JP2004523945A - 直交変調システムにおける誤り低減方法及び装置 - Google Patents
直交変調システムにおける誤り低減方法及び装置 Download PDFInfo
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Abstract
Description
(技術的分野)
本発明は一般に無線通信システムに関し、特に、無線通信システムにおける符号情報に対する直交変調方式の使用に関する。
【0002】
(発明の背景)
帯域幅の利用可能性が制限されていることは、無線通信システムの能力に対するきわめて重大な制約である。能力を向上させるため、情報を搬送波に変調し、その後変調信号を伝送する、直交周波数分割多重(OFDM)のような直交変調方式が開発された。
【0003】
OFDMは、通信セッションに割り当てられた周波数帯域幅を複数の狭い周波数サブバンドに分割する広帯域変調方式である。各サブバンドには無線周波(RF)副搬送波が含まれ、その際各副搬送波は、他のサブチャネル各々に含まれるRF副搬送波と数学的に直交している。この副搬送波の直交性のため、それらの個々のスペクトルは、他の搬送波との干渉(すなわち、搬送波間干渉)を発生せずに重なり合うことが可能となる。周波数帯域幅を複数の直交サブバンドに分割することによって、高いデータ転送速度と非常に効率的な帯域幅使用が可能な変調方式が得られる。
【0004】
典型的なOFDM通信システム100を図1に示す。OFDM通信システム100には、送信側260(ブロック102〜118)と受信側262(ブロック122〜136)とが含まれる。送信側260では、データ源102が、典型的にはビット・ストリームである、符号器104へのデータの供給源となる。符号器104は、典型的には順方向誤り訂正符号である、誤り訂正符号をビット・ストリームに適用し、その符号化ビット・ストリームをシンボルマッピング部106に伝える。シンボルマッピング部106は、ビット・ストリームをPビットのグループ(P組)に分け、次に各P組をM個の可能なシンボルの中の1つのシンボルにマッピングするが、この際M=2Pであり、各シンボルは、多次元変調方式における点の配置の中の一点として表される。典型的には、多重位相シフト・キーイング(MPSK)または多重直交振幅変調(MQAM)変調方式といった、二次元変調方式が使用される。
【0005】
シンボルマッピング部106は、シンボルストリームを、デマルチプレクサのようなシリアル・パラレル変換器(S/P)108に伝える。S/P108は、シンボルストリームをシリアルからパラレル形式に変換し、N個のパラレルシンボルの出力を、逆離散フーリエ変換(IDFT)または逆高速フーリエ変換(IFFT)ブロックといった直交変調器110に印加する。直交変調器110は、N個の副搬送波の各々をN個のシンボルの1つによって変調し、N個のパラレル変調副搬送波を生成するが、その際各副搬送波は他の全ての副搬送波に対して直交している。その後N個の変調副搬送波は直交変調器110によって、マルチプレクサのような、N個の変調副搬送波を合成して出力信号113を生成するパラレル・シリアル(P/S)変換器112に伝えられる。P/S変換器112は出力信号113をサイクリック・プレフィックス(C/P)加算器114に伝えるが、これはガード帯域間隔、またはサイクリック・プレフィックスを信号に付加して、出力信号115を生成する。その後信号115はアップコンバータ116に伝えられ、そこで信号115はベースバンド周波数から伝送周波数にアップコンバートされる。アップコンバートされた信号は、電力増幅器(PA)118に伝えられ、そこで信号は増幅され増幅信号はアンテナを介して送信される。
【0006】
通信システム100の受信側262は、送信側260に対して逆の機能を実行する。受信信号は、受信信号を増幅する低雑音増幅器(LNA)120に転送され、その後増幅された信号を伝送周波数からベースバンド周波数にダウンコンバートするダウンコンバータ122に転送される。ベースバンド信号は、信号に付加されたサイクリック・プレフィックスを除去するサイクリック・プレフィックス(C/P)除去器124に伝えられる。C/P除去器124は、サイクリック・プレフィックスのない信号をS/P変換器126に伝える。S/P変換器126はダウンコンバートした、プレフィックスのない信号をシリアルからパラレル形式に変換し、N個のパラレルな変調副搬送波を出力する。N個のパラレルな変調副搬送波は、直交変調器110で使用されたN個の直交関数に基づいて伝送情報を復調する、離散フーリエ変換(DFT)または高速フーリエ変換(FFT)といった直交復調器128に伝えられる。直交復調器128の出力には、N個の変調副搬送波に基づくN個のパラレルシンボルが含まれるが、その際N個のパラレルシンボルの中の各シンボルは、送信側260で使用された配置のM個の可能なシンボルから得られる。
【0007】
直交復調器128はN個のパラレルシンボルをP/S変換器130に伝える。P/S変換器132はシンボルをパラレルからシリアル形式に変換してシンボルストリームを生成し、そのシンボルストリームを逆シンボルマッピング部132に伝える。逆シンボルマッピング部132は、シンボルマッピング部108によって使用されたシンボル・マッピング方式に基づく各シンボルに対応するP組を再生することによってビット・ストリームを生成する。次に、逆シンボルマッピング部132は再生されたビット・ストリームを復号器134に伝える。復号器134は、符号器104によって適用された誤り訂正符号に基づいてビット・ストリームを復号し、復号されたビット・ストリームをデータ・シンク136に伝える。
【0008】
OFDMシステムの帯域幅効率性を得る鍵は副搬送波の直交性である。搬送波の直交性を維持するため、OFDMシステムは、時間長さtgのガード帯域間隔を各OFDMシンボルに付加する。典型的には、ガード帯域間隔は、OFDMシンボルの最後のTg秒のコピーであり、一般に「サイクリック・プレフィックス」と呼ばれる。すなわち、伝送OFDMシンボルは一般に、ガード帯域間隔TgとOFDMシンボル間隔Tsとの2つの間隔を含むと見ることができ、伝送シンボル全体の期間はTtotal=Tg+Tsである。ガード帯域間隔、またはサイクリック・プレフィックスを使用すると、情報の一部を繰り返すことで時間が消費されるため、スペクトル効率は低下する。従って、ガード帯域間隔の長さは制限されるべきである。しかし、符号間干渉(あるサブバンドで伝送される1つのシンボルが、同じサブバンドで伝送される次のシンボルと干渉すること)を除去するため、ガード帯域間隔は少なくとも、伝播環境によってシステムに導入されるマルチパス遅延またはフェージングと同じ長さがなければならない。
【0009】
無線通信システムでは、マルチパス遅延は非常に予測困難なことがある。この種のシステムでは、マルチパス遅延は偶発的な現象であり、無線通信システムで伝送信号に導入されるマルチパス遅延が前もって割り当てたサイクリック・プレフィックスの長さより短くない場合がある。OFDMシステムは最大遅延、すなわちTg用に設計されている。OFDMシステム中に過度のマルチパス遅延があると、副搬送波間の直交性が損なわれ、あるサブバンドで伝送される連続シンボル間の干渉が発生し、低減できずかつ許容できないほど高い誤り下限、すなわち非常に高い信号対雑音比の通信においても低減できない最小シンボル誤り率を生成する。
【0010】
従って、伝送信号の誤りを低減し、過度のマルチパス遅延という条件下でシンボル誤り率を許容可能なレベルに維持する方法及び装置の必要が存在している。
【0011】
(発明の概要)
本発明は、伝送信号中の誤りを低減し、過度のマルチパス遅延という条件下でシンボル誤り率を許容可能なレベルに維持する方法及び装置を提供することによって、上記の問題及び/または不都合の多くを克服する。本発明は特に、各々直交変調方式を利用する複数の通信装置を有する無線通信システムにおいて有用である。1つの実施例では、本発明には、複数の直交副搬送波を含む信号を受信する受信機を有する複数の通信装置の中の1つの通信装置が含まれる。受信機に結合される信号処理ユニットは、複数の直交副搬送波の中の各副搬送波について信号品質メトリックを決定し、決定された信号品質メトリックに基づいて副搬送波抑圧情報を決定する。その後、信号処理ユニットに結合される送信機は副搬送波抑圧情報を送信する。副搬送波抑圧情報は複数の通信装置の中の第2の通信装置によって使用され、第2の通信装置によって送信される信号に含まれる複数の直交副搬送波の中の1つかそれ以上の直交副搬送波が抑圧され、それによって抑圧された副搬送波によって伝送信号中に導入されうる信号歪みとスプラッタが低減される。
【0012】
通信チャネルがマルチパス遅延を伝送信号に導入する本発明の代替実施例では、本発明には、信号処理ユニットに結合される受信機を有する通信装置が含まれる。受信機は複数の直交副搬送波を含む信号を受信する。信号処理ユニットはその通信チャネルに対応する伝達関数を決定し、決定された通信チャネル伝達関数に基づく等化関数を決定し、決定された等化関数に基づいて信号を処理する。等化関数は、マルチパス遅延が許容可能なマルチパス遅延を超えた時マルチパスを低減し、それによって受信信号の誤りを低減する。
【0013】
本発明の別の代替実施例では、決定された等化関数に基づいて受信信号を処理することに加えて、通信装置はさらに、複数の直交副搬送波を含む別の第2の信号を受信し、その第2の信号に基づいて副搬送波抑圧情報を決定する。
【0014】
送信信号が複数の直交副搬送波を含む、本発明のまた別の代替実施例では、本発明は伝送信号の誤りを低減するために、副搬送波抑圧情報と等化関数の使用を結合する。複数の通信装置の中の第1の通信装置は副搬送波抑圧情報に基づいて複数の直交副搬送波の中の直交副搬送波を抑圧し、抑圧及び非抑圧副搬送波を含む伝送信号を生成する。第2の通信装置は伝送信号を受信し、受信信号のマルチパス遅延を低減する等化関数を決定し、決定された等化関数に基づいて受信信号を処理する。
【0015】
(発明の詳細な説明)
本発明を図2〜図10を参照してさらに完全に説明する。図2は、本発明の実施例による通信システム200のブロック図である。図示されるように、通信システム200には、送信側260と受信側262とが含まれる。通信システム200は、例えば、セルラ電話システムでもよく、そこでは送信側260はセルラ電話または他の種類の加入者無線ユニット内に具現され、受信側262は基地局または他の固定受信機器内に具現され、またはその逆である。またさらに、送信側260と受信側262はそれぞれ別個の加入者ユニット内に具現してもよく、またそれぞれ別個の基地局内に具現してもよい。もちろん、本発明は他の種類の通信システム、特に無線通信システムに有益に適用してよい。
【0016】
図3は、本発明の実施例による通信システム200内で動作することのできる通信装置300のブロック図である。通信装置300は、制限的ではないがセルラ電話または基地局といった、無線OFDM通信に参加できる任意の通信装置でよい。好適には、通信装置300は通信システム200の送信側260または受信側262の何れでも動作できる、すなわち送信通信装置にも受信通信装置にもなることができる。通信装置300には、受信機304及び送信機306の各々に結合されるアンテナ302が含まれる。受信機304及び送信機306はさらに信号処理ユニット308に結合され、その信号処理ユニット308はさらにデータ源310及びデータ・シンク312に結合される。好適には、送信機306はアップコンバータ216及び電力増幅器218を含み送信機256の機能を行い、受信機304は低雑音増幅器220及びダウンコンバータ222を含み受信機258の機能を行い、信号処理ユニット308は以下図2を参照して説明されるような各ブロック204〜214、224〜234、及び250〜254の機能を行うが、これらの機能は、送信通信装置または受信通信装置の何れか適切な方によって行われる。当業者に周知のように、本出願で説明される信号処理ユニット308の様々な機能は、プログラマブル論理アレイ(PLA)または特定用途向け集積回路(ASIC)といったハードウェア回路で実現すればよい。あるいは、当業者にさらに周知のように、ブロック204〜214、224〜234、及び250〜254の中の1つかそれ以上の機能は、関連メモリ中に格納された命令及びプログラムを実行するマイクロプロセッサまたはデジタル信号プロセッサ(DSP)といったプロセッサによって実行されるソフトウェアによって実現してもよい。
【0017】
通信装置300では、データ源310は、好適にはバイナリ形式のデータであるユーザ情報を信号処理ユニット308に提供するが、そのユーザ情報は、限定はされないが音声及び画像データを含むデジタル形式で表すことのできるほぼあらゆるものを含んでもよい。例えば、データ源310は、通信装置300のユーザから受信したアナログ・ユーザ情報をデジタル形式に変換するアナログ・デジタル変換器(A/D)でもよい。あるいは、データ源310は、信号処理ユニット308によって実行されるアプリケーションのような、信号処理ユニット308に含まれるものでもよい。同様に、データ・シンク312は、信号処理ユニット308から受信したデジタル情報を、それに続いて通信装置300のユーザに伝送するアナログ形式に変換するデジタル・アナログ変換器(D/A)でもよい。あるいは、データ・シンク312は、信号処理ユニット308によって実行され、装置300によって受信される情報の目指すところの宛先であるアプリケーションでもよい。
【0018】
送信側260では、データ源310のようなデータ源202は、好適にはバイナリ形式のデータであるユーザ情報を符号器204に提供する。符号器204は、好適には順方向誤り訂正符号(FEC)である誤り訂正符号をデータに適用する。好適には、符号器204は、ビタビ符号化アルゴリズムのような畳み込み符号の使用によってデータを符号化するが、代替案では、ブロック符号を使用してもよい。畳み込み符号及びブロック符号は当業技術分野で周知であるので、これ以上詳細には説明しない。使用される誤り訂正符号の種類は本発明にとって重要ではなく、当業者に周知のように、多くの種類の誤り訂正符号が本発明の精神及び範囲からはずれることなくデータに適用可能である。何れにせよ、符号器204の出力には、好適にはバイナリ・データ(ビット)形式で表される情報が含まれる。
【0019】
次に、符号器204によって出力されるビット・ストリームはシンボルマッピング部206に提供される。シンボルマッピング部206はビット・ストリームをPビットのグループ(P組)に分け、各P組を対応するシンボルにマッピングしてシンボルストリームを生成する。このために、M個のありうるシンボルを含む信号配置は、好適には複素数二次元(I,Q)空間である、多次元空間内で規定される。各シンボルはその二次元空間内のある点からなり、その点を2つの基準化基底ベクトルのベクトル和と考えてもよい。ある特定の点を規定するために使用される2つの基底ベクトルのそれぞれの振幅を、その点の二次元座標と考えてもよい。望ましいマッピングを達成するため、シンボルマッピング部206は符号器204によって出力されるバイナリ値(ビット)を組み合わせてP組にする。次に、各P組を使用して、M=2Pである、M個のありうるシンボルの中のあるシンボルを選択する。1つの実施例では、BPSKまたはQPSKといった、MPSK変調方式を各P組に適用するが、当業者が認識するように、他のMPSK方式または多重直交振幅変調(MQAM)といった、多くの種類の多次元シンボルマッピング方式が存在し、それらも本発明の精神及び範囲からはずれることなく使用可能である。
【0020】
通信システム200は、送信側260のインタリーブ・ブロックと、受信側262の対応する逆インタリーブ・ブロックを含んでもよく、バースト性チャネルの誤り発生の影響を最小にするため、シンボルマッピング部206によって生成されるシンボルをインタリーブする。本発明の1つの実施例では、ブロック・インタリーブを使用してもよく、その場合シンボルストリームは二次元行列の行に読み込まれ、列方向に読み出されるので、その結果シンボルストリーム中の任意の2つの隣接するシンボルが分離される。伝送シンボルが逆インタリーブ・ブロックによって受信されてデインタリーブされると、チャネルによって導入されたどのような誤りバーストも解体されるので、誤りの影響が低減され、その誤りを訂正する順方向誤り訂正符号の能力が増大する。
【0021】
シンボルマッピング部206はシンボルストリームをS/P変換器208に伝える。本発明の1つの実施例では、S/P変換器208はシンボルストリームをシリアルからパラレル形式に変換し、N個のパラレルシンボルを生成するが、その際Nは、ある通信セッションに割り当てられた周波数帯域幅に含まれる副搬送波の数である。次にS/P変換器208はN個のパラレルシンボルを直交変調器210に印加する。また、直交変調器210によって変調される副搬送波がN個より少ない場合、S/P変換器208は直交変調器によって変調される副搬送波の数に対応した数のパラレルシンボルを生成する。
【0022】
直交変調器210は、N個のパラレルシンボルの中のあるシンボルによってN個の直交副搬送波の中の各副搬送波を変調するが、その際各副搬送波は周波数帯域内に含まれるあるサブバンドに対応する。複数の直交副搬送波Φn(t),n=0,1,...,N−1は、Wが利用可能な周波数帯域幅でありW/Nが副搬送波間の周波数間隔を表す時t∈[0,Ttotal]に対してej2 π (W/N)ntという形式の正弦曲線または複素数指数関数と考えてもよい。全体を通じて使用される場合、直交関数は線形独立の関数の集合(すなわち、個々の関数は互いに依存しない)を形成する。別の言い方をすれば、直交性とは関数のそれぞれの対の相互相関がある所定の時間間隔にわたってゼロである場合に得られる。
【0023】
OFDMシステムで周知のように、直交変調器210の機能は、逆高速フーリエ変換(IFFT)また代替的には逆離散フーリエ変換(IDFT)によって実現してもよい。N個のパラレルシンボルがIFFTへの入力として提供され、IFFTは、N個のパラレル副搬送波Φnを出力するが、その際N個のパラレル副搬送波の中の各副搬送波はN個のパラレル入力シンボルの中の対応する入力シンボルによって変調される。次に、IFFT出力を構成する変調副搬送波は副搬送波抑圧ブロック250に伝えられる。副搬送波抑圧情報によって指示されると、以下より詳細に説明されるように、副搬送波抑圧ブロック250は1つかそれ以上の副搬送波を抑圧し、抑圧副搬送波と非抑圧副搬送波の両方か、また代替的には、非抑圧副搬送波だけをパラレル・シリアル(P/S)変換器212に伝える。
【0024】
本発明の別の実施例では、副搬送波抑圧ブロック250は直交変調器210に含まれてもよい。直交変調器210に含まれる場合、副搬送波抑圧ブロック250は、N個の副搬送波が直交変調器210によってシンボルで変調される前に、1つかそれ以上の副搬送波、すなわちNs個の副搬送波を抑圧する。次に、入力シンボルが残りの非抑圧副搬送波、すなわち、Nns=N−NsであるNns個の副搬送波の上に変調される。この実施例では、S/P変換器208はシンボルストリームをシリアルからパラレル形式に変換してNns個のパラレルシンボルを生成し、次にそのNns個のパラレルシンボルを直交変調器210に印加する。直交変調器210は、Nns個の非抑圧直交副搬送波の中の各副搬送波をNns個のパラレルシンボルの中のあるシンボルによって変調し、Ns個の非変調抑圧副搬送波とNns個の変調非抑圧副搬送波か、また代替的には、Nns個の非抑圧副搬送波だけをP/S変換器212に伝える。
【0025】
本発明では、副搬送波抑圧ブロック250は誤り低減の第1の層を提供し、1つかそれ以上の副搬送波を抑圧することによって、予測できない伝播環境中のマルチパス・フェージングの結果として生じる誤り率を低減する。例えば、副搬送波を抑圧して、送信通信装置から受信通信装置への伝送中の副搬送波の過度の信号歪みと、近くの副搬送波の周波数への潜在的な電力の結合との結果として生じる受信OFDM信号の処理中の誤りを低減する。本発明では、受信通信装置の副搬送波測定ブロック252は、受信OFDM信号に含まれる各副搬送波に関する、信号電力測定値、信号対雑音比(SNR)、またはビット誤り率(BER)といった信号品質メトリックを決定する。OFDM信号はユーザ情報を伝える信号でもよく、また代替的には、それぞれシステムのトレーニング、同期、または制御のために伝送されるトレーニング信号、パイロット信号、または制御信号でもよい。次に、受信通信装置の副搬送波測定ブロック252は、決定された信号品質メトリックに基づいて、副搬送波抑圧情報を決定する。受信通信装置は決定された副搬送波抑圧情報を送信機256を介して送信通信装置に伝える。送信通信装置の副搬送波抑圧ブロック250は、受信機258を介して副搬送波抑圧情報を受信し、受信された副搬送波抑圧情報によって指示されると、次の伝送について1つかそれ以上の副搬送波を抑圧する。
【0026】
本発明の1つの実施例では、対応する信号品質メトリックが信号品質メトリックしきい値と比較して劣っている副搬送波を抑圧する。この比較は、送信通信装置からOFDM伝送を受信する受信通信装置によって行われる。OFDM伝送を受信すると、受信通信装置の副搬送波測定ブロック252は各副搬送波について信号品質メトリックを決定する。例えば、信号品質メトリックは各副搬送波についての信号電力測定値でもよく、また各副搬送波についての信号対雑音比(SNR)でもよい。次に、副搬送波測定ブロック252は、決定された各信号品質メトリックを、受信通信装置の信号処理ユニット308に関連するメモリ中に格納された、最小許容SNRまたは最小許容副搬送波信号電力といった、信号品質メトリックしきい値と比較する。次に、受信通信装置は、この比較に基づく副搬送波抑圧情報を送信通信装置に伝える。また、副搬送波抑圧情報は決定された信号品質メトリックを備えてもよく、各信号品質メトリックと信号品質メトリックしきい値との比較は送信通信装置によって行ってもよい。信号品質メトリックと信号品質メトリックしきい値との比較が、決定されたSNRがSNRしきい値より低い、及び決定された信号電力レベルが信号電力レベルしきい値より低いといった許容できない結果を生じた場合、送信通信装置の副搬送波抑圧ブロック250は、受信送信装置への次の伝送で対応する副搬送波を抑圧する。好適には、副搬送波抑圧ブロック250は、副搬送波をゼロという係数で変調することによってその副搬送波を抑圧するが、当業者が認識するように、副搬送波の低下または阻止といった、副搬送波を抑圧する他の手段が存在する。副搬送波をゼロという係数で変調する結果、送信通信装置によって送信される副搬送波の周波数スペクトル中、その副搬送波の周波数はゼロになる。
【0027】
本発明の別の実施例では、受信通信装置の副搬送波測定ブロック252は、各副搬送波について信号品質メトリックを決定し、決定された信号品質メトリックに基づいて副搬送波を階層的に順序付けする。次に、副搬送波抑圧情報には副搬送波の順序が含まれるか、また代替的には、順序付けに基づく所定の数の最悪動作副搬送波に関する情報が含まれ、これらは送信通信装置に伝えられる。その代りに、副搬送波抑圧情報は決定された信号品質メトリックを含んでもよく、階層的順序付けは送信通信装置の副搬送波抑圧ブロック250によって行われてもよい。次に、送信通信装置の副搬送波抑圧ブロック250は、受信通信装置への次の伝送で最悪信号品質メトリックを有する所定の数の副搬送波を各々抑圧する。
【0028】
本発明のまた別の実施例では、通信システム200は、受信信号のピーク対平均電力比がピーク対平均電力比しきい値を超える時1つかそれ以上の副搬送波を抑圧してもよい。この実施例では、送信通信装置は、好適にはトレーニング信号または制御信号であるOFDM信号を受信通信装置に伝送する。次に、受信通信装置の副搬送波測定ブロック252は、受信信号についてピーク対平均電力比を決定し、決定されたピーク対平均電力比をピーク対平均電力比しきい値と比較する。ピーク対平均電力比がピーク対平均電力比しきい値を超える場合、受信通信装置の信号処理ユニット308は、ピーク対平均電力比をしきい値以下に低減するため抑圧される副搬送波の量を決定する。受信通信装置は、決定された量を含む副搬送波抑圧情報を送信通信装置に伝送し、送信通信装置の副搬送波抑圧ブロック250は、受信通信装置への次の伝送で決定された量の副搬送波を抑圧する。その代りに、ピーク対平均電力比とピーク対平均電力比しきい値の比較、ピーク対平均電力比をしきい値以下に低減するため抑圧される副搬送波の量の決定、またはその比較及び決定の両方は、送信通信装置の信号処理ユニット308によって行ってもよい。
【0029】
当業者が認識するように、ピーク対平均電力比の比較に基づいて抑圧する副搬送波を決定する多くの方法が存在する。1つの実施例では、受信通信装置の副搬送波測定ブロック252も、上記で説明されたように、各副搬送波について信号品質メトリックを決定し、送信通信装置の副搬送波抑圧ブロック250は、最も好ましくない信号品質メトリックを有する副搬送波を抑圧する。別の実施例では、副搬送波抑圧ブロック250は、決定された量の副搬送波を抑圧するまで所定の順序で副搬送波を抑圧する。また別の実施例では、シュミット(Schmidt)及びカンマイヤー(Kammeyer)が1998年フィレンツェにおけるICUPC会議での発表「適応副搬送波選択(“Adaptive Subcarrier Selection”)」の中で提案したように、抑圧される副搬送波量の決定は、決定されたピーク対平均電力比とピーク対平均電力比しきい値の間の差が大きければ大きいほど(前者が後者より大きい場合)、抑圧される副搬送波の量も大きくなるようなスライディングスケールといった副搬送波低減関数に基づく。副搬送波低減関数を単一のトレーニングまたは制御信号に適用して抑圧すべき副搬送波の総量を決定してもよく、また、副搬送波低減関数を反復処理中の複数のトレーニングまたは制御信号の各々に適用してもよく、その場合、送信通信装置は第2、第3、等のトレーニングまたは制御信号を送信し、その際決定されるピーク対平均電力比がピーク対平均電力比しきい値以下になるまで抑圧副搬送波の量がその後続の各伝送について調整される。また別の実施例では、副搬送波低減関数を適用する代わりに、反復処理は、決定されたピーク対平均電力比がピーク対平均電力比しきい値以下になるまで各反復で所定の量の副搬送波を抑圧することを含んでもよい。
【0030】
好適にはマルチプレクサである、P/S変換器212は、副搬送波抑圧ブロック250か、また代替的には直交変調器210から受信した副搬送波をパラレル形式からシリアル形式に変換し、出力信号213を生成する。P/S変換器212は、出力信号213を、サイクリック・プレフィックス(C/P)加算器214に伝え、そこでガード帯域間隔、またはサイクリック・プレフィックスが信号213に付加され、出力信号215を生成する。典型的には、サイクリック・プレフィックスの付加は、各OFDMシンボルの最後のTg秒をプレフィックスとしてそのOFDMシンボル自体に付加することを含む。好適には、Tgは16タップの事前割り当てされた長さ、すなわち0.8μsであるが、当業者が認識するように、設計者は、サイクリック・プレフィックスを長くすることによって保護が大きくなることと、長いプレフィックスの非能率とを比較検討するので、事前割り当てされるサイクリック・プレフィックスの長さはシステムの設計者次第である。サイクリック・プレフィックスの長さを選択する際にシステム設計者によって考慮される他の要因としては、既存の技術的標準または市場及び、個別の屋内及び屋外システムを設計する際の構成部品の再使用がある。サイクリック・プレフィックスの長さは、ある直交副搬送波で連続的に伝送されるシンボル間でマルチパス遅延が符号間干渉(ISI)を発生する前に通信システム200が経験しうる最大マルチパス遅延を構成する。しかし、当業者が認識するように、システム200のようなシステムは限られた量の符号間干渉は許容することがあるので、サイクリック・プレフィックスの長さを超えるマルチパス遅延を許容することもある。
【0031】
C/P加算器214は出力信号215をアップコンバータ216に伝えそこで信号215はベースバンド周波数から伝送周波数にアップコンバートされる。アップコンバートされた信号は電力増幅器(PA)218に伝えられ、そこで信号は増幅され、増幅された信号はアンテナを介して送信される。
【0032】
通信システム200の受信側262では、アンテナは伝送信号を受信する。伝送信号は、受信信号を増幅する低雑音増幅器(LNA)220に転送され、その後、受信増幅信号を伝送周波数からベースバンド周波数にダウンコンバートするダウンコンバータ222に転送する。ダウンコンバータ222はダウンコンバートした信号を等化器254に伝える。
【0033】
通信チャネル240のインパルス応答がサイクリック・プレフィックスの長さより小さいことがわかっている不変の伝播環境を有する通信チャネル240を含む通信システムでは、サイクリック・プレフィックスを付加することでOFDMシンボルの直交性が基本的に保証される。しかし、無線伝播環境のような予測できない伝播環境を有する通信システムでは、マルチパス・フェージングがサイクリック・プレフィックスの長さを越え、副搬送波の直交性の損失を発生することがある。本発明では、過度のマルチパス遅延、すなわち、伝播環境と、等化器の前の通信装置の受信側262によって受信信号に導入される、サイクリック・プレフィックスの長さといった許容できるマルチパス遅延を超える遅延に対する補償を提供することによって、誤り低減の第2の層を提供する。
【0034】
図4は、等化器254と、等化器の前の通信チャネル402とを含む合成通信チャネル400のブロック図であり、ここでg(k)とh(k)はそれぞれ等化器と通信チャネルとに対応する単位パルス応答である。通信チャネル402には通信チャネル240が含まれ、さらに等化器254の前の受信通信装置の受信側262(すなわち、受信アンテナ、LNA220、及びダウンコンバータ222)が含まれる。等化器254のタスクは、伝播環境(すなわち、通信チャネル402)のマルチパス遅延にかかわらず、受信通信装置への通信チャネルのマルチパス遅延が許容可能となる、合成通信チャネル400、すなわちh(k)*g(k)(h(k)のg(k)による畳み込み)を生成することである。許容可能なマルチパス遅延とは、許容可能なレベルの符号間干渉を生成する遅延である。好適には、合成通信チャネル400は、最大で、サイクリック・プレフィックスの長さ(すなわち16タップであるが、各タップは信号のサンプリングに対応するので、サンプリング・レートが20MHzの場合、16タップは0.8μsの遅延に相当する)のマルチパス遅延を有する通信チャネルであるが、代替案では、合成通信チャネル400の設計は、どんな許容可能なマルチパス遅延に適応するものでもよい。
【0035】
【外1】
【数1】
【0036】
好適には、等化器254(すなわち、G(z))は、受信通信装置の信号処理ユニット308によって以下のように決定される。フィルタH(z)は自己回帰移動平均(ARMA)フィルタH(z)=B(z)/A(z)によって近似してもよいが、その場合A(z)とB(z)はどちらも1に等しくない。明らかなように、B(z)が16(合成通信チャネルに対する要求)を越えない数のタップを使用して実現される場合、H(z)・A(z)=B(z)であり、B(z)は合成通信チャネルのz変換表示であるので、A(z)は通信チャネル402のための望ましい等化器254、すなわちH(z)である。
【0037】
信号処理ユニット308が、既知のパイロットまたはトレーニング信号の受信に基づいてチャネル伝達関数H(z)を決定できる多くの方法が当業技術分野で周知である。例えば、チャネル伝達関数を推定する簡単な方法は、送信通信装置が、受信通信装置に既知のOFDMシンボルを送信することを含む。そのシンボルを受信すると、受信通信装置は、受信信号の周波数応答を既知のOFDMシンボルの周波数応答で除算することによってチャネル伝達関数を推定する。チャネル伝達関数を決定する別の例は、アメリカ合衆国商務省、電気通信情報局、電気通信科学研究所(ITS)(Institute of Telecommunications Sciences(ITS),National Telecommunications and Information Administration,U.S.Department of Commerce)によって提案されている。送信通信装置は、無線周波(RF)搬送波を、受信通信装置にとって既知の疑似雑音(PN)符号によって変調し、バイナリ位相シフト・キーイング(BPSK)信号を生成する。受信通信装置の信号処理ユニット308は受信信号をダウンコンバートして、ベースバンド同相及び直角位相信号を生成する。次に、信号処理ユニット308はその同相及び直角位相信号をサンプリングし、サンプリングされた信号を既知のPN符号と相関をとり、チャネルの単位パルス応答とチャネル伝達関数を決定する。
【0038】
チャネル伝達関数を決定するまた別の例は、ケネス・ウェリング(Kenneth Welling)によって、修士論文「狭帯域航空遠隔測定チャネル上の符号化直交周波数分割多重(“Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing on the Narrowband Aeronautical Telemetry Channel”)」、ブリガム・ヤング大学(Brigham Young University),電気・コンピュータ工学部(Department of Electrical and Computer Engineering)、1999年11月で説明されている。通信チャネルの2波モデルは、見通し経路と単一の反射経路とを想定し、インパルス応答h(t)=δ(t)−Γej γδ(t−τ)を有する。ここで、Γ、γ、及びτがそれぞれ、見通し経路に対する反射経路の減衰、位相、及び遅延である。このインパルス応答のフーリエ変換表示はH(f)=1+Γe−j(2 π f τ − γ )である。3波モデルは、見通し経路と、単一の強い反射経路と、第2の弱い反射経路とを想定し、インパルス応答h(t)=δ(t)−Γ1ej γ (1)δ(t−τ1)−Γ2ej γ (2)δ(t−τ2)を有する。ここでΓ1、γ(1)、及びτ1(またはτ(1))がそれぞれ、見通し経路に対する強い反射経路の減衰、位相、及び遅延であり、Γ2、γ(2)、及びτ2(またはτ(2))がそれぞれ、見通し経路に対する弱い反射経路の減衰、位相、及び遅延である。このインパルス応答のフーリエ変換表示は、H(f)=1+Γ1e−j(2 π f τ (1)− γ (1))+Γ2e−j(2 π f τ (2)− γ (2))である。パラメータΓ、γ、τ、Γ1、γ(1)、τ1、Γ2、γ(2)及びτ2は各々、通信チャネルを介して、受信通信装置にとって既知の所定の長さのバイポーラNRZ PNシーケンスによって変調されたRF搬送波を伝送することによって実験的に決定できる。受信通信装置の信号処理ユニット308は、受信信号をダウンコンバートし、ダウンコンバートされた受信信号と既知のPNシーケンスとの間の相互相関を計算し、かつその相互相関に基づいて、パラメータを決定できる。当業者が認識するように、上記のインパルス応答またはインパルス応答のフーリエ変換表示は何れも、チャネル伝達関数のFIR表示に容易に変換できる。
【0039】
H(z)が決定されると、B(z)が16を越えない数のタップを有する時H(z)・A(z)=B(z)であるようなA(z)が決定される。A(z)を決定する多くの方法が当業技術分野で周知である。例えば、トマス W.パークス(Thomas W.Parks)及びC.S.バーラス(C.S.Burrus)が教科書「デジタル・フィルタ設計(Digital Filter Design)」、ニューヨーク、ジョン・ワイリー・アンド・サンズ(John Wiley & Sons)、1987年、226〜228ページ、ISBN0471828963で提案し、また、ピーター・メルサ(Peter Melsa)、リチャード・ヨーンス(Richard Younce)、及びチャールズ・ロールス(Charles Rohrs)が論文「離散的多周波送受信機用インパルス応答短縮(“Impulse Response Shortening for Discrete Multitone Transceivers”)、米国電気電子学会通信会報(IEEE Transactions on Communications)、第44巻、第12号、1996年12月で提案しているように、
A(z)=1+a1z−1+A2z−2+…+ANdz−Nd,かつ
B(z)=b0+b1z−1+…+b16z−16
とする。すると、数式B(z)=H(z)・A(z)は次式のような行列形式で書くことができるが、
【数2】
ここで、Nd(上記の‘N’とは無関係)は、望ましい等化器A(z)に対応するベクトルaの長さであり、bは長さNdのベクトルであるが、ベクトルbの各行17〜Ndの値はゼロであるので、望ましい合成通信チャネルに対する要求を満たしている。‘Ne’はベクトルbに挿入されるゼロの数であり、すなわち、Ne=Nd−16であり、ここで、‘16’はタップの好適な最大数、または遅延に対応する。好適には、Ndは通信システム200の伝送信号が経験しうる最長マルチパス遅延とほぼ同じ長さであり、実験的検討によって決定される。本発明では、実験的検討が示したところによれば、Ndの許容可能なレベルは25である。あるいはまた、実験的検討がさらに示したところによれば、Neの値が24程度の場合も良好な動作を提供する。
【0040】
ベクトルaを計算するため、行列H1及びH2とベクトルzとが決定される。行列H1は、行列Hの行1〜16からなる(すなわち、H1は、次元‘16×Nd’の行列である)。行列H2は、行列Hの各行17〜‘Ne+16’の列2〜Ndからなる(すなわち、H2は次元‘Ne×(Nd−1)’の行列である)。ベクトルzは、行列Hの各行17〜‘Ne+16’の第1の列からなる(すなわち、zは次元‘Ne×1’のベクトルである)。次に、H2の疑似逆行列、すなわちH2 #が、H2に基づいて決定される。疑似逆行列の計算方法は線形代数の技術分野で周知なので、本出願では詳細に説明しない。
【0041】
次に、ベクトルa、すなわち、ベクトルa*=[a(1) a(2)…a(Nd)]が行列H2 #とベクトルZに基づいて決定でき、ここで、a1 a2…aNdの各々が数式a=−(H2 #)zに基づいて決定される。次に、等化器254、すなわちg(k)は、次式のように提供されるタップを実現することによって実現されるベクトルgによって表すことができる。
【数3】
【0042】
等化器gを実現したことの結果は、信号のマルチパス遅延が許容可能なマルチパス遅延の長さ、好適には信号に付加されるサイクリック・プレフィックス(すなわち、サイクリック・プレフィックス、Tg)の長さを超える場合、チャネルで伝送される信号のマルチパス遅延を低減する合成通信チャネルh(k)*g(k)が生成されることである。好適には、過度のマルチパス遅延は等化器254によってサイクリック・プレフィックスの長さまで低減されるが、代替案では、低減は等化器254が有限の長さでしかないためいくらか小さくなることもある。導入された遅延が過度である時、伝送信号に導入されたマルチパス遅延を低減することによって、本発明は、符号間干渉(ISI)のレベルを低減し、それによってビット誤り率を低減し、副搬送波の直交性を保護する。
【0043】
当業者が認識するように、本発明で説明される等化の方法は、16タップ以外の長さの許容可能な遅延やサイクリック・プレフィックスに対して設計された通信システムにも同様に適用される。このシステムの設計者は、等化器254の上記の説明中の‘16’という数を、設計者が適切と思うマルチパス遅延による符号間干渉からの保護のレベルに対応するタップの任意の数によって置き換えてもよい。本発明の上記の説明における‘16’タップ、または0.8μsの使用は、単に典型的なOFDMシステムによって本発明の原理を例示する意味しかなく、決して本発明を制限することを意図するものではない。
【0044】
次に、等化器254によって生成された信号はサイクリック・プレフィックス(C/P)除去器224に伝えられ、そこで、C/P加算器214によって付加されたサイクリック・プレフィックスが除去される。C/P除去器224はサイクリック・プレフィックスのない信号をS/P変換器226に伝える。S/P変換器226はサイクリック・プレフィックスのない信号をシリアル形式からパラレル形式に変換し、複数のパラレル変調副搬送波を出力する。次に、複数のパラレル変調副搬送波は、直交変調器210で使用された複数の直交関数に基づいて伝送情報を復調する、離散フーリエ変換(DFT)または高速フーリエ変換(FFT)といった直交復調器228に転送される。直交復調器228の出力には、複数の変調副搬送波に基づく複数のパラレルシンボルが含まれ、複数のパラレルシンボルの各シンボルは、送信側260で使用された配置のM個の可能なシンボルから取り出される。
【0045】
直交復調器228は複数のパラレルシンボルをP/S変換器232に伝える。P/S変換器232はシンボルをパラレル形式からシリアル形式に変換してシンボルストリームを生成し、そのシンボルストリームを逆シンボルマッピング部232に伝える。逆シンボルマッピング部232は入力として信号配置からある所定のシンボルを受け取り、それを復号器234への入力に適したlog2(M)バイナリ値、またはビットのグループに変換する。次に、逆シンボルマッピング部232によって生成されたビットは復号器234に伝えられる。復号器234は、誤り訂正符号に基づいてビット・ストリームを順番に復号し、受信データをデータ・シンク312のような適切なデータ・シンク236に提供するが、この受信データは最適には誤りがない。復号器236によって行われる動作は符号器204の逆の動作であり、使用される特定の種類の符号化に依存する。例えば、ビタビ符号化アルゴリズムが使用される場合、本発明は好適にはビタビ復号器を取り入れる。同様に、ブロック符号が使用される場合、ブロック復号器が利用される。
【0046】
一般に、本発明は、直交多重搬送波変調方式を利用する通信システムで誤りを低減する方法及び装置を提供し、その際ユーザ情報は、複数の直交副搬送波を介して送信通信装置から受信通信装置に伝送される。本発明は、伝送信号の歪みを発生しうる1つかそれ以上の副搬送波の抑圧を提供することによって誤り低減の第1の層を提供する。1つの実施例では、各副搬送波について信号品質メトリックが決定されて複数の信号品質メトリックを生成し、その複数の信号品質メトリックの中の各信号品質メトリックが信号品質メトリックしきい値と比較される。しきい値との比較が不利である信号品質メトリックは望ましくない副搬送波に対応し、望ましくない副搬送波は次に伝送される信号に関して抑圧される。本発明の別の実施例によれば、副搬送波は対応する信号品質メトリックに基づいて順序付けされ、最悪の信号品質メトリックを有する所定の数の副搬送波が次に伝送される信号に関して抑圧される。本発明のまた別の実施例では、伝送信号の信号電力を使用して、信号電力を許容可能なレベル、好適には受信通信装置増幅器を過励振しないレベルに低減するために抑圧する必要のある副搬送波の量を決定する。次に、決定された量の副搬送波が、次に伝送される信号に関して抑圧される。
【0047】
本発明はさらに、受信信号を等化することによって、誤り訂正の第2の層を提供するが、これは誤り検出の第1の層と共に使用してもしなくてもよい。無線通信システムでは、伝播環境の不規則性によって、OFDMシステムにおけるサイクリック・プレフィックスの長さといった、通信システムが許容できるように設計された最大マルチパス遅延を超えるマルチパス遅延が発生することがある。過度のマルチパス遅延によって符号間干渉が発生し、その結果許容できない高い誤り下限が生成することがある。本発明は、受信信号の過度のマルチパス遅延を許容可能な遅延レベルに低減する等化器を提供する。
【0048】
図5は、本発明の別の実施例である「複数アンテナ」実施例による通信システム500のブロック図である。複数アンテナ実施例では、通信システム500の送信側560には少なくとも1つのアンテナが含まれ、通信システム500の受信側562には複数のアンテナ564、565(2つを図示する)が含まれる。受信側562に複数のアンテナ564、565を含み、各アンテナに関連する独立した等化器554、555を提供することによって、単一の受信アンテナで達成可能なレベルを超えて符号間干渉が低減される。
【0049】
送信側560の1つのアンテナと、受信側562の2つのアンテナとを含む通信システム500が図示されるが、当業者が認識するように、通信システム500は送信側560、または送信通信装置に1つまたは複数のアンテナを有してもよく、受信側562、または受信通信装置に任意の数のアンテナを有してもよく、以下で提供される説明は任意のそのような通信システムまたは通信装置に拡張してもよい。
【0050】
図6は、通信システム500で動作できる通信装置600のブロック図である。通信装置600は、制限的ではないがセルラ電話または基地局といった、無線OFDM通信を行うことのできる任意の通信装置でよい。好適には、通信装置600は、通信システム500の送信側560または受信側562の何れでも動作できる、すなわち送信通信装置にも受信通信装置にもなることができる。通信装置600には、各々それぞれの受信機606、608(2つを図示する)と送信機610とに結合された複数のアンテナ602、604(2つを図示する)が含まれる。各受信機606、608及び送信機610はさらに信号処理ユニット612に結合され、その信号処理ユニット612はさらにデータ源614とデータ・シンク616の各々に結合される。送信機610は好適にはアップコンバータ516及び電力増幅器518を含み送信機556の機能を行う。受信機606及び608は各々好適には複数の低雑音増幅器520、521のなかの1つと複数のダウンコンバータ522、523のなかの1つを含み、共に好適には受信機558の機能を行う。信号処理ユニット612は好適には以下図5に関連して説明されるような各ブロック504〜514、524〜534、550〜555、及び558の機能を行うが、これらの機能は、送信通信装置または受信通信装置の何れか適当な方によって行われる。信号処理ユニット308と同様に、本出願で説明される信号処理ユニット612の様々な機能は、ハードウェア、ソフトウェア、またはハードウェア及びソフトウェアの組み合わせによって実現すればよい。
【0051】
通信システム500の送信側560の動作は通信システム200の送信側260の動作と同様である。符号器504は、好適にはバイナリ形式のユーザ情報をデータ源614のようなデータ源502から受信する。符号器504は誤り訂正符号をユーザ情報に適用し、ビット・ストリームを出力する。そのビット・ストリームは符号器504に結合されたシンボルマッピング部506に転送される。シンボルマッピング部506はビット・ストリームをビットの複数のグループに分け、ビットの各グループを対応するシンボルにマッピングしてシンボルストリームを生成する。次に、シンボルマッピング部506はシンボルストリームを、シンボルマッピング部に結合されたS/P変換器508に転送する。S/P変換器508はシンボルストリームをシリアル形式からパラレル形式に変換し、N個のパラレルシンボルを生成するが、ここでNは通信セッションに割り当てられた周波数帯域幅に含まれる副搬送波の数である。あるいはまた、直交変調器210によって変調される副搬送波の数がN個より少ない場合、S/P変換器208は、直交変調器によって変調される副搬送波の量に対応した数のパラレルシンボルを生成する。次にS/P変換器508はN個のパラレルシンボルをS/P変換器に結合された直交変調器510に印加する。直交変調器510は、N個のパラレルシンボルのうちのあるシンボルによってN個の直交副搬送波の中の各副搬送波を変調し、変調副搬送波を副搬送波抑圧ブロック550に伝える。
【0052】
送信側260の副搬送波抑圧ブロック250と同様に、送信側560の副搬送波抑圧ブロック550は受信側562から受信機558を介して副搬送波抑圧情報を受信する。副搬送波抑圧情報は、通信システム200に関連して上記で説明された副搬送波抑圧情報と同様の情報を含み、受信側262の副搬送波測定ブロック252による副搬送波抑圧情報の決定と同様に、受信側562の副搬送波測定ブロック552によって決定される。次に、副搬送波測定ブロック252は、副搬送波抑圧情報を、送信機556とアンテナ564及び565の一方または両方を介して送信側560に送信する。
【0053】
受信副搬送波抑圧情報によって指示されると、副搬送波抑圧ブロック550は1つかそれ以上の変調副搬送波を抑圧して、1つかそれ以上の抑圧副搬送波と1つかそれ以上の非抑圧副搬送波とを生成する。本発明の別の実施例では、副搬送波抑圧ブロック550は直交変調器510に含まれてもよい。直交変調器510に含まれる場合、副搬送波抑圧ブロック550は、直交変調器510による変調の前に複数の直交副搬送波の中の1つかそれ以上を抑圧し、直交変調器510は非抑圧副搬送波だけを変調する。
【0054】
次に、副搬送波抑圧ブロック550、または代替的には、副搬送波抑圧ブロック550が直交変調器に含まれる場合直交変調器510は、抑圧副搬送波及び非抑圧副搬送波、また代替的には、非抑圧副搬送波だけをP/S変換器512に伝える。P/S変換器512は副搬送波抑圧ブロック550、または代替的には直交変調器510から受信した副搬送波をパラレル形式からシリアル形式に変換し、出力信号513を生成する。P/S変換器512は出力信号513をC/P加算器514に伝え、そこでガード帯域間隔、すなわちサイクリック・プレフィックスが信号513に付加され、出力信号515を生成する。C/P加算器514は出力信号515をアップコンバータ516に伝え、そこで出力信号515はベースバンド周波数から伝送周波数にアップコンバートされる。アップコンバートされた信号は電力増幅器(PA)518に伝えられ、そこで信号は増幅され、増幅された信号は1つかそれ以上のアンテナ(1つを図示する)及び通信チャネル540を介して送信される。
【0055】
通信システム500の受信側562では、複数のアンテナ564、565は各々伝送信号を受信する。複数のアンテナ564、565各々の受信側562に対する位置が異なる結果、異なった信号振幅及び位相の受信信号が得られる。各アンテナ564,565は受信信号を、アンテナに結合された複数の低雑音増幅器(LNA)520、521の中の1つに転送する。各LNA520、521はアンテナ564、565から受信した信号を増幅し、増幅された信号を、LNAに結合された複数のダウンコンバータ522、523の中の1つに転送する。各ダウンコンバータ522,523は、LNA520、521から受信した信号を伝送周波数からベースバンド周波数にダウンコンバートする。次に、各ダウンコンバータ522,523はダウンコンバートされた信号を、ダウンコンバータに結合された複数の等化器544、555の中の1つに伝える。
【0056】
等化器554及び555は、予測できない通信チャネル540によって受信信号に導入されうる過度のマルチパス遅延、すなわち、サイクリック・プレフィックスの長さといった、許容可能なマルチパス遅延を超える遅延に対する補償を提供する。図7は、複数の等化器554、555(2つを図示する)及び複数の通信チャネル702、704を含む合成通信チャネル700のブロック図であるが、そこでは各等化器554、555は複数の通信チャネル702,704の中の1つに前置されている。図7では、g1(k)及びh1(k)はそれぞれ等化器554及び通信チャネル702に対応する単位パルス応答であり、g2(k)及びh2(k)はそれぞれ等化器555及び通信チャネル704に対応する単位パルス応答である。通信チャネル702には、通信チャネル540と、等化器554の前の受信通信装置の受信側562(すなわち、受信アンテナ564、LNA520、及びダウンコンバータ522)とが含まれる。通信チャネル704には、通信チャネル540と、等化器555の前の受信通信装置の受信側562(すなわち、受信アンテナ565、LNA521、及びダウンコンバータ523)とが含まれる。
【0057】
合成通信チャネル700は、次式である離散フィルタ、f(k)によって表すことができる。
f(k)=h1(k)*g1(k)+h2(k)*g2(k) (1)
(すなわち、g1(k)によるh1(k)の畳み込みプラスg2(k)によるh2(k)の畳み込み)。等化器554及び555(すなわち、g1(k)及びg2(k)のタスクは、伝播環境(すなわち、通信チャネル540)のマルチパス遅延に関わらず、合成通信チャネルが受信通信装置への許容可能なマルチパス遅延の通信チャネルとなる、合成通信チャネル700、f(k)を生成することである。好適には、合成通信チャネル700は、最大でも、サイクリック・プレフィックスの長さ(すなわち、‘L’タップであり、Lは好適には16に等しい)のマルチパス遅延を有する通信チャネルと思われるが、代替案では、合成通信チャネル700の設計は、どんな許容可能なマルチパス遅延に適応するものでもよい。
【0058】
【外2】
【0059】
上記で説明したように、等化器554及び555は合成通信チャネルf(k)のマルチパス遅延を‘L’タップ(好適にはL=16)に制限するよう機能する。数式(1)を行列形式で書き直すと、
f=H1g1+H2g2 (2)
となるが、ここでfは合成通信チャネル700の(すなわち、合成通信チャネル700に対応する離散フィルタの係数の)ベクトル表示であり、H1は通信チャネル702に対応する伝達関数の行列表示であり、g1は等化器554(すなわち、等化器554に対応するデジタル・フィルタの係数)のベクトル表示であり、H2は通信チャネル704に対応する伝達関数の行列表示であり、g2は等化器555(すなわち、等化器555に対応するデジタル・フィルタの係数)のデジタル表示である。すなわち、
f=[f(0) f(1)…f(L) f(L+1)…f(I+J−2)]T
=[fL T fR T]T,かつ
【数4】
かつgj=[gj(0) gj(1)…gj(J−1)]T,
であり、その際、[ ]TまたはxTという表示は、xまたは大括弧内の要素、j=1,2によって表されるベクトルまたは行列の転置に対応し、fL及びfRはそれぞれfの最初のL個のタップとfの残りのタップを含むベクトルであり、Hj,L及びHj,RはそれぞれHjの最初のL行とHjの残りの行とを含む行列であり、Jは等化器554及び555各々の長さである。fにL個のゼロでないタップだけを有するという制約を課すことはfRの各要素をゼロに設定することを意味し、ひいては、
HRg=0 (3)
であり、ここで、
HR=[H1,R H2,R],かつ (4)
【数5】
であることを意味する。ベクトル、すなわちフィルタ、g(gへの各エントリを、デジタル・フィルタのタップと考えることができる)は、複数の等化関数各々、すなわちg1及びg2を含む合成等化関数である。ベクトルgを決定することによって、本発明はg1及びg2の各々をも決定する。
【0060】
【外3】
Hfgf+Hdgd=0,またはgd=−Hd −1Hfgf (5)
行列Hdは常に正方行列でありフルランクである。その結果、
fL=(H’1,L−H’2,LHd −1Hf)gf=A(h1,h2)gf (6)
であり、その際H’1,L及びH’2,LはそれぞれH1の最初のL行とH2の最初のL行を含む行列である。次に、各等化器554(すなわち、g1)及び555(すなわち、g2)に対応するデジタル・フィルタ表示、すなわち等化関数は次式のように書くことができる。
【数6】
g1=[g(1)g(2)…g(J)]T,g2=[g(J+1)g(J+2)…g(2J)]T (7b)
等化器554及び555について、(3)の制約を満足しうる有限数の解が存在する。次に、等化器554及び555は、数式(7a)及び(7b)の形式で任意のgに基づいて構成でき、その際ベクトルg1及びg2の各エントリは、それぞれの等化器、すなわち等化関数、554及び555のタップに対応する。
【0061】
等化器554及び555を決定する上記で説明された技術は、雑音増加の問題を考慮していない。上記で説明された技術によって決定され、通信システム500に統合され、合成通信チャネル700を生成する等化器が1つかそれ以上の副搬送波で信号ゼロを生成する時、雑音増加が発生する。ゼロは等化器自体では存在せず数式(7a)及び(7b)によっては扱われない。各ゼロによってそのゼロに対応する副搬送波の信号成分の劣化が発生するが雑音成分の同等の劣化が発生するわけではない。その結果、各ゼロは副搬送波の雑音を著しく増加させ、それによって通信システム500の性能を劣化させる。従って、本発明は、選択されたフィルタgが望ましくない信号ゼロを生成する可能性を低下させるために、受信側562または受信通信装置の信号処理ユニットによる等化器の最適化を提供する。しかし、等化器の最適化は本発明にとって必要ではなく、本発明の代替実施例では、等化器の最適化は含まれない。
【0062】
信号処理ユニット308は、fはL個のゼロでないタップだけを有するという制約の条件下にある、数式(7a)及び(7b)の有限数の解の中から最適合成等化関数gを選択することによって等化器554及び555の性能(所定のSNRに対するパケット誤り率によって測定される)を最適化する。最適合成等化関数gを選択する際、考慮する必要があるのは、合成等化関数gに対する制約を満足する全ての可能な合成等化関数ではなく限られた範囲の可能な合成等化関数だけである。
【0063】
雑音増加の問題はSNRに逆比例する。その結果、雑音増加の問題は、合成等化関数gを利用する結果得られる最小副搬送波SNRを最大化することによって対応することができる。図8は、合成等化関数gを利用する結果得られる最小副搬送波SNRを最大化することによって最適副搬送波を選択する実施例を示す表800である。表800は本発明の原理を示す目的で提供されるにすぎず、いかなる意味でも本発明を制限することを意図するものではない。
【0064】
表800の各列は、Nf個の合成等化関数gfの限られた範囲内の合成等化関数、gfi,i=1,...,Ngfに対応する。表800の各行は、通信システム500で情報を伝送するために使用される複数の副搬送波の中の1つの副搬送波に対応する。Nf個の合成等化関数の中の各合成等化関数について、受信通信装置の信号処理ユニット308、好適には受信通信装置の副搬送波測定ブロック552は、受信通信装置によって受信される信号中に含まれる‘n’個の副搬送波の中の各副搬送波についてSNRを決定する。すなわち、第1の合成等化関数gf1について、信号処理ユニット308は‘n’個の副搬送波の中の第1の副搬送波について第1のSNR(すなわち、SNR1(gf1))を決定し、‘n’個の副搬送波の中の第2の副搬送波について第2のSNR(すなわち、SNR2(gf1))を決定し、‘n’個の副搬送波の中の第3の副搬送波について第3のSNR(すなわち、SNR3(gf1))を決定する、等である。同様に、第2の合成等化関数gf2について、信号処理ユニット308は、第1の副搬送波についてのSNR(すなわち、SNR1(gf2))を決定し、第2の副搬送波についてのSNR(すなわち、SNR2(gf2))を決定し、第3の副搬送波についてのSNR(すなわち、SNR3(gf2))を決定する、等である。SNRの同様の決定が各合成等化関数、gfi,i=1,...,Ngfについてなされる。
【0065】
次に、信号処理ユニット308は、各合成等化関数gfiについて、決定されたSNRの中の最小SNRを決定する。例えば、合成等化関数gf1について、信号処理ユニット308は、SNRj(gf1),j=1,...,nの中から最小SNRを決定する。合成等化関数gf1についての最小SNR(例えば、SNR1(gf1))をSNRmin(gf1)と表わすことができる。合成等化関数gf2については、信号処理ユニット308はSNRj(gf2),j=1,...,n(例えば、SNR3(gf2))の中の最小SNRを決定し、合成等化関数gf2についてのその最小SNRをSNRmin(gf2)で表わす。合成等化関数gf3については、信号処理ユニット308はSNRj(gf3),j=1,...,n(例えば、SNR2(gf3))の中の最小SNRを決定し、合成等化関数gf3についてのその最小SNRをSNRmin(gf3)で表わす。次に、信号処理ユニット308は各合成等化関数、gfi,i=1,...,Ngfについて決定された最小SNRを互いに比較し、それらの最小SNRの中から最大SNRを決定する。すなわち、信号処理ユニット308は、各SNRmin(gfi),i=1,...,Ngfを互いに比較し、それらのSNRmin(gfi)の中から最大SNRを決定する。次に、信号処理ユニット308は、SNRmin(gfi)の中から最大SNRに対応する合成等化関数を選択し、選択された合成等化関数を使用して数式(7a)及び(7b)による等化器554及び555を構成する。
【0066】
例えば、n番目の副搬送波のSNRは次式のように表すことができるが、
SNRn=|Fn|2 / |G1,n|2+|G2,n|2 (8)
ここで、FはfのFFTであり、F=[F1 F2・・・FN]T=FFT{f,N}=ΓJA(h1,h2)gfi=Λgfiとして表すことができる。同様に、G1及びG2はそれぞれg1及びg2のFFTであり、次式のように表すことができる。
G1=FFT{g1,N}=Wgfi (9a)
G2=FFT{g2,N}=Ygfi (9b)
次に(8)の数式は、等価的に次式のように書くことができるが、
SNRn(gfi)=gfi Tλnλn Tgfi/gfi T(νnνn T+μnμn T)gfi (10)
ここでλn、μn及びνnはそれぞれ、列ベクトルとして積み重ねられた各行列Λ、W及びYのn番目の行である。
【0067】
信号処理ユニット308は、複数の合成等化関数gfiの各々に対する下記の制約の条件下にある複数のフィルタ各々について最大値αを決定することによって、複数の合成等化関数gfiの中の1つを選択することの結果として生成する最小SNRを最大化する。
SNRn(gfi)=gfi T(λnλn T−αΛnΛn T−αμnμn T)gfi=gfi TWngfi>0、ただしn=0,1,・・・,N−1 (11)
一般に、行列Wnは不定値である。αに当初割り当てられる値はシステム500の設計者次第である。ある特定の‘n’について、関連する行列が負定値ならば、(11)の問題の解は存在せず、αに割り当てられる値を下げなければならない。全ての副搬送波‘n’について、関連する行列Wnが正定値ならば、任意のgfiが機能する。不定値の場合、数式(11)の解は利用できることもできないこともある。数式(11)によって課される制約を満たすαが存在する場合、値αの最大値に達するまで、αを大きくし、各副搬送波‘n’についてSNRn(gfi)を再決定する。次に、αの最大値を生成する合成等化関数gfiは、信号処理ユニット308によって使用され等化器554及び555を構成する。
【0068】
本発明の別の実施例では、複数の合成等化関数gfの各合成等化関数に関して決定された最小副搬送波SNRの最大化は次の最大化式によって表すことができる。
【数7】
ここでCは複素数の集合である。数式(12)には単純解析解はない。しかし、当業者が認識するように、非常に多くの最適化法の何れか1つによって許容可能な部分最適解が提供できる。
【0069】
例えば、全ての可能なgについて数式(12)を解く代わりに、合成等化関数の部分空間χ、すなわち複数の合成等化関数gfiの限られた集合について数式(12)を解くことによって、部分最適解を得ることができる。部分空間χはあらかじめ決定され、受信通信装置にとって既知である。シミュレーションが示すところによれば、部分空間χの選択はシステム500の性能にとって決定的ではなく、十分に大きな量の任意または無作為に選択された合成等化関数gを使用すれば、許容可能な合成等化関数を見つけることができる。信号処理ユニット308は固定合成等化関数gfの量‘S’を選択するが、その際‘S’は部分空間χの濃度(すなわち、要素の数)である。合成等化関数gfの集合中の各合成等化関数、gfiについて、信号処理ユニット308は各副搬送波のSNR、すなわち、SNRn(gfi),n=0,1,...,N−1を決定する。さらに、各合成等化関数、gfiについて、信号処理ユニット308は、nmin(gfi)、すなわち、SNRn(gfi)が最小になる副搬送波を決定する。nmin(gfi)副搬送波についてのSNRnをSNRn,min(gfi)で表す。次に、gの部分最適決定、すなわちgopt、は、SNRn,min(gfi)が最大となる合成等化関数gfiである。次に、決定されたgoptが信号処理ユニット308によってフィルタgとして使用され、各等化器554及び555を構成する。
【0070】
別の例として、各副搬送波‘n’についてSNRを決定することで数式(12)を解く代わりに、最適合成等化関数gを決定する処理の複雑さを低減するため、数式(8)によって記述されるSNRnの分子のみ、すなわち、|Fn|2を、各合成等化関数gfiに関する各副搬送波について決定してもよい。次に、各合成等化関数gfiについて、nmin(gfi)は、|Fn|2が最小になる副搬送波である。nmin(gfi)についての|Fn|2を|Fn|2 min(gfi)で表す。次に、gの部分最適決定、すなわちgoptは、|Fn|2 min(gfi)が最大になる合成等化関数である。次に、決定されたgoptは、信号処理ユニット308によって使用され、各等化器554及び555を構成する。
【0071】
等化器554及び555によって生成された信号は各々加算器558に伝えられる。加算器558は信号を合成し、合成された信号をサイクリック・プレフィックス(C/P)除去器524に伝える。C/P除去器524は、C/P加算器514によって信号に付加されているサイクリック・プレフィックスを除去する。C/P除去器524はサイクリック・プレフィックスのない信号をS/P変換器526に伝える。S/P変換器526はサイクリック・プレフィックスのない信号をシリアル形式からパラレル形式に変換し、複数のパラレル変調副搬送波を出力する。複数のパラレル変調副搬送波は、S/P変換器526によって、直交変調器510で使用された複数の直交関数に基づいて伝送情報を復調する、離散フーリエ変換(DFT)または高速フーリエ変換(FFT)といった直交復調器528に転送される。直交復調器528の出力には、複数の変調副搬送波に基づく複数のパラレルシンボルが含まれ、複数のパラレルシンボルの各シンボルは、送信側560で使用された配置のM個の可能なシンボルから取り出される。
【0072】
直交復調器528は複数のパラレルシンボルをP/S変換器530に伝える。P/S変換器530はそれらのシンボルをパラレル形式からシリアル形式に変換してシンボルストリームを生成し、そのシンボルストリームを逆シンボルマッピング部532に伝える。逆シンボルマッピング部232は入力として信号配置からあるシンボルを選び、それを復号器534への入力に適したlog2(M)バイナリ値、すなわちビットのグループに変換する。次に、逆シンボルマッピング部532によって生成されたビットは復号器534に伝えられる。復号器534は、誤り訂正符号に基づいてビット・ストリームを復号化し、受信データをデータ・シンク616のような適切なデータ・シンク536に提供するが、この受信データは最適には誤りがない。
【0073】
本発明のまた別の実施例では、副搬送波測定ブロック552はgfの決定に基づいて副搬送波抑圧情報を決定してもよい。gfが決定されると、等化器554及び555が構築され、SNRn(gf)、また代替的には|Fn|2が各副搬送波‘n’,n=0,1,...,N−1について決定される。1つの実施例では、所定の数の最悪性能副搬送波、すなわち、最低決定SNRn(gf)または|Fn|2を有する副搬送波が抑圧するために選択される。別の実施例では、各副搬送波について決定されたSNRn(gf)または|Fn|2がそれぞれSNRn(gf)しきい値または|Fn|2しきい値と比較される。しきい値と比較して劣っている(すなわち、しきい値未満である)副搬送波が抑圧するために選択される。次に、上記で説明されたように、選択された副搬送波を含む副搬送波抑圧情報は副搬送波測定ブロック552によって副搬送波抑圧ブロック550に伝えられる。
【0074】
【外4】
【0075】
複数アンテナ実施例では、合成通信チャネル700によって生成される副搬送波ゼロの結果生成する雑音増加の可能性が存在する。従って、本発明はさらに、そうしたゼロを生成する限られた範囲の可能なフィルタgの中から、最小尤度フィルタである最適フィルタgを選択する最適化処理を提供する。この最適化処理により、限られた範囲の可能なフィルタの中の各フィルタを実現する結果生成する副搬送波SNRが決定され、各フィルタに関連する副搬送波SNRに基づいてフィルタが選択される。好適には、この選択処理には、フィルタの最悪SNRの最大値(すなわち、複数の副搬送波各々について決定されるSNRの中の最小SNR)を生成するフィルタを選択するステップが含まれるが、当業者が認識するように、SNRに基づいて最適フィルタを選択するために使用しうる多くの他の方法が存在する。例えば、代替選択処理では、所定のSNRしきい値以下で生成する副搬送波SNR値が最も少ないフィルタを選択してもよい。
【0076】
図9は、本発明により伝送信号の誤りを低減する際、複数の通信装置を含み、さらに複数の直交副搬送波を有する伝送信号を含む通信システムによって実行されるステップの論理フローチャート900である。好適には、通信システムは、信号が複数の通信装置の中の送信通信装置から複数の通信装置の中の受信通信装置に伝送される際マルチパス遅延が伝送信号に導入される、無線通信装置である。論理フローが開始される(901)と、複数の通信装置の中の第1の通信装置が副搬送波抑圧情報を決定し(902)、その副搬送波抑圧情報を、複数の通信装置の中の第2の通信装置に送信する(903)。
【0077】
本発明の1つの実施例では、副搬送波抑圧情報を決定するステップ(902)には、複数の信号品質メトリックを生成するために、複数の直交副搬送波の中の各副搬送波について信号品質メトリックを決定するステップが含まれる。次に、第1の通信装置は、複数の信号品質メトリックに基づく副搬送波抑圧情報を第2の通信装置に送信する(903)。本発明の代替実施例では、複数の信号品質メトリックを生成することに加えて、副搬送波抑圧情報を決定するステップ(902)にはさらに、比較を生成するために、少なくとも1つの決定された信号品質メトリックを信号品質メトリックしきい値と比較するステップが含まれる。次に、第1の通信装置は、その比較に基づく副搬送波抑圧情報を送信する(903)。本発明の別の代替実施例では、複数の信号品質メトリックを生成することに加えて、副搬送波抑圧情報を決定するステップ(902)にはさらに、複数の信号品質メトリックに基づいて複数の直交副搬送波の順序を決定するステップが含まれる。次に、第1の通信装置は、決定された順序に基づく副搬送波抑圧情報を送信する。本発明のまた別の実施例では、副搬送波抑圧情報を決定するステップ(902)にはさらに、伝送電力レベルを所定の電力レベルしきい値まで下げるため、第1の通信装置によって、抑圧する直交副搬送波の量を決定するステップが含まれる。次に、第1の通信装置は、直交副搬送波の決定された量に基づく副搬送波抑圧情報を送信する(903)。
【0078】
第2の通信装置は、伝送副搬送波抑圧情報を受信する(904)。伝送副搬送波抑圧情報が副搬送波の抑圧を指示しない(905)時、第2の通信装置は、複数の非抑圧直交副搬送波を含む信号を送信する(907)。伝送副搬送波抑圧情報が複数の直交副搬送波の中の少なくとも1つの直交副搬送波を抑圧するよう指示する(905)時、第2の通信装置は、少なくとも1つの直交副搬送波を抑圧し(906)、少なくとも1つの抑圧副搬送波と少なくとも1つの非抑圧副搬送波とを生成する。次に、第2の通信装置は、少なくとも非抑圧副搬送波を含む信号を送信する(907)。好適には、少なくとも1つの副搬送波が抑圧された時、その少なくとも1つの抑圧副搬送波も第2の通信装置によって送信されるが、代替的にはその少なくとも1つの抑圧副搬送波は送信されなくてもよい。第1の通信装置は、第2の通信装置によって送信された信号を受信し(908)、受信信号を生成する。受信信号のマルチパス遅延が許容可能なレベルを超える時、好適には遅延が第1の通信装置によって受信された信号に付加されたサイクリック・プレフィックスの長さを超える時、第1の通信装置は、受信信号のマルチパス遅延低減を目的とする少なくとも1つの等化関数を決定する(909)。次に、第1の通信装置は少なくとも1つの決定された等化関数に基づいて受信信号を処理し(910)、それによって受信信号のマルチパス遅延を低減し、受信信号の符号間干渉の可能性を低減し、論理フローが終了する(911)。
【0079】
少なくとも1つの等化関数を決定するステップ(909)には好適には、通信チャネル伝達関数を決定するステップと、望ましい合成通信チャネル伝達関数を決定するステップとが含まれる。その決定するステップ(909)には好適にはさらに、通信チャネル伝達関数による等化関数の畳み込みが望ましい合成通信チャネル伝達関数を生成するように、通信チャネル伝達関数と望ましい合成通信チャネル伝達関数とに基づいて少なくとも1つの等化関数を決定するステップが含まれる。望ましい合成通信チャネル伝達関数には、許容可能なマルチパス遅延、好適には伝送OFDM信号に付加されたサイクリック・プレフィックスの長さにほぼ等しい遅延が含まれる。少なくとも1つの等化関数は、マルチパス遅延が許容可能なマルチパス遅延を超える時、受信信号のマルチパス遅延を低減する。
【0080】
本発明の代替実施例では、本発明は、ステップ(902)及び(903)を行う第1の通信装置であって、その際副搬送波抑圧情報が信号品質メトリック決定に基づく第1の通信装置と、ステップ(904)〜(907)を行う第2の通信装置と、ステップ(909)を行う第1の通信装置と、ステップ(908)〜(910)を行う第1の通信装置と、またはそれらの任意の組み合わせを含んでもよい。
【0081】
受信通信装置が複数のアンテナを含む、本発明の別の実施例では、少なくとも1つの等化関数を決定するステップ(909)には、複数の等化関数を決定するステップであって、その際複数の等化関数の中の各等化関数が複数のアンテナの中のあるアンテナに関連するステップが含まれる。図10は、複数の等化関数が合成等化関数に含まれるとき複数の等化関数を決定するステップ(909)に含まれるステップの論理フローチャート1000である。論理フローが開始される(1001)と、受信通信装置は複数の合成等化関数(例えば、gfi,i=1,...,Ngf)を決定し(1002)、その際複数の合成等化関数の中の各合成等化関数には複数の等化関数(例えば、g1及びg2)が含まれる。各合成等化関数に含まれる複数の等化関数は、受信信号のマルチパス遅延が許容可能なレベルを超える時受信信号のマルチパス遅延を低減することを目的とする。次に、受信通信装置は、各合成等化関数について、受信通信装置によって受信される信号中に含まれる少なくとも1つの副搬送波に対応する少なくとも1つのSNRを決定する(1003)ことによって複数のSNRを生成する。次に、決定されたSNRに基づいて、受信通信装置は複数の合成等化関数の中から合成等化関数を選択し(1004)、論理フローが終了する(1005)。次に、少なくとも1つの等化関数に基づいて受信信号を処理する図9のステップ(910)には、選択された合成等化関数に含まれる等化関数に基づいて受信信号を処理するステップが含まれる。
【0082】
好適には、合成等化関数を選択するステップ(1004)には以下のステップが含まれる。複数の合成等化関数各々に対応する最小SNR(例えば、SNRn,min(gfi))が決定され、複数の最小SNRを生成する。複数の最小SNRの中の各最小SNRが他の最小SNTと比較され、複数の比較を生成する。その複数の比較に基づいて、最も大きい最小SNRが決定される。次に、決定された最も大きい最小SNRに対応する合成等化関数(例えば、gopt)が受信信号を処理する(910)ために選択される。
【0083】
少なくとも1つのSNRを決定するステップ(1003)が複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について複数のSNRを決定するステップを含み、複数のSNR各々が、受信通信装置によって受信される信号に含まれる複数の副搬送波の中の異なる副搬送波に対応する本発明のまた別の実施例では、合成等化関数を選択するステップ(1004)は以下のステップを含んでもよい。複数の合成等化関数各々について各々決定されたSNRがSNRしきい値と比較される。しきい値との比較が不利である最も少ないSNR決定を生成する合成等化関数が、受信信号を処理する(910)ために選択される。
【0084】
要するに、本発明は、複数の直交副搬送波を介したユーザ情報の伝送を含む直交変調方式を利用する通信システムにおける誤り低減の方法及び装置を提供する。誤り低減の第1の層は、伝送信号の歪みを発生しうる1つかそれ以上の副搬送波の抑圧を提供する。誤り低減の第2の層は、誤り検出の第1の層と共に使用してもしなくてもよいが、マルチパス遅延が許容可能なマルチパス遅延、好適には信号に付加されたサイクリック・プレフィックスの長さを超える時受信信号のマルチパス遅延を低減するため受信信号の等化を提供する。誤り低減の第1及び第2の層は副搬送波の直交性を保存する助けとなるが、この直交性は、受信信号からユーザ情報を正しく抽出するのにきわめて重要である。
【0085】
本発明は特定の実施例を参照して特に示され説明されたが、当業者が理解するように、形態及び細部の様々な変更が本発明の精神及び範囲から離れることなくなされてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図1】
図1は、先行技術による典型的な通信装置のブロック図を示す図である。
【図2】
図2は、本発明の実施例による通信システムのブロック図を示す図である。
【図3】
図3は、本発明の実施例による通信装置のブロック図を示す図である。
【図4】
図4は、本発明の実施例による合成通信チャネルのブロック図を示す図である。
【図5】
図5は、本発明の別の実施例による通信システムのブロック図を示す図である。
【図6】
図6は、本発明の別の実施例による通信装置のブロック図を示す図である。
【図7】
図7は、本発明の別の実施例による合成通信チャネルのブロック図を示す図である。
【図8】
図8は、本発明の実施例による最適合成等化関数を決定する処理を示す表である。
【図9】
図9は、本発明の実施例により伝送信号の誤りを低減する通信システムによって行われるステップの論理フローチャートを示す図である。
【図10】
図10は、本発明の別の実施例により複数の等化関数を決定するため通信装置によって行われるステップの論理フローチャートを示す図である。
Claims (33)
- 複数の通信装置と複数の直交副搬送波とを備える通信システムにおける誤り低減の方法であって、
前記複数の通信装置の中の第1の通信装置によって、受信信号のマルチパス遅延を低減する等化関数を決定するステップと、
前記複数の通信装置の中の第2の通信装置によって、副搬送波抑圧情報を受信するステップと、
前記第2の通信装置によって、抑圧副搬送波と非抑圧副搬送波とを生成するために、前記の受信された副搬送波抑圧情報に基づいて複数の直交副搬送波の中の1つの直交副搬送波を抑圧するステップと、
前記第2の通信装置によって、伝送信号を生成するために、少なくとも前記非抑圧副搬送波を含む信号を送信するステップと、
前記第1の通信装置によって、受信信号を生成するために、前記伝送信号を受信するステップと、
前記第1の通信装置によって、前記の決定された等化関数に基づいて前記受信信号を処理するステップと、
を含む方法。 - 前記第1の通信装置によって、複数の信号品質メトリックを生成するために、前記複数の直交副搬送波の中の各直交副搬送波について信号品質メトリックを決定するステップと、
前記第1の通信装置によって、前記複数の信号品質メトリックに基づいて副搬送波抑圧情報を送信するステップと、をさらに含み、
その際、前記第2の通信装置によって受信された前記副搬送波抑圧情報が、前記第1の通信装置によって送信された前記副搬送波抑圧情報を含む、請求項1に記載の方法。 - 前記決定された信号品質メトリックに基づいて前記複数の直交副搬送波の順序を決定するステップをさらに含み、副搬送波を抑圧する前記のステップが、少なくとも1つの抑圧副搬送波と少なくとも1つの非抑圧副搬送波とを生成するために、決定された前記の順序に基づいて前記複数の直交副搬送波の中の副搬送波を抑圧するステップをさらに含む、請求項2に記載の方法。
- 比較を生成するために、少なくとも1つの決定された信号品質メトリックを信号品質メトリックしきい値と比較するステップをさらに含み、その際副搬送波を抑圧する前記ステップが、少なくとも1つの抑圧副搬送波と少なくとも1つの非抑圧副搬送波とを生成するために、比較順序に基づいて複数の情報を伝える副搬送波の中の1つの情報を伝える副搬送波を抑圧するステップを含む、請求項2に記載の方法。
- 送信電力レベルを所定の電力レベルしきい値以下に低減するために抑圧する直交副搬送波の量を決定するステップをさらに含み、その際、直交副搬送波を抑圧する前記ステップが、少なくとも1つの抑圧副搬送波と少なくとも1つの非抑圧副搬送波とを生成するために、前記決定された量の直交副搬送波を抑圧するステップを含む、請求項1に記載の方法。
- 等化関数を決定する前記ステップが、
チャネル伝達関数を決定するステップと、
望ましい合成通信チャネル伝達関数を決定するステップと、
前記決定されたチャネル伝達関数と前記望ましい合成通信チャネル伝達関数とに基づいて等化関数を決定するステップであって、その際前記等化関数が、前記受信信号の前記マルチパス遅延が許容可能なマルチパス遅延を超える時前記受信信号の前記マルチパス遅延を低減する、等化関数を決定する前記ステップと、
を含む、請求項1に記載の方法。 - 推定チャネル伝達関数による前記等化関数の畳み込みが、前記許容可能なマルチパス遅延を含む望ましい合成通信チャネル伝達関数を生成する、請求項6に記載の方法。
- 前記決定されたチャネル伝達関数が前記望ましい合成通信チャネル伝達関数の前記許容可能なマルチパス遅延より大きいマルチパス遅延を含み、その際前記等化関数が受信信号のマルチパス遅延を低減する、請求項6に記載の方法。
- 前記第1の通信装置が複数のアンテナを備え、その際等化関数を決定する前記ステップが、前記複数の通信装置の中の第1の通信装置によって、前記伝送信号のマルチパス遅延を共に低減する複数の等化関数を決定するステップを含み、前記受信ステップが、前記第1の通信装置によって、複数の受信信号を生成するために、複数のアンテナの各アンテナを介して前記伝送信号を受信するステップを含み、前記処理ステップが、前記第1の通信装置によって、前記複数の決定された等化関数の中の1つの決定された等化関数に基づいて前記複数の受信信号の中の各受信信号を処理するステップを含む、請求項1に記載の方法。
- 複数の等化関数を決定する前記ステップが、
複数の合成等化関数を決定するステップであって、前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数が、前記伝送信号のマルチパス遅延を共に低減する複数の等化関数を含む、複数の合成等化関数を決定する前記ステップと、
前記複数の合成等化関数の中から最適合成等化関数を決定するステップと、
最適合成等化関数の前記決定に基づいて複数の等化関数を決定するステップと、
を含む、請求項9に記載の方法。 - 最適合成等化関数を決定する前記ステップが、
前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について、決定された信号対雑音比(SNR)を生成するために、前記第1の通信装置によって受信された信号の少なくとも1つの副搬送波について信号対雑音比(SNR)を決定するステップと、
前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について、前記決定されたSNRの中から最小SNRを決定するステップと、
決定された最大SNRを生成するために、前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について決定される前記最小SNRの中から最大SNRを決定するステップと、
前記決定された最大SNRに対応する前記合成等化関数に基づいて最適合成等化関数を決定するステップと、
を含む、請求項10に記載の方法。 - 複数の直交副搬送波を備える通信システムにおける誤り低減の方法であって、
複数の信号品質メトリックを生成するために、前記複数の直交副搬送波の中の各直交副搬送波について1つの信号品質メトリックを決定するステップと、
前記複数の信号品質メトリックの中の1つの信号品質メトリックに基づいて前記複数の直交副搬送波の中の1つの直交副搬送波を抑圧するステップと、
を含む方法。 - 直交副搬送波を抑圧する前記ステップが、
前記複数の直交副搬送波の順序を決定するステップと、
前記の決定された順序に基づいて前記複数の直交副搬送波の中の1つの直交副搬送波を抑圧するステップと、
を含む、請求項12に記載の方法。 - 直交副搬送波を抑圧する前記ステップが、
前記複数の信号品質メトリックの中の少なくとも1つの信号品質メトリックを信号品質メトリックしきい値と比較するステップと、
前記の比較に基づいて前記複数の直交副搬送波の中の1つの直交副搬送波を抑圧するステップと、
を含む、請求項12に記載の方法。 - 前記通信システムがさらに、ユーザ情報を送信する送信通信装置と、ユーザ情報を受信する受信通信装置とを含み、その際1つの信号品質メトリックを決定する前記ステップが前記受信通信装置によって実行され、かつその際副搬送波を抑圧する前記ステップが前記送信通信装置によって実行される、請求項12に記載の方法。
- 直交変調通信システムにおける誤り低減の方法であって、
複数の直交副搬送波を含む受信信号のマルチパス遅延を低減できる等化関数を決定するステップと、
計算された等化関数に基づいて前記受信信号の遅延を低減するステップと、
を含む方法。 - 等化関数を決定する前記ステップが、
チャネル伝達関数を決定するステップと、
望ましい合成通信チャネル伝達関数を決定するステップと、
前記の決定されたチャネル伝達関数と前記望ましい合成通信チャネル伝達関数とに基づいており、かつ受信信号のマルチパス遅延を低減する等化関数を決定するステップと、
を含む、請求項16に記載の方法。 - 前記推定されたチャネル伝達関数による前記等化関数の畳み込みが、許容可能なマルチパス遅延を含む望ましい合成通信チャネル伝達関数を生成する、請求項17に記載の方法。
- 前記決定されたチャネル伝達関数が、前記望ましい合成通信チャネル伝達関数の中の前記許容可能なマルチパス遅延より大きいマルチパス遅延を含む、請求項19に記載の方法。
- 等化関数を決定する前記ステップが、前記受信信号のマルチパス遅延を共に低減する、前記決定されたチャネル伝達関数と前記望ましい合成通信チャネル伝達関数とに基づく複数の等化関数を決定するステップを含む、請求項17に記載の方法。
- 複数の等化関数を決定する前記ステップが、
複数の合成等化関数を決定するステップであって、その際前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数が、前記受信信号のマルチパス遅延を共に低減する複数の等化関数を含む、複数の合成等化関数を決定する前記ステップと、
前記複数の合成等化関数の中から最適合成等化関数を決定するステップと、
最適合成等化関数の前記決定に基づき複数の等化関数を決定するステップと、
を含む、請求項20に記載の方法。 - 最適合成等化関数を決定する前記ステップが、
前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について、決定された信号対雑音比(SNR)を生成するため、直交周波数分割多重信号の少なくとも1つの副搬送波についてSNRを決定するステップと、
前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について、前記決定されたSNRの中から最小SNRを決定するステップと、
決定された最大SNRを生成するために、前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について決定された前記最小SNRの中から最大SNRを決定するステップと、
前記決定された最大SNRに対応する前記合成等化関数に基づいて最適合成等化関数を決定するステップと、
を含む、請求項21に記載の方法。 - 通信装置であって、
複数の直交副搬送波を含む信号を受信する受信機と、
前記受信機から前記複数の直交副搬送波を受信し、前記複数の直交副搬送波の中の各副搬送波について信号品質メトリックを決定し、前記決定された信号品質メトリックに基づいて副搬送波抑圧情報を決定する、前記受信機に結合された信号処理ユニットと、
前記信号処理ユニットから前記副搬送波抑圧情報を受信し、前記受信された副搬送波抑圧情報を送信する、前記信号処理ユニットに結合される送信機と、
を備える通信装置。 - 前記副搬送波抑圧情報が前記決定された信号品質メトリックを含む、請求項23に記載の通信装置。
- 信号品質メトリックしきい値を格納する前記信号処理ユニットに関連するメモリをさらに備え、その際前記信号処理ユニットが、比較を生成するため、前記メモリから前記信号品質メトリックしきい値をさらに検索して少なくとも1つの決定された信号品質メトリックを前記信号品質メトリックしきい値と比較し、かつその際前記副搬送波抑圧情報が前記比較を含む、請求項23に記載の通信装置。
- ユーザ情報が複数の直交副搬送波上に変調される直交変調方式を備える通信システムにおける、通信装置であって、
副搬送波抑圧情報を含む信号を受信する受信機であって、その際該副搬送波抑圧情報が、前記複数の直交副搬送波の中の各直交副搬送波について決定される複数の信号品質メトリックに基づく受信機と、
前記副搬送波抑圧情報を受信し、抑圧直交副搬送波を生成するために該副搬送波抑圧情報に基づいて前記複数の直交副搬送波の中の少なくとも1つの直交副搬送波を抑圧し、データ源によって供給されるデータを受信し、変調非抑圧直交副搬送波を生成するために前記データを前記複数の直交副搬送波の中の非抑圧直交副搬送波に変調する、前記受信機に結合される信号処理ユニットと、
前記変調非抑圧直交副搬送波を送信する、前記信号処理ユニットに結合された送信機と、
を備える通信装置。 - 前記信号処理ユニットが、前記少なくとも1つの直交副搬送波を抑圧する前に、前記複数の直交副搬送波の中の各直交副搬送波に前記データを変調する、請求項26に記載の通信装置。
- 通信チャネルがマルチパス遅延を伝送信号に導入する通信システムにおける、通信装置であって、
複数の直交副搬送波を含む信号を受信する受信機と、
前記通信チャネルに対応する伝達関数を決定し、決定された通信チャネル伝達関数に基づいており、前記マルチパス遅延が許容可能なマルチパス遅延を超える時前記マルチパス遅延を低減する等化関数を決定し、該決定された等化関数に基づいて前記信号を処理する、前記受信機に結合された信号処理ユニットと、
を備える通信装置。 - 前記信号処理ユニットによる等化関数の前記決定が、望ましい合成通信チャネル伝達関数を決定することと、前記通信チャネル伝達関数と前記望ましい合成通信チャネル伝達関数とに基づいて等化関数を決定することと、を含む、請求項28に記載の通信装置。
- 複数の直交副搬送波を含む前記信号が第1の信号を含み、前記受信機がさらに、複数の直交副搬送波を含む第2の信号を受信し、前記信号処理ユニットが前記第1の信号中に含まれる前記複数の直交副搬送波に基づいて副搬送波抑圧情報を決定してその決定された副搬送波抑圧情報を、前記信号処理ユニットに結合された送信機に伝え、該送信機が前記副搬送波抑圧情報を送信する、請求項28に記載の通信装置。
- 前記通信装置がさらに複数のアンテナを備え、前記受信機による信号の受信が複数の受信信号を生成するために前記複数のアンテナの各アンテナを介して伝送信号を受信することを含み、該伝送信号が複数の直交副搬送波を含み、前記信号処理ユニットによる等化関数の決定が少なくとも1つの通信チャネル伝達関数の決定に基づく複数の等化関数の決定を含み、前記複数の等化関数が共に、マルチパス遅延が許容可能なマルチパス遅延を超える時前記伝送信号の該マルチパス遅延を低減し、前記信号処理ユニットによる前記信号の処理が、前記複数の決定された等化関数の中の決定された等化関数に基づいて各受信信号を処理することを含む、請求項28に記載の通信装置。
- 複数の等化関数の前記決定が、複数の合成等化関数であって、該複数の合成等化関数の中の各合成等化関数が、前記伝送信号のマルチパス遅延を共に低減する複数の等化関数を含む前記複数の合成等化関数を決定することと、該複数の合成等化関数の中から最適合成等化関数を決定し、該最適合成等化関数の決定に基づく複数の等化関数を決定することと、
を含む、請求項31に記載の通信装置。 - 最適合成等化関数の前記決定が、前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について、決定された信号対雑音比(SNR)を生成するために前記通信装置によって受信される信号の少なくとも1つの副搬送波について信号対雑音(SNR)を決定することと、前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について、前記決定されたSNRの中から最小SNRを決定することと、決定された最大SNRを生成するために前記複数の合成等化関数の中の各合成等化関数について決定された前記最小SNRの中から最大SNRを決定することと、その決定された最大SNRに対応する前記合成等化関数に基づいて最適合成等化関数を決定することと、
を含む請求項32に記載の通信装置。
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