JP2020067281A - 回転機診断システム - Google Patents

Abstract

【課題】ＦＦＴによるスペクトル解析を行うことなく、簡単に回転機の状態を診断する。【解決手段】電流検知器と、検波部とを有し、電流検知器は回転機の駆動電流線の少なくとも１本に接続される。検波部は、電流検知器が検出した主周波数に対して直交検波を行い、側帯波の強度を抽出する。そして、抽出した側帯波の強度から回転機の状態を診断する。【選択図】図１

Description

本発明は、回転機診断システムに関する。

鉄鋼、機械、自動車など、様々な産業において、産業用の三相交流モータを用いた生産ラインが活用されている。例えば鉄鋼の生産ラインでは、圧延された鉄鋼は数十から数百の搬送用モータで構成された搬送ライン上を搬送され、様々な工程を経て加工されていく。このようなラインで使用されるモータ（回転機）は、受けのベアリング機構や導線の絶縁機構が破壊されることで、回転機としての機能が停止することが知られている。

多数の回転機を組み合わせて鉄鋼を搬送する等の機能を実現する場合、一部の回転機の故障がライン全体をとめてしまう恐れがあるため、すべての回転機の定期点検が行われている。しかし、この点検は１日ですべての回転機に対して実施することはできない。
すべての回転機を少なくとも最低一回点検するには非常に長い期間が必要となり、この点検の間に点検していない回転機に故障が発生してしまう恐れがある。このため、回転機の電流波形から回転機の健常度を診断する技術が開発されている（例えば、特許文献１、２を参照）。

特開２０１３−１０６４７０号公報 特開２０１６−１９５５２４号公報

前述した通り、回転機の診断を行うことでラインの異常を早期に発見して対策を講じることが可能となるが、これまでに知られている診断方法には以下のような問題があった。
例えば、特許文献１に記載の回転機の異常診断装置では、診断用の信号を定期的に回転機に与えて動きを変化させる必要がある。そして、回転機のコントローラを変更もしくは改造する必要があることから、診断用の設備が大規模化しコストが大きくなるという問題がある。また、診断用信号を実際に回転機に印加して回転機の動きを変調するため、生産ラインに影響を及ぼしてしまう可能性も考えられる。

また、特許文献２に記載の電動機の診断装置は、回転機の動作電流を検出し、電流波形からパワースペクトルをＦＦＴ（高速フーリエ変換）により演算し、これに現れる側帯波を検出して異常を検出している。
すなわち、特許文献２に記載の診断装置では、診断に必要な構成は、電流検出用のセンサと解析装置だけなので、特許文献１に記載の診断装置に比べて、小規模な設備での診断が可能となる。

ところが、特許文献２に記載の診断装置の場合、側帯波は主ピークから１Ｈｚ程度しか離れておらず、精度良くスペクトルを分解するには１０秒を越える長時間のＦＦＴの演算が必要になる。一方でメインピークの周波数は数十から数百Ｈｚであるため、ＦＦＴの演算点数が膨大になる。このため、大容量のメモリが必要になると共に非常に高い演算能力が必要となり、解析装置として一般的なコンピュータ装置に相当する規模のものが必要になる。

このような大容量のメモリや高い演算能力が要求される解析装置を、数十から数百個設けられる全ての回転機に設置して、一斉に回転機のモニタリングを行うようにすると、全体での演算量や消費電力が大きくなりすぎるという問題が発生する。
また、ＦＦＴの演算で得られた膨大なデータを診断システムが集計して診断するためには、大容量のデータ通信が必要になり、データ通信のために大きな電力を消費してしまう。したがって、診断システムを設置するために、工場内に電源線や通信線を設置する工事が必要となり、大規模な回転機の監視を行うシステムを容易に構築することは困難であった。

本発明は、回転機の的確な診断が簡易な構成で行うことができる回転機診断システムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。
本願は、上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、回転機に接続された少なくとも１本の電流線の電流を検知する電流検知器と、電流検知器が検知した電流の主周波数に対して直交検波を行い側帯波の強度を抽出する検波部と、を備える。

本発明によれば、回転機の劣化などの状態をモニタリングするシステムを低コスト、低電力、かつ、簡易に提供できるようになる。
上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

本発明の第１の実施の形態例の検波部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態例の入力回路の構成例を示す回路図である。 本発明の第１の実施の形態例のシステム全体の構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態例による検波部の起動時のシーケンス図である。 本発明の第１の実施の形態例で観測される電流スペクトルの例を示す波形図である。 本発明の第１の実施の形態例による入力フィルタの周波数特性の例を示す波形図である。 本発明の第１の実施の形態例による検波部の内部動作波形の例を示す波形図である。 本発明の第１の実施の形態例による検波部の内部動作波形の例を示す波形図である。（ａ）はミキサ１２０１の出力ＧＭＩＸのスペクトル、（ｂ）は低域通過フィルタ１２０４の周波数特性、（ｃ）は低域通過フィルタ１２０４の出力ＧＬＰＦ１のスペクトルを示す。 本発明の第１の実施の形態例による検波部の内部動作波形の例を示す波形図である。（ａ）はＰＩＤコントローラ１２０６の出力ＧＰＩＤのスペクトル、（ｂ）はバンドパスフィルタ１２０８の周波数特性、（ｃ）はバンドパスフィルタ１２０８の出力ＧＢＰＦのスペクトルを示す。 本発明の第１の実施の形態例によるバンドパスフィルタ１２０８の出力ＧＢＰＦの時系列波形の（ａ）と、上り伝送パケットの第１の構成例（ｂ）を示す図である。 本発明の第１の実施の形態例によるバンドパスフィルタ１２０８の出力ＧＢＰＦのスペクトル（ａ）と、上り伝送パケットの第２の構成例（ｂ）を示す図である。 本発明の第１の実施の形態例による下り伝送パケットの構成例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態例の検波部の構成例（変形例１）を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態例の検波部の構成例（変形例２）を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態例の検波部の構成例（変形例３）を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態例の検波部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態例による検波部の内部動作波形の例を示す波形図である。 本発明の第２の実施の形態例の検波部においてデータラッチがリセット信号でラッチ動作を行う場合の動作波形の例を示す波形図である。 本発明の第２の実施の形態例（変形例）による入力フィルタの周波数特性の例を示す波形図である。 本発明の第１の実施の形態例の検波部の構成例（変形例）を示すブロック図である。 図２０に示す構成例の場合の検波タイミングと伝送パケットの構成例を示す図である。 図２０に示す構成例の場合のる検波部の起動時のシーケンス図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態例を詳細に説明する。なお、実施の形態例を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、繰り返しの説明は省略する。
以下に説明する各実施の形態例は、産業用の生産ラインに設置された回転機の診断を行う回転機診断システムである。

＜第１の実施の形態例＞
まず、本発明の第１の実施の形態例を、図１〜図１５を参照して説明する。
図１は、第１の実施の形態例の同期検波部１０００の構成を示す。
ここでは、生産ラインに設置された三相交流モータを、診断対象の回転機１５００とする。回転機（三相交流モータ）１５００は、サーボアンプ１５０１と３本の電力線（それぞれｕ相、ｖ相、ｗ相）で接続され、サーボアンプ１５０１から供給される三相交流電源で駆動される。

ここで、３本の電力線の内の少なくとも１本（ここでは一例としてｗ相の電力線）に、電流検知器（カレントトランスフォーマ）１５０２が接続され、電流検知器１５０２がｗ相の電流をモニタリングする。なお、電流検知器１５０２は、回転機１５００に流れる電流の大きさに応じて、適切に選択されなければならない。すなわち、電流容量の大きなモータに対して、許容電流容量の小さな電流検知器を適用すると、電流検知器が破損する恐れがあるので注意を要する。また、逆に電流容量の小さなモータに対して許容電流容量の大きな電流検知器を適用すると、電流信号が検出できなくなる。

電流検知器１５０２で得られた電流の検知信号は、直交検波部１０００に供給される。
直交検波部１０００は、アナログフロントエンド１１００、デジタル信号処理部１２００、通信回路１３００、および電源回路１４００から構成される。

アナログフロントエンド１１００には、電流検知器１５０２の出力ＣＴＯＰおよびＣＴＯＮが入力される。アナログフロントエンド１１００は、入力回路１１１０とアナログデジタル変換回路１１２０とを備える。
入力回路１１１０は、レベル変換および入力フィルタ処理を行い、出力ＣＯＮＤＯを得る。入力回路１１１０の出力ＣＯＮＤＯは、アナログデジタル変換回路１１２０に供給される。入力回路１１１０の詳細構成の例については後述する（図２）。
アナログデジタル変換回路１１２０は、入力のアナログ信号をデジタル化して、出力ＡＤＣＯを得る。アナログデジタル変換回路１１２０の出力ＡＤＣＯは、デジタル信号処理部１２００に供給される。

デジタル信号処理部１２００は、ゲイン制御用ミキサ１２０１、周波数制御用ミキサ１２０２、ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３、周波数制御用低域通過フィルタ１２０４、および目標ゲイン設定用引き算器１２０５を備える。また、デジタル信号処理部１２００は、ゲイン制御器１２０６、周波数制御器１２０７、帯域通過フィルタ１２０８、可変制御発振回路１２０９、復調信号生成用ミキサ１２１０，１２１１、および出力演算部１２１２を備える。

そして、デジタル信号処理部１２００には、上位システム（クラウド計算機１３０：図３）から通信回路１３００が受信した、可変制御発振器１２０９の中心周波数設定値ＦＣＥＮＴＥＲ、周波数ゲインＦＳＴＥＰ、ゲイン制御乗数ＰＩＤＧＣＯＮＳＴ、周波数制御乗数ＰＩＤＦＣＯＮＳＴ、およびゲイン制御目標値ＲＥＦが入力される。
また、デジタル信号処理部１２００の出力ＯＵＴは、通信回路１３００を経由して図３に示す上位システム（クラウド計算機１３０）に送信される。

次に、直交検波部１０００のデジタル信号処理部１２００のゲイン制御パスについて説明する。
ゲイン制御用ミキサ１２０１では、アナログデジタル変換回路１１２０の出力ＡＤＣＯと、復調信号生成用ミキサ１２１０の出力ＣＯＳの掛け算が行われ、ゲイン制御用ミキサ１２０１の出力ＧＭＩＸが、ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３に供給される。ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３で低域を通過させることで、後段の制御器における積分ゲインを増大することができる。モータ電流に対する同期検波では速度を必要としないため、積分制御を有効活用することで誤差の少ない制御が可能となる。

ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３で低域を通過させた出力ＧＬＰＦ１は、目標ゲイン設定用引き算器１２０５に供給される。
目標ゲイン設定用引き算器１２０５では、出力ＧＬＰＦ１からゲイン制御目標値ＲＥＦを減算する演算（ＧＬＰＦ１−ＲＥＦの演算）が行われ、演算出力ＧＳＵＢが得られる。目標ゲイン設定用引き算器１２０５の演算出力ＧＳＵＢは、ゲイン制御器１２０６に供給される。ゲイン制御器１２０６では、ゲイン制御乗数ＰＩＤＧＣＯＮＳＴが演算出力ＧＳＵＢに乗算され、ゲイン制御出力ＧＰＩＤが得られる。

ゲイン制御器１２０６が出力するゲイン制御出力ＧＰＩＤは、このゲイン制御出力ＧＰＩＤの特定周波数帯域を通過させるため帯域通過フィルタ１２０８に供給される。帯域通過フィルタ１２０８の出力は、出力演算部１２１２に供給される。
なお、ゲイン制御器１２０６のゲイン制御出力ＧＰＩＤは、復調信号生成用ミキサ１２１０，１２１１にも供給される。復調信号生成用ミキサ１２１０では、可変制御発振回路１２０９の一つの出力ＣＯＳ０と、ゲイン制御出力ＧＰＩＤとが乗算され、乗算出力ＣＯＳがゲイン制御用ミキサ１２０１に供給される。また、復調信号生成用ミキサ１２１１では、可変制御発振回路１２０９のもう１つの出力ＳＩＮ０と、ゲイン制御出力ＧＰＩＤとが乗算され、乗算出力ＳＩＮが周波数制御用ミキサ１２０２に供給される。

次に、直交検波部１０００のデジタル信号処理部１２００の周波数制御パスについて説明する。
周波数制御用ミキサ１２０２では、アナログデジタル変換回路１１２０の出力ＡＤＣＯと、復調信号生成用ミキサ１２１１の出力ＳＩＮの掛け算が行われ、周波数制御用ミキサ１２０２の出力ＦＭＩＸが、周波数制御用低域通過フィルタ１２０４に供給される。

周波数制御用低域通過フィルタ１２０４で低域を通過させた出力ＦＬＰＦ１は、周波数制御器１２０７に供給される。周波数制御器１２０７では、周波数制御乗数ＰＩＤＦＣＯＮＳＴが出力ＦＬＰＦ１に乗算され、周波数制御出力ＦＰＩＤが得られる。
周波数制御器１２０７が出力する周波数制御出力ＦＰＩＤは、出力演算部１２１２に供給される。
また、周波数制御器１２０７が出力する周波数制御出力ＦＰＩＤは、可変制御発振回路１２０９にも供給される。可変制御発振回路１２０９は、周波数制御出力ＦＰＩＤと、通信回路１３００から得られた周波数ゲインＦＳＴＥＰおよび中心周波数設定値ＦＣＥＮＴＥＲに基づいて、発振出力ＣＯＳ０およびＳＩＮ０を生成する。

出力演算部１２１２は、ゲイン制御出力ＧＢＰＦと周波数制御出力ＦＰＩＤを適切に処理して、送信用信号ＯＵＴを生成する。例えば各種フィルタ処理、出力用のコード変換、ＣＲＣ演算等が考えられる。これらはシステム構成に応じて柔軟に設計すればよい。
なお、図１１の例で後述するように、出力演算部１２１２が高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の演算を行い、周波数解析を行うようにしてもよい。但し、出力演算部１２１２が行うＦＦＴ演算は、ゲイン制御出力ＧＢＰＦに対して行う演算であり、電流検知器１５０２の出力を直接ＦＦＴ演算する場合に比べて、非常に低いサンプリングレートで実行できる。
出力演算部１２１２で得られた送信用信号ＯＵＴは、通信回路１３００から図３に示す上位システム（クラウド計算機１３０）に送信される。

なお、直交検波部１０００の電源回路１４００には、例えば電池１４０１が接続され、直交検波部１０００内の各回路を作動させる電源電圧ＶＣＣを得る。電池１４０１を使用するのは一例であり、図１に破線で接続を示すように、太陽電池セル１４０２などの環境発電を設置して、電源回路１４００が電源電圧ＶＣＣを得るようにしてもよい。なお、環境発電は、電池１４０１と併用してもよい。

図２は、アナログフロントエンド１１００の入力回路１１１０の回路構成例を示す。
入力回路１１１０は、低域通過フィルタ１１１１、入力ロード１１１２、およびレベルシフタ１１１３を備える。
入力ロード１１１２は、電流検知器１５０２の２つの入力ＣＴＯＰおよびＣＴＯＮを架橋する抵抗性負荷３０８から構成される。抵抗性負荷３０８の大きさは、適用する電流検知器１５０２に依存して設計する必要がある。

レベルシフタ１１１３は、入力回路１１１０の後段に接続されたアナログデジタル変換回路１１２０に対して、入力レベルを調整する機能を持つ。すなわち、レベルシフタ１１１３は、電源電圧ＶＣＣと接地電位ＧＮＤの間を、ハイ側分圧抵抗器３０９とロウ側分圧抵抗器３１０で分圧して、適切に調整したレベルを電流検知器１５０２の一方の入力ＣＴＯＮに印加する。ここで決めた基準レベルは、低域通過フィルタ１１１１の動作にも影響することを考慮して設計する必要がある。

低域通過フィルタ１１１１は、４個の抵抗器３０１，３０２，３０４，３０６と２個のコンデンサ３０３，３０５とオペアンプ３０７から構成されるアクティブアンプである。アクティブアンプは、パッシブアンプに比較してゲインを調整できるという利点がある。
低域通過フィルタ１１１１で得られた出力ＣＯＮＤＯは、アナログデジタル変換回路１１２０（図１）に供給される。

図３は、回転機診断システム１００の全体構成例を示す図である。
回転機診断システム１００は、複数の計測サイト１１０ａ〜１１０ｍと、ネットワーク１２０と、クラウド計算機１３０とを備える。
計測サイト１１０ａ〜１１０ｍは、生産ラインの回転機１５００の設置数に応じた任意の数だけ設置される。システム構成によっては、１個の計測サイト１１０ａだけを設ける場合もある。
図３では、１個の計測サイト１１０ａの構成を示すが、他の計測サイト１１０ｂ〜１１０ｍも、同様の構成である。
計測サイト１１０ａ〜１１０ｍは、回転機１５００を計測する複数の回転機計測ユニット１１１ａ〜１１１ｎと、各回転機計測ユニット１１１ａ〜１１１ｎが出力するパケットＰＫＴ１，ＰＫＴ２，・・・，ＰＫＴｎを収集するデータ収集装置１１２とを備える。回転機計測ユニット１１１ａ〜１１１ｎも、生産ラインの回転機１５００の設置数に応じた任意の数だけ設置される。システム構成によっては、１個の回転機計測ユニット１１１ａだけを設ける場合もある。

それぞれの回転機計測ユニット１１１ａ〜１１１ｎは、回転機１５００の電流をモニタリングする電流検知器１５０２と、電流検知器１５０２が検知した電流を検波する直交検波部１０００とを備える。
それぞれの回転機計測ユニット１１１ａ〜１１１ｎの直交検波部１０００が備える通信回路１３００（図１）は、回転機の計測データが含まれるパケットＰＫＴ１，ＰＫＴ２，・・・，ＰＫＴｎを出力する。
データ収集装置１１２は、各回転機計測ユニット１１１ａ〜１１１ｎからのパケットＰ〜ＰＫＴｎを、ネットワーク１２０を介してクラウド計算機１３０に伝送する。

クラウド計算機１３０では、受信したパケットＰＫＴ１〜ＰＫＴｎに含まれるデータを蓄積する。そして、クラウド計算機１３０が備える演算ノード１３１で、蓄積したデータを使った様々な処理が施される。演算ノード１３１の情報は、回転機を用いた生産ラインの監視を行うシステムから参照され、回転機の劣化状況に合わせたオペレーションに役立てる処理が行われる。これにより機器のダウンタイムを最小にすることが期待され、オペレーションコストの低減に寄与する。

図４は、クラウド計算機１３０の演算ノード１３１からの指示で、特定の計測サイト１１０ａの直交検波部１０００を起動させる起動シーケンスを示す。
演算ノード１３１が起動させる前の状態のとき、直交検波部１０００は、スリープモードであり、計測を行わない状態で待機している（ステップＳ１１）。このように直交検波部１０００がスリープモードに待機することで、回転機計測ユニット１１１ａの消費電力を低減することができる。したがって、各回転機計測ユニット１１１ａ〜１１１ｎを構成する端末を電池駆動する際の電池寿命を延ばすことができ、回転機診断システム１００の運用コストを低減することができる。

ここで、演算ノード１３１から計測サイト１１０ａに起動信号ＷＡＫＥＵＰが伝送されると、該当する計測サイト１１０ａの直交検波部１０００が、アクティブ状態に遷移する（ステップＳ１２）。その後、必要に応じて演算ノード１３１からの下り通信ＰＫＴＤＯＷＮが送信され、測定条件が設定される。この下り通信ＰＫＴＤＯＷＮでの測定条件の設定は、毎回行わなくてもよい。例えば、予め設定した動作条件を、計測サイト１１０ａを設置した後に変更したいときに行うようにしてもよい。

そして、計測サイト１１０ａの直交検波部１０００は、初期化動作を行い（ステップＳ１３）、設定状態での周波数制御およびゲイン制御を実行し（ステップＳ１４）、同期検波動作の準備に入り（ステップＳ１５）、同期検波による測定を開始する（ステップＳ１６）。ここでは、例えば各制御が静定したことを通知する信号を内部で作成し、この信号を計測開始トリガ信号として活用する方法が考えられる。制御が静定したことを検出するには、制御結果と制御目標との差分をモニタリングし、モニタリングした差分が所定の設定値よりも小さくなることを検出する方法が一例として考えられる。

その後、計測サイト１１０ａの直交検波部１０００は、同期検波による測定を終了する（ステップＳ１７）。この測定の終了は、例えば測定開始からの時間を内部のタイマで測定し、所定の時間になったら終了する。この測定開始などの時間も、測定設定値として下り通信で設定できるようにしてもよい。このようにすることで、運用コストを低減することができる。

測定が終了すると、直交検波部１０００が備える通信回路１３００（図１）が、測定結果のデータを上り通信で送信する（ステップＳ１８）。演算ノード１３１は、受信した測定結果のデータに基づいた演算処理で、回転機の状態を診断する。
そして、計測サイト１１０ａの直交検波部１０００は、上りデータ通信終了後、スリープ状態になり、次のＷＡＫＥＵＰ信号の受信まで待機する（ステップＳ１９）。

次に、本実施の形態例の直交検波部１０００での検波により、回転機の状態を計測する動作について説明する。
図５は直交検波部１０００への入力信号（電流検知器１５０２の出力信号）のスペクトル解析例である。図５の横軸は周波数、縦軸は各周波数でのパワーを示す。
図５に示す波形の中央の周波数位置は主ピーク２００である。そして、主ピークの周波数位置ｆ０を中心として、第一側帯波２０１，２０２と、第二側帯波２０３，２０４が発生している。ここで、第一側帯波２０１，２０２や第二側帯波２０３，２０４が異常な状態であるとき、回転機１５００に劣化などの異常があることが知られており、直交検波部１０００では、側帯波２０１，２０２，２０３，２０４から回転機１５００の状態を計測している。

主ピーク２００の周波数ｆ０と第一の側帯波２０１，２０２との周波数差はｄｆ１である。同様に、主ピーク２００の周波数ｆ０と第二の側帯波２０３，２０４との周波数差はｄｆ２である。
直交検波部１０００では、主ピーク２００に対して検波することで、主ピーク２００の周波数ｆ０が直流および２倍の高調波２ｆ０に変換され、第一の側帯波２０１，２０２は周波数ｄｆ１へ、第二の側帯波２０３，２０４は周波数ｄｆ２へ移動する。
したがって、直交検波部１０００で同期検波した後に、高周波側（２ｆ０）に移動したピークを低域通過フィルタで取り除き、さらに帯域通過フィルタで除去することで、側帯波のみを含む信号を抽出することが可能になる。

図５に示すスペクトルから回転機１５００の異常を早期検出するには、微弱な側帯波２０１，２０２の強度を測定する必要があり、このためには主ピーク２００を直交検波により除去することが非常に有効である。

図６は、入力回路１１１０が備える低域通過フィルタ１１１１の周波数特性の決め方を示す図である。図６（ａ）は、低域通過フィルタ１１１１への入力信号の周波数特性を示し、図６（ｂ）は、低域通過フィルタ１１１１の通過特性を示す。図６（ａ）の横軸は周波数、縦軸は振幅を示す。図６（ｂ）の横軸は周波数、縦軸はゲインを示す。

周波数ｆ０の主ピーク２００の近傍の側帯波として異常信号が検出されることを考慮すると、低域通過フィルタ１１１１（図２）は、最低でも主ピーク２００の周波数ｆ０を通過させるように設計するのが好ましい。この場合、低域通過フィルタ１１１１のカットオフ周波数ｆｃは、ｆ０＜ｆｃを満たすように設計するのが好ましい。後段の回路で低周波のサンプリングが発生する場合には、カットオフ周波数ｆｃをあまり高周波にしすぎないよう設計することで、雑音の折り返しを抑制することができる。カットオフ周波数ｆｃは、主ピーク２００の周波数ｆ０よりは大きくするものの、できる限り小さい周波数にすることが精度良い側帯波の検出には有効である。

図７は、図１に示す直交検波部１０００の各部の波形の例を示す。図７に示す各波形図の横軸は時間である。
図７（ａ）は、電流検知器１５０２の２つの出力ＣＴＯＰ，ＣＴＯＮを示す。図７（ａ）の縦軸は電圧である。
電流検知器１５０２の一方の出力ＣＴＯＰは、アナログ波形なので高周波雑音が重畳されている。電流検知器１５０２の他方の出力ＣＴＯＮは、レベルシフタ１１１３（図２）により生成された電位に調整された電圧である。

図７（ｂ）は、入力回路１１１０の低域通過フィルタ１１１１を通過した信号ＣＯＮＤＯを示す。図７（ｂ）の縦軸は電圧である。
図７（ｂ）に示すように、低域通過フィルタ１１１１を通過した信号ＣＯＮＤＯは、電流検知器１５０２の出力ＣＴＯＰから高周波雑音が除去された滑らかな波形になる。

図７（ｃ）は、直交検波部１０００のデジタル信号処理部１２００のゲイン制御パスの値（ＬＳＢ）の変化を示す。
ゲイン制御用ミキサ１２０１の出力ＧＭＩＸは、信号ＣＯＮＤＯの波形（図７（ｂ））に対し、復調信号生成用ミキサ１２１０が出力する信号ＣＯＳがローレベル“Ｌｏｗ”のときにはマイナスを掛け算して折り返し、ハイレベル“Ｈｉｇｈ”のときにはスルーする。
図７（ｃ）に示すように、ゲイン制御用ミキサ１２０１の出力ＧＭＩＸを、ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３でローパス処理すると平坦な波形の出力ＧＬＰＦ１が得られる。このゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３の出力ＧＬＰＦ１から、目標ゲイン設定用引算回路１２０５でゲイン制御目標値ＲＥＦを減算することで、出力ＧＳＵＢが得られ、制御が安定すると出力ＧＳＵＢが基準レベルに静定する。

図７（ｄ）は、直交検波部１０００のデジタル信号処理部１２００の周波数制御パスの値（ＬＳＢ）の変化を示す。
周波数制御用ミキサ１２０１の出力ＦＭＩＸは、信号ＣＯＮＤＯの波形（図７（ｂ））に対し、復調信号生成用ミキサ１２１１が出力する信号ＳＩＮがローレベル“Ｌｏｗ”のときにはマイナスを掛け算して折り返し、ハイレベル“Ｈｉｇｈ”のときにはスルーする。
図７（ｄ）に示すように、周波数制御用ミキサ１２０１の出力ＦＭＩＸを、周波数制御用低域通過フィルタ１２０４でローパス処理すると平坦な波形の出力ＦＬＰＦが得られ、制御が安定すると出力ＦＬＰＦが図７に示すように通り基準レベルに静定する。

これらのゲイン制御出力ＧＰＩＤと周波数制御出力ＦＰＩＤは、積分成分を含むためゼロにならない。ゲイン制御出力ＧＰＩＤに関しては、側帯波がない場合には直流波形に、側帯波が存在する場合には、直流成分に側帯波成分が重畳された波形となる。周波数制御出力ＦＰＩＤは、周波数制御が安定している限り一定の値をとることになり、これは図５におけるｆ０に相当する値となる。

図８は、ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３に供給される信号ＧＭＩＸの波形（図８（ａ））と、ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３の通過特性（図８（ｂ））と、ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３を通過させた後の波形（図８（ｃ））を示す。図８の各図の横軸は周波数、縦軸はゲインである。

ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３の入力信号ＧＭＩＸは、同期検波後の振動であるため、図８（ａ）に示すように、図５の主ピークの周波数ｆ０は、直流と２倍の周波数２ｆ０へ移動し、第一および第二側帯波のピークが、周波数ｄｆ１およびｄｆ２に観測される。
ただし、この状態では主ピークの２倍波２ｆ０の成分の強度が圧倒的に大きいため、ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３でこれをカットする必要がある。よって、図８（ｂ）に示すように、ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３のカットオフ周波数ｆｃ１は、主ピークの２倍波２ｆ０よりも小さくする必要がある。一方で、第二側帯波ｄｆ２の周波数よりは大きくないと、回転機の異常を観測する信号成分を失ってしまう。

これらの条件から、ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３のカットオフ周波数ｆｃ１は、ｄｆ２＜ｆｃ１＜２ｆ０と設定する必要がある。またゲイン制御用ミキサ１２０１が理想的な特性を有していない場合、主ピークの１倍波ｆ０成分が大きな強度を持つことがある。これを抑制するためには、カットオフ周波数ｆｃ１は、ｄｆ２＜ｆｃ１＜ｆ０と設定することがより好ましい。

図８（ｃ）に示す信号ＧＬＰＦ１は、ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３を通過した後の信号であり、主ピークの２倍波２ｆ０成分が抑制され、側帯波成分が精度良く抽出できる準備ができた信号になっている。
しかしながら、図８（ｃ）に示す信号ＧＬＰＦ１では、低周波側にまだ取り除けていない雑音（図中のＮｏｉｓｅ）が残存する。この低周波雑音は、帯域通過フィルタ１２０８（図１）で除かれる。

次に、図９を用いて、低周波雑音を取り除く帯域通過フィルタ１２０８の特性を説明する。図９に示す各特性図の横軸は周波数、縦軸はゲインである。図９（ａ）は、ゲイン制御器１２０６の出力ＧＰＩＤのスペクトルを示す。図９（ｂ）は、帯域通過フィルタ１２０８の周波数特性を示す。図９（ｃ）は、帯域通過フィルタ１２０８を通過した後の波形ＧＢＰＦのスペクトルである。

ゲイン制御器１２０６の出力ＧＰＩＤには、低周波側に雑音（図中のＮｏｉｓｅ）が残っているため、周波数ｆｃ２から周波数ｆｃ３を通過帯域に持つ帯域通過フィルタ１２０８により、この雑音を除去する。この際、下側のカットオフ周波数ｆｃ２は、雑音周波数をｆｎとすると、ｆｎ＜ｆｃ２＜ｄｆ１となるように設定し、下側のカットオフ周波数ｆｃ３は、ｄｆ２＜ｆｃ３＜２ｆ０となるように設定するのが好ましい。これにより、図９（ｃ）に示すように、低周波側の雑音が除去され、側帯波成分ｄｆ１およびｄｆ２を、精度良く抽出することが可能となる。

図１０（ａ）は、帯域通過フィルタ１２０８の出力ＧＢＰＦの時系列波形の例を示す。図１０（ａ）において、横軸は時間、縦軸は値（ＬＳＢ）を示す。
また、図１０（ｂ）は、出力ＧＢＰＦが得られた場合の、通信回路１３００が送信する通信ペイロードのパケットＰＫＴＵＰの構成の一例である。

図１０（ａ）に示すように、起動してからゲイン制御出力が静定するよりも前の時間帯（Ｉｎｉｔ）は起動シーケンスとして定義しておき、出力演算部１２１２は、この期間（Ｉｎｉｔ）を除いた出力の交流振幅値ＭＡＧを最終出力とする。この交流振幅値ＭＡＧは、第一および第二側帯波の成分を含んだ強度になっている。よって、回転機１５００が劣化した時には、交流振幅値ＭＡＧの値が大きくなり、正常の場合にはゼロに近い値になる。

上り通信のパケットＰＫＴＵＰには、図１０（ｂ）に示すように、センサ状態を示す情報（ｓｅｎｓｏｒ Ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ）、交流振幅値ＭＡＧおよび周波数制御出力ＦＰＩＤなどのデータ（Ｄａｔａ）、信頼性担保情報（ＣＲＣ）が配置されている。
センサ状態を示す情報には、センサ固有番号ｓｅｎｓｏｒＩＤ、バッテリ残量情報ｂａｔｔ、温度情報ｔｅｍｐといった情報が含まれる。このような情報が含まれるパケットＰＫＴＵＰをシステムの上位（クラウド計算機１３０の演算ノード１３１）に送信することで、診断結果をシステムの上位で演算することが可能になる。

具体的には、交流振幅値ＭＡＧの大きさは異常そのものを示し、周波数制御出力ＦＰＩＤは同期検波が正常に動作しているかを確認するのに役立つ。さらに、主ピークの周波数ｆ０は回転機１５００の駆動スピードと連動するため、多数の回転機１５００を同時にモニタリングしている状況では、搬送ライン全体の健全度を主ピークの周波数ｆ０から判断できるようになる。

次に、図１に示す出力演算部１２１２が、第一側帯波と第二側帯波のスペクトルを得る演算を行った場合の例を説明する。すなわち、図１０に示す例では、交流振幅値ＭＡＧを上位側に送信するようにしたが、第一側帯波と第二側帯波のスペクトルを解析して、それぞれの強度を上位側に送信してもよい。出力演算部１２１２が第一側帯波と第二側帯波のスペクトルを解析する場合には、出力演算部１２１２が高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の演算を行う。ここでのＦＦＴ演算は、交流振幅値ＭＡＧをＦＦＴ演算してスペクトルを得る演算であり、生データをＦＦＴするのに比較して、側帯波は非常に低周波(数Ｈｚ)であることからサンプリングレートを低くでき、演算量を低く抑えることが可能になる。

図１１は、出力演算部１２１２が交流振幅値ＭＡＧから第一側帯波と第二側帯波のスペクトルを解析した場合の例を示す。
図１１（ａ）は、交流振幅値ＭＡＧのスペクトルを示す。図１１（ａ）の横軸は周波数、縦軸はゲインである。
図１１（ｂ）は、交流振幅値ＭＡＧのスペクトルを解析して得られた第一側帯波と第二側帯波の強度および周波数を配置した送信パケットの構成例を示す。

図１１（ａ）に示す交流振幅値ＭＡＧを周波数解析した場合、第一側帯波の強度ＭＡＧ１および周波数ｄｆ１と、第二側帯波の強度ＭＡＧ２および周波数ｄｆ２とが得られる。
このようにして得られた第一側帯波の強度ＭＡＧ１および周波数ｄｆ１、ならびに第二側帯波の強度ＭＡＧ２および周波数ｄｆ２を、図１１（ｂ）に示すように、通信回路１３００が送信する通信ペイロードのパケットＰＫＴＵＰのデータ（Ｄａｔａ）に配置する。パケットＰＫＴＵＰのその他の内容は、図１０（ｂ）の構成と同じである。

図１２は、システム上位（図３のクラウド計算機１３０）からダウンリンクで、通信回路１３００が受信するパケットＰＫＴＤＯＷＮの構成の一例を示す。
パケットＰＫＴＤＯＷＮには、情報を識別するためのｓｅｎｓｏｒＩＤと、設定データｓｅｔｉｎｇと、ＣＲＣ情報とを配置する。
設定データｓｅｔｉｎｇとしては、周波数制御乗数ＰＩＤＦＣＯＮＳＴ、ゲイン制御乗数ＰＩＤＧＣＯＮＳＴ、可変制御発振回路の中心周波数ＦＣＥＮＴＥＲ、制御発信機の周波数ゲインＦＳＴＥＰ、およびゲイン制御目標ＲＥＦが配置される。

なお、これらの設定データは、起動時に毎回送信する必要はなく、例えば同期検波がうまく行かない場合や、装置の設置時に送信され、各計測サイト側では受信した設定データが記憶される。このようにすることで、ダウンリンクの通信を必要最低限に抑えることができ、システム運用のための消費電力を小さくすることができる。特に、ダウンリンクの通信は消費電力が大きく、ダウンリンクの通信回数を減らすことで、より大きな効果がある。

なお、図１に示す直交検波部１０００では、アナログフロントエンド１１００のアナログデジタル変換回路１１２０でデジタル変換されたデータを処理するようにした。これに対して、直交検波部１０００が入力回路１１１０のアナログ信号としての出力ＣＯＮＤＯを入力として、直交検波部１０００内でデジタル変換するようにしてもよい。

図１３および図１４は、直交検波部１０００がアナログデジタル変換回路を備える場合の構成例を示す。
図１３に示す例では、アナログフロントエンド１１００は入力回路１１１０を備え、入力回路１１１０の出力ＣＯＮＤＯ（アナログ信号）を、デジタル信号処理部１２００に供給する。デジタル信号処理部１２００は、ゲイン制御用ミキサ１２０１および周波数制御用ミキサ１２０２でアナログ信号処理を行い、ゲイン制御用ミキサ１２０１の出力ＧＭＩＸおよび周波数制御用ミキサ１２０２の出力ＦＭＩＸを得る。

そして、ゲイン制御用ミキサ１２０１の出力ＧＭＩＸをアナログデジタル変換回路１２１３に供給してデジタル出力ＧＡＤＣを得、このデジタル出力ＧＡＤＣをゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３に供給する。
また、周波数制御用ミキサ１２０２の出力ＦＭＩＸをアナログデジタル変換回路１２１４に供給してデジタル出力ＦＡＤＣを得、このデジタル出力ＦＡＤＣを周波数制御用低域通過フィルタ１２０４に供給する。
図１３に示す直交検波部１０００のその他の箇所は、図１に示す直交検波部１０００と同様に構成する。

図１４に示す例は、さらに、ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３および周波数制御用低域通過フィルタ１２０４もアナログ回路とし、両フィルタ１２０３および１２０４の後段に、アナログデジタル変換回路１２１５および１２１６を配置した例である。
この場合、ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３は、出力ＧＬＰＦ１をアナログデジタル変換回路１２１５に供給し、変換されたデジタル信号ＧＡＤＣを目標ゲイン設定用引算回路１２０５に供給する。また、周波数制御用低域通過フィルタ１２０４は、出力ＦＬＰＦ１をアナログデジタル変換回路１２１６に供給し、変換されたデジタル信号ＦＡＤＣを周波数制御器１２０７に供給する。
図１４に示す直交検波部１０００のその他の箇所は、図１３に示す直交検波部１０００と同様に構成する。

この図１３および図１４に示すように、直交検波部１０００の内部でデジタル変換処理を行うように構成した場合にも、図１の構成と同様に、第一側帯波と第二側帯波の強度に応じた信号を得ることができる。

また、ここまで説明した構成では、直交検波部１０００が備える電源回路１４００として、電池１４０１または環境発電を備える構成とした。これに対して、電源１４００として、回転機１５００に接続された電力線から検知した電流を電源として使用してもよい。
すなわち、図１５に示すように、回転機１５００のｕ相の電力線に、電力検知器１５０３を配置し、電力検知器１５０３で得た電流を、電源回路１４００に供給する。ｕ相の電力線から電流を得るのは一例であり、その他の相の電力線でもよい。但し、異常を検知するための電力検知器１５０２とは別の相の電力線から電流を得るのが好ましい。

そして、電源回路１４００は、電力検知器１５０３で得た電流から、直交検波部１０００を作動させる電源電圧ＶＣＣを得る。
図１５に示す直交検波部１０００のその他の構成については、図１に示す直交検波部１０００と同様に構成する。
このようにして、回転機１５００を駆動させる電力から、直交検波部１０００を作動させる電源を得るようにしたことで、電池などが不要になり、電源構成を簡単にすることができる。

＜第２の実施の形態例＞
次に、本発明の第２の実施の形態例を、図１６〜図１８を参照して説明する。図１６〜図１８において、第１の実施の形態例で説明した図１〜図１５と同一箇所には同一符号を付し、重複説明を省略する。

図１６は、第２の実施の形態例における直交検波部１０００の構成を示す図である。
図１６に示す直交検波部１０００は、図１に示す可変制御発振回路１２０９の代わりに、周波数演算部１７０１を設けている。また、デジタル信号処理部１２００として、入力ＡＤＣＯをラッチするデータラッチ１６０１と、乗算論理部１６０２，１６０３，１６０４，１６０５とを備える。

すなわち、デジタル信号処理部１２００のデータラッチ１６０１は、周波数演算部１７０１から供給されるクロックＣＫに同期して、入力ＡＤＣＯをラッチして、ラッチ出力ＬＴＯを得る。なお、データラッチ１６０１は、主ピークの周波数に対して非常に早い周波数でサンプリングする。
データラッチ１６０１のラッチ出力ＬＴＯは、乗算論理部１６０２，１６０３に供給される。乗算論理部１６０２は、別の乗算論理部１６０４の出力ＣＯＳとラッチ出力ＬＴＯとの論理演算出力ＧＭＵＬＴを、ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３に供給する。乗算論理部１６０４は、ゲイン制御器１２０６の出力ＧＰＩＤと、周波数演算部１７０１の出力ＣＯＳ０との論理演算で、乗算出力ＣＯＳを得る。

また、乗算論理部１６０３は、別の乗算論理部１６０５の出力ＳＩＮとラッチ出力ＬＴＯとの論理演算出力ＦＭＵＬＴを、周波数制御用低域通過フィルタ１２０４に供給する。乗算論理部１６０５は、ゲイン制御器１２０６の出力ＧＰＩＤと、周波数演算部１７０１の出力ＳＩＮ０との論理演算で、乗算出力ＳＩＮを得る。
周波数演算部１７０１は、クロックＣＫを発生させる発振器と、その発振器の出力のカウント動作などに基づいて上述した出力ＣＯＳ０およびＳＩＮ０を生成させる回路を備える。

図１７は、図１６に示す直交検波部１０００の各部の波形の例を示す。図１７に示す各波形図の横軸は時間である。
図１７（ａ）は、データラッチ１６０１の出力ＬＴＯの変化を示す。出力ＬＴＯの波形は、主ピークの周波数に対して非常に早い周波数でサンプリングするため、アナログのように滑らかな波形となる。

図１７（ｂ）は、図１６に示す直交検波部１０００のゲイン制御パスの値（ＬＳＢ）の変化を示す。
乗算論理部１６０２の論理演算出力ＧＭＵＬＴは、乗算論理部１６０４が出力する信号ＣＯＳがローレベル“Ｌｏｗ”のときにはマイナスを掛け算して折り返し、ハイレベル“Ｈｉｇｈ”のときにはスルーする波形になる。
この乗算論理部１６０２の論理演算出力ＧＭＵＬＴを、ゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３でローパス処理すると平坦な波形の出力ＧＬＰＦ１が得られる。このゲイン制御用低域通過フィルタ１２０３の出力ＧＬＰＦ１から、目標ゲイン設定用引算回路１２０５でゲイン制御目標値ＲＥＦを減算することで、出力ＧＳＵＢが得られ、制御が安定すると出力ＧＳＵＢが基準レベルに静定する。

図１７（ｃ）は、直交検波部１０００の周波数制御パスの値（ＬＳＢ）の変化を示す。
乗算論理部１６０３の論理演算出力ＦＭＵＬＴは、乗算論理部１６０５が出力する信号ＳＩＮがローレベル“Ｌｏｗ”のときにはマイナスを掛け算して折り返し、ハイレベル“Ｈｉｇｈ”のときにはスルーする。
この乗算論理部１６０３の論理演算出力ＦＭＵＬＴを、周波数制御用低域通過フィルタ１２０４でローパス処理すると平坦な波形の出力ＦＬＰＦが得られ、制御が安定すると出力ＦＬＰＦが基準レベルに静定する。
図１７に示す波形は、第１の実施の形態例の図７に示す動作波形と同一であり、この図１７に示す波形から、第１の実施の形態例と同様に同期検波を行えることが判る。

図１６に示す本実施の形態例の直交検波部１０００の場合、デジタル信号処理部１２００と周波数演算部１７０１は、純粋な論理回路であるため、ロジック回路、ＦＰＧＡ、マイクロコンピュータ上で動作するソフトウェアなどの様々な実装方法で、直交検波部１０００を構成することができる。
ここで、対象とする回転機の主ピーク周波数に応じて測定系に要求されるスピードが変わるため、スピードに応じて最適な実装方法を選択すればよい。

なお、図１６に示す周波数演算部１７０１では、発振器の出力を直接クロックＣＫとしてデータラッチ１６０１に供給するようにした。これに対して、発振器が出力したクロックＣＫのカウント値と、周波数制御器１２０７の周波数制御出力ＦＰＩＤとを、周波数演算部１７０１内で比較して、比較結果としてのリセット信号を、データラッチ１６０１にクロックとして供給してもよい。
このようにデータラッチ１６０１がリセット信号でラッチ動作を行うことで、ラッチ周期を低減することができ、デジタル信号処理部１２００の負荷を低減することができる。
さらに、この場合にはリセット信号でトリガをかけて、アナログデジタル変換回路１１２０を間欠駆動することで、アナログデジタル変換回路１１２０における消費電流を低減することができる。

図１８は、図１６に示す直交検波部１０００においてデータラッチ１６０１がリセット信号でラッチ動作を行う場合の動作波形である。
図１８（ａ）は、データラッチ１６０１の出力ＬＴＯの変化を示す。出力ＬＴＯは周波数制御が静定している場合には４ｆ０のサンプリング周波数を有し、アナログ波形であるＬＴＯに対して、図に黒丸で示す位置の値をサンプリングした出力となる。

図１８（ｂ）は、図１６に示す直交検波部１０００のゲイン制御パスの値（ＬＳＢ）の変化を示す。
乗算論理部１６０２の論理演算出力ＧＭＵＬＴは、乗算論理部１６０４が出力する信号ＣＯＳがローレベル“Ｌｏｗ”のときにはマイナスを掛け算して折り返し、ハイレベル“Ｈｉｇｈ”のときにはスルーする波形になる。アナログ波形が存在した場合の掛け算結果１８０（図１８（ｂ））と、図１７（ｂ）における論理演算出力ＧＭＵＬＴの波形は異なったものとなる。

図１８（ｃ）は、直交検波部１０００の周波数制御パスの値（ＬＳＢ）の変化を示す。
乗算論理部１６０３の論理演算出力ＦＭＵＬＴは、乗算論理部１６０５が出力する信号ＳＩＮがローレベル“Ｌｏｗ”のときにはマイナスを掛け算して折り返し、ハイレベル“Ｈｉｇｈ”のときにはスルーする。アナログ波形が存在した場合の掛け算結果１８１（図１８（ｃ））と、図１７（ｃ）における論理演算出力ＦＭＵＬＴの波形は異なったものとなる。
図１８に示す波形は、第１の実施の形態例の図７に示す動作波形とサンプリング周波数が異なるもののＬＳＢ値としては同一であり、この図１８に示す波形から、第１の実施の形態例と同様に同期検波を行えることが判る。

図１９は、このリセット信号でデータラッチ１６０１がラッチ動作を行う場合の、入力回路１１１０が備える低域通過フィルタ１１１１（図２）の周波数特性を示したものである。図１９（ａ）は、アナログデジタル変換回路１１２０の出力ＡＤＣＯの周波数特性を示し、横軸は周波数、縦軸は振幅を示す。図１９（ａ）は、低域通過フィルタ１１１１の特性を示す、横軸は周波数、縦軸はゲインを示す。

低域通過フィルタ１１１１のカットオフ周波数ｆｃ４は、主ピークの周波数ｆ０より大きい必要があるが、データラッチ１６０１のサンプリング周波数は制御が静定している場合、周波数４ｆ０になる。よって、図１９（ｂ）に示すように、カットオフ周波数ｆｃ４はｆ０＜ｆｃ４＜４ｆ０を満たすように設定する必要がある。
このように低域通過フィルタ１１１１のカットオフ周波数４ｆ０を設定することで、データラッチ１６０１におけるデータ取り込み時の雑音の折り返しを低減し、精度良い計測が可能になる。

＜変形例＞
なお、本発明は、上述した各実施の形態例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した各実施の形態例は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、複数の実施の形態例の構成を組み合わせてもよい。

例えば、図１や図３に示す構成では、直交検波部１０００が、１つの回転機１５００の電流検知器１５０２の出力信号を検波するようにした。これに対して、１つの直交検波部１０００が、複数の電流検知器１５０２の出力信号を検波してもよい。
図２０は、１つの直交検波部１０００′が、複数の電流検知器１５０２の出力信号を検波する場合の構成の例を示す。
図２０に示す構成について説明すると、ここではｍ個（ｍは任意の整数）の回転機１５００ａ〜１５００ｍを用意し、このｍ個の回転機１５００ａ〜１５００ｍごとに、個別に電流検知器１５０２を設ける。そして、それぞれの電流検知器１５０２の出力信号を、直交検波部１０００′が備えるマルチプレクサ１７０１に供給する。マルチプレクサ１７０１は、出力演算部１２１２から供給される選択信号ＳＥＬに基づいて、アナログフロントエンド１１００に供給する入力信号を、順に切り替える処理を行う。
直交検波部１０００′のアナログフロントエンド１１００とデジタル信号処理部１２００の構成については、図１に示す直交検波部１０００と同様の構成である。

図２１（ａ）は、図２０に示す構成の直交検波部１０００′の場合に、マルチプレクサ１７０１に供給される選択信号ＳＥＬと、出力演算部１２１２に供給されるバンドパスフィルタ１２０８の出力ＧＢＰＦを示す。
図２１（ａ）に示すように、ｍ個の電流検知器１５０２を切り替える選択信号ＳＥＬをマルチプレクサ１７０１に送る。この選択信号ＳＥＬの切り替わりに連動して、１つの電流検知器１５０２の出力についての、交流振幅値ＭＡＧを得る。ここで、それぞれの電流検知器１５０２の交流振幅値ＭＡＧを出力する期間において、起動してからゲイン制御出力が静定するよりも前の時間帯（Ｉｎｉｔ）を定め、その静定するよりも前の時間帯（Ｉｎｉｔ）を除いた期間の交流振幅値ＭＡＧを計測する。

図２１（ｂ）は、図２０に示す構成の直交検波部１０００′の場合に、通信回路１３００が送信する通信ペイロードのパケットＰＫＴＵＰの構成の一例である。
図２１（ｂ）に示すように、パケットＰＫＴＵＰには、センサ状態を示す情報（ｓｅｎｓｏｒ Ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ）、交流振幅値ＭＡＧおよび周波数制御出力ＦＰＩＤなどのデータ（Ｄａｔａ）、信頼性担保情報（ＣＲＣ）が配置されている。
ここで、データ（Ｄａｔａ）の区間には、ｍ個の交流振幅値ＭＡＧおよび周波数制御出力ＦＰＩＤを配置する。

図２２は、図２０に示す構成の直交検波部１０００′を備えた場合における、直交検波部１０００′を起動させる起動シーケンスを示す。図２２において、図４に示す起動シーケンスと同一の処理については、同一のステップ番号を付す。
図２２に示すシーケンスが図４に示すシーケンスと相違する点は、ステップＳ１２とステップＳ１３との間に、ステップＳ２１の処理が行われる点と、ステップＳ１８とステップＳ１９との間に、ステップＳ２２の判断処理が行われる点である。

すなわち、ステップＳ１２で直交検波部１０００がアクティブ状態に遷移した後、ステップＳ２１で選択信号ＳＥＬに基づいたマルチプレクサ１７０１での選択処理が行われてから、ステップＳ１３の初期化動作に移行する。
また、ステップＳ１８で測定結果のデータを上り通信で送信した後、ステップＳ２２でｍ個の選択を全て行ったか否かを判断し、ｍ個の選択が行われた場合に（ステップＳ２２のＹＥＳ）、ステップＳ１９の待機に移る。また、ステップＳ２２でｍ個の選択を全て行っていない場合（ステップＳ２２のＮＯ）、マルチプレクサ１７０１に次の選択信号ＳＥＬを送り、ステップＳ２１からステップＳ１８までの処理を繰り返す。
このようにして、１つの直交検波部１０００′が、複数の電流検知器１５０２の出力信号を検波して、順にクラウド計算機１３０側に送信することができる。この図２０に示す構成とすることで、多数の回転機１５００についての検波を、少ない検波部で効率よく行うことができ、システム構成の簡易化につながる。

なお、図２０に示す構成や、図１などに示す構成では、アナログフロントエンド１１００として、入力回路１１１０を備えて、入力回路１１１０の出力ＣＯＮＤＯをアナログデジタル変換回路１１２０に供給して、デジタル変換出力ＡＤＣＯを得るようにした。これに対して、電流検知器１５０２の出力を直接、アナログデジタル変換回路１１２０に供給してデジタル変換するようにしてもよい。例えば、マイクロコンピュータ（いわゆるマイコン）で直交検波部を構成したとき、そのマイコンが備えるアナログデジタル変換回路１１２０の入力である入力ＭＵＸに、電流検知器１５０２の出力を供給する構成としてもよい。
また、図２０に示す構成では、図１に示す第１の実施の形態例の構成に組み合わせた例としたが、第２の実施の形態例において、同様に複数の電流検知器１５０２の出力信号を、１つの検波部で検波するようにしてもよい。

また、第１の実施の形態例や第２の実施の形態例において、検波部が備える低域通過フィルタ１２０３，１２０４や、帯域通過フィルタ１２０８は、実際の作動状態によってノイズなどの除去が不要である場合に、一部または全てを省略してもよい。また、これらのフィルタを設ける場合であっても、図１などに示す接続位置以外の箇所に、低域通過フィルタや帯域通過フィルタを配置してもよい。
また、上述した実施の形態例では、モータである回転機の診断システムとした。これに対して、モータの劣化診断だけでなく、劣化により駆動電流の主ピークの近傍に側帯波を生じるようなモータ以外の回転機の診断にも本発明を適用することが可能である。

また、構成図や機能ブロック図では、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものだけを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

また、各実施の形態例で説明した構成は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラムなどの情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の記録装置、または、ＩＣカード、ＳＤカード、光ディスク等の記録媒体に置くことができる。

１００…回転機診断システム、１１０ａ〜１１０ｎ…計測サイト、１１１ａ〜１１１ｎ…回転機計測ユニット、１１２…データ収集装置、１２０…ネットワーク、１３０…クラウド計算機、１３１…演算ノード、３０１，３０２，３０６…抵抗器、３０３，３０５…コンデンサ、３０７…オペアンプ、３０８…抵抗性負荷、３０９…ハイ側分圧抵抗器、３１０…ロウ側分圧抵抗器、１０００，１０００′…直交検波部、１１００…アナログフロントエンド、１１１０…入力回路、１１１１…低域通過フィルタ、１１１２…入力ロード、１１１３…レベルシフタ、１１２０…アナログデジタル変換回路、１２００…デジタル信号処理部、１２０１…ゲイン制御用ミキサ、１２０２…周波数制御用ミキサ、１２０３…ゲイン制御用低域通過フィルタ、１２０４…周波数制御用低域通過フィルタ、１２０５…目標ゲイン設定用引算回路、１２０６…ゲイン制御器、１２０７…周波数制御器、１２０８…帯域通過フィルタ、１２０９…可変制御発振回路、１２１０，１２１１…復調信号生成用ミキサ、１２１２…出力演算部、１２１３，１２１４，１２１５，１２１６…アナログデジタル変換回路、１３００…通信回路、１４００…電源回路、１４０１…電池、１４０２…太陽電池セル、１５００，１５００ａ〜１５００ｍ…回転機（三相交流モータ）、１５０１…サーボアンプ、１５０２，１５０３…電流検知器、１６００…デジタル信号処理部、１６０１…データラッチ、１６０２，１６０３，１６０９…乗算論理部、１６０４，１６０５…低域通過フィルタ、１６０６…引算回路、１６０７，１６０８…ＰＩＤコントローラ、１６０９，１６１０…乗算論理部、１６１１…帯域通過フィルタ、１６１２…出力演算部、１７０１…周波数演算部、１８０１…マルチプレクサ

Claims (10)

1. 回転機に接続された少なくとも１本の電流線の電流を検知する電流検知器と、
   前記電流検知器が検知した電流の主周波数に対して直交検波を行い側帯波の強度を抽出する検波部と、を備える
   回転機診断システム。
2. 前記検波部は、通信回路を有し、
   抽出した前記側帯波の強度を上位システムに送信する
   請求項１に記載の回転機診断システム。
3. 前記検波部は、電源回路を有し、電池から供給される電力によって駆動される
   請求項１に記載の回転機診断システム。
4. 前記検波部は、電源回路を有し、環境発電により得られた電力または前記電流線の電流を検知して得た電力によって駆動される
   請求項１に記載の回転機診断システム。
5. 前記検波部は、入力フィルタを含むアナログフロントエンド回路を有し、
   前記入力フィルタのカットオフ周波数は、少なくとも前記主周波数よりも高い
   請求項１に記載の回転機診断システム。
6. 前記検波部は、少なくとも前記側帯波の周波数を通過帯域に含む帯域通過フィルタを有し、
   前記帯域通過フィルタは直交検波した結果に対して適用される
   請求項１に記載の回転機診断システム。
7. 前記側帯波の強度は前記検波部の動作が静定した後に抽出される
   請求項１に記載の回転機診断システム。
8. 前記通信回路を用いて、前記検波部の動作設定値を受信し、
   受信した前記動作設定値に基づいて前記検波部を作動させる
   請求項２に記載の回転機診断システム。
9. 前記電流検知器および前記検波部は、複数組用意し、
   複数組の前記検波部が検波したデータを収集するデータ収集装置と、
   前記データ収集装置が収集したデータを蓄積するクラウド計算機とを有する
   ことを特徴とする請求項２に記載の回転機診断システム。
10. 前記検波部は、前記検波部の入力をサンプリングするデータラッチを備え、
    前記データラッチで前記検波部の入力をサンプリングする
    請求項１に記載の回転機診断システム。

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