JP2019106768A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】軸誤差変動分の変換誤差を軽減し、負荷トルク変動による振動等を低減する。【解決手段】モータ制御装置は、モータの制御軸と実軸との軸誤差を演算する軸誤差演算器と、軸誤差からモータの平均推定速度を推定する速度推定器と、軸誤差からモータの速度変動を生成する速度変動生成器と、平均推定速度と速度変動を加算した推定速度からモータの回転角度位置を推定する位置推定器を備え、速度変動生成器は、軸誤差演算器により演算された軸誤差と、位置推定器により推定されたモータの機械角位相とから、モータの速度変動を生成する。【選択図】図７

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

回転するセンサレスの３相モータの角速度ωは、推定した制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）の回転角度位置（推定回転角度位置）θ_ｄｃと、実際の回転軸である実軸（ｄｑ軸）の回転角度位置θ_ｄとの差である軸誤差Δθを比例積分（ＰＩ）することにより算出する。センサレスの３相モータの制御系では、算出した角速度ωをフィードバックして軸誤差Δθがゼロに近づくように角速度ωを調整する。このようにして得られた角速度ωは、角速度指令値ω^＊との比較のために用いられる他に、角速度ωを積分してロータの電気角位相θ_ｅを推定し、推定したロータの電気角位相θ_ｅを用いて３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）／２相（ｄ−ｑ）変換、およびその逆の２相／３相変換が行われる。

特開２０１６−８２６３７号公報

モータの中には、空気調和装置等に用いられる圧縮機を駆動するモータがある。圧縮機は、吸入、圧縮、吐出の各行程におけるガス冷媒の圧力変化によって、圧縮機を駆動するモータのロータ１回転中において負荷トルクが周期的に変動する。この周期的な負荷トルク変動は、モータの速度が変動して振動や騒音を発生させる要因となるため、周期的な負荷トルク変動を抑制するトルク補正が一般的に行われる。

しかしながら、このトルク補正は、消費電力低減や過電流防止の観点から、振動や騒音が実用上問題とならない程度の速度変動を許容しているために、実際の角速度は、負荷トルクとモータの出力トルクとの差によって周期的に変動し、軸誤差Δθも周期的に変動する。この軸誤差Δθから求める推定角速度ωは、速度推定器（ＰＬＬ）により、軸誤差Δθを比例積分（ＰＩ）することで算出しているため、推定角速度ωの平均角速度は推定できるものの、瞬時的には実際の角速度との間に振幅と位相のずれがあり、この振幅と位相のずれは周期的に変動する。つまり推定角速度ωと実際の角速度は、同期しない状態となる。この結果、軸誤差Δθの変動が発生し続けることになる。

位置センサレスベクトル制御により３相モータのトルク制御を行う制御系では、上記の推定角速度ωをもとに位置推定器によりロータの位置を推定し、推定したロータの位置に基づいてトルク指令値の生成や３相／２相変換および２相／３相変換を行う。したがって推定角速度ωと実際の角速度との間に周期的に変動する振幅と位相のずれがあると、それに起因するトルク指令値の誤差や、３相／２相変換および２相／３相変換の変換誤差が生じる。その結果、推定する制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）と実際の回転軸（ｄｑ軸）の間に周期的に変動する位相のずれが残り、フィードバック制御を繰り返しても軸誤差Δθがゼロとはならず、モータの振動や脱調等が生じる問題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、推定角速度と実際の角速度との間の振幅と位相のずれの周期的な変動をなくしてそれらを同期させることで、軸誤差Δθの変動を抑制し、モータの振動や脱調等を低減するモータ制御装置を提供する。

上述の課題を解決するため、本発明の実施形態の一例は、モータの制御軸と実軸との軸誤差を演算する軸誤差演算器と、軸誤差からモータの平均推定速度を推定する速度推定器と、軸誤差からモータの速度変動を生成する速度変動生成器と、平均推定速度と速度変動を加算した推定速度からモータの回転角度位置を推定する位置推定器を備えることを特徴とする。

本発明の実施形態の一例によれば、モータの推定速度と実際の速度を同期させることで、３相／２相変換、およびその逆の２相／３相変換による誤差が軽減され、その結果、負荷トルク変動による振動等を抑えることができる。

図１は、従来技術に係る速度推定手段の一例を説明するための図である。 図２は、従来技術における速度推定のプロセスの一例を説明するための図である。 図３は、従来技術における２相／３相変換および３相／２相変換における誤差発生の一例を説明するための図である。 図４は、開示の技術に係る軸誤差の変動を抑制する手段の一例を説明するための図である。 図５は、開示の技術における軸誤差の変動が抑制されるプロセスの一例を説明するための図である。 図６は、実施形態１（および実施形態２）に係るモータ制御装置の一例を示すブロック図である。 図７は、実施形態１に係る速度変動生成器の一例を示すブロック図である。 図８は、実施形態２に係る速度変動生成器の一例を示すブロック図である。 図９は、実施形態２に係る軸誤差補正の復調位相テーブルの一例を示す図である。

以下に添付図面を参照して開示の技術に係るモータ制御装置の実施形態の一例について説明する。以下の実施形態は、周期的な負荷トルク変動を有する圧縮機を駆動する永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ（Permanent Magnet Synchronous Motor））のトルク制御を、位置センサレスベクトル制御により行う、例えば空気調和装置または低温保存装置等のモータ制御装置に関する。しかし、開示の技術は、周期的な負荷トルク変動を有する負荷を駆動するモータのトルク制御を行うモータ制御装置に広く適用可能である。また、以下の説明で単に速度と記した場合は、特に断らない限り角速度を表す。

なお、以下に示す実施形態は、開示の技術を限定するものではない。また、以下に示す実施形態およびその変形例は、矛盾しない範囲で適宜組み合わせることができる。また、以下に示す実施形態は、開示の技術に係る構成および処理について主に示し、その他の構成および処理の説明を簡略または省略する。また、各実施形態において、同一の構成および処理には同一の符号を付与し、既出の構成および処理の説明は省略する。

なお、以下で用いる記号の説明の一覧を、下記（表１）に示す。

［従来技術の概略］
実施形態の説明に先立ち、従来技術の概略について説明する。図１は、従来技術に係る速度推定手段の一例を説明するための図である。図２は、従来技術における速度推定のプロセスの一例を説明するための図である。図３は、従来技術における２相／３相変換および３相／２相変換における誤差発生の一例を説明するための図である。

図１に示すように、従来技術では、軸誤差Δθを速度推定器（ＰＬＬ（Phase Locked Loop））に入力し、速度推定器で比例積分（ＰＩ）することにより制御軸と実軸との軸誤差Δθをゼロに近づけるような電気角推定角速度ω_ｅを生成する。そして、電気角推定角速度ω_ｅを位置推定器で積分して電気角位相θ_ｅを生成する。速度推定器は、軸誤差Δθが正であれば、ロータの現在の推定位置が実際の位置よりも進んでいるため、出力する電気角推定角速度ω_ｅを低下させ、軸誤差Δθが負であれば、ロータの現在の推定位置が実際の位置よりも遅れているため、出力する電気角推定角速度ω_ｅを上昇させる。

図１に示す構成では、電気角推定角速度ω_ｅは軸誤差Δθの比例積分（ＰＩ）による平均角速度として推定できるものの、前述のように実際の電気角角速度と電気角推定角速度ω_ｅの瞬時的な振幅と位相が一致しない。このため、軸誤差Δθの変動成分が残り、図２に示すように軸誤差Δθが変動し続ける。なお、図２のω_ｅは、軸誤差Δθを比例積分（ＰＩ）することにより軸誤差Δθをゼロに近づけるような角速度として生成される電気角推定角速度である。このようにして生成された電気角推定角速度ω_ｅは、キャリア周期毎にフィードバックされる。

そして、軸誤差Δθが変動することにより、図３に示すように、電気角推定角速度ω_ｅに誤差が発生し、さらに電気角位相θ_ｅにも誤差が発生する。よって、電気角位相θ_ｅを用いるｄｑ／ＵＶＷ変換器における２相／３相変換およびＵＶＷ／ｄｑ変換器における３相／２相変換において、変換誤差が発生する。

［開示の技術］
図４は、開示の技術に係る軸誤差の変動を抑制する手段の一例を説明するための図である。図５は、開示の技術における軸誤差の変動が抑制されるプロセスの一例を説明するための図である。

本願の開示の技術は、推定した制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）の回転角度位置（推定回転角度位置）θ_ｄｃと、実際の回転軸である実軸 （ｄｑ軸）の回転角度位置θ_ｄｑとの差である軸誤差Δθからその変動成分を分離し、分離した軸誤差の変動成分から速度変動Δω_ｅを生成する。この速度変動Δω_ｅを、速度推定器により出力された平均推定速度ω_ｅ０に加算して補正した推定速度として推定速度（以下、電気角推定角速度とも呼ぶ）ω_ｅを求めモータ制御装置の制御に適用することにより、軸誤差Δθの変動を抑制する。具体的には、図４に示すように、位置推定器の前段に、速度推定器と並列に接続された速度変動生成器を設ける。速度変動生成器は、軸誤差Δθと、位置推定器により出力された機械角位相θ_ｍとを入力とし、速度変動Δω_ｅを生成する。

そして、図５に示すように、モータのロータ１回転の周期（負荷トルク変動周期）Ｔ毎に速度変動を生成し、その速度変動の位相をπ／２遅らせて速度変動Δω_ｅとして出力し、次の周期に速度推定器により出力された平均推定速度ω_ｅ０に加算して電気角推定角速度ω_ｅを生成する。この電気角推定角速度ω_ｅをモータ制御装置の制御に適用し、フィードバック制御を行うことで、軸誤差Δθの変動を抑制する。

なお、軸誤差Δθに対して例えばπ／２だけ位相を遅らせた速度変動Δω_ｅを加算した電気角推定角速度ω_ｅを用いることにより軸誤差Δθの変動を抑制できるのは、軸誤差Δθの変動よりπ／２位相を遅らせた速度変動Δω_ｅに対してさらにπ／２位相が遅れたロータ位置θの変動が、軸誤差Δθの変動に対して位相が反転したものとなり、軸誤差Δθの変動が相殺されるためである。速度変動Δω_ｅに対してロータ位置θがπ／２だけ遅れて変動するのは、下記（１）式に示すようにロータ位置θがロータ角速度ωの積分で表されることより明らかである。

［実施形態１］
（実施形態１に係るモータ制御装置）
図６は、実施形態１に係るモータ制御装置の一例を示すブロック図である。実施形態１では、軸誤差Δθの変動成分を分離して速度変動を算出し、算出した速度変動の位相をπ／２遅らせて、軸誤差Δθから求めた次の周期の平均推定速度に加算し、軸誤差Δθをゼロに近づけるような電気角推定角速度を推定する。

実施形態１に係るモータ制御装置１００は、モータ１０を制御する。モータ制御装置１００は、速度変動生成器により生成された速度変動Δω_ｅを、速度推定器の出力である平均推定速度ω_ｅ０に加算して、電気角推定角速度ω_ｅを生成する構成である。

モータ制御装置１００は、減算器１１，１６，１７、速度制御器１２、加算器１３，１９，２０，３２、電流指令生成器１４、補正トルク生成器１５、電圧指令生成器１８を有する。また、モータ制御装置１００は、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器（２相／３相変換器）２１、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器２２、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）２３を有する。また、モータ制御装置１００は、シャント抵抗２６（または電流センサ２４，２５）、３φ電流算出器２７、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器（３相／２相変換器）２８、軸誤差演算器２９、速度推定器（ＰＬＬ）３０、速度変動生成器３１、位置推定器３３、非干渉化制御器３４、１／Ｐ_ｎ処理器３５を有する。

減算器１１は、モータ制御装置１００へ入力された機械角速度指令値ω_ｍ ^＊から、１／Ｐｎ処理器３５により出力された現在の推定角速度である機械角推定角速度ω_ｍを減算した角速度偏差Δωを、速度制御器１２へ出力する。

速度制御器１２は、減算器１１から入力された角速度偏差Δωが小さくなるような平均トルク指令値Ｔ_０ ^＊を生成して出力する。加算器１３は、速度制御器１２により出力された平均トルク指令値Ｔ_０ ^＊と、補正トルク生成器１５により出力された変動トルク指令値ΔＴとを加算した合計トルク指令値Ｔ^＊を出力する。

電流指令生成器１４は、加算器１３により出力された合計トルク指令値Ｔ^＊から、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を生成して出力する。具体的には、電流指令生成器１４は、合計トルク指令値Ｔ^＊から、ｄｑ座標軸上のｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を生成する。このｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊は、例えば、モータ電圧が電圧飽和領域でない通常制御領域では、最大トルク／電流曲線上の値となるように生成され、モータ電圧が電圧飽和領域であれば、誘起電圧楕円上の値となるように生成される。

補正トルク生成器１５は、速度変動許容値|Δω_ｍ|^＊、１／Ｐｎ処理器３５により出力された機械角推定角速度ω_ｍに含まれるモータ１回転における周期的な速度変動である機械角推定角速度変動Δω_ｍ、位置推定器３３により出力された機械角位相θ_ｍから、周期的な速度変動Δω_ｅを抑制するための変動トルク指令値ΔＴを生成する。変動トルク指令値ΔＴは、消費電力低減やモータ１０の減磁防止等を考慮して調整される。ここで、機械角位相θ_ｍは機械角で表したモータ（ロータ）の回転角度位置である。

減算器１６は、電流指令生成器１４により出力されたｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２８により出力されたｄ軸電流Ｉｄを減算したｄ軸電流偏差ΔＩｄを出力する。減算器１７は、電流指令生成器１４により出力されたｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊から、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２８により出力されたｑ軸電流Ｉ_ｑを減算したｑ軸電流偏差ΔＩ_ｑを出力する。

電圧指令生成器１８は、減算器１６により出力されたｄ軸電流偏差ΔＩ_ｄと、減算器１７により出力されたｑ軸電流偏差ΔＩ_ｑとから、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄｔおよび非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｔを生成する。

加算器１９は、電圧指令生成器１８により出力された非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄｔと、非干渉化制御器３４により出力された、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄｔを非干渉化するための非干渉化補正値Ｖ_ｄａとを加算したｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊を出力する。加算器２０は、電圧指令生成器１８により出力された非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｔと、非干渉化制御器３４により出力された、非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｔを補正するための非干渉化補正値Ｖ_ｑａとを加算したｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を出力する。

ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２１は、位置推定器３３により出力された現在のロータ位置である電気角位相θ_ｅを用いて、加算器１９、２０により出力された２相のｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊を３相のＵ相出力電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ相出力電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊，Ｗ相出力電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊へ変換する。そして、ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２１は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ相出力電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊，Ｗ相出力電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊をＰＷＭ変調器２２へ出力する。ＰＷＭ変調器２２は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ相出力電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊，Ｗ相出力電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊と、ＰＷＭキャリア信号から、６相のＰＷＭ信号を生成して、ＩＰＭ２３へ出力する。

ＩＰＭ２３は、ＰＷＭ変調器２２により出力された６相のＰＷＭ信号をもとに、外部から供給される直流電圧Ｖ_ｄｃを変換して、モータ１０のＵ相，Ｖ相，Ｗ相それぞれへ印可する交流電圧を生成し、それぞれの交流電圧をモータ１０のＵ相，Ｖ相，Ｗ相へ印加する。

３φ電流算出器２７は、１シャント（shunt）方式で母線電流を計測した場合、ＰＷＭ変調器２２により出力された６相のＰＷＭスイッチング情報と、計測された母線電流とから、モータ１０のＵ相電流値Ｉ_Ｕ，Ｖ相電流値Ｉ_Ｖ，Ｗ相電流値Ｉ_Ｗを算出する。

または、電流を計測する方式は、母線電流を計測する１シャント方式に限らず、２つのＣＴ（Current Transformer）で、例えば、電流センサ２４でモータ１０のＵ相の電流を、電流センサ２５でモータ１０のＶ相の電流を計測してもよい。３φ電流算出器２７は、電流センサ２４，２５および２つのＣＴでＵ相電流およびＶ相電流を計測した場合、残りのＷ相電流値Ｉ_ｗは、Ｉ_Ｕ＋Ｉ_Ｖ＋Ｉ_Ｗ＝０のキルヒホッフの法則より算出する。３φ電流算出器２７は、算出した各相の相電流値Ｉ_Ｕ，Ｉ_Ｖ，Ｉ_Ｗをｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２８へ出力する。

ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２８は、位置推定器３３により出力された電気角位相θ_ｅをもとに、３φ電流算出器２７により出力された３相のＵ相電流値Ｉ_Ｕ，Ｖ相電流値Ｉ_Ｖ，Ｗ相電流値Ｉ_Ｗを、２相のｄ軸電流Ｉ_ｄおよびｑ軸電流Ｉ_ｑへ変換する。そして、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２８は、ｄ軸電流Ｉ_ｄを減算器１６、軸誤差演算器２９、非干渉化制御器３４へ、ｑ軸電流Ｉ_ｑを減算器１７、非干渉化制御器３４、軸誤差演算器２９へ、それぞれ出力する。

軸誤差演算器２９は、加算器１９により出力されたｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊および加算器２０により出力されたｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２８により出力されたｄ軸電流Ｉ_ｄおよびｑ軸電流Ｉ_ｑから、軸誤差Δθを算出して、速度推定器（ＰＬＬ）３０および速度変動生成器３１へそれぞれ出力する。

速度推定器（ＰＬＬ）３０は、軸誤差演算器２９により出力された軸誤差Δθから、軸誤差Δθの平均成分をゼロに近づけるような平均推定速度ω_ｅ０を算出して、加算器３２へ出力する。速度変動生成器３１は、軸誤差演算器２９により出力された軸誤差Δθと、位置推定器３３により出力された機械角位相θ_ｍとから、軸誤差Δθの変動成分をゼロに近づけるような速度変動Δω_ｅを生成する。

加算器３２は、速度推定器（ＰＬＬ）３０により出力された平均推定速度ω_ｅ０と、速度変動生成器３１により出力された速度変動Δω_ｅとを加算して補正した推定速度である電気角推定角速度ω_ｅを生成し、出力する。位置推定器３３は、加算器３２により出力された電気角推定角速度ω_ｅから電気角位相θ_ｅおよび機械角位相θ_ｍを推定する。そして、位置推定器３３は、推定した電気角位相θ_ｅをｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器２１およびｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２８へそれぞれ出力する。また、位置推定器３３は、推定した機械角位相θ_ｍを補正トルク生成器１５および速度変動生成器３１へそれぞれ出力する。

非干渉化制御器３４は、ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器２８により出力されたｄ軸電流Ｉ_ｄおよびｑ軸電流Ｉ_ｑと、加算器３２により出力された補正後の電気角推定角速度ω_ｅとから、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄｔを補正するための非干渉化補正値Ｖ_ｄａを生成して加算器１９へ出力し、非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑｔを補正するための非干渉化補正値Ｖ_ｑａを生成して加算器２０へ出力する。

１／Ｐｎ処理器３５は、加算器３２により出力された電気角推定角速度ω_ｅをモータ１０の極対数Ｐｎで除算して機械角推定角速度ω_ｍを算出し、減算器１１および補正トルク生成器１５へそれぞれ出力する。

（実施形態１に係る速度変動生成器）
図７は、実施形態１に係る速度変動生成器の一例を示すブロック図である。実施形態１に係る速度変動生成器３１は、軸誤差変動成分分離器３１−１、軸誤差変動積算器３１−２、速度変動復調器３１−３を有する。

軸誤差変動成分分離器３１−１は、入力された軸誤差Δθから、その変動の基本波成分を分離する。具体的には機械角位相θ_ｍを用いて下記（２−１）式および（２−２）式から、２つのフーリエ係数Δθ_ｓｉｎ（ｓｉｎ成分）およびΔθ_ｃｏｓ（ｃｏｓ成分）を軸誤差Δθの変動の基本波成分として生成する。軸誤差Δθの変動の基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に算出することで、軸誤差Δθの変動の高調波成分を排除した軸誤差Δθの変動の基本波成分を精度よく抽出することができる。Δθ_ｓｉｎおよびΔθ_ｃｏｓは、機械角周期毎に更新される値である。

軸誤差変動積算器３１−２は、下記（３−１）式および（３−２）式から、軸誤差変動成分分離器３１−１により分離された軸誤差Δθの変動成分のフーリエ係数Δθ_ｓｉｎおよびΔθ_ｃｏｓに修正ゲインｋ（軸誤差Δθを速度に変換する積分ゲイン）を適用し、Δθ_ｓｉｎおよびΔθ_ｃｏｓを一周期毎に蓄積する。下記（３−１）式および（３−２）式におけるΔθ_{ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄ}およびΔθ_{ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄ}のそれぞれは、前回の機械角周期におけるΔθ_{ｓｉｎ_ｉ}およびΔθ_{ｃｏｓ_ｉ}である。

速度変動復調器３１−３は、下記（４）式の演算により、速度変動Δω_ｅを算出する。この処理により、軸誤差変動積算器３１−２による軸誤差Δθの変動の蓄積結果に対してπ／２だけ位相を遅らせた速度変動Δω_ｅの位相へ変換され、機械角位相θ_ｍのタイミングでの速度変動Δω_ｅの瞬時値が生成される。なお、上記の位相π／２は、後述の復調位相θｓｈｉｆｔに相当し、実施形態１では固定値となる。

速度推定器（ＰＬＬ）３０は、下記（５）式から、軸誤差演算器２９により出力された軸誤差Δθに対して比例積分（ＰＩ）を行うことにより、軸誤差Δθがゼロに近づけるような平均推定速度ω_ｅ０を生成する。速度変動生成器３１の出力である速度変動Δω_ｅにより軸誤差Δθの変動が抑制されるため、軸誤差Δθの変動の影響が抑制された平均推定速度ω_ｅ０を下記（５）式によるＰＩ演算により生成できる。

ただし、上記（５）式において、Ｋ_ｐは速度推定器（ＰＬＬ）３０の比例ゲインであり、Ｋ_ｉは速度推定器（ＰＬＬ）３０の積分ゲインである。比例ゲインＫ_ｐおよび積分ゲインＫ_ｉを正値で定義する場合には、上記（５）式のように、軸誤差Δθの符号をマイナスとする。これは、軸誤差Δθが正つまり推定した制御軸（ｄｃ−ｄｑ軸）の回転角度位置（推定回転角度位置）θ_ｄｃが実際の回転軸（ｄｑ軸）の回転角度位置θ_ｄｑよりも進んでいる場合には平均推定速度ω_ｅ０が下がるようにし、軸誤差Δθが負つまり制御軸がｄｑ軸よりも遅れている場合には平均推定速度ω_ｅ０が上がるようにするためである。

加算器３２は、下記（６）式に示すように、速度推定器（ＰＬＬ）３０の出力である平均推定速度ω_ｅ０と速度変動生成器３１の出力である速度変動Δω_ｅを加算し、補正した電気角推定角速度ω_ｅを生成する。

位置推定器３３は、下記（７）式から、加算器３２により出力された補正後の電気角推定角速度ω_ｅを積分することで、ロータ位置を示す電気角位相θ_ｅを推定する。補正後の電気角推定角速度ω_ｅは、電気角推定角速度ω_ｅの変動成分が補正されているため、ｄｑ軸と制御軸とが一致した正確なロータ位置（電気角位相θ_ｅ）を推定することができる。

また、位置推定器３３は、下記（８）式から、補正後の電気角推定角速度ω_ｅをモータ１０の極対数Ｐｎで除算して積分することで、モータ１０の機械角位相θ_ｍを算出する。

以上の実施形態１によれば、周期的な負荷トルク変動を有する３相モータを位置センサレスベクトル制御にて駆動する場合、従来技術では軸誤差演算器２９により出力される軸誤差Δθに周期的な変動が生じるが、この軸誤差Δθから平均速度と速度変動を生成し、これらを加算した推定角速度をフィードバックすることで推定角速度と実際の角速度を同期させ、軸誤差Δθをゼロに収束させる。

軸誤差は、制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）と実軸（ｄｑ軸）とのズレ（位相差）、すなわち推定されたロータ位置と実際のロータ位置のズレ（位相差）であるが、ロータ位置とロータの回転速度との関係から、軸誤差変動に対して所定位相（例えばπ／２）だけ位相を遅らせて速度変動を発生させることで、さらに所定位相分だけ位相が遅れて軸誤差変動を抑制するための位置変動が軸誤差の変動に対して逆位相で発生するため、軸誤差の変動が補正される。

推定速度の変動振幅は、例えばフーリエ変換により抽出された軸誤差変動振幅に修正ゲインをかけて負荷トルク変動周期毎に生成される。こうすることで、負荷トルク変動周期毎に速度変動振幅の修正が可能となり、軸誤差変動の定常誤差を低減できる。

そして、軸誤差Δθの変動成分がゼロとなれば、速度推定器（ＰＬＬ）３０の出力にも速度変動が発生しなくなり、速度変動を排除した平均推定速度ω_ｅ０を生成できる。速度推定器（ＰＬＬ）３０により出力される平均推定速度ω_ｅ０に、上述のようにして生成された推定速度変動成分Δω_ｅを加算することで、実際の速度変動と同期した推定速度変動を生成することができる。

位置推定器３３は、実際の速度変動と同期した推定速度変動を積分することで、制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）と実軸（ｄｑ軸）とが一致したロータ位置を推定でき、ｄｑ座標上での２相の出力電圧（ｄ軸電圧およびｑ軸電圧）を３相に変換する際や、検出した３相電流をｑｄ座標上の２相の電流（ｄ軸電流およびｑ軸電流）へ変換する際の変換誤差が抑制され、周期的な負荷トルク変動を抑制するためのトルク制御による制振効果や制御安定性の向上を図ることができる。

すなわち、実施形態１によれば、周期的な負荷トルク変動を有するモータの制振を目的としたモータのトルク制御を実施する場合において、軸誤差がゼロとなってロータの推定位置と実際の位置とが一致することにより、速度変動の位相と出力トルクの位相との位相差が最適化されるため、トルク制御における制振効果の向上および制振安定性の向上を図ることができる。

［実施形態２］
実施形態１では、軸誤差Δθの変動に対して固定値であるπ／２（復調位相θ_{Ｓｈｉｆｔ}）だけ位相を遅らせて速度変動Δω_ｅを生成している。これは、位置変動と速度変動との位相関係に基づく。しかし、軸誤差演算器２９により生成される軸誤差Δθ自体も誤差を含む場合には、位置変動と速度変動との位相関係が成立しなくなり、軸誤差Δθの変動に対する速度変動Δω_ｅの復調位相θ_{Ｓｈｉｆｔ}がπ／２の固定値では、軸誤差Δθがゼロに収束しないおそれがある。軸誤差Δθ自体の誤差は、軸誤差演算器２９の応答性能に起因すると考えられるが、軸誤差Δθと速度変動Δω_ｅの位相関係に速度への依存性がある場合には、軸誤差Δθの変動に対する速度変動Δω_ｅの復調位相θ_{Ｓｈｉｆｔ}を速度に応じて異ならせることにより、軸誤差Δθをゼロに収束させることができると考えられる。よって、実施形態２では、速度変動Δω_ｅの復調位相θ_{Ｓｈｉｆｔ}を速度に応じて変化させる。例えば、モータ１０の高速回転領域では復調位相θ_{Ｓｈｉｆｔ}をπ／２以下とし、低速回転領域では復調位相θ_{Ｓｈｉｆｔ}をπ／２より大とする。

以下の実施形態２に係るモータ制御装置１００Ａ（図６参照）は、速度変動生成器３１Ａ（図６参照）における速度変動復調器の構成および処理が実施形態１と異なり、その他は、実施形態１と同様である。

（実施形態２に係る速度変動生成器）
図８は、実施形態２に係る速度変動生成器の一例を示すブロック図である。実施形態２に係る速度変動生成器３１Ａは、軸誤差変動成分分離器３１Ａ−１、軸誤差変動積算器３１Ａ−２、速度変動復調器３１Ａ−３を有する。軸誤差変動成分分離器３１Ａ−１は実施形態１における軸誤差変動成分分離器３１−１と同様であり、軸誤差変動積算器３１Ａ−２は実施形態１における軸誤差変動積算器３１−２と同様である。

速度変動復調器３１Ａ−３は、さらに、速度変動振幅算出器３１Ａ−３１、軸誤差変動位相算出器３１Ａ−３２、復調位相算出器３１Ａ−３３、Ｐｎ処理器３１Ａ−３４、速度変動瞬時値算出器３１Ａ−３５を有する。

速度変動振幅算出器３１Ａ−３１は、軸誤差変動積算器３１Ａ−２により上記（３−１）式および（３−２）式から算出されたΔθ_{ｓｉｎ＿ｉ}およびΔθ_{ｃｏｓ＿ｉ}をもとに、下記（９）式から、速度変動Δω_ｅの基本波成分の振幅|Δω_ｅ|を算出する。Δθ_{ｓｉｎ＿ｉ}およびΔθ_{ｃｏｓ＿ｉ}は、機械角周期毎に更新される値であることから、速度変動Δω_ｅの基本波成分の振幅|Δω_ｅ|も機械角周期毎に更新される。

軸誤差変動位相算出器３１Ａ−３２は、下記（１０）式から、機械角周期毎に更新された軸誤差変動成分の位相φ_Δθｉを算出する。

Ｐｎ処理器３１Ａ−３４は、モータ制御装置１００へ入力された機械角速度指令値ω_ｍ ^＊をモータ１０の極対数Ｐｎで乗算して電気角速度指令値ω_ｅ ^＊を算出し、復調位相算出器３１Ａ−３３へ出力する。

復調位相算出器３１Ａ−３３は、復調位相テーブル３１Ａ−３３ｔを有する。図９は、実施形態２に係る軸誤差を補正するための復調位相テーブルの一例を示す図である。復調位相テーブル３１Ａ−３３ｔは、Ｐｎ処理器３１Ａ−３４から出力された電気角速度指令値ω_ｅ ^＊毎に軸誤差Δθをゼロに近づけるような復調位相θ_{ｓｈｉｆｔ}をチューニングやシミュレーション、理論計算等により取得し、電気角速度指令値ω_ｅ ^＊に対応付けて格納したテーブルである。復調位相テーブル３１Ａ−３３ｔにおいて、例えば、電気角速度指令値ω_ｅ ^＊１には、復調位相θ_{ｓｈｉｆｔ１}が対応付けられて格納されている。復調位相算出器３１Ａ−３３は、入力された電気角速度指令値ω_ｅ ^＊をもとに復調位相テーブル３１Ａ−３３ｔを参照し、軸誤差Δθの変動に対する速度変動Δω_ｅの復調位相θ_{ｓｈｉｆｔ}を算出する。

なお、復調位相算出器３１Ａ−３３は、復調位相テーブル３１Ａ−３３ｔにおいて、入力された電気角速度指令値ω_ｅ ^＊と一致する電気角速度指令値ω_ｅ ^＊が存在しない場合には、入力された電気角速度指令値ω_ｅ ^＊に最も近い値の電気角速度指令値ω_ｅ ^＊に対応付けられた復調位相θ_{ｓｈｉｆｔ}を取得する。あるいは、復調位相算出器３１Ａ−３３は、復調位相テーブル３１Ａ−３３ｔにおいて、入力された電気角速度指令値ω_ｅ ^＊と一致する電気角速度指令値ω_ｅ ^＊が存在しない場合には、入力された電気角速度指令値ω_ｅ ^＊に最も近い２つの値に対応付けられた復調位相θ_{ｓｈｉｆｔ}から、線形補完により、目的の復調位相θ_{ｓｈｉｆｔ}を算出してもよい。

速度変動瞬時値算出器３１Ａ−３５は、下記（１１）式から、速度変動Δω_ｅの瞬時値を算出する。この算出処理により、上記（３−１）式および（３−２）式による軸誤差変動の蓄積結果に対して速度変動の復調位相θ_{ｓｈｉｆｔ}が反映され、機械角位相θ_ｍでの速度変動Δω_ｅの瞬時値が生成される。速度変動瞬時値算出器３１Ａ−３５により生成された瞬時値である速度変動Δω_ｅは、実施形態１と同様に、加算器３２において、上記（６）式から、平均推定速度ω_ｅ０に速度変動Δω_ｅが加算されることにより、変動成分を含めた補正後の電気角推定角速度ω_ｅが生成される。なお、下記（１１）式の右辺の正弦関数内の第２項“φ_Δθｉ”および第３項“θ_{ｓｈｉｆｔ}”の間の演算子は、位相を進ませる場合には“＋”となり、位相を遅らせる場合には“−”となる。

以上の実施形態２によれば、実施形態１に加え、軸誤差Δθがゼロに収束するための速度変動Δω_ｅの復調位相θ_{ｓｈｉｆｔ}が速度に依存することを加味して、速度変動Δω_ｅの復調位相を回転数に応じて変化させるので、軸誤差Δθをゼロに収束させることができる。

［実施形態２の変形例］
実施形態２では、復調位相算出器３１Ａ−３３は、入力された電気角速度指令値ω_ｅ ^＊をもとに復調位相テーブル３１Ａ−３３ｔを参照し、軸誤差Δθの変動に対する速度変動Δω_ｅの復調位相θ_{ｓｈｉｆｔ}を取得するとした。しかし、これに限られず、復調位相算出器３１Ａ−３３は、復調位相テーブル３１Ａ−３３ｔを有さず、速度と軸誤差がゼロとなる復調位相の関係が、１次関数や２次関数等の、機械角速度指令値ω_ｍ ^＊の関数ｆ（ω_ｍ ^＊）で近似表現できる場合には、軸誤差Δθの変動に対する速度変動Δω_ｅの復調位相θ_{ｓｈｉｆｔ}を、下記（１２）式から算出するとしてもよい。

上述の実施形態および図示の具体的名称、処理、制御、各種のデータやパラメータを含む情報については、一例を示すに過ぎず、特記する場合を除いて適宜変更することができる。また、上述の実施形態における各部もしくは各装置の構成は、処理負荷や実装効率等から適宜分散または統合されてもよい。また、上述の実施形態における各処理は、処理負荷や実装効率等から、処理順序を適宜入れ替えて実行されてもよい。

上述の実施形態のより広範な態様は、上述のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。従って、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１０ モータ
１１，１６，１７ 減算器
１２ 速度制御器
１３，１９，２０，３２ 加算器
１４ 電流指令生成器
１５ 補正トルク生成器
１８ 電圧指令生成器
２１ ｄ−ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換器
２２ ＰＷＭ変調器
２４，２５ 電流センサ
２６ シャント抵抗
２７ ３φ電流算出器
２８ ｕ，ｖ，ｗ／ｄ−ｑ変換器
２９ 軸誤差演算器
３０ 速度推定器（ＰＬＬ）
３１，３１Ａ 速度変動生成器
３１−１，３１Ａ−１ 軸誤差変動成分分離器
３１−２，３１Ａ−２ 軸誤差変動積算器
３１−３，３１Ａ−３ 速度変動復調器
３１Ａ−３１ 速度変動振幅算出器
３１Ａ−３２ 軸誤差変動位相算出器
３１Ａ−３３ 復調位相算出器
３１Ａ−３３ｔ 復調位相テーブル
３１Ａ−３４ Ｐｎ処理器
３１Ａ−３５ 速度変動瞬時値算出器
３３ 位置推定器
３４ 非干渉化制御器
３５ １／Ｐｎ処理器
１００，１００Ａ モータ制御装置

Claims (3)

1. モータの制御軸と実軸との軸誤差を演算する軸誤差演算器と、
   前記軸誤差から前記モータの平均推定速度を推定する速度推定器と、
   前記軸誤差から前記モータの速度変動を生成する速度変動生成器と、
   前記モータの平均推定速度と前記モータの速度変動を加算した推定速度から前記モータの回転角度位置を推定する位置推定器を備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記速度変動生成器は、
   前記軸誤差の変動成分から基本波成分を分離する軸誤差変動成分分離器と、
   前記軸誤差変動成分分離器により分離された前記基本波成分を、前記モータの機械角周期毎に積算する軸誤差変動積算器と、
   前記軸誤差変動積算器により積算された前記基本波成分から、前記位置推定器により推定された前記モータの機械角位相を所定量だけ遅らせて前記モータの速度変動を生成する速度変動復調器と
   をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記速度変動復調器は、
   前記軸誤差変動成分分離器により分離された前記基本波成分の大きさを算出する速度変動振幅算出器と、
   前記軸誤差変動成分分離器により分離された前記基本波成分から、前記機械角周期毎に更新された前記軸誤差の変動成分の位相を算出する軸誤差変動位相算出器と、
   前記モータ制御装置に入力された機械角速度指令値を電気角速度指令値に変換し、前記電気角速度指令値から、前記軸誤差の変動成分をゼロに近づけるような前記速度変動の復調位相を算出する復調位相算出器と、
   前記速度変動振幅算出器により算出された前記基本波成分の大きさと、前記軸誤差変動位相算出器により算出された前記軸誤差の変動成分の位相と、前記復調位相算出器により算出された前記速度変動の復調位相とから、前記モータの機械角位相での前記速度変動の瞬時値を生成する速度変動瞬時値算出器と
   をさらに備えたことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。

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