JP2020074662A - Motor drive device, electric cleaner, and hand dryer - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、単相の永久磁石同期電動機（以下適宜、「単相ＰＭモータ」（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒ）と称する）を駆動するモータ駆動装置、並びに単相ＰＭモータを用いた電気掃除機及びハンドドライヤーに関する。 The present invention relates to a motor drive device for driving a single-phase permanent magnet synchronous motor (hereinafter, appropriately referred to as “single-phase PM motor” (Permanent Magnet Motor)), an electric vacuum cleaner and a hand dryer using the single-phase PM motor. Regarding
モータには、ブラシ付き直流モータ、誘導モータ及びＰＭモータ等、様々な種類があり、モータの相数にも単相及び三相等の種類がある。これらの種々のモータの中で、単相ＰＭモータは、ブラシ付き直流モータと比較して、機械構造であるブラシを用いない“ブラシレス”の構造であるためブラシの摩耗が発生しない。この特徴により、単相ＰＭモータは、高寿命且つ高信頼性を確保することができる。 There are various types of motors such as a DC motor with a brush, an induction motor, and a PM motor, and the number of phases of the motor also includes types such as single-phase and three-phase. Among these various motors, the single-phase PM motor has a "brushless" structure that does not use a brush, which is a mechanical structure, as compared with a DC motor with a brush, so that the brush does not wear. Due to this feature, the single-phase PM motor can ensure long life and high reliability.
また、単相ＰＭモータは、誘導モータと比較して、ロータに２次電流が流れないため高効率なモータである。 Further, the single-phase PM motor is a highly efficient motor because no secondary current flows through the rotor, as compared with the induction motor.
さらに、単相ＰＭモータの場合、相数が異なる三相ＰＭモータと比較しても次の利点がある。
（１）三相ＰＭモータの場合には三相インバータが必要であるのに対し、単相ＰＭモータでは単相インバータでよい。
（２）三相インバータとして一般的に用いられるフルブリッジインバータを用いると、６つのスイッチング素子が必要であるのに対し、単相ＰＭモータの場合、フルブリッジインバータを用いたとしても４つのスイッチング素子で構成できる。
（３）（１）及び（２）の特徴により、単相ＰＭモータは、三相ＰＭモータに比して、装置の小型化が可能である。
Furthermore, the single-phase PM motor has the following advantages even when compared with a three-phase PM motor having a different number of phases.
(1) A three-phase PM motor requires a three-phase inverter, whereas a single-phase PM motor requires a single-phase inverter.
(2) If a full-bridge inverter, which is generally used as a three-phase inverter, is used, six switching elements are required, whereas in the case of a single-phase PM motor, four switching elements are used even if the full-bridge inverter is used. Can be configured with.
(3) Due to the features of (1) and (2), the single-phase PM motor can be downsized as compared with the three-phase PM motor.
なお、単相ＰＭモータの駆動方式に関する技術を開示した先行文献としては、例えば以下に記載する特許文献１及び非特許文献１がある。
Note that, as prior art documents disclosing the technology relating to the drive system of the single-phase PM motor, there are
上記特許文献１によれば、『電動送風機への通電量を制御する制御手段を有し、予め実験等によって求められている「通電量−電流−風量」の関係より風量を推定すると共に、推定風量が第一の所定の範囲内であるときに、前記推定風量が低下するにしたがって、前記電動送風機への通電量を下げる方向に制御し、且つ、前記通電量は、前記第一の所定の範囲となる風量領域において、前記集塵室内の真空度が略一定に、且つ、予め実験等によって設定された値となるように制御する』との記載がある。すなわち、特許文献１において、電動送風機による風量は、電動送風機の仕事量により決定されることになり、また、電動送風機における電気エネルギーの観点からは、有効電力により決定されることになる。
According to the above-mentioned
上記の通り、特許文献１では推定風量に応じて通電量を制御しているが、有効電力及び無効電力という観点での制御は行われていない。また、通電量のみでは皮相電力は制御されるものの、必要な有効電力を個別に制御することはできていない。このため、特許文献１の技術では、電動機に流れる電流が最大効率点より大きくなり、効率が悪化するという課題がある。
As described above, in
また、非特許文献１には、単相系統連系インバータの電流制御及び電力制御の一手法に関して記載がある。この手法によれば、系統電流をヒルベルト変換によって複素平面上での瞬時電流ベクトルに変換すると共に、系統電圧をヒルベルト変換によって複素平面上での瞬時電圧ベクトルに変換する。そして、瞬時電流ベクトルを瞬時電圧ベクトルの位相を使用してｄ軸及びｑ軸への座標変換を行う。さらに、ｄｑ変換したｄ軸の系統電流及びｑ軸の系統電流のそれぞれを制御することにより、単相瞬時電力を制御する手法が記載されている。
In addition, Non-Patent
また、非特許文献１の手法では、系統電流を直流値として変換することで、単相瞬時電力の取り扱いを容易化しているが、単相系統連系インバータへの適用に限定したものであり、本発明のような単相ＰＭモータへの適用に関する検討はなされていない。
Further, in the method of Non-Patent
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、単相ＰＭモータにおける効果的な単相瞬時電力制御及び回転数制御の実現を可能とするモータ駆動装置、電気掃除機及びハンドドライヤーを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and provides a motor drive device, a vacuum cleaner, and a hand dryer that can realize effective single-phase instantaneous power control and rotation speed control in a single-phase PM motor. The purpose is to do.
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動装置は、単相ＰＭモータを駆動するモータ駆動装置である。モータ駆動装置は、複数のスイッチング素子を具備し、単相ＰＭモータに交流電圧を印加する単相インバータ、単相ＰＭモータに流れるモータ電流に応じたモータ電流検出信号を出力するモータ電流検出部、及びモータ電流検出信号を入力としスイッチング素子の駆動信号を出力するインバータ制御部を備える。インバータ制御部は、単相ＰＭモータの回転数に応じて有効電力を制御する。 In order to solve the above problems and achieve the object, the motor drive device according to the present invention is a motor drive device that drives a single-phase PM motor. The motor drive device includes a plurality of switching elements, a single-phase inverter that applies an AC voltage to the single-phase PM motor, a motor current detection unit that outputs a motor current detection signal according to the motor current flowing in the single-phase PM motor, And an inverter control unit that receives a motor current detection signal and outputs a drive signal for the switching element. The inverter control unit controls active power according to the rotation speed of the single-phase PM motor.
本発明によれば、単相ＰＭモータにおける効果的な単相瞬時電力制御及び回転数制御を実現できる、という効果を奏する。 According to the present invention, it is possible to realize effective single-phase instantaneous power control and rotational speed control in a single-phase PM motor.
以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電気掃除機及びハンドドライヤーを図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, a motor drive device, a vacuum cleaner, and a hand dryer according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The present invention is not limited to the embodiments described below.
実施の形態１．
図１は、実施の形態１におけるモータ駆動装置の構成を示す図である。実施の形態１におけるモータ駆動装置１００は、単相ＰＭモータ３を具備する負荷を駆動するモータ駆動装置であり、直流電源１、単相インバータ２、インバータ制御部４、モータ電流検出部５、直流電源電圧検出部６及びロータ位置検出部７を備えて構成される。単相ＰＭモータ３を具備する負荷としては、電動送風機を備えた電気掃除機及びハンドドライヤーが例示される。
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a motor drive device according to the first embodiment. The
直流電源１は、単相インバータ２に直流電力を供給する。単相インバータ２は、スイッチング素子２１１〜２１４及びスイッチング素子２１１〜２１４のそれぞれに逆並列に接続されるダイオード２２１〜２２４を具備し、単相ＰＭモータ３に交流電圧を印加する。インバータ制御部４は、単相インバータ２のスイッチング素子２１１〜２１４への駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。ロータ位置検出部７は、単相ＰＭモータ３のロータ３ａの回転位置であるロータ回転位置θｍに応じた信号である位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎをインバータ制御部４へ出力する。モータ電流検出部５は、単相ＰＭモータ３に流れるモータ電流Ｉｍに応じた信号をインバータ制御部４へ出力する。直流電源電圧検出部６は、直流電源１の電圧である直流電圧Ｖｄｃを検出する。駆動信号Ｓ１〜Ｓ４は、ロータ回転位置θｍ及びモータ電流Ｉｍに基づいて生成されたパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：以下「ＰＷＭ」と表記）信号である。単相インバータ２のスイッチング素子２１１〜２１４をＰＷＭ信号である駆動信号Ｓ１〜Ｓ４で駆動することにより、任意の電圧を単相ＰＭモータ３に印加することができる。
The
なお、直流電源１は交流電源からの交流電圧をダイオードブリッジ等で整流し且つ平滑して直流電圧を生成する直流電源でも問題なく、太陽電池及びバッテリーなどの直流電源を用いても何ら問題ない。また、単相インバータ２のスイッチング素子２１１〜２１４は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ− Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ及びＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ Ｔｈｙｓｉｓｔｏｒ）を含む、何れのスイッチング素子を用いても何ら問題ない。また、前述のようなスイッチング素子の半導体素材として主流であるＳｉのみならず、ＳｉＣ及びＧａＮなどに代表されるワイドバンドギャップ半導体と称される半導体素材を使用しても問題はない。
The
ロータ位置検出部７は、例えば図２に示すようなモータのロータ回転位置θｍに応じた位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎを生成してインバータ制御部４に出力する。図２の場合には、ホールセンサなどの磁気センサを用いてロータ回転位置θｍに応じたパルス状の電圧信号である位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎを出力する場合を想定しており、０≦θｍ＜πでは、Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎ＝“Ｈｉｇｈレベル”、π≦θｍ＜２πでは、Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎ＝“Ｌｏｗレベル”を例として記載している。ただし、磁気センサに限らず、エンコーダ、レゾルバなどの位置検出センサを用いても何ら問題ない。
The rotor
図３は、実施の形態１におけるインバータ制御部４の構成を示すブロック図である。インバータ制御部４は、ｄ軸電流Ｉｄを制御する第１の電流制御部４１１、ｑ軸電流Ｉｑを制御する第２の電流制御部４１２、モータ回転数推定値ωｍ^を制御する回転数制御部４２、極座標系からｄ軸及びｑ軸における座標系（以下「ｄｑ軸座標系」と称する）への座標変換を行う第１の座標変換部４３１、ｄｑ軸座標系から極座標系への座標変換を行う第２の座標変換部４３２、位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎに応じてロータ回転位置推定値θｍ^及びモータ回転数推定値ωｍ^を検出するモータ位置及び回転数検出部４４、回転数指令値ω*を生成する回転数指令値生成部４５、インバータ出力電圧指令値Ｖｍ*より駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を生成するスイッチング素子駆動信号生成部４６、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*を生成するｑ軸電流指令値生成部４７、及びヒルベルト変換によりモータ電流Ｉｍを複素化するヒルベルト変換部４８を備えて構成され、以下に各部の詳細を説明する。なお、「θｍ^」及び「ωｍ^」における「^」の表記、並びに後述する「Ｉ→」及び「Ｖ→」における「→」の表記であるが、本来であれば「θ」又は「ω」の文字の上部に「^」の記号を付し、また、「Ｉ」及び「Ｖ」の文字の上部に「→」の記号を付すべきところであるが、その表記ができない。このため、本明細書では、イメージで挿入する数式部分を除き、該当文字又は文字列の後に「^」又は「→」の文字を付して表記する。
FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of inverter control unit 4 in the first embodiment. The inverter control unit 4 includes a first current control unit 411 that controls the d-axis current Id, a second current control unit 412 that controls the q-axis current I q, and a rotation speed control that controls the motor rotation speed estimated value ωm ^.
まず、モータ位置及び回転数検出部４４の詳細動作に関して説明する。前述の通り、ロータ位置検出部７は、図２に示すような位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎを生成してモータ位置及び回転数検出部４４に出力している。図４は、実施の形態１における位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎとモータ回転数推定値ωｍ^との関係を示す図である。モータ位置及び回転数検出部４４は、位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎの周期Ｔ_ｒｏｔａｔｉｏｎを用いて、以下の（１）式に示す計算式によりモータ回転数推定値ωｍ^を検出することができる。なお、実施の形態１ではモータの極対数ＰをＰ＝１として説明するが、無論Ｐ≠１であっても構わない。ただし、Ｐ≠１の場合には、電気角回転数ωｅと機械角回転数であるモータ回転数ωｍとの間には、ωｅ＝Ｐ×ωｍとの関係がある。
First, the detailed operation of the motor position and rotation speed detection unit 44 will be described. As described above, the
図５は、実施の形態１におけるモータ回転数推定値ωｍ^とロータ回転位置推定値θｍ^との関係を示す図である。図５及び以下の（２）式に示すように、ロータ回転位置推定値θｍ^は、モータ回転数推定値ωｍ^を積分することで算出可能である。ただし、図５の例では、制御周期Ｔｃｎｔでの離散制御系を想定した記載であり、制御タイミングｎにおけるロータ回転位置推定値をθｍ^［ｎ］と記載している。 FIG. 5 is a diagram showing a relationship between the motor rotation speed estimated value ω m ^ and the rotor rotation position estimated value θ m ^ in the first embodiment. As shown in FIG. 5 and the following equation (2), the rotor rotational position estimated value θ m ^ can be calculated by integrating the motor rotational speed estimated value ω m ^. However, the example of FIG. 5 is a description assuming a discrete control system in the control cycle T cnt , and the rotor rotation position estimated value at the control timing n is described as θ m ^ [n].
以上より、（１）式及び（２）式を用いることで、位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎからモータ回転数推定値ωｍ^及びロータ回転位置推定値θｍ^を算出することができる。なお、位置検出信号Ｓ_ｒｏｔａｔｉｏｎの周期Ｔ_ｒｏｔａｔｉｏｎよりモータ回転数推定値ωｍ^及びロータ回転位置推定値θｍ^を算出する上記の手法はあくまでも一例であり、他の手法を採用しても問題ないことは言うまでもない。 As described above, the motor rotation speed estimated value ω m ^ and the rotor rotation position estimated value θ m ^ can be calculated from the position detection signal S_rotation by using the expressions (1) and (2). The above-described method of calculating the motor rotation speed estimation value omega m ^ and the rotor rotational position estimate theta m ^ than the period T _rotation position detection signal S _rotation is only an example, it is employed other methodological issues Needless to say
次に、単相交流での表記からｄｑ軸への座標変換を行う第１の座標変換部４３１及びヒルベルト変換によりモータ電流Ｉｍを複素化するヒルベルト変換部４８に関して、図６を用いて説明する。図６は、モータ電流の瞬時ベクトルＩ→及びインバータ出力電圧の瞬時ベクトルＶ→のｄｑ座標系におけるベクトル関係を示す図である。
Next, the first coordinate
上記非特許文献１にも記載の通り、モータ電流Ｉｍを複素数ベクトルで表現した場合、その表現式は解析関数とみなせるため、当該ベクトルの実部及び虚部は互いにヒルベルト変換の関係で結ばれる。非特許文献１では単相系統での電流を対象としているが、本願発明のように、モータ電流Ｉｍを対象としている。モータ電流Ｉｍにヒルベルト変換の関係を満たす虚部Ｉｉｍａｇｉｎａｌを合成することで、モータ電流Ｉｍの瞬時ベクトルＩ→を、以下の（３）式により検出することができる。
As described in
上式において、ＩｒｅａｌとＩｉｍａｇｉｎａｌとの間には、Ｉｉｍａｇｉｎａｌ＝Ｈ［Ｉｒｅａｌ］の関係がある。また、Ｈ［ ］は、ヒルベルト変換処理を表しており、以下の（４）式で表される特性を有する。 In the above equation, there is a relationship of I imageal = H [I real ] between I real and I imageal . H [] represents the Hilbert transform process, and has the characteristic represented by the following equation (4).
第１の座標変換部４３１は、上記（４）式に従って単相交流からｄｑ座標系への座標変換を行い、以下の（５）式で表されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを算出する。
The first coordinate
上式において、θＶはインバータ出力電圧の位相（以下「インバータ出力電圧位相」と称する）であり、第２の座標変換部４３２によって算出された値を利用する。また、上式において、φは力率角を表している。
In the above equation, θ V is the phase of the inverter output voltage (hereinafter referred to as “inverter output voltage phase”), and the value calculated by the second coordinate
図６の例によれば、第１の座標変換部４３１は、モータ電流Ｉｍの瞬時ベクトルＩ→をインバータ出力電圧位相θＶ上で座標変換を行っている。
According to the example of FIG. 6, the first coordinate
次に、上記（５）式について、図６に示される関係性から、式展開を行う。まず、図６より、Ｉｒｅａｌ及びＩｉｍａｇｉｎａｌは、以下の（６）式で表すことができる。 Next, the expression (5) is expanded from the relationship shown in FIG. First, from FIG. 6, I real and I image can be expressed by the following equation (6).
上式において、Ｉｍ_ｒｍｓは、モータ電流Ｉｍの実効値（以下、適宜「モータ電流実効値」と称する）を表している。 In the above formula, I M_rms, the effective value of the motor current I m (hereinafter, appropriately referred to as "motor current effective value") it represents.
上記（５）式に上記（６）式を代入して、式展開すれば、以下の（７）式が得られる。 By substituting the expression (6) into the expression (5) and expanding the expression, the following expression (7) is obtained.
上記（７）式の両式には、インバータ出力電圧位相θＶは含まれておらず、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが直流量として変換されたことが分かる。 It is understood that both equations (7) do not include the inverter output voltage phase θ V , and the d-axis current I d and the q-axis current I q are converted as a DC amount.
次に、インバータ出力電圧の瞬時値ｖｍ（ｔ）及びモータ電流Ｉｍの瞬時値ｉｍ（ｔ）を以下の（８）式のように定義したときの、単相交流電力Ｐｍの瞬時値（以下「単相交流電力瞬時値」と称する）Ｐｍ（ｔ）に対するｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑの関係性について説明する。 Then, when the instantaneous value i m of the instantaneous value v m (t) and the motor current I m of the inverter output voltage (t) is defined as the following equation (8), the instantaneous single-phase AC power P m The relationship between the d-axis current I d and the q-axis current I q with respect to the value (hereinafter referred to as “single-phase AC power instantaneous value”) P m (t) will be described.
上記（８）式における第１式は、インバータ出力電圧の瞬時値（以下「インバータ出力単相電圧瞬時値」と称する）ｖｍ（ｔ）を表す式であり、第２式はモータ電流Ｉｍの瞬時値（以下「モータ電流瞬時値」と称する）ｉｍ（ｔ）を表す式である。また、Ｖｍ_ｒｍｓは、インバータ出力単相電圧瞬時値ｖｍ（ｔ）の実効値である。なお、図６では、インバータ出力単相電圧瞬時値ｖｍ（ｔ）に対してモータ電流瞬時値ｉｍ（ｔ）が進み位相となる容量性負荷であると仮定しているが、インバータ出力単相電圧瞬時値ｖｍ（ｔ）に対してモータ電流瞬時値ｉｍ（ｔ）が遅れ位相である誘導性負荷であってもよい。モータ電流瞬時値ｉｍ（ｔ）が遅れ位相である場合には、力率角φが負の値をとることとなる。 The first expression in the above expression (8) is an expression representing an instantaneous value of the inverter output voltage (hereinafter referred to as “inverter output single-phase voltage instantaneous value”) v m (t), and the second expression is the motor current I m. Is an expression representing an instantaneous value of (hereinafter referred to as “instantaneous value of motor current”) i m (t). Also, V M_rms is the effective value of the inverter output single-phase voltage instantaneous value v m (t). In FIG. 6, it is assumed that the capacitive load motor current instantaneous value i m (t) is the phase lead with respect to the inverter output single-phase voltage instantaneous value v m (t), the inverter output single phase voltage instantaneous value v m (t) with respect to the motor current instantaneous value i m (t) may be a delay inductive load is the phase. When the motor current instantaneous value i m (t) is in the lag phase, the power factor angle φ has a negative value.
単相交流電力瞬時値Ｐｍ（ｔ）は、以下の（９）式で表される。 The single-phase AC power instantaneous value P m (t) is represented by the following equation (9).
上記（９）式を加法定理により式展開すると、以下の（１０）式で表される。 When the above equation (9) is expanded by the addition theorem, it is represented by the following equation (10).
上記（１０）式は瞬時電力を表す式であり、特に第１項は瞬時電力の有効電力成分（以下「有効電力瞬時値」と称する）を表し、第２項は瞬時電力の無効電力成分（以下「無効電力瞬時値」と称する）を表している。ここで、（７）式を（１０）式へ代入すると、以下の（１１）式が得られる。 The above equation (10) is an equation representing the instantaneous power, and particularly the first term represents the active power component of the instantaneous power (hereinafter referred to as “active power instantaneous value”), and the second term is the reactive power component of the instantaneous power ( Hereinafter, it will be referred to as "instantaneous reactive power value"). Here, by substituting the equation (7) into the equation (10), the following equation (11) is obtained.
上記（１１）式を上記（１０）式と比較すれば明らかなように、ｄ軸電流Ｉｄは有効電力を表す式に含まれ、ｑ軸電流Ｉｑは無効瞬時電力を表す式に含まれる。したがって、ｄ軸電流Ｉｄにより有効電力を制御可能であり、ｑ軸電流Ｉｑにより無効瞬時電力を制御可能であると言える。 As is clear from the comparison of the above equation (11) with the above equation (10), the d-axis current Id is included in the equation representing the active power and the q-axis current Iq is included in the equation representing the reactive instantaneous power. Therefore, it can be said that the active power can be controlled by the d-axis current Id and the reactive instantaneous power can be controlled by the q-axis current Iq.
ここで、単相電力における有効電力及び無効電力の制御における一般方式であるＰＱ変換では、ＰＱ変換後の値に脈動が生じることが知られている。これに対し、本発明の手法によれば、上記（７）式に示したように、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは直流量として変換されるため、制御性の向上を図ることができる。なお、制御性の向上についての詳細は後述する。 Here, in PQ conversion, which is a general method for controlling active power and reactive power in single-phase power, it is known that pulsation occurs in the value after PQ conversion. On the other hand, according to the method of the present invention, as shown in the equation (7), the d-axis current Id and the q-axis current Iq are converted as a DC amount, so that the controllability can be improved. .. The details of the improvement of controllability will be described later.
ここまで、第１の座標変換部４３１及びヒルベルト変換部４８の説明に際し、図６のような定義を行った上で式展開を行ったが、このような定義はあくまで説明の便宜上、行ったものであり、必ずしも記載の定義である必要はない。
Up to this point, in the description of the first coordinate
次に、ｄｑ座標系から極座標系、すなわち単相交流の座標系への座標変換を行う第２の座標変換部４３２に関して説明する。第２の座標変換部４３２では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を使用し、以下の（１２）式に基づいて、交流電圧であるインバータ出力電圧指令値Ｖｍ＊に変換する。
Next, the second coordinate
なお、上記（１２）式は、インバータ出力電圧指令値Ｖｍ＊への座標変換式の一例であり、前述した第１の座標変換部４３１における定義などにより、（１２）式の内容は変化する。
The expression (12) is an example of a coordinate conversion expression for the inverter output voltage command value V m *, and the content of the expression (12) changes due to the definition in the first coordinate
なお、第１の座標変換部４３１にて使用するインバータ出力電圧位相θＶは、上記（１２）式におけるｃｏｓ内の位相角に相当する。すなわち、インバータ出力電圧位相θＶは、以下の（１３）式で表すことができる。
The inverter output voltage phase θ V used in the first coordinate
次に、第１の電流制御部４１１及び第２の電流制御部４１２に関して説明する。第１の電流制御部４１１は、前述したｄ軸電流Ｉｄがｄ軸電流指令値Ｉｄ*に一致するように制御するフィードバック制御器であり、第２の電流制御部４１２は、前述したｑ軸電流Ｉｑがｑ軸電流指令値Ｉｑ*に一致するように制御するフィードバック制御器である。第１の電流制御部４１１及び第２の電流制御部４１２の何れも、例えば以下の（１４）式に示すような伝達関数ＧＰＩＤ（ｓ）を具備するＰＩＤ制御系などを採用することができる。（１４）式において、Ｋｐは比例ゲイン、ＫＩは積分ゲイン、Ｋｄは微分ゲイン、ｓはラプラス演算子を表している。なお、ＰＩＤ制御である点、フィードバック制御である点などは本明細書における説明例として挙げた制御方式の一例であることは言うまでもない。 Next, the first current control unit 411 and the second current control unit 412 will be described. The first current control unit 411 is a feedback controller that controls the above-mentioned d-axis current I d so as to match the d-axis current command value I d *, and the second current control unit 412 includes the above-mentioned q It is a feedback controller that controls the axis current I q so as to match the q-axis current command value I q *. Both the first current control unit 411 and the second current control unit 412 can employ, for example, a PID control system having a transfer function G PID (s) as shown in the following formula (14). .. In Expression (14), K p is a proportional gain, K I is an integral gain, K d is a differential gain, and s is a Laplace operator. Needless to say, the PID control, the feedback control, and the like are examples of the control method described as an example in this specification.
次に、回転数制御部４２に関して説明する。回転数制御部４２は、モータ回転数推定値ω^が回転数指令値ω*に一致するように制御するフィードバック制御器であり、第１の電流制御部４１１又は第２の電流制御部４１２と同様なＰＩＤ制御などを採用することができる。なお、ＰＩＤ制御である点、またフィードバック制御である点などは、第１の電流制御部４１１及び第２の電流制御部４１２と同様に制御方式の一例であることは言うまでもない。
Next, the rotation
次にスイッチング素子駆動信号生成部４６に関して説明する。図７は、スイッチング素子駆動信号生成部４６の動作説明に供するタイムチャートである。図の上段部において、細線はキャリア波形を示し、太線はインバータ出力電圧指令値Ｖｍ*の波形を示している。なお、図７の例では、キャリア周期Ｔｃに対し、制御周期Ｔｃｎｔをキャリア周期Ｔｃの１／２に設定している。また、図７の下段部では、スイッチング素子２１１〜２１４を駆動する駆動信号Ｓ１〜Ｓ４の波形を示している。
Next, the switching element
制御周期Ｔｃｎｔによる離散制御系を想定した場合、インバータ出力電圧指令値Ｖｍ*［ｎ］は、離散的に値が変更される。例えば、制御タイミングｎに着目した場合、制御タイミングｎにおけるインバータ出力電圧指令値Ｖｍ*［ｎ］とキャリアの大小関係により駆動信号Ｓ１〜Ｓ４のハイレベル及びローレベルを決定する。このとき、Ｓ１とＳ４、Ｓ２とＳ３は同一の信号であり、またＳ２，Ｓ３はＳ１，Ｓ４に対して反転した波形である。ここで、スイッチング素子には立ち上がり時間及び立ち下がり時間などの、スイッチング素子固有の遅れ時間が存在するため、一般的にデッドタイムと称される短絡防止時間を設ける場合が多い。 When a discrete control system based on the control cycle T cnt is assumed, the inverter output voltage command value V m * [n] is discretely changed. For example, when focusing on the control timing n, the high level and the low level of the drive signals S1 to S4 are determined according to the magnitude relationship between the inverter output voltage command value V m * [n] and the carrier at the control timing n. At this time, S1 and S4, S2 and S3 are the same signal, and S2 and S3 are waveforms inverted with respect to S1 and S4. Here, since the switching element has a delay time such as a rise time and a fall time that is unique to the switching element, a short circuit prevention time generally called a dead time is often provided.
図７ではデッドタイムは０として記載しているが、デッドタイム≠０であっても問題はない。なお、図７における駆動信号Ｓ１〜Ｓ４の生成方式はあくまでも一例であり、ＰＷＭ信号を生成する手法であれば、何れの手法を用いても問題ない。
Although the dead time is described as 0 in FIG. 7, there is no problem even if the
次に、回転数指令値生成部４５に関して説明する。図８は、実施の形態１におけるモータ駆動装置の応用例として電気掃除機の構成の一例を示す図である。図８において、電気掃除機８は、バッテリーなどの直流電源１、上述した単相ＰＭモータ３により駆動される電動送風機８１を備え、さらに集塵室８２、センサ８３、吸込口体８４、延長管８５及び操作部８６を備えて構成される。
Next, the rotation speed command
電気掃除機８は、直流電源１を電源として単相ＰＭモータ３を駆動し、吸込口体８４から吸込みを行い、延長管８５を介して集塵室８２へごみを吸引する。使用の際は操作部８６を持ち、電気掃除機８を操作する。
The electric vacuum cleaner 8 drives the single-
操作部８６には、電気掃除機８の吸込み量を調節するための操作スイッチ８６ａが設けられている。電気掃除機８の使用者は、操作スイッチ８６ａを操作して、電気掃除機８の運転状態を強運転又は弱運転などに設定する。操作部８６は、設定された運転状態に応じた回転数設定値ω**を回転数指令値生成部４５（図３参照）に付与する。回転数設定値ω**は回転数指令値生成部４５に入力され、回転数指令値生成部４５からは回転数指令値ω*が出力される。なお、操作部８６により回転数設定値ω**を設定する手法は本実施の形態における一例であり、他の手法を用いてもよい。例えば、センサ８３に応じて回転数設定値ω**を自動設定する手法などを用いてもよく、何れの方式であってもよい。
The
図９は、実施の形態１におけるモータ駆動装置の他の応用例としてハンドドライヤーの構成の一例を示す図である。図９において、ハンドドライヤー９０は、ケーシング９１、手検知センサ９２、水受け部９３、ドレン容器９４、カバー９６、センサ９７及び吸気口９８を備える。ケーシング９１内には、実施の形態１のモータ駆動装置によって駆動される図示しない電動送風機が設けられている。ハンドドライヤー９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手を挿入することで電動送風機による送風で水を吹き飛ばし、水受け部９３からドレン容器９４へと水を溜めこむ構造となっている。センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサのいずれかであり、センサ９７に応じて回転数設定値ω**を自動設定するようにインバータ制御部４の制御系を構成すればよい。
FIG. 9 is a diagram showing an example of a configuration of a hand dryer as another application example of the motor drive device according to the first embodiment. In FIG. 9, the
次に、ｑ軸電流指令値生成部４７に関して説明する。ｑ軸電流指令値生成部４７からはｑ軸電流指令値Ｉｑ*が出力される。ｑ軸電流Ｉｑは、前述の通り無効電力を制御する操作量になる。無効電力は実際の仕事量に寄与しない電力である。ただし、無効電力が増加するとモータ電流Ｉｍが増加するので効率が悪化する。このため、通常は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*＝０となるように設定する。ただし、弱め界磁などの制御手法を併用する場合には、回転数の増加に応じて無効電力をゼロ以外に制御することもあり得る。このような場合には、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*をテーブルデータとしてｑ軸電流指令値生成部４７に保持させるようにしてもよい。
Next, the q-axis current
以上の構成により、回転数推定値ω^が回転数指令値ω*に一致するようにｄ軸電流Ｉｄにより有効電力を制御することができる。具体的に説明すると、回転数指令値ω*が増加した際には有効電力が増加するようにｄ軸電流Ｉｄを制御し、回転数指令値ω*が減少した際には有効電力が減少するようにｄ軸電流Ｉｄを制御する。また、同時に無効電力をｑ軸電流Ｉｑにより制御することも可能であり、モータ駆動時の力率を制御することも可能である。これにより、例えば無効電力がゼロとなるように制御することで、モータ電流Ｉｍを有効電力にのみ関係する分だけに抑制することができる。その結果、モータ電流を最小に制御し、巻線抵抗などにおける損失を含むモータの銅損、スイッチング素子におけるオン抵抗又はオン電圧による損失を含むインバータの導通損失、並びに、スイッチング素子がオンオフするときの損失であるスイッチング損失を抑制することができるので、モータ駆動装置を適用した応用製品の高効率化を実現できる。 With the above configuration, active power can be controlled by the d-axis current I d so that the rotation speed estimated value ω ^ matches the rotation speed command value ω *. Specifically, the d-axis current I d is controlled so that the active power increases when the rotation speed command value ω * increases, and the active power decreases when the rotation speed command value ω * decreases. To control the d-axis current I d . At the same time, the reactive power can be controlled by the q-axis current I q , and the power factor at the time of driving the motor can also be controlled. Thus, for example, by controlling the reactive power to be zero, the motor current I m can be suppressed only by the amount related to the active power. As a result, the motor current is controlled to a minimum, motor copper loss including loss in winding resistance, conduction loss of the inverter including loss due to on-resistance or on-voltage in the switching element, and when the switching element turns on and off. Since the switching loss, which is a loss, can be suppressed, it is possible to realize high efficiency of applied products to which the motor drive device is applied.
ここまで、モ−タ電流Ｉｍにヒルベルト変換を適用し、ヒルベルト変換したモ−タ電流Ｉｍの解析関数をｄｑ軸座標系に座標変換して有効電力を制御する手法を説明した。次に、本実施の形態に係る手法による効果について、従来の一手法であるＰＱ変換を用いた制御と比較して説明する。 So far, mode - have been described a method of controlling the active power by performing coordinate transformation to the dq-axis coordinate system parsing functions motor current I m - applying a Hilbert transform to the data current I m, Hilbert transformed mode. Next, the effect of the method according to the present embodiment will be described in comparison with control using PQ conversion, which is one conventional method.
まず、単相交流におけるＰＱ変換を表す式は、以下の（１５−１）及び（１５−２）式で定義される。 First, the equation representing the PQ conversion in single-phase alternating current is defined by the following equations (15-1) and (15-2).
上記（１５−１）及び（１５−２）式において、ＩＰはＰ軸電流、ＩＱはＱ軸電流を表している。また、（１５−１）及び（１５−２）式では、ロータ回転位置推定値θｍ^を使用して座標変換を行っているが、あくまでも一例であり、これに限定されるものではない。 In the above equations (15-1) and (15-2), I P represents the P-axis current and I Q represents the Q-axis current. Further, in the equations (15-1) and (15-2), the coordinate conversion is performed using the rotor rotational position estimated value θ m ^, but this is merely an example and the present invention is not limited to this.
前述の通り、単相交流電力瞬時値Ｐｍ（ｔ）は（９）式で表されるため、（９）式に（１５−１）及び（１５−２）式を代入すると、以下の（１６）式が得られる。 As described above, the instantaneous value of single-phase AC power P m (t) is expressed by the equation (9). Therefore, substituting the equations (15-1) and (15-2) into the equation (9), the following ( Equation 16) is obtained.
上記（１６）式によれば、Ｐ軸電流ＩＰによって有効電力が制御可能であり、Ｑ軸電流ＩＱによって無効電力が制御可能であると言うことはできる。しかしながら、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを表す（７）式と、Ｐ軸電流ＩＰ及びＱ軸電流ＩＱを表す（１５−１）及び（１５−２）式とを比較すると各数式が表す意味が大きく異なる。 According to the above equation (16), it can be said that the active power can be controlled by the P-axis current I P and the reactive power can be controlled by the Q-axis current I Q. However, representative of the d-axis current I d and the q-axis current I q and (7), is compared with the representative of the P-axis current I P and Q-axis current I Q (15-1) and (15-2) below The meaning expressed by each mathematical formula is very different.
より詳細に説明すると、（１５−１）及び（１５−２）式に示されるＰ軸電流ＩＰ及びＱ軸電流ＩＱでは、三角関数内に交流成分であるインバータ出力電圧位相θＶが含まれている。これにより、第１の電流制御部４１１及び第２の電流制御部４１２のような電流制御を行うにあたって、Ｐ軸電流ＩＰ及びＱ軸電流ＩＱには交流成分が含まれるため、周波数特性を考慮した設計を行う必要がある。特に、電気掃除機のような高速回転するモータが制御対象の場合、Ｐ軸電流ＩＰ及びＱ軸電流ＩＱの周波数範囲が広いため、広帯域での特性を考慮した制御設計が必要となり、制御設計が困難となる。 More particularly, (15-1) and (15-2), the P-axis current I P and Q-axis current I Q shown in equation includes the inverter output voltage phase theta V is an AC component in the trigonometric Has been. Accordingly, when performing current control like the first current control unit 411 and the second current control unit 412, the P-axis current I P and the Q-axis current I Q include an AC component, so that the frequency characteristic is It is necessary to design in consideration. In particular, when a motor that rotates at high speed such as an electric vacuum cleaner is a control target, the frequency range of the P-axis current I P and the Q-axis current I Q is wide, and therefore control design considering the characteristics in a wide band is necessary, and the control is performed. Design becomes difficult.
これに対し、（７）式に示されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑでは、三角関数の引数が交流成分を含まない力率角φであり、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは直流量となる。このため、本実施の形態に係る制御手法では、ＰＱ変換による制御の課題である周波数特性については考慮する必要がなく、また制御対象であるモータの回転数範囲にも依存しない制御が可能となる。 On the other hand, in the d-axis current I d and the q-axis current I q shown in the equation (7), the argument of the trigonometric function is the power factor angle φ containing no AC component, and the d-axis current I d and the q-axis current I q is a direct current amount. Therefore, in the control method according to the present embodiment, it is not necessary to consider the frequency characteristic, which is a problem of control by PQ conversion, and control that does not depend on the rotation speed range of the motor to be controlled is possible. ..
なお、実施の形態１では、ヒルベルト変換によってモータ電流の瞬時ベクトルを生成し、当該瞬時ベクトルをインバータ出力電圧位相上でｄｑ座標軸上の電流成分に変換する手法について説明したが、ヒルベルト変換に準ずる手法もしくは異なる手法によってモータ電流の瞬時ベクトルを生成してもよい。肝要な点は、座標変換後のモータ電流に含まれる交流成分が直流成分に比べて小さければよく、座標変換後のモータ電流は直流量として見なすことができる。 In the first embodiment, the method of generating the instantaneous vector of the motor current by the Hilbert transform and converting the instantaneous vector into the current component on the dq coordinate axes on the inverter output voltage phase has been described. Alternatively, the instantaneous vector of the motor current may be generated by a different method. The important point is that the AC component included in the motor current after coordinate conversion is smaller than the DC component, and the motor current after coordinate conversion can be regarded as a DC amount.
座標変換後のモータ電流を直流量として扱うことができれば、電流制御器の設計に際して周波数特性を考慮する必要がなく、制御構築を容易に実現できる。 If the motor current after coordinate conversion can be treated as a DC amount, it is not necessary to consider the frequency characteristics when designing the current controller, and control construction can be easily realized.
また、前述の通り、モータ回転数に応じた必要な有効電力を制御することができるため、高効率な制御を実現できる。特に、図８に示す電気掃除機のような高速回転する負荷装置を内蔵バッテリーにより駆動する場合には、バッテリーでの駆動時間を長時間化することができる。更には、高効率駆動である利点を活かして、バッテリーの容量を削減することもできるため、負荷装置の小型化を図ることができる。 Further, as described above, since the required active power can be controlled according to the motor rotation speed, highly efficient control can be realized. In particular, when a high-speed rotating load device such as the electric vacuum cleaner shown in FIG. 8 is driven by a built-in battery, the battery can be driven for a long time. Furthermore, since the capacity of the battery can be reduced by taking advantage of the high-efficiency drive, the load device can be downsized.
実施の形態２．
実施の形態１では、単相ＰＭモータ向けの回転数制御及び電力制御に関する説明を行った。実施の形態２では、図１に示すモータ制御装置の構成は同一とし、インバータ制御部４における追加動作に関する説明を行う。なお、インバータ制御部４における追加動作の説明を行う前に、図６に示したベクトル図に対して再度の説明を行う。
Embodiment 2.
In the first embodiment, the rotation speed control and the power control for the single-phase PM motor have been described. In the second embodiment, the configuration of the motor control device shown in FIG. 1 is the same, and an additional operation in the inverter control unit 4 will be described. Before explaining the additional operation in the inverter control unit 4, the vector diagram shown in FIG. 6 will be explained again.
単相ＰＭモータのロータ磁石の磁束量（以下「ロータ磁石磁束」と称する）をΦｒｏｔｏｒとする。ここで、実施の形態２では、ロータ回転位置θｍとロータ磁石磁束Φｒｏｔｏｒとの関係性を図１０のように定義したとする。図１０の関係を、ロータ磁石磁束Φｒｏｔｏｒをロータ回転位置推定値θｍ^の関数として表すと、以下の（１７）式で表すことができる。 The amount of magnetic flux of the rotor magnet of the single-phase PM motor (hereinafter referred to as “rotor magnet magnetic flux”) is Φ rotor . Here, in the second embodiment, it is assumed that the relationship between the rotor rotation position θ m and the rotor magnet magnetic flux Φ rotor is defined as shown in FIG. 10. The relationship of FIG. 10 can be expressed by the following equation (17) when the rotor magnet magnetic flux Φ rotor is expressed as a function of the rotor rotational position estimated value θ m ^.
なお、上記（１７）式では、θｍ＝θｍ^と仮定している。また、Φｒｏｔｏｒ_ｍａｘは、ロータ磁石磁束Φｒｏｔｏｒの最大値である。 In the above equation (17), it is assumed that θ m = θ m ^. Further, Φ rotor_max is the maximum value of the rotor magnet magnetic flux Φ rotor .
（１７）式で表されるロータ磁石磁束Φｒｏｔｏｒを図６のベクトル図に追加すると、図１１が得られる。図１１は、実施の形態１と同様に、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを（５）式で定義した場合のベクトル図である。 When the rotor magnet magnetic flux Φ rotor represented by the equation (17) is added to the vector diagram of FIG. 6, FIG. 11 is obtained. FIG. 11 is a vector diagram when the d-axis current I d and the q-axis current I q are defined by the equation (5) as in the first embodiment.
ここで、（５）式で定義されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは、インバータ出力電圧の瞬時ベクトルＶ→上にｄ軸を設定した場合の定義となる。次に、図１２のようにロータ磁石磁束Φｒｏｔｏｒ上にｄ軸を設定した場合について検討する。この場合、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは（１８）式で再定義される。 Here, the d-axis current I d and the q-axis current I q defined by the equation (5) are defined when the d-axis is set on the instantaneous vector V → of the inverter output voltage. Next, the case where the d axis is set on the rotor magnet magnetic flux Φ rotor as shown in FIG. 12 will be examined. In this case, the d-axis current I d and the q-axis current I q are redefined by the equation (18).
図１２より、ロータ磁石磁束Φｒｏｔｏｒに対して、ｄ軸電流Ｉｄは平行であり、ｑ軸電流Ｉｑは直交する。したがって、ｄ軸電流Ｉｄは励磁成分電流と見なし、ｑ軸電流Ｉｑはトルク成分電流と見なすことができる。これにより、ｑ軸電流Ｉｑを操作することにより、トルク制御が可能となる。 From FIG. 12, the d-axis current I d is parallel and the q-axis current I q is orthogonal to the rotor magnet magnetic flux Φ rotor . Therefore, the d-axis current I d can be regarded as an exciting component current, and the q-axis current I q can be regarded as a torque component current. As a result, torque control becomes possible by operating the q-axis current I q .
ここで、実施の形態１にて定義したインバータ出力電圧の瞬時値ｖｍ（ｔ）及びモータ電流の瞬時値ｉｍ（ｔ）を表す（８）式を以下に再掲する。 Here, shown again the instantaneous value v m (t) and representing the instantaneous value i m (t) of the motor current (8) of the inverter output voltage as defined in the first embodiment as follows.
図１２において、インバータ出力電圧位相θＶは、以下の（２０）式で表される。 In FIG. 12, the inverter output voltage phase θ V is expressed by the following equation (20).
上記（２０）式において、θＶＶは、インバータ出力電圧の瞬時ベクトルＶ→のｄ軸に対する進み角（以下「インバータ出力電圧進角」と称する）であり、以下の（２１）式で表される。 In the above equation (20), θ VV is a lead angle of the instantaneous vector V → of the inverter output voltage with respect to the d axis (hereinafter referred to as “inverter output voltage lead angle”), and is represented by the following equation (21). ..
（６）式及び（２１）式を（１９）式に代入すると、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、Ｉｒｅａｌ及びＩｉｍａｇｉｎａｌとの間の関係性を表す、以下の（２２）式が得られる。 By substituting the equations (6) and (21) into the equation (19), the following (22), which represents the relationship between the d-axis current I d and the q-axis current I q , and I real and I imageinal. The formula is obtained.
（２２）式より、定常状態では、インバータ出力電圧進角θＶＶ及び力率角φは一定と見なすことができるため、図１２のベクトル図においても、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは直流量として見なすことができる。このため、実施の形態１と同様の制御構成を実現可能である。 From the equation (22), in the steady state, the inverter output voltage advance angle θ VV and the power factor angle φ can be regarded as constant. Therefore, also in the vector diagram of FIG. 12, the d-axis current I d and the q-axis current I q Can be regarded as a direct current amount. Therefore, the control configuration similar to that of the first embodiment can be realized.
図１３は、実施の形態２におけるインバータ制御部４の構成を示すブロック図である。図１３において、図３に示す実施の形態１の構成と同一又は同等の部位については、同一符号を付している。実施の形態１と差異点について説明すると以下の通りである。 FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of inverter control unit 4 in the second embodiment. 13, parts that are the same as or equivalent to the configuration of the first embodiment shown in FIG. 3 are given the same reference numerals. The difference from the first embodiment will be described below.
まず、第１の座標変換部４３１については、上述の通り、座標変換するｄｑ軸の定義が異なっている。このため、実施の形態２の第１の座標変換部４３１では、ロータ回転位置推定値をθｍ^を入力とし、（１８）式により座標変換を行う。すなわち、図１２の例によれば、第１の座標変換部４３１は、モータ電流Ｉｍの瞬時ベクトルＩ→をロータ回転位置θｍ上で座標変換を行っている。
First, regarding the first coordinate
また、第２の電流制御部４１２はｑ軸電流Ｉｑを制御するが、前述の通り、実施の形態１と異なり、トルク電流成分と見なすことができるため、第２の電流制御部４１２は、回転数制御のマイナーループとしてｑ軸の電流制御部として設定する。 Further, the second current control unit 412 controls the q-axis current I q , but as described above, unlike the first embodiment, since it can be regarded as a torque current component, the second current control unit 412 It is set as a q-axis current control unit as a minor loop for rotation speed control.
以上が、実施の形態１と実施の形態２との差異点である。なお、第１の電流制御部４１１、回転数制御部４２、モータ位置及び回転数検出部４４及び回転数指令値生成部４５については、実施の形態１と同様のため、詳細な説明は省略する。
The above is the difference between the first embodiment and the second embodiment. Since the first current control unit 411, the rotation
以上の構成により、実施の形態１と同様に単相ＰＭモータの回転数制御を実現することができ、実施の形態１と同様な効果を得ることができる。 With the above configuration, the rotation speed control of the single-phase PM motor can be realized similarly to the first embodiment, and the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
最後に、実施の形態１，２における各種の制御部をソフトウェアで実現する際のハードウェア構成について、図１４を参照して説明する。なお、ここでいう各種の制御部とは、インバータ制御部４における、第１の電流制御部４１１、第２の電流制御部４１２、回転数制御部４２、第１の座標変換部４３１、第２の座標変換部４３２、モータ位置及び回転数検出部４４、回転数指令値生成部４５、スイッチング素子駆動信号生成部４６、ｑ軸電流指令値生成部４７及びヒルベルト変換部４８などが該当する。
Finally, the hardware configuration when implementing the various control units in the first and second embodiments with software will be described with reference to FIG. The various control units referred to here are the first current control unit 411, the second current control unit 412, the rotation
上述した各種の制御手段の機能をソフトウェアで実現する場合には、図１４に示すように、演算を行うＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ：中央処理装置）２００、ＣＰＵ２００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ２０２及び信号の入出力を行うインタフェース２０４を含む構成とすることができる。なお、ＣＰＵ２００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などと称されるものであってもよい。また、メモリ２０２とは、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）などの、不揮発性又は揮発性の半導体メモリなどが該当する。
When the functions of the various control means described above are realized by software, as shown in FIG. 14, a CPU (Central Processing Unit) 200 that performs an operation and a memory that stores a program read by the
具体的に、メモリ２０２には、各種の制御手段の機能を実行するプログラムが格納されている。ＣＰＵ２００は、インタフェース２０４を介して、必要な情報の授受を行うことにより、本実施の形態で説明された各種の演算処理を実行する。
Specifically, the memory 202 stores programs that execute the functions of various control means. The
なお、図１４に示すＣＰＵ２００及びメモリ２０２は、図１５のように処理回路２０３に置き換えてもよい。処理回路２０３は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。
The
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 Note that the configurations described in the above embodiments are examples of the content of the present invention, and can be combined with other known techniques, and configurations within the scope of the present invention It is also possible to omit or change a part of.
１ 直流電源、２ 単相インバータ、３ 単相ＰＭモータ、３ａ ロータ、４ インバータ制御部、５ モータ電流検出部、６ 直流電源電圧検出部、７ ロータ位置検出部、８ 電気掃除機、４２ 回転数制御部、４４ モータ位置及び回転数検出部、４５ 回転数指令値生成部、４６ スイッチング素子駆動信号生成部、４７ ｑ軸電流指令値生成部、４８ ヒルベルト変換部、８１ 電動送風機、８２ 集塵室、８３ センサ、８４ 吸込口体、８５ 延長管、８６ 操作部、８６ａ 操作スイッチ、９０ ハンドドライヤー、９１ ケーシング、９２ 手検知センサ、９３ 水受け部、９４ ドレン容器、９６ カバー、９７ センサ、９８ 吸気口、９９ 手挿入部、１００ モータ駆動装置、２００ ＣＰＵ、２０２ メモリ、２０３ 処理回路、２０４ インタフェース、２１１〜２１４ スイッチング素子、２２１〜２２４ ダイオード、４１１ 第１の電流制御部、４１２ 第２の電流制御部、４３１ 第１の座標変換部、４３２ 第２の座標変換部。 1 DC power supply, 2 single-phase inverter, 3 single-phase PM motor, 3a rotor, 4 inverter control unit, 5 motor current detection unit, 6 DC power supply voltage detection unit, 7 rotor position detection unit, 8 electric vacuum cleaner, 42 rpm Control unit, 44 Motor position and rotation speed detection unit, 45 Rotation speed command value generation unit, 46 Switching element drive signal generation unit, 47 q-axis current command value generation unit, 48 Hilbert conversion unit, 81 Electric blower, 82 Dust collection chamber , 83 sensor, 84 suction port body, 85 extension tube, 86 operation part, 86a operation switch, 90 hand dryer, 91 casing, 92 hand detection sensor, 93 water receiving part, 94 drain container, 96 cover, 97 sensor, 98 intake air Mouth, 99 hand insertion part, 100 motor drive device, 200 CPU, 202 memory, 203 processing circuit, 204 Interface, 211-214 switching element, 221-224 diode, 411 1st current control part, 412 2nd current control part, 431 1st coordinate conversion part, 432 2nd coordinate conversion part.
Claims (9)
複数のスイッチング素子を具備し、前記単相永久磁石同期モータに交流電圧を印加する単相インバータと、
前記単相永久磁石同期モータに流れるモータ電流に応じたモータ電流検出信号を出力するモータ電流検出部と、
前記モータ電流検出信号を入力とし前記スイッチング素子の駆動信号を出力するインバータ制御部と、
を備え、
前記インバータ制御部は、前記単相永久磁石同期モータの回転数に応じて有効電力を制御する
モータ駆動装置。 A motor drive device for driving a single-phase permanent magnet synchronous motor, comprising:
A single-phase inverter comprising a plurality of switching elements, for applying an AC voltage to the single-phase permanent magnet synchronous motor;
A motor current detection unit that outputs a motor current detection signal according to the motor current flowing in the single-phase permanent magnet synchronous motor;
An inverter control unit that receives the motor current detection signal and outputs a drive signal for the switching element,
Equipped with
A motor drive device in which the inverter control unit controls active power according to the rotation speed of the single-phase permanent magnet synchronous motor.
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