JP2004523945A - 直交変調システムにおける誤り低減方法及び装置 - Google Patents

Abstract

送信通信装置において副搬送波を抑圧し、受信通信装置において受信信号を等化することによって、複数の直交副搬送波を含む通信システムにおいて誤りを低減する方法と装置である。副搬送波抑圧は各副搬送波に関連する信号品質メトリックの決定に基づくか、または受信通信装置の増幅器を過励振する過度の信号電力の決定に基づく。受信信号の等化は、マルチパス遅延が許容可能なマルチパス遅延を超える時伝送信号に導入されるマルチパス遅延を低減する等化関数に基づく。

Description

【０００１】
（技術的分野）
本発明は一般に無線通信システムに関し、特に、無線通信システムにおける符号情報に対する直交変調方式の使用に関する。
【０００２】
（発明の背景）
帯域幅の利用可能性が制限されていることは、無線通信システムの能力に対するきわめて重大な制約である。能力を向上させるため、情報を搬送波に変調し、その後変調信号を伝送する、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）のような直交変調方式が開発された。
【０００３】
ＯＦＤＭは、通信セッションに割り当てられた周波数帯域幅を複数の狭い周波数サブバンドに分割する広帯域変調方式である。各サブバンドには無線周波（ＲＦ）副搬送波が含まれ、その際各副搬送波は、他のサブチャネル各々に含まれるＲＦ副搬送波と数学的に直交している。この副搬送波の直交性のため、それらの個々のスペクトルは、他の搬送波との干渉（すなわち、搬送波間干渉）を発生せずに重なり合うことが可能となる。周波数帯域幅を複数の直交サブバンドに分割することによって、高いデータ転送速度と非常に効率的な帯域幅使用が可能な変調方式が得られる。
【０００４】
典型的なＯＦＤＭ通信システム１００を図１に示す。ＯＦＤＭ通信システム１００には、送信側２６０（ブロック１０２〜１１８）と受信側２６２（ブロック１２２〜１３６）とが含まれる。送信側２６０では、データ源１０２が、典型的にはビット・ストリームである、符号器１０４へのデータの供給源となる。符号器１０４は、典型的には順方向誤り訂正符号である、誤り訂正符号をビット・ストリームに適用し、その符号化ビット・ストリームをシンボルマッピング部１０６に伝える。シンボルマッピング部１０６は、ビット・ストリームをＰビットのグループ（Ｐ組）に分け、次に各Ｐ組をＭ個の可能なシンボルの中の１つのシンボルにマッピングするが、この際Ｍ＝２^Ｐであり、各シンボルは、多次元変調方式における点の配置の中の一点として表される。典型的には、多重位相シフト・キーイング（ＭＰＳＫ）または多重直交振幅変調（ＭＱＡＭ）変調方式といった、二次元変調方式が使用される。
【０００５】
シンボルマッピング部１０６は、シンボルストリームを、デマルチプレクサのようなシリアル・パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）１０８に伝える。Ｓ／Ｐ１０８は、シンボルストリームをシリアルからパラレル形式に変換し、Ｎ個のパラレルシンボルの出力を、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）または逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロックといった直交変調器１１０に印加する。直交変調器１１０は、Ｎ個の副搬送波の各々をＮ個のシンボルの１つによって変調し、Ｎ個のパラレル変調副搬送波を生成するが、その際各副搬送波は他の全ての副搬送波に対して直交している。その後Ｎ個の変調副搬送波は直交変調器１１０によって、マルチプレクサのような、Ｎ個の変調副搬送波を合成して出力信号１１３を生成するパラレル・シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器１１２に伝えられる。Ｐ／Ｓ変換器１１２は出力信号１１３をサイクリック・プレフィックス（Ｃ／Ｐ）加算器１１４に伝えるが、これはガード帯域間隔、またはサイクリック・プレフィックスを信号に付加して、出力信号１１５を生成する。その後信号１１５はアップコンバータ１１６に伝えられ、そこで信号１１５はベースバンド周波数から伝送周波数にアップコンバートされる。アップコンバートされた信号は、電力増幅器（ＰＡ）１１８に伝えられ、そこで信号は増幅され増幅信号はアンテナを介して送信される。
【０００６】
通信システム１００の受信側２６２は、送信側２６０に対して逆の機能を実行する。受信信号は、受信信号を増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２０に転送され、その後増幅された信号を伝送周波数からベースバンド周波数にダウンコンバートするダウンコンバータ１２２に転送される。ベースバンド信号は、信号に付加されたサイクリック・プレフィックスを除去するサイクリック・プレフィックス（Ｃ／Ｐ）除去器１２４に伝えられる。Ｃ／Ｐ除去器１２４は、サイクリック・プレフィックスのない信号をＳ／Ｐ変換器１２６に伝える。Ｓ／Ｐ変換器１２６はダウンコンバートした、プレフィックスのない信号をシリアルからパラレル形式に変換し、Ｎ個のパラレルな変調副搬送波を出力する。Ｎ個のパラレルな変調副搬送波は、直交変調器１１０で使用されたＮ個の直交関数に基づいて伝送情報を復調する、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）または高速フーリエ変換（ＦＦＴ）といった直交復調器１２８に伝えられる。直交復調器１２８の出力には、Ｎ個の変調副搬送波に基づくＮ個のパラレルシンボルが含まれるが、その際Ｎ個のパラレルシンボルの中の各シンボルは、送信側２６０で使用された配置のＭ個の可能なシンボルから得られる。
【０００７】
直交復調器１２８はＮ個のパラレルシンボルをＰ／Ｓ変換器１３０に伝える。Ｐ／Ｓ変換器１３２はシンボルをパラレルからシリアル形式に変換してシンボルストリームを生成し、そのシンボルストリームを逆シンボルマッピング部１３２に伝える。逆シンボルマッピング部１３２は、シンボルマッピング部１０８によって使用されたシンボル・マッピング方式に基づく各シンボルに対応するＰ組を再生することによってビット・ストリームを生成する。次に、逆シンボルマッピング部１３２は再生されたビット・ストリームを復号器１３４に伝える。復号器１３４は、符号器１０４によって適用された誤り訂正符号に基づいてビット・ストリームを復号し、復号されたビット・ストリームをデータ・シンク１３６に伝える。
【０００８】
ＯＦＤＭシステムの帯域幅効率性を得る鍵は副搬送波の直交性である。搬送波の直交性を維持するため、ＯＦＤＭシステムは、時間長さｔ_ｇのガード帯域間隔を各ＯＦＤＭシンボルに付加する。典型的には、ガード帯域間隔は、ＯＦＤＭシンボルの最後のＴ_ｇ秒のコピーであり、一般に「サイクリック・プレフィックス」と呼ばれる。すなわち、伝送ＯＦＤＭシンボルは一般に、ガード帯域間隔Ｔ_ｇとＯＦＤＭシンボル間隔Ｔ_ｓとの２つの間隔を含むと見ることができ、伝送シンボル全体の期間はＴ_{ｔｏｔａｌ}＝Ｔ_ｇ＋Ｔ_ｓである。ガード帯域間隔、またはサイクリック・プレフィックスを使用すると、情報の一部を繰り返すことで時間が消費されるため、スペクトル効率は低下する。従って、ガード帯域間隔の長さは制限されるべきである。しかし、符号間干渉（あるサブバンドで伝送される１つのシンボルが、同じサブバンドで伝送される次のシンボルと干渉すること）を除去するため、ガード帯域間隔は少なくとも、伝播環境によってシステムに導入されるマルチパス遅延またはフェージングと同じ長さがなければならない。
【０００９】
無線通信システムでは、マルチパス遅延は非常に予測困難なことがある。この種のシステムでは、マルチパス遅延は偶発的な現象であり、無線通信システムで伝送信号に導入されるマルチパス遅延が前もって割り当てたサイクリック・プレフィックスの長さより短くない場合がある。ＯＦＤＭシステムは最大遅延、すなわちＴ_ｇ用に設計されている。ＯＦＤＭシステム中に過度のマルチパス遅延があると、副搬送波間の直交性が損なわれ、あるサブバンドで伝送される連続シンボル間の干渉が発生し、低減できずかつ許容できないほど高い誤り下限、すなわち非常に高い信号対雑音比の通信においても低減できない最小シンボル誤り率を生成する。
【００１０】
従って、伝送信号の誤りを低減し、過度のマルチパス遅延という条件下でシンボル誤り率を許容可能なレベルに維持する方法及び装置の必要が存在している。
【００１１】
（発明の概要）
本発明は、伝送信号中の誤りを低減し、過度のマルチパス遅延という条件下でシンボル誤り率を許容可能なレベルに維持する方法及び装置を提供することによって、上記の問題及び／または不都合の多くを克服する。本発明は特に、各々直交変調方式を利用する複数の通信装置を有する無線通信システムにおいて有用である。１つの実施例では、本発明には、複数の直交副搬送波を含む信号を受信する受信機を有する複数の通信装置の中の１つの通信装置が含まれる。受信機に結合される信号処理ユニットは、複数の直交副搬送波の中の各副搬送波について信号品質メトリックを決定し、決定された信号品質メトリックに基づいて副搬送波抑圧情報を決定する。その後、信号処理ユニットに結合される送信機は副搬送波抑圧情報を送信する。副搬送波抑圧情報は複数の通信装置の中の第２の通信装置によって使用され、第２の通信装置によって送信される信号に含まれる複数の直交副搬送波の中の１つかそれ以上の直交副搬送波が抑圧され、それによって抑圧された副搬送波によって伝送信号中に導入されうる信号歪みとスプラッタが低減される。
【００１２】
通信チャネルがマルチパス遅延を伝送信号に導入する本発明の代替実施例では、本発明には、信号処理ユニットに結合される受信機を有する通信装置が含まれる。受信機は複数の直交副搬送波を含む信号を受信する。信号処理ユニットはその通信チャネルに対応する伝達関数を決定し、決定された通信チャネル伝達関数に基づく等化関数を決定し、決定された等化関数に基づいて信号を処理する。等化関数は、マルチパス遅延が許容可能なマルチパス遅延を超えた時マルチパスを低減し、それによって受信信号の誤りを低減する。
【００１３】
本発明の別の代替実施例では、決定された等化関数に基づいて受信信号を処理することに加えて、通信装置はさらに、複数の直交副搬送波を含む別の第２の信号を受信し、その第２の信号に基づいて副搬送波抑圧情報を決定する。
【００１４】
送信信号が複数の直交副搬送波を含む、本発明のまた別の代替実施例では、本発明は伝送信号の誤りを低減するために、副搬送波抑圧情報と等化関数の使用を結合する。複数の通信装置の中の第１の通信装置は副搬送波抑圧情報に基づいて複数の直交副搬送波の中の直交副搬送波を抑圧し、抑圧及び非抑圧副搬送波を含む伝送信号を生成する。第２の通信装置は伝送信号を受信し、受信信号のマルチパス遅延を低減する等化関数を決定し、決定された等化関数に基づいて受信信号を処理する。
【００１５】
（発明の詳細な説明）
本発明を図２〜図１０を参照してさらに完全に説明する。図２は、本発明の実施例による通信システム２００のブロック図である。図示されるように、通信システム２００には、送信側２６０と受信側２６２とが含まれる。通信システム２００は、例えば、セルラ電話システムでもよく、そこでは送信側２６０はセルラ電話または他の種類の加入者無線ユニット内に具現され、受信側２６２は基地局または他の固定受信機器内に具現され、またはその逆である。またさらに、送信側２６０と受信側２６２はそれぞれ別個の加入者ユニット内に具現してもよく、またそれぞれ別個の基地局内に具現してもよい。もちろん、本発明は他の種類の通信システム、特に無線通信システムに有益に適用してよい。
【００１６】
図３は、本発明の実施例による通信システム２００内で動作することのできる通信装置３００のブロック図である。通信装置３００は、制限的ではないがセルラ電話または基地局といった、無線ＯＦＤＭ通信に参加できる任意の通信装置でよい。好適には、通信装置３００は通信システム２００の送信側２６０または受信側２６２の何れでも動作できる、すなわち送信通信装置にも受信通信装置にもなることができる。通信装置３００には、受信機３０４及び送信機３０６の各々に結合されるアンテナ３０２が含まれる。受信機３０４及び送信機３０６はさらに信号処理ユニット３０８に結合され、その信号処理ユニット３０８はさらにデータ源３１０及びデータ・シンク３１２に結合される。好適には、送信機３０６はアップコンバータ２１６及び電力増幅器２１８を含み送信機２５６の機能を行い、受信機３０４は低雑音増幅器２２０及びダウンコンバータ２２２を含み受信機２５８の機能を行い、信号処理ユニット３０８は以下図２を参照して説明されるような各ブロック２０４〜２１４、２２４〜２３４、及び２５０〜２５４の機能を行うが、これらの機能は、送信通信装置または受信通信装置の何れか適切な方によって行われる。当業者に周知のように、本出願で説明される信号処理ユニット３０８の様々な機能は、プログラマブル論理アレイ（ＰＬＡ）または特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）といったハードウェア回路で実現すればよい。あるいは、当業者にさらに周知のように、ブロック２０４〜２１４、２２４〜２３４、及び２５０〜２５４の中の１つかそれ以上の機能は、関連メモリ中に格納された命令及びプログラムを実行するマイクロプロセッサまたはデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）といったプロセッサによって実行されるソフトウェアによって実現してもよい。
【００１７】
通信装置３００では、データ源３１０は、好適にはバイナリ形式のデータであるユーザ情報を信号処理ユニット３０８に提供するが、そのユーザ情報は、限定はされないが音声及び画像データを含むデジタル形式で表すことのできるほぼあらゆるものを含んでもよい。例えば、データ源３１０は、通信装置３００のユーザから受信したアナログ・ユーザ情報をデジタル形式に変換するアナログ・デジタル変換器（Ａ／Ｄ）でもよい。あるいは、データ源３１０は、信号処理ユニット３０８によって実行されるアプリケーションのような、信号処理ユニット３０８に含まれるものでもよい。同様に、データ・シンク３１２は、信号処理ユニット３０８から受信したデジタル情報を、それに続いて通信装置３００のユーザに伝送するアナログ形式に変換するデジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ）でもよい。あるいは、データ・シンク３１２は、信号処理ユニット３０８によって実行され、装置３００によって受信される情報の目指すところの宛先であるアプリケーションでもよい。
【００１８】
送信側２６０では、データ源３１０のようなデータ源２０２は、好適にはバイナリ形式のデータであるユーザ情報を符号器２０４に提供する。符号器２０４は、好適には順方向誤り訂正符号（ＦＥＣ）である誤り訂正符号をデータに適用する。好適には、符号器２０４は、ビタビ符号化アルゴリズムのような畳み込み符号の使用によってデータを符号化するが、代替案では、ブロック符号を使用してもよい。畳み込み符号及びブロック符号は当業技術分野で周知であるので、これ以上詳細には説明しない。使用される誤り訂正符号の種類は本発明にとって重要ではなく、当業者に周知のように、多くの種類の誤り訂正符号が本発明の精神及び範囲からはずれることなくデータに適用可能である。何れにせよ、符号器２０４の出力には、好適にはバイナリ・データ（ビット）形式で表される情報が含まれる。
【００１９】
次に、符号器２０４によって出力されるビット・ストリームはシンボルマッピング部２０６に提供される。シンボルマッピング部２０６はビット・ストリームをＰビットのグループ（Ｐ組）に分け、各Ｐ組を対応するシンボルにマッピングしてシンボルストリームを生成する。このために、Ｍ個のありうるシンボルを含む信号配置は、好適には複素数二次元（Ｉ，Ｑ）空間である、多次元空間内で規定される。各シンボルはその二次元空間内のある点からなり、その点を２つの基準化基底ベクトルのベクトル和と考えてもよい。ある特定の点を規定するために使用される２つの基底ベクトルのそれぞれの振幅を、その点の二次元座標と考えてもよい。望ましいマッピングを達成するため、シンボルマッピング部２０６は符号器２０４によって出力されるバイナリ値（ビット）を組み合わせてＰ組にする。次に、各Ｐ組を使用して、Ｍ＝２^Ｐである、Ｍ個のありうるシンボルの中のあるシンボルを選択する。１つの実施例では、ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫといった、ＭＰＳＫ変調方式を各Ｐ組に適用するが、当業者が認識するように、他のＭＰＳＫ方式または多重直交振幅変調（ＭＱＡＭ）といった、多くの種類の多次元シンボルマッピング方式が存在し、それらも本発明の精神及び範囲からはずれることなく使用可能である。
【００２０】
通信システム２００は、送信側２６０のインタリーブ・ブロックと、受信側２６２の対応する逆インタリーブ・ブロックを含んでもよく、バースト性チャネルの誤り発生の影響を最小にするため、シンボルマッピング部２０６によって生成されるシンボルをインタリーブする。本発明の１つの実施例では、ブロック・インタリーブを使用してもよく、その場合シンボルストリームは二次元行列の行に読み込まれ、列方向に読み出されるので、その結果シンボルストリーム中の任意の２つの隣接するシンボルが分離される。伝送シンボルが逆インタリーブ・ブロックによって受信されてデインタリーブされると、チャネルによって導入されたどのような誤りバーストも解体されるので、誤りの影響が低減され、その誤りを訂正する順方向誤り訂正符号の能力が増大する。
【００２１】
シンボルマッピング部２０６はシンボルストリームをＳ／Ｐ変換器２０８に伝える。本発明の１つの実施例では、Ｓ／Ｐ変換器２０８はシンボルストリームをシリアルからパラレル形式に変換し、Ｎ個のパラレルシンボルを生成するが、その際Ｎは、ある通信セッションに割り当てられた周波数帯域幅に含まれる副搬送波の数である。次にＳ／Ｐ変換器２０８はＮ個のパラレルシンボルを直交変調器２１０に印加する。また、直交変調器２１０によって変調される副搬送波がＮ個より少ない場合、Ｓ／Ｐ変換器２０８は直交変調器によって変調される副搬送波の数に対応した数のパラレルシンボルを生成する。
【００２２】
直交変調器２１０は、Ｎ個のパラレルシンボルの中のあるシンボルによってＮ個の直交副搬送波の中の各副搬送波を変調するが、その際各副搬送波は周波数帯域内に含まれるあるサブバンドに対応する。複数の直交副搬送波Φ_ｎ（ｔ），ｎ＝０，１，．．．，Ｎ−１は、Ｗが利用可能な周波数帯域幅でありＷ／Ｎが副搬送波間の周波数間隔を表す時ｔ∈［０，Ｔ_{ｔｏｔａｌ}］に対してｅ^{ｊ２ π （Ｗ／Ｎ）ｎｔ}という形式の正弦曲線または複素数指数関数と考えてもよい。全体を通じて使用される場合、直交関数は線形独立の関数の集合（すなわち、個々の関数は互いに依存しない）を形成する。別の言い方をすれば、直交性とは関数のそれぞれの対の相互相関がある所定の時間間隔にわたってゼロである場合に得られる。
【００２３】
ＯＦＤＭシステムで周知のように、直交変調器２１０の機能は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）また代替的には逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）によって実現してもよい。Ｎ個のパラレルシンボルがＩＦＦＴへの入力として提供され、ＩＦＦＴは、Ｎ個のパラレル副搬送波Φ_ｎを出力するが、その際Ｎ個のパラレル副搬送波の中の各副搬送波はＮ個のパラレル入力シンボルの中の対応する入力シンボルによって変調される。次に、ＩＦＦＴ出力を構成する変調副搬送波は副搬送波抑圧ブロック２５０に伝えられる。副搬送波抑圧情報によって指示されると、以下より詳細に説明されるように、副搬送波抑圧ブロック２５０は１つかそれ以上の副搬送波を抑圧し、抑圧副搬送波と非抑圧副搬送波の両方か、また代替的には、非抑圧副搬送波だけをパラレル・シリアル（Ｐ／Ｓ）変換器２１２に伝える。
【００２４】
本発明の別の実施例では、副搬送波抑圧ブロック２５０は直交変調器２１０に含まれてもよい。直交変調器２１０に含まれる場合、副搬送波抑圧ブロック２５０は、Ｎ個の副搬送波が直交変調器２１０によってシンボルで変調される前に、１つかそれ以上の副搬送波、すなわちＮ_ｓ個の副搬送波を抑圧する。次に、入力シンボルが残りの非抑圧副搬送波、すなわち、Ｎ_ｎｓ＝Ｎ−Ｎ_ｓであるＮ_ｎｓ個の副搬送波の上に変調される。この実施例では、Ｓ／Ｐ変換器２０８はシンボルストリームをシリアルからパラレル形式に変換してＮ_ｎｓ個のパラレルシンボルを生成し、次にそのＮ_ｎｓ個のパラレルシンボルを直交変調器２１０に印加する。直交変調器２１０は、Ｎ_ｎｓ個の非抑圧直交副搬送波の中の各副搬送波をＮ_ｎｓ個のパラレルシンボルの中のあるシンボルによって変調し、Ｎ_ｓ個の非変調抑圧副搬送波とＮ_ｎｓ個の変調非抑圧副搬送波か、また代替的には、Ｎ_ｎｓ個の非抑圧副搬送波だけをＰ／Ｓ変換器２１２に伝える。
【００２５】
本発明では、副搬送波抑圧ブロック２５０は誤り低減の第１の層を提供し、１つかそれ以上の副搬送波を抑圧することによって、予測できない伝播環境中のマルチパス・フェージングの結果として生じる誤り率を低減する。例えば、副搬送波を抑圧して、送信通信装置から受信通信装置への伝送中の副搬送波の過度の信号歪みと、近くの副搬送波の周波数への潜在的な電力の結合との結果として生じる受信ＯＦＤＭ信号の処理中の誤りを低減する。本発明では、受信通信装置の副搬送波測定ブロック２５２は、受信ＯＦＤＭ信号に含まれる各副搬送波に関する、信号電力測定値、信号対雑音比（ＳＮＲ）、またはビット誤り率（ＢＥＲ）といった信号品質メトリックを決定する。ＯＦＤＭ信号はユーザ情報を伝える信号でもよく、また代替的には、それぞれシステムのトレーニング、同期、または制御のために伝送されるトレーニング信号、パイロット信号、または制御信号でもよい。次に、受信通信装置の副搬送波測定ブロック２５２は、決定された信号品質メトリックに基づいて、副搬送波抑圧情報を決定する。受信通信装置は決定された副搬送波抑圧情報を送信機２５６を介して送信通信装置に伝える。送信通信装置の副搬送波抑圧ブロック２５０は、受信機２５８を介して副搬送波抑圧情報を受信し、受信された副搬送波抑圧情報によって指示されると、次の伝送について１つかそれ以上の副搬送波を抑圧する。
【００２６】
本発明の１つの実施例では、対応する信号品質メトリックが信号品質メトリックしきい値と比較して劣っている副搬送波を抑圧する。この比較は、送信通信装置からＯＦＤＭ伝送を受信する受信通信装置によって行われる。ＯＦＤＭ伝送を受信すると、受信通信装置の副搬送波測定ブロック２５２は各副搬送波について信号品質メトリックを決定する。例えば、信号品質メトリックは各副搬送波についての信号電力測定値でもよく、また各副搬送波についての信号対雑音比（ＳＮＲ）でもよい。次に、副搬送波測定ブロック２５２は、決定された各信号品質メトリックを、受信通信装置の信号処理ユニット３０８に関連するメモリ中に格納された、最小許容ＳＮＲまたは最小許容副搬送波信号電力といった、信号品質メトリックしきい値と比較する。次に、受信通信装置は、この比較に基づく副搬送波抑圧情報を送信通信装置に伝える。また、副搬送波抑圧情報は決定された信号品質メトリックを備えてもよく、各信号品質メトリックと信号品質メトリックしきい値との比較は送信通信装置によって行ってもよい。信号品質メトリックと信号品質メトリックしきい値との比較が、決定されたＳＮＲがＳＮＲしきい値より低い、及び決定された信号電力レベルが信号電力レベルしきい値より低いといった許容できない結果を生じた場合、送信通信装置の副搬送波抑圧ブロック２５０は、受信送信装置への次の伝送で対応する副搬送波を抑圧する。好適には、副搬送波抑圧ブロック２５０は、副搬送波をゼロという係数で変調することによってその副搬送波を抑圧するが、当業者が認識するように、副搬送波の低下または阻止といった、副搬送波を抑圧する他の手段が存在する。副搬送波をゼロという係数で変調する結果、送信通信装置によって送信される副搬送波の周波数スペクトル中、その副搬送波の周波数はゼロになる。
【００２７】
本発明の別の実施例では、受信通信装置の副搬送波測定ブロック２５２は、各副搬送波について信号品質メトリックを決定し、決定された信号品質メトリックに基づいて副搬送波を階層的に順序付けする。次に、副搬送波抑圧情報には副搬送波の順序が含まれるか、また代替的には、順序付けに基づく所定の数の最悪動作副搬送波に関する情報が含まれ、これらは送信通信装置に伝えられる。その代りに、副搬送波抑圧情報は決定された信号品質メトリックを含んでもよく、階層的順序付けは送信通信装置の副搬送波抑圧ブロック２５０によって行われてもよい。次に、送信通信装置の副搬送波抑圧ブロック２５０は、受信通信装置への次の伝送で最悪信号品質メトリックを有する所定の数の副搬送波を各々抑圧する。
【００２８】
本発明のまた別の実施例では、通信システム２００は、受信信号のピーク対平均電力比がピーク対平均電力比しきい値を超える時１つかそれ以上の副搬送波を抑圧してもよい。この実施例では、送信通信装置は、好適にはトレーニング信号または制御信号であるＯＦＤＭ信号を受信通信装置に伝送する。次に、受信通信装置の副搬送波測定ブロック２５２は、受信信号についてピーク対平均電力比を決定し、決定されたピーク対平均電力比をピーク対平均電力比しきい値と比較する。ピーク対平均電力比がピーク対平均電力比しきい値を超える場合、受信通信装置の信号処理ユニット３０８は、ピーク対平均電力比をしきい値以下に低減するため抑圧される副搬送波の量を決定する。受信通信装置は、決定された量を含む副搬送波抑圧情報を送信通信装置に伝送し、送信通信装置の副搬送波抑圧ブロック２５０は、受信通信装置への次の伝送で決定された量の副搬送波を抑圧する。その代りに、ピーク対平均電力比とピーク対平均電力比しきい値の比較、ピーク対平均電力比をしきい値以下に低減するため抑圧される副搬送波の量の決定、またはその比較及び決定の両方は、送信通信装置の信号処理ユニット３０８によって行ってもよい。
【００２９】
当業者が認識するように、ピーク対平均電力比の比較に基づいて抑圧する副搬送波を決定する多くの方法が存在する。１つの実施例では、受信通信装置の副搬送波測定ブロック２５２も、上記で説明されたように、各副搬送波について信号品質メトリックを決定し、送信通信装置の副搬送波抑圧ブロック２５０は、最も好ましくない信号品質メトリックを有する副搬送波を抑圧する。別の実施例では、副搬送波抑圧ブロック２５０は、決定された量の副搬送波を抑圧するまで所定の順序で副搬送波を抑圧する。また別の実施例では、シュミット（Ｓｃｈｍｉｄｔ）及びカンマイヤー（Ｋａｍｍｅｙｅｒ）が１９９８年フィレンツェにおけるＩＣＵＰＣ会議での発表「適応副搬送波選択（“Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ Ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ”）」の中で提案したように、抑圧される副搬送波量の決定は、決定されたピーク対平均電力比とピーク対平均電力比しきい値の間の差が大きければ大きいほど（前者が後者より大きい場合）、抑圧される副搬送波の量も大きくなるようなスライディングスケールといった副搬送波低減関数に基づく。副搬送波低減関数を単一のトレーニングまたは制御信号に適用して抑圧すべき副搬送波の総量を決定してもよく、また、副搬送波低減関数を反復処理中の複数のトレーニングまたは制御信号の各々に適用してもよく、その場合、送信通信装置は第２、第３、等のトレーニングまたは制御信号を送信し、その際決定されるピーク対平均電力比がピーク対平均電力比しきい値以下になるまで抑圧副搬送波の量がその後続の各伝送について調整される。また別の実施例では、副搬送波低減関数を適用する代わりに、反復処理は、決定されたピーク対平均電力比がピーク対平均電力比しきい値以下になるまで各反復で所定の量の副搬送波を抑圧することを含んでもよい。
【００３０】
好適にはマルチプレクサである、Ｐ／Ｓ変換器２１２は、副搬送波抑圧ブロック２５０か、また代替的には直交変調器２１０から受信した副搬送波をパラレル形式からシリアル形式に変換し、出力信号２１３を生成する。Ｐ／Ｓ変換器２１２は、出力信号２１３を、サイクリック・プレフィックス（Ｃ／Ｐ）加算器２１４に伝え、そこでガード帯域間隔、またはサイクリック・プレフィックスが信号２１３に付加され、出力信号２１５を生成する。典型的には、サイクリック・プレフィックスの付加は、各ＯＦＤＭシンボルの最後のＴ_ｇ秒をプレフィックスとしてそのＯＦＤＭシンボル自体に付加することを含む。好適には、Ｔ_ｇは１６タップの事前割り当てされた長さ、すなわち０．８μｓであるが、当業者が認識するように、設計者は、サイクリック・プレフィックスを長くすることによって保護が大きくなることと、長いプレフィックスの非能率とを比較検討するので、事前割り当てされるサイクリック・プレフィックスの長さはシステムの設計者次第である。サイクリック・プレフィックスの長さを選択する際にシステム設計者によって考慮される他の要因としては、既存の技術的標準または市場及び、個別の屋内及び屋外システムを設計する際の構成部品の再使用がある。サイクリック・プレフィックスの長さは、ある直交副搬送波で連続的に伝送されるシンボル間でマルチパス遅延が符号間干渉（ＩＳＩ）を発生する前に通信システム２００が経験しうる最大マルチパス遅延を構成する。しかし、当業者が認識するように、システム２００のようなシステムは限られた量の符号間干渉は許容することがあるので、サイクリック・プレフィックスの長さを超えるマルチパス遅延を許容することもある。
【００３１】
Ｃ／Ｐ加算器２１４は出力信号２１５をアップコンバータ２１６に伝えそこで信号２１５はベースバンド周波数から伝送周波数にアップコンバートされる。アップコンバートされた信号は電力増幅器（ＰＡ）２１８に伝えられ、そこで信号は増幅され、増幅された信号はアンテナを介して送信される。
【００３２】
通信システム２００の受信側２６２では、アンテナは伝送信号を受信する。伝送信号は、受信信号を増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）２２０に転送され、その後、受信増幅信号を伝送周波数からベースバンド周波数にダウンコンバートするダウンコンバータ２２２に転送する。ダウンコンバータ２２２はダウンコンバートした信号を等化器２５４に伝える。
【００３３】
通信チャネル２４０のインパルス応答がサイクリック・プレフィックスの長さより小さいことがわかっている不変の伝播環境を有する通信チャネル２４０を含む通信システムでは、サイクリック・プレフィックスを付加することでＯＦＤＭシンボルの直交性が基本的に保証される。しかし、無線伝播環境のような予測できない伝播環境を有する通信システムでは、マルチパス・フェージングがサイクリック・プレフィックスの長さを越え、副搬送波の直交性の損失を発生することがある。本発明では、過度のマルチパス遅延、すなわち、伝播環境と、等化器の前の通信装置の受信側２６２によって受信信号に導入される、サイクリック・プレフィックスの長さといった許容できるマルチパス遅延を超える遅延に対する補償を提供することによって、誤り低減の第２の層を提供する。
【００３４】
図４は、等化器２５４と、等化器の前の通信チャネル４０２とを含む合成通信チャネル４００のブロック図であり、ここでｇ（ｋ）とｈ（ｋ）はそれぞれ等化器と通信チャネルとに対応する単位パルス応答である。通信チャネル４０２には通信チャネル２４０が含まれ、さらに等化器２５４の前の受信通信装置の受信側２６２（すなわち、受信アンテナ、ＬＮＡ２２０、及びダウンコンバータ２２２）が含まれる。等化器２５４のタスクは、伝播環境（すなわち、通信チャネル４０２）のマルチパス遅延にかかわらず、受信通信装置への通信チャネルのマルチパス遅延が許容可能となる、合成通信チャネル４００、すなわちｈ（ｋ）＊ｇ（ｋ）（ｈ（ｋ）のｇ（ｋ）による畳み込み）を生成することである。許容可能なマルチパス遅延とは、許容可能なレベルの符号間干渉を生成する遅延である。好適には、合成通信チャネル４００は、最大で、サイクリック・プレフィックスの長さ（すなわち１６タップであるが、各タップは信号のサンプリングに対応するので、サンプリング・レートが２０ＭＨｚの場合、１６タップは０．８μｓの遅延に相当する）のマルチパス遅延を有する通信チャネルであるが、代替案では、合成通信チャネル４００の設計は、どんな許容可能なマルチパス遅延に適応するものでもよい。
【００３５】
【外１】

【数１】

【００３６】
好適には、等化器２５４（すなわち、Ｇ（ｚ））は、受信通信装置の信号処理ユニット３０８によって以下のように決定される。フィルタＨ（ｚ）は自己回帰移動平均（ＡＲＭＡ）フィルタＨ（ｚ）＝Ｂ（ｚ）／Ａ（ｚ）によって近似してもよいが、その場合Ａ（ｚ）とＢ（ｚ）はどちらも１に等しくない。明らかなように、Ｂ（ｚ）が１６（合成通信チャネルに対する要求）を越えない数のタップを使用して実現される場合、Ｈ（ｚ）・Ａ（ｚ）＝Ｂ（ｚ）であり、Ｂ（ｚ）は合成通信チャネルのｚ変換表示であるので、Ａ（ｚ）は通信チャネル４０２のための望ましい等化器２５４、すなわちＨ（ｚ）である。
【００３７】
信号処理ユニット３０８が、既知のパイロットまたはトレーニング信号の受信に基づいてチャネル伝達関数Ｈ（ｚ）を決定できる多くの方法が当業技術分野で周知である。例えば、チャネル伝達関数を推定する簡単な方法は、送信通信装置が、受信通信装置に既知のＯＦＤＭシンボルを送信することを含む。そのシンボルを受信すると、受信通信装置は、受信信号の周波数応答を既知のＯＦＤＭシンボルの周波数応答で除算することによってチャネル伝達関数を推定する。チャネル伝達関数を決定する別の例は、アメリカ合衆国商務省、電気通信情報局、電気通信科学研究所（ＩＴＳ）（Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｃｉｅｎｃｅｓ（ＩＴＳ），Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ａｎｄ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ａｄｍｉｎｉｓｔｒａｔｉｏｎ，Ｕ．Ｓ．Ｄｅｐａｒｔｍｅｎｔ ｏｆ Ｃｏｍｍｅｒｃｅ）によって提案されている。送信通信装置は、無線周波（ＲＦ）搬送波を、受信通信装置にとって既知の疑似雑音（ＰＮ）符号によって変調し、バイナリ位相シフト・キーイング（ＢＰＳＫ）信号を生成する。受信通信装置の信号処理ユニット３０８は受信信号をダウンコンバートして、ベースバンド同相及び直角位相信号を生成する。次に、信号処理ユニット３０８はその同相及び直角位相信号をサンプリングし、サンプリングされた信号を既知のＰＮ符号と相関をとり、チャネルの単位パルス応答とチャネル伝達関数を決定する。
【００３８】
チャネル伝達関数を決定するまた別の例は、ケネス・ウェリング（Ｋｅｎｎｅｔｈ Ｗｅｌｌｉｎｇ）によって、修士論文「狭帯域航空遠隔測定チャネル上の符号化直交周波数分割多重（“Ｃｏｄｅｄ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｏｎ ｔｈｅ Ｎａｒｒｏｗｂａｎｄ Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃａｌ Ｔｅｌｅｍｅｔｒｙ Ｃｈａｎｎｅｌ”）」、ブリガム・ヤング大学（Ｂｒｉｇｈａｍ Ｙｏｕｎｇ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ），電気・コンピュータ工学部（Ｄｅｐａｒｔｍｅｎｔ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ）、１９９９年１１月で説明されている。通信チャネルの２波モデルは、見通し経路と単一の反射経路とを想定し、インパルス応答ｈ（ｔ）＝δ（ｔ）−Γｅ^{ｊ γ}δ（ｔ−τ）を有する。ここで、Γ、γ、及びτがそれぞれ、見通し経路に対する反射経路の減衰、位相、及び遅延である。このインパルス応答のフーリエ変換表示はＨ（ｆ）＝１＋Γｅ^{−ｊ（２ π ｆ τ − γ ）}である。３波モデルは、見通し経路と、単一の強い反射経路と、第２の弱い反射経路とを想定し、インパルス応答ｈ（ｔ）＝δ（ｔ）−Γ_１ｅ^{ｊ γ （１）}δ（ｔ−τ_１）−Γ_２ｅ^{ｊ γ （２）}δ（ｔ−τ_２）を有する。ここでΓ_１、γ（１）、及びτ_１（またはτ（１））がそれぞれ、見通し経路に対する強い反射経路の減衰、位相、及び遅延であり、Γ_２、γ（２）、及びτ_２（またはτ（２））がそれぞれ、見通し経路に対する弱い反射経路の減衰、位相、及び遅延である。このインパルス応答のフーリエ変換表示は、Ｈ（ｆ）＝１＋Γ_１ｅ^{−ｊ（２ π ｆ τ （１）− γ （１））}＋Γ_２ｅ^{−ｊ（２ π ｆ τ （２）− γ （２））}である。パラメータΓ、γ、τ、Γ_１、γ（１）、τ_１、Γ_２、γ（２）及びτ_２は各々、通信チャネルを介して、受信通信装置にとって既知の所定の長さのバイポーラＮＲＺ ＰＮシーケンスによって変調されたＲＦ搬送波を伝送することによって実験的に決定できる。受信通信装置の信号処理ユニット３０８は、受信信号をダウンコンバートし、ダウンコンバートされた受信信号と既知のＰＮシーケンスとの間の相互相関を計算し、かつその相互相関に基づいて、パラメータを決定できる。当業者が認識するように、上記のインパルス応答またはインパルス応答のフーリエ変換表示は何れも、チャネル伝達関数のＦＩＲ表示に容易に変換できる。
【００３９】
Ｈ（ｚ）が決定されると、Ｂ（ｚ）が１６を越えない数のタップを有する時Ｈ（ｚ）・Ａ（ｚ）＝Ｂ（ｚ）であるようなＡ（ｚ）が決定される。Ａ（ｚ）を決定する多くの方法が当業技術分野で周知である。例えば、トマス Ｗ．パークス（Ｔｈｏｍａｓ Ｗ．Ｐａｒｋｓ）及びＣ．Ｓ．バーラス（Ｃ．Ｓ．Ｂｕｒｒｕｓ）が教科書「デジタル・フィルタ設計（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ Ｄｅｓｉｇｎ）」、ニューヨーク、ジョン・ワイリー・アンド・サンズ（Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ ＆ Ｓｏｎｓ）、１９８７年、２２６〜２２８ページ、ＩＳＢＮ０４７１８２８９６３で提案し、また、ピーター・メルサ（Ｐｅｔｅｒ Ｍｅｌｓａ）、リチャード・ヨーンス（Ｒｉｃｈａｒｄ Ｙｏｕｎｃｅ）、及びチャールズ・ロールス（Ｃｈａｒｌｅｓ Ｒｏｈｒｓ）が論文「離散的多周波送受信機用インパルス応答短縮（“Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ｓｈｏｒｔｅｎｉｎｇ ｆｏｒ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ”）、米国電気電子学会通信会報（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）、第４４巻、第１２号、１９９６年１２月で提案しているように、
Ａ（ｚ）＝１＋ａ_１ｚ^−１＋Ａ_２ｚ^−２＋…＋Ａ_Ｎｄｚ^−Ｎｄ，かつ
Ｂ（ｚ）＝ｂ_０＋ｂ_１ｚ^−１＋…＋ｂ_１６ｚ^−１６
とする。すると、数式Ｂ（ｚ）＝Ｈ（ｚ）・Ａ（ｚ）は次式のような行列形式で書くことができるが、
【数２】

ここで、Ｎ_ｄ（上記の‘Ｎ’とは無関係）は、望ましい等化器Ａ（ｚ）に対応するベクトルａの長さであり、ｂは長さＮ_ｄのベクトルであるが、ベクトルｂの各行１７〜Ｎ_ｄの値はゼロであるので、望ましい合成通信チャネルに対する要求を満たしている。‘Ｎ_ｅ’はベクトルｂに挿入されるゼロの数であり、すなわち、Ｎ_ｅ＝Ｎ_ｄ−１６であり、ここで、‘１６’はタップの好適な最大数、または遅延に対応する。好適には、Ｎ_ｄは通信システム２００の伝送信号が経験しうる最長マルチパス遅延とほぼ同じ長さであり、実験的検討によって決定される。本発明では、実験的検討が示したところによれば、Ｎ_ｄの許容可能なレベルは２５である。あるいはまた、実験的検討がさらに示したところによれば、Ｎ_ｅの値が２４程度の場合も良好な動作を提供する。
【００４０】
ベクトルａを計算するため、行列Ｈ_１及びＨ_２とベクトルｚとが決定される。行列Ｈ_１は、行列Ｈの行１〜１６からなる（すなわち、Ｈ_１は、次元‘１６×Ｎ_ｄ’の行列である）。行列Ｈ_２は、行列Ｈの各行１７〜‘Ｎ_ｅ＋１６’の列２〜Ｎ_ｄからなる（すなわち、Ｈ_２は次元‘Ｎ_ｅ×（Ｎ_ｄ−１）’の行列である）。ベクトルｚは、行列Ｈの各行１７〜‘Ｎ_ｅ＋１６’の第１の列からなる（すなわち、ｚは次元‘Ｎ_ｅ×１’のベクトルである）。次に、Ｈ_２の疑似逆行列、すなわちＨ_２ ^＃が、Ｈ_２に基づいて決定される。疑似逆行列の計算方法は線形代数の技術分野で周知なので、本出願では詳細に説明しない。
【００４１】
次に、ベクトルａ、すなわち、ベクトルａ^＊＝［ａ（１） ａ（２）…ａ（Ｎ_ｄ）］が行列Ｈ_２ ^＃とベクトルＺに基づいて決定でき、ここで、ａ_１ ａ_２…ａ_Ｎｄの各々が数式ａ＝−（Ｈ_２ ^＃）ｚに基づいて決定される。次に、等化器２５４、すなわちｇ（ｋ）は、次式のように提供されるタップを実現することによって実現されるベクトルｇによって表すことができる。
【数３】

【００４２】
等化器ｇを実現したことの結果は、信号のマルチパス遅延が許容可能なマルチパス遅延の長さ、好適には信号に付加されるサイクリック・プレフィックス（すなわち、サイクリック・プレフィックス、Ｔ_ｇ）の長さを超える場合、チャネルで伝送される信号のマルチパス遅延を低減する合成通信チャネルｈ（ｋ）＊ｇ（ｋ）が生成されることである。好適には、過度のマルチパス遅延は等化器２５４によってサイクリック・プレフィックスの長さまで低減されるが、代替案では、低減は等化器２５４が有限の長さでしかないためいくらか小さくなることもある。導入された遅延が過度である時、伝送信号に導入されたマルチパス遅延を低減することによって、本発明は、符号間干渉（ＩＳＩ）のレベルを低減し、それによってビット誤り率を低減し、副搬送波の直交性を保護する。
【００４３】
当業者が認識するように、本発明で説明される等化の方法は、１６タップ以外の長さの許容可能な遅延やサイクリック・プレフィックスに対して設計された通信システムにも同様に適用される。このシステムの設計者は、等化器２５４の上記の説明中の‘１６’という数を、設計者が適切と思うマルチパス遅延による符号間干渉からの保護のレベルに対応するタップの任意の数によって置き換えてもよい。本発明の上記の説明における‘１６’タップ、または０．８μｓの使用は、単に典型的なＯＦＤＭシステムによって本発明の原理を例示する意味しかなく、決して本発明を制限することを意図するものではない。
【００４４】
次に、等化器２５４によって生成された信号はサイクリック・プレフィックス（Ｃ／Ｐ）除去器２２４に伝えられ、そこで、Ｃ／Ｐ加算器２１４によって付加されたサイクリック・プレフィックスが除去される。Ｃ／Ｐ除去器２２４はサイクリック・プレフィックスのない信号をＳ／Ｐ変換器２２６に伝える。Ｓ／Ｐ変換器２２６はサイクリック・プレフィックスのない信号をシリアル形式からパラレル形式に変換し、複数のパラレル変調副搬送波を出力する。次に、複数のパラレル変調副搬送波は、直交変調器２１０で使用された複数の直交関数に基づいて伝送情報を復調する、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）または高速フーリエ変換（ＦＦＴ）といった直交復調器２２８に転送される。直交復調器２２８の出力には、複数の変調副搬送波に基づく複数のパラレルシンボルが含まれ、複数のパラレルシンボルの各シンボルは、送信側２６０で使用された配置のＭ個の可能なシンボルから取り出される。
【００４５】
直交復調器２２８は複数のパラレルシンボルをＰ／Ｓ変換器２３２に伝える。Ｐ／Ｓ変換器２３２はシンボルをパラレル形式からシリアル形式に変換してシンボルストリームを生成し、そのシンボルストリームを逆シンボルマッピング部２３２に伝える。逆シンボルマッピング部２３２は入力として信号配置からある所定のシンボルを受け取り、それを復号器２３４への入力に適したｌｏｇ_２（Ｍ）バイナリ値、またはビットのグループに変換する。次に、逆シンボルマッピング部２３２によって生成されたビットは復号器２３４に伝えられる。復号器２３４は、誤り訂正符号に基づいてビット・ストリームを順番に復号し、受信データをデータ・シンク３１２のような適切なデータ・シンク２３６に提供するが、この受信データは最適には誤りがない。復号器２３６によって行われる動作は符号器２０４の逆の動作であり、使用される特定の種類の符号化に依存する。例えば、ビタビ符号化アルゴリズムが使用される場合、本発明は好適にはビタビ復号器を取り入れる。同様に、ブロック符号が使用される場合、ブロック復号器が利用される。
【００４６】
一般に、本発明は、直交多重搬送波変調方式を利用する通信システムで誤りを低減する方法及び装置を提供し、その際ユーザ情報は、複数の直交副搬送波を介して送信通信装置から受信通信装置に伝送される。本発明は、伝送信号の歪みを発生しうる１つかそれ以上の副搬送波の抑圧を提供することによって誤り低減の第１の層を提供する。１つの実施例では、各副搬送波について信号品質メトリックが決定されて複数の信号品質メトリックを生成し、その複数の信号品質メトリックの中の各信号品質メトリックが信号品質メトリックしきい値と比較される。しきい値との比較が不利である信号品質メトリックは望ましくない副搬送波に対応し、望ましくない副搬送波は次に伝送される信号に関して抑圧される。本発明の別の実施例によれば、副搬送波は対応する信号品質メトリックに基づいて順序付けされ、最悪の信号品質メトリックを有する所定の数の副搬送波が次に伝送される信号に関して抑圧される。本発明のまた別の実施例では、伝送信号の信号電力を使用して、信号電力を許容可能なレベル、好適には受信通信装置増幅器を過励振しないレベルに低減するために抑圧する必要のある副搬送波の量を決定する。次に、決定された量の副搬送波が、次に伝送される信号に関して抑圧される。
【００４７】
本発明はさらに、受信信号を等化することによって、誤り訂正の第２の層を提供するが、これは誤り検出の第１の層と共に使用してもしなくてもよい。無線通信システムでは、伝播環境の不規則性によって、ＯＦＤＭシステムにおけるサイクリック・プレフィックスの長さといった、通信システムが許容できるように設計された最大マルチパス遅延を超えるマルチパス遅延が発生することがある。過度のマルチパス遅延によって符号間干渉が発生し、その結果許容できない高い誤り下限が生成することがある。本発明は、受信信号の過度のマルチパス遅延を許容可能な遅延レベルに低減する等化器を提供する。
【００４８】
図５は、本発明の別の実施例である「複数アンテナ」実施例による通信システム５００のブロック図である。複数アンテナ実施例では、通信システム５００の送信側５６０には少なくとも１つのアンテナが含まれ、通信システム５００の受信側５６２には複数のアンテナ５６４、５６５（２つを図示する）が含まれる。受信側５６２に複数のアンテナ５６４、５６５を含み、各アンテナに関連する独立した等化器５５４、５５５を提供することによって、単一の受信アンテナで達成可能なレベルを超えて符号間干渉が低減される。
【００４９】
送信側５６０の１つのアンテナと、受信側５６２の２つのアンテナとを含む通信システム５００が図示されるが、当業者が認識するように、通信システム５００は送信側５６０、または送信通信装置に１つまたは複数のアンテナを有してもよく、受信側５６２、または受信通信装置に任意の数のアンテナを有してもよく、以下で提供される説明は任意のそのような通信システムまたは通信装置に拡張してもよい。
【００５０】
図６は、通信システム５００で動作できる通信装置６００のブロック図である。通信装置６００は、制限的ではないがセルラ電話または基地局といった、無線ＯＦＤＭ通信を行うことのできる任意の通信装置でよい。好適には、通信装置６００は、通信システム５００の送信側５６０または受信側５６２の何れでも動作できる、すなわち送信通信装置にも受信通信装置にもなることができる。通信装置６００には、各々それぞれの受信機６０６、６０８（２つを図示する）と送信機６１０とに結合された複数のアンテナ６０２、６０４（２つを図示する）が含まれる。各受信機６０６、６０８及び送信機６１０はさらに信号処理ユニット６１２に結合され、その信号処理ユニット６１２はさらにデータ源６１４とデータ・シンク６１６の各々に結合される。送信機６１０は好適にはアップコンバータ５１６及び電力増幅器５１８を含み送信機５５６の機能を行う。受信機６０６及び６０８は各々好適には複数の低雑音増幅器５２０、５２１のなかの１つと複数のダウンコンバータ５２２、５２３のなかの１つを含み、共に好適には受信機５５８の機能を行う。信号処理ユニット６１２は好適には以下図５に関連して説明されるような各ブロック５０４〜５１４、５２４〜５３４、５５０〜５５５、及び５５８の機能を行うが、これらの機能は、送信通信装置または受信通信装置の何れか適当な方によって行われる。信号処理ユニット３０８と同様に、本出願で説明される信号処理ユニット６１２の様々な機能は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェア及びソフトウェアの組み合わせによって実現すればよい。
【００５１】
通信システム５００の送信側５６０の動作は通信システム２００の送信側２６０の動作と同様である。符号器５０４は、好適にはバイナリ形式のユーザ情報をデータ源６１４のようなデータ源５０２から受信する。符号器５０４は誤り訂正符号をユーザ情報に適用し、ビット・ストリームを出力する。そのビット・ストリームは符号器５０４に結合されたシンボルマッピング部５０６に転送される。シンボルマッピング部５０６はビット・ストリームをビットの複数のグループに分け、ビットの各グループを対応するシンボルにマッピングしてシンボルストリームを生成する。次に、シンボルマッピング部５０６はシンボルストリームを、シンボルマッピング部に結合されたＳ／Ｐ変換器５０８に転送する。Ｓ／Ｐ変換器５０８はシンボルストリームをシリアル形式からパラレル形式に変換し、Ｎ個のパラレルシンボルを生成するが、ここでＮは通信セッションに割り当てられた周波数帯域幅に含まれる副搬送波の数である。あるいはまた、直交変調器２１０によって変調される副搬送波の数がＮ個より少ない場合、Ｓ／Ｐ変換器２０８は、直交変調器によって変調される副搬送波の量に対応した数のパラレルシンボルを生成する。次にＳ／Ｐ変換器５０８はＮ個のパラレルシンボルをＳ／Ｐ変換器に結合された直交変調器５１０に印加する。直交変調器５１０は、Ｎ個のパラレルシンボルのうちのあるシンボルによってＮ個の直交副搬送波の中の各副搬送波を変調し、変調副搬送波を副搬送波抑圧ブロック５５０に伝える。
【００５２】
送信側２６０の副搬送波抑圧ブロック２５０と同様に、送信側５６０の副搬送波抑圧ブロック５５０は受信側５６２から受信機５５８を介して副搬送波抑圧情報を受信する。副搬送波抑圧情報は、通信システム２００に関連して上記で説明された副搬送波抑圧情報と同様の情報を含み、受信側２６２の副搬送波測定ブロック２５２による副搬送波抑圧情報の決定と同様に、受信側５６２の副搬送波測定ブロック５５２によって決定される。次に、副搬送波測定ブロック２５２は、副搬送波抑圧情報を、送信機５５６とアンテナ５６４及び５６５の一方または両方を介して送信側５６０に送信する。
【００５３】
受信副搬送波抑圧情報によって指示されると、副搬送波抑圧ブロック５５０は１つかそれ以上の変調副搬送波を抑圧して、１つかそれ以上の抑圧副搬送波と１つかそれ以上の非抑圧副搬送波とを生成する。本発明の別の実施例では、副搬送波抑圧ブロック５５０は直交変調器５１０に含まれてもよい。直交変調器５１０に含まれる場合、副搬送波抑圧ブロック５５０は、直交変調器５１０による変調の前に複数の直交副搬送波の中の１つかそれ以上を抑圧し、直交変調器５１０は非抑圧副搬送波だけを変調する。
【００５４】
次に、副搬送波抑圧ブロック５５０、または代替的には、副搬送波抑圧ブロック５５０が直交変調器に含まれる場合直交変調器５１０は、抑圧副搬送波及び非抑圧副搬送波、また代替的には、非抑圧副搬送波だけをＰ／Ｓ変換器５１２に伝える。Ｐ／Ｓ変換器５１２は副搬送波抑圧ブロック５５０、または代替的には直交変調器５１０から受信した副搬送波をパラレル形式からシリアル形式に変換し、出力信号５１３を生成する。Ｐ／Ｓ変換器５１２は出力信号５１３をＣ／Ｐ加算器５１４に伝え、そこでガード帯域間隔、すなわちサイクリック・プレフィックスが信号５１３に付加され、出力信号５１５を生成する。Ｃ／Ｐ加算器５１４は出力信号５１５をアップコンバータ５１６に伝え、そこで出力信号５１５はベースバンド周波数から伝送周波数にアップコンバートされる。アップコンバートされた信号は電力増幅器（ＰＡ）５１８に伝えられ、そこで信号は増幅され、増幅された信号は１つかそれ以上のアンテナ（１つを図示する）及び通信チャネル５４０を介して送信される。
【００５５】
通信システム５００の受信側５６２では、複数のアンテナ５６４、５６５は各々伝送信号を受信する。複数のアンテナ５６４、５６５各々の受信側５６２に対する位置が異なる結果、異なった信号振幅及び位相の受信信号が得られる。各アンテナ５６４，５６５は受信信号を、アンテナに結合された複数の低雑音増幅器（ＬＮＡ）５２０、５２１の中の１つに転送する。各ＬＮＡ５２０、５２１はアンテナ５６４、５６５から受信した信号を増幅し、増幅された信号を、ＬＮＡに結合された複数のダウンコンバータ５２２、５２３の中の１つに転送する。各ダウンコンバータ５２２，５２３は、ＬＮＡ５２０、５２１から受信した信号を伝送周波数からベースバンド周波数にダウンコンバートする。次に、各ダウンコンバータ５２２，５２３はダウンコンバートされた信号を、ダウンコンバータに結合された複数の等化器５４４、５５５の中の１つに伝える。
【００５６】
等化器５５４及び５５５は、予測できない通信チャネル５４０によって受信信号に導入されうる過度のマルチパス遅延、すなわち、サイクリック・プレフィックスの長さといった、許容可能なマルチパス遅延を超える遅延に対する補償を提供する。図７は、複数の等化器５５４、５５５（２つを図示する）及び複数の通信チャネル７０２、７０４を含む合成通信チャネル７００のブロック図であるが、そこでは各等化器５５４、５５５は複数の通信チャネル７０２，７０４の中の１つに前置されている。図７では、ｇ_１（ｋ）及びｈ_１（ｋ）はそれぞれ等化器５５４及び通信チャネル７０２に対応する単位パルス応答であり、ｇ_２（ｋ）及びｈ_２（ｋ）はそれぞれ等化器５５５及び通信チャネル７０４に対応する単位パルス応答である。通信チャネル７０２には、通信チャネル５４０と、等化器５５４の前の受信通信装置の受信側５６２（すなわち、受信アンテナ５６４、ＬＮＡ５２０、及びダウンコンバータ５２２）とが含まれる。通信チャネル７０４には、通信チャネル５４０と、等化器５５５の前の受信通信装置の受信側５６２（すなわち、受信アンテナ５６５、ＬＮＡ５２１、及びダウンコンバータ５２３）とが含まれる。
【００５７】
合成通信チャネル７００は、次式である離散フィルタ、ｆ（ｋ）によって表すことができる。
ｆ（ｋ）＝ｈ_１（ｋ）＊ｇ_１（ｋ）＋ｈ_２（ｋ）＊ｇ_２（ｋ） （１）
（すなわち、ｇ_１（ｋ）によるｈ_１（ｋ）の畳み込みプラスｇ_２（ｋ）によるｈ_２（ｋ）の畳み込み）。等化器５５４及び５５５（すなわち、ｇ_１（ｋ）及びｇ_２（ｋ）のタスクは、伝播環境（すなわち、通信チャネル５４０）のマルチパス遅延に関わらず、合成通信チャネルが受信通信装置への許容可能なマルチパス遅延の通信チャネルとなる、合成通信チャネル７００、ｆ（ｋ）を生成することである。好適には、合成通信チャネル７００は、最大でも、サイクリック・プレフィックスの長さ（すなわち、‘Ｌ’タップであり、Ｌは好適には１６に等しい）のマルチパス遅延を有する通信チャネルと思われるが、代替案では、合成通信チャネル７００の設計は、どんな許容可能なマルチパス遅延に適応するものでもよい。
【００５８】
【外２】

【００５９】
上記で説明したように、等化器５５４及び５５５は合成通信チャネルｆ（ｋ）のマルチパス遅延を‘Ｌ’タップ（好適にはＬ＝１６）に制限するよう機能する。数式（１）を行列形式で書き直すと、
ｆ＝Ｈ_１ｇ_１＋Ｈ_２ｇ_２ （２）
となるが、ここでｆは合成通信チャネル７００の（すなわち、合成通信チャネル７００に対応する離散フィルタの係数の）ベクトル表示であり、Ｈ_１は通信チャネル７０２に対応する伝達関数の行列表示であり、ｇ_１は等化器５５４（すなわち、等化器５５４に対応するデジタル・フィルタの係数）のベクトル表示であり、Ｈ_２は通信チャネル７０４に対応する伝達関数の行列表示であり、ｇ_２は等化器５５５（すなわち、等化器５５５に対応するデジタル・フィルタの係数）のデジタル表示である。すなわち、
ｆ＝［ｆ（０） ｆ（１）…ｆ（Ｌ） ｆ（Ｌ＋１）…ｆ（Ｉ＋Ｊ−２）］^Ｔ
＝［ｆ_Ｌ ^Ｔ ｆ_Ｒ ^Ｔ］^Ｔ，かつ
【数４】

かつｇ_ｊ＝［ｇ_ｊ（０） ｇ_ｊ（１）…ｇ_ｊ（Ｊ−１）］^Ｔ，
であり、その際、［ ］^Ｔまたはｘ^Ｔという表示は、ｘまたは大括弧内の要素、ｊ＝１，２によって表されるベクトルまたは行列の転置に対応し、ｆ_Ｌ及びｆ_Ｒはそれぞれｆの最初のＬ個のタップとｆの残りのタップを含むベクトルであり、Ｈ_ｊ，Ｌ及びＨ_ｊ，ＲはそれぞれＨ_ｊの最初のＬ行とＨ_ｊの残りの行とを含む行列であり、Ｊは等化器５５４及び５５５各々の長さである。ｆにＬ個のゼロでないタップだけを有するという制約を課すことはｆ_Ｒの各要素をゼロに設定することを意味し、ひいては、
Ｈ_Ｒｇ＝０ （３）
であり、ここで、
Ｈ_Ｒ＝［Ｈ_１，Ｒ Ｈ_２，Ｒ］，かつ （４）
【数５】

であることを意味する。ベクトル、すなわちフィルタ、ｇ（ｇへの各エントリを、デジタル・フィルタのタップと考えることができる）は、複数の等化関数各々、すなわちｇ_１及びｇ_２を含む合成等化関数である。ベクトルｇを決定することによって、本発明はｇ_１及びｇ_２の各々をも決定する。
【００６０】
【外３】

Ｈ_ｆｇ_ｆ＋Ｈ_ｄｇ_ｄ＝０，またはｇ_ｄ＝−Ｈ_ｄ ^−１Ｈ_ｆｇ_ｆ （５）
行列Ｈ_ｄは常に正方行列でありフルランクである。その結果、
ｆ_Ｌ＝（Ｈ’_１，Ｌ−Ｈ’_２，ＬＨ_ｄ ^−１Ｈ_ｆ）ｇ_ｆ＝Ａ（ｈ_１，ｈ_２）ｇ_ｆ （６）
であり、その際Ｈ’_１，Ｌ及びＨ’_２，ＬはそれぞれＨ_１の最初のＬ行とＨ_２の最初のＬ行を含む行列である。次に、各等化器５５４（すなわち、ｇ_１）及び５５５（すなわち、ｇ_２）に対応するデジタル・フィルタ表示、すなわち等化関数は次式のように書くことができる。
【数６】

ｇ_１＝［ｇ（１）ｇ（２）…ｇ（Ｊ）］^Ｔ，ｇ_２＝［ｇ（Ｊ＋１）ｇ（Ｊ＋２）…ｇ（２Ｊ）］^Ｔ （７ｂ）
等化器５５４及び５５５について、（３）の制約を満足しうる有限数の解が存在する。次に、等化器５５４及び５５５は、数式（７ａ）及び（７ｂ）の形式で任意のｇに基づいて構成でき、その際ベクトルｇ_１及びｇ_２の各エントリは、それぞれの等化器、すなわち等化関数、５５４及び５５５のタップに対応する。
【００６１】
等化器５５４及び５５５を決定する上記で説明された技術は、雑音増加の問題を考慮していない。上記で説明された技術によって決定され、通信システム５００に統合され、合成通信チャネル７００を生成する等化器が１つかそれ以上の副搬送波で信号ゼロを生成する時、雑音増加が発生する。ゼロは等化器自体では存在せず数式（７ａ）及び（７ｂ）によっては扱われない。各ゼロによってそのゼロに対応する副搬送波の信号成分の劣化が発生するが雑音成分の同等の劣化が発生するわけではない。その結果、各ゼロは副搬送波の雑音を著しく増加させ、それによって通信システム５００の性能を劣化させる。従って、本発明は、選択されたフィルタｇが望ましくない信号ゼロを生成する可能性を低下させるために、受信側５６２または受信通信装置の信号処理ユニットによる等化器の最適化を提供する。しかし、等化器の最適化は本発明にとって必要ではなく、本発明の代替実施例では、等化器の最適化は含まれない。
【００６２】
信号処理ユニット３０８は、ｆはＬ個のゼロでないタップだけを有するという制約の条件下にある、数式（７ａ）及び（７ｂ）の有限数の解の中から最適合成等化関数ｇを選択することによって等化器５５４及び５５５の性能（所定のＳＮＲに対するパケット誤り率によって測定される）を最適化する。最適合成等化関数ｇを選択する際、考慮する必要があるのは、合成等化関数ｇに対する制約を満足する全ての可能な合成等化関数ではなく限られた範囲の可能な合成等化関数だけである。
【００６３】
雑音増加の問題はＳＮＲに逆比例する。その結果、雑音増加の問題は、合成等化関数ｇを利用する結果得られる最小副搬送波ＳＮＲを最大化することによって対応することができる。図８は、合成等化関数ｇを利用する結果得られる最小副搬送波ＳＮＲを最大化することによって最適副搬送波を選択する実施例を示す表８００である。表８００は本発明の原理を示す目的で提供されるにすぎず、いかなる意味でも本発明を制限することを意図するものではない。
【００６４】
表８００の各列は、Ｎ_ｆ個の合成等化関数ｇ_ｆの限られた範囲内の合成等化関数、ｇ_ｆｉ，ｉ＝１，．．．，Ｎ_ｇｆに対応する。表８００の各行は、通信システム５００で情報を伝送するために使用される複数の副搬送波の中の１つの副搬送波に対応する。Ｎ_ｆ個の合成等化関数の中の各合成等化関数について、受信通信装置の信号処理ユニット３０８、好適には受信通信装置の副搬送波測定ブロック５５２は、受信通信装置によって受信される信号中に含まれる‘ｎ’個の副搬送波の中の各副搬送波についてＳＮＲを決定する。すなわち、第１の合成等化関数ｇ_ｆ１について、信号処理ユニット３０８は‘ｎ’個の副搬送波の中の第１の副搬送波について第１のＳＮＲ（すなわち、ＳＮＲ_１（ｇ_ｆ１））を決定し、‘ｎ’個の副搬送波の中の第２の副搬送波について第２のＳＮＲ（すなわち、ＳＮＲ_２（ｇ_ｆ１））を決定し、‘ｎ’個の副搬送波の中の第３の副搬送波について第３のＳＮＲ（すなわち、ＳＮＲ_３（ｇ_ｆ１））を決定する、等である。同様に、第２の合成等化関数ｇ_ｆ２について、信号処理ユニット３０８は、第１の副搬送波についてのＳＮＲ（すなわち、ＳＮＲ_１（ｇ_ｆ２））を決定し、第２の副搬送波についてのＳＮＲ（すなわち、ＳＮＲ_２（ｇ_ｆ２））を決定し、第３の副搬送波についてのＳＮＲ（すなわち、ＳＮＲ_３（ｇ_ｆ２））を決定する、等である。ＳＮＲの同様の決定が各合成等化関数、ｇ_ｆｉ，ｉ＝１，．．．，Ｎ_ｇｆについてなされる。
【００６５】
次に、信号処理ユニット３０８は、各合成等化関数ｇ_ｆｉについて、決定されたＳＮＲの中の最小ＳＮＲを決定する。例えば、合成等化関数ｇ_ｆ１について、信号処理ユニット３０８は、ＳＮＲ_ｊ（ｇ_ｆ１），ｊ＝１，．．．，ｎの中から最小ＳＮＲを決定する。合成等化関数ｇ_ｆ１についての最小ＳＮＲ（例えば、ＳＮＲ_１（ｇ_ｆ１））をＳＮＲ_ｍｉｎ（ｇ_ｆ１）と表わすことができる。合成等化関数ｇ_ｆ２については、信号処理ユニット３０８はＳＮＲ_ｊ（ｇ_ｆ２），ｊ＝１，．．．，ｎ（例えば、ＳＮＲ_３（ｇ_ｆ２））の中の最小ＳＮＲを決定し、合成等化関数ｇ_ｆ２についてのその最小ＳＮＲをＳＮＲ_ｍｉｎ（ｇ_ｆ２）で表わす。合成等化関数ｇ_ｆ３については、信号処理ユニット３０８はＳＮＲ_ｊ（ｇ_ｆ３），ｊ＝１，．．．，ｎ（例えば、ＳＮＲ_２（ｇ_ｆ３））の中の最小ＳＮＲを決定し、合成等化関数ｇ_ｆ３についてのその最小ＳＮＲをＳＮＲ_ｍｉｎ（ｇ_ｆ３）で表わす。次に、信号処理ユニット３０８は各合成等化関数、ｇ_ｆｉ，ｉ＝１，．．．，Ｎ_ｇｆについて決定された最小ＳＮＲを互いに比較し、それらの最小ＳＮＲの中から最大ＳＮＲを決定する。すなわち、信号処理ユニット３０８は、各ＳＮＲ_ｍｉｎ（ｇ_ｆｉ），ｉ＝１，．．．，Ｎ_ｇｆを互いに比較し、それらのＳＮＲ_ｍｉｎ（ｇ_ｆｉ）の中から最大ＳＮＲを決定する。次に、信号処理ユニット３０８は、ＳＮＲ_ｍｉｎ（ｇ_ｆｉ）の中から最大ＳＮＲに対応する合成等化関数を選択し、選択された合成等化関数を使用して数式（７ａ）及び（７ｂ）による等化器５５４及び５５５を構成する。
【００６６】
例えば、ｎ番目の副搬送波のＳＮＲは次式のように表すことができるが、
ＳＮＲ_ｎ＝｜Ｆ_ｎ｜^２ ／ ｜Ｇ_１，ｎ｜^２＋｜Ｇ_２，ｎ｜^２ （８）
ここで、ＦはｆのＦＦＴであり、Ｆ＝［Ｆ_１ Ｆ_２・・・Ｆ_Ｎ］^Ｔ＝ＦＦＴ｛ｆ，Ｎ｝＝Γ_ＪＡ（ｈ_１，ｈ_２）ｇ_ｆｉ＝Λｇ_ｆｉとして表すことができる。同様に、Ｇ_１及びＧ_２はそれぞれｇ_１及びｇ_２のＦＦＴであり、次式のように表すことができる。
Ｇ_１＝ＦＦＴ｛ｇ_１，Ｎ｝＝Ｗｇ_ｆｉ （９ａ）
Ｇ_２＝ＦＦＴ｛ｇ_２，Ｎ｝＝Ｙｇ_ｆｉ （９ｂ）
次に（８）の数式は、等価的に次式のように書くことができるが、
ＳＮＲ_ｎ（ｇ_ｆｉ）＝ｇ_ｆｉ ^Ｔλ_ｎλ_ｎ ^Ｔｇ_ｆｉ／ｇ_ｆｉ ^Ｔ（ν_ｎν_ｎ ^Ｔ＋μ_ｎμ_ｎ ^Ｔ）ｇ_ｆｉ （１０）
ここでλ_ｎ、μ_ｎ及びν_ｎはそれぞれ、列ベクトルとして積み重ねられた各行列Λ、Ｗ及びＹのｎ番目の行である。
【００６７】
信号処理ユニット３０８は、複数の合成等化関数ｇ_ｆｉの各々に対する下記の制約の条件下にある複数のフィルタ各々について最大値αを決定することによって、複数の合成等化関数ｇ_ｆｉの中の１つを選択することの結果として生成する最小ＳＮＲを最大化する。
ＳＮＲ_ｎ（ｇ_ｆｉ）＝ｇ_ｆｉ ^Ｔ（λ_ｎλ_ｎ ^Ｔ−αΛ_ｎΛ_ｎ ^Ｔ−αμ_ｎμ_ｎ ^Ｔ）ｇ_ｆｉ＝ｇ_ｆｉ ^ＴＷ_ｎｇ_ｆｉ＞０、ただしｎ＝０，１，・・・，Ｎ−１ （１１）
一般に、行列Ｗ_ｎは不定値である。αに当初割り当てられる値はシステム５００の設計者次第である。ある特定の‘ｎ’について、関連する行列が負定値ならば、（１１）の問題の解は存在せず、αに割り当てられる値を下げなければならない。全ての副搬送波‘ｎ’について、関連する行列Ｗ_ｎが正定値ならば、任意のｇ_ｆｉが機能する。不定値の場合、数式（１１）の解は利用できることもできないこともある。数式（１１）によって課される制約を満たすαが存在する場合、値αの最大値に達するまで、αを大きくし、各副搬送波‘ｎ’についてＳＮＲ_ｎ（ｇ_ｆｉ）を再決定する。次に、αの最大値を生成する合成等化関数ｇ_ｆｉは、信号処理ユニット３０８によって使用され等化器５５４及び５５５を構成する。
【００６８】
本発明の別の実施例では、複数の合成等化関数ｇ_ｆの各合成等化関数に関して決定された最小副搬送波ＳＮＲの最大化は次の最大化式によって表すことができる。
【数７】

ここでＣは複素数の集合である。数式（１２）には単純解析解はない。しかし、当業者が認識するように、非常に多くの最適化法の何れか１つによって許容可能な部分最適解が提供できる。
【００６９】
例えば、全ての可能なｇについて数式（１２）を解く代わりに、合成等化関数の部分空間χ、すなわち複数の合成等化関数ｇ_ｆｉの限られた集合について数式（１２）を解くことによって、部分最適解を得ることができる。部分空間χはあらかじめ決定され、受信通信装置にとって既知である。シミュレーションが示すところによれば、部分空間χの選択はシステム５００の性能にとって決定的ではなく、十分に大きな量の任意または無作為に選択された合成等化関数ｇを使用すれば、許容可能な合成等化関数を見つけることができる。信号処理ユニット３０８は固定合成等化関数ｇ_ｆの量‘Ｓ’を選択するが、その際‘Ｓ’は部分空間χの濃度（すなわち、要素の数）である。合成等化関数ｇ_ｆの集合中の各合成等化関数、ｇ_ｆｉについて、信号処理ユニット３０８は各副搬送波のＳＮＲ、すなわち、ＳＮＲ_ｎ（ｇ_ｆｉ），ｎ＝０，１，．．．，Ｎ−１を決定する。さらに、各合成等化関数、ｇ_ｆｉについて、信号処理ユニット３０８は、ｎ_ｍｉｎ（ｇ_ｆｉ）、すなわち、ＳＮＲ_ｎ（ｇ_ｆｉ）が最小になる副搬送波を決定する。ｎ_ｍｉｎ（ｇ_ｆｉ）副搬送波についてのＳＮＲ_ｎをＳＮＲ_{ｎ，ｍｉｎ}（ｇ_ｆｉ）で表す。次に、ｇの部分最適決定、すなわちｇ_ｏｐｔ、は、ＳＮＲ_{ｎ，ｍｉｎ}（ｇ_ｆｉ）が最大となる合成等化関数ｇ_ｆｉである。次に、決定されたｇ_ｏｐｔが信号処理ユニット３０８によってフィルタｇとして使用され、各等化器５５４及び５５５を構成する。
【００７０】
別の例として、各副搬送波‘ｎ’についてＳＮＲを決定することで数式（１２）を解く代わりに、最適合成等化関数ｇを決定する処理の複雑さを低減するため、数式（８）によって記述されるＳＮＲ_ｎの分子のみ、すなわち、｜Ｆ_ｎ｜^２を、各合成等化関数ｇ_ｆｉに関する各副搬送波について決定してもよい。次に、各合成等化関数ｇ_ｆｉについて、ｎ_ｍｉｎ（ｇ_ｆｉ）は、｜Ｆ_ｎ｜^２が最小になる副搬送波である。ｎ_ｍｉｎ（ｇ_ｆｉ）についての｜Ｆ_ｎ｜^２を｜Ｆ_ｎ｜^２ _ｍｉｎ（ｇ_ｆｉ）で表す。次に、ｇの部分最適決定、すなわちｇ_ｏｐｔは、｜Ｆ_ｎ｜^２ _ｍｉｎ（ｇ_ｆｉ）が最大になる合成等化関数である。次に、決定されたｇ_ｏｐｔは、信号処理ユニット３０８によって使用され、各等化器５５４及び５５５を構成する。
【００７１】
等化器５５４及び５５５によって生成された信号は各々加算器５５８に伝えられる。加算器５５８は信号を合成し、合成された信号をサイクリック・プレフィックス（Ｃ／Ｐ）除去器５２４に伝える。Ｃ／Ｐ除去器５２４は、Ｃ／Ｐ加算器５１４によって信号に付加されているサイクリック・プレフィックスを除去する。Ｃ／Ｐ除去器５２４はサイクリック・プレフィックスのない信号をＳ／Ｐ変換器５２６に伝える。Ｓ／Ｐ変換器５２６はサイクリック・プレフィックスのない信号をシリアル形式からパラレル形式に変換し、複数のパラレル変調副搬送波を出力する。複数のパラレル変調副搬送波は、Ｓ／Ｐ変換器５２６によって、直交変調器５１０で使用された複数の直交関数に基づいて伝送情報を復調する、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）または高速フーリエ変換（ＦＦＴ）といった直交復調器５２８に転送される。直交復調器５２８の出力には、複数の変調副搬送波に基づく複数のパラレルシンボルが含まれ、複数のパラレルシンボルの各シンボルは、送信側５６０で使用された配置のＭ個の可能なシンボルから取り出される。
【００７２】
直交復調器５２８は複数のパラレルシンボルをＰ／Ｓ変換器５３０に伝える。Ｐ／Ｓ変換器５３０はそれらのシンボルをパラレル形式からシリアル形式に変換してシンボルストリームを生成し、そのシンボルストリームを逆シンボルマッピング部５３２に伝える。逆シンボルマッピング部２３２は入力として信号配置からあるシンボルを選び、それを復号器５３４への入力に適したｌｏｇ_２（Ｍ）バイナリ値、すなわちビットのグループに変換する。次に、逆シンボルマッピング部５３２によって生成されたビットは復号器５３４に伝えられる。復号器５３４は、誤り訂正符号に基づいてビット・ストリームを復号化し、受信データをデータ・シンク６１６のような適切なデータ・シンク５３６に提供するが、この受信データは最適には誤りがない。
【００７３】
本発明のまた別の実施例では、副搬送波測定ブロック５５２はｇ_ｆの決定に基づいて副搬送波抑圧情報を決定してもよい。ｇ_ｆが決定されると、等化器５５４及び５５５が構築され、ＳＮＲ_ｎ（ｇ_ｆ）、また代替的には｜Ｆ_ｎ｜^２が各副搬送波‘ｎ’，ｎ＝０，１，．．．，Ｎ−１について決定される。１つの実施例では、所定の数の最悪性能副搬送波、すなわち、最低決定ＳＮＲ_ｎ（ｇ_ｆ）または｜Ｆ_ｎ｜^２を有する副搬送波が抑圧するために選択される。別の実施例では、各副搬送波について決定されたＳＮＲ_ｎ（ｇ_ｆ）または｜Ｆ_ｎ｜^２がそれぞれＳＮＲ_ｎ（ｇ_ｆ）しきい値または｜Ｆ_ｎ｜^２しきい値と比較される。しきい値と比較して劣っている（すなわち、しきい値未満である）副搬送波が抑圧するために選択される。次に、上記で説明されたように、選択された副搬送波を含む副搬送波抑圧情報は副搬送波測定ブロック５５２によって副搬送波抑圧ブロック５５０に伝えられる。
【００７４】
【外４】

【００７５】
複数アンテナ実施例では、合成通信チャネル７００によって生成される副搬送波ゼロの結果生成する雑音増加の可能性が存在する。従って、本発明はさらに、そうしたゼロを生成する限られた範囲の可能なフィルタｇの中から、最小尤度フィルタである最適フィルタｇを選択する最適化処理を提供する。この最適化処理により、限られた範囲の可能なフィルタの中の各フィルタを実現する結果生成する副搬送波ＳＮＲが決定され、各フィルタに関連する副搬送波ＳＮＲに基づいてフィルタが選択される。好適には、この選択処理には、フィルタの最悪ＳＮＲの最大値（すなわち、複数の副搬送波各々について決定されるＳＮＲの中の最小ＳＮＲ）を生成するフィルタを選択するステップが含まれるが、当業者が認識するように、ＳＮＲに基づいて最適フィルタを選択するために使用しうる多くの他の方法が存在する。例えば、代替選択処理では、所定のＳＮＲしきい値以下で生成する副搬送波ＳＮＲ値が最も少ないフィルタを選択してもよい。
【００７６】
図９は、本発明により伝送信号の誤りを低減する際、複数の通信装置を含み、さらに複数の直交副搬送波を有する伝送信号を含む通信システムによって実行されるステップの論理フローチャート９００である。好適には、通信システムは、信号が複数の通信装置の中の送信通信装置から複数の通信装置の中の受信通信装置に伝送される際マルチパス遅延が伝送信号に導入される、無線通信装置である。論理フローが開始される（９０１）と、複数の通信装置の中の第１の通信装置が副搬送波抑圧情報を決定し（９０２）、その副搬送波抑圧情報を、複数の通信装置の中の第２の通信装置に送信する（９０３）。
【００７７】
本発明の１つの実施例では、副搬送波抑圧情報を決定するステップ（９０２）には、複数の信号品質メトリックを生成するために、複数の直交副搬送波の中の各副搬送波について信号品質メトリックを決定するステップが含まれる。次に、第１の通信装置は、複数の信号品質メトリックに基づく副搬送波抑圧情報を第２の通信装置に送信する（９０３）。本発明の代替実施例では、複数の信号品質メトリックを生成することに加えて、副搬送波抑圧情報を決定するステップ（９０２）にはさらに、比較を生成するために、少なくとも１つの決定された信号品質メトリックを信号品質メトリックしきい値と比較するステップが含まれる。次に、第１の通信装置は、その比較に基づく副搬送波抑圧情報を送信する（９０３）。本発明の別の代替実施例では、複数の信号品質メトリックを生成することに加えて、副搬送波抑圧情報を決定するステップ（９０２）にはさらに、複数の信号品質メトリックに基づいて複数の直交副搬送波の順序を決定するステップが含まれる。次に、第１の通信装置は、決定された順序に基づく副搬送波抑圧情報を送信する。本発明のまた別の実施例では、副搬送波抑圧情報を決定するステップ（９０２）にはさらに、伝送電力レベルを所定の電力レベルしきい値まで下げるため、第１の通信装置によって、抑圧する直交副搬送波の量を決定するステップが含まれる。次に、第１の通信装置は、直交副搬送波の決定された量に基づく副搬送波抑圧情報を送信する（９０３）。
【００７８】
第２の通信装置は、伝送副搬送波抑圧情報を受信する（９０４）。伝送副搬送波抑圧情報が副搬送波の抑圧を指示しない（９０５）時、第２の通信装置は、複数の非抑圧直交副搬送波を含む信号を送信する（９０７）。伝送副搬送波抑圧情報が複数の直交副搬送波の中の少なくとも１つの直交副搬送波を抑圧するよう指示する（９０５）時、第２の通信装置は、少なくとも１つの直交副搬送波を抑圧し（９０６）、少なくとも１つの抑圧副搬送波と少なくとも１つの非抑圧副搬送波とを生成する。次に、第２の通信装置は、少なくとも非抑圧副搬送波を含む信号を送信する（９０７）。好適には、少なくとも１つの副搬送波が抑圧された時、その少なくとも１つの抑圧副搬送波も第２の通信装置によって送信されるが、代替的にはその少なくとも１つの抑圧副搬送波は送信されなくてもよい。第１の通信装置は、第２の通信装置によって送信された信号を受信し（９０８）、受信信号を生成する。受信信号のマルチパス遅延が許容可能なレベルを超える時、好適には遅延が第１の通信装置によって受信された信号に付加されたサイクリック・プレフィックスの長さを超える時、第１の通信装置は、受信信号のマルチパス遅延低減を目的とする少なくとも１つの等化関数を決定する（９０９）。次に、第１の通信装置は少なくとも１つの決定された等化関数に基づいて受信信号を処理し（９１０）、それによって受信信号のマルチパス遅延を低減し、受信信号の符号間干渉の可能性を低減し、論理フローが終了する（９１１）。
【００７９】
少なくとも１つの等化関数を決定するステップ（９０９）には好適には、通信チャネル伝達関数を決定するステップと、望ましい合成通信チャネル伝達関数を決定するステップとが含まれる。その決定するステップ（９０９）には好適にはさらに、通信チャネル伝達関数による等化関数の畳み込みが望ましい合成通信チャネル伝達関数を生成するように、通信チャネル伝達関数と望ましい合成通信チャネル伝達関数とに基づいて少なくとも１つの等化関数を決定するステップが含まれる。望ましい合成通信チャネル伝達関数には、許容可能なマルチパス遅延、好適には伝送ＯＦＤＭ信号に付加されたサイクリック・プレフィックスの長さにほぼ等しい遅延が含まれる。少なくとも１つの等化関数は、マルチパス遅延が許容可能なマルチパス遅延を超える時、受信信号のマルチパス遅延を低減する。
【００８０】
本発明の代替実施例では、本発明は、ステップ（９０２）及び（９０３）を行う第１の通信装置であって、その際副搬送波抑圧情報が信号品質メトリック決定に基づく第１の通信装置と、ステップ（９０４）〜（９０７）を行う第２の通信装置と、ステップ（９０９）を行う第１の通信装置と、ステップ（９０８）〜（９１０）を行う第１の通信装置と、またはそれらの任意の組み合わせを含んでもよい。
【００８１】
受信通信装置が複数のアンテナを含む、本発明の別の実施例では、少なくとも１つの等化関数を決定するステップ（９０９）には、複数の等化関数を決定するステップであって、その際複数の等化関数の中の各等化関数が複数のアンテナの中のあるアンテナに関連するステップが含まれる。図１０は、複数の等化関数が合成等化関数に含まれるとき複数の等化関数を決定するステップ（９０９）に含まれるステップの論理フローチャート１０００である。論理フローが開始される（１００１）と、受信通信装置は複数の合成等化関数（例えば、ｇ_ｆｉ，ｉ＝１，．．．，Ｎ_ｇｆ）を決定し（１００２）、その際複数の合成等化関数の中の各合成等化関数には複数の等化関数（例えば、ｇ_１及びｇ_２）が含まれる。各合成等化関数に含まれる複数の等化関数は、受信信号のマルチパス遅延が許容可能なレベルを超える時受信信号のマルチパス遅延を低減することを目的とする。次に、受信通信装置は、各合成等化関数について、受信通信装置によって受信される信号中に含まれる少なくとも１つの副搬送波に対応する少なくとも１つのＳＮＲを決定する（１００３）ことによって複数のＳＮＲを生成する。次に、決定されたＳＮＲに基づいて、受信通信装置は複数の合成等化関数の中から合成等化関数を選択し（１００４）、論理フローが終了する（１００５）。次に、少なくとも１つの等化関数に基づいて受信信号を処理する図９のステップ（９１０）には、選択された合成等化関数に含まれる等化関数に基づいて受信信号を処理するステップが含まれる。
【００８２】
好適には、合成等化関数を選択するステップ（１００４）には以下のステップが含まれる。複数の合成等化関数各々に対応する最小ＳＮＲ（例えば、ＳＮＲ_{ｎ，ｍｉｎ}（ｇ_ｆｉ））が決定され、複数の最小ＳＮＲを生成する。複数の最小ＳＮＲの中の各最小ＳＮＲが他の最小ＳＮＴと比較され、複数の比較を生成する。その複数の比較に基づいて、最も大きい最小ＳＮＲが決定される。次に、決定された最も大きい最小ＳＮＲに対応する合成等化関数（例えば、ｇ_ｏｐｔ）が受信信号を処理する（９１０）ために選択される。
【００８３】
少なくとも１つのＳＮＲを決定するステップ（１００３）が複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について複数のＳＮＲを決定するステップを含み、複数のＳＮＲ各々が、受信通信装置によって受信される信号に含まれる複数の副搬送波の中の異なる副搬送波に対応する本発明のまた別の実施例では、合成等化関数を選択するステップ（１００４）は以下のステップを含んでもよい。複数の合成等化関数各々について各々決定されたＳＮＲがＳＮＲしきい値と比較される。しきい値との比較が不利である最も少ないＳＮＲ決定を生成する合成等化関数が、受信信号を処理する（９１０）ために選択される。
【００８４】
要するに、本発明は、複数の直交副搬送波を介したユーザ情報の伝送を含む直交変調方式を利用する通信システムにおける誤り低減の方法及び装置を提供する。誤り低減の第１の層は、伝送信号の歪みを発生しうる１つかそれ以上の副搬送波の抑圧を提供する。誤り低減の第２の層は、誤り検出の第１の層と共に使用してもしなくてもよいが、マルチパス遅延が許容可能なマルチパス遅延、好適には信号に付加されたサイクリック・プレフィックスの長さを超える時受信信号のマルチパス遅延を低減するため受信信号の等化を提供する。誤り低減の第１及び第２の層は副搬送波の直交性を保存する助けとなるが、この直交性は、受信信号からユーザ情報を正しく抽出するのにきわめて重要である。
【００８５】
本発明は特定の実施例を参照して特に示され説明されたが、当業者が理解するように、形態及び細部の様々な変更が本発明の精神及び範囲から離れることなくなされてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】
図１は、先行技術による典型的な通信装置のブロック図を示す図である。
【図２】
図２は、本発明の実施例による通信システムのブロック図を示す図である。
【図３】
図３は、本発明の実施例による通信装置のブロック図を示す図である。
【図４】
図４は、本発明の実施例による合成通信チャネルのブロック図を示す図である。
【図５】
図５は、本発明の別の実施例による通信システムのブロック図を示す図である。
【図６】
図６は、本発明の別の実施例による通信装置のブロック図を示す図である。
【図７】
図７は、本発明の別の実施例による合成通信チャネルのブロック図を示す図である。
【図８】
図８は、本発明の実施例による最適合成等化関数を決定する処理を示す表である。
【図９】
図９は、本発明の実施例により伝送信号の誤りを低減する通信システムによって行われるステップの論理フローチャートを示す図である。
【図１０】
図１０は、本発明の別の実施例により複数の等化関数を決定するため通信装置によって行われるステップの論理フローチャートを示す図である。

Claims (33)

1. 複数の通信装置と複数の直交副搬送波とを備える通信システムにおける誤り低減の方法であって、
   前記複数の通信装置の中の第１の通信装置によって、受信信号のマルチパス遅延を低減する等化関数を決定するステップと、
   前記複数の通信装置の中の第２の通信装置によって、副搬送波抑圧情報を受信するステップと、
   前記第２の通信装置によって、抑圧副搬送波と非抑圧副搬送波とを生成するために、前記の受信された副搬送波抑圧情報に基づいて複数の直交副搬送波の中の１つの直交副搬送波を抑圧するステップと、
   前記第２の通信装置によって、伝送信号を生成するために、少なくとも前記非抑圧副搬送波を含む信号を送信するステップと、
   前記第１の通信装置によって、受信信号を生成するために、前記伝送信号を受信するステップと、
   前記第１の通信装置によって、前記の決定された等化関数に基づいて前記受信信号を処理するステップと、
   を含む方法。
2. 前記第１の通信装置によって、複数の信号品質メトリックを生成するために、前記複数の直交副搬送波の中の各直交副搬送波について信号品質メトリックを決定するステップと、
   前記第１の通信装置によって、前記複数の信号品質メトリックに基づいて副搬送波抑圧情報を送信するステップと、をさらに含み、
   その際、前記第２の通信装置によって受信された前記副搬送波抑圧情報が、前記第１の通信装置によって送信された前記副搬送波抑圧情報を含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記決定された信号品質メトリックに基づいて前記複数の直交副搬送波の順序を決定するステップをさらに含み、副搬送波を抑圧する前記のステップが、少なくとも１つの抑圧副搬送波と少なくとも１つの非抑圧副搬送波とを生成するために、決定された前記の順序に基づいて前記複数の直交副搬送波の中の副搬送波を抑圧するステップをさらに含む、請求項２に記載の方法。
4. 比較を生成するために、少なくとも１つの決定された信号品質メトリックを信号品質メトリックしきい値と比較するステップをさらに含み、その際副搬送波を抑圧する前記ステップが、少なくとも１つの抑圧副搬送波と少なくとも１つの非抑圧副搬送波とを生成するために、比較順序に基づいて複数の情報を伝える副搬送波の中の１つの情報を伝える副搬送波を抑圧するステップを含む、請求項２に記載の方法。
5. 送信電力レベルを所定の電力レベルしきい値以下に低減するために抑圧する直交副搬送波の量を決定するステップをさらに含み、その際、直交副搬送波を抑圧する前記ステップが、少なくとも１つの抑圧副搬送波と少なくとも１つの非抑圧副搬送波とを生成するために、前記決定された量の直交副搬送波を抑圧するステップを含む、請求項１に記載の方法。
6. 等化関数を決定する前記ステップが、
   チャネル伝達関数を決定するステップと、
   望ましい合成通信チャネル伝達関数を決定するステップと、
   前記決定されたチャネル伝達関数と前記望ましい合成通信チャネル伝達関数とに基づいて等化関数を決定するステップであって、その際前記等化関数が、前記受信信号の前記マルチパス遅延が許容可能なマルチパス遅延を超える時前記受信信号の前記マルチパス遅延を低減する、等化関数を決定する前記ステップと、
   を含む、請求項１に記載の方法。
7. 推定チャネル伝達関数による前記等化関数の畳み込みが、前記許容可能なマルチパス遅延を含む望ましい合成通信チャネル伝達関数を生成する、請求項６に記載の方法。
8. 前記決定されたチャネル伝達関数が前記望ましい合成通信チャネル伝達関数の前記許容可能なマルチパス遅延より大きいマルチパス遅延を含み、その際前記等化関数が受信信号のマルチパス遅延を低減する、請求項６に記載の方法。
9. 前記第１の通信装置が複数のアンテナを備え、その際等化関数を決定する前記ステップが、前記複数の通信装置の中の第１の通信装置によって、前記伝送信号のマルチパス遅延を共に低減する複数の等化関数を決定するステップを含み、前記受信ステップが、前記第１の通信装置によって、複数の受信信号を生成するために、複数のアンテナの各アンテナを介して前記伝送信号を受信するステップを含み、前記処理ステップが、前記第１の通信装置によって、前記複数の決定された等化関数の中の１つの決定された等化関数に基づいて前記複数の受信信号の中の各受信信号を処理するステップを含む、請求項１に記載の方法。
10. 複数の等化関数を決定する前記ステップが、
    複数の合成等化関数を決定するステップであって、前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数が、前記伝送信号のマルチパス遅延を共に低減する複数の等化関数を含む、複数の合成等化関数を決定する前記ステップと、
    前記複数の合成等化関数の中から最適合成等化関数を決定するステップと、
    最適合成等化関数の前記決定に基づいて複数の等化関数を決定するステップと、
    を含む、請求項９に記載の方法。
11. 最適合成等化関数を決定する前記ステップが、
    前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について、決定された信号対雑音比（ＳＮＲ）を生成するために、前記第１の通信装置によって受信された信号の少なくとも１つの副搬送波について信号対雑音比（ＳＮＲ）を決定するステップと、
    前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について、前記決定されたＳＮＲの中から最小ＳＮＲを決定するステップと、
    決定された最大ＳＮＲを生成するために、前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について決定される前記最小ＳＮＲの中から最大ＳＮＲを決定するステップと、
    前記決定された最大ＳＮＲに対応する前記合成等化関数に基づいて最適合成等化関数を決定するステップと、
    を含む、請求項１０に記載の方法。
12. 複数の直交副搬送波を備える通信システムにおける誤り低減の方法であって、
    複数の信号品質メトリックを生成するために、前記複数の直交副搬送波の中の各直交副搬送波について１つの信号品質メトリックを決定するステップと、
    前記複数の信号品質メトリックの中の１つの信号品質メトリックに基づいて前記複数の直交副搬送波の中の１つの直交副搬送波を抑圧するステップと、
    を含む方法。
13. 直交副搬送波を抑圧する前記ステップが、
    前記複数の直交副搬送波の順序を決定するステップと、
    前記の決定された順序に基づいて前記複数の直交副搬送波の中の１つの直交副搬送波を抑圧するステップと、
    を含む、請求項１２に記載の方法。
14. 直交副搬送波を抑圧する前記ステップが、
    前記複数の信号品質メトリックの中の少なくとも１つの信号品質メトリックを信号品質メトリックしきい値と比較するステップと、
    前記の比較に基づいて前記複数の直交副搬送波の中の１つの直交副搬送波を抑圧するステップと、
    を含む、請求項１２に記載の方法。
15. 前記通信システムがさらに、ユーザ情報を送信する送信通信装置と、ユーザ情報を受信する受信通信装置とを含み、その際１つの信号品質メトリックを決定する前記ステップが前記受信通信装置によって実行され、かつその際副搬送波を抑圧する前記ステップが前記送信通信装置によって実行される、請求項１２に記載の方法。
16. 直交変調通信システムにおける誤り低減の方法であって、
    複数の直交副搬送波を含む受信信号のマルチパス遅延を低減できる等化関数を決定するステップと、
    計算された等化関数に基づいて前記受信信号の遅延を低減するステップと、
    を含む方法。
17. 等化関数を決定する前記ステップが、
    チャネル伝達関数を決定するステップと、
    望ましい合成通信チャネル伝達関数を決定するステップと、
    前記の決定されたチャネル伝達関数と前記望ましい合成通信チャネル伝達関数とに基づいており、かつ受信信号のマルチパス遅延を低減する等化関数を決定するステップと、
    を含む、請求項１６に記載の方法。
18. 前記推定されたチャネル伝達関数による前記等化関数の畳み込みが、許容可能なマルチパス遅延を含む望ましい合成通信チャネル伝達関数を生成する、請求項１７に記載の方法。
19. 前記決定されたチャネル伝達関数が、前記望ましい合成通信チャネル伝達関数の中の前記許容可能なマルチパス遅延より大きいマルチパス遅延を含む、請求項１９に記載の方法。
20. 等化関数を決定する前記ステップが、前記受信信号のマルチパス遅延を共に低減する、前記決定されたチャネル伝達関数と前記望ましい合成通信チャネル伝達関数とに基づく複数の等化関数を決定するステップを含む、請求項１７に記載の方法。
21. 複数の等化関数を決定する前記ステップが、
    複数の合成等化関数を決定するステップであって、その際前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数が、前記受信信号のマルチパス遅延を共に低減する複数の等化関数を含む、複数の合成等化関数を決定する前記ステップと、
    前記複数の合成等化関数の中から最適合成等化関数を決定するステップと、
    最適合成等化関数の前記決定に基づき複数の等化関数を決定するステップと、
    を含む、請求項２０に記載の方法。
22. 最適合成等化関数を決定する前記ステップが、
    前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について、決定された信号対雑音比（ＳＮＲ）を生成するため、直交周波数分割多重信号の少なくとも１つの副搬送波についてＳＮＲを決定するステップと、
    前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について、前記決定されたＳＮＲの中から最小ＳＮＲを決定するステップと、
    決定された最大ＳＮＲを生成するために、前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について決定された前記最小ＳＮＲの中から最大ＳＮＲを決定するステップと、
    前記決定された最大ＳＮＲに対応する前記合成等化関数に基づいて最適合成等化関数を決定するステップと、
    を含む、請求項２１に記載の方法。
23. 通信装置であって、
    複数の直交副搬送波を含む信号を受信する受信機と、
    前記受信機から前記複数の直交副搬送波を受信し、前記複数の直交副搬送波の中の各副搬送波について信号品質メトリックを決定し、前記決定された信号品質メトリックに基づいて副搬送波抑圧情報を決定する、前記受信機に結合された信号処理ユニットと、
    前記信号処理ユニットから前記副搬送波抑圧情報を受信し、前記受信された副搬送波抑圧情報を送信する、前記信号処理ユニットに結合される送信機と、
    を備える通信装置。
24. 前記副搬送波抑圧情報が前記決定された信号品質メトリックを含む、請求項２３に記載の通信装置。
25. 信号品質メトリックしきい値を格納する前記信号処理ユニットに関連するメモリをさらに備え、その際前記信号処理ユニットが、比較を生成するため、前記メモリから前記信号品質メトリックしきい値をさらに検索して少なくとも１つの決定された信号品質メトリックを前記信号品質メトリックしきい値と比較し、かつその際前記副搬送波抑圧情報が前記比較を含む、請求項２３に記載の通信装置。
26. ユーザ情報が複数の直交副搬送波上に変調される直交変調方式を備える通信システムにおける、通信装置であって、
    副搬送波抑圧情報を含む信号を受信する受信機であって、その際該副搬送波抑圧情報が、前記複数の直交副搬送波の中の各直交副搬送波について決定される複数の信号品質メトリックに基づく受信機と、
    前記副搬送波抑圧情報を受信し、抑圧直交副搬送波を生成するために該副搬送波抑圧情報に基づいて前記複数の直交副搬送波の中の少なくとも１つの直交副搬送波を抑圧し、データ源によって供給されるデータを受信し、変調非抑圧直交副搬送波を生成するために前記データを前記複数の直交副搬送波の中の非抑圧直交副搬送波に変調する、前記受信機に結合される信号処理ユニットと、
    前記変調非抑圧直交副搬送波を送信する、前記信号処理ユニットに結合された送信機と、
    を備える通信装置。
27. 前記信号処理ユニットが、前記少なくとも１つの直交副搬送波を抑圧する前に、前記複数の直交副搬送波の中の各直交副搬送波に前記データを変調する、請求項２６に記載の通信装置。
28. 通信チャネルがマルチパス遅延を伝送信号に導入する通信システムにおける、通信装置であって、
    複数の直交副搬送波を含む信号を受信する受信機と、
    前記通信チャネルに対応する伝達関数を決定し、決定された通信チャネル伝達関数に基づいており、前記マルチパス遅延が許容可能なマルチパス遅延を超える時前記マルチパス遅延を低減する等化関数を決定し、該決定された等化関数に基づいて前記信号を処理する、前記受信機に結合された信号処理ユニットと、
    を備える通信装置。
29. 前記信号処理ユニットによる等化関数の前記決定が、望ましい合成通信チャネル伝達関数を決定することと、前記通信チャネル伝達関数と前記望ましい合成通信チャネル伝達関数とに基づいて等化関数を決定することと、を含む、請求項２８に記載の通信装置。
30. 複数の直交副搬送波を含む前記信号が第１の信号を含み、前記受信機がさらに、複数の直交副搬送波を含む第２の信号を受信し、前記信号処理ユニットが前記第１の信号中に含まれる前記複数の直交副搬送波に基づいて副搬送波抑圧情報を決定してその決定された副搬送波抑圧情報を、前記信号処理ユニットに結合された送信機に伝え、該送信機が前記副搬送波抑圧情報を送信する、請求項２８に記載の通信装置。
31. 前記通信装置がさらに複数のアンテナを備え、前記受信機による信号の受信が複数の受信信号を生成するために前記複数のアンテナの各アンテナを介して伝送信号を受信することを含み、該伝送信号が複数の直交副搬送波を含み、前記信号処理ユニットによる等化関数の決定が少なくとも１つの通信チャネル伝達関数の決定に基づく複数の等化関数の決定を含み、前記複数の等化関数が共に、マルチパス遅延が許容可能なマルチパス遅延を超える時前記伝送信号の該マルチパス遅延を低減し、前記信号処理ユニットによる前記信号の処理が、前記複数の決定された等化関数の中の決定された等化関数に基づいて各受信信号を処理することを含む、請求項２８に記載の通信装置。
32. 複数の等化関数の前記決定が、複数の合成等化関数であって、該複数の合成等化関数の中の各合成等化関数が、前記伝送信号のマルチパス遅延を共に低減する複数の等化関数を含む前記複数の合成等化関数を決定することと、該複数の合成等化関数の中から最適合成等化関数を決定し、該最適合成等化関数の決定に基づく複数の等化関数を決定することと、
    を含む、請求項３１に記載の通信装置。
33. 最適合成等化関数の前記決定が、前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について、決定された信号対雑音比（ＳＮＲ）を生成するために前記通信装置によって受信される信号の少なくとも１つの副搬送波について信号対雑音（ＳＮＲ）を決定することと、前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について、前記決定されたＳＮＲの中から最小ＳＮＲを決定することと、決定された最大ＳＮＲを生成するために前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について決定された前記最小ＳＮＲの中から最大ＳＮＲを決定することと、その決定された最大ＳＮＲに対応する前記合成等化関数に基づいて最適合成等化関数を決定することと、
    を含む請求項３２に記載の通信装置。

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