JP2019126163A - 車載用のdcdcコンバータ - Google Patents
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Abstract
【課題】低損失のスイッチングを入出力状態に合わせてより適切に且つより確実に行いやすい構成を実現する車載用のDCDCコンバータを提供する。【解決手段】車載用のDCDCコンバータ1において、制御部30は、同期整流期間に第2スイッチング素子12Aにおいて基準導電路73側に向かう電流が流れる状態(第2状態)に変化するまで第2スイッチング素子12Aのオフタイミングを遅らせ、第2状態のときにオフ状態に切り替える終了制御を行う。制御部30は、第1電圧検出部41によって検出される入力電圧と、第2電圧検出部42によって検出される出力電圧と、電流検出部44によって検出される出力電流とに基づいて終了制御のタイミングを決定する。制御部30は、終了制御に応じて接続部74の電圧が上昇して第1ダイオード11Bが導通した状態で、第1スイッチング素子11Aをオフ状態からオン状態に切り替える。【選択図】図1
Description
本発明は、車載用のDCDCコンバータに関するものである。
DCDCコンバータでは、スイッチング素子のオンオフ動作時にスイッチング損失が発生するため、これらの損失を抑制することが求められる。スイッチング損失を抑制する方法としては、特許文献1のような構成が提案されている。
特許文献1で開示されるDCDCコンバータは、第1、第2スイッチと、平滑インダクタと、平滑インダクタに並列接続された補助共振回路と、出力側の平滑コンデンサとを備えた回路構成をなし、第1、第2スイッチのそれぞれには、容量成分が並列接続されている。また、補助共振回路は、共振インダクタと補助スイッチとの直列接続体を備えている。この構成では、DCDCコンバータの入力端子から供給された電気エネルギが平滑コンデンサに蓄積可能とされ、補助スイッチがオン操作されている状態で平滑コンデンサに蓄積された電気エネルギを共振インダクタに磁気エネルギとして蓄積させる。そして、補助スイッチをオフ操作に切り替えることにより、共振インダクタと容量成分とを共振回路として動作させる。このような動作により、ゼロ電圧スイッチングを実現でき、スイッチング損失の低減が図られる。
ところで、同期整流方式のDCDCコンバータにおいて、共振を利用してゼロ電圧スイッチングを行おうとした場合、従来の方法では、実際の回路構成に基づいてゼロ電圧スイッチングが実現できるようなスイッチングタイミングを設計段階で定めていた。しかし、実際の動作時には、共振電流や共振電圧が入力電圧、出力電圧、出力電流に依存してしまうため、これらの状況によっては、ゼロ電圧スイッチングができない事態が生じたり、無効電力が大きすぎる事態が生じたりする懸念があった。
本発明は、上述した課題の少なくとも一つを解決するためになされたものであり、車載用のDCDCコンバータにおいて、低損失のスイッチングを入出力状態に合わせてより適切に且つより確実に行いやすい構成を実現することを目的とするものである。
本発明の一つである車載用のDCDCコンバータは、
第1導電路に印加された入力電圧を降圧し、前記入力電圧よりも低い出力電圧を第2導電路に印加する降圧動作を少なくとも行う車載用のDCDCコンバータであって、
一端側が前記第1導電路に電気的に接続される第1スイッチング素子と、
前記第1スイッチング素子に直列に接続されるとともに前記第1スイッチング素子と前記第1導電路よりも低い電位に保たれる基準導電路との間に配置される第2スイッチング素子と、
前記第1スイッチング素子と並列に設けられるとともに、アノードが前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子との接続部に電気的に接続され、カソードが前記第1導電路に電気的に接続される第1ダイオードと、
前記第2スイッチング素子と並列に設けられるとともに、アノードが前記基準導電路に電気的に接続され、カソードが前記接続部に電気的に接続される第2ダイオードと、
前記接続部に一端側が電気的に接続され、他端側が前記第2導電路に電気的に接続されるインダクタと、
一端側が前記第1導電路に電気的に接続され他端側が前記接続部に電気的に接続されるハイサイド側コンデンサ、及び一端側が前記接続部に電気的に接続され他端側が前記基準導電路に電気的に接続されるローサイド側コンデンサ、のうちの少なくともいずれかのコンデンサを備えるコンデンサ部と、
前記第1スイッチング素子にオン信号とオフ信号とを交互に出力し、前記第2スイッチング素子にオン信号とオフ信号とを交互に出力し、前記第1スイッチング素子に対するオン信号と前記第2スイッチング素子に対するオン信号とを交互に切り替える同期整流制御を行う制御部と、
前記第1導電路に印加される前記入力電圧を検出する第1電圧検出部と、
前記第2導電路に印加される前記出力電圧を検出する第2電圧検出部と
前記第2導電路を流れる出力電流を検出する電流検出部と
を備え、
前記制御部は、
前記第1スイッチング素子がオフ状態となり且つ前記第2スイッチング素子がオン状態となっている同期整流期間に、前記第2スイッチング素子において第2導電路側に向かう電流が流れる第1状態から前記基準導電路側に向かう電流が流れる第2状態に変化するまで前記第2スイッチング素子のオフタイミングを遅らせ、
前記第2状態のときに前記第2スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替える終了制御を行い、
前記終了制御に応じて前記接続部の電圧が上昇することにより前記第1ダイオードが導通した状態で、前記第1スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替える開始制御を行い、
前記終了制御のタイミングを、前記第1電圧検出部によって検出される前記入力電圧と、前記第2電圧検出部によって検出される前記出力電圧と、前記電流検出部によって検出される前記出力電流とに基づいて決定する。
第1導電路に印加された入力電圧を降圧し、前記入力電圧よりも低い出力電圧を第2導電路に印加する降圧動作を少なくとも行う車載用のDCDCコンバータであって、
一端側が前記第1導電路に電気的に接続される第1スイッチング素子と、
前記第1スイッチング素子に直列に接続されるとともに前記第1スイッチング素子と前記第1導電路よりも低い電位に保たれる基準導電路との間に配置される第2スイッチング素子と、
前記第1スイッチング素子と並列に設けられるとともに、アノードが前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子との接続部に電気的に接続され、カソードが前記第1導電路に電気的に接続される第1ダイオードと、
前記第2スイッチング素子と並列に設けられるとともに、アノードが前記基準導電路に電気的に接続され、カソードが前記接続部に電気的に接続される第2ダイオードと、
前記接続部に一端側が電気的に接続され、他端側が前記第2導電路に電気的に接続されるインダクタと、
一端側が前記第1導電路に電気的に接続され他端側が前記接続部に電気的に接続されるハイサイド側コンデンサ、及び一端側が前記接続部に電気的に接続され他端側が前記基準導電路に電気的に接続されるローサイド側コンデンサ、のうちの少なくともいずれかのコンデンサを備えるコンデンサ部と、
前記第1スイッチング素子にオン信号とオフ信号とを交互に出力し、前記第2スイッチング素子にオン信号とオフ信号とを交互に出力し、前記第1スイッチング素子に対するオン信号と前記第2スイッチング素子に対するオン信号とを交互に切り替える同期整流制御を行う制御部と、
前記第1導電路に印加される前記入力電圧を検出する第1電圧検出部と、
前記第2導電路に印加される前記出力電圧を検出する第2電圧検出部と
前記第2導電路を流れる出力電流を検出する電流検出部と
を備え、
前記制御部は、
前記第1スイッチング素子がオフ状態となり且つ前記第2スイッチング素子がオン状態となっている同期整流期間に、前記第2スイッチング素子において第2導電路側に向かう電流が流れる第1状態から前記基準導電路側に向かう電流が流れる第2状態に変化するまで前記第2スイッチング素子のオフタイミングを遅らせ、
前記第2状態のときに前記第2スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替える終了制御を行い、
前記終了制御に応じて前記接続部の電圧が上昇することにより前記第1ダイオードが導通した状態で、前記第1スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替える開始制御を行い、
前記終了制御のタイミングを、前記第1電圧検出部によって検出される前記入力電圧と、前記第2電圧検出部によって検出される前記出力電圧と、前記電流検出部によって検出される前記出力電流とに基づいて決定する。
本発明に係る上述のDCDCコンバータは、第1スイッチング素子がオフ状態となり且つ第2スイッチング素子がオン状態となっている同期整流期間に第2状態(基準導電路側に向かう電流が流れる状態)に変化するまで第2スイッチング素子のオフタイミングを遅らせ、この第2状態のときに第2スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替える終了制御(同期整流を終了させる制御)を行う。このようなタイミングで終了制御を行うと、第2スイッチング素子を低損失でオフ状態に切り替えることができる。
更に、上述のDCDCコンバータは、同期整流期間の終了後には、終了制御に応じて接続部の電圧が上昇することにより第1ダイオードが導通した状態で、第1スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えことができる。よって、第1スイッチング素子を低損失でオン状態に切り替えることができる。
しかも、上述のDCDCコンバータは、終了制御のタイミングを、第1電圧検出部によって検出される入力電圧と、第2電圧検出部によって検出される出力電圧と、電流検出部によって検出される出力電流とに基づいて決定する。このようにすれば、実際の入出力状態に合わせて終了制御のタイミングを定めることができる。終了制御のタイミングは、第2スイッチング素子がオフした時点での共振電流(初期共振電流)を決定する要素であり、初期共振電流が小さすぎると低損失のスイッチングができない虞があり、初期共振電流が大きすぎると、無効電力が大きくなる虞がある。上記DCDCコンバータによれば、実際の入出力状態に合わせて初期共振電流を設定することが可能となるため、低損失のスイッチングを入出力状態に合わせてより適切に且つより確実に行いやすくなる。
更に、上述のDCDCコンバータは、同期整流期間の終了後には、終了制御に応じて接続部の電圧が上昇することにより第1ダイオードが導通した状態で、第1スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えことができる。よって、第1スイッチング素子を低損失でオン状態に切り替えることができる。
しかも、上述のDCDCコンバータは、終了制御のタイミングを、第1電圧検出部によって検出される入力電圧と、第2電圧検出部によって検出される出力電圧と、電流検出部によって検出される出力電流とに基づいて決定する。このようにすれば、実際の入出力状態に合わせて終了制御のタイミングを定めることができる。終了制御のタイミングは、第2スイッチング素子がオフした時点での共振電流(初期共振電流)を決定する要素であり、初期共振電流が小さすぎると低損失のスイッチングができない虞があり、初期共振電流が大きすぎると、無効電力が大きくなる虞がある。上記DCDCコンバータによれば、実際の入出力状態に合わせて初期共振電流を設定することが可能となるため、低損失のスイッチングを入出力状態に合わせてより適切に且つより確実に行いやすくなる。
ここで、発明の望ましい例を示す。
制御部は、少なくとも出力電圧が入力電圧の二分の一の値よりも小さい場合に、終了制御のタイミングを、入力電圧が大きいほど遅らせ、出力電圧が小さいほど遅らせるように決定してもよい。
出力電圧Voと入力電圧Viとの関係がVo<Vi/2である場合、終了制御のタイミング(第2スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えるタイミング)での第2スイッチング素子の電流(初期共振電流)を、「第1スイッチング素子のゼロ電圧オンを行い得る最小限の初期共振電流」よりも大きくするためには、入力電圧が大きいほど終了制御のタイミングを遅らせる必要があり、出力電圧が小さいほど終了制御のタイミングを遅らせる必要がある。よって、Vo<Vi/2である場合に「終了制御のタイミングを、入力電圧が大きいほど遅らせ、出力電圧が小さいほど遅らせる方式」を用いれば、第2スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えるタイミングで第2スイッチング素子に流れている電流(初期共振電流)が「第1スイッチング素子のゼロ電圧オンを行い得る最小限の初期共振電流」に到達しやすいように終了制御のタイミングを決定することができる。なお、ここでいう「ゼロ電圧オン」とは、第1ダイオードが導通した状態で第1スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替える低損失のオン動作を意味する。
制御部は、少なくとも出力電圧が入力電圧の二分の一の値よりも小さい場合に、終了制御のタイミングを、入力電圧が大きいほど遅らせ、出力電圧が小さいほど遅らせるように決定してもよい。
出力電圧Voと入力電圧Viとの関係がVo<Vi/2である場合、終了制御のタイミング(第2スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えるタイミング)での第2スイッチング素子の電流(初期共振電流)を、「第1スイッチング素子のゼロ電圧オンを行い得る最小限の初期共振電流」よりも大きくするためには、入力電圧が大きいほど終了制御のタイミングを遅らせる必要があり、出力電圧が小さいほど終了制御のタイミングを遅らせる必要がある。よって、Vo<Vi/2である場合に「終了制御のタイミングを、入力電圧が大きいほど遅らせ、出力電圧が小さいほど遅らせる方式」を用いれば、第2スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えるタイミングで第2スイッチング素子に流れている電流(初期共振電流)が「第1スイッチング素子のゼロ電圧オンを行い得る最小限の初期共振電流」に到達しやすいように終了制御のタイミングを決定することができる。なお、ここでいう「ゼロ電圧オン」とは、第1ダイオードが導通した状態で第1スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替える低損失のオン動作を意味する。
本発明の車載用のDCDCコンバータにおいて、制御部は、第1電圧検出部によって検出される入力電圧をViとし、第2電圧検出部によって検出される出力電圧をVoとし、コンデンサ部の容量をCとし、インダクタのインダクタンスをLとした場合に、以下の数1の式で表されるIoに基づいて、終了制御のタイミングを決定してもよい。
出力電圧Voと入力電圧Viとの関係がVo<Vi/2である場合、第2スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えるときの第2スイッチング素子の電流(初期共振電流)の大きさが、数1で示されるIoの値よりも小さいと、共振電圧が入力電圧Viを超えない可能性が高く、第1スイッチング素子において上述のゼロ電圧オンが行えない可能性が高くなる。一方で、初期共振電流がIoの値よりも大きいと第1スイッチング素子のゼロ電圧オンを行える可能性が高いが、初期共振電流がIoよりも大きすぎると無効電力が大きくなる。よって、数1のIoの値に基づいて終了制御のタイミングを決定すれば、「第1スイッチング素子のゼロ電圧オンを行い得る最小限の初期共振電流」を考慮したタイミング設定が可能となる。
本発明の車載用のDCDCコンバータにおいて、制御部は、第2スイッチング素子を流れる電流の値が、数1の式で表されるIoの値となるタイミング又は数1の式で表されるIoの値となるタイミングから一定時間経過したタイミングを、終了制御のタイミングとしてもよい。
このようにすれば、第2スイッチング素子の電流(初期共振電流)の大きさが「第1スイッチング素子のゼロ電圧オンを行い得る最小限の初期共振電流」となるタイミング、又はこのタイミングから一定のマージンを持たせて遅延させたタイミングで、第2スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えることができる。
このようにすれば、第2スイッチング素子の電流(初期共振電流)の大きさが「第1スイッチング素子のゼロ電圧オンを行い得る最小限の初期共振電流」となるタイミング、又はこのタイミングから一定のマージンを持たせて遅延させたタイミングで、第2スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えることができる。
<実施例1>
以下、本発明を具体化した実施例1について説明する。
図1で示す車載用の電源システム100(以下、電源システム100ともいう)は、車載用の電源部として構成される第1電源部91及び第2電源部92と、車載用のDCDCコンバータ1(以下、DCDCコンバータ1ともいう)とを備え、車両に搭載された負荷94に電力を供給し得るシステムとして構成されている。負荷94は、車載用電気部品であり、その種類や数は限定されない。
以下、本発明を具体化した実施例1について説明する。
図1で示す車載用の電源システム100(以下、電源システム100ともいう)は、車載用の電源部として構成される第1電源部91及び第2電源部92と、車載用のDCDCコンバータ1(以下、DCDCコンバータ1ともいう)とを備え、車両に搭載された負荷94に電力を供給し得るシステムとして構成されている。負荷94は、車載用電気部品であり、その種類や数は限定されない。
第1電源部91は、例えば、リチウムイオン電池、或いは電気二重層キャパシタ等の蓄電手段によって構成され、第1の所定電圧を発生させるものである。例えば、第1電源部91の高電位側の端子は48Vに保たれ、低電位側の端子はグラウンド電位(0V)に保たれている。第1電源部91の高電位側の端子は、車両内に設けられた配線部81に電気的に接続されており、第1電源部91は、配線部81に対して所定電圧を印加する。第1電源部91の低電位側の端子は、後述するグラウンド83に電気的に接続されている。配線部81は、DCDCコンバータ1に設けられた図示しない端子を介して第1導電路71と導通している。
第2電源部92は、例えば、鉛蓄電池等の蓄電手段によって構成され、第1電源部91で発生する第1の所定電圧よりも低い第2の所定電圧を発生させるものである。例えば、第2電源部92の高電位側の端子は12Vに保たれ、低電位側の端子はグラウンド電位(0V)に保たれている。第2電源部92の高電位側の端子は、車両内に設けられた配線部82に電気的に接続されており、第2電源部92は、配線部82に対して所定電圧を印加する。第2電源部92の低電位側の端子はグラウンド83に電気的に接続されている。配線部82は、DCDCコンバータ1に設けられた図示しない端子を介して第2導電路72と導通している。
グラウンド83は、車両のグラウンドとして構成され、一定のグラウンド電位(0V)に保たれている。このグラウンド83には、第1電源部91の低電位側の端子と第2電源部92の低電位側の端子とが導通し、更に、後述する第2スイッチング素子12Aのソースやローサイド側コンデンサ22の一方の電極が基準導電路73を介して電気的に接続されている。
DCDCコンバータ1は、車両内に搭載されて使用される車載用の降圧型DCDCコンバータとして構成されており、入力側の導電路(第1導電路71)に印加された直流電圧(入力電圧)を降圧し、出力側の導電路(第2導電路72)に入力電圧よりも低い所望の出力電圧を印加する構成をなすものである。
DCDCコンバータ1は、主として、第1導電路71、第2導電路72、基準導電路73、電圧変換部10、制御部30、第1電圧検出部41、第2電圧検出部42、電流検出部44、入力側コンデンサ51、出力側コンデンサ52、などを備える。
第1導電路71は、相対的に高い電圧が印加される一次側(高圧側)の電源ラインとして構成されている。第1導電路71は、配線部81を介して第1電源部91の高電位側の端子に導通するとともに、第1電源部91から所定の直流電圧が印加される構成をなす。図1の構成では、第1導電路71の端部には図示しない端子が設けられ、この端子に配線部81が電気的に接続されている。
第2導電路72は、相対的に低い電圧が印加される二次側(低圧側)の電源ラインとして構成されている。第2導電路72は、配線部82を介して第2電源部92の高電位側の端子に導通するとともに、第2電源部92から第1電源部91の出力電圧よりも小さい直流電圧が印加される構成をなす。図1の構成では、第2導電路72の端部にも図示しない端子が設けられ、この端子に配線部82が電気的に接続されている。
基準導電路73は、第1導電路71よりも低い電位に保たれる導電路であり、上述したグラウンド83に電気的に接続されるとともに一定のグラウンド電位(0V)に保たれている。第1導電路71と基準導電路73との間には入力側コンデンサ51が設けられ、第2導電路72と基準導電路73との間には出力側コンデンサ52が設けられている。
電圧変換部10は、第1導電路71と基準導電路73との間に直列に接続される2つの半導体スイッチ(具体的には、MOSFET11,12)と、MOSFET11,12の接続部74と第2導電路72との間に電気的に接続されるインダクタ14とを備える。
MOSFET11,12はいずれも、Nチャネル型のMOSFETとして構成されている。MOSFET11は、第1導電路71と第2導電路72との間に設けられ、第1スイッチング素子11A及び第1ダイオード11Bを備える。第1ダイオード11Bは、MOSFET11におけるボディダイオード(寄生ダイオード)である。第1スイッチング素子11Aは、MOSFET11から第1ダイオード11Bを除いた残余の素子部を指す。第1スイッチング素子11Aは、ドレイン(一端側)が第1導電路71に電気的に接続され、ソース(他端側)が接続部74を介して第2スイッチング素子12Aのドレイン及びインダクタ14の一端に電気的に接続されている。第1スイッチング素子11Aのドレインは、第1導電路71及び配線部81を介して第1電源部91の高電位側端子に電気的に接続され、入力側コンデンサ51の一方側の電極にも電気的に接続され、これらとの間で導通しうる。第1スイッチング素子11Aのゲートには、制御部30からの駆動信号(オン動作を指示するオン信号)及び非駆動信号(オフ動作を指示するオフ信号)が入力されるようになっており、制御部30からの信号に応じて第1スイッチング素子11Aがオン状態とオフ状態とに切り替わるようになっている。第1ダイオード11Bは、第1スイッチング素子11Aと並列に設けられるとともに、アノードが接続部74に電気的に接続され、カソードが第1導電路71に電気的に接続されている。接続部74は、第1スイッチング素子11Aのソースと第2スイッチング素子12Aのドレインとに接続される導電部である。
MOSFET12は、接続部74と基準導電路73との間に設けられ、第2スイッチング素子12A及び第2ダイオード12Bを備える。第2ダイオード12Bは、MOSFET12におけるボディダイオード(寄生ダイオード)である。第2スイッチング素子12Aは、MOSFET12から第2ダイオード12Bを除いた残余の素子部を指し、第1スイッチング素子11Aに直列に接続されるとともに第1スイッチング素子11Aと基準導電路73との間に配置される。第2スイッチング素子12Aは、ドレイン(一端側)が接続部74を介して第1スイッチング素子11Aのソース及びインダクタ14の一端に電気的に接続され、ソース(他端側)が基準導電路73に電気的に接続されている。基準導電路73には、入力側コンデンサ51及び出力側コンデンサ52のそれぞれの他方側の電極が電気的に接続されている。第2スイッチング素子12Aのゲートにも、制御部30からの駆動信号(オン動作を指示するオン信号)及び非駆動信号(オフ動作を指示するオフ信号)が入力されるようになっており、制御部30からの信号に応じて第2スイッチング素子12Aがオン状態とオフ状態とに切り替わるようになっている。第2ダイオード12Bは、第2スイッチング素子12Aと並列に設けられるとともに、アノードが基準導電路73に電気的に接続され、カソードが接続部74に電気的に接続されている。
インダクタ14は、接続部74に一端が電気的に接続され、その一端は第1スイッチング素子11Aのソース及び第2スイッチング素子12Aのドレインに電気的に接続されている。インダクタ14の他端は、第2導電路72に電気的に接続されている。
コンデンサ部20は、第1コンデンサとしてのハイサイド側コンデンサ21(以下、コンデンサ21ともいう)と、第2コンデンサとしてのローサイド側コンデンサ22(以下、コンデンサ22ともいう)とを備える。ハイサイド側コンデンサ21は、一端側(一方の電極)が第1導電路71に電気的に接続され他端側(他方の電極)が接続部74に電気的に接続される。ローサイド側コンデンサ22は、一端側(一方の電極)が接続部74に電気的に接続され他端側(他方の電極)が基準導電路73に電気的に接続される。
このように構成された電圧変換部10は、スイッチング方式の降圧型DCDCコンバータの要部をなし、第1スイッチング素子11Aのオン動作とオフ動作との切り替えによって第1導電路71に印加された電圧を降圧して第2導電路72に出力する降圧動作を行い得る。
第1電圧検出部41は、第1導電路71に印加される電圧(入力電圧)を検出する機能を有する。第1電圧検出部41は、電圧検出回路として構成され、基準導電路73の電位を基準電位とし、この基準電位と第1導電路71の電位との電位差を第1導電路71の電圧として検出する。第1電圧検出部41は、第1導電路71の電圧を示す値を制御部30に入力し得る公知の電圧検出回路であればよく、例えば、第1導電路71と基準導電路73の間の電圧を分圧して制御部30に入力するような分圧回路として構成されている。
第2電圧検出部42は、第2導電路72に印加される電圧(出力電圧)を検出する機能を有する。第2電圧検出部42は、電圧検出回路として構成され、基準導電路73の電位を基準電位とし、この基準電位と第2導電路72の電位との電位差を第2導電路72の電圧として検出する。第2電圧検出部42は、第2導電路72の電圧を示す値を制御部30に入力し得る公知の電圧検出回路であればよく、例えば、第2導電路72と基準導電路73の間の電圧を分圧して制御部30に入力するような分圧回路として構成されている。
電流検出部44は、第2導電路72を流れる電流(出力電流)を検出する機能を有する。電流検出部44は、抵抗器44A及び差動増幅器44Bを有し、第2導電路72を流れる電流を示す値(具体的には、第2導電路72を流れる電流の値に応じたアナログ電圧)を出力する。電圧変換部10からの出力電流によって抵抗器44Aに生じた電圧降下は、差動増幅器44Bで増幅されて出力電流に応じた検出電圧(アナログ電圧)となり、制御部30に入力される。
制御部30は、例えば、マイクロコンピュータ及び周辺回路によって構成され、様々な演算処理を行うCPU、プログラム等の情報を記憶するROM、一時的に発生した情報を記憶するRAM、入力されたアナログ電圧をデジタル値に変換するA/D変換器などを備える。A/D変換器には、第1電圧検出部41、第2電圧検出部42からの各検出信号(検出電圧に対応したアナログ電圧信号)や、電流検出部44からの検出信号(検出電流に対応したアナログ電圧信号)が与えられる。
次に、DCDCコンバータ1で行われる制御について詳述する。
DCDCコンバータ1は、同期整流方式の降圧型DCDCコンバータとして機能し、制御部30は、所定の開始条件の成立に応じて電圧変換部10を駆動し、降圧動作を行わせる。電源システム100では、例えば、イグニッションスイッチがオン状態である場合に外部装置から制御部30に対してイグニッションオン信号が与えられるようになっており、イグニッションスイッチがオフ状態である場合に外部装置から制御部30に対してイグニッションオフ信号が与えられるようになっている。制御部30は、例えばイグニッションスイッチがオフ状態からオン状態に切り替わったことを開始条件として電圧変換部10に制御信号を与え、電圧変換部10に上述の電圧変換動作を行わせる。
DCDCコンバータ1は、同期整流方式の降圧型DCDCコンバータとして機能し、制御部30は、所定の開始条件の成立に応じて電圧変換部10を駆動し、降圧動作を行わせる。電源システム100では、例えば、イグニッションスイッチがオン状態である場合に外部装置から制御部30に対してイグニッションオン信号が与えられるようになっており、イグニッションスイッチがオフ状態である場合に外部装置から制御部30に対してイグニッションオフ信号が与えられるようになっている。制御部30は、例えばイグニッションスイッチがオフ状態からオン状態に切り替わったことを開始条件として電圧変換部10に制御信号を与え、電圧変換部10に上述の電圧変換動作を行わせる。
制御部30は、電圧変換部10に降圧動作を行わせる場合、第1スイッチング素子11Aに対してオン信号とオフ信号とを交互に出力するとともに、第2スイッチング素子12Aに対してもオン信号とオフ信号とを交互に出力し、第1スイッチング素子11Aに対するオン信号と第2スイッチング素子12Aに対するオン信号とを交互に切り替えるように同期整流制御を行う。具体的には、第1スイッチング素子11Aのゲートに対してデューティが調整されたPWM信号を与え、このPWM信号と相補的なPWM信号を第2スイッチング素子12Aのゲートに対して与える。第2導電路72の出力電圧は、第1スイッチング素子11Aのゲートに与えるPWM信号のデューティ比に応じて定まる。
制御部30は、電圧変換部10に降圧動作を行わせる場合に、第2電圧検出部42によって第2導電路72の電圧(出力電圧)を検出しながら、第2導電路72に印加される電圧を、設定された目標値に近づけるようにフィードバック演算を周期的に繰り返し、フィードバック演算を行う毎にデューティを更新した形でPWM信号を発生させる。制御部30は、このように生成されるPWM信号を制御信号として第1スイッチング素子11Aのゲートに出力する。更に、この制御信号と相補的な制御信号を第2スイッチング素子12Aのゲートに出力する。
ここで、制御部30によって第1スイッチング素子11A及び第2スイッチング素子12Aに対して行われる制御について、主に図2、図3を参照して詳述する。図3は、図2の一部を拡大したグラフであり、縦軸方向よりも横軸方向を大きく拡大して示している。なお、図2及び図3のグラフでは、横軸を時間(経過時間)とし、縦軸を電圧又は電流とする。図2、図3では、電圧に関するグラフでは、左側の0Vを基準して時間経過に応じた電圧の変化を示し、電流に関するグラフでは、右側の0Aを基準として時間経過に応じた電流の変化を示す。
以下の説明では、第1スイッチング素子11A(ハイサイドスイッチ)がオン状態からオフ状態に切り替わったタイミングから1周期内の変化(各スイッチング素子に与える制御信号の変化、各スイッチング素子を流れる電流の変化、各スイッチング素子の両端電圧の変化など)について説明する。なお、以下の説明は、上述した同期整流制御が行われていることを前提とする。
図2のように、制御部30は、時間t1において第1スイッチング素子11Aのゲートに与える信号をHレベル信号(オン信号)からLレベル信号(オフ信号)に切り替え、この切替制御によって第1スイッチング素子11Aがオン状態からオフ状態に切り替わる。時間t1で第1スイッチング素子11Aがオン状態からオフ状態に切り替わると、第1スイッチング素子11Aの電流がコンデンサ部20に転流し、コンデンサ21の両端電圧が徐々に増加し、コンデンサ22の両端電圧が徐々に低下するように動作する。このような構成及び作用であるため、第1スイッチング素子11Aは、ドレインソース間の電位差が極めて小さい低損失状態でオフ動作(ほぼゼロ電圧オフ)がなされる。
第1スイッチング素子11Aのオフ状態の切り替わりに応じてこのような動作がなされた後、コンデンサ22の両端電圧が0Vに達した後には、第2ダイオード12B(ボディダイオード)が導通する。制御部30は、このように第2ダイオード12Bが導通した後に、時間t2で第2スイッチング素子12Aのゲートに与える信号をLレベル信号(オフ信号)からHレベル信号(オン信号)に切り替え、第2スイッチング素子12Aをオン状態とする。このような構成及び作用であるため、第2スイッチング素子12Aは、ドレインソース間の電位差が極めて小さい低損失状態でのオン動作(ゼロ電圧オン)がなされる。ここでの「ゼロ電圧オン」とは、第2ダイオード12Bが導通した状態で第2スイッチング素子12Aをオフ状態からオン状態に切り替える低損失のオン動作を意味する。なお、本明細書では、第2スイッチング素子12Aがオン状態となっている期間が「同期整流期間」である。
同期整流期間が開始されてからある程度の期間は、基準導電路73側から第2スイッチング素子12Aを介してインダクタ14に電流が流れ込み、インダクタ14において第2導電路72に向かう向きの電流が流れる。そして、インダクタ14では、この電流方向と反対方向に出力電圧Voが印加されるため、この電流方向のインダクタ電流は次第に低下してゆく。そして、ある時点を超えると、この電流方向とは逆方向にインダクタ電流が流れ、第2スイッチング素子12Aを介して基準導電路73側に流れ込む。このように、制御部30は、同期整流期間(第1スイッチング素子11Aがオフ状態となり且つ第2スイッチング素子12Aがオン状態となっている期間)に、第2スイッチング素子12Aにおいて第2導電路72側に向かう電流が流れる第1状態から基準導電路73側に向かう電流が流れる第2状態に変化するまで第2スイッチング素子12Aのオフタイミングを遅らせる。そして、図2、図3のように、第2状態のときの時間t3で、第2スイッチング素子12Aのゲートに与える信号をHレベル信号(オン信号)からLレベル信号(オフ信号)に切り替え、第2スイッチング素子12Aをオフ状態とする。このように、第2スイッチング素子12Aをオン状態からオフ状態に切り替える制御が「終了制御」の一例に相当する。
図2、図3のように時間t3で終了制御が行われ、第2スイッチング素子12Aがオン状態からオフ状態に切り替えられると、コンデンサ部20及びインダクタ14による共振が開始し、コンデンサ22は徐々に充電されて両端電圧が徐々に増加し、コンデンサ21は徐々に放電されて両端電圧が徐々に減少する。このように、第2スイッチング素子12Aは、ドレインソース間の電位差が極めて小さい低損失状態でのオフ動作(ほぼゼロ電圧オフ)がなされる。
時間t3で終了制御が行われた後に、コンデンサ21の両端電圧が低下し、コンデンサ22の両端電圧が上昇すると、第1スイッチング素子11Aのソース電圧が上昇し、入力電圧Viとの差が減少する。そして、第1スイッチング素子11Aのソース電圧が入力電圧Viを超えた後には第1ダイオード11B(ボディダイオード)が導通し、共振が終了する。制御部30は、このように第1ダイオード11Bが導通した状態(終了制御に応じて第1スイッチング素子11Aのソース電圧(接続部74の電圧)が上昇することにより第1ダイオード11Bが導通した状態)で、第1スイッチング素子11Aをオフ状態からオン状態に切り替える制御を行う。第1ダイオード11Bが導通した状態で第1スイッチング素子11Aをオフ状態からオン状態に切り替える制御が「開始制御」の一例に相当する。このような構成及び作用であるため、第1スイッチング素子11Aは、ドレインソース間の電位差が極めて小さい低損失状態でのオン動作(ゼロ電圧オン)がなされる。
DCDCコンバータ1では、このような同期整流制御に加え、更に、上述の終了制御のタイミング(第2スイッチング素子12Aをオン状態からオフ状態に切り替える時間t3)を、第1電圧検出部41によって検出される入力電圧Viと、第2電圧検出部42によって検出される出力電圧Voと、電流検出部44によって検出される出力電流Iaとに基づいて決定している。以下では、その決定方法を詳述する。
制御部30は、少なくとも出力電圧Voが入力電圧Viの二分の一の値よりも小さい場合(即ち、Vo<Vi/2の場合)に、「出力電圧Vo、入力電圧Vi、コンデンサ部20の容量C、インダクタ14のインダクタンスLに基づき、終了制御のタイミング(時間t3)を、入力電圧Viが大きいほど遅らせ、出力電圧Voが小さいほど遅らせるように決定することを定めた所定の演算式又はテーブルデータ」により、終了制御のタイミング(時間t3)を決定する。
具体的には、制御部30は、第1電圧検出部41によって検出される入力電圧Vi、第2電圧検出部42によって検出される出力電圧Vo、コンデンサ部20の容量C、インダクタ14のインダクタンスLに基づき、上述の数1の式で表されるIoに基づいて、終了制御のタイミング(時間t3)を決定する。より詳細には、時間t3での第2スイッチング素子12Aの電流の値I2が、数1の式で表されるIoの値となるタイミング、又は、数1の式で表されるIoの値となるタイミングから一定時間経過したタイミングを終了制御のタイミング(時間t3)としている。
本構成では、終了制御のタイミング(時間t3)を開始時点(時間t=0)とした場合、終了制御のタイミングから第1ダイオード11Bの導通が開始するタイミング(時間t4)までの間(共振期間)の共振電流iは、以下の数2で表すことができる。但し、tは、時間t3からの経過時間である。
そして、共振期間に接続部74に印加される電圧(共振電圧v)は、以下の数3で表すことができる。
但し、数2、数3において、ω及び容量Cは、以下の数4、数5の式で表すことができる。C1は、コンデンサ21の容量であり、C2は、コンデンサ22の容量である。
ソフトスイッチング(第1ダイオード11Bが導通した状態で第1スイッチング素子11Aをオフ状態からオン状態に切り替える制御)を行うために最小限の初期共振電流Ioは、上述の数1の通りである。
終了制御のタイミング(時間t3)での第2スイッチング素子12Aの電流(初期共振電流)がIoである場合、共振期間において最大共振電流ipが表れるタイミングtpは、数6の通りである。
初期共振電流がIoである場合、共振期間における最大共振電流ipは、数7の通りである。
初期共振電流がIoである場合、共振期間においてインダクタ14(メインコイル)の最大電流Ipは、数8の通りである。数8において、Iaは、出力電流値である。
本構成では、第1ダイオード11B(ボディダイオード)の導通開始時(時間t4)に共振が終了する。このタイミング(時間t4)での共振電圧をVkとしたとき、初期共振電流がIoである場合には、時間t4での共振電圧Vkは、数9で表すことができる。そして、このVkは、第1ダイオード11Bの電圧降下と入力電圧Viとの和になる。
このような関係に基づき、共振期間の長さ(共振時間)tkを以下の数10で表すことができる。
但し、数10において、a、b、cは、以下の数11の通りである。
初期共振電流がIoである場合、共振終了時点(時間t4)での共振電流Iqは、以下の数12の通りである。
初期共振電流がIoである場合、共振終了時点(時間t4)から共振電流が0になるまでの時間toは、以下の数13の通りである。
初期共振電流がIoである場合、第1スイッチング素子11Aの電流が0の状態からピークまでの上昇時間tfは、以下の数14の通りである。
第1スイッチング素子11Aがオン状態からオフ状態に切り替わった時点(時間t1)から第1スイッチング素子11Aの電流がコンデンサ部20に転流するが、初期共振電流がIoである場合、転流時間(第1スイッチング素子11Aがオン状態からオフ状態に切り替わってから第2ダイオード12Bが導通するまでの時間)tcは、以下の数15の通りである。
初期共振電流がIoである場合、同期整流開始時(第2スイッチング素子12Aがオフ状態からオン状態に切り替わる時間t2)の電流Ip2は、以下の数16の通りである。
初期共振電流がIoである場合、同期整流期間に第2スイッチング素子12Aの電流がIp2から−Ioまで降下するまでの時間(降下時間td)は、以下の数17の通りである。
従って、第1スイッチング素子11Aのオン期間S1は、S1=tf+to−Δtである。また、第2スイッチング素子12Aのオン期間S2は、S2=td−Δtである。また、第1スイッチング素子11Aがオフ状態に切り替わった時間t1から第2スイッチング素子12Aがオン状態に切り替わる時間t2までの期間DT1は、DT1=tc+Δtである。また、第2スイッチング素子12Aがオフ状態に切り替わった時間t3から第1スイッチング素子11Aがオン状態に切り替わる時間t5までの時間DT2は、DT2=tk+Δtである。上述の各式において、Δtはデッドタイムであり、所望の値に設定することができる。Δtは、0でも良いが、0より大きい値に設定することが望ましい。このようにして、各期間S1、S2、DT1、DT2を定めることができ、デッドタイムΔtを0にすれば、第2スイッチング素子12Aを流れる電流の値が、数1の式で表されるIoの値となるタイミングを終了制御のタイミングとすることができ、デッドタイムΔtを正の値にすれば、第2スイッチング素子12Aを流れる電流の値が数1の式で表されるIoの値となるタイミングから一定時間経過したタイミングを終了制御のタイミングとすることができる。
以下、本構成の効果を例示する。
上述のDCDCコンバータ1は、第1スイッチング素子11Aがオフ状態となり且つ第2スイッチング素子12Aがオン状態となっている同期整流期間に第2状態(基準導電路73側に向かう電流が流れる状態)に変化するまで第2スイッチング素子12Aのオフタイミングを遅らせ、この第2状態のときに第2スイッチング素子12Aをオン状態からオフ状態に切り替える終了制御(同期整流を終了させる制御)を行う。このようなタイミングで終了制御を行うと、第2スイッチング素子12Aを低損失でオフ状態に切り替えることができる。
上述のDCDCコンバータ1は、第1スイッチング素子11Aがオフ状態となり且つ第2スイッチング素子12Aがオン状態となっている同期整流期間に第2状態(基準導電路73側に向かう電流が流れる状態)に変化するまで第2スイッチング素子12Aのオフタイミングを遅らせ、この第2状態のときに第2スイッチング素子12Aをオン状態からオフ状態に切り替える終了制御(同期整流を終了させる制御)を行う。このようなタイミングで終了制御を行うと、第2スイッチング素子12Aを低損失でオフ状態に切り替えることができる。
更に、上述のDCDCコンバータ1では、同期整流期間の終了後には、終了制御に応じて接続部74の電圧が上昇することにより第1ダイオード11Bが導通した状態で、第1スイッチング素子11Aをオフ状態からオン状態に切り替えることができる。よって、第1スイッチング素子11Aを低損失でオン状態に切り替えることができる。
しかも、上述のDCDCコンバータ1では、終了制御のタイミングを、第1電圧検出部41によって検出される入力電圧Viと、第2電圧検出部42によって検出される出力電圧Voと、電流検出部44によって検出される出力電流Iaとに基づいて決定する。このようにすれば、実際の入出力状態に合わせて終了制御のタイミング(時間t3)を定めることができる。終了制御のタイミング(時間t3)は、第2スイッチング素子12Aがオフした時点で第2スイッチング素子12Aに流れている電流(初期共振電流)を決定する要素であり、初期共振電流が小さすぎると低損失のスイッチングができない虞があり、初期共振電流が大きすぎると、無効電力が大きくなる虞がある。上記DCDCコンバータ1によれば、実際の入出力状態に合わせて初期共振電流を設定することが可能となるため、低損失のスイッチングを入出力状態に合わせてより適切に且つより確実に行いやすくなる。
制御部30は、第2電圧検出部42によって検出される出力電圧Voが第1電圧検出部41によって検出される入力電圧Viの二分の一の値よりも小さい場合に、終了制御のタイミング(時間t3)を、入力電圧Viが大きいほど遅らせ、出力電圧Voが小さいほど遅らせるように決定する。出力電圧Voと入力電圧Viとの関係がVo<Vi/2である場合、終了制御のタイミング(第2スイッチング素子12Aをオン状態からオフ状態に切り替える時間t3)での第2スイッチング素子12Aの電流I2(初期共振電流)を、「第1スイッチング素子11Aのゼロ電圧オンを行い得る最小限の初期共振電流」よりも大きくするためには、入力電圧Viが大きいほど終了制御のタイミングを遅らせる必要があり、出力電圧Voが小さいほど終了制御のタイミングを遅らせる必要がある。よって、Vo<Vi/2である場合に「終了制御のタイミングを、入力電圧Viが大きいほど遅らせ、出力電圧Voが小さいほど遅らせる方式」を用いれば、第2スイッチング素子12Aをオン状態からオフ状態に切り替えるタイミング(時間t3)で第2スイッチング素子に流れている電流I2(初期共振電流)が「第1スイッチング素子11Aのゼロ電圧オンを行い得る最小限の初期共振電流」に到達しやすいように終了制御のタイミングを決定することができる。
具体的には、制御部30は、上述の数1の式で表されるIoに基づいて、終了制御のタイミング(時間t3)を決定するようになっている。出力電圧Voと入力電圧Viとの関係がVo<Vi/2である場合、数1で表されるIoは、「第1スイッチング素子11Aのゼロ電圧オンを行い得る最小限の初期共振電流」に相当する。この場合、第2スイッチング素子12Aをオン状態からオフ状態に切り替えるときの第2スイッチング素子12Aの電流I2(初期共振電流)の大きさが、数1で示されるIoの値よりも小さいと、共振電圧vが入力電圧Viを超えない可能性が高く、第1スイッチング素子11Aのゼロ電圧オンが行えない可能性が高くなる。一方で、電流I2が初期共振電流がIoの値よりも大きいと第1スイッチング素子11Aのゼロ電圧オンを行える可能性が高いが、初期共振電流がIoよりも大きすぎると無効電力が大きくなる。よって、数1のIoの値に基づいて終了制御のタイミング(時間t3)を決定すれば、「第1スイッチング素子11Aのゼロ電圧オンを行い得る最小限の初期共振電流Io」を考慮したタイミング設定が可能となる。
制御部30は、第2スイッチング素子12Aを流れる電流の値が、数1の式で表されるIoの値となるタイミング又は数1の式で表されるIoの値となるタイミングから一定時間経過したタイミングを、終了制御のタイミングとする。このようにすれば、第2スイッチング素子12Aの電流(初期共振電流)の大きさが「第1スイッチング素子11Aのゼロ電圧オンを行い得る最小限の初期共振電流Io」となるタイミング、又はこのタイミングから一定のマージンを持たせて遅延させたタイミングで、第2スイッチング素子12Aをオン状態からオフ状態に切り替えることができる。
<他の実施例>
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施例に限定されるものではなく、例えば次のような実施例も本発明の技術的範囲に含まれる。また、上述した実施例や後述する実施例は矛盾しない範囲で組み合わせることが可能である。
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施例に限定されるものではなく、例えば次のような実施例も本発明の技術的範囲に含まれる。また、上述した実施例や後述する実施例は矛盾しない範囲で組み合わせることが可能である。
実施例1では、電圧変換部10が1つのみのDCDCコンバータ1を例示したが、第1導電路71と第2導電路72との間に電圧変換部が複数個並列に接続された多相式のDCDCコンバータとしてもよい。この場合、各々の電圧変換部に対して実施例1と同様の制御を行えばよい。
実施例1では、出力側となる第2導電路72に第2電源部92が電気的に接続された構成を例示したが、第2導電路72に第2電源部92が電気的に接続されていなくてもよい。
実施例1では、第1導電路71に印加された電圧を降圧して第2導電路72に出力する例を示したが、例えば、同様の機能を有しつつ、第2導電路72に印加された電圧を昇圧して第1導電路に印加する機能を付加し、双方向型のDCDCコンバータとしてもよい。
実施例1では、主に、演算式に基づいて時間t3を決定する方法を例示したが、この方法と同様の趣旨で時間t3を決定し得るテーブルデータ(入力電圧と、出力電圧と、出力電流とに基づいて時間t3を決定するテーブルデータ)によって時間t3を決定してもよい。
実施例1では、コンデンサ21,22を備えた形でコンデンサ部20が構成されているが、いずれか一方のみとしてもよい。
実施例1では、期間S1、S2、DT1、DT2を決定する方法の一例を示したが、この方法に限定されず、上述した方法で決定された期間S1、S2、DT1、DT2に対して何らかの補正(例えば、温度に基づく補正など)を加えるなどして、変更してもよい。
1…車載用のDCDCコンバータ
10…電圧変換部
11A…第1スイッチング素子
11B…第1ダイオード
12A…第2スイッチング素子
12B…第2ダイオード
14…インダクタ
20…コンデンサ部
21…ハイサイド側コンデンサ
22…ローサイド側コンデンサ
30…制御部
41…第1電圧検出部
42…第2電圧検出部
44…電流検出部
71…第1導電路
72…第2導電路
73…基準導電路
74…接続部
10…電圧変換部
11A…第1スイッチング素子
11B…第1ダイオード
12A…第2スイッチング素子
12B…第2ダイオード
14…インダクタ
20…コンデンサ部
21…ハイサイド側コンデンサ
22…ローサイド側コンデンサ
30…制御部
41…第1電圧検出部
42…第2電圧検出部
44…電流検出部
71…第1導電路
72…第2導電路
73…基準導電路
74…接続部
Claims (4)
- 第1導電路に印加された入力電圧を降圧し、前記入力電圧よりも低い出力電圧を第2導電路に印加する降圧動作を少なくとも行う車載用のDCDCコンバータであって、
一端側が前記第1導電路に電気的に接続される第1スイッチング素子と、
前記第1スイッチング素子に直列に接続されるとともに前記第1スイッチング素子と前記第1導電路よりも低い電位に保たれる基準導電路との間に配置される第2スイッチング素子と、
前記第1スイッチング素子と並列に設けられるとともに、アノードが前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子との接続部に電気的に接続され、カソードが前記第1導電路に電気的に接続される第1ダイオードと、
前記第2スイッチング素子と並列に設けられるとともに、アノードが前記基準導電路に電気的に接続され、カソードが前記接続部に電気的に接続される第2ダイオードと、
前記接続部に一端側が電気的に接続され、他端側が前記第2導電路に電気的に接続されるインダクタと、
一端側が前記第1導電路に電気的に接続され他端側が前記接続部に電気的に接続されるハイサイド側コンデンサ、及び一端側が前記接続部に電気的に接続され他端側が前記基準導電路に電気的に接続されるローサイド側コンデンサ、のうちの少なくともいずれかのコンデンサを備えるコンデンサ部と、
前記第1スイッチング素子にオン信号とオフ信号とを交互に出力し、前記第2スイッチング素子にオン信号とオフ信号とを交互に出力し、前記第1スイッチング素子に対するオン信号と前記第2スイッチング素子に対するオン信号とを交互に切り替える同期整流制御を行う制御部と、
前記第1導電路に印加される前記入力電圧を検出する第1電圧検出部と、
前記第2導電路に印加される前記出力電圧を検出する第2電圧検出部と
前記第2導電路を流れる出力電流を検出する電流検出部と
を備え、
前記制御部は、
前記第1スイッチング素子がオフ状態となり且つ前記第2スイッチング素子がオン状態となっている同期整流期間に、前記第2スイッチング素子において第2導電路側に向かう電流が流れる第1状態から前記基準導電路側に向かう電流が流れる第2状態に変化するまで前記第2スイッチング素子のオフタイミングを遅らせ、
前記第2状態のときに前記第2スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替える終了制御を行い、
前記終了制御に応じて前記接続部の電圧が上昇することにより前記第1ダイオードが導通した状態で、前記第1スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替える開始制御を行い、
前記終了制御のタイミングを、前記第1電圧検出部によって検出される前記入力電圧と、前記第2電圧検出部によって検出される前記出力電圧と、前記電流検出部によって検出される前記出力電流とに基づいて決定する車載用のDCDCコンバータ。 - 前記制御部は、少なくとも前記出力電圧が前記入力電圧の二分の一の値よりも小さい場合に、前記終了制御のタイミングを、前記入力電圧が大きいほど遅らせ、前記出力電圧が小さいほど遅らせるように決定する請求項1に記載の車載用のDCDCコンバータ。
- 前記制御部は、前記第1電圧検出部によって検出される前記入力電圧をViとし、前記第2電圧検出部によって検出される前記出力電圧をVoとし、前記コンデンサ部の容量をCとし、前記インダクタのインダクタンスをLとした場合に、以下の数1の式
- 前記制御部は、前記第2スイッチング素子を流れる電流の値が、数1の式で表されるIoの値となるタイミング、又は、数1の式で表されるIoの値となるタイミングから一定時間経過したタイミングを前記終了制御のタイミングとする請求項3に記載の車載用のDCDCコンバータ。
Priority Applications (2)
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