JP2019508009A - 高力率を達成するバックブーストコントローラと、バレースイッチング - Google Patents
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Abstract
整流低周波ACライン電圧入力及びDC出力を有する高力率バックブーストコンバータが提供される。コンバータは、磁気素子(103)と、ゲート端子と、磁気素子に接続されたドレイン端子とを有する制御スイッチ(102)と、磁気素子に接続された整流器(ダイオード105)と、整流ダイオードに接続された出力平滑コンデンサ(106)と、繰り返して、該制御スイッチを第1期間にわたってオフにし、第2期間にわたってオンにするために、制御スイッチのゲート端子に接続された出力を有する制御回路(199)と、を備えていてもよい。第2期間は、第2期間の直前の第1期間の関数として決定されてもよい。
Description
関連出願の相互参照
本出願は、2016年3月11日に出願された米国特許仮出願第62/307,056号、及び、2017年2月27日に出願された米国特許出願第15/442,886号の優先権を主張するものであり、その全内容を参照によりここに援用する。
本出願は、2016年3月11日に出願された米国特許仮出願第62/307,056号、及び、2017年2月27日に出願された米国特許出願第15/442,886号の優先権を主張するものであり、その全内容を参照によりここに援用する。
本開示は、概して、高力率バックブースト(フライバック)コンバータと制御回路及びそれに用いられる方法に関するものである。
図1は、整流ACライン電圧源100から入力電圧VINを受け取り、出力負荷190に対して安定化DC出力電圧VOUTを供給する関連技術の高力率の不連続導通モード(DCM)のフライバックコンバータを示す。図1のフライバックコンバータは、一次巻線PRI及び二次巻線SECを有する磁気素子103と、ゲート端子及びドレイン端子を有する制御スイッチ102と、整流ダイオード105と、出力フィルタリングコンデンサ106とを備えている。
図1のフライバックコンバータは、VOUTと参照電圧VREFの差を積分する反転及び非反転入力と、その結果として得られる積分電圧を供給する出力とを有する積分器107を含む制御回路も含む。この制御回路は、クロック信号CLKと、線形ランプ電圧VRAMP源と、出力と反転及び非反転入力とを有し、積分器107の出力電圧とランプ電圧VRAMPとを比較するコンパレータ108とも含む。また、制御回路は、スイッチ102のゲートに接続された出力Qと、クロック信号CLKを受信し、CLKを受信すると出力Qをオンに切り替えるセット入力Sと、コンパレータ108の出力を受け取り、出力Qをオフに切り替えるリセット入力Rとを有し、制御スイッチ102のオンオフを高い頻度で繰り返し行うフリップフロップ回路109も含んでいてもよい。
図2は、スイッチ102のゲートにおける電圧のゲート波形202と、スイッチ102のドレインにおけるドレイン電圧VDのドレイン電圧波形201とを示す。図1のコンバータは、クロック信号CLKによって定められた固定スイッチング周期TSWで動作する。時間間隔TONは、スイッチ102の通電状態を示す。非通電状態は、ドレイン電圧201の導通後振動が後に続くダイオード105の導通によって表される。
積分器107の積分時定数は、整流ACライン電圧100の周期よりはるかに大きくなるよう選択されるので、時間間隔TONは、個々のACラインサイクルにわたって一定であると考えられる。1つのスイッチングサイクルで平均したDCMフライバックコンバータの入力電流は、
と表すことができ、ここで、Reff=LPRI・TSW/TON 2は、実効入力抵抗である。図1のコンバータは、TONとTSWがいずれも固定なので、自然力率1を特徴とする。
と表すことができ、ここで、Reff=LPRI・TSW/TON 2は、実効入力抵抗である。図1のコンバータは、TONとTSWがいずれも固定なので、自然力率1を特徴とする。
しかしながら、この図1の自然高力率フライバックコンバータは、深い不連続導通モードで動作を行う。その結果、スイッチ102は、高いピーク及びRMS電流によって高導通及びターンオフ損失が生じ、ストレスを受けてしまうことになる。スイッチ102にわたってスイッチング周波数が高く(又はTSWが低く)、電圧VDが高いと、スイッチ102の出力容量や他の寄生容量に蓄えられた大きな寄生エネルギーに起因してターンオン損失も大きくなる。
図3は、クロック信号CLKが、ドレイン電圧201の導通後振動バレーを検出し、バレー検出時にセット入力Sをトリガしてスイッチ102をオンにするバレー検出回路101に置き換えられていることを除いては図1のコンバータのすべての要素を含んでいる、他の関連技術の高力率の不連続導通モード(DCM)のフライバックコンバータを示している。この最小電圧バレースイッチングは、図4に示すスイッチ102のドレイン電圧波形210によって示される。
図3のコンバータは、DCMコンバータで最小限のピーク及びRMS電流を実現し、それにわたって最小限の電圧でスイッチ102をオンにするため、図1のコンバータに比べて効率が改善されている。しかしながら、スイッチング周期TSWが入力電圧100のACラインサイクルにわたって変化できることになり、実効入力抵抗Reffが一定ではなくなってしまうため、入力電流に歪みが生じてしまう。よって、図3のコンバータにおける一定TON制御の欠点を克服するために制御回路が必要となる。
一つ以上の例示実施例の態様によれば、整流ACライン電圧源から入力電圧を受け取り、出力負荷に対して安定化DC出力電圧を供給する高力率バックブーストコンバータであって、磁気素子と、ゲート端子と、磁気素子に接続されたドレイン端子とを有する制御スイッチと、磁気素子に接続された整流ダイオードと、整流ダイオードに接続された出力平滑コンデンサと、制御スイッチを、繰り返して、第1期間にわたってオフにし、第2期間にわたってオンにするために、制御スイッチのゲート端子に接続された出力を有する制御回路とを含んでいてもよい、高力率バックブーストコンバータが提供される。第2期間は、第2期間の直前の第1期間の関数として決定されてもよい。
高力率バックブーストコンバータは、制御スイッチのドレイン端子における電圧の導通後振動バレーを検出するよう構成されたバレー検出回路をさらに含んでいてもよく、バレー検出回路は、制御回路によって制御スイッチを制御するために用いられ得る制御信号を出力してもよい。一旦、バレー検出回路から制御信号が受信されると、制御回路が制御スイッチをオンにさせてもよい。
制御回路は、整流ダイオードが逆バイアスになるや否や、制御スイッチをオンにしてもよい。制御回路は、第2期間の2乗と、第1及び第2期間の合計との商が、整流ACライン電圧の1サイクルにわたって実質的に一定となるように、第2期間を決定してもよい。
一つ以上の例示実施例の態様によれば、高力率バックブーストコンバータは、出力平滑コンデンサからの出力電圧と、参照電圧とを入力として受け取り、出力電圧と参照電圧との差に等しい差分電圧を出力するよう構成されたエラー検出回路を含んでいてもよい。制御回路は、第1期間と第2期間を決定するために、差分電圧を用いてもよい。また、高力率バックブーストコンバータは、差分電圧の時間積分である制御電圧を生成するよう構成された積分回路をさらに含んでいてもよく、制御回路は、制御電圧に基づいて、第1期間と第2期間を決定してもよい。
一つ以上の例示実施例の態様によれば、高力率バックブーストコンバータは、高力率バックブーストコンバータの出力電流を測定し、高力率バックブーストコンバータの測定された出力電流に比例するセンス電圧を出力するよう構成された電流センス回路をさらに含んでいてもよい。エラー検出回路は、センス電圧と参照電圧とを入力として受け取るよう構成されていてもよい。エラー検出回路は、センス電圧と参照電圧との差に等しい差分電圧を出力するよう構成されていてもよい。
一つ以上の例示実施例の他の態様によれば、高力率バックブーストコンバータは、出力平滑コンデンサからの出力電圧と、参照電圧とを入力として受け取り、出力電圧と参照電圧との差に等しい差分電圧を出力するよう構成されたアナログ差動積分器をさらに含んでいてもよく、アナログ差動積分器は、差分電圧の時間積分である制御電圧を生成するよう構成されている。
一つ以上の例示実施例のさらに他の態様によれば、制御回路は、制御スイッチをオンオフに高い頻度で繰り返して切り替えるよう構成されたフリップフロップ回路と、制御電圧に比例するスルーレートを有する線形電圧ランプを生成するよう構成された制御ランプ生成部と、フリップフロップ回路の出力のアクティブ状態の期間に比例するスルーレートを有する二次電圧ランプを生成するよう構成された固定ランプ生成部と、線形電圧ランプと二次電圧ランプとを比較するよう構成されたコンパレータ回路とを含んでいてもよい。
固定ランプ生成部は、フリップフロップ回路の出力が非アクティブ状態に入るのに応答して、二次ランプ電圧を初期レベルにリセットしてもよい。コンパレータ回路は、フリップフロップ回路のリセット入力に接続された出力を含み、コンパレータ回路の出力は、二次電圧ランプが線形電圧ランプを上回るのに応答して、フリップフロップ回路の出力のアクティブ状態を終了させ、かつ、線形電圧ランプを初期レベルにリセットするよう構成されていてもよい。
一つ以上の例示実施例のさらに他の態様によれば、高力率バックブーストコンバータは、制御電圧を受け取り、出力電圧を生成するよう構成された結合信号生成部と、結合信号生成部によって生成された出力電圧と初期電圧レベルとを比較するよう構成されたコンパレータ回路とを含んでいてもよい。コンパレータ回路の出力は、結合信号生成部の出力電圧を初期電圧レベルにリセットするために、結合信号生成部のリセット入力に接続されてもよく、結合信号生成部は、フリップフロップ回路の出力に接続された入力を含んでいてもよい。
一つ以上の例示実施例の他の態様によれば、DCMバックブーストコンバータにおいて高力率を達成する方法が提供される。この方法は、バックブーストコンバータの制御スイッチをオフにする工程と、線形信号ランプを生成する工程と、制御スイッチに接続された磁気素子が不連続導通モードであるかを判断する工程と、磁気素子が不連続導通モードであると判断することに応答して、制御スイッチの非通電状態の期間が非通電状態の終了に到達したかを判断する工程と、制御スイッチの非通電状態の期間が非通電状態の終了に到達したと判断することに応答して、制御スイッチをオンにする工程と、二次信号ランプを生成する工程と、二次信号ランプが線形信号ランプを上回るかを判断する工程と、二次信号ランプが線形信号ランプを上回ると判断することに応答して、制御スイッチをオフにする工程と、を含んでいてもよい。
一つ以上の例示実施例のさらに他の態様によれば、DCMバックブーストコンバータにおいて高力率を達成する方法が提供される。この方法は、バックブーストコンバータの制御スイッチをオフにする工程と、制御スイッチに接続された磁気素子が不連続導通モードであるかを判断する工程と、磁気素子が不連続導通モードであると判断することに応答して、制御スイッチの非通電状態の期間が非通電状態の終了に到達したかを判断する工程と、制御スイッチの非通電状態の期間が非通電状態の終了に到達したと判断することに応答して、非通電状態の期間の関数として制御スイッチの通電状態の期間を算出する工程と、を含んでいてもよい。
一つ以上の例示実施例の態様によれば、磁気素子と、ゲート端子と、磁気素子に接続されたドレイン端子とを有する制御スイッチと、磁気素子に接続された整流ダイオードと、整流ダイオードに接続された出力平滑コンデンサと、繰り返して、第1期間にわたって制御スイッチをオフにし、第1期間の直後の第2期間にわたって制御スイッチをオンにし、第1期間の直前の第3期間にわたって制御スイッチをオンにするために、制御スイッチのゲート端子に接続された出力を有する制御回路と、を含んでいてもよい高力率バックブーストコンバータが提供される。第1期間は、整流ダイオードの非通電状態の期間を含んでもよく、第2期間は、第3期間と整流ダイオードの非通電状態の期間との関数として決定されてもよい。
制御回路は、第3期間と、入力電圧と出力電圧との商との積として第4期間を生成してもよい。制御回路は、第2期間の2乗と、第4期間及び整流ダイオードの非通電状態の期間及び第2期間の合計との商が、整流ACライン電圧の1サイクルにわたって実質的に一定となるように、第2期間を決定してもよい。
磁気素子は、巻数比を有する一次巻線と二次巻線を有していてもよい。制御回路は、第3期間と、入力電圧と巻数比により一次巻線に反射した出力電圧との商との積として第4期間を生成してもよい。
次に、同様の符号は同様の要素を示す添付図面に示す以下の例示実施例について詳細に説明する。例示実施例は、ここに示す例示実施例に限らず、様々な態様に具体化できる。周知の部分については、記述を明確にするため、その説明を省略している。
図5は、本開示の例示実施例に係る高力率の不連続導通モード(DCM)のフライバックコンバータを示す。図5を参照すると、本例示実施例のフライバックコンバータは、整流ACライン電圧源100から入力電圧VINを受け取り、出力負荷190に対して安定化DC出力電圧VOUTを供給することができる。図5のフライバックコンバータは、一次巻線PRI及び二次巻線SECを有する磁気素子103と、ゲート端子及びドレイン端子を有する制御スイッチ102と、整流ダイオード105と、出力平滑コンデンサ106と、スイッチ102のゲート端子に接続されたTON出力を有し、そのスイッチのオンオフを高い頻度で繰り返し行う制御回路199とを含んでいてもよい。また、図5のフライバックコンバータは、バレー検出部101を含んでいてもよい。また、制御回路199は、このバレー検出部101に接続されたクロック入力CLKを含んでいてもよい。
図5aは、図5の例示実施例に類似した他の例示実施例に係るコンバータを示すが、磁気素子103が単一の巻線を有するインダクタ303に置き換えられている。
図6は、図5の例示のフライバックコンバータの動作を示す。波形202は、スイッチ102のゲートを制御する出力TONにおける電圧を示し、ここで、TON,nは、スイッチ102の通電状態であり、TOFF,n−1は、TON,nの直前の非通電状態である。波形210は、スイッチ102の例示的なドレイン電圧VDを示す。
不連続導通モード(DCM)を維持するために、制御回路199は、ダイオード105が逆バイアスになるや否やスイッチ102の通電状態TON,nを可能にする。この条件は、設計によって、又は既知のゼロ電流検出方法の一つを用いることで、満たすことができる。DCM動作が保証されると、スイッチ102は、以下の制御法則に従って算出された期間TON,nにわたって通電し、
ここで、TOは、整流ACライン電圧のサイクルにわたってほぼ一定の時定数である。
ここで、TOは、整流ACライン電圧のサイクルにわたってほぼ一定の時定数である。
式(2)に示すように、この制御法則は、任意のスイッチングサイクルのTON,nが先行するサイクルにおけるTOFF,n−1によって決まり、それがTON,n−1の陽関数であるため、反復的である。また、制御法則式(2)において、TOFF,n−1を(mR −1TON,n−1+ΔT)で直接置き換えることができ、式(2a)となり、
TON、TOFF、TSW=TON+TOFFの定常値を式(2)に代入すると、以下の式(3)が得られる。
式(3)は、TONやTSWが個々に変化するにもかかわらず、DCMフライバックコンバータの力率1を保証する。そして、式(1)によって得られる対応する実効抵抗は、Reff=LPRI/TOと表すことができる。なお、DCMが保証される限り、式(2)の高力率制御法則は、時間TON,nが開始する特定の時点に関係なく成立する。
式(2)は、スイッチ102の通電状態の前に算出することにより、TON,nについて予測的に解いてもよい。これは、式(4)に示すように、既知のブラケティングや開放式の根を求める反復法のいずれかを用いたり、根を直接計算したりすることにより行うことができる。
引き続き図6を参照すると、電圧レベル299はVD=VIN+VORを示し、ここで、VOR=n・VINであり、n=NPRI/NSECは、磁気素子103のPRI対SECの巻数比である。電圧レベル200はVD=VIN+k・VORを示し、kは1未満の一定係数である。波形205は、TOFF,n−1内の、ドレイン電圧VDが電圧レベル200を下回る期間ΔTを示す。波形203は、バレー検出部101から受信した制御回路199のCLKにおける例示的な信号を示す。
動作時、CLKにおいて信号203を受信すると、スイッチ102がオンになる。このスイッチ102は、式(2)に従って算出された時間TON,nにわたって通電する。TON,nの予測的な計算には、限られた時間が必要となる場合がある。制御回路199は、時間ΔTを使ってこの計算を行ってもよい。その場合、制御回路199は、以下の式(5)に示す式(2)の変形版を用いてもよく、
ここで、TC,n−1=TOFF,n−1−ΔTが代わりに測定され、ΔTは既知と仮定される。あるいは、ΔTは、先行するスイッチングサイクルから求められてもよい。
ここで、TC,n−1=TOFF,n−1−ΔTが代わりに測定され、ΔTは既知と仮定される。あるいは、ΔTは、先行するスイッチングサイクルから求められてもよい。
図7は、本開示の例示実施例に係るDCMフライバックコンバータで高力率を達成する制御方法を示す。本例示実施例の方法は、ステップ701でスイッチ102をオフにする工程を含んでいてもよい。ステップ702では、磁気素子が不連続導通モードであるかどうかを判断する。そうでない場合、この方法では、磁気素子103が不連続導通モードであるかどうかのチェックが継続して行われる。磁気素子103が不連続導通モードであると判断すると、この方法は、ステップ703において、いずれかの既知の基準により定められた任意の時点で非通電状態を終了させる。非通電状態が終了すると、式(2)により、スイッチ102の通電状態に必要な時間を算出する。式(2)は、ブラケティングや開放式の、既知の根を求める反復法のいずれかを用いたり、根を直接計算したりすることにより解くことができる。
図8は、出力電圧VOUTと参照電圧VREFを受け取り、差分電圧VREF−VOUTを生成するエラー検出器107と、その差分電圧の時間積分VERRを生成する積分器191とをさらに含んでいてもよく、制御回路199は、VERRを受け取る入力VCをさらに含む、図5の高力率フライバックコンバータを示す。
図8の制御回路199は、下記の式(5a)の制御法則を用いてもよく、
ここで、αは一定係数である。制御回路199は、式(5a)の制御法則を用いることにより、出力電圧VOUTの参照VREFへの制御を行ってもよい。あるいは、エラー検出器107は、フライバックコンバータの測定出力電流に比例した電圧を電流センス素子194から受け取ってもよい。
ここで、αは一定係数である。制御回路199は、式(5a)の制御法則を用いることにより、出力電圧VOUTの参照VREFへの制御を行ってもよい。あるいは、エラー検出器107は、フライバックコンバータの測定出力電流に比例した電圧を電流センス素子194から受け取ってもよい。
TON,nの予測的な計算とは対照的に、式(2)をリアルタイムで解くことができる。図9は、本開示の例示実施例に係るDCMフライバックコンバータで高力率を達成するリアルタイム制御方法を示す。この方法は、以下のステップを含んでいてもよい。ステップ901では、線形信号ランプV1(t)=α1・tを生成してもよく、ここで、α1は一定係数であり、「t」はスイッチ102をオフに切り替える時点で初期値t=0を有する時間変数である。ステップ902では、磁気素子が不連続導通モードであるかどうかを判断する。そうでない場合、この方法では、ステップ901で線形信号ランプを生成し、磁気素子103が不連続導通モードであるかどうかのチェックが継続して行われる。一度、磁気素子103が不連続導通モードであると判断すると、ステップ903で、この方法は、いずれかの既知の基準により定められた任意の時点で非通電状態を終了させる。スイッチ102の非通電状態の期間が経過すると、ステップ904でスイッチ102をオンにする。ステップ905では、二次信号ランプV2(t)が以下の式(6)に従って生成される。
V2(t)=α2・(t−TOFF)2 (6)
V2(t)=α2・(t−TOFF)2 (6)
ステップ906で、二次信号ランプV2(t)が線形信号ランプV1(t)を上回るかどうかを判断する。二次信号ランプV2(t)が線形信号ランプV1(t)を上回ると判断すると、ステップ907でスイッチ102がオフされる。
図10は、エラー検出器107と積分器191とがアナログ差動積分器回路311によって表されてもよく、制御回路199は、出力Qと、その出力Qをアクティブにするバレー検出部101に接続されたセット入力Sと、出力Qを非アクティブにするリセット入力Rとを有し、制御スイッチ102のオンオフを高い頻度で繰り返し行うフリップフロップ回路313と、積分器311の出力電圧VERRに比例するスルーレートを有する線形電圧ランプを生成するよう構成された制御ランプ生成部309と、出力Qがアクティブ状態にある期間に比例するスルーレートを有する二次電圧ランプを生成するよう構成され、出力Qが一旦非アクティブになるとランプ電圧310をその初期レベルにリセットする固定ランプ生成部310と、電圧ランプ309と310とを比較するために入力の差動対を有していてもよく、Qのアクティブ状態を終了させ、ランプ電圧310が一旦ランプ電圧309を上回るとランプ電圧309をその初期レベルにリセットするためにフリップフロップ313のリセット入力Rに接続された出力を含んでいてもよいコンパレータ312とを備えたアナログ回路であってもよい、図8の高力率フライバックコンバータを示す。
図11は、図10に示す例示実施例の動作を示す。図11を参照すると、波形201は、スイッチ102のドレイン電圧VDであり、波形202は、フリップフロップ回路313の出力Qにおける電圧であり、波形251、252は、ランプ電圧309、310をそれぞれ示す。
ランプ251は、出力Qの各アクティブ状態に先行する期間TOFF(n−1)から始まるのに対して、二次ランプ252は、出力Qのアクティブ状態から始まる。この出力Qのアクティブ状態は、ランプ電圧252がランプ電圧251を上回った時点で終了する。その結果として得られる制御式は、式(7)に示すように表記することができ、
ここで、α1、α2は一定係数である。α=α2/α1を式(7)に代入すると、式(5a)が得られる。
ここで、α1、α2は一定係数である。α=α2/α1を式(7)に代入すると、式(5a)が得られる。
図12は、制御ランプ生成部309と固定ランプ生成部310とが単一の結合信号生成部315に置き換えられ、コンパレータ312が、その信号生成部315の出力電圧と初期電圧レベル255とを比較する入力差動対を有する、図10の高力率フライバックコンバータを示す。信号生成部315は、コンパレータ312の非反転入力に接続された出力と、フリップフロップ回路313の出力Qに接続された入力TONと、コンパレータ312の出力に接続されて、生成部315の出力を初期電圧レベル255にリセットするリセット入力と、積分器311の出力に接続された入力VERRとを含んでいてもよい。
図13は、図12に示す例示実施例の動作を示す。図13を参照すると、波形201は、スイッチ102のドレイン電圧VDであり、波形202は、フリップフロップ回路313の出力Qにおける電圧であり、波形261は、信号生成部315の出力電圧であり、点線265は、初期電圧レベル255を示す。波形261は、図11の波形251、252の差分電圧として構成されている。
本開示の発明概念について、その例示実施例に関して説明及び例示してきたが、本明細書に開示された例示実施例に限定されるものではなく、発明概念の範囲を逸脱することなく変形を加えてもよい。
Claims (20)
- 整流低周波ACライン電圧入力及びDC出力を有する高力率バックブーストコンバータであって、
磁気素子と、
ゲート端子と、前記磁気素子に接続されたドレイン端子とを有する制御スイッチと、
前記磁気素子に接続された整流ダイオードと、
前記整流ダイオードに接続された出力平滑コンデンサと、
前記制御スイッチを、繰り返して、第1期間にわたってオフにし、第2期間にわたってオンにするために、前記制御スイッチの前記ゲート端子に接続された出力を有する制御回路と、
を備え、
前記第2期間は、前記第2期間の直前の前記第1期間の関数として決定される、高力率バックブーストコンバータ。 - 前記制御スイッチの前記ドレイン端子における電圧の導通後振動バレーを検出するよう構成されたバレー検出回路をさらに備え、
前記バレー検出回路は、前記制御回路によって前記制御スイッチを制御するために用いられる制御信号を出力する、請求項1に記載の高力率バックブーストコンバータ。 - 一旦、前記バレー検出回路から前記制御信号が受信されると、前記制御回路が前記制御スイッチをオンにさせる、請求項2に記載の高力率バックブーストコンバータ。
- 前記整流ダイオードが逆バイアスになるや否や、前記制御回路が前記制御スイッチをオンにする、請求項1に記載の高力率バックブーストコンバータ。
- 前記第2期間の前記2乗と、前記第1及び第2期間の前記合計との前記商が、前記整流ACライン電圧の少なくとも1つのサイクルにわたって実質的に一定となるように、前記制御回路が前記第2期間を決定する、請求項1に記載の高力率バックブーストコンバータ。
- 前記出力平滑コンデンサからの出力電圧と、参照電圧とを入力として受け取り、前記出力電圧と前記参照電圧との前記差に等しい差分電圧を出力するよう構成されたエラー検出回路をさらに備える、請求項1に記載の高力率バックブーストコンバータ。
- 前記第1期間及び前記第2期間を決定するために、前記制御回路が前記差分電圧を用いる、請求項6に記載の高力率バックブーストコンバータ。
- 前記差分電圧の時間積分である制御電圧を生成するよう構成された積分回路をさらに備え、
前記制御電圧に基づいて、前記制御回路が前記第1期間及び前記第2期間を決定する、請求項7に記載の高力率バックブーストコンバータ。 - 当該高力率バックブーストコンバータの出力電流を測定し、当該高力率バックブーストコンバータの測定された出力電流に比例するセンス電圧を出力するよう構成された電流センス回路と、
前記センス電圧と参照電圧とを入力として受け取るよう構成されたエラー検出回路と、
をさらに備え、
前記エラー検出回路が、前記センス電圧と前記参照電圧との前記差に等しい差分電圧を出力するよう構成されている、請求項1に記載の高力率バックブーストコンバータ。 - 前記出力平滑コンデンサからの出力電圧と、参照電圧とを入力として受け取り、前記出力電圧と前記参照電圧との前記差に等しい差分電圧を出力するよう構成されたアナログ差動積分器をさらに備え、
前記アナログ差動積分器が、前記差分電圧の時間積分である制御電圧を生成するよう構成されている、請求項1に記載の高力率バックブーストコンバータ。 - 前記制御回路が、
前記制御スイッチをオンオフに高い頻度で繰り返して切り替えるよう構成されたフリップフロップ回路と、
前記制御電圧に比例するスルーレートを有する線形電圧ランプを生成するよう構成された制御ランプ生成部と、
前記フリップフロップ回路の出力のアクティブ状態の期間に比例するスルーレートを有する二次電圧ランプを生成するよう構成された固定ランプ生成部と、
前記線形電圧ランプと前記二次電圧ランプとを比較するよう構成されたコンパレータ回路と、
を備える、請求項10に記載の高力率バックブーストコンバータ。 - 前記フリップフロップ回路の前記出力が非アクティブ状態に入るのに応答して、前記固定ランプ生成部が前記二次ランプ電圧を初期レベルにリセットする、請求項11に記載の高力率バックブーストコンバータ。
- 前記コンパレータ回路が、前記フリップフロップ回路のリセット入力に接続された出力を含み、
前記二次電圧ランプが前記線形電圧ランプを上回るのに応答して、前記コンパレータ回路の前記出力が、前記フリップフロップ回路の前記出力の前記アクティブ状態を終了させ、かつ、前記線形電圧ランプを初期レベルにリセットするよう構成されている、請求項11に記載の高力率バックブーストコンバータ。 - 前記制御回路が、
前記制御スイッチをオンオフに高い頻度で繰り返して切り替えるよう構成されたフリップフロップ回路と、
前記制御電圧を受け取り、初期電圧レベルを有する出力電圧を生成するよう構成された結合信号生成部と、
前記結合信号生成部によって生成された前記出力電圧と前記初期電圧レベルとを比較するよう構成されたコンパレータ回路と、
を備える、請求項10に記載の高力率バックブーストコンバータ。 - 前記結合信号生成部の前記出力電圧を前記初期電圧にリセットするために、前記コンパレータ回路の出力が、前記結合信号生成部のリセット入力に接続される、請求項14に記載の高力率バックブーストコンバータ。
- DCMバックブーストコンバータにおいて高力率を達成する方法であって、
前記バックブーストコンバータの制御スイッチをオフにする工程と、
線形信号ランプを生成する工程と、
前記制御スイッチに接続された磁気素子が不連続導通モードであるかを判断する工程と、
前記磁気素子が不連続導通モードであると判断することに応答して、前記制御スイッチの非通電状態の期間が前記非通電状態の終了に到達したかを判断する工程と、
前記制御スイッチの前記非通電状態の前記期間が前記非通電状態の前記終了に到達したと判断することに応答して、前記制御スイッチをオンにする工程と、
二次信号ランプを生成する工程と、
前記二次信号ランプが前記線形信号ランプを上回るかを判断する工程と、
前記二次信号ランプが前記線形信号ランプを上回ると判断することに応答して、前記制御スイッチをオフにする工程と、
を備える、方法。 - DCMバックブーストコンバータにおいて高力率を達成する方法であって、
前記バックブーストコンバータの制御スイッチをオフにする工程と、
前記制御スイッチに接続された磁気素子が不連続導通モードであるかを判断する工程と、
前記磁気素子が不連続導通モードであると判断することに応答して、前記制御スイッチの非通電状態の期間が前記非通電状態の終了に到達したかを判断する工程と、
前記制御スイッチの前記非通電状態の前記期間が前記非通電状態の前記終了に到達したと判断することに応答して、前記非通電状態の前記期間の関数として前記制御スイッチの通電状態の期間を算出する工程と、
を備える、方法。 - 整流低周波ACライン電圧入力及びDC出力を有する高力率バックブーストコンバータであって、
磁気素子と、
ゲート端子と、前記磁気素子に接続されたドレイン端子とを有する制御スイッチと、
前記磁気素子に接続された整流ダイオードと、
前記整流ダイオードに接続された出力平滑コンデンサと、
繰り返して、第1期間にわたって前記制御スイッチをオフにし、前記第1期間の直後の第2期間にわたって前記制御スイッチをオンにし、前記第1期間の直前の第3期間にわたって前記制御スイッチをオンにするために、前記制御スイッチの前記ゲート端子に接続された出力を有する制御回路と、
を備え、
前記第1期間は、前記整流ダイオードの非通電状態の期間を含み、
前記第2期間は、前記第3期間と前記整流ダイオードの非通電状態の前記期間との関数として決定される、高力率バックブーストコンバータ。 - 瞬時出力電圧と瞬時入力電圧とを有する、請求項18に記載の高力率バックブーストコンバータであって、
前記制御回路が、前記第3期間と、前記瞬時入力電圧と前記瞬時出力電圧との前記商との積として第4期間を生成し、
前記第2期間の前記2乗と、前記第4期間及び前記整流ダイオードの非通電状態の前記期間及び第2期間の前記合計との前記商が、前記整流ACライン電圧の少なくとも1つのサイクルにわたって実質的に一定となるように、前記制御回路が前記第2期間を決定する、高力率バックブーストコンバータ。 - 前記磁気素子はが、巻数比を有する一次巻線と二次巻線を有し、
前記制御回路が、前記第3期間と、前記入力電圧と前記巻数比により前記一次巻線に反射した前記出力電圧との前記商との積として前記第4期間を生成する、請求項19に記載の高力率バックブーストコンバータ。
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