JP2019140521A - 通信システム、通信デバイス、及び通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＡＰＲを低減する通信システムにおいて、ハードウェア回路規模、メモリ容量を削減すること。【解決手段】送信機４０は、ＦＩＲフィルタが具備する複数の遅延子のうち最終段の遅延子から出力されたデータを初段の遅延子にフィードバックする構成であると共に、前記複数の遅延子のうち所定の位置の遅延子に初期値を設定する構成である送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタ４０１を備え、送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタ４０１を用いて送信処理を行う。受信機５０は、送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタ４０１と同様の構成である受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタ５０１を備え、受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタ５０１を用いて受信処理を行う。【選択図】図２６

Description

本発明は、通信システム、通信デバイス、及び通信方法に関する。

通信システムとして、互いに直交する複数の搬送波（サブキャリア）を使用して情報を伝送する、直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）が、無線又は有線を問わず、様々な通信規格で使用されている。

ＯＦＤＭでは、複数の搬送波を使用するため、複数の搬送波の電力ピークが同期（タイミングが重なる）した時間では、非常に大きな電力ピークが発生する。そのため、ＯＦＤＭでは、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio：ピーク電力と平均電力との比）が高くなることがあるという課題がある。

ＰＡＰＲを低減するために種々の技術が提案されている。その技術の一つがＣＩ符号（Carrier Interferometry（キャリア干渉法）符号）である。以下、ＣＩ符号を適用したＯＦＤＭシステムをＣＩ−ＯＦＤＭシステムと称す。

ＣＩ符号は、以下のような（Ｎ×Ｎ）の行列（Ｎは適用システムにより可変）で表現される。ＯＦＤＭシステムにおいて、ＣＩ符号を適用する目的は、使用する複数の搬送波の電力ピーク位相をずらすことにより、複数の搬送波の電力ピークが同期することを防ぎ、電力ピークを抑圧し、ＰＡＰＲを低減することにある。

しかし、上記のＣＩ−ＯＦＤＭシステムは、行列を用いることから、計算が複雑かつ計算回数が多いため、その設計が容易ではない。そのため、行列を用いたＣＩ−ＯＦＤＭシステムは、理論的には可能であるが、実用化には至っていない。

そこで、特許文献１では、ＣＩ符号の行列計算をＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）／ＦＦＴにより実現できることを見出し、ＩＦＦＴ／ＦＦＴ機能を搭載した既存のソフトウェアを用いて、容易にＣＩ符号の計算が実現可能な技術が提案されている。

国際公開第２００７／０１５４９０号

しかし、特許文献１が提案するＣＩ−ＯＦＤＭシステムでは、ＩＦＦＴ／ＦＦＴを使用するため、ＩＦＦＴ／ＦＦＴに係る課題、すなわち、ハードウェア回路規模、メモリ容量が大きくなるという課題があった。

その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

一実施の形態によれば、送信機は、送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタを用いて送信処理を行い、受信機は、受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタを用いて受信処理を行う。送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタ及び受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタは、ＦＩＲフィルタが具備する複数の遅延子のうち最終段の遅延子から出力されたデータを初段の遅延子にフィードバックする構成であると共に、複数の遅延子のうち所定の位置の遅延子に初期値を設定する構成である。

上記一実施の形態によれば、上述した課題の解決に貢献することができる。

一般的なＯＦＤＭシステムの送受信構成の例を示すブロック図である。 関連技術１のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送受信構成の例を示すブロック図である。 関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送受信構成の例を示すブロック図である。 関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの効果の例を示す図である。 実施の形態１の通信システムの送受信構成の例を示すブロック図である。 関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送受信構成の例を示すブロック図である。 実施の形態１の通信システムの送信機の要素のうち、図５の点線で囲まれた要素の詳細構成及び詳細動作の例を示すブロック図である。 関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送信機の要素のうち、図６の点線で囲まれた要素の詳細構成及び詳細動作の例を示すブロック図である。 実施の形態１の通信システムの受信機の要素のうち、図５の点線で囲まれた要素の詳細構成及び詳細動作の例を示すブロック図である。 関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの受信機の要素のうち、図６の点線で囲まれた要素の詳細構成及び詳細動作の例を示すブロック図である。 実施の形態１のフィードバック型ＦＩＲフィルタの構成の例を示す図である。 実施の形態１のフィードバック型ＦＩＲフィルタの構成の例を示す図である。 実施の形態１のフィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数の生成方法の例を示す図である。 ＢＰＳＫ変調時の実施の形態１の通信システムの送信波形と関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送信波形との比較結果の例を示す図である。 ２５６ＱＡＭ変調時の実施の形態１の通信システムの送信波形と関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送信波形との比較結果の例を示す図である。 実施の形態２のフィードバック型ＦＩＲフィルタの構成の例を示す図である。 実施の形態２のフィードバック型ＦＩＲフィルタの構成の例を示す図である。 実施の形態２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数の生成方法の例を示す図である。 図１４に示した周波数領域における窓の両端を拡大した拡大図である。 実施の形態２のフィードバック型ＦＩＲフィルタの時間領域におけるフィルタ特性の例を示す図である。 実施の形態１のフィードバック型ＦＩＲフィルタの時間領域におけるフィルタ特性の例を示す図である。 実施の形態２の通信システムにおいて、ＢＰＳＫ変調時の乗算器の数とＥＶＭの関係の例を示す図である。 実施の形態２の通信システムにおいて、乗算器が３２個の場合のＢＰＳＫ変調時のＥＶＭ特性の例を示す図である。 実施の形態２の通信システムにおいて、乗算器が１６個の場合のＢＰＳＫ変調時のＥＶＭ特性の例を示す図である。 実施の形態２の通信システムにおいて、２５６ＱＡＭ変調時の乗算器の数とＥＶＭの関係の例を示す図である。 実施の形態２の通信システムにおいて、乗算器が３２個の場合の２５６ＱＡＭ変調時のＥＶＭ特性の例を示す図である。 実施の形態２の通信システムにおいて、乗算器が１６個の場合の２５６ＱＡＭ変調時のＥＶＭ特性の例を示す図である。 実施の形態３のフィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数の生成方法の例を示す図である。 実施の形態１〜３の通信システムを有線系ネットワークに適用した例を示す図である。 実施の形態１〜３の通信システムを無線系ネットワークに適用した例を示す図である。 実施の形態１〜３の通信システムの変形例の送受信構成を示すブロック図である。 実施の形態１〜３を概念的に示した通信システムの送受信構成の例を示すブロック図である。

以下の記載及び図面は、説明の明確化のため、適宜、省略及び簡略化がなされている。また、各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。また、以下で示す具体的な数値等は、発明の理解を容易とするための例示にすぎず、これに限定されるものではない。

＜関連技術＞
各実施の形態の説明をする前に、まず、本発明者等が検討した関連技術について詳細に説明する。
＜ＣＩ−ＯＦＤＭシステム＞
上記の背景技術では、ＣＩ−ＯＦＤＭシステムとして、行列を用いたＣＩ−ＯＦＤＭシステム（以下、関連技術１のＣＩ−ＯＦＤＭシステムと称す）と、特許文献１（国際公開第２００７／０１５４９０号）が提案するＣＩ−ＯＦＤＭシステム（以下、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムと称す）と、について説明した。以下、関連技術１，２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの計算方法と送受信構成の差異を説明する。
はじめに計算方法の差異について説明する。

＜関連技術１のＣＩ−ＯＦＤＭシステムのＣＩ符号化の計算方法＞
送信データ系列をｄ（ｋ）、ＣＩ符号適用後の送信データ系列をｄＣＩ（ｋ）として、（Ｎ×Ｎ）のＣＩ符号化行列（点線）を使用する。ｋ＝０，１，…，（Ｎ−２），（Ｎ−１）である。
そのため、ｄＣＩ（ｋ）算出には（Ｎ×Ｎ）回の乗加算が必要である。

＜関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムのＣＩ符号化の計算方法＞
送信データ系列をｄ（ｋ）、ＣＩ符号適用後の送信データ系列をｄＣＩ（ｋ）として、ＣＩ符号化行列をＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）に置換する。
そのため、実運用上はＩＤＦＴをＩＦＦＴで計算することで、ｄＣＩ（ｋ）算出に必要な計算回数を（Ｎ×ｌｏｇ２Ｎ）回の乗加算にできる。

例えば、Ｎ＝２５６の時、関連技術１のＣＩ−ＯＦＤＭシステムによる計算方法では、２５６×２５６＝６５５３６回の乗加算が必要だった。これに対して、ＩＦＦＴでは、２５６×ｌｏｇ_２（２５６）＝２５６×８＝２０４８回の乗加算ですむ。
ＣＩ符号の復号についても同様に、行列計算をＤＦＴで置換し、ＦＦＴで計算することにより乗加算の計算回数を削減可能である。
本明細書では、これ以降、上述したＩＦＦＴによるＣＩ符号化を、ＣＩ−ＩＦＦＴと記載する。また、上述したＦＦＴによるＣＩ符号の復号を、ＣＩ−ＦＦＴと記載する。

＜関連技術１，２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送受信構成＞
次に、関連技術１，２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送受信構成について説明する。ここでは、対比のために、一般的なＯＦＤＭシステムの送受信構成も合わせて説明する。

図１に、一般的なＯＦＤＭシステムの送受信構成のブロック図を示す。
図１に示すように、送信データ系列（TX Data Sequence）は、エンコーダ（Encoder）１０１で符号化処理を実行され、シンボルマッパ（Symbol Mapper）１０２でデジタル変調を実行され、Ｓ／Ｐ部１０３で直列から並列への直並列変換を実行される。さらに、送信データ系列は、サブキャリアマッパ（Sub Carrier Mapper）１０４でサブキャリアにマッピングされ、ＩＦＦＴ部１０５でＩＦＦＴを実行され、Ｐ／Ｓ部１０６で並列から直列への並直列変換を実行される。さらに、送信データ系列は、ＣＰ付与（Add CP（Cyclic Prefix））部１０７で送信データ系列の先頭にＣＰを付与され、実部（Ｒｅ［］）抽出部１０８で実部が抽出される。その後、送信データ系列は、ＴＸ部１０９で無線又は有線により送信される。

受信データ系列（RX Data Sequence）は、ＲＸ部２０９で無線又は有線により受信される。ＲＸ部２０９で受信された受信データ系列は、ＣＰ除去（Delete CP）部２０７で受信データ系列の先頭に付与されているＣＰを除去される。さらに、受信データ系列は、Ｓ／Ｐ部２０６で直並列変換を実行され、ＦＦＴ部２０５でＦＦＴを実行され、サブキャリアデマッパ（Sub Carrier De-Mapper）２０４でサブキャリアからデマッピングされる。さらに、受信データ系列は、Ｐ／Ｓ部２０３で並直列変換を実行され、シンボルデマッパ（Symbol De-mapper）２０２でデジタル復調を実行され、デコーダ（Decoder）２０１で復号処理を実行される。

図２に、関連技術１のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送受信構成のブロック図を示す。
図２に示すように、関連技術１のＣＩ−ＯＦＤＭシステムは、図１のＯＦＤＭシステムに対し、Ｓ／Ｐ部１０３とサブキャリアマッパ１０４との間にＣＩ符号化行列演算部１１０を追加すると共に、サブキャリアデマッパ２０４とＰ／Ｓ部２０３との間にＣＩ復号行列演算部２１０を追加した構成である。ＣＩ符号化行列演算部１１０は、上述した行列によるＣＩ符号化を実行する。ＣＩ復号行列演算部２１０は、上述した行列によるＣＩ符号の復号を実行する。

図３に、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送受信構成のブロック図を示す。
図３に示すように、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムは、図２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムに対し、ＣＩ符号化行列演算部１１０をＣＩ−ＩＦＦＴ部１１１に置換すると共に、ＣＩ復号行列演算部２１０をＣＩ−ＦＦＴ部２１１に置換した構成である。ＣＩ−ＩＦＦＴ部１１１は、上述したＣＩ−ＩＦＦＴ（ＩＦＦＴによるＣＩ符号化）を実行する。ＣＩ−ＦＦＴ部２１１は、上述したＣＩ−ＦＦＴ（ＦＦＴによるＣＩ符号の復号）を実行する。

図４に、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムとＯＦＤＭシステムにおける時間領域の送信信号波形の振幅レンジの差分を示す図である。図４では、縦軸が電圧、横軸が時間を示している。
図４に示すように、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送信信号波形とＯＦＤＭシステムの送信信号波形の振幅レンジを比較する（図中のOFDM RangeとCI Rangeを比較）と、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの方が小さいことがわかる。

関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムに関して、国際公開第２００７／０１５４９０号によれば、以下の効果が得られるとしている。
・ＣＩ符号化／復号をＩＦＦＴ／ＦＦＴ処理とすることにより、行列を用いた構成よりも乗加算の回数を大幅に削減できる。
・ＣＩ符号化／復号に行列を用いるＣＩ−ＯＦＤＭシステムと同様に、ＯＦＤＭシステムよりも振幅レンジが小さくなり、ＰＡＰＲを低減できる。

しかし、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムでは、ＩＦＦＴ／ＦＦＴを使用するため、ＩＦＦＴ／ＦＦＴに係る後述の課題が内在している。

＜ＩＦＦＴ／ＦＦＴ＞
ＩＦＦＴ／ＦＦＴを使用する関連技術としては、特開２００６−０６０４３３号公報が挙げられる。
しかし、ＩＦＦＴ／ＦＦＴには、特開２００６−０６０４３３号公報に開示されているような以下の課題がある。
・ＩＦＦＴ演算であっても複素乗算器を使用することにより論理規模が増大する。
・演算途中結果を記憶させるメモリ容量が分割数（バタフライ演算の段数）に比例して多くなる。

すなわち、ＩＦＦＴ／ＦＦＴには、ハードウェア回路規模、メモリ容量が大きくなるという課題がある。この課題が、ＩＦＦＴ／ＦＦＴを使用する関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムには内在している。

＜直線型ＦＩＲフィルタ＞
以下で説明する各実施の形態では、後述のように、ＦＩＲ（Finite-duration Impuls-Response）フィルタを使用する。ＦＩＲフィルタを使用する関連技術としては、特開２００９−０３３５０２号公報、特開２０１７−０４０８９５号公報が挙げられる。特開２００９−０３３５０２号公報、特開２０１７−０４０８９５号公報が使用するＦＩＲフィルタは、最終段の遅延子から出力されたデータを初段の遅延子にフィードバックするフィードバック機能を備えていない。本明細書では、これ以降、このようなフィードバック機能を備えていないＦＩＲフィルタを直線型ＦＩＲフィルタと記載する。

しかし、直線型ＦＩＲフィルタには、特開２００９−０３３５０２号公報に開示されているような以下の課題がある。
・ＦＩＲフィルタにおける乗算器は回路規模が大きいため、単純に並列化すると全体では莫大なゲートの回路が必要となる。

また、直線型ＦＩＲフィルタには、特開２０１７−０４０８９５号公報に開示されているような以下の課題がある。
・ＦＩＲフィルタで任意の特性を実現する際には高い次数（乗算器の数）で演算を行う必要がある。しかし、例えば、次数を倍にすれば、演算量も倍に増え、演算量の負荷の増大は、他の処理に影響が出る。

すなわち、直線型ＦＩＲフィルタには、次数（乗算器の数）に比例して、乗算器数が増大して回路規模が大きくなり、演算回数とそれに伴う処理負荷が大きくなるという課題がある。

以上の通り、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムは、ＩＦＦＴ／ＦＦＴを使用するため、ＩＦＦＴ／ＦＦＴに係る課題、すなわち、ハードウェア回路規模、メモリ容量が大きくなるという課題がある。
また、直線型ＦＩＲフィルタには、次数（乗算器の数）に比例して、乗算器数が増大して回路規模が大きくなり、演算回数とそれに伴う処理負荷が大きくなるという課題がある。
以下で説明する各実施の形態は、上記の課題のいずれかを解決するものである。

＜実施の形態１＞
＜実施の形態１の構成＞
＜通信システムの構成＞
図５に、実施の形態１の通信システムの送受信構成のブロック図を示す。図５では、「フィードバック機能を備えるＦＩＲフィルタ」を「フィードバック型ＦＩＲフィルタ」と記載しており、本明細書でも、これ以降、「フィードバック型ＦＩＲフィルタ」と記載する。

また、対比のために、図６に、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送受信構成のブロック図も示す。
図５及び図６において、点線で囲まれた要素が互いに等価な処理を行う要素となる。

図５に示すように、実施の形態１の通信システムは、送信機１０側では、シンボルマッパ１０２とＴＸ部１０９の間に、ＩＱ分離部１１２、送信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３、ＣＰ付与部１１４、及びフィルタ係数保持及び設定部１１５が設けられている。また、受信機２０側では、ＲＸ部２０９とシンボルデマッパ２０２との間に、ＣＰ除去部２１４、受信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３、ＩＱ合成部２１２、及びフィルタ係数保持及び設定部２１５が設けられている。
以下、図５に示した実施の形態１の通信システムの各要素について説明する。

＜送信機の構成＞
エンコーダ１０１に入力される送信データ系列（TX Data Sequence）は、コンピュータ、携帯電話機、電子機器、メモリ等で生成されたデータ系列である。
エンコーダ１０１は、送信データ系列に対し、スクランブル、ＦＥＣ（Forward Error Correction。誤り訂正）、インターリーブ等の符号化処理を実行する。

シンボルマッパ１０２は、エンコーダ１０１から出力された送信データ系列に対し、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等のデジタル変調を実行する。ＰＳＫは、ＢＰＳＫ（Binary PSK）、ＱＰＳＫ（Quadrature PSK）等である。ＱＡＭは、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等である。
ＩＱ分離部１１２は、シンボルマッパ１０２から出力された送信データ系列を、Ｉ成分とＱ成分とに分離する。

フィルタ係数保持及び設定部１１５は、生成済みのフィルタ係数を保持し、送信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３に設定する。なお、フィルタ係数の生成方法は、後述の図１０において説明する。

送信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３は、デジタル変調後の送信データ系列のＩ成分及びＱ成分それぞれに対応したフィードバック型ＦＩＲフィルタから構成され、デジタル変調後の送信データ系列のＩ成分及びＱ成分に対し、フィルタ処理を行う。なお、送信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３の詳細な構成は、後述の図７Ａにおいて説明する。

ＣＰ付与部１１４は、送信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３から出力された送信データ系列の先頭にＣＰを付与する。詳細には、ＣＰ付与部１１４は、送信データ系列の終端からｍサンプルを、送信データ系列の先頭に付与する処理を行う。この処理は、ＯＦＤＭシステムにおける一般的な処理である（後述の図７Ａを参照）。

ＴＸ部１０９は、ＣＰ付与部１１４から出力された送信データ系列に対し、Ｄ／Ａ（Digital/Analog）変換、ＬＰＦ（Low Pass Filter）処理、電力増幅、アップコンバート等の処理を実行し、処理した送信データ系列を無線又は有線で送信する。

＜受信機の構成＞
ＲＸ部２０９は、受信データ系列（RX Data Sequence）を受信し、受信データ系列に対し、ダウンコンバート、ＬＰＦ処理、ＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indication）乗算処理、Ａ／Ｄ変換等の処理を実行する。
ＣＰ除去部２１４は、ＲＸ部２０９から出力された受信データ系列の先頭に付与されているＣＰを除去する。

フィルタ係数保持及び設定部２１５は、生成済みのフィルタ係数を保持し、受信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３に設定する。なお、フィルタ係数の生成方法は、後述の図１０において説明する。

受信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３は、受信された受信データ系列のＩ成分及びＱ成分それぞれに対応したフィードバック型フィルタから構成され、受信データ系列のＩ成分及びＱ成分に対し、フィルタ処理を行い、フィルタ処理後の受信データ系列のＩ成分とＱ成分をそれぞれ出力する。なお、受信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３の詳細な構成は、後述の図８Ａにおいて説明する。

ＩＱ合成部２１２は、受信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３から出力された受信データ系列のＩ成分とＱ成分を、１シンボル単位で（Ｉ，Ｑ），（Ｉ，Ｑ），．．，（Ｉ，Ｑ）の並びにする（送信時のシンボルマッパ１０２の出力後の送信データ系列と同じ並びにする）。
シンボルデマッパ２０２は、ＩＱ合成部２１２から出力された、シンボル単位で並び替えられた受信データ系列から所望のデータを抽出し、抽出したデータに対し、デジタル復調を実行する。なお、所望のデータの抽出方法は、後述する。

デコーダ２０１は、シンボルデマッパ２０２から出力された受信データ系列に対し、デスクランブル、誤り訂正復号、デインターリーブ等の復号処理を実行する。
デコーダ２０１から出力された受信データ系列は、上位装置、上位アプリケーション等で目的に応じて使用される。

＜送信機の詳細構成＞
図７Ａに、実施の形態１の通信システムの送信機１０の要素のうち、図５の点線で囲まれた要素の詳細構成を示す。
また、対比のために、図７Ｂに、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送信機８０の要素のうち、図６の点線で囲まれた要素の詳細構成を示す。

図７Ａに示すように、実施の形態１の通信システムにおいて、送信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３は、送信データ系列のＩ成分及びＱ成分それぞれに対応したＩ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｉ及びＱ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｑから構成されている。

図７Ｂに示すように、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムにおいて、ＣＩ−ＩＦＦＴ部１１１のＣＩ−ＩＦＦＴサイズはＮ（Ｎは２以上の正の整数）、ＩＦＦＴ部１０５のＩＦＦＴサイズはＭ（Ｎ＜Ｍ。Ｍは２以上の正の整数）になっている。
なお、図７Ａ及び図７Ｂの詳細説明は後述する。

＜受信機の詳細構成＞
図８Ａに、実施の形態１の通信システムの受信機２０の要素のうち、図５の点線で囲まれた要素の詳細構成を示す。
また、対比のために、図８Ｂに、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの受信機９０の要素のうち、図６の点線で囲まれた要素の詳細構成を示す。

図８Ａに示すように、実施の形態１の通信システムにおいて、受信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３は、受信データ系列のＩ成分及びＱ成分それぞれに対応したＩ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｉ及びＱ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｑから構成されている。

図８Ｂに示すように、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムにおいて、ＣＩ−ＦＦＴ部２１１のＣＩ−ＦＦＴサイズはＮ、ＦＦＴ部２０５のＦＦＴサイズはＭ（Ｎ＜Ｍ）になっている。
なお、図８Ａ及び図８Ｂの詳細説明は後述する。

＜フィードバック型ＦＩＲフィルタの構成＞
図９Ａ及び図９Ｂに、図７Ａに示したＩ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｉ及びＱ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｑと、図８Ａに示したＩ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｉ及びＱ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｑと、の構成図を示す。以下、図９Ａ及び図９Ｂに示したＦＩＲフィルタを、フィードバック型ＦＩＲフィルタと記載する。なお、図９Ａは、遅延子へのデータの入力処理を行うときの処理を示し、図９Ｂは、遅延子にデータを入力した後、シフト処理を行うときの処理を示している。図７Ａ及び図８Ａにおける４個のフィードバック型ＦＩＲフィルタは全て同一構成であるが、Ｉ成分用のフィルタ係数とＱ成分用のフィルタ係数とが異なる。

図９Ａ及び図９Ｂに示すように、フィードバック型ＦＩＲフィルタは、Ｍ個の遅延子Ｚ^−１（ｍ）と、Ｍ個の乗算器（タップ）ＭＵＬ（ｍ）と、Ｍ個の加算器ＡＤＤ（ｍ）と、Ｍ個のスイッチＳＷ（ｍ）と、を備えている。Ｍは、図７Ｂ及び図８Ｂに示した、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムにおけるＩＦＦＴ／ＦＦＴサイズ数と同値である。また、ｍ＝０，１，…，Ｍ−２，Ｍ−１である。

Ｍ個の遅延子Ｚ^−１（ｍ）は、縦続接続されると共に、最終段の遅延子Ｚ^−１（０）の出力と初段の遅延子Ｚ^−１（Ｍ−１）の入力とが接続される。最終段の遅延子Ｚ^−１（０）以外の各遅延子Ｚ^−１（ｍ）に入力されたデータは、一定時間保持された後に次段の遅延子Ｚ^−１（ｍ）に出力される。最終段の遅延子Ｚ^−１（０）に入力されたデータは、一定時間保持された後に初段の遅延子Ｚ^−１（Ｍ−１）にフィードバックされる。

Ｍ個の乗算器ＭＵＬ（ｍ）は、Ｍ個の遅延子Ｚ^−１（ｍ）にそれぞれ対応して設けられ、対応する遅延子Ｚ^−１（ｍ）の後段に配置されている。各乗算器ＭＵＬ（ｍ）は、フィルタ係数保持及び設定部１１５又は２１５によりフィルタ係数ｈ（ｍ）が設定されている。各乗算器ＭＵＬ（ｍ）は、対応する遅延子Ｚ^−１（ｍ）から出力されたデータとフィルタ係数ｈ（ｍ）とを乗算する。

Ｍ個の加算器ＡＤＤ（ｍ）は、Ｍ個の乗算器ＭＵＬ（ｍ）にそれぞれ対応して設けられ、対応する乗算器ＭＵＬ（ｍ）の後段に配置されている。各加算器ＡＤＤ（ｍ）は、対応する乗算器ＭＵＬ（ｍ）から出力されたデータと、対応する乗算器ＭＵＬ（ｍ）の前段の乗算器ＭＵＬ（ｍ）から出力されたデータと、を加算する。最終段の加算器ＡＤＤ（０）から出力されるデータが、フィードバック型ＦＩＲフィルタの出力端子から出力されるデータｙ（ｔ）となる。ｔ＝０，１，…，Ｍ−２，Ｍ−１である。

ｙ（ｔ）の例を以下に示す。
ｙ（０）＝ｈ（０）×Ｄ（０）＋ｈ（１）×Ｄ（１）＋ｈ（２）×Ｄ（２）＋…＋ｈ（Ｍ−２）×Ｄ（Ｍ−２）＋ｈ（Ｍ−１）×Ｄ（Ｍ−１）
ｙ（１）＝ｈ（０）×Ｄ（１）＋ｈ（１）×Ｄ（２）＋ｈ（２）×Ｄ（３）＋…＋ｈ（Ｍ−２）×Ｄ（Ｍ−１）＋ｈ（Ｍ−１）×Ｄ（０）
：
ｙ（Ｍ−１）＝ｈ（０）×Ｄ（Ｍ−１）＋ｈ（１）×Ｄ（０）＋ｈ（２）×Ｄ（１）＋…＋ｈ（Ｍ−２）×Ｄ（Ｍ−３）＋ｈ（Ｍ−１）×Ｄ（Ｍ−２）

Ｍ個のスイッチＳＷ（ｍ）は、Ｍ個の遅延子Ｚ^−１（ｍ）を縦続接続すると共に最終段の遅延子Ｚ^−１（０）の出力と初段の遅延子Ｚ^−１（Ｍ−１）の入力とを接続する接続状態と、Ｍ個の遅延子Ｚ^−１（ｍ）同士の接続を遮断する遮断状態と、を切り替えるためのスイッチである。詳細には、Ｍ個のスイッチＳＷ（ｍ）は、Ｍ個の遅延子Ｚ^−１（ｍ）にそれぞれ対応して設けられ、対応する遅延子Ｚ^−１（ｍ）の前段に配置されている。各スイッチＳＷ（ｍ）は、遮断状態とするときは、対応する遅延子Ｚ^−１（ｍ）をフィードバック型ＦＩＲフィルタの入力端子に接続し、接続状態とするときは、対応する遅延子Ｚ^−１（ｍ）を前段の遅延子Ｚ^−１（ｍ＋１）に接続する。なお、初段のスイッチＳＷ（Ｍ−１）は、接続状態とするときは、初段の遅延子Ｚ^−１（Ｍ−１）を最終段の遅延子Ｚ^−１（０）に接続する。

また、実施の形態１におけるフィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数は、図１０に示すように周波数領域における矩形窓をフーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）して得られる時間領域のフィルタ特性から生成する。

これにより、図７Ａに示した実施の形態１の通信システムの送信機１０のＣＰ付与部１１４から出力された送信データ系列は、図７Ｂに示した関連技術２の送信機８０の実数抽出部１０８から出力された送信データ系列と完全に一致した系列とできる。また、図８Ａに示した実施の形態１の通信システムの受信機２０のＩＰ合成部２１２から出力された受信データ系列は、図８Ｂに示した関連技術２の受信機９０のＰ／Ｓ部２０３から出力された受信データ系列と完全に一致した系列とできる。この詳細は後述する。

＜実施の形態１の動作＞
＜送信機の動作＞
次に、実施の形態１の通信システムの送信機１０の要素のうち図７Ａに示した要素の動作について説明する。
また、対比のために、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送信機８０の要素のうち図７Ｂに示した要素の動作について合わせて説明する。

まず、図７Ｂを参照して、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムについて説明する。

図７Ｂに示すように、シンボルマッパ１０２から出力された、デジタル変調された送信データ系列ｄｑ（Ｎ−１），ｄｉ（Ｎ−１），ｄｑ（Ｎ−２），ｄｉ（Ｎ−２），．．．，ｄｑ（１），ｄｉ（１），ｄｑ（０），ｄｉ（０）は、Ｓ／Ｐ部１０３に入力される。この送信データ系列は、Ｓ／Ｐ部１０３で直並列変換され、ＣＩ−ＩＦＦＴ部１１１でＣＩ−ＩＦＦＴを実行される。ＣＩ−ＩＦＦＴ部１１１のＣＩ−ＩＦＦＴサイズがＮであるため、ＣＩ−ＩＦＦＴ部１１１から出力されるデータ数は２×Ｎ個＝（Ｉ，Ｑ）×Ｎ個となる。続いて、ＣＩ−ＩＦＦＴ部１１１から出力されたデータは、サブキャリアマッパ１０４でサブキャリアにマッピングされる。このとき、サブキャリアマッパ１０４は、ＣＩ−ＩＦＦＴ部１１１から出力されたデータを、使用する周波数にマッピングし、使用しない周波数には“０”をマッピングする。続いて、サブキャリアマッパ１０４でサブキャリアにマッピングされた送信データ系列は、ＩＦＦＴ部１０５でＩＦＦＴを実行され、Ｐ／Ｓ部１０６で並直列変換される。Ｐ／Ｓ部１０６から出力されたＤｑ（Ｍ−１），Ｄｉ（Ｍ−１），Ｄｑ（Ｍ−２），Ｄｉ（Ｍ−２），．．．，Ｄｑ（１），Ｄｉ（１），Ｄｑ（０），Ｄｉ（０）は、ＣＰ付与部１０７で送信データ系列の先頭にＣＰを付与され、実部抽出部１０８で実部が抽出される。実部抽出部１０８から出力された送信データ系列は、ＴＸ部１０９に入力される。ＴＸ部１０９以降の処理は、上述した処理と同様である。その結果、実部抽出部１０８から出力された送信データ系列は、Ｄｉ（Ｍ−１），Ｄｉ（Ｍ−２），．．．，Ｄｉ（１），Ｄｉ（０），Ｄｉ（Ｍ−１），．．．，Ｄｉ（Ｍ−ｍ）となる。

続いて、図７Ａを参照して、実施の形態１の通信システムについて説明する。
図７Ａに示すように、シンボルマッパ１０２から出力された、デジタル変調された送信データ系列ｄｑ（Ｎ−１），ｄｉ（Ｎ−１），ｄｑ（Ｎ−２），ｄｉ（Ｎ−２），．．．，ｄｑ（１），ｄｉ（１），ｄｑ（０），ｄｉ（０）は、ＩＱ分離部１１２に入力される。この送信データ系列は、ＩＱ分離部１１２でＩ成分とＱ成分に分離され、Ｉ成分は、Ｉ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｉに入力され、Ｑ成分は、Ｑ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｑに入力される。Ｉ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｉ及びＱ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｑを通過した後のＩ成分とＱ成分とは加算されて出力される。送信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３から出力された送信データ系列Ｄｉ（Ｍ−１），Ｄｉ（Ｍ−２），Ｄｉ（Ｍ−３），Ｄｉ（Ｍ−４），．．．，Ｄｉ（３），Ｄｉ（２），Ｄｉ（１），Ｄｉ（０）は、ＣＰ付与部１１４で送信データ系列の先頭にＣＰを付与される。ＣＰ付与部１１４から出力された送信データ系列は、ＴＸ部１０９に入力される。ＴＸ部１０９以降の処理は、上述した処理と同様である。その結果、ＣＰ付与部１１４から出力された送信データ系列は、Ｄｉ（Ｍ−１），Ｄｉ（Ｍ−２），．．．，Ｄｉ（１），Ｄｉ（０），Ｄｉ（Ｍ−１），．．．，Ｄｉ（Ｍ−ｍ）となり、図７Ｂで実部抽出部１０８から出力された送信データ系列と同一系列となる。このことは、後述の図１１及び図１２から確認することができる。

＜受信機の動作＞
次に、実施の形態１の通信システムの受信機２０の要素のうち図８Ａに示した要素の動作について説明する。
また、対比のために、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの受信機９０の要素のうち図８Ｂに示した要素の動作について合わせて説明する。

まず、図８Ｂを参照して、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムについて説明する。

図８Ｂに示すように、ＲＸ部２０９から出力された受信データ系列ＲＸ（Ｍ−ｍ），．．．，ＲＸ（Ｍ−１），ＲＸ（０），ＲＸ（１），．．．，ＲＸ（Ｍ−２），ＲＸ（Ｍ−１）は、ＣＰ除去部２０７に入力される。この受信データ系列は、ＣＰ除去部２０７で受信データ系列の先頭に付与されているＣＰを除去され、Ｓ／Ｐ部２０６で並直列変換を実行され、ＦＦＴ部２０５でＦＦＴを実行される。ＦＦＴ部２０５でＦＦＴを実行された受信データ系列のうち、使用している周波数のデータのみが、サブキャリアデマッパ２０４でサブキャリアからデマッピングされる。ＣＩ−ＦＦＴ部２１１のＣＩ−ＦＦＴサイズがＮであるため、サブキャリアデマッパ２０４から出力されるデータ数は２×Ｎ個＝（Ｉ，Ｑ）×Ｎ個となる。さらに、受信データ系列は、Ｐ／Ｓ部２０３で並直列変換を実行され、シンボルデマッパ２０２に入力される。シンボルデマッパ２０２以降の処理は、上述した処理と同様である。その結果、Ｐ／Ｓ部２０３から出力された受信データ系列は、ｒｘｉ（０），ｒｘｑ（０），ｒｘｉ（１），ｒｘｑ（１），．．．，ｒｘｉ（Ｎ−２），ｒｘｑ（Ｎ−２），ｒｘｉ（Ｎ−１），ｒｘｑ（Ｎ−１）となる。

続いて、図８Ａを参照して、実施の形態１の通信システムについて説明する。

図８Ａに示すように、ＲＸ部２０９から出力された受信データ系列ＲＸ（Ｍ−ｍ），．．．，ＲＸ（Ｍ−１），ＲＸ（０），ＲＸ（１），．．．，ＲＸ（Ｍ−２），ＲＸ（Ｍ−１）は、ＣＰ除去部２０７に入力される。この受信データ系列は、ＣＰ除去部２１４で受信データ系列の先頭に付与されているＣＰを除去される。ＣＰ除去部２１４から出力された受信データ系列は、Ｉ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｉ及びＱ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｑに入力される。すなわち、Ｉ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｉ及びＱ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｑに入力される受信データ系列は、同一のデータ系列となる。Ｉ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｉを通過した後のＩ成分と、Ｑ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｑを通過した後のＱ成分と、は、ＩＱ合成部２１２で１シンボル単位で（Ｉ，Ｑ），（Ｉ，Ｑ），．．，（Ｉ，Ｑ）の並びになるように合成される（送信時のシンボルマッパ１０２の出力後のデータ系列と同じ並びにされる）。シンボル単位に並び替えられた受信データ系列は、シンボルデマッパ２０２に入力される。シンボルデマッパ２０２以降の処理は、上述した処理と同様である。その結果、ＩＱ合成部２１２から出力された受信データ系列は、ｒｘｉ（０），ｒｘｑ（０），ｒｘｉ（１），ｒｘｑ（１），．．．，ｒｘｉ（Ｎ−２），ｒｘｑ（Ｎ−２），ｒｘｉ（Ｎ−１），ｒｘｑ（Ｎ−１）となり、図８ＢでＰ／Ｓ部２０３から出力された受信データ系列と同一系列となる。

＜フィードバック型ＦＩＲフィルタの動作＞
次に、図９Ａ及び図９Ｂに示したフィードバック型ＦＩＲフィルタの動作について説明する。
図９Ａ及び図９Ｂに示したフィードバック型ＦＩＲフィルタは、一般的な直線型ＦＩＲフィルタをベースとした構成となるが、その構成、動作は、下記の２点において、一般的な直線型ＦＩＲフィルタと異なる。

（Ａ１）フィードバック構成
図９Ａ及び図９Ｂに示したフィードバック型ＦＩＲフィルタは、最終段の遅延子Ｚ^−１（０）から初段の遅延子Ｚ^−１（Ｍ−１）へのパスをもつ構成となる。
最終段の遅延子Ｚ^−１（０）に入力されたデータは、シフト後にフィルタ係数ｈ（０）と乗算され、その後、初段の遅延子Ｚ^−１（Ｍ−１）に入力（フィードバック）される。そのため、全てのデータは、処理が完了するまで消失せずに使用され続ける。
これに対して、一般的な直線型ＦＩＲフィルタの場合は上記のパスはなく、最終段の遅延子Ｚ^−１（０）に入力されたデータは、シフト後に消失し、以降の処理過程で使用されることはない。

（Ａ２）初期値を設定する使用方法
図９Ａ及び図９Ｂに示したフィードバック型ＦＩＲフィルタは、送受信処理において所定の遅延子Ｚ^−１（ｍ）に初期値としてデータを設定する構成となる。
これに対して、一般的な直線型ＦＩＲフィルタの場合、全遅延子Ｚ^−１（ｍ）には初期値として“０”が設定され、処理対象となるデータをひとつひとつ、初段の遅延子Ｚ^−１（Ｍ−１）に入力し、シフトする構成となる。

＜送信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタの動作＞
図９Ａ及び図９Ｂを参照して、送信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３の動作について説明する。

（Ｂ１）まず、図９Ａに示すように、Ｍ個のスイッチＳＷ（ｍ）により、Ｍ個の遅延子Ｚ^−１（ｍ）同士の接続を遮断する遮断状態に切り替える。
そして、図７Ａに示したＩＱ分離部１１２から出力された送信データ系列のＮ個のＩ成分を、Ｉ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｉの所定の遅延子Ｚ^−１（ｍ）に初期値として設定する。また、ＩＱ分離部１１２から出力された送信データ系列のＮ個のＱ成分を、Ｑ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｑの所定の遅延子Ｚ^−１（ｍ）に初期値として設定する。Ｉ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｉ及びＱ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｑの上記以外の遅延子Ｚ^−１（ｍ）には“０”を設定する。なお、所定の遅延子Ｚ^−１（ｍ）の位置は、図７Ｂに示した関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムのサイズＭのＩＦＦＴの結果から取得でき、既知情報として扱うことが可能である。

（Ｂ２）続いて、図９Ｂに示すように、Ｍ個のスイッチＳＷ（ｍ）により、Ｍ個の遅延子Ｚ^−１（ｍ）を縦続接続すると共に最終段の遅延子Ｚ^−１（０）の出力と初段の遅延子Ｚ^−１（Ｍ−１）の入力とを接続する接続状態に切り替える。
そして、Ｉ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｉ及びＱ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｑの各遅延子Ｚ^−１（ｍ）に初期値として設定されたデータを、次段の遅延子Ｚ^−１（ｍ）に出力するシフト処理を、図７Ｂに示した関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムにおける送信機８０のＩＦＦＴサイズ数のＭ回分行う。

（Ｂ３）このとき、遅延子Ｚ^−１（０）に入力されたデータは、シフト後に、フィルタ係数ｈ（０）と乗算され、遅延子Ｚ^−１（Ｍ−１）に入力（フィードバック）される。
ここで、Ｉ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｉの出力Ｄｉ（ｋ）は、遅延子Ｚ^−１（ｍ）に入力されたデータをｄｉ（ｍ）、フィルタ係数をｈｉ（ｍ）とすると以下の数式で表せる。ｋ＝０，１，…，Ｍ−２，Ｍ−１である。なお、ｘ％Ｍは、ｘをＭで除算したときの余りを示す（以下、同じ）。

また、Ｑ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｑの出力Ｄｑ（ｋ）は、遅延子Ｚ^−１（ｍ）に入力されたデータをｄｑ（ｍ）、フィルタ係数をｈｑ（ｍ）とすると以下の数式で表せる。

（Ｂ４）シフト毎に、Ｉ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｉの出力Ｄｉ（ｋ）と、Ｑ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｑの出力Ｄｑ（ｋ）と、を加算する。送信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３は、Ｍ回シフト後に、以下の数式で表せる送信データ系列Ｄ（ｋ）を生成し、このＤ（ｋ）がＣＰ付与部１１４に入力される。

なお、上記（Ｂ３）、（Ｂ４）の処理過程において、データｄｉ（ｍ）、ｄｑ（ｍ）が“０”の場合は乗加算処理を実行する必要はない。

＜受信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタの動作＞
図９Ａ及び図９Ｂを参照して、受信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３の動作について説明する。

（Ｃ１）まず、図９Ａに示すように、Ｍ個のスイッチＳＷ（ｍ）により、Ｍ個の遅延子Ｚ^−１（ｍ）同士の接続を遮断する遮断状態に切り替える。
そして、図８Ａに示したＣＰ除去部２１４にてＣＰを削除されて、Ｍ個のデータ系列となった受信データ系列を、Ｉ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｉ及びＱ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｑの遅延子Ｚ^−１（０）から順に遅延子Ｚ^−１（Ｍ−１）まで初期値として設定する。すなわち、Ｉ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｉ及びＱ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｑには、同一の受信データ系列を設定する。

（Ｃ２）続いて、図９Ｂに示すように、Ｍ個のスイッチＳＷ（ｍ）により、Ｍ個の遅延子Ｚ^−１（ｍ）を縦続接続すると共に最終段の遅延子Ｚ^−１（０）の出力と初段の遅延子Ｚ^−１（Ｍ−１）の入力とを接続する接続状態に切り替える。
そして、Ｉ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｉ及びＱ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｑの各遅延子Ｚ^−１（ｍ）に設定されたデータを、次段の遅延子Ｚ^−１（ｍ）に出力するシフト処理を、図８Ｂに示した関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムにおける受信機９０のＦＦＴサイズ数のＭ回分行う。

（Ｃ３）このとき、遅延子Ｚ^−１（０）に入力されたデータは、シフト後に、フィルタ係数ｈ（０）と乗算され、遅延子Ｚ^−１（Ｍ−１）に入力（フィードバック）される。
ここで、Ｉ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｉの出力ｒｘｉ（ｋ）は、遅延子Ｚ^−１（ｍ）に入力されたデータをＲＸｉ（ｍ）、フィルタ係数をｈｉ（ｍ）とすると以下の数式で表せる。ｋ＝０，１，…，Ｍ−２，Ｍ−１である。

また、Ｑ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｑの出力ｒｘｑ（ｋ）は、遅延子Ｚ^−１（ｍ）に入力されたデータをＲＸｑ（ｍ）、フィルタ係数をｈｑ（ｍ）とすると以下の数式で表せる。

（Ｃ４）シフト毎のＩ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｉの出力及びＱ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｑの出力は、上記の数式で表すことができ、それぞれがＩＱ合成部２１２に入力される

＜シンボルデマッパにおける所望データ抽出方法＞
送信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３は、上述のように、ＩＱ分離部１１２から出力された送信データ系列のＮ個のＩ成分及びＮ個のＱ成分を、Ｉ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｉ及びＱ成分信号処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３Ｑの所定の遅延子Ｚ^−１（ｍ）に初期値としてそれぞれ設定し、上記以外の遅延子Ｚ^−１（ｍ）には“０”を設定する。

ここで、Ｍ個の遅延子Ｚ^−１（ｍ）の中で、ＩＱ分離部１１２から出力されたデータを初期値として設定するＮ個の遅延子を遅延子Ｚ^−１（ｎ）にしたとする（ｎ＝０，８，１６，…，（Ｍ−１６），（Ｍ−８））。この場合、シンボルデマッパ２０２では、以下のＩ成分及びＱ成分の復調データをデジタル復調の対象として抽出する。
Ｉ成分復調データ：ｒｘｉ（０），ｒｘｉ（８），ｒｘｉ（１６），…，ｒｘｉ（Ｍ−１６），ｒｘｉ（Ｍ−８）
Ｑ成分復調データ：ｒｘｑ（０），ｒｘｑ（８），ｙｑ（１６），…，ｒｘｑ（Ｍ−１６），ｒｘｑ（Ｍ−８）

つまり、シンボルデマッパ２０２は、送信機１０において、ＩＱ分離部１１２から出力されたデータを初期値として設定した遅延子Ｚ^−１（ｎ）の位置に対応するデータを抽出することになる。

このことから受信機２０におけるＩ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｉ及びＱ成分復調フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３Ｑは、上記の＜受信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタの動作＞で記述した数式において、ｋ＝０，８，１６，…，（Ｍ−１６），（Ｍ−８）のケースのみ乗加算処理を行えばよく、それ以外のケースでは遅延子のデータシフト処理のみ行えばよい。

＜フィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数の生成方法＞
図１０に、図９Ａ及び図９Ｂに示した実施の形態１のフィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数の生成方法を示す。
図１０に示すように、周波数領域において、通信システムのＩＦＦＴ／ＦＦＴサイズをＭポイント（周波数：ｍ〜ｍ＋Ｍ−１の領域。Ｍは、図７Ｂ及び図８Ｂに示した関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムにおけるＩＦＦＴ／ＦＦＴサイズＭと同様）とする。また、Ｍポイントのうち、データをマッピングする周波数の数をＮポイント（周波数：ｎ〜ｎ＋Ｎ−１の領域。Ｎは、図７Ｂ及び図８Ｂに示した関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムにおけるＣＩ−ＩＦＦＴ／ＣＩ−ＦＦＴサイズＮと同様）とする。この場合において、Ｎポイントに相当する領域を“１”、それ以外の領域を“０”とした矩形窓（図１０の上段の周波数：ｍ〜ｍ＋Ｍ−１の領域）について、サイズＭのフーリエ逆変換を行い、Ｉ成分及びＱ成分のそれぞれの時間領域のフィルタ特性（図１０の下段）を得る。

Ｉ成分及びＱ成分のそれぞれについて得られた時間領域のフィルタ特性は、Ｍ個のポイント数をもち、これらが図９Ａ及び図９Ｂに示したフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の乗算器ＭＵＬ（０）〜ＭＵＬ（Ｍ−１）のフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（Ｍ−１）に相当する。

＜通信システムの送信波形＞
図１１に、ＢＰＳＫ変調時の実施の形態１の通信システムの送信波形と関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送信波形との比較結果を示す。また、図１２に、２５６ＱＡＭ変調時の実施の形態１の通信システムの送信波形と関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送信波形との比較結果を示す。なお、図１１及び図１２においては、Ｎ＝３２、Ｍ＝２５６（Ｎ、Ｍは図７Ｂ及び図８Ｂに記載の値）である。
図１１及び図１２に示すように、実施の形態１の通信システムの送信波形は、ＢＰＳＫ及び２５６ＱＡＭのどちらを実行したときでも、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの送信波形と一致していることがわかる。

＜実施の形態１の効果＞
実施の形態１の通信システムは、図５に示したように、図６に示した関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムにおけるＣＩ−ＩＦＦＴ／ＣＩ−ＦＦＴとＩＦＦＴ／ＦＦＴに相当する処理を、フィードバック型ＦＩＲフィルタで実現する。そのため、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムと同様に、ＣＩ符号によるＰＡＰＲ低減効果が得られる。

フィードバック型ＦＩＲフィルタは、図９Ａ及び図９Ｂに示したように、一般的な直線型ＦＩＲフィルタの構成とは異なり、最終段の遅延子Ｚ^−１（０）に入力されたデータを、シフト処理後に、初段の遅延子Ｚ^−１（Ｍ−１）にフィードバックする構成である。

また、フィードバック型ＦＩＲフィルタは、一般的な直線型ＦＩＲフィルタとは異なり、初段の遅延子Ｚ^−１（Ｍ−１）に“０”を設定するのではなく、所定の遅延子Ｚ^−１（ｍ）に初期値として変調後のデータ又は受信したデータを設定する構成である。

実施の形態１の通信システムは、フィードバック型ＦＩＲフィルタを用いることにより、図６に示した関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムのＣＩ−ＩＦＦＴ／ＣＩ−ＦＦＴ及びＩＦＦＴ／ＦＦＴの処理結果と同等の送信データ系列、受信データ系列を得ることが可能である。

従って、実施の形態１の通信システムは、フィードバック型ＦＩＲフィルタを用いるという簡潔な構成で、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムと同等のＰＡＰＲ低減効果が得られるため、ＩＦＦＴ／ＦＦＴ適用時の課題を解決することができる。

すなわち、ＩＦＦＴ／ＦＦＴでは、多段に渡るバタフライ演算が必要となると共に、スイッチング処理及び途中結果を記憶するメモリが必要となるため、ハードウェア回路規模、メモリ容量が大きくなるという課題がある。一方、図９Ａ及び図９Ｂに示したフィードバック型ＦＩＲフィルタは、単純なシフト処理、乗加算の繰り返しとなる。

従って、実施の形態１の通信システムは、ＩＦＦＴ／ＦＦＴのためのハードウェア回路規模、メモリ容量の削減が可能である。このことは、小型化、消費電力低減、価格低減にもつながる。

また、実施の形態１の通信システムは、同一処理を実現するためのプログラムサイズを削減可能であるため、ファームウェアのプログラムサイズの削減も可能である。このことは、小型化にもつながる。

また、実施の形態１の通信システム１は、フィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を、周波数領域における矩形波をフーリエ逆変換することにより得られる時間領域のフィルタ特性から生成する。これにより、図６に示した関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムのＣＩ−ＩＦＦＴ／ＣＩ−ＦＦＴ及びＩＦＦＴ／ＦＦＴの処理結果と同等の送信データ系列、受信データ系列を得ることに寄与する。

＜実施の形態２＞
実施の形態２は、実施の形態１の構成及び動作を基本として、図９Ａ及び図９Ｂに示した実施の形態１のフィードバック型ＦＩＲフィルタにおける乗算器ＭＵＬ（ｍ）の数（タップ数）を意図的に削減することが目的となる。
＜実施の形態２の構成＞
＜フィードバック型ＦＩＲフィルタの構成＞

図９Ａ及び図９Ｂに示したフィードバック型ＦＩＲフィルタにおける乗算器ＭＵＬ（ｍ）の数（タップ数）を意図的に削減することは、乗算器ＭＵＬ（ｍ）のフィルタ係数ｈ（ｍ）の値を“０”に置き換えることに相当する。

フィルタ係数ｈ（ｍ）の値を“０”とすることにより、乗算器ＭＵＬ（ｍ）におけるフィルタ係数とデータとの乗加算を削減（“０”とデータとを乗算した結果の加算なので計算をスキップできる）する。これにより、直線型ＦＩＲフィルタ適用時の課題、すなわち、次数（乗算器の数）に比例して、乗算器数が増大して回路規模が大きくなり、演算回数とそれに伴う処理負荷が大きくなるという課題を解決する。

図１３Ａ及び図１３Ｂに、実施の形態２のフィードバック型ＦＩＲフィルタの構成図を示す。なお、図１３Ａは、遅延子へのデータの入力処理を行うときの処理を示し、図１３Ｂは、遅延子にデータを入力した後、シフト処理を行うときの処理を示している。

図１３Ａ及び図１３Ｂは、図９Ａ及び図９Ｂに示したフィードバック型ＦＩＲフィルタについて、フィルタ係数ｈ（０）、ｈ（１）、ｈ（Ｍ−２）、ｈ（Ｍ−１）をそれぞれもつ乗算器ＭＵＬ（０）、ＭＵＬ（１）、ＭＵＬ（Ｍ−２）、ＭＵＬ（Ｍ−１）を削減したものであり、実施の形態２のフィードバック型ＦＩＲフィルタの構成の一例となる。

実施の形態２の構成は、フィードバック型ＦＩＲフィルタの乗算器ＭＵＬ（ｍ）の数を削減すること以外は、実施の形態１の図５、図７Ａ、図８Ａ、図９Ａ、及び図９Ｂの構成と同様である。

＜フィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数の生成方法＞
図１４に、図１３Ａ及び図１３Ｂに示した実施の形態２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数の生成方法を示す。

実施の形態１では、フィルタ係数は、図１０に示した矩形窓を用いて生成していた。
これに対して、実施の形態２では、図１０に示した矩形窓の両端に対して、以下に示すようにプリンセン−ブラッドレイ条件を適用して、図１４に示す窓とし、この窓をフーリエ逆変換して得られる時間領域のフィルタ特性からフィルタ係数を生成する。

図１４に示すように、周波数領域において、通信システムのＩＦＦＴ／ＦＦＴサイズをＭポイント（周波数：ｍ〜ｍ＋Ｍ−１。Ｍは、図７Ｂ及び図８Ｂに示した関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムにおけるＩＦＦＴ／ＦＦＴサイズＭと同様）とする。また、Ｍポイントのうち、データをマッピングする周波数の数はＮ＋２Ｘポイント（周波数：ｎ−Ｘ〜ｎ＋Ｎ−１＋Ｘの領域。Ｎは、図７Ｂ及び図８Ｂに示した関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムにおけるＣＩ−ＩＦＦＴ／ＣＩ−ＦＦＴサイズＮと同様）となる。

＜プリンセン−ブラッドレイ条件＞
図１５に、図１４に示した周波数領域における窓の両端の拡大図を示す。

・窓の先頭について
（ｎ−１）−（Ｘ−１）から（ｎ−１）の周波数特性のポイント（黒丸）と、ｎから（ｎ＋Ｘ−１）の周波数特性のポイント（黒丸）と、を、以下の条件を満足するように設定する。
｛（ｎ−１）−（Ｘ−１）｝＾２＋（ｎ＋Ｘ−１）＾２＝１
：
（ｎ−１）＾２＋ｎ＾２＝１
上記の設定は、矩形窓のフィルタ特性の端であるポイントｎとｎ−１を中心に、対応するポイントの二乗和が“１”となる設定である。

・窓の終端について
（ｎ＋Ｎ−１）−（Ｘ−１）から（ｎ＋Ｎ−１）の周波数特性のポイント（黒丸）と、｛（ｎ＋Ｎ−１）＋１｝から｛（ｎ＋Ｎ−１）＋１＋（Ｘ−１）｝の周波数特性のポイント（黒丸）と、を、以下の条件を満足するように設定する。
｛（ｎ＋Ｎ−１）−（Ｘ−１）｝＾２＋｛（ｎ＋Ｎ−１）＋１＋（Ｘ−１）｝＾２＝１
：
（ｎ＋Ｎ−１）＾２＋｛（ｎ＋Ｎ−１）＋１｝＾２＝１
上記の設定は、矩形窓のフィルタ特性の端であるポイント（ｎ＋Ｎ−１）と｛（ｎ＋Ｎ−１）＋１｝を中心に、対応するポイントの二乗和が“１”となる設定である。

＜フィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ特性＞
図１６Ａに、Ｎ＝３２、Ｍ＝２５６の場合（Ｎ、Ｍは、図７Ｂ及び図８Ｂに記載の値）の、実施の形態２のフィードバック型ＦＩＲフィルタの時間領域におけるフィルタ特性を示す。
また、対比のために、図１６Ｂに、Ｎ＝３２、Ｍ＝２５６の場合の、実施の形態１のフィードバック型ＦＩＲフィルタの時間領域におけるフィルタ特性を示す。

図１６Ｂに示すように、実施の形態１では、２５６ポイント全領域に渡って、フィルタ係数が“０”以外の有効な値をとる。
これに対して、図１６Ａに示すように、実施の形態２では、フィルタ係数が“０”以外の有効な値をとるポイント数は６４ポイント（中心から±３２ポイント）程度で、それ以外の１９２ポイントでは、ほぼ“０”になることがわかる。

実施の形態２では、図１６Ａに示したフィルタ特性を使用し、フィルタ係数がほぼ“０”になる乗算器ＭＵＬ（ｍ）の位置に対応する、図９Ａ及び図９Ｂに示したフィードバック型ＦＩＲフィルタにおける乗算器ＭＵＬ（ｍ）のフィルタ係数ｈ（ｍ）を“０”とする。このようにして、実施の形態２では、図９Ａ及び図９Ｂに示したフィードバック型ＦＩＲフィルタにおける乗算器ＭＵＬ（ｍ）の数を意図的に削減し、図１３Ａ及び図１３Ｂの構成とする。

＜実施の形態２の動作＞
実施の形態２の動作は、実施の形態１と同様なので、説明を省略する。

＜実施の形態２の効果＞
実施の形態２の通信システムは、周波数領域においてプリンセン−ブラッドレイ条件を満足する窓を適用して、フィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を生成する。

そして、上記の周波数領域の窓をフーリエ逆変換して得られる時間領域のフィルタ特性において、フィルタ係数がほぼ“０”となる乗算器ＭＵＬ（ｍ）の位置に対応する、図９Ａ及び図９Ｂに示したフィードバック型ＦＩＲフィルタにおける乗算器ＭＵＬ（ｍ）のフィルタ係数ｈ（ｍ）を“０”とする。これにより、フィードバック型ＦＩＲフィルタにおける乗算器ＭＵＬ（ｍ）の数を削減する。

プリンセン−ブラッドレイ条件を満足しない窓を適用して、乗算器ＭＵＬ（ｍ）の数を削減した場合は、ＥＶＭ（Error Vector Magnitude）特性、誤り訂正前ＢＥＲ（Bit Error Rate）特性が大きく劣化する。
実施の形態２の通信システムは、周波数領域においてプリンセン−ブラッドレイ条件を満足する窓を適用するため、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステム及び実施の形態１の通信システム以上のＰＡＰＲ低減効果が得られる。

また、実施の形態２の通信システムは、ＰＡＰＲの低減により、送信機１０における平均送信電力を高くできる。平均送信電力を高くすることにより、電力増幅器において考慮すべきバックオフ値を低減できる。このことは、設計困難度が低くなり、価格低減につながる。また、平均送信電力を高くすることにより、より広い範囲（ケーブル長、セル半径）をカバー可能となる。また、平均送信電力を高くすることにより、受信側のＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）が向上し、通信システムのスループット向上を図ることが可能となる。

また、実施の形態２の通信システムは、実施の形態１の通信システムと比較して、フィードバック型ＦＩＲフィルタにおける乗算器ＭＵＬ（ｍ）の数を削減するため、乗加算の計算回数を削減可能である。
これにより、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムにおけるＣＩ−ＩＦＦＴ／ＣＩ−ＦＦＴ処理とＩＦＦＴ／ＦＦＴ処理を合計した計算回数よりも削減可能な領域が得られる。従って、直線型ＦＩＲフィルタ適用時の課題、すなわち、演算回数とそれに伴う処理負荷が大きくなるという課題を解決できる。

また、実施の形態２の通信システムは、送信機１０と受信機２０でフィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数は同一である。
送信機１０、受信機２０におけるフィードバック型ＦＩＲフィルタ（乗算器の数、フィルタ係数）が整合していない場合は、ＥＶＭ特性、誤り訂正前ＢＥＲ特性が劣化する。
実施の形態２の通信システムは、送信機１０、受信機２０におけるフィードバック型ＦＩＲフィルタが整合しているため、ＥＶＭ特性、誤り訂正前ＢＥＲ特性の劣化を回避できる。

＜実施の形態２の懸念点とその対策＞
実施の形態２の通信システムは、フィードバック型ＦＩＲフィルタにおける乗算器の数を削減することが１つの特徴であるが、この特徴により、ＥＶＭ特性、ＢＥＲ特性の劣化が懸念される。

しかし、実施の形態２の通信システムにおいて、シミュレーション、実験等により、ＥＶＭ特性、ＢＥＲ特性が劣化しない範囲を明確化することにより、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムとほぼ同等の特性を確保可能となる。

以下、実施の形態２の通信システムと関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムとの特性差分として、ＰＡＰＲ、計算回数、ＥＶＭ、誤り訂正前ＢＥＲ特性について、シミュレーションを行った結果を示す。

＜ＰＡＰＲ＞
表１に、ＰＡＰＲについて、実施の形態２の通信システムと関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムとの差分を示す。表１は、実施の形態２の特徴であるフィードバック型ＦＩＲフィルタにおける乗算器の数をパラメータとしている。また、表１は、実施の形態２の通信システムのＰＡＰＲについて、変調モード毎に、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムから改善した改善量を示している。

表１に示すように、実施の形態２の別の特徴である、周波数領域においてプリンセン−ブラッドレイ条件を満足する窓を適用すると、乗算器の数が２５６（削減数が０）の場合でも、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステム以上のＰＡＰＲ低減効果が確認できる。
また、乗算器の数を１６まで削減した場合、更なるＰＡＰＲ低減効果が得られる。

＜計算回数＞
表２に、送信処理、受信処理における乗加算の計算回数について、実施の形態２の通信システムと関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの値を示す。なお、表２は、実施の形態２の特徴であるフィードバック型ＦＩＲフィルタにおける乗算器の数をパラメータとしている。表中のＮ、Ｍは、図７Ｂ及び図８Ｂに記載の値である。表中の関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムの計算回数は、ＣＩ−ＩＦＦＴ／ＣＩ−ＦＦＴの計算回数とＩＦＦＴ／ＦＦＴの計算回数の合計値である。表中の下線箇所は、実施の形態２の通信システムの方が、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムよりも計算回数が少なくなる箇所を示している。

表２に示すように、乗算器の数を６４又は３２以下にした場合、実施の形態２の通信システムの方が、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムよりも計算回数が少なくなることがわかる。
また、実施の形態２の乗算器の数が２５６のケースは、実施の形態１における乗加算の計算回数と同等である。

＜ＥＶＭ＞
表３に、ＢＰＳＫ変調時のＥＶＭについて、実施の形態２の通信システムと実施の形態１の通信システムの値を示す。なお、表３は、実施の形態２の特徴であるフィードバック型ＦＩＲフィルタにおける乗算器の数をパラメータとしている。表中のＮ、Ｍは、図７Ｂ及び図８Ｂに記載の値である。表中の下線箇所は、ＥＶＭが劣化している箇所を示している。

また、図１７に、実施の形態２の通信システムにおいて、ＢＰＳＫ変調時の乗算器の数とＥＶＭの関係を示す。また、図１８に、実施の形態２の通信システムにおいて、乗算器が３２個の場合のＢＰＳＫ変調時のＥＶＭ特性を示し、図１９に、実施の形態２の通信システムにおいて、乗算器が１６個の場合のＢＰＳＫ変調時のＥＶＭ特性を示す。なお、図１８及び図１９では、期待値の○印と実際の送信ポイントである×印とが重っている場合、ＥＶＭ特性が良好といえる。

表３及び図１７から、実施の形態２では、乗算器の数を１６とした時に、ＥＶＭが大きく劣化することがわかる。
例えば、無線ＬＡＮ（Local Area Network）のＩＥＥＥ（Institute of Electrical and Electronics Engineers）．８０２．１１ａｃ規格では、ＢＰＳＫ変調時のＥＶＭの規定値は−５［ｄＢ］以下である。図１７では、ＥＶＭがｓｐｅｃ（黒線）よりも小さければ、上記の規定値を満足していることを示す。
実施の形態２では、乗算器の数を１６として、ＥＶＭ特性が劣化した場合でも、上記の規定値を満足している。このことから、乗算器の数は１６まで削減可能といえる。
また、図１９からも、実施の形態２では、乗算器の数が１６個の時に期待値と実際の送信ポイントとの差分が大きい（ＥＶＭが劣化）ことがわかる。

一方、実施の形態１の場合は、乗算器の数を６４とした時点で、規定値を満足するものの、ＥＶＭ特性が大きく劣化することがわかる。

表４に、２５６ＱＡＭ変調時のＥＶＭについて、実施の形態２の通信システムと実施の形態１の通信システムの値を示す。なお、表４は、実施の形態２の特徴であるフィードバック型ＦＩＲフィルタにおける乗算器の数をパラメータとしている。表中のＮ、Ｍは、図７Ｂ及び図８Ｂに記載の値である。表中の下線箇所は、ＥＶＭが劣化している箇所を示している。

また、図２０に、実施の形態２の通信システムにおいて、２５６ＱＡＭ変調時の乗算器の数とＥＶＭの関係を示す。また、図２１に、実施の形態２の通信システムにおいて、乗算器が３２個の場合の２５６ＱＡＭ変調時のＥＶＭ特性を示し、図２２に、実施の形態２の通信システムにおいて、乗算器が１６個の場合の２５６ＱＡＭ変調時のＥＶＭ特性を示す。図２１及び図２２では、期待値の○印と実際の送信ポイントである×印とが重っている場合、ＥＶＭ特性が良好といえる。

表４及び図２０から、実施の形態２では、乗算器の数を１６とした時に、ＥＶＭが大きく劣化することがわかる。
例えば、ＩＥＥＥ．８０２ａｃ規格では、２５６ＱＡＭ変調時のＥＶＭの規定値は−３２［ｄＢ］以下である。図２０では、ＥＶＭがｓｐｅｃ（黒線）よりも小さければ、上記の規定値を満足していることを示す。
実施の形態２では、乗算器の数を１６とした場合は、上記の規定値を満足していない。このことから、乗算器の数は３２まで削減可能といえる。
また、図２２からも、実施の形態２では、乗算器の数が１６個の時に期待値と実際の送信ポイントとの差分が大きい（ＥＶＭが劣化）ことがわかる。

一方、実施の形態１の場合は、ＢＰＳＫと同様に、乗算器の数を６４とした時点で、ＥＶＭ特性が大きく劣化し、規定値を満足できないことがわかる。

＜誤り訂正前ＢＥＲ特性＞
表５に、誤り訂正前ＢＥＲ特性について、実施の形態２の通信システムと関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムとの差分を示す。表５は、実施の形態２の特徴であるフィードバック型ＦＩＲフィルタにおける乗算器の数をパラメータとしている。また、表５は、実施の形態２の通信システムの誤り訂正前ＢＥＲ特性について、変調モード毎に、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムから劣化した劣化量を示している。表中のＮ、Ｍは、図７Ｂ及び図８Ｂに記載の値である。表中の下線箇所は、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムからＥＶＭが大きく劣化している箇所を示している。

また、対比のために、表６に、誤り訂正前ＢＥＲ特性について、実施の形態１の通信システムと関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムとの差分を示す。表６の定義は表５と同様である。

表５から、実施の形態２では、乗算器の数を１６とした時に、誤り訂正前ＢＥＲ特性が関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムから大きく劣化している。このことから、乗算器の数は特性劣化が見られない３２まで削減可能といえる。

一方、表６から、実施の形態１では、乗算器の数を６４とした時点で、ＢＰＳＫ以外の特性が大きく劣化することがわかる。

＜実施の形態３＞
実施の形態３は、実施の形態１，２の構成及び動作を基本とし、図９Ａ及び図９Ｂに示したフィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を変更して新規の効果を得ることが目的となる。図９Ａ及び図９Ｂに示したフィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を変更することは、図１０及び図１４に示した周波数領域のフィルタ特性を変更すること、すなわち、時間領域のフィルタ特性を変更することと等価である。

＜実施の形態３の構成＞
実施の形態３の構成は、フィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を変更したこと以外は、実施の形態１又は実施の形態２の構成と同様である。
ここでは、実施の形態１で使用する、周波数領域のフィルタ特性が矩形窓の場合を例に挙げるが、実施の形態２のようにプリンセン−ブラッドレイ条件を適用した窓を使用し、乗算器の数を削減することも可能である。

＜フィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数の生成方法＞
図２３に、実施の形態３のフィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数の生成方法の例を示す。生成方法の詳細は、実施の形態１，２と同様である。
図２３に示すように、図７Ｂ及び図８Ｂに示した関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムにおけるＣＩ−ＩＦＦＴ／ＣＩ−ＦＦＴサイズのＮを２×Ｎにし、周波数領域におけるフィルタ特性を変更し、これをフーリエ逆変換することにより得られる時間領域のフィルタ特性からＦＩＲフィルタ係数を生成する。

実施の形態３では、周波数領域において、システムのＩＦＦＴ／ＦＦＴサイズをＭポイント（周波数：ｍ〜ｍ＋Ｍ−１。Ｍは、図７Ｂ及び図８Ｂに示したＩＦＦＴサイズＭと同様）とする条件は実施の形態１，２と同様である。実施の形態３では、Ｍポイントの中で、データをマッピングする領域であるＮポイントの領域を変更することになる。

なお、図２３では、Ｎを２×Ｎとして、使用する周波数帯域を拡大しているが、Ｎを０．５×Ｎとすることにより、使用する周波数帯域を縮小することも可能である。また、Ｎに乗算する係数ｘ（ｘは正の実数）は、上記の２や０．５等に限定されず、任意の値で良い。

＜実施の形態３の動作＞
実施の形態３の通信システムは、基本的な動作は実施の形態１，２と同様であるが、以下の動作が追加となる。
（Ｄ１）通信ネットワークが親機と複数の子機から構成され、複数の子機にて、通信システムとして割り当てられる周波数帯域を共用する。図５の送信機１０及び受信機２０は、子機に相当する。そのため、送信機１０及び受信機２０とは独立に、親機を設けることになる。
（Ｄ２）親機が、周波数帯の使用状況を把握し、複数の子機を制御する。
（Ｄ３）使用可能な周波数帯域に未使用帯域がある場合、図２３のように、子機が、周波数領域のフィルタ特性を変更することにより、使用する周波数帯域の変更（時間領域のフィルタ特性の変更）、即ち、フィルタ係数の変更を行う。

上記の動作は、以下の動作を前提とする。
（Ｅ１）親機は、子機が使用する周波数帯域を、子機に事前に制御情報で通知する。
（Ｅ２）子機が使用する周波数帯域のパターンを通信システムで規定し、周波数帯域に応じたフィルタ係数をあらかじめ親機、子機が保持している。

具体的には、子機である図５の送信機１０の場合、フィルタ係数保持及び設定部１１５が、周波数帯域に応じたフィルタ係数をあらかじめ保持し、親機から制御情報で通知された周波数帯域に応じたフィルタ係数を、送信処理ＦＩＲフィルタ１１３に設定する。

また、子機である図６の受信機２０の場合、フィルタ係数保持及び設定部２１５が、周波数帯域に応じたフィルタ係数をあらかじめ保持し、親機から制御情報で通知された周波数帯域に応じたフィルタ係数を、受信処理ＦＩＲフィルタ２１３に設定する。

以上の動作は、親機が主導となり、通信システムの通信状況（各子機の送信データ量、伝搬路状況等）に応じて、使用する周波数帯域を判断する。

＜実施の形態３の効果＞
実施の形態３の通信システムは、通信状況等に応じて、フィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を変更する。
そのため、例えば、一つの子機が使用する周波数帯域を拡大し、同一の変調モードのデータを、拡大した周波数帯域を使用して（冗長性をもたせて）、送受信することができる。これにより、受信側での受信特性の改善が見込める。例えば、受信特性について、Ｎを２×Ｎとした時は３．０［ｄＢ］の改善が、３×Ｎとした時は４．７［ｄＢ］の改善が、それぞれ見込める。

また、使用する周波数帯域の拡大化に伴い、単位時間に送信するデータ量を増加して、データレートを向上できる。例えば、一つの子機のデータレートについて、同一変調モードを使用した場合、Ｎを２×Ｎとした時は２倍のデータレートに、３×Ｎとした時は３倍のデータレートに、それぞれ向上できる。

又は、一つの子機が使用する周波数帯域を縮小し、同時に送受信可能な子機の数を増やすことができる。この場合、一つの子機のデータレートは落ちるが、同時に送受信対象とする子機数を増やすことが可能で、通信システムとして効率的な制御が可能となる

＜有線系ネットワーク及び無線系ネットワークへの適用＞
上記の実施の形態１〜３は、図２４Ａに示すスマートホームネットワーク等の有線系ネットワーク、又は、図２４Ｂに示す携帯電話、無線ＬＡＮ等の無線系ネットワークに適用可能である。

＜有線系ネットワーク＞
図２４Ａに示すように、通信モジュール３０は、上記の実施の形態１〜３のいずれかの送信機１０及び受信機２０を含むモジュールである。電力メータ、水道メータ、ガスメータ、エアコン、照明、家庭用エネルギーディスプレイ、及びゲートウェイは、通信モジュール３０を搭載した通信デバイスである。

電力メータ、水道メータ、ガスメータ、エアコン、照明、及び家庭用エネルギーディスプレイは、相互に通信可能である。家庭用エネルギーディスプレイは、各通信デバイスから収集したデータの内容を表示する。

電力メータ、水道メータ、ガスメータ、エアコン、照明、及びゲートウェイは、相互に通信可能である。データセンターは、ゲートウェイを介して、スマートホーム内の各通信デバイスからのデータを収集して目的の制御（例えば、電力供給量の制御）を行う。また、データセンターは、ゲートウェイを介して、スマートホーム内の各通信デバイスを遠隔操作することもできる。

＜無線系ネットワーク＞
図２４Ａに示すように、通信モジュール３０は、上記の実施の形態１〜３のいずれかの送信機１０及び受信機２０を含むモジュールである。携帯電話、基地局、ノートパソコン、及びアクセスポイントは、通信モジュール３０を搭載した通信デバイスである。

携帯電話及び基地局は、相互に通信可能である。携帯電話は、基地局及び携帯電話ネットワークを介して、音声通信、データ通信を行う。
また、ノートパソコン及びアクセスポイントは、相互に通信可能である。ノートパソコンは、アクセスポイント及び無線ＬＡＮネットワークを介して、データ通信を行う。

＜実施の形態１〜３の変形例＞
上記の実施の形態では、送信機及び受信機は、フィルタ係数保持及び設定部が、生成済みのフィルタ係数をあらかじめ保持し、保持しているフィルタ係数を、送信処理ＦＩＲフィルタ及び受信処理ＦＩＲフィルタにそれぞれ設定していた。

しかし、送信機及び受信機において、フィルタ係数保持及び設定部の代わりに、フィルタ係数生成及び設定部を設け、フィルタ係数及び設定部が、フィルタ係数を生成し、生成したフィルタ係数を、送信処理ＦＩＲフィルタ及び受信処理ＦＩＲフィルタにそれぞれ設定しても良い。

図２５に、実施の形態１〜３の通信システムの変形例として、フィルタ係数保持及び設定部１１５，２１５の代わりに、フィルタ係数生成及び設定部１１６，２１６を備えた通信システムの送受信構成のブロック図を示す。

フィルタ係数生成及び設定部１１６は、フィルタ係数を生成し、生成したフィルタ係数を送信処理ＦＩＲフィルタ１１３に設定する。フィルタ係数生成及び設定部２１６は、フィルタ係数を生成し、生成したフィルタ係数を受信処理ＦＩＲフィルタ１２３に設定する。

フィルタ係数生成及び設定部１１６，２１６は、図１０、図１４、及び図２３のいずれかの生成方法を使用して、フィードバック型ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を生成すれば良い。なお、図２３の生成方法の場合、フィルタ係数生成及び設定部１１６，２１６は、親機から通知された周波数帯域に応じて、Ｎに乗算する係数ｘを決定すれば良い。

＜実施の形態１〜３の概念＞
図２６に、実施の形態１〜３を概念的に示した通信システムの送受信構成のブロック図を示す。
図２６に示す通信システムは、送信機４０及び受信機５０を備える。

送信機４０は、送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタ４０１を備える。送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタ４０１は、送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタ１１３に相当する。
受信機５０は、受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタ５０１を備える。受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタ５０１は、受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタ２１３に相当する。

送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタ４０１及び受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタ５０１は、ＦＩＲフィルタが具備する複数の遅延子のうち最終段の遅延子から出力されたデータを初段の遅延子にフィードバックする構成であると共に、複数の遅延子のうち所定の位置の遅延子に初期値を設定する構成である（図９Ａ、図９Ｂ、図１３Ａ、図１３Ｂを参照）。

送信機４０は、送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタ４０１を用いて、送信処理を行う。送信処理は、具体的には、ＣＩ−ＩＦＦＴ及びＩＦＦＴに相当する処理である。
受信機５０は、受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタ５０１を用いて、受信処理を行う。受信処理は、具体的には、ＦＦＴ及びＣＩ−ＦＦＴに相当する処理である。

図２６に示した通信システムは、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムにおけるＣＩ−ＩＦＦＴ／ＣＩ−ＦＦＴとＩＦＦＴ／ＦＦＴに相当する処理を、フィードバック型ＦＩＲフィルタで実現する。そのため、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムと同様に、ＣＩ符号によるＰＡＰＲ低減効果が得られる。

また、フィードバック型ＦＩＲフィルタを用いるという簡潔な構成で、関連技術２のＣＩ−ＯＦＤＭシステムと同等のＰＡＰＲ低減効果が得られるため、ＩＦＦＴ／ＦＦＴ適用時の課題を解決することができる。すなわち、ハードウェア回路規模、メモリ容量を削減することができる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。

また、上記の実施の形態において、様々な処理を行う機能ブロックとして図面に記載される各要素は、ハードウェア的には、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、メモリ、その他の回路で構成することができ、ソフトウェア的には、メモリにロードされたプログラム等によって実現される。したがって、これらの機能ブロックがハードウェアのみ、ソフトウェアのみ、又はそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは当業者には理解されるところであり、いずれかに限定されるものではない。

また、上記のプログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（tangible storage medium）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ−ＲＯＭ（Compact Disc-Read Only Memory）、ＣＤ−Ｒ（CD-Recordable）、ＣＤ−Ｒ／Ｗ（CD-ReWritable）、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Programmable ROM）、ＥＰＲＯＭ（Erasable PROM）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Random Access Memory））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体によってコンピュータに供給されても良い。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。

上記の実施の形態や実施例の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載され得るが、以下には限定されない。
（付記１）
送信機及び受信機を含む通信システムにおける通信方法であって、
前記送信機は、
ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタが具備する複数の遅延子のうち最終段の遅延子から出力されたデータを初段の遅延子にフィードバックする構成であると共に、前記複数の遅延子のうち所定の位置の遅延子に初期値を設定する構成である送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタを備え、
前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタを用いて送信処理を行い、
前記受信機は、
前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタと同様の構成である受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタを備え、
前記受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタを用いて受信処理を行う、
通信方法。
（付記２）
前記送信処理は、
ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）によるＣＩ（Carrier Interferometry）符号化であるＣＩ−ＩＦＦＴと、ＩＦＦＴと、に相当する処理であり、
前記受信処理は、
ＦＦＴと、ＦＦＴによるＣＩ符号の復号であるＣＩ−ＦＦＴと、に相当する処理である、
付記１に記載の通信方法。
（付記３）
前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタが、
第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタを備え、
前記受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタが、
第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタを備え、
ＣＩ−ＩＦＦＴ／ＣＩ−ＦＦＴサイズをＮ（Ｎは２以上の正の整数）、ＩＦＦＴ／ＦＦＴサイズをＭ（Ｎ＜Ｍ。Ｍは２以上の正の整数）としたとき、
前記第１〜第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタが、
互いに縦続接続されたＭ個の前記遅延子であって最終段の前記遅延子の出力が初段の前記遅延子の入力に接続されたＭ個の前記遅延子と、
Ｍ個の前記遅延子にそれぞれ対応して設けられ、対応する前記遅延子から出力されたデータとフィルタ係数とを乗算するＭ個の乗算器と、
Ｍ個の前記乗算器にそれぞれ対応して設けられ、対応する前記乗算器から出力されたデータと、対応する前記乗算器の前段の前記乗算器から出力されたデータと、を加算するＭ個の加算器と、を備える、
付記２に記載の通信方法。
（付記４）
前記第１〜第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタが、
Ｍ個の前記遅延子同士の接続を遮断する遮断状態に切り替え、
Ｍ個の前記遅延子のうち所定の位置の前記遅延子に初期値を設定し、その他の前記遅延子に“０”を設定し、
Ｍ個の前記遅延子を縦続接続すると共に最終段の前記遅延子の出力を初段の前記遅延子の入力に接続する接続状態に切り替え、
最終段の前記遅延子以外の前記遅延子に入力されたデータを次段の前記遅延子に出力し、最終段の前記遅延子に入力されたデータを初段の前記遅延子にフィードバックするシフト処理をＭ回行う、
付記３に記載の通信方法。
（付記５）
前記送信機は、
送信データ系列を符号化処理し、
符号化処理した送信データ系列をデジタル変調し、
デジタル変調した送信データ系列をＩ成分とＱ成分とに分離し、送信データ系列のＩ成分を前記第１のフィードバック型ＦＩＲフィルタに出力し、送信データ系列のＱ成分を前記第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタに出力し、
前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタから出力された送信データ系列の先頭にＣＰ（Cyclic Prefix）を付与し、
ＣＰを付与した送信データ系列を無線又は有線で送信し、
前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタは、前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ回のシフト処理後に、前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタの最終段の前記加算器からＭ回のシフト処理毎に出力されたデータに応じた送信データ系列を生成し、生成した送信データ系列を出力し、
前記受信機は、
受信データ系列を無線又は有線で受信し、
受信した受信データ系列の先頭に付与されたＣＰを除去し、ＣＰを除去した受信データ系列を前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタに出力し、
前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタから出力された受信データ系列のＩ成分とＱ成分とを合成し、
Ｉ成分とＱ成分とを合成した受信データ系列をデジタル復調し、
デジタル復調した受信データ系列を復号処理し、
前記受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタは、前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ回のシフト処理毎に、前記第３のフィードバック型ＦＩＲフィルタの最終段の前記加算器から出力されたデータを、受信データ系列のＩ成分として、前記第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタの最終段の前記加算器から出力されたデータを、受信データ系列のＱ成分として、それぞれ、出力する、
付記４に記載の通信方法。
（付記６）
前記送信機は、
周波数領域における窓をフーリエ逆変換して得られる時間領域のフィルタ特性を基に、前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々のフィルタ係数を生成し、生成したフィルタ係数を、前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々に設定し、
前記受信機は、
周波数領域における窓をフーリエ逆変換して得られる時間領域のフィルタ特性を基に、前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々のフィルタ係数を生成し、生成したフィルタ係数を、前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々に設定する、
付記３に記載の通信方法。
（付記７）
前記窓は、
周波数領域におけるＭポイントに相当する領域のうち、Ｎポイントに相当する領域を“１”とし、それ以外の領域を“０”とした矩形窓である、
付記６に記載の通信システム。
（付記８）
前記窓は、
周波数領域におけるＭポイントに相当する領域のうち、Ｎポイントに相当する領域を“１”とし、それ以外の領域を“０”とした矩形窓の両端に対し、プリンセン−ブラッドレイ条件を適用した窓である、
付記６に記載の通信方法。
（付記９）
前記窓は、
周波数領域におけるＭポイントに相当する領域のうち、Ｎに係数ｘ（ｘは正の実数）を乗算した（Ｎ×ｘ）ポイントに相当する領域を“１”とし、それ以外の領域を“０”とした矩形窓である、
付記６に記載の通信方法。
（付記１０）
前記送信機及び前記受信機は、
前記送信機及び前記受信機で使用する周波数帯域に応じて係数ｘを決定する、
付記９に記載の通信方法。
（付記１１）
前記送信機及び前記受信機は、
前記送信機及び前記受信機で使用する周波数帯域が外部から事前に通知される、
付記１０に記載の通信方法。
（付記１２）
前記送信機は、
前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々のフィルタ係数をあらかじめ保持し、保持しているフィルタ係数を、前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々に設定し、
前記受信機は、
前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々のフィルタ係数をあらかじめ保持し、保持しているフィルタ係数を、前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々に設定する、
付記３に記載の通信方法。
（付記１３）
前記送信機は、
周波数帯域に応じた前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々のフィルタ係数をあらかじめ保持し、
前記送信機で使用する周波数帯域に応じた前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々のフィルタ係数を、前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々に設定し、
前記受信機は、
周波数帯域に応じた前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々のフィルタ係数をあらかじめ保持し、
前記受信機で使用する周波数帯域に応じた前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々のフィルタ係数を、前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々に設定する、
付記１２に記載の通信方法。
（付記１４）
前記送信機は、
前記送信機で使用する周波数帯域が外部から事前に通知され、
前記受信機は、
前記受信機で使用する周波数帯域が外部から事前に通知される、
付記１３に記載の通信方法。
（付記１５）
前記送信機は、
前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器のうち任意の前記乗算器のフィルタ係数を“０”とし、
前記受信機は、
前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器のうち任意の前記乗算器のフィルタ係数を“０”とする、
付記３に記載の通信方法。

１０ 送信機
１０１ エンコーダ
１０２ シンボルマッパ
１１２ ＩＱ分離部
１１３ 送信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ
１１３Ｉ Ｉ成分信号処理ＦＩＲフィルタ
１１３Ｑ Ｑ成分信号処理ＦＩＲフィルタ
１１４ ＣＰ付与部
１１５ フィルタ係数保持及び設定部
１１６ フィルタ係数生成及び設定部
２０ 受信機
２０１ デコーダ
２０２ シンボルデマッパ
２１２ ＩＱ合成部
２１３ 受信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ
２１３Ｉ Ｉ成分復調ＦＩＲフィルタ
２１３Ｑ Ｑ成分復調ＦＩＲフィルタ
２１４ ＣＰ除去部
２１５ フィルタ係数保持及び設定部
２１６ フィルタ係数生成及び設定部
３０ 通信モジュール
１０１ エンコーダ
４０ 送信機
４０１ 送信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ
５０ 受信機
５０１ 受信処理フィードバック型ＦＩＲフィルタ
Ｚ^−１（ｍ） 遅延子
ＭＵＬ（ｍ） 乗算器
ＡＤＤ（ｍ） 加算器
ＳＷ（ｍ） スイッチ

Claims (20)

1. 送信機及び受信機を含み、
   前記送信機は、
   ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタが具備する複数の遅延子のうち最終段の遅延子から出力されたデータを初段の遅延子にフィードバックする構成であると共に、前記複数の遅延子のうち所定の位置の遅延子に初期値を設定する構成である送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタを備え、
   前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタを用いて送信処理を行い、
   前記受信機は、
   前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタと同様の構成である受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタを備え、
   前記受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタを用いて受信処理を行う、
   通信システム。
2. 前記送信処理は、
   ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）によるＣＩ（Carrier Interferometry）符号化であるＣＩ−ＩＦＦＴと、ＩＦＦＴと、に相当する処理であり、
   前記受信処理は、
   ＦＦＴと、ＦＦＴによるＣＩ符号の復号であるＣＩ−ＦＦＴと、に相当する処理である、
   請求項１に記載の通信システム。
3. 前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタは、
   第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタを備え、
   前記受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタは、
   第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタを備え、
   ＣＩ−ＩＦＦＴ／ＣＩ−ＦＦＴサイズをＮ（Ｎは２以上の正の整数）、ＩＦＦＴ／ＦＦＴサイズをＭ（Ｎ＜Ｍ。Ｍは２以上の正の整数）としたとき、
   前記第１〜第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタは、
   互いに縦続接続されたＭ個の前記遅延子であって最終段の前記遅延子の出力が初段の前記遅延子の入力に接続されたＭ個の前記遅延子と、
   Ｍ個の前記遅延子にそれぞれ対応して設けられ、対応する前記遅延子から出力されたデータとフィルタ係数とを乗算するＭ個の乗算器と、
   Ｍ個の前記乗算器にそれぞれ対応して設けられ、対応する前記乗算器から出力されたデータと、対応する前記乗算器の前段の前記乗算器から出力されたデータと、を加算するＭ個の加算器と、を備える、
   請求項２に記載の通信システム。
4. 前記第１〜第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタは、
   Ｍ個の前記遅延子を縦続接続すると共に最終段の前記遅延子の出力を初段の前記遅延子の入力に接続する接続状態と、Ｍ個の前記遅延子同士の接続を遮断する遮断状態と、を切り替えるためのスイッチをさらに備え、
   前記スイッチにより前記遮断状態に切り替え、
   Ｍ個の前記遅延子のうち所定の位置の前記遅延子に初期値を設定し、その他の前記遅延子に“０”を設定し、
   前記スイッチにより前記接続状態に切り替え、
   最終段の前記遅延子以外の前記遅延子に入力されたデータを次段の前記遅延子に出力し、最終段の前記遅延子に入力されたデータを初段の前記遅延子にフィードバックするシフト処理をＭ回行う、
   請求項３に記載の通信システム。
5. 前記送信機は、
   送信データ系列を符号化処理するエンコーダと、
   前記エンコーダから出力された送信データ系列をデジタル変調するシンボルマッパと、
   前記シンボルマッパから出力された送信データ系列をＩ成分とＱ成分とに分離し、送信データ系列のＩ成分を前記第１のフィードバック型ＦＩＲフィルタに出力し、送信データ系列のＱ成分を前記第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタに出力するＩＱ分離部と、
   前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタから出力された送信データ系列の先頭にＣＰ（Cyclic Prefix）を付与するＣＰ付与部と、
   前記ＣＰ付与部から出力された送信データ系列を無線又は有線で送信するＴＸ部と、を備え、
   前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタは、前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ回のシフト処理後に、前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタの最終段の前記加算器からＭ回のシフト処理毎に出力されたデータに応じた送信データ系列を生成し、生成した送信データ系列を前記ＣＰ付与部に出力し、
   前記受信機は、
   受信データ系列を無線又は有線で受信するＲＸ部と、
   前記ＲＸ部から出力された受信データ系列の先頭に付与されたＣＰを除去し、ＣＰを除去した受信データ系列を前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタに出力するＣＰ除去部と、
   前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタから出力された受信データ系列のＩ成分とＱ成分とを合成するＩＱ合成部と、
   前記ＩＱ合成部から出力された受信データ系列をデジタル復調するシンボルデマッパと、
   前記シンボルデマッパから出力された受信データ系列を復号処理するデコーダと、を備え、
   前記受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタは、前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ回のシフト処理毎に、前記第３のフィードバック型ＦＩＲフィルタの最終段の前記加算器から出力されたデータを、受信データ系列のＩ成分として、前記第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタの最終段の前記加算器から出力されたデータを、受信データ系列のＱ成分として、それぞれ、前記ＩＱ合成部に出力する、
   請求項４に記載の通信システム。
6. 前記送信機は、
   周波数領域における窓をフーリエ逆変換して得られる時間領域のフィルタ特性を基に、前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々のフィルタ係数を生成し、生成したフィルタ係数を、前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々に設定する第１のフィルタ係数生成及び設定部を備え、
   前記受信機は、
   周波数領域における窓をフーリエ逆変換して得られる時間領域のフィルタ特性を基に、前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々のフィルタ係数を生成し、生成したフィルタ係数を、前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々に設定する第２のフィルタ係数生成及び設定部を備える、
   請求項３に記載の通信システム。
7. 前記窓は、
   周波数領域におけるＭポイントに相当する領域のうち、Ｎポイントに相当する領域を“１”とし、それ以外の領域を“０”とした矩形窓である、
   請求項６に記載の通信システム。
8. 前記窓は、
   周波数領域におけるＭポイントに相当する領域のうち、Ｎポイントに相当する領域を“１”とし、それ以外の領域を“０”とした矩形窓の両端に対し、プリンセン−ブラッドレイ条件を適用した窓である、
   請求項６に記載の通信システム。
9. 前記窓は、
   周波数領域におけるＭポイントに相当する領域のうち、Ｎに係数ｘ（ｘは正の実数）を乗算した（Ｎ×ｘ）ポイントに相当する領域を“１”とし、それ以外の領域を“０”とした矩形窓である、
   請求項６に記載の通信システム。
10. 前記第１のフィルタ係数生成及び設定部は、
    前記送信機で使用する周波数帯域に応じて係数ｘを決定し、
    前記第２のフィルタ係数生成及び設定部は、
    前記受信機で使用する周波数帯域に応じて係数ｘを決定する、
    請求項９に記載の通信システム。
11. 前記送信機は、
    前記送信機で使用する周波数帯域が外部から事前に通知され、
    前記受信機は、
    前記受信機で使用する周波数帯域が外部から事前に通知される、
    請求項１０に記載の通信システム。
12. 前記送信機は、
    前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々のフィルタ係数をあらかじめ保持し、保持しているフィルタ係数を、前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々に設定する第１のフィルタ係数保持及び設定部を備え、
    前記受信機は、
    前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々のフィルタ係数をあらかじめ保持し、保持しているフィルタ係数を、前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々に設定する第２のフィルタ係数保持及び設定部を備える、
    請求項３に記載の通信システム。
13. 前記第１のフィルタ係数保持及び設定部は、
    周波数帯域に応じた前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々のフィルタ係数をあらかじめ保持し、
    前記送信機で使用する周波数帯域に応じた前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々のフィルタ係数を、前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々に設定し、
    前記第２のフィルタ係数保持及び設定部は、
    周波数帯域に応じた前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々のフィルタ係数をあらかじめ保持し、
    前記受信機で使用する周波数帯域に応じた前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々のフィルタ係数を、前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ個の前記乗算器の各々に設定する、
    請求項１２に記載の通信システム。
14. 前記送信機は、
    前記送信機で使用する周波数帯域が外部から事前に通知され、
    前記受信機は、
    前記受信機で使用する周波数帯域が外部から事前に通知される、
    請求項１３に記載の通信システム。
15. 請求項１に記載の送信機及び受信機を含む通信モジュールを備える、
    通信デバイス。
16. 送信機及び受信機を含む通信システムにおける通信方法であって、
    前記送信機は、
    ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタが具備する複数の遅延子のうち最終段の遅延子から出力されたデータを初段の遅延子にフィードバックする構成であると共に、前記複数の遅延子のうち所定の位置の遅延子に初期値を設定する構成である送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタを備え、
    前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタを用いて送信処理を行い、
    前記受信機は、
    前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタと同様の構成である受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタを備え、
    前記受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタを用いて受信処理を行う、
    通信方法。
17. 前記送信処理は、
    ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）によるＣＩ（Carrier Interferometry）符号化であるＣＩ−ＩＦＦＴと、ＩＦＦＴと、に相当する処理であり、
    前記受信処理は、
    ＦＦＴと、ＦＦＴによるＣＩ符号の復号であるＣＩ−ＦＦＴと、に相当する処理である、
    請求項１６に記載の通信方法。
18. 前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタが、
    第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタを備え、
    前記受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタが、
    第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタを備え、
    ＣＩ−ＩＦＦＴ／ＣＩ−ＦＦＴサイズをＮ（Ｎは２以上の正の整数）、ＩＦＦＴ／ＦＦＴサイズをＭ（Ｎ＜Ｍ。Ｍは２以上の正の整数）としたとき、
    前記第１〜第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタが、
    互いに縦続接続されたＭ個の前記遅延子であって最終段の前記遅延子の出力が初段の前記遅延子の入力に接続されたＭ個の前記遅延子と、
    Ｍ個の前記遅延子にそれぞれ対応して設けられ、対応する前記遅延子から出力されたデータとフィルタ係数とを乗算するＭ個の乗算器と、
    Ｍ個の前記乗算器にそれぞれ対応して設けられ、対応する前記乗算器から出力されたデータと、対応する前記乗算器の前段の前記乗算器から出力されたデータと、を加算するＭ個の加算器と、を備える、
    請求項１７に記載の通信方法。
19. 前記第１〜第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタが、
    Ｍ個の前記遅延子同士の接続を遮断する遮断状態に切り替え、
    Ｍ個の前記遅延子のうち所定の位置の前記遅延子に初期値を設定し、その他の前記遅延子に“０”を設定し、
    Ｍ個の前記遅延子を縦続接続すると共に最終段の前記遅延子の出力を初段の前記遅延子の入力に接続する接続状態に切り替え、
    最終段の前記遅延子以外の前記遅延子に入力されたデータを次段の前記遅延子に出力し、最終段の前記遅延子に入力されたデータを初段の前記遅延子にフィードバックするシフト処理をＭ回行う、
    請求項１８に記載の通信方法。
20. 前記送信機は、
    送信データ系列を符号化処理し、
    符号化処理した送信データ系列をデジタル変調し、
    デジタル変調した送信データ系列をＩ成分とＱ成分とに分離し、送信データ系列のＩ成分を前記第１のフィードバック型ＦＩＲフィルタに出力し、送信データ系列のＱ成分を前記第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタに出力し、
    前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタから出力された送信データ系列の先頭にＣＰ（Cyclic Prefix）を付与し、
    ＣＰを付与した送信データ系列を無線又は有線で送信し、
    前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタは、前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ回のシフト処理後に、前記第１及び第２のフィードバック型ＦＩＲフィルタの最終段の前記加算器から、Ｍ回のシフト処理毎に出力されたデータに応じた送信データ系列を生成し、生成した送信データ系列を出力し、
    前記受信機は、
    受信データ系列を無線又は有線で受信し、
    受信した受信データ系列の先頭に付与されたＣＰを除去し、ＣＰを除去した受信データ系列を前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタに出力し、
    前記送信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタから出力された受信データ系列のＩ成分とＱ成分とを合成し、
    Ｉ成分とＱ成分とを合成した受信データ系列をデジタル復調し、
    デジタル復調した受信データ系列を復号処理し、
    前記受信処理用フィードバック型ＦＩＲフィルタは、前記第３及び第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタのＭ回のシフト処理毎に、前記第３のフィードバック型ＦＩＲフィルタの最終段の前記加算器から出力されたデータを、受信データ系列のＩ成分として、前記第４のフィードバック型ＦＩＲフィルタの最終段の前記加算器から出力されたデータを、受信データ系列のＱ成分として、それぞれ、出力する、
    請求項１９に記載の通信方法。

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