御モードでの電圧位相上限よりも大きいときには、
前記パルス幅変調制御モードでの電圧位相が少なくとも前記矩形波制御モードでの電圧位相上限以下に至るまで、
前記トルク指令と前記モータの角速度と前記インバータの入力電圧とに基づく前記矩形波制御モードでの電流進角に向かって徐々に近づくように電流進角指令を設定し、
前記電流進角指令と前記トルク指令とに基づいて前記インバータを制御する、
駆動装置。 With the motor
An inverter that drives the motor by switching a plurality of switching elements,
A power storage device connected to the inverter via a power line,
A control device that controls the inverter by switching between a pulse width modulation control mode and a square wave control mode based on a torque command of the motor.
It is a drive device equipped with
The control device is
When it is necessary to prepare for switching from the pulse width modulation control mode to the square wave control mode and the voltage phase in the pulse width modulation control mode is larger than the voltage phase upper limit in the square wave control mode.
Until the voltage phase in the pulse width modulation control mode is at least below the upper limit of the voltage phase in the square wave control mode.
The current advance command is set so as to gradually approach the current advance in the square wave control mode based on the torque command, the angular velocity of the motor, and the input voltage of the inverter.
The inverter is controlled based on the current advance command and the torque command.
Drive device.