JP2019080366A - Motor control device - Google Patents
Motor control device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2019080366A JP2019080366A JP2017203080A JP2017203080A JP2019080366A JP 2019080366 A JP2019080366 A JP 2019080366A JP 2017203080 A JP2017203080 A JP 2017203080A JP 2017203080 A JP2017203080 A JP 2017203080A JP 2019080366 A JP2019080366 A JP 2019080366A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- axis
- motor
- axis inductance
- armature
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
Description
本発明は、モータ制御装置に関し、特に、モータの駆動を制御するパラメータを決定する決定部を備えるモータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device, and more particularly to a motor control device that includes a determination unit that determines a parameter that controls driving of a motor.
従来、モータの駆動を制御するパラメータを決定する決定部を備えるモータ制御装置が知られている（たとえば、特許文献１参照）。 Conventionally, a motor control device is known that includes a determination unit that determines a parameter for controlling the drive of a motor (see, for example, Patent Document 1).
上記特許文献１には、永久磁石同期モータをベクトル制御する制御装置が開示されている。上記特許文献１に記載のように永久磁石同期モータをベクトル制御する場合には、モータ定数に基づいて、トルク指令が演算される。なお、モータ定数とは、電機子抵抗、誘起電圧係数、ｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスなどである。ここで、モータ定数は、永久磁石同期モータの温度や経年によって変化する場合があるとともに、永久磁石同期モータ毎によって異なる場合がある。このような場合、モータ定数が固定されていると、適切なトルク指令が演算できなくなる。
そこで、上記特許文献１の制御装置では、モータの駆動中等にモータ定数を修正するために、モータ定数演算部（決定部）が設けられている。モータ定数演算部は、電流指令（ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令）と、実際にモータに出力されている電流値（ｄ軸電流検出値、ｑ軸電流検出値）とに基づいて、モータ定数を修正（決定）するように構成されている。つまり、上記特許文献１の制御装置では、電流偏差に基づいて、モータ定数が決定されている。
Therefore, in the control device of
しかしながら、上記特許文献１のような従来の制御装置において、電流指令と、実際にモータに出力されている電流値とに基づいてモータ定数を修正する場合、モータの機器定数（モータ定数）の値によっては、電流指令と実際にモータに出力されている電流値との誤差が大きくなり、モータ定数（パラメータ）を適切に修正（決定）できない場合があるという問題点がある。
However, when the motor constant is corrected based on the current command and the current value actually output to the motor in the conventional control device as described in
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、この発明の１つの目的は、モータの駆動を制御するパラメータを適切に決定することが可能なモータ制御装置を提供することである。 The present invention has been made to solve the problems as described above, and one object of the present invention is to provide a motor control device capable of appropriately determining parameters for controlling the drive of a motor. It is.
上記目的を達成するために、この発明の一の局面におけるモータ制御装置は、トルク指令に基づいて設定されたｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令により、永久磁石が設けられるモータの駆動を制御するモータ制御装置であって、モータの駆動を制御するパラメータである、電機子抵抗、電機子鎖交磁束ベクトル、ｄ軸インダクタンス、および、ｑ軸インダクタンスを決定する決定部と、決定部により決定された、電機子抵抗、電機子鎖交磁束ベクトル、ｄ軸インダクタンス、および、ｑ軸インダクタンスに基づいて、ｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令を算出するトルク／電流変換部とを備え、決定部は、電流偏差に基づく第１の方法、電圧指令方程式に基づく第２の方法、および、コイルの温度推定値に基づく第３の方法を切り替えることにより、電機子抵抗、電機子鎖交磁束ベクトル、ｄ軸インダクタンス、および、ｑ軸インダクタンスを決定するように構成されている。 In order to achieve the above object, a motor control device according to one aspect of the present invention controls driving of a motor provided with a permanent magnet with a d-axis current command and a q-axis current command set based on a torque command. A motor control device, which is a parameter for controlling driving of a motor, determined by an armature resistance, an armature linkage flux vector, a d-axis inductance, and a determination portion for determining a q-axis inductance, and a determination portion A torque / current conversion unit that calculates a d-axis current command and a q-axis current command based on an armature resistance, an armature linkage flux vector, a d-axis inductance, and a q-axis inductance; In switching the first method based on the current deviation, the second method based on the voltage command equation, and the third method based on the estimated temperature value of the coil Ri, armature resistance, armature flux linkage vector, d-axis inductance, and is configured to determine a q-axis inductance.
この発明の一の局面によるモータ制御装置では、上記のように、決定部は、電流偏差に基づく第１の方法、電圧指令方程式に基づく第２の方法、および、コイルの温度推定値に基づく第３の方法を切り替えることにより、電機子抵抗、電機子鎖交磁束ベクトル、ｄ軸インダクタンス、および、ｑ軸インダクタンスを決定するように構成されている。これにより、たとえば、第１の方法、第２の方法または第３の方法のいずれかの方法によりパラメータ（電機子抵抗、電機子鎖交磁束ベクトル、ｄ軸インダクタンス、および、ｑ軸インダクタンス）を決定している場合において、電流指令と実際にモータに出力されている電流値との誤差が大きくなった際に、他の方法に切り替えることができる。これにより、モータの駆動を制御するパラメータを適切に決定することができる。 In the motor control device according to one aspect of the present invention, as described above, the determination unit includes the first method based on the current deviation, the second method based on the voltage command equation, and the second method based on the temperature estimate of the coil. By switching the method of 3, the armature resistance, the armature linkage flux vector, the d-axis inductance, and the q-axis inductance are determined. Thereby, for example, the parameters (armature resistance, armature flux linkage vector, d-axis inductance, and q-axis inductance) are determined by any one of the first method, the second method, and the third method. In this case, when the error between the current command and the current value actually output to the motor becomes large, it is possible to switch to another method. Thus, parameters for controlling the drive of the motor can be properly determined.
上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、決定部は、モータの起動時に、電機子抵抗、ｄ軸インダクタンス、および、ｑ軸インダクタンスを決定するとともに、モータの駆動中に、電機子抵抗、電機子鎖交磁束ベクトル、ｄ軸インダクタンス、および、ｑ軸インダクタンスを決定するように構成されている。 In the motor control device according to the aforementioned aspect, preferably, the determination unit determines the armature resistance, the d-axis inductance, and the q-axis inductance at the time of starting the motor, and also detects the armature resistance during driving of the motor, It is configured to determine an armature flux linkage vector, a d-axis inductance, and a q-axis inductance.
このように構成すれば、モータの起動時とモータの駆動中との両方において、モータの駆動を制御するパラメータを適切に決定することができる。 With this configuration, it is possible to properly determine the parameters for controlling the drive of the motor both at the time of start of the motor and during the drive of the motor.
この場合、好ましくは、決定部は、モータの駆動中において、電機子抵抗を決定した後、電機子鎖交磁束ベクトルを決定し、その後、ｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスを決定するように構成されている。 In this case, preferably, the determination unit is configured to determine an armature linkage flux vector after determining the armature resistance during driving of the motor, and thereafter determine the d-axis inductance and the q-axis inductance. ing.
ここで、電機子鎖交磁束ベクトルは、電機子抵抗を含む関数により表される場合がある。また、ｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスは、電機子抵抗および電機子鎖交磁束ベクトルを含む関数により表される場合がある。そこで、上記のように、電機子抵抗を決定した後、電機子鎖交磁束ベクトルを決定し、その後、ｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスを決定することによって、容易に、全てのパラメータ（電機子抵抗、電機子鎖交磁束ベクトル、および、ｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンス）を決定することができる。 Here, the armature linkage flux vector may be represented by a function including armature resistance. Also, the d-axis inductance and the q-axis inductance may be represented by functions including an armature resistance and an armature flux linkage vector. Therefore, as described above, after the armature resistance is determined, the armature flux linkage vector is determined, and then the d-axis inductance and the q-axis inductance are easily determined to determine all the parameters (armature resistance). , The armature flux linkage vector, and the d-axis inductance and the q-axis inductance) can be determined.
上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、決定部は、モータに複数回電流を流した際の電流の変化量に対する電圧の変化量に基づいて電機子抵抗を決定し、角速度の変化量に対する電機子鎖交磁束ベクトルの変化量に基づいて電機子鎖交磁束ベクトルを決定し、電流の変化量に対する電圧指令値の変化量に基づいてｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスを決定するように構成されている。 In the motor control device according to the above aspect, preferably, the determination unit determines the armature resistance based on the amount of change in voltage relative to the amount of change in current when current is supplied to the motor a plurality of times, and the amount of change in angular velocity Configured to determine an armature linkage flux vector based on a variation of the armature linkage flux vector with respect to and to determine a d-axis inductance and a q-axis inductance based on a variation of a voltage command value with respect to a current variation It is done.
このように構成すれば、パラメータ（電機子抵抗、電機子鎖交磁束ベクトル、ｄ軸インダクタンス、および、ｑ軸インダクタンス）にオフセットが付加されている場合に、変化量を求める際の差分により、オフセットを除去（補正）することができる。なお、オフセットとは、電流指令が０である場合の電流の偏差（電流指令が０にもかかわらず流れている電流による影響）である。 According to this configuration, when offsets are added to the parameters (armature resistance, armature linkage flux vector, d-axis inductance, and q-axis inductance), the offset is obtained by the difference when obtaining the amount of change. Can be removed (corrected). The offset is the deviation of the current when the current command is zero (the effect of the current flowing despite the current command being zero).
上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、決定部は、磁束の変化が線形である線形領域において、電機子抵抗、電機子鎖交磁束ベクトル、ｄ軸インダクタンス、および、ｑ軸インダクタンスを決定し、決定部に決定された、電機子抵抗、電機子鎖交磁束ベクトル、ｄ軸インダクタンス、および、ｑ軸インダクタンスを、磁束の変化が非線形である非線形領域に拡張する非線形化処理部をさらに備える。 In the motor control device according to the above aspect, preferably, the determination unit determines the armature resistance, the armature interlinkage magnetic flux vector, the d-axis inductance, and the q-axis inductance in a linear region in which a change in magnetic flux is linear. And a non-linearization processing unit that extends the armature resistance, the armature interlinkage magnetic flux vector, the d-axis inductance, and the q-axis inductance, which are determined by the determination unit, into a non-linear region where the change of the magnetic flux is non-linear. .
このように構成すれば、パラメータの決定が比較的困難な非線形領域においてパラメータを決定する場合と異なり、線形領域において決定されたパラメータに基づいて、容易にパラメータを非線形領域に拡張することができる。 According to this configuration, the parameter can be easily extended to the non-linear region based on the parameter determined in the linear region, unlike the case where the parameter is determined in the non-linear region where the parameter determination is relatively difficult.
この場合、好ましくは、非線形化処理部は、電流値に対する電機子鎖交磁束ベクトルの変化を表すマップと、ｄ軸電流の大きさに対して電機子鎖交磁束ベクトルを補正するｄ軸補正係数と、決定部により決定された電機子鎖交磁束ベクトルに基づくマップの補正係数とに基づいて、電機子鎖交磁束ベクトルを非線形領域に拡張するとともに、電流値に対する、ｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスの各々の変化を表すマップと、ｑ軸とｄ軸との干渉を補正する軸間補正係数と、決定部により決定されたｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスの各々に基づくマップの補正係数とに基づいて、ｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスの各々を非線形領域に拡張するように構成されている。 In this case, preferably, the non-linearization processing unit is a map representing a change in the armature flux linkage vector with respect to the current value, and a d axis correction coefficient for correcting the armature flux linkage vector with respect to the magnitude of the d axis current. And extending the armature linkage flux vector to the non-linear region based on the correction coefficient of the map based on the armature linkage flux vector determined by the determination unit, and for the d-axis inductance and the q-axis inductance with respect to the current value. Based on a map representing each change of A, an inter-axis correction coefficient for correcting the interference between the q-axis and the d-axis, and a correction coefficient of the map based on each of the d-axis inductance and the q-axis inductance determined by the determination unit. Thus, it is configured to extend each of the d-axis inductance and the q-axis inductance to the non-linear region.
このように構成すれば、マップを用いることによって、計算式によってパラメータを非線形領域に演算しながら拡張する場合と比べて、モータ制御装置の負荷を軽減することができる。また、ｄ軸電流の大きさに対して電機子鎖交磁束ベクトルを補正するｄ軸補正係数（ｑ軸とｄ軸との干渉を補正する軸間補正係数）に基づいてパラメータが非線形領域に拡張されているので、ｄ軸電流の影響（ｑ軸とｄ軸との干渉）が加味された非線形領域に拡張されたパラメータを得ることができる。また、決定部により決定されたパラメータに基づく補正係数に基づいてマップの値が補正されているので、現在（パラメータの決定時）のモータの状態に応じて、適切にパラメータを決定することができる。 According to this structure, by using the map, the load on the motor control device can be reduced as compared with the case where the parameter is calculated to the non-linear region by the calculation formula and expanded. Also, the parameter is extended to a nonlinear region based on the d-axis correction coefficient (inter-axis correction coefficient for correcting the interference between the q-axis and the d-axis) for correcting the armature linkage flux vector with respect to the magnitude of the d-axis current As a result, it is possible to obtain an extended parameter in a non-linear region in which the influence of the d-axis current (interference between the q-axis and the d-axis) is added. In addition, since the values of the map are corrected based on the correction coefficient based on the parameter determined by the determination unit, the parameter can be appropriately determined according to the current state of the motor (at the time of determination of the parameter). .
上記非線形化処理部が設けられているモータ制御装置において、好ましくは、非線形化処理部は、モータが、ロータの表面に永久磁石が設けられた表面磁石型モータの場合、非線形領域に拡張された電機子鎖交磁束ベクトルに基づいて、ｑ軸電流指令を演算し、モータが、ロータの内部に永久磁石が埋め込まれた埋込磁石型モータの場合、非線形領域に拡張された、電機子鎖交磁束ベクトル、ｄ軸インダクタンス、および、ｑ軸インダクタンスに基づいて、トルク指令を収束させるように回帰演算するとともに、回帰演算されたトルク指令に基づいてｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令を演算するように構成されている。 In the motor control device provided with the above-mentioned non-linearization processing part, preferably, the non-linearization processing part is expanded to the non-linear region in the case of a surface magnet type motor where the motor is a permanent magnet provided on the surface of the rotor. An armature linkage, which is calculated based on an armature linkage flux vector, and in the case of an embedded magnet type motor in which a motor is a permanent magnet embedded in a rotor, in a nonlinear region. Based on the magnetic flux vector, the d-axis inductance, and the q-axis inductance, the torque command is regressed to converge, and the q-axis current command and d-axis current command are computed based on the regressed torque command. Is configured.
このように構成すれば、表面磁石型モータでは、ｑ軸電流指令がパラメータのうちの電機子鎖交磁束ベクトルのみに基づいて求められるので、非線形領域に拡張された電機子鎖交磁束ベクトルに基づいて、容易に、非線形領域に拡張されたｑ軸電流指令を演算することができる。一方、埋込磁石型モータでは、ｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令（トルク指令）を演算するために、複数のパラメータ（電機子鎖交磁束ベクトル、ｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンス）を用いる必要があるため（つまり、変数が複数であるため）、ｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令を演算するためのトルク指令の演算が比較的困難である。そこで、ｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令を求めるために用いられるトルク指令を、トルク指令を収束させるように回帰演算することによって、演算のための負荷を軽減しながら、比較的精度よくトルク指令（ｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令）を演算することができる。 According to this structure, in the surface magnet type motor, the q-axis current command can be obtained based on only the armature linkage flux vector of the parameters, and therefore, based on the armature linkage flux vector expanded in the nonlinear region. Thus, the q-axis current command expanded into the non-linear region can be easily calculated. On the other hand, in the embedded magnet motor, it is necessary to use a plurality of parameters (armature linkage flux vector, d-axis inductance and q-axis inductance) to calculate q-axis current command and d-axis current command (torque command) (Ie, because there are multiple variables), it is relatively difficult to calculate the torque command for calculating the q-axis current command and the d-axis current command. Therefore, the torque command used to obtain the q-axis current command and the d-axis current command is regressed so as to make the torque command converge, thereby reducing the load for the computation and relatively accurately performing the torque command. (Q-axis current command and d-axis current command) can be calculated.
なお、本出願では、上記一の局面によるモータ制御装置とは別に、以下のような他の構成も考えられる。 In the present application, in addition to the motor control device according to the above-described one aspect, the following other configurations are also conceivable.
（付記項）
上記一の局面によるモータ制御装置において、好ましくは、電機子抵抗をＲａとし、ｄ軸インダクタンスをＬｄとし、ｑ軸インダクタンスＬｑとし、角速度をωとして、決定部は、モータが停止しない条件で制御されている場合でかつ、Ｒａ２＜＜ω２×Ｌｄ×Ｌｑを満たす場合、第１の方法によりパラメータを決定し、それ以外の場合、第３の方法によりパラメータを決定し、モータが停止する条件で制御されている場合でかつ、Ｒａ２＜＜ω２×Ｌｄ×Ｌｑを満たす場合、第１の方法によりパラメータを決定し、それ以外の場合、第２の方法によりパラメータを決定するように構成されている。
(Additional clause)
In the motor control device according to the above aspect, preferably, the determination unit is controlled under the condition that the motor does not stop, where the armature resistance is Ra, the d-axis inductance is Ld, the q-axis inductance Lq, and the angular velocity is ω. And the parameter is determined by the first method if Ra 2 << ω 2 × Ld × Lq is satisfied, otherwise the parameter is determined by the third method and the condition under which the motor stops And the parameter is determined by the first method if Ra 2 << ω 2 × Ld × Lq is satisfied, and otherwise the parameter is determined by the second method. It is done.
ここで、電流偏差に基づく第１の方法では、電機子抵抗が比較的大きくなる場合に、誤差が大きくなることが本願発明者によるシミュレーションにより確認されている。そこで、電機子抵抗が比較的大きくなる場合（Ｒａ２＜＜ω２×Ｌｄ×Ｌｑ）、第２の方法または第３の方法を用いることによって、モータの駆動を制御するパラメータを適切に決定することができる。また、電圧指令方程式に基づく第２の方法では、モータが停止しない場合、モータの逆起電力が電圧指令値に影響を及ぼすため、適切にパラメータを決定することができない。そこで、モータが停止しない条件で制御されている場合、第３の方法を用いることによって、確実にパラメータを決定することができる。 Here, in the first method based on the current deviation, it has been confirmed by a simulation by the inventor of the present invention that the error becomes large when the armature resistance becomes relatively large. Therefore, when the armature resistance becomes relatively large (Ra 2 << ω 2 × Ld × Lq), the parameters for controlling the drive of the motor are appropriately determined by using the second method or the third method. be able to. Moreover, in the second method based on the voltage command equation, when the motor does not stop, the back electromotive force of the motor affects the voltage command value, so that the parameter can not be determined appropriately. Therefore, when the control is performed under the condition that the motor does not stop, the parameter can be determined with certainty by using the third method.
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described based on the drawings.
［本実施形態］
（モータ制御装置の構造）
図１〜図１２を参照して、本実施形態によるモータ制御装置１００の構成について説明する。なお、以下の説明において、「ｒｅｆ」は、指令を意味し、「ｉｄｎ」は、非線形領域に拡張されていることを意味している。
[This embodiment]
(Structure of motor control device)
The configuration of the
（モータ制御装置の構成）
図１に示すように、モータ制御装置１００は、トルク指令Ｔｒｅｆに基づいて設定されたｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆにより、永久磁石（図示せず）が設けられるモータ２００の駆動を制御するように構成されている。以下、具体的に説明する。
(Configuration of motor control device)
As shown in FIG. 1, the
モータ２００には、複数の永久磁石が設けられている。また、モータ２００は、ロータ（図示せず）に永久磁石が埋め込まれたＩＰＭモータ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒ）、または、ロータの表面に永久磁石が配置されたＳＰＭモータ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒ）からなる。また、モータ２００には、モータ２００の電気角θを検出する電気角センサ２０１が設けられている。
The
モータ制御装置１００は、トルク／電流変換部１を備えている。トルク／電流変換部１には、電力管理制御部２を介して、トルク指令Ｔｒｅｆが入力される。また、トルク／電流変換部１には、角速度算出部３によって算出されたモータ２００の角速度ωが入力される。そして、トルク／電流変換部１は、トルク指令Ｔｒｅｆおよびモータ２００の角速度ωに基づいて、ｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆｉｄｎとｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆｉｄｎとを算出する。
The
また、モータ制御装置１００は、電流電圧変換部４を備えている。電流電圧変換部４には、トルク／電流変換部１により算出されたｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆｉｄｎおよびｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆｉｄｎを、それぞれ、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆおよびｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆに変換する。
Further, the
具体的には、電流電圧変換部４には、３相／２相変換部１３からのｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑが入力される。そして、電流電圧変換部４では、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆとｄ軸電流ｉｄとの差分、ｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆｉｄｎとｑ軸電流ｉｑとの差分が、それぞれ、積分される。なお、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆとｄ軸電流ｉｄとの差分、ｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆｉｄｎとｑ軸電流ｉｑとの差分は、それぞれ、ゲイン（後述する、ｋｉ、ｋｐ）が乗算された状態で積分される。
Specifically, the d-axis current id and the q-axis current iq from the three-phase / two-
また、モータ制御装置１００は、制限部５を備えている。制限部５は、電流電圧変換部４から出力されるｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆおよびｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆの増大を制限するように構成されている。たとえば、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆ（ｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆ）が、所定のしきい値以下の場合には、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆ（ｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆ）は、そのままの値で制限部５から出力される。一方、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆ（ｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆ）が、リミッタｖｄｌｉｍ（ｖｑｌｉｍ）よりも大きい場合には、ｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆ（ｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆ）は、リミッタｖｄｌｉｍ（ｖｑｌｉｍ）の値（ある一定の値）に変換されて出力される。
Further, the
また、モータ制御装置１００は、２相／３相変換部６を備えている。２相／３相変換部６は、制限部５から出力されるｄ軸電圧指令ｖｄｒｅｆ（ｑ軸電圧指令ｖｑｒｅｆ）を、逆パーク変換および逆クラーク変換することにより、３相の電圧値に応じた電圧ｖｕ、ｖｖおよびｖｗを出力するように構成されている。
Further, the
また、モータ制御装置１００は、変調部７を備えている。変調部７は、２相／３相変換部６から入力される電圧ｖｕ、ｖｖおよびｖｗに対して、包絡線中心シフト変調を行う。具体的には、変調部７は、電圧ｖｕ、ｖｖおよびｖｗの値を互いに比較して、電圧ｖｕ、ｖｖおよびｖｗの中間値の１／２を補正値とする。そして、変調部７は、電圧ｖｕ、ｖｖおよびｖｗから、補正値を減算し、減算された値を出力するように構成されている。
Further, the
また、モータ制御装置１００は、ＰＷＭ出力部８を備えている。ＰＷＭ出力部８は、変調部７から出力された信号（電圧ｖｕ、ｖｖおよびｖｗから補正値が減算された信号）に基づいて、駆動部９に含まれる互いにブリッジ接続された複数のスイッチング素子（図示せず）を駆動するためのＰＷＭ信号ｐｗｍｕ、ｐｗｍｖおよびｐｗｍｗを出力する。
The
また、モータ制御装置１００は、駆動部９を備えている。駆動部９は、ＰＷＭ信号ｐｗｍｕ、ｐｗｍｖおよびｐｗｍｗに基づいて、複数のスイッチング素子を駆動することにより、モータ２００に３相の電圧ｖｕ、ｖｖおよびｖｗを印加する。これにより、モータ２００は、印加された電圧ｖｕ、ｖｖおよびｖｗの周期に応じた速度により回転する。
The
また、モータ制御装置１００は、電流制限部１０を備えている。電流制限部１０は、モータ２００の制御（ベクトル制御）に用いられる電流を制限するように構成されている。すなわち、電流制限部１０は、モータ２００のベクトル制御において、電流制限（Ｉａｍ、Ｉａｍｅ）よりも大きな電流が流れないように電流を制限するように構成されている。
Further, the
また、モータ制御装置１００は、遅れ補償部１１を備えている。遅れ補償部１１は、モータ２００の回転の遅れを補償するように構成されている。一般にモータ２００の回転は、ソフトウェアの演算処理やモータ２００の応答の遅れ等、複数の要因によって遅れる。そして、遅れ補償部１１は、上記の複数の要因を考慮した遅れ時間と、角速度算出部３によって算出された角速度ωに基づいて、遅れ角を算出する。そして、算出された遅れ角を、電気角センサ２０１によって検出された電気角θ（レゾルバの信号に基づいて電気角算出部１２により算出された電気角θ）に加算して、加算した値θｃを、２相／３相変換部６に入力する。
Further, the
遅れ補償部１１は、後述する３相／２相変換部１３に対して遅れ補償は行わずに、２相／３相変換部６に対して遅れ補償を行うように構成されている。すなわち、遅れ補償は、２相／３相変換部６のみで行い、弱め磁束制御の影響を含む電流が入力される３相／２相変換部１３では行われない。
The
また、モータ制御装置１００は、３相／２相変換部１３を備えている。３相／２相変換部１３は、モータ２００の各相の励磁電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを、クラーク変換およびパーク変換することにより、ｑ軸電流ｉｑおよびｄ軸電流ｉｄを算出する。
The
また、モータ制御装置１００は、非干渉制御部１４を備えている。非干渉制御部１４は、角速度算出部３から入力される角速度ωと、３相／２相変換部１３から出力されるｑ軸電流ｉｑおよびｄ軸電流ｉｄに対して、所定の演算（ｉｑとｉｄとの干渉に関する演算）を行い、補正値ｖｄ１およびｖｑ１を制限部５に出力する。
Further, the
また、モータ制御装置１００は、モータ２００の駆動を制御するパラメータである、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、電機子抵抗Ｒａ、および、電機子鎖交磁束ベクトルψａ（トルク定数Ｋｔ）を決定（同定）する決定部１５を備えている。なお、決定部１５によるパラメータの決定方法については、後述する。
Further, the
また、本実施形態では、モータ制御装置１００は、決定部１５に決定された、電機子鎖交磁束ベクトルψａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、および、ｑ軸インダクタンスＬｑを、磁束の変化が非線形である非線形領域に拡張する非線形化処理部１６を備えている。そして、トルク／電流変換部１は、非線形化処理部１６により非線形領域まで拡張された、電機子鎖交磁束ベクトルψａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、および、ｑ軸インダクタンスＬｑに基づいて、ｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆｉｄｎおよびｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆｉｄｎを算出するように構成されている。なお、非線形領域への拡張の詳細については、後述する。
Further, in the present embodiment, the
図２を参照して、線形領域および非線形領域について説明する。図２に示すように、ｑ軸電流（横軸）の増加に伴って、トルク（縦軸）が増加する。ここで、ｑ軸電流がｉｑｓａｔよりも小さい場合、トルクは、ｑ軸電流の増加に伴って略線形に（略直線状に）増加する。一方、ｑ軸電流がｉｑｓａｔ以上の場合、トルクは、ｑ軸電流の増加に伴って非線形に増加する。具体的には、トルクの増加量がｑ軸電流の増加に伴って徐々に小さくなる。すなわち、磁束の変化は、ｑ軸電流の増加に伴って線形に増加した後、非線形に増加する。なお、この明細書では、ｑ軸電流がｉｑｓａｔよりも小さい領域を、線形領域と呼び、ｑ軸電流がｉｑｓａｔ以上の領域を、非線形領域と呼ぶ。なお、図２では、ｑ軸電流とトルクとの関係が示されているが、ｄ軸電流とトルクとの関係も、図２と同様である。 The linear region and the non-linear region will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 2, the torque (vertical axis) increases as the q-axis current (horizontal axis) increases. Here, when the q-axis current is smaller than iq sat , the torque increases substantially linearly (substantially linearly) as the q-axis current increases. On the other hand, when the q-axis current is iq sat or more, the torque increases nonlinearly with the increase of the q-axis current. Specifically, the amount of increase in torque gradually decreases as the q-axis current increases. That is, the change in magnetic flux increases linearly with an increase in q-axis current and then increases nonlinearly. In this specification, a region where the q-axis current is smaller than iq sat is referred to as a linear region, and a region where the q-axis current is equal to or greater than iq sat is referred to as a non-linear region. Although FIG. 2 shows the relationship between the q-axis current and the torque, the relationship between the d-axis current and the torque is also the same as in FIG.
（パラメータの決定方法）
モータ２００を駆動するためのパラメータ（所望のトルクを出力するためのパラメータ）である、Ｒａ、ψａ、ＬｄおよびＬｑは、モータ２００の状態（温度など）によって変化する。ここで、パラメータの決定方法（同定方法）として、電流偏差に基づく第１の方法、電圧指令方程式に基づく第２の方法、および、コイルの温度推定値に基づく第３の方法がある。以下、具体的に説明する。
(How to determine the parameter)
The parameters Ra for driving the motor 200 (parameters for outputting a desired torque), Ra, ψa, Ld and Lq change according to the state of the motor 200 (such as temperature). Here, as a method of determining parameters (identification method), there are a first method based on current deviation, a second method based on a voltage command equation, and a third method based on an estimated temperature value of a coil. The details will be described below.
まず、永久磁石型同期電動機（モータ２００）の電圧方程式は、下記の式（１）および（２）により表される。
また、永久磁石型同期電動機（モータ２００）の電圧指令方程式は、下記の式（３）および（４）により表される。
そして、上記の電圧方程式および電圧指令方程式を用いて、電流指令（ｉｄｒｅｆ、ｉｑｒｅｆ）について解くと、下記の式（５）が得られる。なお、Ｋｔとψａとは、ψａ＝Ｋｔ／Ｐｎ（Ｐｎは対極数）の関係を有する。
ここで、本実施形態では、決定部１５は、電流偏差に基づく第１の方法、電圧指令方程式に基づく第２の方法、および、コイルの温度推定値に基づく第３の方法を切り替えることにより、Ｒａ、ψａ、ＬｄおよびＬｑを決定するように構成されている。また、決定部１５は、モータ２００の起動時に、Ｒａ、ＬｄおよびＬｑを決定するとともに、モータ２００の駆動中に、Ｒａ、ψａ、ＬｄおよびＬｑを決定するように構成されている。以下に、第１の方法、第２の方法および第３の方法について説明する。なお、モータ２００の起動時（初期学習）においては、Ｒａ、ＬｄおよびＬｑが決定される。ψａは、モータ２００の駆動中でないと決定できないからである。一方、モータ２００の駆動中（常時学習）においては、Ｒａ、ψａ、ＬｄおよびＬｑの全てが決定される。
Here, in the present embodiment, the
（初期学習）
モータ２００の起動時のパラメータの決定方法（初期学習）について説明する。初期学習は、１回のみ行われる。また、初期学習は、ω＝０の状態で行われる。ＳＰＭモータの場合、Ｒａの決定は、ｄ軸に直流電流が流される状態で行われる。また。ＩＰＭモータの場合、Ｒａの決定は、モータが動作しない（０トルク曲線など）一定のトルクを出力するようにｄ軸およびｑ軸に直流電流が流される状態で行われる。また、初期学習では、Ｒａを決定した後に、ＬｄおよびＬｑが決定される。
(Early learning)
A method of determining parameters (initial learning) when starting the
〈第１の方法によるＲａ〉
第１の方法では、Ｒａは、下記の式（６）および（７）から求められる。下記の式（６）および（７）は、電流偏差（Δｉｑｒｅｆ、Δｉｄｒｅｆ）が、Ｒａの偏差に比例していることを表している。
In the first method, Ra is obtained from the following equations (6) and (7). The following equations (6) and (7) indicate that the current deviation (Δiqref, Δidref) is proportional to the deviation of Ra.
ここで、本実施形態では、決定部１５は、モータ２００に複数回（たとえば、２回）電流を流した際の電流の変化量に対する電圧の変化量に基づいて電機子抵抗Ｒａを決定するように構成されている。なお、変化量に基づくＲａの決定についての詳細は、後述する。
Here, in the present embodiment, the
〈第２の方法によるＲａ〉
上記の電圧指令方程式において、微分演算子（ｐ）の項を０とすると下記の式（８）および（９）が得られる。
Assuming that the term of the differential operator (p) in the above voltage command equation is 0, the following equations (8) and (9) are obtained.
ここで、本実施形態では、下記の式（１２）および（１３）に示すように、決定部１５は、モータ２００に複数回（たとえば、２回）電流を流した際の電流の変化量に対する電圧の変化量に基づいてＲａを決定するように構成されている。
〈第３の方法によるＲａ〉
第３の方法では、Ｒａは、下記の式（１４）から求められる。
In the third method, Ra is obtained from the following equation (14).
〈第１の方法によるＬｄ、Ｌｑ〉
第１の方法では、Ｌｄ、Ｌｑは、下記の式（１５）および（１６）から求められる。下記の式（１５）および（１６）は、電流偏差（Δｉｑｒｅｆ、Δｉｄｒｅｆ）が、ＬｄおよびＬｑの偏差に比例していることを表している。
In the first method, Ld and Lq are obtained from the following equations (15) and (16). The following equations (15) and (16) indicate that the current deviation (Δiqref, Δidref) is proportional to the deviation of Ld and Lq.
〈第２の方法によるＬｄ、Ｌｑ〉
第２の方法では、Ｌｄ、Ｌｑは、上記の電圧方程式においてω＝０およびｐの項＝０として、Ｒａの決定後に、下記の式（１７）および（１８）から求められる。
In the second method, Ld and Lq are obtained from the following equations (17) and (18) after the determination of Ra, with ω = 0 and the p = 0 in the above voltage equation.
〈第３の方法によるＬｄおよびＬｑ〉
第３の方法では、第２の方法と同様にＬｄおよびＬｑが決定される。
<Ld and Lq by Third Method>
In the third method, Ld and Lq are determined as in the second method.
（常時学習）
次に、モータ２００の駆動時（駆動後）のパラメータの決定方法（常時学習）について説明する。常時学習は、磁束の変化が線形である線形領域において行われる。
(Always learning)
Next, a method of determining (always learning) parameters when the
〈第１の方法によるＲａ〉
上記の初期学習における第１の方法と同様にＲａが決定される。
<Ra according to the first method>
Ra is determined in the same manner as the first method in the above-mentioned initial learning.
〈第２の方法によるＲａ〉
上記の初期学習における第２の方法と同様にＲａが決定される。
<Ra by the second method>
Ra is determined in the same manner as the second method in the above-mentioned initial learning.
〈第３の方法によるＲａ〉
上記の初期学習における第２の方法と同様にＲａが決定される。
<Ra by the third method>
Ra is determined in the same manner as the second method in the above-mentioned initial learning.
〈第１の方法によるψａ〉
第１の方法では、ψａは、下記の式（１９）から求められる。下記の式（１９）は、電流偏差（Δｉｑｒｅｆ）に基づいてψａ＾が決定されることを表している。
In the first method, ψa is obtained from the following equation (19). The following equation (19) represents that ψa ^ is determined based on the current deviation (Δiqref).
〈第２の方法によるψａ〉
第２の方法では、ψａは、上記の電圧方程式においてω＝０およびｐの項＝０として、下記の式（２０）から求められる。
In the second method, ψa is obtained from the following equation (20) with ω = 0 and the p = 0 in the above voltage equation.
〈第３の方法によるψａ〉
第３の方法では、第２の方法と同様にψａが決定される。
Ψa by the third method
In the third method, ψa is determined as in the second method.
〈第１の方法によるＬｄ、Ｌｑ〉
上記の初期学習における第１の方法と同様に、Ｌｄ、Ｌｑが決定される。
<Ld, Lq by the first method>
Ld and Lq are determined as in the first method in the initial learning described above.
〈第２の方法によるＬｄ、Ｌｑ〉
第２の方法では、Ｌｄ、Ｌｑは、上記の電圧方程式においてｐの項＝０として、下記の式（２１）および（２２）から求められる。
In the second method, Ld and Lq are obtained from the following equations (21) and (22), assuming that the term of p = 0 in the above voltage equation.
ここで、本実施形態では、決定部１５は、モータ２００に複数回（たとえば、２回）電流を流した際の、電流（ｉｄ、ｉｑ）の変化量に対する電圧指令値（ｖｑｒｅｆ、ｖｄｒｅｆ）の変化量に基づいてＬｄおよびＬｑを決定するように構成されている。具体的には、上記の式（２１）および（２２）は、それぞれ、下記の式（２３）および（２４）のように変形される。
〈第３の方法によるＬｄ、Ｌｑ〉
第３の方法では、第２の方法と同様にＬｄ、Ｌｑが決定される。
<Ld, Lq by the third method>
In the third method, Ld and Lq are determined as in the second method.
（パラメータの決定方法の切り替え）
ここで、本実施形態では、決定部１５は、電流偏差に基づく第１の方法、電圧指令方程式に基づく第２の方法、および、コイルの温度推定値に基づく第３の方法を切り替えることにより、Ｒａ、ψａ、Ｌｄ、および、Ｌｑを決定するように構成されている。具体的には、図７に示すように、決定部１５は、モータ２００が停止しない条件で制御されている場合でかつ、Ｒａ２＜＜ω２×Ｌｄ×Ｌｑを満たす場合、第１の方法によりパラメータを決定し、それ以外の場合、第３の方法によりパラメータを決定する。また、モータ２００が停止する条件で制御されている場合でかつ、Ｒａ２＜＜ω２×Ｌｄ×Ｌｑを満たす場合、第１の方法によりパラメータを決定し、それ以外の場合、第２の方法によりパラメータを決定するように構成されている。
(Switching of parameter determination method)
Here, in the present embodiment, the
なお、モータ２００が停止しない場合、モータ２００の逆起電力が電圧指令値に影響を及ぼすため、Ｒａ＾の式に電圧指令値が含まれる第２の方法では、適切にパラメータを決定することができない。そこで、第３の方法によりパラメータ（Ｒａ＾）が決定される。
If the
（誤差の検討のためのシミュレーション）
ここで、上記の電流指令の式（５）に基づいて、誤差の検討のためのシミュレーションを行った。その結果、Ｒａが小さいほど（Ｌｄ、Ｌｑが大きいほど、ωが大きいほど）、他のパラメータ（ψａ、Ｌｄ、Ｌｑ）が精度よく（誤差が少なく）求められることが確認された。そこで、Ｒａ２＜＜ω２×Ｌｄ×Ｌｑを満たす場合、第１の方法によりパラメータを決定し、それ以外の場合、第２の方法または第３の方法によりパラメータを決定する。
(Simulation for examination of error)
Here, based on the above current command equation (5), a simulation was conducted to study the error. As a result, it was confirmed that the other parameters (ψa, Ld, Lq) can be determined with high accuracy (smaller errors) as Ra is smaller (Ld, Lq are larger, ω is larger). Therefore, when Ra 2 << ω 2 × Ld × Lq is satisfied, the parameters are determined by the first method, and in other cases, the parameters are determined by the second method or the third method.
（パラメータの決定の順番）
パラメータの決定の順番について説明する。本実施形態では、決定部１５は、磁束の変化が線形である線形領域において、Ｒａ、ψａ、ＬｄおよびＬｑを決定する。
(Order of determination of parameters)
The order of determining the parameters will be described. In the present embodiment, the
ここで、本実施形態では、決定部１５は、モータ２００の駆動中において、Ｒａを決定した後、ψａを決定し、その後、ＬｄおよびＬｑを決定するように構成されている。なお、パラメータの決定の順番は、第１の方法、第２の方法および第３の方法のいずれにおいても同様である。
Here, in the present embodiment, the
具体的には、図８に示すように、ステップＳ１において、Ｒａを決定するための条件が成立したか否かが判断される。Ｒａを決定するための条件は、モータ２００の推定温度（ｔ＾）と前回の常時学習時の推定温度との差が所定の温度差以上であることと、前回の常時学習時から所定の時間経過していることとのうちのいずれかを満たし、かつ、モータ２００が略停止状態（線形領域、定常状態）あることである。なお、モータ２００が略停止状態にならない制御が行われている場合、第２の方法ではなく、第３の方法が用いられる。
Specifically, as shown in FIG. 8, in step S1, it is determined whether a condition for determining Ra is satisfied. The condition for determining Ra is that the difference between the estimated temperature (t ^) of the
次に、ステップＳ１においてＲａを決定するための条件が成立した場合、ステップＳ２に進んで、Ｒａが決定される。なお、ステップＳ１においてＲａを決定するための条件が成立しない場合、ステップＳ３に進む。 Next, when the condition for determining Ra is satisfied in step S1, the process proceeds to step S2, and Ra is determined. In addition, when the conditions for determining Ra in step S1 are not satisfied, it progresses to step S3.
次に、ステップＳ３において、ψａを決定するための条件が成立したか否かが判断される。ψａを決定するための条件は、Ｒａが決定後であることと、ＬｄおよびＬｑが初期学習において決定されていないこととのうちのいずれかを満たし、かつ、モータ２００が定常状態（線形領域）であることである。
Next, in step S3, it is determined whether a condition for determining ψa is satisfied. The conditions for determining ψa satisfy either Ra after determination or Ld and Lq not determined in the initial learning, and
次に、ステップＳ３においてψａを決定するための条件が成立した場合、ステップＳ４に進んで、ψａが決定される。なお、ステップＳ３においてψａを決定するための条件が成立しない場合、ステップＳ５に進む。 Next, when the condition for determining ψa is established in step S3, the process proceeds to step S4, and ψa is determined. If the condition for determining ψa is not satisfied in step S3, the process proceeds to step S5.
次に、ステップＳ５において、Ｌｄ、Ｌｑを決定するための条件が成立したか否かが判断される。ＬｄおよびＬｑを決定するための条件は、ψａが決定後であることと、かつ、モータ２００が定常状態（線形領域）であることである。
Next, in step S5, it is determined whether conditions for determining Ld and Lq have been established. The conditions for determining Ld and Lq are that ψa has been determined and that the
次に、ステップＳ５においてＬｄ、Ｌｑを決定するための条件が成立した場合、ステップＳ６に進んで、Ｌｄ、Ｌｑが決定される。その後、ステップＳ１に戻る。また、ステップＳ５においてＬｄ、Ｌｑを決定するための条件が成立しない場合、ステップＳ１に戻る。なお、ＳＰＭモータでは、Ｌｑ＝Ｌｄであるので、Ｌｑのみ決定される。 Next, when the conditions for determining Ld and Lq are satisfied in step S5, the process proceeds to step S6, and Ld and Lq are determined. Thereafter, the process returns to step S1. When the conditions for determining Ld and Lq are not satisfied in step S5, the process returns to step S1. In the SPM motor, since Lq = Ld, only Lq is determined.
（パラメータの非線形領域への拡張）
次に、パラメータ（ψａ、Ｌｄ、Ｌｑ）を、磁束の変化が非線形である非線形領域に拡張する方法について説明する。なお、パラメータ（ψａ、Ｌｄ、Ｌｑ）の非線形領域への拡張は、非線形化処理部１６によって行われる。また、Ｒａは線形領域において決定されたものが用いられる。
(Expansion of parameters into nonlinear region)
Next, a method of expanding the parameters (ψa, Ld, Lq) to a non-linear region in which the change of magnetic flux is non-linear will be described. The extension of the parameters (ψa, Ld, Lq) to the non-linear region is performed by the
ここで、本実施形態では、図９に示すように、非線形化処理部１６は、電流値に対するψａの変化を表すマップと、ｄ軸電流の大きさに対して電機子鎖交磁束ベクトルを補正するｄ軸補正係数と、決定部１５により決定されたψａに基づくマップの補正係数とに基づいて、ψａを非線形領域に拡張するように構成されている。具体的には、図９の左側に示される電流値（｜ｉｑａｃｔ｜）に対するψａの変化を表すψａ−ｉｑマップが準備される。このマップは、予め、有限要素法（ＦＥＭ：Ｆｉｎｉｔｅ Ｅｌｅｍｅｎｔ Ｍｅｔｈｏｄ）などを用いて算出されたものである。また、ψａｊｍａｇは、ＦＥＭにより算出されたψａを意味している。また、ψａ−ｉｑマップにおいて、ψａｊｍａｇが一定の部分が線形領域に対応し、ψａｊｍａｇが｜ｉｑａｃｔ｜の増加に伴って減少している部分が非線形領域に対応する。そして、ψａ−ｉｑマップから、ｉｑａｃｔの絶対値（｜ｉｑａｃｔ｜）に対応するψａが読み出される。なお、ｉｑａｃｔとして、ｑ軸電流指令が用いられる。
Here, in the present embodiment, as shown in FIG. 9, the
次に、読み出された、ある｜ｉｑａｃｔ｜に対応するψａに、ｄ軸補正係数が積算される。ｄ軸補正係数は、ｉｄａｃｔが大きい領域で、強め磁束となり、小さい領域で、弱め磁束になる。また、ｄ軸補正係数は、それ以外の領域では、「１」（一定値）である。なお、ｄ軸補正係数は、ＦＥＭにより予め算出されている。 Next, the d-axis correction coefficient is integrated to ψa corresponding to the read | iqact |. The d-axis correction coefficient is a strong magnetic flux in a region where idact is large, and a weak magnetic flux in a small region. Further, the d-axis correction coefficient is “1” (constant value) in the other areas. The d-axis correction coefficient is calculated in advance by FEM.
次に、ｄ軸補正係数が積算されたψａが、決定部１５により決定されたψａに基づくマップの補正係数（比例補正係数）により補正される。つまり、ψａ−ｉｑマップは、予めＦＥＭにより算出されたものであるので、決定部１５により決定されたψａ＾が設計値と異なる場合、ψａ−ｉｑマップが決定部１５により決定されたψａ＾に対応しない。そこで、ｄ軸補正係数が積算されたψａに対して、比例補正係数（ψａ＾／ψａｊｍａｇ）を乗算して、ψａ＾ｉｄｎが求められる。すなわち、ψａ−ｉｑマップを、比例補正係数（ψａ＾／ψａｊｍａｇ）により比例補正する。なお、この比例補正は、ψａ−ｉｑマップを上下させることに対応する。そして、ψａ＾ｉｄｎから、Ｋｔ＾ｉｄｎ（＝Ｐｎ×ψａ＾ｉｄｎ）が演算される。
Next, ψa obtained by integrating the d-axis correction coefficient is corrected by the correction coefficient (proportional correction coefficient) of the map based on ψa determined by the
同様に、本実施形態では、図１０に示すように、非線形化処理部１６は、電流値に対するＬｄの変化を表すマップと、ｑ軸とｄ軸との干渉を補正する軸間補正係数と、決定部１５により決定されたＬｄに基づくマップの補正係数（比例補正係数）とに基づいて、Ｌｄを非線形領域に拡張するように構成されている。具体的には、図１０の左側に示される電流値（｜ｉｄａｃｔ＋ｉｄ０｜）に対するＬｄの変化を表すＬｄ−ｉｑマップから、ｉｄａｃｔの絶対値（｜ｉｄａｃｔ＋ｉｄ０｜）に対応するＬｄが読み出される。なお、ｉｄ０は、ｉｄのオフセット量である。また、ｉｄａｃｔとして、ｄ軸電流指令が用いられる。次に、読み出された、ある｜ｉｄａｃｔ＋ｉｄ０｜に対応するＬｄに、軸間補正係数が積算される。次に、軸間補正係数が積算されたＬｄに、決定部１５により決定されたＬｄに基づくマップの比例補正係数（Ｌｄ＾／Ｌｄｊｍａｇ）を乗算して、Ｌｄ＾ｉｄｎが求められる。なお、軸間補正係数は、予めＦＥＭにより算出されたものであり、｜ｉｑａｃｔ｜の増加とともに、一定の値から減少に転じ、その後、一定の値となる。
Similarly, in the present embodiment, as shown in FIG. 10, the
同様に、本実施形態では、図１１に示すように、非線形化処理部１６は、電流値に対するＬｑの変化を表すマップと、ｑ軸とｄ軸との干渉を補正する軸間補正係数と、決定部１５により決定されたＬｑに基づくマップの補正係数（比例補正係数）とに基づいて、Ｌｑを非線形領域に拡張するように構成されている。具体的には、図１１の左側に示される電流値（｜ｉｑａｃｔ｜）に対するＬｑの変化を表すＬｑ−ｉｑマップから、｜ｉｑａｃｔ｜に対応するＬｑが読み出される。次に、読み出された、ある｜ｉｑａｃｔ｜に対応するＬｑに、軸間補正係数が積算される。次に、軸間補正係数が積算されたＬｑに、決定部１５により決定されたＬｄに基づいた比例補正係数（Ｌｑ＾／Ｌｑｊｍａｇ）を乗算して、Ｌｑ＾ｉｄｎが求められる。なお、軸間補正係数は、予めＦＥＭにより算出されたものであり、｜ｉｄａｃｔ＋ｉｄ０｜の増加とともに、一定の値から減少に転じ、その後、一定の値となる。
Similarly, in the present embodiment, as shown in FIG. 11, the
（ゲインの調整）
次に、電流電圧変換部４におけるゲインの調整について説明する。電流電圧変換部４は、ＰＩ制御を行うように構成されている。また、ゲインは、比例要素のフィードバックゲイン（以下、ｋｐという）と、積分要素のフィードバックゲイン（以下、ｋｉという）とを含む。
(Gain adjustment)
Next, adjustment of the gain in the current-voltage conversion unit 4 will be described. The current-voltage conversion unit 4 is configured to perform PI control. Further, the gain includes a feedback gain of a proportional component (hereinafter referred to as kp) and a feedback gain of an integral component (hereinafter referred to as ki).
非線形化処理部１６は、非線形領域に拡張されたｄ軸インダクタンス（Ｌｄ＾ｉｄｎ）およびｑ軸インダクタンス（Ｌｑ＾ｉｄｎ）に基づいて、電流電圧変換部４におけるゲインｋｐおよびｋｉを調整するように構成されている。具体的には、下記の式（２５）および（２６）に基づいて、ゲインｋｐおよびｋｉが調整される。
（電流指令）
次に、電流指令ついて説明する。
(Current command)
Next, the current command will be described.
〈ＳＰＭモータ〉
ここで、本実施形態では、非線形化処理部１６は、モータ２００が、ＳＰＭモータの場合、非線形領域に拡張されたψａに基づいて、非線形領域に拡張されたｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆｉｄｎを演算する。具体的には、ＳＰＭモータでは、下記の式（２７）に基づいて、ｉｑｒｅｆｉｄｎが演算される。なお、ｉｑｒｅｆｉｄｎは、トルク／電流変換部１により演算される。
Here, in the present embodiment, when the
〈ＩＰＭモータ〉
また、本実施形態では、モータ２００が、ＩＰＭモータの場合、非線形領域に拡張された、Ｒａ、ψａ、ＬｄおよびＬｑに基づいて、トルク指令を収束させるように回帰演算するとともに、回帰演算されたトルク指令に基づいてｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆｉｄｎおよびｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆｉｄｎを演算するように構成されている。
<IPM motor>
Further, in the present embodiment, when the
具体的には、図１２に示すように、ステップＳ１１において、電力管理制御部２を介して、トルク／電流変換部１に、トルク指令Ｔｒｅｆが入力される。
Specifically, as shown in FIG. 12, in step S11, the torque command Tref is input to the torque /
次に、ステップＳ１２において、現状のｉｄｒｅｆおよびｉｑｒｅｆから、Ｌｄ＾ｉｄｎ、Ｌｑ＾ｉｄｎおよびψａ＾ｉｄｎを演算する。なお、Ｌｄ＾ｉｄｎ、Ｌｑ＾ｉｄｎおよびψａ＾ｉｄｎは、上記のように、マップ、ｄ軸補正係数（軸間補正係数）および比例補正係数から演算される。そして、下記の式（２８）に基づいて、ｉｑｒｅｆｉｄｎｊ（ｊ番目の非線形領域に拡張されたｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆｉｄｎ）が演算される。
次に、ステップＳ１３において、現状のｉｄｒｅｆおよびｉｑｒｅｆｉｄｎｊ（ステップＳ１２において演算された値）から、Ｌｄ＾ｉｄｎ、Ｌｑ＾ｉｄｎおよびψａ＾ｉｄｎを演算する。なお、Ｌｄ＾ｉｄｎ、Ｌｑ＾ｉｄｎおよびψａ＾ｉｄｎは、上記のように、マップ、ｄ軸補正係数（軸間補正係数）および比例補正係数から演算される。そして、下記の式（２９）に基づいて、ｉｄｒｅｆｉｄｎｊ（ｊ番目の非線形領域に拡張されたｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆｉｄｎ）が演算される。
次に、ステップＳ１４において、演算されたｉｄｒｅｆｉｄｎｊおよびｉｑｒｅｆｉｄｎｊから、Ｌｄ＾ｉｄｎ、Ｌｑ＾ｉｄｎおよびψａ＾ｉｄｎを求める。なお、Ｌｄ＾ｉｄｎ、Ｌｑ＾ｉｄｎおよびψａ＾ｉｄｎは、上記のように、マップ、ｄ軸補正係数（軸間補正係数）および比例補正係数から演算される。そして、上記の式（２８）に基づいて、Ｔｒｅｆｉｄｎｊ（ｊ番目の非線形領域に拡張されたトルク指令Ｔｒｅｆ）が演算される。 Next, in step S14, Ld ^ idn, Lq ^ idn and ψa ^ idn are obtained from the calculated idrefidnj and iqrefidnj. Ld ^ idn, Lq ^ idn and ψa ^ idn are calculated from the map, the d-axis correction coefficient (inter-axis correction coefficient) and the proportional correction coefficient as described above. Then, Trefidnj (torque command Tref expanded to the j-th non-linear region) is calculated based on the above equation (28).
次に、ステップＳ１５において、ＴｒｅｆとＴｒｅｆｉｄｎｊとの差分（εｔｒｅｆｊ）が演算される。 Next, in step S15, the difference (εtrefj) between Tref and Trefidnj is calculated.
次に、ステップＳ１６において、｜εｔｒｅｆｊ｜が、所定のしきい値（Ｋεｔｒｅｆ）以下か否かが判断される。Ｙｅｓの場合、ステップＳ１７に進んで、現状のｉｄｒｅｆｉｄｎｊおよびｉｑｒｅｆｉｄｎｊが出力される。Ｎｏの場合、ステップＳ１８に進む。 Next, in step S16, it is determined whether or not | εtrefj | is less than or equal to a predetermined threshold value (Kεtref). In the case of Yes, the process proceeds to step S17, and the current idrefidnj and iqrefidnj are output. In the case of No, the process proceeds to step S18.
次に、ステップＳ１８において、ｉｑｒｅｆｉｄｎｊを、比εｔｒｅｆｊ／（Ｔｒｅｆ＋Ｋε）により比例補正する。 Next, in step S18, iqrefidnj is proportionally corrected by the ratio εtrefj / (Tref + Kε).
次に、ステップＳ１９において、ｊに、１が加算される（ｊ＝ｊ＋１）。そして、ステップＳ２０において、１を加算後のｊが、回帰演算の回数の上限値に達しているか否かが判断される。Ｎｏの場合、ステップＳ１２に戻る。Ｙｅｓの場合、ステップＳ２１に進む。 Next, in step S19, 1 is added to j (j = j + 1). Then, in step S20, it is determined whether j after adding 1 has reached the upper limit value of the number of times of the regression operation. If No, the process returns to step S12. In the case of Yes, the process proceeds to step S21.
次に、ステップＳ２１において、｜εｔｒｅｆｊ｜が、所定のしきい値（｜Ｋεｔｒｅｆ１｜）以下か否かが判断される。なお、Ｋεｔｒｅｆ１は、Ｋεｔｒｅｆ１＞Ｋεｔｒｅｆの関係を有する。Ｙｅｓの場合、ステップＳ２２に進んで、現状のｉｄｒｅｆｉｄｎｊおよびｉｑｒｅｆｉｄｎｊが出力される。Ｎｏの場合、ステップＳ２３に進んで、ｊ＝０の場合（回帰演算が行われる以前）の、ｉｄｒｅｆ０およびｉｑｒｅｆ０が出力される。 Next, in step S21, it is determined whether or not | εtrefj | is less than or equal to a predetermined threshold (| Kεtref1 |). Kεtref1 has a relationship of Kεtref1> Kεtref. In the case of Yes, the process proceeds to step S22, and the current idrefidnj and iqrefidnj are output. In the case of No, the process proceeds to step S23, and idref0 and iqref0 in the case of j = 0 (before the regression operation is performed) are output.
（本実施形態の効果）
本実施形態では、以下のような効果を得ることができる。
(Effect of this embodiment)
In the present embodiment, the following effects can be obtained.
本実施形態では、上記のように、決定部１５は、電流偏差に基づく第１の方法、電圧指令方程式に基づく第２の方法、および、コイルの温度推定値に基づく第３の方法を切り替えることにより、Ｒａ、ψａ、Ｌｄ、および、Ｌｑを決定するように構成されている。これにより、たとえば、第１の方法、第２の方法または第３の方法のいずれかの方法によりパラメータ（Ｒａ、ψａ、Ｌｄ、および、Ｌｑ）を決定している場合において、電流指令と実際にモータ２００に出力されている電流値との誤差が大きくなった際に、他の方法に切り替えることができる。これにより、モータ２００の駆動を制御するパラメータを適切に決定することができる。
In the present embodiment, as described above, the
また、本実施形態では、モータ２００の起動時とモータ２００の駆動中との両方において、モータ２００の駆動を制御するパラメータを適切に決定することができる。
Further, in the present embodiment, the parameters for controlling the drive of the
また、ψａは、Ｒａを含む関数により表される場合がある。また、ＬｄおよびＬｑは、Ｒａおよびψａを含む関数により表される場合がある。そこで、上記のように、Ｒａを決定した後、ψａを決定し、その後、ＬｄおよびＬｑを決定することによって、容易に、全てのパラメータ（Ｒａ、ψａ、ＬｄおよびＬｑ）を決定することができる。 Also, ψa may be represented by a function including Ra. Also, Ld and Lq may be represented by a function including Ra and ψa. Therefore, as described above, after determining Ra, it is possible to easily determine all parameters (Ra, ψa, Ld and Lq) by determining ψa and then determining Ld and Lq. .
また、本実施形態では、パラメータ（Ｒａ、ψａ、Ｌｄ、および、Ｌｑ）にオフセットが付加されている場合に、変化量を求める際の差分により、オフセットを除去（補正）することができる。 Further, in the present embodiment, when an offset is added to the parameters (Ra, ψa, Ld, and Lq), the offset can be removed (corrected) by the difference when obtaining the amount of change.
また、本実施形態では、パラメータの決定が比較的困難な非線形領域においてパラメータを決定する場合と異なり、線形領域において決定されたパラメータに基づいて、容易にパラメータを非線形領域に拡張することができる。 Further, in this embodiment, unlike the case of determining the parameter in the non-linear region where the determination of the parameter is relatively difficult, the parameter can be easily extended to the non-linear region based on the parameter determined in the linear region.
また、本実施形態では、マップを用いることによって、計算式によってパラメータを非線形領域に演算しながら拡張する場合と比べて、モータ制御装置１００の負荷を軽減することができる。また、ｄ軸電流の大きさに対してψａを補正するｄ軸補正係数（ｑ軸とｄ軸との干渉を補正する軸間補正係数）に基づいてパラメータが非線形領域に拡張されているので、ｄ軸電流の影響（ｑ軸とｄ軸との干渉）が加味された非線形領域に拡張されたパラメータを得ることができる。また、決定部１５により決定されたパラメータに基づく比例補正係数に基づいてマップの値が補正されているので、現在（パラメータの決定時）のモータ２００の状態に応じて、適切にパラメータを決定することができる。
Further, in the present embodiment, by using the map, the load on the
また、本実施形態では、ＳＰＭモータでは、ｑ軸電流指令がパラメータのうちのψａのみに基づいて求められるので、非線形領域に拡張されたψａに基づいて、容易に、非線形領域に拡張されたｑ軸電流指令（ｉｑｒｅｆｉｄｎ）を演算することができる。一方、埋込磁石型モータでは、ｑ軸電流指令、ｄ軸電流指令（ｉｄｒｅｆｉｄｎ）、トルク指令（Ｔｔｒｆｉｄｎ）を演算するために、複数のパラメータ（ψａ、ＬｄおよびＬｑ）を用いる必要があるため（つまり、変数が複数であるため）、ｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令を演算するためのトルク指令の演算が比較的困難である。そこで、ｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令を求めるために用いられるトルク指令を、トルク指令を収束させるように回帰演算することによって、演算のための負荷を軽減しながら、比較的精度よくトルク指令（ｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令）を演算することができる。 Further, in the present embodiment, in the SPM motor, the q-axis current command is obtained based on only ψa of the parameters, so q is easily expanded to the non-linear region based on ψa expanded to the non-linear region. The axis current command (iqrefidn) can be calculated. On the other hand, in the embedded magnet motor, it is necessary to use a plurality of parameters (ψa, Ld and Lq) to calculate the q-axis current command, d-axis current command (idrefidn) and torque command (Ttrfidn) That is, since there are a plurality of variables), it is relatively difficult to calculate the torque command for calculating the q-axis current command and the d-axis current command. Therefore, the torque command used to obtain the q-axis current command and the d-axis current command is regressed so as to make the torque command converge, thereby reducing the load for the computation and relatively accurately performing the torque command. (Q-axis current command and d-axis current command) can be calculated.
また、Ｒａが比較的大きくなる場合（Ｒａ２＜＜ω２×Ｌｄ×Ｌｑ）では、第１の方法では、適切にパラメータを決定することができないので、第２の方法または第３の方法を用いることによって、モータ２００の駆動を制御するパラメータを適切に決定することができる。また、電圧指令方程式に基づく第２の方法では、モータ２００が停止しない場合、モータ２００の逆起電力が電圧指令値に影響を及ぼすため、適切にパラメータを決定することができないので、モータ２００が停止しない条件で制御されている場合、第３の方法を用いることによって、確実にパラメータを決定することができる。
In addition, in the case where Ra is relatively large (Ra 2 << ω 2 × Ld × Lq), the first method can not appropriately determine the parameter, so the second method or the third method is used. By using it, parameters for controlling the drive of the
なお、今回開示された実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更（変形例）が含まれる。 It should be understood that the embodiments disclosed herein are illustrative and non-restrictive in every respect. The scope of the present invention is indicated not by the description of the embodiments described above but by the claims, and further includes all modifications (modifications) within the meaning and scope equivalent to the claims.
たとえば、上記実施形態では、モータに複数回電流を流して、電機子抵抗、電機子鎖交磁束ベクトル、ｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスを決定する例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、モータに電流を１回だけ流して、電機子抵抗、電機子鎖交磁束ベクトル、ｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスを決定してもよい。これにより、迅速にパラメータを決定することができる。 For example, in the above embodiment, an example is shown in which the motor is supplied with current a plurality of times to determine armature resistance, armature linkage flux vector, d-axis inductance and q-axis inductance, but the present invention is limited to this. Absent. For example, current may be supplied to the motor only once to determine armature resistance, armature linkage flux vector, d-axis inductance and q-axis inductance. This allows the parameters to be determined quickly.
また、上記実施形態では、予め算出されたマップ（電流の変化に対する各パラメータの変化を示すマップ）に基づいて、パラメータを非線形領域に拡張する例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、電流の変化に対する各パラメータの変化を演算しながら（つまり、マップを用いずに）、パラメータを非線形領域に拡張してもよい。これにより、マップの値（離散的な値）を補間する必要が無いので、精度よくパラメータを決定することができる。 In the above embodiment, an example is shown in which the parameters are expanded to the non-linear region based on the previously calculated map (map showing the change of each parameter with respect to the change of current), but the present invention is not limited to this. . For example, the parameters may be extended to the non-linear region while calculating the change of each parameter with respect to the change of current (that is, without using a map). This eliminates the need to interpolate map values (discrete values), so that parameters can be determined with high accuracy.
また、上記実施形態では、ＩＰＭモータにおいて、トルク指令を収束させるように回帰演算する例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、モータ制御装置の演算速度が十分であれば、回帰演算せずにトルク指令を演算してもよい。つまり、トルク指令の誤差が所定のしきい値以下になるまで繰り返し演算を行ってもよい。 Further, in the above embodiment, an example is shown in which the regression operation is performed to converge the torque command in the IPM motor, but the present invention is not limited to this. For example, if the calculation speed of the motor control device is sufficient, the torque command may be calculated without performing the regression calculation. That is, the calculation may be repeated until the error of the torque command becomes equal to or less than a predetermined threshold value.
また、上記実施形態では、モータの電気角を検出する電気角センサが設けられている例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、決定部により決定されたＲａ、ＬｄおよびＬｑに基づいて電気角を算出することも可能である。この場合、初期学習では、決定部により決定されたＲａ、ＬｄおよびＬｑに基づいて電気角が算出された後、上記実施形態と同様にパラメータが決定される。また、常時学習では、上記実施形態と同様に、Ｒａを決定した後、ψａ、ＬｄおよびＬｑが決定される。 Moreover, although the example provided with the electrical angle sensor which detects the electrical angle of a motor was shown in the said embodiment, this invention is not limited to this. For example, it is also possible to calculate the electrical angle based on Ra, Ld and Lq determined by the determination unit. In this case, in the initial learning, after the electrical angle is calculated based on Ra, Ld and Lq determined by the determination unit, the parameters are determined as in the above embodiment. Also, in constant learning, Raa, Ld and Lq are determined after determining Ra as in the above embodiment.
１ トルク／電流変換部
１５ 決定部
１６ 非線形化処理部
１００ モータ制御装置
２００ モータ
Claims (7)
前記モータの駆動を制御するパラメータである、電機子抵抗、電機子鎖交磁束ベクトル、ｄ軸インダクタンス、および、ｑ軸インダクタンスを決定する決定部と、
前記決定部により決定された、前記電機子抵抗、前記電機子鎖交磁束ベクトル、前記ｄ軸インダクタンス、および、前記ｑ軸インダクタンスに基づいて、前記ｄ軸電流指令および前記ｑ軸電流指令を算出するトルク／電流変換部とを備え、
前記決定部は、電流偏差に基づく第１の方法、電圧指令方程式に基づく第２の方法、および、コイルの温度推定値に基づく第３の方法を切り替えることにより、前記電機子抵抗、前記電機子鎖交磁束ベクトル、前記ｄ軸インダクタンス、および、前記ｑ軸インダクタンスを決定するように構成されている、モータ制御装置。 A motor control device that controls driving of a motor provided with a permanent magnet by a d-axis current command and a q-axis current command set based on a torque command,
A determination unit that determines an armature resistance, an armature linkage flux vector, a d-axis inductance, and a q-axis inductance, which are parameters for controlling driving of the motor;
The d-axis current command and the q-axis current command are calculated based on the armature resistance, the armature linkage flux vector, the d-axis inductance, and the q-axis inductance, which are determined by the determination unit. And a torque-to-current converter,
The said determination part switches the said armature resistance by switching the 1st method based on an electric current deviation, the 2nd method based on a voltage command equation, and the 3rd method based on the temperature estimated value of a coil. A motor control device configured to determine a flux linkage vector, the d-axis inductance, and the q-axis inductance.
前記決定部に決定された、前記電機子鎖交磁束ベクトル、前記ｄ軸インダクタンス、および、前記ｑ軸インダクタンスを、磁束の変化が非線形である非線形領域に拡張する非線形化処理部をさらに備える、請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。 The determination unit determines the armature flux linkage vector, the d-axis inductance, and the q-axis inductance in a linear region in which a change in magnetic flux is linear.
The apparatus further comprises a non-linearization processing unit that extends the armature flux linkage vector, the d-axis inductance, and the q-axis inductance, which are determined by the determination unit, into a non-linear region in which a change in magnetic flux is non-linear. The motor control apparatus of any one of claim | item 1 -4.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2017203080A JP2019080366A (en) | 2017-10-20 | 2017-10-20 | Motor control device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2017203080A JP2019080366A (en) | 2017-10-20 | 2017-10-20 | Motor control device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2019080366A true JP2019080366A (en) | 2019-05-23 |
Family
ID=66628893
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2017203080A Pending JP2019080366A (en) | 2017-10-20 | 2017-10-20 | Motor control device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2019080366A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110635738A (en) * | 2019-10-12 | 2019-12-31 | 东南大学 | Real-time identification method for stator resistance and motor temperature of permanent magnet synchronous motor |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11150996A (en) * | 1997-11-13 | 1999-06-02 | Toyota Motor Corp | Motor controller |
| JP2004015891A (en) * | 2002-06-05 | 2004-01-15 | Toshiba Corp | Inverter, brushless dc motor controlling method, and compressor driving system |
| JP2005218215A (en) * | 2004-01-29 | 2005-08-11 | Nsk Ltd | Driving method and temperature-estimating method of pm motor |
| JP2010011638A (en) * | 2008-06-27 | 2010-01-14 | Hitachi Appliances Inc | Permanent magnet synchronous motor drive system, motor driving module using the same, and refrigerating apparatus |
| JP2011041343A (en) * | 2009-08-06 | 2011-02-24 | Toshiba Corp | Motor drive apparatus and motor drive method |
| JP2016226089A (en) * | 2015-05-27 | 2016-12-28 | ファナック株式会社 | Temperature estimating device of synchronous motor |
-
2017
- 2017-10-20 JP JP2017203080A patent/JP2019080366A/en active Pending
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11150996A (en) * | 1997-11-13 | 1999-06-02 | Toyota Motor Corp | Motor controller |
| JP2004015891A (en) * | 2002-06-05 | 2004-01-15 | Toshiba Corp | Inverter, brushless dc motor controlling method, and compressor driving system |
| JP2005218215A (en) * | 2004-01-29 | 2005-08-11 | Nsk Ltd | Driving method and temperature-estimating method of pm motor |
| JP2010011638A (en) * | 2008-06-27 | 2010-01-14 | Hitachi Appliances Inc | Permanent magnet synchronous motor drive system, motor driving module using the same, and refrigerating apparatus |
| JP2011041343A (en) * | 2009-08-06 | 2011-02-24 | Toshiba Corp | Motor drive apparatus and motor drive method |
| JP2016226089A (en) * | 2015-05-27 | 2016-12-28 | ファナック株式会社 | Temperature estimating device of synchronous motor |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110635738A (en) * | 2019-10-12 | 2019-12-31 | 东南大学 | Real-time identification method for stator resistance and motor temperature of permanent magnet synchronous motor |
| CN110635738B (en) * | 2019-10-12 | 2020-12-18 | 东南大学溧阳研究院 | Real-time identification method for stator resistance and motor temperature of permanent magnet synchronous motor |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6367332B2 (en) | Inverter control device and motor drive system | |
| JP5156352B2 (en) | AC motor control device | |
| JP5580384B2 (en) | Parameter estimation device for permanent magnet synchronous motor drive system | |
| US6674261B2 (en) | Motor control apparatus | |
| KR101046802B1 (en) | Control device of AC rotor and electric constant measurement method of AC rotor using this controller | |
| JP5198332B2 (en) | Torque control device for permanent magnet synchronous motor | |
| JPH0951700A (en) | Controlling device of rotary electric machine | |
| JPH1127999A (en) | Estimating method for induced electromotive force for induction motor, speed estimating method, shaft deviation correcting method and induction motor control equipment | |
| US20100286948A1 (en) | Magnetic pole position estimation method for ac synchronous motor | |
| US20190006971A1 (en) | Controller for power converter | |
| JP6374037B2 (en) | Motor control device | |
| JP5499965B2 (en) | AC rotating machine control device | |
| JPWO2014084009A1 (en) | Electric motor control device | |
| JP4425091B2 (en) | Motor position sensorless control circuit | |
| JP2018085840A (en) | Motor controller | |
| JP7318727B2 (en) | POWER CONVERSION DEVICE, POWER CONVERSION METHOD AND SYSTEM | |
| JP5585397B2 (en) | Rotating machine control device | |
| JP2012130131A (en) | Controller for rotary machine | |
| JP2019080366A (en) | Motor control device | |
| JP4273775B2 (en) | Magnetic pole position estimation method and control device for permanent magnet type synchronous motor | |
| JP5768255B2 (en) | Control device for permanent magnet synchronous motor | |
| JP2019221105A (en) | Motor drive device | |
| JP2005160199A (en) | Apparatus and method for controlling three-phase ac motor | |
| JP5326444B2 (en) | Rotating machine control device | |
| JP5186352B2 (en) | Electric motor magnetic pole position estimation device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20200910 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20210625 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20210629 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20211221 |