JP2020039053A - 電力増幅回路 - Google Patents
電力増幅回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2020039053A JP2020039053A JP2018165368A JP2018165368A JP2020039053A JP 2020039053 A JP2020039053 A JP 2020039053A JP 2018165368 A JP2018165368 A JP 2018165368A JP 2018165368 A JP2018165368 A JP 2018165368A JP 2020039053 A JP2020039053 A JP 2020039053A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- terminal
- transistor
- termination
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 63
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims abstract description 39
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims abstract description 39
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 36
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 239000010754 BS 2869 Class F Substances 0.000 description 14
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 8
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 4
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 4
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 239000002151 riboflavin Substances 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2176—Class E amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
- H03F1/0216—Continuous control
- H03F1/0222—Continuous control by using a signal derived from the input signal
- H03F1/0227—Continuous control by using a signal derived from the input signal using supply converters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/22—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
- H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/191—Tuned amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
- H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/171—A filter circuit coupled to the output of an amplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/387—A circuit being added at the output of an amplifier to adapt the output impedance of the amplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
【課題】最大出力電力を増大させつつ、電力付加効率を向上させる。【解決手段】電力増幅回路は、第1電源電圧が供給される第1端子と、接地に接続される第2端子と、入力信号が供給される第3端子と、を有する下段トランジスタと、第1キャパシタと、第2電源電圧が供給されるとともに、増幅信号を出力端子に出力する第1端子と、第1キャパシタを通じて下段トランジスタの第1端子と接続される第2端子と、駆動電圧が供給される第3端子と、を有する上段トランジスタと、上段トランジスタの第2端子を接地に接続する第1インダクタと、駆動電圧を調整する電圧調整回路と、増幅信号の偶数次高調波又は奇数次高調波を接地電位に短絡させる少なくとも一つの終端回路と、を備え、少なくとも一つの終端回路は、下段トランジスタの第1端子から第1キャパシタ及び上段トランジスタを経由して出力端子に至る伝送経路上のいずれかの点から分岐するように設けられる。【選択図】図1
Description
本発明は、電力増幅回路に関する。
携帯電話等の移動体通信機に搭載される電力増幅回路においては、基地局へと送信される送信信号の最大出力電力を増大させることが求められている。例えば、特許文献1には、2つのトランジスタが上下に接続された電力増幅回路が開示されている。この電力増幅回路では、上段と下段のトランジスタがキャパシタを経由して接続され、かつ上段のトランジスタのエミッタがインダクタにより接地されることにより、上段と下段のトランジスタが交流的には導通し、直流的には遮断される。これにより、上段のトランジスタのコレクタから電源電圧の2倍に相当する電圧振幅の信号が出力され、最大出力電力が増大する。
加えて、ユーザにより携帯される移動体通信機では、消費電力を低減させることもまた課題となっている。特に電力増幅回路は消費電力が相対的に大きいため、電力付加効率(PAE:Power Added Efficiency)を向上させることが重要となる。例えば、下記非特許文献1では、送信信号の偶数次高調波を接地電位に短絡し、奇数次高調波を開放するように高調波を制御することにより、電力増幅器をF級動作させる構成が開示されている。このようなF級動作は、電力増幅器の高線形性と高効率性を両立させる技術として知られている。
Satoshi TANAKA, "Progress of the Linear RF Power Amplifier for Mobile Phones", IEICE Transactions on Fundamentals of Electronics, Communications and Computer Sciences, Vol.E101.A, No.2, 2018, p385-395
しかしながら、特許文献1に記載された電力増幅回路においては、非特許文献1に記載されたような電力付加効率の向上のための検討が必ずしも十分であるとは言えない。
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、最大出力電力を増大させつつ、電力付加効率を向上させることができる電力増幅回路を提供することを目的とする。
かかる目的を達成するため、本発明の一側面に係る電力増幅回路は、第1電源電圧が供給される第1端子(コレクタ)と、接地に接続される第2端子(エミッタ)と、入力信号が供給される第3端子(ベース)と、を有する下段トランジスタと、第1キャパシタと、第2電源電圧が供給されるとともに、入力信号を増幅させた増幅信号を出力端子に出力する第1端子(コレクタ)と、第1キャパシタを通じて下段トランジスタの第1端子と接続される第2端子(エミッタ)と、駆動電圧が供給される第3端子(ベース)と、を有する上段トランジスタと、上段トランジスタの第2端子(エミッタ)を接地に接続する第1インダクタと、駆動電圧を調整する電圧調整回路と、増幅信号の偶数次高調波又は奇数次高調波のいずれか一方を接地電位に短絡させる、少なくとも一つの終端回路と、を備え、少なくとも一つの終端回路は、下段トランジスタの第1端子(コレクタ)から第1キャパシタ及び上段トランジスタを経由して出力端子に至る伝送経路上のいずれかの点から分岐するように設けられる。
本発明によれば、最大出力電力を増大させつつ、電力付加効率を向上させることができる電力増幅回路を提供することができる。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
図1は、本発明の第1実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。電力増幅回路100Aは、例えば、携帯電話等の移動体通信機において、入力される無線周波数(RF:Radio Frequency)信号RFinを増幅し、増幅信号RFoutを出力する。RF信号RFinの周波数は、例えば数〜数十GHz程度である。
図1に示されるように、電力増幅回路100Aは、例えば、トランジスタ110,111、バイアス回路120,121、電圧調整回路130、キャパシタ140,141、インダクタ150〜152、整合回路160,161、終端回路170及びフィルタ回路180を備える。
トランジスタ110,111は、例えば、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(HBT:Heterojunction Bipolar Transistor)等のバイポーラトランジスタにより構成される。なお、トランジスタ110,111は、バイポーラトランジスタに限られず、例えばMOSFET(Metal−oxide−semiconductor Field−Effect Transistor)等の電界効果トランジスタにより構成されてもよい。その場合、コレクタ、ベース、エミッタを、それぞれ、ドレイン、ゲート、ソースに読み替えればよい。また、以下の説明において、2つのトランジスタ110,111をまとめて「増幅器」とも呼ぶこともある。
トランジスタ110(下段トランジスタ)は、コレクタ(第1端子)にインダクタ150を通じて電源電圧Vcc1(第1電源電圧)が供給され、ベース(第3端子)に整合回路160及びキャパシタ140を通じてRF信号RFin(入力信号)が供給され、エミッタ(第2端子)が接地される。また、トランジスタ110のベースには、バイアス回路120から出力されるバイアス電流又はバイアス電圧が供給される。これにより、トランジスタ110のコレクタから、RF信号RFinを増幅した増幅信号が出力される。
トランジスタ111(上段トランジスタ)は、コレクタ(第1端子)にインダクタ151を通じて電源電圧Vcc2(第2電源電圧)が供給され、ベース(第3端子)にバイアス回路121から出力されるバイアス電流又はバイアス電圧が電圧調整回路130を通じて供給され、エミッタ(第2端子)がインダクタ152を通じて接地される。また、トランジスタ111のエミッタは、キャパシタ141を通じてトランジスタ110のコレクタに接続される。これにより、トランジスタ111のコレクタから、RF信号RFinを増幅した増幅信号RFoutが出力端子Tに出力される。
キャパシタ141(第1キャパシタ)は、上段のトランジスタ111のエミッタと、下段のトランジスタ110のコレクタとの間を接続する。キャパシタ141は、上段のトランジスタ111と下段のトランジスタ110を直流においては分離させ、交流においては接続する機能を有する。
インダクタ152(第1インダクタ)は、一端がトランジスタ111のエミッタに接続され、他端が接地される。インダクタ152は、上段のトランジスタ111のエミッタを直流において接地させる機能を有する。
トランジスタ110,111、キャパシタ141及びインダクタ152が上述のように接続される効果について、電源電圧Vcc1,Vcc2がともに3Vであるものとして説明する。
下段のトランジスタ110のコレクタ電圧は、直流においては電源電圧Vcc1(DC3V)が供給されるため、DC3V±AC3Vの範囲において変動する。次に、上段のトランジスタ111のエミッタ電圧は、直流においては接地され、交流においては下段のトランジスタ110のコレクタと接続されるため、DC0V±AC3Vの範囲において変動する。また、トランジスタ111のコレクタ電圧は、直流においては電源電圧Vcc2(DC3V)が供給され、交流においてはトランジスタ111のエミッタの信号振幅と合算されるため、DC3V±AC6Vの範囲において変動する。従って、上段のトランジスタ111のコレクタ・エミッタ間の信号振幅は下段のトランジスタ110のコレクタ・エミッタ間の信号振幅と同じでありながら、上段のトランジスタ111のコレクタの信号振幅はコレクタ・エミッタ間の信号振幅の2倍となる。
ここで、信号の出力電力をP、コレクタ電圧をV、増幅器の負荷インピーダンスをRとすると、P=V2/Rの関係が成り立つ。このとき、電圧振幅が2倍になり、出力電力が2倍になるには、負荷インピーダンスが2倍になればよい。従って、電力増幅回路100Aによると、トランジスタが上下に接続されない構成に比べて、電源電圧を上昇させることなく負荷インピーダンスを2倍とすることができ、信号の最大出力電力を増大させることができる。
バイアス回路120,121は、それぞれ、バイアス電流又はバイアス電圧を生成し、トランジスタ110,111のベースに供給する。バイアス回路120,121の構成は特に限られないため、詳細な説明を省略する。
電圧調整回路130は、バイアス回路121と上段のトランジスタ111のベースとの間に設けられる。本実施形態において、電圧調整回路130は、直列接続されたインダクタ153及びキャパシタ142を備える。インダクタ153は、一端にバイアス回路121からバイアス電流が供給され、他端が上段のトランジスタ111のベースに接続される。キャパシタ142は、一端が上段のトランジスタ111のベースに接続され、他端が接地される。
電圧調整回路130は、トランジスタ111のベース端子から見込んだインピーダンスを調整することにより、トランジスタ111のベースに供給される電圧(駆動電圧)の振幅動作がバイアス回路121によって制限されることを阻止する。すなわち、上段のトランジスタ111がオンとなるためには、当該トランジスタ111のベース・エミッタ間電圧が所定の電圧以上である必要がある。従って、トランジスタ111のベース電圧は、当該トランジスタ111のエミッタ電圧の変動に伴って変動する必要がある。この点、電圧調整回路130は、キャパシタ142を備えることにより、トランジスタ111のベース電圧を交流において変動させるように機能する。なお、キャパシタ142のキャパシタンス値は、キャパシタ141のキャパシタンス値より小さいことが好ましい。キャパシタ142のキャパシタンス値が過度に大きいと、トランジスタ111のベース変動が抑制されてしまうためである。
キャパシタ140は、RF信号の直流成分を除去する。インダクタ150,151は、それぞれ、RF信号が電源回路(不図示)へと結合することを抑制する。
整合回路160,161は、前後に設けられた回路間のインピーダンスを整合させる。整合回路160,161は、それぞれ、例えばインダクタやキャパシタを用いて構成される。
終端回路170は、下段のトランジスタ110のコレクタからキャパシタ141及び上段のトランジスタ111を経由して出力端子Tに至る伝送経路L(図1破線参照)上のうち、トランジスタ111のコレクタと整合回路161との間の点から分岐するように設けられる。本実施形態において終端回路170は、例えば、増幅信号RFoutの2次高調波を接地電位に短絡させる(すなわち、低インピーダンスで終端する)ノッチフィルタ回路により構成される。
図2Aは、終端回路170の一具体例を示す図である。なお、図2A及び後述する図2Bでは、終端回路及びフィルタ回路が集中定数回路により構成される例が示されているが、集中定数回路に代えて伝送線路により構成されてもよい。図3Aは、終端回路170のインピーダンスの周波数特性を示すグラフである。図3Aに示されるグラフにおいて、縦軸はインピーダンス(Ω)を示し、横軸は周波数(Hz)を示す。
図2Aに示されるように、終端回路170は、例えば、直列接続されたインダクタ200とキャパシタ210を含むLC直列共振回路により構成される。ここで、LC直列共振回路は、インダクタのインダクタンス値をLとし、キャパシタのキャパシタンス値をCとすると、共振周波数f0=1/(2π√LC)(Hz)においてインピーダンスが局所的に低くなる特性を有する。従って、送信周波数帯域をfmin〜fmax(Hz)とすると、図3Aに示されるように、終端回路170の共振周波数fT1が送信信号の2次高調波の帯域2fmin〜2fmax(Hz)に含まれるようにインダクタ200及びキャパシタ210の定数を設定する。これにより、2次高調波を選択的に接地電位に短絡させることができる。また、送信周波数帯域では、インピーダンスが十分高く、信号の損失が抑制されるように終端回路170のQ値が設定されることが好ましい。なお、共振周波数fT1は、例えば、送信周波数帯域の中心周波数の2倍の周波数に設定されてもよいし、インピーダンスの変動や送信周波数帯域における信号の損失を考慮して中心周波数の2倍の周波数から上下にずらされていてもよい。
他方、フィルタ回路180は、伝送経路Lのうち上段のトランジスタ111のコレクタと整合回路161との間において伝送経路Lに直列に接続される。本実施形態においてフィルタ回路180は、例えば、増幅信号の3次高調波を開放するタンク回路(LC並列共振回路)により構成される。
図2Bは、フィルタ回路180の一具体例を示す図であり、図3Bは、フィルタ回路180のインピーダンスの周波数特性を示すグラフである。なお、図3Bに示されるグラフにおいて、縦軸はインピーダンス(Ω)を示し、横軸は周波数(Hz)を示す。
図2Bに示されるように、フィルタ回路180は、例えば、並列接続されたインダクタ201とキャパシタ211を含むLC並列共振回路により構成される。ここで、LC並列共振回路は、インダクタのインダクタンス値をLとし、キャパシタのキャパシタンス値をCとすると、共振周波数f0=1/(2π√LC)(Hz)においてインピーダンスが局所的に高くなる特性を有する。従って、図3Bに示されるように、フィルタ回路180の共振周波数fF1が、送信信号の3次高調波の帯域3fmin〜3fmax(Hz)に含まれるようにインダクタ201及びキャパシタ211の定数を設定する。これにより、3次高調波を選択的に開放させることができる。また、送信周波数帯域では、インピーダンスが十分低く、信号の損失が抑制されるようにフィルタ回路180のQ値が設定されることが好ましい。なお、共振周波数fF1は、例えば、送信周波数帯域の中心周波数の3倍の周波数に設定されてもよいし、インピーダンスの変動や送信周波数帯域における信号の損失を考慮して中心周波数の3倍の周波数から上下にずらされていてもよい。
なお終端回路170及びフィルタ回路180に含まれる各素子は、トランジスタ110,111等が形成される半導体基板上に設けられていてもよい。あるいは、例えばキャパシタ210,211が当該半導体基板上に設けられ、インダクタ200,201は当該半導体基板が実装されるモジュール基板上に設けられてもよい。また、図1においては機能構成上、フィルタ回路180と整合回路161がそれぞれ分けて示されているが、これらの両回路は必ずしも分けて構成される必要はなく、例えば整合回路161がフィルタ回路180の機能を兼ねてもよい。
上述のとおり、増幅器から出力される高調波のうち、偶数次高調波の一部である2次高調波を短絡させ、奇数次高調波の一部である3次高調波を開放させると、トランジスタ110,111のコレクタ電流の波形は半波整流波に近付き、コレクタ電圧の波形は矩形波に近付く。従って、増幅器は、いわゆるF級動作となる。
図4は、F級動作させた場合における増幅器のコレクタ電圧Vc(実線)及びコレクタ電流Ic(点線)の波形を示す図である。同図に示されるように、F級動作においては、電圧波形と電流波形の山が重ならないように位相が調整される。これにより、コレクタ電流Icとコレクタ電圧Vcの波形が重なる時間が短くなり、増幅器の消費電力(=コレクタ電流Ic×コレクタ電圧Vc)が理想的には0Wとなる。従って、F級動作では電力増幅回路の電力付加効率が向上する。
なお、短絡又は開放するように制御される高調波は2次高調波及び3次高調波に限られず、2次以上のいずれかの偶数次高調波が短絡され、3次以上のいずれかの奇数次高調波が開放される構成であればよい。
ここで、本実施形態では、下段のトランジスタ110と上段のトランジスタ111に流れる電流が共通する。すなわち、キャパシタ141のキャパシタンス値及びインダクタ150,152のインダクタンス値が十分大きく、そのインピーダンスが無視できるものとする。この場合、下段のトランジスタ110と上段のトランジスタ111に流れるコレクタ電流は等しい。また、下段のトランジスタ110のコレクタ電圧波形は、上段のトランジスタ111のコレクタ電圧波形の半分の振幅を持ち、上段のトランジスタ111のエミッタ電圧波形は、下段のトランジスタ110のコレクタ電圧波形と等しい。従って、上段のトランジスタ111のコレクタ・エミッタ間電圧波形は、下段のトランジスタ110のコレクタ・エミッタ間電圧波形と等しくなる。従って、本実施形態では、上段のトランジスタ111の出力において高調波を制御することにより、同時に下段のトランジスタ110に起因する高調波も同時に制御されることとなる。
上述のとおり、電力増幅回路100Aによると、トランジスタが上下に接続されない構成に比べて2倍の電圧振幅の増幅信号RFoutを出力することができ、最大出力電力を増大させることができる。加えて、電力増幅回路100Aは、2次高調波を接地電位に短絡させる終端回路170と、3次高調波を開放させるフィルタ回路180を備えることにより、増幅器をF級動作させることができる。従って、下段のトランジスタ110の出力の高調波を制御することなく、電力増幅回路100Aにおける電力付加効率を向上させ、直流消費電力を低減させることができる。
また、電力増幅回路100Aは、終端回路170とフィルタ回路180の双方を備えることにより、いずれか一方を備える構成に比べて増幅器の電圧電流波形がより整形されるため、電力付加効率がさらに向上する。もっとも、電力増幅回路は、終端回路170とフィルタ回路180のうちいずれか一方を備えていなくてもよい。
なお、上述の電力増幅回路100Aでは、終端回路170が上段のトランジスタ111のコレクタに接続される構成が示されているが、上段のトランジスタ111の代わりに下段のトランジスタ110のコレクタに終端回路が接続されていてもよい。
また、図1では、電力増幅回路100Aが一段の増幅器を含む構成が示されているが、電力増幅回路は例えば初段(ドライブ段)と後段(パワー段)を含む二段以上の増幅器を備えていてもよい。電力増幅回路が二段以上の増幅器を備える場合、例えば、信号の出力電力が最も大きくなる最終段の増幅器には図1に示される構成が適用され、他の増幅器にはトランジスタが上下に接続されない構成が適用されることが好ましい。これによると、全ての増幅器において図1に示される構成が適用される場合に比べて、回路規模の増大が抑制される。もっとも、例えば要求される利得が高い場合など、最終段以外の増幅器においても図1に示される構成が適用されてもよい。
また、上下に接続されるトランジスタの個数は2つに限られず、3つ以上であってもよい。例えば、N個(Nは2以上の整数)のトランジスタが上下に接続される場合、最上段のトランジスタのコレクタの信号振幅は、1つのトランジスタのコレクタの信号振幅の約N倍となる。
図5は、本発明の第2実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。なお、以下の各実施形態においては、電力増幅回路100Aと同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。また、第1実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
図5に示されるように、電力増幅回路100Bは、上段のトランジスタ111に加えて下段のトランジスタ110の出力においても終端回路171が接続される。終端回路171(第1終端回路)は、伝送経路Lのうち、下段のトランジスタ110のコレクタと上段のトランジスタ111のエミッタとの間の点から分岐するように設けられる。本実施形態において、終端回路171は、終端回路170(第2終端回路)と同じ共振周波数を有し、増幅信号RFoutの2次高調波を接地電位に短絡させる。なお、終端回路171の具体的な構成は、例えば図2Aに示される終端回路170と同様とすることができるため、詳細な説明を省略する。
上下のトランジスタ110,111は、基本的には同じ動作を行うが、電圧調整回路130の設定やインダクタ150,152又はキャパシタ141のインピーダンスが十分に大きくない場合等に、上下のトランジスタの対称性が崩れる場合がある。このような場合であっても、電力増幅回路100Bでは上下のトランジスタにそれぞれ終端回路が接続されるため、適切にトランジスタ110,111のコレクタの電圧電流波形が整形される。加えて、終端回路171は、上段のトランジスタ111のエミッタに現れる2次高調波もまた接地電位に短絡する。これにより、トランジスタ111の電圧電流波形の整形が補助される。
なお、図5においては、終端回路171の一端が、トランジスタ110のコレクタとキャパシタ141との間に接続されているが、当該終端回路171の一端が接続される位置はこれに限られず、トランジスタ110のコレクタとトランジスタ111のエミッタとの間であればいずれであってもよい。
図6は、本発明の第3実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。図6に示されるように、電力増幅回路100Cは、電力増幅回路100Bに比べて、終端回路171の代わりに終端回路172を備える。
終端回路172は、上段のトランジスタ111のエミッタを接地するためのインダクタ152の一部を、LC直列共振回路を構成するインダクタとして利用する。具体的に、終端回路172は、インダクタ152の一部と、当該インダクタ152のいずれかの点から分岐するように接地に接続されるキャパシタ212(第2キャパシタ)を含む。ここで、2つに分割されたインダクタ152の接地側のインダクタンス値が基本波において十分高いインピーダンスである場合、基本波においては開放に見える。従って、終端回路172では、インダクタ152の一部とキャパシタ212がLC直列共振回路として機能する。なお、当該LC直列共振回路の共振周波数を決定するインダクタンス値は、2つに分割されたインダクタ152が並列接続された場合のインダクタンス値に相当する。終端回路172の機能は、終端回路171と同様であるため、詳細な説明を省略する。
上述の構成により、電力増幅回路100Cでは、電力増幅回路100Bに比べて少ない素子数で終端回路172が構成され、電力増幅回路100Bと同様の効果を得ることができる。
なお、図6においては、インダクタ152の一部が終端回路172のインダクタンス成分として機能する例が示されているが、これに代えて、例えばインダクタ150の一部が終端回路のインダクタンス成分として機能する構成であってもよい。この場合、キャパシタ212に相当するキャパシタが、インダクタ150のいずれかの点から分岐するように接地に接続されていればよい。
上述の電力増幅回路100B,100Cはいずれも、2つの終端回路の共振周波数が等しいものとして説明した。しかしながら、これらの終端回路の共振周波数は、互いに異なっていてもよい。例えば、図5に示される電力増幅回路100Bと同様の構成において、2つの終端回路170,171の共振周波数fT1,fT2が互いに異なる態様を第4実施形態(電力増幅回路100D)とする。
図7は、電力増幅回路100Dにおける出力信号の減衰量の周波数特性を示すグラフである。なお、本実施形態では、終端回路170,171の共振周波数fT1,fT2が互いに異なるため、図7における縦軸はインピーダンスの代わりに減衰量(dB)を示す。
図7に示されるように、本実施形態では、終端回路170の共振周波数fT1が送信周波数帯域の中心周波数の2倍の周波数に設定され、終端回路171の共振周波数fT2が2次高調波の帯域の上限値2fmax(Hz)より高い周波数に設定されている。これにより、1つの終端回路を備える構成(破線参照)に比べて、2次高調波がより広い帯域において減衰される。従って、1つの終端回路を備える構成に比べて広い周波数帯域で2次高調波が十分に接地電位に短絡されるため、電力付加効率のさらなる向上が見込まれる。このような実施形態は、例えば、送信周波数帯域が比較的広い場合に好適に機能する。
なお、2つの終端回路の共振周波数のずらし方はこれに限られない。上述のように、一方の共振周波数を2次高調波の中心周波数より高い側にずらすことにより、低い側にずらす場合に比べて、通過させるべき基本波の減衰を抑制し得る。
図8は、本発明の第5実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。図8に示されるように、電力増幅回路100Eは、電力増幅回路100Bに比べて、終端回路173,174をさらに備える。
終端回路173は、終端回路170と並列に接続される。終端回路174は、終端回路171と並列に接続される。本実施形態において、これらの4つの終端回路170,171,173,174の各々の共振周波数は、2次高調波の帯域の近傍においてずらされて設定されている。
図9は、電力増幅回路100Eにおける出力信号の減衰量の周波数特性を示すグラフである。
図9に示されるように、本実施形態では、終端回路170,171,173,174の共振周波数fT1,fT2,fT3,fT4が、2次高調波の帯域の近傍においてこの順に周波数が徐々に高くなるように設定されている。これにより、2つの終端回路170,171を備える電力増幅回路100Dに比べて、さらに広い帯域において2次高調波を減衰させることができる。従って、電力増幅回路100Eは、電力増幅回路100Dに比べてさらに広い帯域で電力付加効率を向上させることができる。
図10は、本発明の第6実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。図10に示されるように、電力増幅回路100Fは、電力増幅回路100Eに比べて、2次高調波を短絡させる終端回路173,174に代えて、4次高調波を短絡させる終端回路175,176を備える。
終端回路175(第4終端回路)は、終端回路170と並列に接続される。終端回路176(第3終端回路)は、終端回路171と並列に接続される。これらの終端回路175,176の各々の共振周波数は、4次高調波の帯域の近傍となるように設定されている。これにより、2つの終端回路を備える電力増幅回路100Bに比べて、減衰させる高調波の帯域を広くとることができる。また、4つの終端回路がいずれも2次高調波を短絡させる電力増幅回路100Eに比べて、電力増幅回路100Fでは2次高調波に加えて4次高調波も短絡されるため、増幅器における電圧電流波形がより理想的な波形に近付く。従って、電力付加効率のさらなる向上が見込まれる。
このように、複数の終端回路が短絡する高調波は2次高調波に限られず、他の偶数次高調波も含んでいてもよい。なお、終端回路170と終端回路171、及び、終端回路175と終端回路176は、それぞれ、共振周波数が等しくてもよく、あるいは異なっていてもよい。
図11は、本発明の第7実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。図11に示されるように、電力増幅回路100Gは、電力増幅回路100Aに比べて、フィルタ回路180に代えてフィルタ回路181を備え、キャパシタ141に代えてキャパシタ143を備える。
フィルタ回路181は、伝送経路Lのうち、下段のトランジスタ110のコレクタと上段のトランジスタ111のエミッタとの間に設けられている。具体的に、フィルタ回路181は、並列接続されたインダクタ202(第2インダクタ)とキャパシタ212を含むLC並列共振回路により構成される。フィルタ回路181の共振周波数は、例えば3次高調波の帯域に含まれるように設定される。具体的には、キャパシタ212とキャパシタ143を直列接続した場合のキャパシタンス値と、インダクタ202のインダクタンス値により共振周波数が決定される。
また、インダクタ202と下段のトランジスタ110のコレクタとの間にキャパシタ143が設けられる。キャパシタ143(第3キャパシタ)は、上述の各実施形態におけるキャパシタ141と同様に、上段のトランジスタ111と下段のトランジスタ110とを直流的に遮断する機能を有する。なお、キャパシタ143のキャパシタンス値は、キャパシタ212のキャパシタンス値に比べて十分に大きいものとする。これにより、フィルタ回路181の共振周波数は、キャパシタ212のキャパシタンス値により決定されることとなる。すなわち、キャパシタ143のキャパシタンス値がフィルタ回路181の共振周波数に与える影響を抑制することができる。
このように、3次高調波を開放するフィルタ回路が設けられる位置は、上段のトランジスタ111と出力端子Tとの間に限られず、下段のトランジスタ110と上段のトランジスタ111の間であってもよい。これによっても、電力増幅回路100Gは、電力増幅回路100Aと同様の効果を得ることができる。
図12は、本発明の第8実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。図12に示されるように、電力増幅回路100Hは、図1に示されるフィルタ回路180と図11に示されるフィルタ回路181をいずれも備える構成である。
電力増幅回路100Hは、2つのフィルタ回路180(第2フィルタ回路),181(第1フィルタ回路)を備えることにより、上段のトランジスタ111と下段のトランジスタ110のコレクタの電圧電流波形をそれぞれ独立して制御することができる。なお、フィルタ回路180の共振周波数とフィルタ回路181の共振周波数は等しくてもよく、あるいは互いに異なっていてもよい。
図13は、電力増幅回路100Hにおける出力信号の通過減衰量の周波数特性を示すグラフである。なお、図13に示されるグラフの縦軸は、フィルタ回路180,181の通過減衰量(dB)を示す。また、当該グラフは、フィルタ回路180の共振周波数とフィルタ回路181の共振周波数が互いに異なるように設定された場合のグラフである。
図13に示されるように、フィルタ回路180,181の共振周波数fF1,fF2は、それぞれ、3次高調波の帯域に含まれるように設定されている。これにより、本実施形態では、1つのフィルタ回路を備える構成に比べて、より広い帯域において3次高調波の通過を抑制することができる。
以上、最大出力電力を増大させつつ電力付加効率を向上させることができる電力増幅回路100A〜100Hについて説明した。なお、上述の実施形態はいずれも、偶数次高調波が接地電位に短絡され、奇数次高調波が開放されることにより、増幅器がF級動作する構成である。他方、電力増幅回路は、奇数次高調波が接地電位に短絡され、偶数次高調波が開放される構成であってもよい。例えば、電力増幅回路100Aを例とすると、終端回路170が3次高調波を接地電位に短絡し、フィルタ回路180が2次高調波を開放してもよい。この場合、増幅器の電流波形は矩形波に近付き、電圧波形は半波整流波に近付くため、増幅器は逆F級動作となる。このような逆F級動作であっても、消費電力が低減され、電力付加効率を向上させることができる。
なお、F級動作は、電流波形が半波整流波であるため、トランジスタの寄生抵抗成分により電力増幅の特性に影響を及ぼし得るが、電圧波形が矩形波であるため、トランジスタの耐圧を超えるリスクを抑えることができる。他方、逆F級動作は、電圧波形が半波整流波であるため、トランジスタの耐圧を超えるリスクがあるが、電流波形が矩形波であるため、寄生抵抗成分に起因する電力増幅の特性への影響が小さい。
以上、本発明の例示的な実施形態について説明した。電力増幅回路100A〜100Hは、電源電圧Vcc1が供給される第1端子と、接地に接続される第2端子と、入力信号が供給される第3端子と、を有するトランジスタ110と、キャパシタ141と、電源電圧Vcc2が供給されるとともに、入力信号を増幅させた増幅信号を出力端子Tに出力する第1端子と、キャパシタ141を通じてトランジスタ110の第1端子と接続される第2端子と、駆動電圧が供給される第3端子と、を有するトランジスタ111と、トランジスタ111の第2端子を接地に接続するインダクタ152と、駆動電圧を調整する電圧調整回路130と、増幅信号の偶数次高調波又は奇数次高調波のいずれか一方を接地電位に短絡させる、少なくとも一つの終端回路170と、を備え、少なくとも一つの終端回路170は、トランジスタ110の第1端子からキャパシタ141及びトランジスタ111を経由して出力端子Tに至る伝送経路L上のいずれかの点から分岐するように設けられる。これにより、電力増幅回路100A〜100Hは、トランジスタが上下に接続されない構成に比べて2倍の電圧振幅の増幅信号を出力し、かつ増幅器をF級動作させることができる。従って、電力増幅回路100A〜100Hによると、最大出力電力を増大させつつ、電力付加効率を向上させることができる。
また、電力増幅回路100Cにおいて、終端回路172は、インダクタ152のいずれかの点から分岐して接地に接続されるキャパシタ212を含む。これにより、電力増幅回路100Cでは、電力増幅回路100Bに比べて少ない素子数で終端回路172を構成することができる。
また、電力増幅回路100A〜100Hは、増幅信号の偶数次高調波又は奇数次高調波のいずれか他方を開放する、少なくとも一つのフィルタ回路180(181)をさらに備え、少なくとも一つのフィルタ回路180(181)は、伝送経路Lのうち、トランジスタ110の第1端子と出力端子Tとの間に直列に接続される。これにより、電力増幅回路100A〜100Hは、フィルタ回路180(181)を備えない構成に比べて、トランジスタ110,111のコレクタ電圧及びコレクタ電流の波形がより整形されるため、電力付加効率がさらに向上する。
また、フィルタ回路181が設けられる位置は特に限定されないが、例えば電力増幅回路100G,100Hのように、トランジスタ110とトランジスタ111との間において互いに並列に接続されたキャパシタ212とインダクタ202により構成されていてもよい。
また、電力増幅回路100B〜100Fは、伝送経路Lのうち、トランジスタ110の第1端子とトランジスタ111の第2端子との間のいずれかの点から分岐する終端回路171(172)と、伝送経路Lのうち、トランジスタ111の第1端子と出力端子Tとの間のいずれかの点から分岐する終端回路170と、を含み、終端回路171(172)及び終端回路170は、それぞれ、2次高調波を接地電位に短絡させる。これにより、上下のトランジスタ110,111の対称性が崩れる場合であっても、適切に電圧電流波形を整形することができる。
また、電力増幅回路100Fは、終端回路171に並列に接続された終端回路176と、終端回路170に並列に接続された終端回路175と、をさらに含み、終端回路176及び終端回路175は、それぞれ、4次高調波を接地電位に短絡させる。これにより、2次高調波に加えて4次高調波もまた短絡されるため、増幅器における電圧電流波形がより理想的な波形に近付き、電力付加効率のさらなる向上が見込まれる。
また、電力増幅回路100Hは、伝送経路Lのうち、トランジスタ110の第1端子とトランジスタ111の第2端子との間に直列に接続されたフィルタ回路181と、伝送経路Lのうち、トランジスタ111の第1端子と出力端子Tとの間に直列に接続されたフィルタ回路180と、を含み、フィルタ回路181及びフィルタ回路180は、それぞれ、3次高調波を開放する。これにより、1つのフィルタ回路を備える構成に比べて、より広い帯域において3次高調波の通過を抑制することができる。
また、上述の各終端回路は、偶数次高調波に代えて奇数次高調波を接地電位に短絡させてもよい。同様に、上述の各フィルタ回路は、奇数次高調波に代えて偶数次高調波を開放してもよい。これにより、増幅器の電流波形が矩形波に近付き、電圧波形が半波整流波に近付くため、増幅器は逆F級動作する。従って、このような構成であっても、電力増幅回路は、電力付加効率を向上させることができる。
以上説明した各実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更又は改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。即ち、各実施形態に当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。例えば、各実施形態が備える各要素およびその配置、材料、条件、形状、サイズなどは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。また、各実施形態が備える各要素は、技術的に可能な限りにおいて組み合わせることができ、これらを組み合わせたものも本発明の特徴を含む限り本発明の範囲に包含される。
100A〜100H…電力増幅回路、110,111…トランジスタ、120,121…バイアス回路、130…電圧調整回路、140〜143,210〜212…キャパシタ、150〜153,200〜202…インダクタ、160,161…整合回路、170〜176…終端回路、180,181…フィルタ回路
Claims (9)
- 第1電源電圧が供給される第1端子と、接地に接続される第2端子と、入力信号が供給される第3端子と、を有する下段トランジスタと、
第1キャパシタと、
第2電源電圧が供給されるとともに、前記入力信号を増幅させた増幅信号を出力端子に出力する第1端子と、前記第1キャパシタを通じて前記下段トランジスタの前記第1端子と接続される第2端子と、駆動電圧が供給される第3端子と、を有する上段トランジスタと、
前記上段トランジスタの前記第2端子を接地に接続する第1インダクタと、
前記駆動電圧を調整する電圧調整回路と、
前記増幅信号の偶数次高調波又は奇数次高調波のいずれか一方を接地電位に短絡させる、少なくとも一つの終端回路と、
を備え、
前記少なくとも一つの終端回路は、前記下段トランジスタの前記第1端子から前記第1キャパシタ及び前記上段トランジスタを経由して前記出力端子に至る伝送経路上のいずれかの点から分岐するように設けられる、
電力増幅回路。 - 前記少なくとも一つの終端回路は、前記第1インダクタのいずれかの点から分岐して接地に接続される第2キャパシタを含む、
請求項1に記載の電力増幅回路。 - 前記電力増幅回路は、前記増幅信号の偶数次高調波又は奇数次高調波のいずれか他方を開放する、少なくとも一つのフィルタ回路をさらに備え、
前記少なくとも一つのフィルタ回路は、前記伝送経路のうち、前記下段トランジスタの前記第1端子と前記出力端子との間に直列に接続される、
請求項1又は2に記載の電力増幅回路。 - 前記電力増幅回路は、互いに直列に接続され、かつ、前記第1キャパシタと並列に接続された第2インダクタ及び第3キャパシタをさらに備える、
請求項3に記載の電力増幅回路。 - 前記少なくとも一つの終端回路は、
前記伝送経路のうち、前記下段トランジスタの前記第1端子と前記上段トランジスタの前記第2端子との間のいずれかの点から分岐する第1終端回路と、
前記伝送経路のうち、前記上段トランジスタの前記第1端子と前記出力端子との間のいずれかの点から分岐する第2終端回路と、を含み、
前記第1終端回路及び前記第2終端回路は、それぞれ、2次高調波を接地電位に短絡させる、
請求項1から4のいずれか一項に記載の電力増幅回路。 - 前記少なくとも一つの終端回路は、
前記第1終端回路に並列に接続された第3終端回路と、
前記第2終端回路に並列に接続された第4終端回路と、をさらに含み、
前記第3終端回路及び前記第4終端回路は、それぞれ、4次高調波を接地電位に短絡させる、
請求項5に記載の電力増幅回路。 - 前記少なくとも一つのフィルタ回路は、
前記伝送経路のうち、前記下段トランジスタの前記第1端子と前記上段トランジスタの前記第2端子との間に直列に接続された第1フィルタ回路と、
前記伝送経路のうち、前記上段トランジスタの前記第1端子と前記出力端子との間に直列に接続された第2フィルタ回路と、を含み、
前記第1フィルタ回路及び前記第2フィルタ回路は、それぞれ、3次高調波を開放する、
請求項3に記載の電力増幅回路。 - 前記少なくとも一つの終端回路は、
前記伝送経路のうち、前記下段トランジスタの前記第1端子と前記上段トランジスタの前記第2端子との間のいずれかの点から分岐する第1終端回路と、
前記伝送経路のうち、前記上段トランジスタの前記第1端子と前記出力端子との間のいずれかの点から分岐する第2終端回路と、を含み、
前記第1終端回路及び前記第2終端回路は、それぞれ、3次高調波を接地電位に短絡させる、
請求項1から4のいずれか一項に記載の電力増幅回路。 - 前記少なくとも一つのフィルタ回路は、
前記伝送経路のうち、前記下段トランジスタの前記第1端子と前記上段トランジスタの前記第2端子との間に直列に接続された第1フィルタ回路と、
前記伝送経路のうち、前記上段トランジスタの前記第1端子と前記出力端子との間に直列に接続された第2フィルタ回路と、を含み、
前記第1フィルタ回路及び前記第2フィルタ回路は、それぞれ、2次高調波を開放する、
請求項3に記載の電力増幅回路。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2018165368A JP2020039053A (ja) | 2018-09-04 | 2018-09-04 | 電力増幅回路 |
KR1020190085489A KR102309866B1 (ko) | 2018-09-04 | 2019-07-16 | 전력 증폭 회로 |
US16/549,057 US10985715B2 (en) | 2018-09-04 | 2019-08-23 | Power amplifier circuit |
CN201910811375.9A CN110875723B (zh) | 2018-09-04 | 2019-08-29 | 功率放大电路 |
US17/207,879 US11658622B2 (en) | 2018-09-04 | 2021-03-22 | Power amplifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2018165368A JP2020039053A (ja) | 2018-09-04 | 2018-09-04 | 電力増幅回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2020039053A true JP2020039053A (ja) | 2020-03-12 |
Family
ID=69640174
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2018165368A Pending JP2020039053A (ja) | 2018-09-04 | 2018-09-04 | 電力増幅回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (2) | US10985715B2 (ja) |
JP (1) | JP2020039053A (ja) |
KR (1) | KR102309866B1 (ja) |
CN (1) | CN110875723B (ja) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2019079872A (ja) * | 2017-10-23 | 2019-05-23 | 株式会社村田製作所 | 半導体装置 |
KR102595794B1 (ko) * | 2018-08-31 | 2023-10-30 | 삼성전자주식회사 | 송신 장치에서 전력을 증폭하기 위한 장치 및 방법 |
TWI704767B (zh) * | 2019-09-02 | 2020-09-11 | 立積電子股份有限公司 | 放大裝置 |
CN113659945A (zh) * | 2020-05-12 | 2021-11-16 | 株式会社村田制作所 | 匹配电路以及功率放大电路 |
CN116192060B (zh) * | 2023-04-27 | 2023-09-05 | 四川省华盾防务科技股份有限公司 | 一种面向大功率载板功放的谐波抑制结构 |
Family Cites Families (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2627113B2 (ja) | 1992-01-16 | 1997-07-02 | 岩崎通信機株式会社 | 高周波電力増幅器 |
JP2770905B2 (ja) | 1994-12-20 | 1998-07-02 | 財団法人 韓国電子通信研究所 | アナログおよびディジタル携帯用の電話機兼用の電力増幅器 |
US6384688B1 (en) * | 1998-07-08 | 2002-05-07 | Hitachi, Ltd. | High-frequency power amplifier module |
JP3874241B2 (ja) | 2001-07-27 | 2007-01-31 | 株式会社ルネサステクノロジ | 電子部品および設計方法 |
JP4485487B2 (ja) | 2006-05-11 | 2010-06-23 | シャープ株式会社 | 電力増幅器 |
KR100984079B1 (ko) * | 2008-08-25 | 2010-09-28 | 광주과학기술원 | 캐스코드 구조의 증폭기 |
US8354889B2 (en) * | 2011-02-07 | 2013-01-15 | Ubidyne, Inc. | Power amplifier with dynamically added supply voltages |
JP5962462B2 (ja) | 2012-03-01 | 2016-08-03 | ソニー株式会社 | 増幅器および無線通信装置 |
JP6658162B2 (ja) | 2016-03-18 | 2020-03-04 | 三菱電機株式会社 | 電力増幅器 |
JP2017195536A (ja) * | 2016-04-21 | 2017-10-26 | 株式会社村田製作所 | 電力増幅モジュール |
CN106330109B (zh) | 2016-08-31 | 2019-02-12 | 中国科学院微电子研究所 | 共源共栅放大电路及功率放大器 |
JP2018085689A (ja) | 2016-11-25 | 2018-05-31 | 株式会社村田製作所 | 電力増幅回路 |
-
2018
- 2018-09-04 JP JP2018165368A patent/JP2020039053A/ja active Pending
-
2019
- 2019-07-16 KR KR1020190085489A patent/KR102309866B1/ko active IP Right Grant
- 2019-08-23 US US16/549,057 patent/US10985715B2/en active Active
- 2019-08-29 CN CN201910811375.9A patent/CN110875723B/zh active Active
-
2021
- 2021-03-22 US US17/207,879 patent/US11658622B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US10985715B2 (en) | 2021-04-20 |
US11658622B2 (en) | 2023-05-23 |
US20210234519A1 (en) | 2021-07-29 |
CN110875723A (zh) | 2020-03-10 |
KR102309866B1 (ko) | 2021-10-07 |
CN110875723B (zh) | 2023-10-27 |
US20200076384A1 (en) | 2020-03-05 |
KR20200027414A (ko) | 2020-03-12 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2020039053A (ja) | 電力増幅回路 | |
CN108111135B (zh) | 功率放大电路 | |
US10601382B2 (en) | Power amplifier circuit | |
Kang et al. | Design of Doherty power amplifiers for handset applications | |
CN110690859B (zh) | 功率放大电路 | |
US10355653B2 (en) | Power amplifier circuit | |
US11387796B2 (en) | Power amplifier circuit | |
TW201838323A (zh) | 通訊模組 | |
CN113765484A (zh) | 功率放大电路 | |
US11381204B2 (en) | Power amplifier circuit | |
US20200228067A1 (en) | Power amplifier circuit | |
JP2021114751A (ja) | 電力増幅回路 | |
CN104660183B (zh) | 放大器电路 | |
JP2017195536A (ja) | 電力増幅モジュール | |
CN114389551A (zh) | 功率放大电路 | |
Lee et al. | InGaP/GaAs HBT broadband power amplifier IC with 54.3% fractional bandwidth based on cascode structure | |
JP2020043518A (ja) | 電力増幅回路 | |
US20150229283A1 (en) | Broadband amplifier | |
Tai et al. | A Q-band SiGe power amplifier with 17.5 dBm saturated output power and 26% peak PAE | |
US20210359649A1 (en) | Matching circuit and power amplifier circuit | |
US20210126601A1 (en) | Power amplifier and electronic device | |
KR101973443B1 (ko) | 왜곡특성이 개선된 파워 증폭 장치 | |
Chen et al. | A 24-to-30 GHz Series-Doherty Power Amplifier With Novel Broadband Combiner Achieving 2.5% Back-off PAE Variation in 65-nm CMOS | |
Sung et al. | A two-stage cascode class F CMOS power amplifier for Bluetooth |