JP2019030106A - Power converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。 Embodiments described herein relate generally to a power conversion apparatus.
少ない個数の半導体スイッチング素子を用いて、２レベル変換器を構成することができる。そのため、２レベル変換器は、変換器の小型化をはかることが比較的容易であり、自励式電力変換器の構成として多く用いられている。 A two-level converter can be configured using a small number of semiconductor switching elements. Therefore, the two-level converter is relatively easy to downsize the converter, and is often used as a configuration of a self-excited power converter.
２レベル変換器は、入力直流電圧をＶｄｃとした場合に、＋Ｖｄｃ／２と−Ｖｄｃ／２との２値の切り替えをパルス幅変調（Pulse Width Modulation、ＰＷＭ）で行うことによって、擬似的に生成された交流波形を出力する。２レベル変換器は、＋Ｖｄｃ／２〜−Ｖｄｃ／２の間でスイッチングを行うので、出力される擬似的な交流波形には、高調波成分が重畳されている。 The two-level converter is artificially generated by switching the binary value between + Vdc / 2 and -Vdc / 2 by pulse width modulation (PWM) when the input DC voltage is Vdc. Output the AC waveform. Since the two-level converter performs switching between + Vdc / 2 and −Vdc / 2, a harmonic component is superimposed on the output pseudo AC waveform.
高電圧のモータドライブ装置や、直流送電などの電力系統接続機器に２レベル変換器を適用する場合においては、モータや電力系統等に高調波成分が流出することを防止する必要がある。そのため、リアクトルやコンデンサで構成される高調波フィルタが、変換器の交流出力に挿入されている。電力系統等に流出する高調波成分を、他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減するために、大きい容量の高調波フィルタが必要となる。このような高調波フィルタを用いることが２レベル変換器による電力変換装置のコスト上昇と、重量増加を招く原因となっている。 When a two-level converter is applied to a high-voltage motor drive device or a power system connection device such as DC power transmission, it is necessary to prevent harmonic components from flowing out to the motor, the power system, or the like. For this reason, a harmonic filter composed of a reactor and a capacitor is inserted into the AC output of the converter. In order to reduce the harmonic component flowing out to the power system or the like to a level that does not adversely affect other devices, a harmonic filter having a large capacity is required. Use of such a harmonic filter causes an increase in cost and weight of the power conversion device using the two-level converter.
モジュラーマルチレベル変換器（Modular Multi-level Converter、ＭＭＣ）の研究開発が進められている。ＭＭＣは、単位変換器を多段接続した変換器アームによって、電力系統や、配電系統電圧と同等な高電圧を電力変換できる。ＭＭＣでは、直流電圧を多レベルに分割して重ね合わせるので、出力を正弦波状の交流波形に近づけることが可能である。そのため、ＭＭＣでは、原理的に出力の高調波を低減することができるので、高調波フィルタを不要にすることが可能になる。 Research and development of a modular multi-level converter (MMC) is underway. The MMC can perform power conversion of a high voltage equivalent to a power system or a distribution system voltage by a converter arm in which unit converters are connected in multiple stages. In the MMC, the DC voltage is divided into multiple levels and superimposed, so that the output can be brought close to a sinusoidal AC waveform. Therefore, in MMC, the harmonics of the output can be reduced in principle, so that it is possible to eliminate the need for a harmonic filter.
このような電力変換装置を交流電源や交流負荷に接続する場合には、交流電源や交流負荷の状況によらず安定して動作することが求められる。 When such a power converter is connected to an AC power supply or an AC load, it is required to operate stably regardless of the status of the AC power supply or the AC load.
実施形態は、交流側の条件によらず、安定して動作する電力変換装置を提供する。 The embodiment provides a power conversion device that operates stably regardless of conditions on the AC side.
実施形態に係る電力変換装置は、直列に接続された複数の第１単位変換器を含む第１アームによって交流電路に接続することができる電力変換部と、前記第１アームを含む閉路を循環する循環電流を設定するための第１循環電流指令値を生成する制御部と、を備える。前記交流電路と前記電力変換部との間で流入しまたは流出する交流電力が所定の値より小さい場合に、前記制御部は、前記循環電流を設定するために、前記交流電路の交流電圧を乗ずることによって計算される電力の時間平均値が０になるように設定された第２循環電流指令値を生成する。 The power conversion device according to the embodiment circulates through a power conversion unit that can be connected to an AC power circuit by a first arm that includes a plurality of first unit converters connected in series, and a closed circuit that includes the first arm. A control unit that generates a first circulating current command value for setting the circulating current. When the AC power flowing in or out between the AC circuit and the power converter is smaller than a predetermined value, the controller multiplies the AC voltage of the AC circuit to set the circulating current. Thus, the second circulating current command value set so that the time average value of the calculated power becomes zero is generated.
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には、同一の符号を付して詳細な説明を適宜省略する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
The drawings are schematic or conceptual, and the relationship between the thickness and width of each part, the size ratio between the parts, and the like are not necessarily the same as actual ones. Further, even when the same part is represented, the dimensions and ratios may be represented differently depending on the drawings.
In the present specification and drawings, the same elements as those described above with reference to the previous drawings are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted as appropriate.
（第１の実施形態）
図１は、本実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。
図１に示すように、本実施形態の電力変換装置１０は、電力変換部１と、制御部５と、を備える。電力変換装置１０は、変圧器６を介して三相交流電源７に接続される。三相交流電源７は、たとえば電力系統である。この例において電力変換装置１０は、三相交流電源７の各相の電圧値（系統電圧）ｖｓｒ，ｖｓｓ，ｖｓｔや電力変換装置１０に流出し、流入する交流電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを検出して、三相交流電源７に必要な無効電流を注入する無効電力補償装置である。
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram illustrating a power conversion apparatus according to this embodiment.
As illustrated in FIG. 1, the
電力変換部１は、ｒ相、ｓ相およびｔ相の各相に対応する変換器アーム２を含む。この例では、３つの変換器アーム２は、デルタ結線されている。
The
変換器アーム（第１アーム）２は、直列に接続された単位変換器３を含む。単位変換器３は、この例では、４つのスイッチング素子３１を含む。スイッチング素子３１は、直列に２つ接続されている。スイッチング素子３１の直列接続回路は、並列に２つ接続されている。つまり、スイッチング素子３１はフルブリッジ回路を構成している。フルブリッジ回路の直流端には、コンデンサ３２が並列に接続されている。単位変換器３は、スイッチング素子３１によるフルブリッジ回路の出力を介して、他の単位変換器３と直列に接続されている。本実施形態の電力変換装置１０は、ＭＭＣ方式の電力変換装置である。
The converter arm (first arm) 2 includes
単位変換器３では、スイッチング素子３１がコンデンサ３２を充放電する。スイッチング素子３１は、制御部５によって生成されたゲート信号にしたがってオンオフ動作する。図示しないが、すべての単位変換器３には、電圧検出器がそれぞれ設けられている。この電圧検出器は、コンデンサ３２の両端の電圧を検出する。電圧検出器によって検出されたコンデンサ電圧は、たとえばディジタル値に変換されて制御部５に伝送される。また、各単位変換器３のブリッジ回路の出力電圧は、図中ではｖｒ１，…，ｖｒｎのように表されている。
In the
変換器アーム２は、リアクトル４を含む。リアクトル４は、その変換器アーム２内で直列に接続された単位変換器３の直列接続回路に、直列に接続されている。リアクトル４は、スイッチング素子３１のスイッチングによって瞬時的な線間短絡を生じた場合の電流の増加を抑制する。
The
制御部５は、系統電圧ｖｓｒ，ｖｓｓ，ｖｓｔ、変換器電流ｉｒｓ，ｉｓｔ，ｉｔｒ、およびコンデンサ電圧ｖｃｒ１〜ｖｃｒｎ，ｖｃｓ１〜ｖｃｓｎ，ｖｃｔ１〜ｖｃｔｎにもとづいて、各相の電圧指令値ｖｒ＊，ｖｓ＊，ｖｔ＊を演算する。系統電圧ｖｓｒ，ｖｓｓ，ｖｓｔは、三相交流電源７の各相の交流電圧である。変換器電流ｉｒｓ，ｉｓｔ，ｉｔｒは、各相に対応する変換器アーム２を流れる電流である。コンデンサ電圧ｖｃｒ１〜ｖｃｒｎ，ｖｃｓ１〜ｖｃｓｎ，ｖｃｔ１〜ｖｃｔｎは、電圧検出器によって測定された各コンデンサ３２の両端の電圧である。なお、この例では、単位変換器３は、ｎ個直列に接続されているものとする。
Based on the system voltages vsr, vss, vst, converter currents irs, ist, itr, and capacitor voltages vcr1 to vcrn, vcs1 to vcsn, vct1 to vctn, the
制御部５は、各相の電圧指令値ｖｒ＊，ｖｓ＊，ｖｔ＊にもとづいて、各スイッチング素子３１を駆動するゲート信号を生成し、出力する。また、制御部５は、各種電圧制御を行う。各種電圧制御には、全体のコンデンサ電圧制御、相間バランス制御、および個別バランス制御等が含まれる。これらの電圧制御を行うことによって、各コンデンサ電圧を定格値ｖｃ＊に維持する。
The
各種電圧制御のうち、全体のコンデンサ電圧制御は、電力変換部１のすべてのコンデンサ電圧の平均値ｖｃを定格値ｖｃ＊に追従させることによって、三相交流電源７と電力変換部１との間に流れる有効電流を制御する。
Among the various voltage controls, the overall capacitor voltage control is performed between the three-phase
相間バランス制御は、各相のコンデンサ電圧の平均値ｖｃｒ，ｖｃｓ，ｖｃｔを、すべてのコンデンサ電圧の平均値ｖｃに追従させるように制御することによって、相間のコンデンサ電圧をバランスさせる。なお、コンデンサ電圧をバランスさせるとは、対象となるコンデンサ電圧の値を等しくすることをいう。たとえば、相間のコンデンサ電圧をバランスさせるとは、各相のコンデンサ電圧の平均値を等しい値にすることである。 The interphase balance control balances the capacitor voltage between phases by controlling the average value vcr, vcs, vct of the capacitor voltage of each phase to follow the average value vc of all the capacitor voltages. It should be noted that balancing capacitor voltages means making the values of the target capacitor voltages equal. For example, balancing capacitor voltages between phases means making the average value of capacitor voltages of each phase equal.
個別バランス制御は、相ごとのすべての単位変換器３のコンデンサ電圧を、その相のコンデンサ電圧の平均値にそれぞれ追従させるように制御することによって、変換器アーム２内のコンデンサ電圧をバランスさせる。たとえば、ｒ相では、個別バランス制御は、コンデンサ電圧ｖｃｒ１〜ｖｃｒｎを、ｒ相のコンデンサ電圧の平均値ｖｃｒに、それぞれ追従させるように制御する。相間バランス制御において、各相のコンデンサ電圧の平均値ｖｃｒ，ｖｃｓ，ｖｃｔは、すべてのコンデンサ電圧の平均値ｖｃに追従させているので、個別バランス制御の目標値をこの平均値ｖｃとしてもよい。
The individual balance control balances the capacitor voltages in the
本実施形態の電力変換装置１０では、相間バランス制御および個別バランス制御のために、変換器アーム２を流れる循環電流が設定される。制御部５は、循環電流指令値を生成して、変換器アーム２に流れる循環電流を循環電流指令値に追従するように制御する。電力変換装置１０と三相交流電源７との間において授受される交流電力が所定の値以上の場合には、相間バランス制御の過程で生成される循環電流指令値を用いて循環電流を設定する。電力変換装置１０と三相交流電源７との間で授受される交流電力が小さい場合には、電力変換装置１０は、個別バランス制御のための循環電流指令値を用いて循環電流を設定する。したがって、授受する交流電力が小さい場合であっても、自己放電等によって生じた同一変換器アーム２内のコンデンサ電圧のアンバランスを解消することができる。
In the
図２は、本実施形態の電力変換装置の一部を例示するブロック図である。
図２には、制御部５のうち、相間バランス制御および個別バランス制御のための循環電流指令値を生成するブロック図の例が示されている。相間バランス制御では、各相に流す循環電流の大きさおよび位相を設定して、各相のコンデンサ電圧の平均値をバランスさせる。制御部５は、各相に流す循環電流を設定するために、αβ０変換によって三相二相変換を行って、α相およびβ相の循環電流指令値を生成する。α相およびβ相の循環電流指令値は、直交するベクトルである。
FIG. 2 is a block diagram illustrating a part of the power conversion apparatus of this embodiment.
FIG. 2 shows an example of a block diagram for generating a circulating current command value for interphase balance control and individual balance control in the
図２に示すように、制御部５は、比較器５１と、循環電流生成器５３と、相間バランス制御器５２と、αβ０変換器５４と、を含む。
As shown in FIG. 2, the
比較器５１には、各コンデンサ電圧ｖｃｒ１〜ｖｃｒｎ，ｖｃｓ１〜ｖｃｓｎ，ｖｃｔ１〜ｖｃｔｎが入力される。比較器５１は、あらかじめ設定されたコンデンサ電圧に関するしきい値ｖｃｌｉｍ（＋），ｖｃｌｉｍ（−）を有する。比較器５１は、各コンデンサ電圧ｖｃｒ１〜ｖｃｒｎ，ｖｃｓ１〜ｖｃｓｎ，ｖｃｔ１〜ｖｃｔｎと、しきい値ｖｃｌｉｍ（＋），ｖｃｌｉｍ（−）と、をそれぞれ比較する。
The
しきい値のうち上限のしきい値は、ｖｃｌｉｍ（＋）であり、下限のしきい値は、ｖｃｌｉｍ（−）である。しきい値ｖｃｌｉｍ（＋），ｖｃｌｉｍ（−）は、コンデンサ電圧の定格値ｖｃ＊からの電圧差によって設定される。この電圧差を±Δｖｃｌｉｍとすると、上限のしきい値ｖｃｌｉｍ（＋）は、ｖｃ＊＋Δｖｃｌｉｍであり、下限のしきい値ｖｃｌｉｍ（−）は、ｖｃ＊−Δｖｃｌｉｍである。たとえば、Δｖｃｌｉｍは、各コンデンサ電圧が定格値からの偏差として許容される範囲で設定される。ｖｃｌｉｍ（＋），ｖｃｌｉｍ（−）は、上述に限らず、適切に設定されればよく、たとえば偏差は正負で非対称に設定されてもよい。 The upper threshold value among the threshold values is vclim (+), and the lower threshold value is vclim (−). The threshold values vclim (+) and vclim (−) are set by a voltage difference from the rated value vc * of the capacitor voltage. If this voltage difference is ± Δvclim, the upper limit threshold value vclim (+) is vc * + Δvclim, and the lower limit threshold value vclim (−) is vc * −Δvclim. For example, Δvclim is set in a range where each capacitor voltage is allowed as a deviation from the rated value. vclim (+) and vclim (−) are not limited to those described above, and may be set appropriately. For example, the deviation may be set positively or negatively asymmetrically.
比較器５１は、各コンデンサ電圧ｖｃｒ１〜ｖｃｒｎ，ｖｃｓ１〜ｖｃｓｎ，ｖｃｔ１〜ｖｃｔｎのうち少なくとも１つのコンデンサ電圧がしきい値ｖｃｌｉｍ（＋）〜ｖｃｌｉｍ（−）の範囲を超えた場合に、アクティブなイネーブル信号ＥＮを出力する。比較器５１は、ヒステリシスを有する。たとえば、比較器５１は、アクティブなイネーブル信号ＥＮを出力した後には、しきい値を超えたコンデンサ電圧がしきい値よりも低い電圧を有する解除電圧に達するまで、アクティブなイネーブル信号ＥＮの出力を継続する。解除電圧は、たとえば定格値ｖｃ＊である。
The
コンデンサ電圧ｖｃｒ１〜ｖｃｒｎ，ｖｃｓ１〜ｖｃｓｎ，ｖｃｔ１〜ｖｃｔｎのすべてがしきい値ｖｃｌｉｍ（＋）〜ｖｃｌｉｍ（−）の範囲内の場合には、イネーブル信号ＥＮを非アクティブとする。比較器５１の出力は、循環電流生成器５３に供給される。
When all of the capacitor voltages vcr1 to vcn, vcs1 to vcsn, and vct1 to vctn are within the range of the threshold values vclim (+) to vclim (−), the enable signal EN is made inactive. The output of the
循環電流生成器５３は、比較器５１から供給されたイネーブル信号ＥＮがアクティブとなったときに、個別バランス用の循環電流指令値（第２循環電流指令値）ｉ０ｂα，ｉ０ｂβを出力する。個別バランス用の循環電流指令値ｉ０ｂα，ｉ０ｂβは、電力変換装置１０と三相交流電源７との間の交流電力の授受が小さい場合に出力され、各相の変換器アーム２に含まれる個別のコンデンサ電圧をバランスさせるのに用いられる。循環電流指令値ｉ０ｂα、ｉ０ｂβは、α相およびβ相に対応する互いに直交するベクトルであり、あらかじめ設定されている。
When the enable signal EN supplied from the
後に動作説明において詳述するが、循環電流指令値ｉ０ｂα，ｉ０ｂβの周波数や位相は、電力変換部１が出力する交流電圧に乗じられて算出される電力の時間平均がゼロになるように設定される。循環電流指令値ｉ０ｂα，ｉ０ｂβは、たとえば三相交流電源７の周波数の２倍の周波数に設定される。循環電流指令値ｉ０ｂα，ｉ０ｂβの振幅は任意に設定される。たとえば、循環電流指令値ｉ０ｂα，ｉ０ｂβの振幅を等しい値に設定してもよいし、循環電流指令値ｉ０ｂαの振幅を任意に設定し、ｉ０ｂβを０に設定してもよい。
As will be described in detail later in the description of the operation, the frequency and phase of the circulating current command values i0bα and i0bβ are set such that the time average of the power calculated by multiplying the AC voltage output from the
相間バランス制御器５２には、すべてのコンデンサ電圧の平均値ｖｃおよび各相のコンデンサ電圧の平均値ｖｃｒ，ｖｃｓ，ｖｃｔが入力される。相間バランス制御器５２は、平均値ｖｃと平均値ｖｃｒ，ｖｃｓ，ｖｃｔとの各々の偏差を入力して比例積分制御を施すことによって各相の循環電流指令値を生成する。相間バランス制御器５２は、生成した各相の循環電流指令値をαβ０変換器５４に供給する。
The
αβ０変換器５４は、各相の循環電流指令値を三相二相変換して出力する。αβ０変換器５４の出力は、ＰＩ制御器５７に供給される。この循環電流指令値（第１循環電流指令値）ｉ０α＿ａｖｅ，ｉ０β＿ａｖｅは、少なくとも、同一変換器アーム２内のコンデンサ電圧の平均値を制御するのに用いられる。つまり、循環電流指令値ｉ０α＿ａｖｅ，ｉ０β＿ａｖｅは、相間バランス制御を行うための循環電流を設定するのに用いられる。電力変換装置１０と三相交流電源７との間で授受される交流電力が所定値以上の場合には、循環電流指令値ｉ０α＿ａｖｅ，ｉ０β＿ａｖｅは、個別バランス制御を行うための循環電流を設定するのにも用いられる。
The
なお、αβ０変換器５４は、循環電流指令値の零相成分も出力するが、零相の循環電流指令値は、変換器が交流直流変換する場合の直流電流を制御するのに用いられる。零相の循環電流指令値は、コンデンサのバランス制御には用いないので、詳細な説明を省略する。
The
加算器５５，５６には、個別バランス用の循環電流指令値ｉ０ｂα，ｉ０ｂβおよび平均値用の循環電流指令値ｉ０α＿ａｖｅ，ｉ０β＿ａｖｅがそれぞれ入力される。加算器５５，５６は、これらを加算して、循環電流指令値ｉ０α＊，ｉ０β＊としてＰＩ制御器５７に供給する。
To the
循環電流生成器５３は、比較器５１から出力されるイネーブル信号ＥＮがアクティブな場合に、循環電流指令値ｉ０ｂα，ｉ０ｂβを出力する。ここで、比較器５１の出力がアクティブになるような状況では、相間バランスがとれており、各相の循環電流指令値はほぼ０となっている。αβ０変換器５４が出力することができる循環電流指令値ｉ０α＿ａｖｅ，ｉ０β＿ａｖｅもほぼ０である。したがって、循環電流指令値ｉ０α＊，ｉ０β＊は、個別バランス用の循環電流指令値ｉ０ｂα，ｉ０ｂβにそれぞれほぼ等しい。一方、比較器５１から出力されるイネーブル信号ＥＮが非アクティブな場合には、循環電流指令値ｉ０ｂα，ｉ０ｂβは出力されないので、循環電流指令値ｉ０α＊，ｉ０β＊は、平均値用の循環電流指令値ｉ０α＿ａｖｅ，ｉ０β＿ａｖｅにほぼ等しい。
Circulating
循環電流指令値ｉ０α＊，ｉ０β＊は、ＰＩ制御器５７に入力される。ＰＩ制御器５７には、別のαβ０変換器５８によって、各相の変換器電流ｉｒｓ，ｉｓｔ，ｉｔｒにもとづいて計算された循環電流ｉ０α，ｉ０βが入力される。循環電流ｉ０α，ｉ０βは、実測値にもとづいて計算された直交するベクトルである。ＰＩ制御器５７は、循環電流ｉ０α，ｉ０βが循環電流指令値ｉ０α＊，ｉ０β＊を目標値にして比例積分制御を行い、コンデンサバランスに関して出力する電圧の指令値を制御量として出力する。ＰＩ制御器５７の出力は、相間バランスのための電圧指令値であり、個別バランス制御器（図示せず）が生成する個別バランスのための電圧指令値に加算される。
Circulating current command values i0α * and i0β * are input to
相間バランス制御では、循環電流指令値ｉ０α＊，ｉ０β＊に追従するように変換器アーム２に循環電流ｉ０α，ｉ０βを流して、変換器アーム２内のコンデンサ電圧の平均値をバランスさせる。個別バランス制御では、相間バランス制御のために流している循環電流を利用して、同一変換器アーム２内の各コンデンサ電圧ｖｃｒ１〜ｖｃｒｎ，ｖｃｓ１〜ｖｃｓｎ，ｖｃｔ１〜ｖｃｔｎをバランスさせる。
In the interphase balance control, circulating currents i0α and i0β are caused to flow through the
本実施形態の電力変換装置の動作について説明する。
図３は、本実施形態の電力変換装置の動作を説明するための模式的なブロック図である。
図３に示すように、ｒ相、ｓ相、ｔ相それぞれの変換器アーム２には、直列に接続された複数の単位変換器３と、複数の単位変換器３に直列に接続されたリアクトル４が含まれる。この例では、各相の変換器アーム２は、ともにｎ個の単位変換器３を有している。各変換器アーム２は、デルタ結線されているので、ｒ相、ｓ相およびｔ相のそれぞれ対応する変換器アーム２は、循環電流ｉ０が流れる閉路を形成する。
Operation | movement of the power converter device of this embodiment is demonstrated.
FIG. 3 is a schematic block diagram for explaining the operation of the power conversion device of the present embodiment.
As shown in FIG. 3, each of the r-phase, s-phase, and t-
循環電流ｉ０が交流で、その位相がｒ相の変換器アーム２の出力電圧ｖｒと一致している場合、ｒ相では有効電力が流出してコンデンサ電圧の平均値が減少する。その一方で、系統が三相平衡電圧の場合には、ｓ相およびｔ相には有効電力が流入してコンデンサ電圧の平均値が増加する。このようにして、相間バランス制御では、循環電流の大きさおよび位相によってコンデンサ電圧の相間のバランスを制御することによって、各相のコンデンサ電圧平均値をバランスさせる。
When the circulating current i0 is alternating current and the phase thereof matches the output voltage vr of the r-
個別バランス制御は、各相内で個々のコンデンサ電圧をバランスさせる。ある相の変換器アーム２が備えるｎ個のコンデンサ３２の電圧が同変換器アーム２内でアンバランスである場合、個別バランス制御は、各単位変換器３の出力電圧を個別に制御する。通常、各単位変換器３の出力電圧は、交流系統に出力する電圧を含んでいるため、その電圧に個別バランスに必要な量の電圧を適宜出力する。
Individual balance control balances individual capacitor voltages within each phase. When the voltages of the
たとえば、ｒ相の変換器アーム２の１段目の単位変換器３のコンデンサ電圧が、同じ変換器アーム２中の他のコンデンサ電圧よりも高い場合、制御部５はその単位変換器３への電圧指令値ｖｒ１＊に、変換器電流ｉｒｓと同位相の制御量を加算する。するとその単位変換器３から有効電力が流出し、その単位変換器３のコンデンサ電圧は低下する。このように個別バランス制御では、制御部５は個別の電圧指令値を用いることによって、個別のコンデンサ電圧を制御する。
For example, when the capacitor voltage of the first
本実施形態では、無効電力の出力停止時に個別バランス制御のために、循環電流指令値ｉ０α＿ａｖｅ，ｉ０β＿ａｖｅに加え、循環電流指令値ｉ０ｂα，ｉ０ｂβを与える。 In the present embodiment, circulating current command values i0bα and i0bβ are given in addition to the circulating current command values i0α_ave and i0β_ave for individual balance control when the reactive power output is stopped.
電力変換装置１０と三相交流電源７との間で電力の授受がほとんどなく、相間バランスが取れていない場合には、相間バランス制御器５２によって各相の循環電流指令値が生成される。各相の循環電流指令値は、直交座標変換されて平均値の循環電流指令値ｉ０α＿ａｖｅ，ｉ０β＿ａｖｅが生成される。その後、各相のコンデンサ電圧の平均値がバランスすると、循環電流指令値ｉ０α＿ａｖｅ，ｉ０β＿ａｖｅはほとんど０になる。
When power is hardly exchanged between the
本実施形態では、相間のコンデンサ電圧平均値がほぼ等しく制御され、循環電流指令値ｉ０α＿ａｖｅ，ｉ０β＿ａｖｅ≒０となっていても、循環電流指令値ｉ０ｂα，ｉ０ｂβを流すことで、個別バランス制御を有効に機能させることができる。さらに、個別の電圧指令値ｖｒ＊，ｖｓ＊，ｖｔ＊には、交流系統に出力する電圧が含まれているため、交流系統に出力する電圧と個別バランス用の循環電流とで形成されるエネルギーの１周期の時間平均値がゼロとなるように、循環電流指令値ｉ０ｂα，ｉ０ｂβを設定することで、コンデンサ電圧平均値に影響を与えないようにすることができる。 In the present embodiment, even if the capacitor voltage average value between phases is controlled to be substantially equal and the circulating current command values i0α_ave, i0β_ave≈0, the individual balance control is effectively performed by flowing the circulating current command values i0bα, i0bβ. Can function. Further, since the individual voltage command values vr *, vs *, and vt * include the voltage output to the AC system, the energy formed by the voltage output to the AC system and the circulating current for individual balance. By setting the circulating current command values i0bα and i0bβ so that the one-cycle time average value becomes zero, the capacitor voltage average value can be prevented from being affected.
動作波形の例を参照して、本実施形態の電力変換装置の動作をより具体的に説明する。
図４は、本実施形態の電力変換装置の動作波形の例を示す波形図である。
図４の最上段の図は、ｒ相の各単位変換器のうちの２つについて、個別バランス制御によって生成された単位変換器のための指令値ｖｒ１＊，ｖｒ２＊の時間変化の波形を示している。
図４の２段目の図は、ｒ相の各単位変換器のうちの２つについてのコンデンサ電圧ｖｃｒ１，ｖｃｒ２の時間変化の波形を示している。
図４の３段目の図は、無効電力指令値ｑ＊の時間変化の波形を示している。
図４の最下段の図は、循環電流指令値の時間変化の波形を示している。なお、この例においては、αβ０変換器によって三相二相変換後、さらに三相にもどした場合のｒ相に対応する循環電流指令値の波形が示されている。表記は、平均値用の循環電流指令値ｉ０＿ａｖｅおよび個別バランス用の循環電流指令値ｉ０ｂとしている。
With reference to the example of an operation waveform, operation | movement of the power converter device of this embodiment is demonstrated more concretely.
FIG. 4 is a waveform diagram showing an example of operation waveforms of the power conversion device of this embodiment.
The uppermost diagram in FIG. 4 shows the time-varying waveforms of the command values vr1 * and vr2 * for the unit converters generated by the individual balance control for two of the r-phase unit converters. ing.
The second stage diagram of FIG. 4 shows the time-varying waveforms of the capacitor voltages vcr1 and vcr2 for two of the r-phase unit converters.
The third diagram in FIG. 4 shows a waveform of the time variation of the reactive power command value q *.
The lowermost diagram in FIG. 4 shows a waveform of the time change of the circulating current command value. In this example, the waveform of the circulating current command value corresponding to the r-phase when the three-phase two-phase conversion is performed by the αβ0 converter and then returned to the three-phase is shown. The notation is the circulating current command value i0_ave for the average value and the circulating current command value i0b for the individual balance.
時刻ｔ０において、無効電力指令値ｑ＊がほぼ０に設定される。なお、時刻ｔ０よりも前の時点では、電力変換装置１０は、無効電力指令値ｑ＊にもとづいて、三相交流電源７に無効電流を注入している。そして、各相のコンデンサ電圧の平均値がバランスするように循環電流が流れている。また、この例では、ｒ相の変換器アーム２に流れる循環電流によって、コンデンサ電圧ｖｃｒ１，ｖｃｒ２は定格値ｖｃ＊に一致するように制御されている。
At time t0, reactive power command value q * is set to approximately zero. Note that, at the time before time t0, the
無効電力指令値ｑ＊が０になった場合には、相間バランスがとれると、平均値用の循環電流ｉ０＿ａｖｅはほぼ０となる。この例では、時刻ｔ０において、相間バランスがとれているものとする。そのため、循環電流指令値ｉ０＿ａｖｅは時刻ｔ０でほぼ０になる。コンデンサ電圧ｖｃｒ１，ｖｃｒ２は、時刻ｔ０以降、時間の経過とともに、それぞれリーク電流の相違等のコンデンサの個体差に応じてアンバランスな状態となる。 When the reactive power command value q * becomes 0, the circulation current i0_ave for the average value becomes almost 0 when the phase balance is achieved. In this example, it is assumed that the phase balance is achieved at time t0. Therefore, circulating current command value i0_ave becomes substantially 0 at time t0. Capacitor voltages vcr1 and vcr2 are in an unbalanced state after time t0 according to individual differences in capacitors such as differences in leakage current with the passage of time.
制御部５は、比較器５１によって、コンデンサ電圧ｖｃｒ１，ｖｃｒ２のいずれかがしきい値の範囲ｖｃｌｉｍ（＋）〜ｖｃｌｉｍ（−）を超えたことを検出する。この例では、時刻ｔ１において、コンデンサ電圧ｖｃｒ２がしきい値ｖｃｌｉｍ（−）を下回っている。そのため、循環電流生成器５３は、時刻ｔ１で循環電流ｉ０ｂの出力を開始する。
The
コンデンサ電圧ｖｃｒ２は、充放電することによって、定格値ｖｃ＊に近づいていく。コンデンサ電圧ｖｃｒ１も、コンデンサ電圧ｖｃｒ２と同様に充放電をすることによって、定格値ｖｃ＊に近づいていく。このようにして、コンデンサ電圧ｖｃｒ１，ｖｃｒ２は、定格値ｖｃ＊に収束し、個別のコンデンサ電圧のバランスがとられる。 The capacitor voltage vcr2 approaches the rated value vc * by charging and discharging. The capacitor voltage vcr1 also approaches the rated value vc * by charging and discharging similarly to the capacitor voltage vcr2. In this way, the capacitor voltages vcr1 and vcr2 converge to the rated value vc *, and individual capacitor voltages are balanced.
なお、循環電流生成器５３は、しきい値の範囲ｖｃｌｉｍ（＋）〜ｖｃｌｉｍ（−）を超過したコンデンサ電圧ｖｃｒ２が指令値ｖｃ＊に一致するまで、循環電流ｉ０ｂを出力する。この例では、時刻ｔ２において、コンデンサ電圧ｖｃｒ２が定格値ｖｃ＊に等しくなっているので、循環電流ｉ０ｂの出力が停止する。
The circulating
時刻ｔ２の後に、いずれかのコンデンサ電圧がしきい値の範囲ｖｃｌｉｍ（＋）〜ｖｃｌｉｍ（−）を超えた場合には、上述と同様にして、循環電流ｉ０ｂが出力されて、個別バランス制御が行われる。 When any capacitor voltage exceeds the threshold range vclim (+) to vclim (−) after time t2, the circulating current i0b is output in the same manner as described above, and the individual balance control is performed. Done.
この例のように、循環電流ｉ０ｂを、三相交流電源７の周波数の２倍の周波数を持つように設定した場合には、各コンデンサ電圧の平均値を一定値に保ち、個別バランスを実現しつつ、循環電流指令値ｉ０ｂによって設定された循環電流による電力の時間平均を０にすることができる。
As shown in this example, when the circulating current i0b is set to have a frequency twice that of the three-phase
なお、本実施形態ではｒ相での制御を例にとって説明したが、他のｓ相、ｔ相の制御についても同様である。また、個別バランス用の循環電流指令値の周波数は、２倍に限らず、３倍、４倍等、三相交流電源７の周波数の２倍以上の整数倍の周波数であれば、電力の１周期の平均値を０にすることができる。
In the present embodiment, the control in the r phase has been described as an example, but the same applies to the control in the other s phase and t phase. In addition, the frequency of the circulating current command value for individual balance is not limited to 2 times, but is 3 times, 4 times, etc. If the frequency is an integer multiple of twice or more the frequency of the three-phase
上述の例では、無効電力指令値ｑ＊を０にすることによって、電力変換装置１０と三相交流電源７との間の交流電力の授受が停止するものとした。本実施形態を含め、以下説明する変形例や他の実施形態の場合について、交流電力の授受の停止というときには、電力指令値が０の場合に限らず、電力変換装置の保護機能等により動作が停止している場合（たとえばゲートブロック）や、電力指令値が十分小さい場合も含むものとする。電力指令値が十分に小さい場合とは、各相のコンデンサ電圧の平均値のバランスをとった後に平均値用の循環電流を生成しても、それのみでは個別バランス制御が行えない場合等である。
In the above-described example, the exchange of AC power between the
（変形例）
上述では、交流電力の授受がほぼ０になったことを、各コンデンサ電圧が、しきい値の範囲を超えたか否かを判断することによって行ったが、他のパラメータを検出して交流電力の授受の有無を検出してもよい。
(Modification)
In the above description, the exchange of AC power is almost zero by determining whether each capacitor voltage exceeds the threshold range. However, other parameters are detected to detect the AC power. The presence / absence of exchange may be detected.
たとえば、無効電力指令値ｑ＊がしきい値ｑｔｈよりも小さい値に設定された後に、第１の所定の期間経過した時点で個別バランス用の循環電流を出力するようにしてもよい。個別バランス用の循環電流ｉ０ｂの出力を開始した時点から、第２の所定期間が経過した後に、循環電流ｉ０ｂの出力を停止する。その後、無効電力指令値ｑ＊が復帰しない場合には、循環電流ｉ０ｂの出力を停止してから、第１の所定期間経過後に再度循環電流ｉ０ｂを出力する。このように、無効電力指令値ｑ＊がしきい値ｑｔｈよりも小さい値に設定され、交流電流の授受がなくなった場合に、間欠的に循環電流ｉ０ｂを出力することによって、個別のコンデンサ電圧をバランスさせることができる。 For example, after the reactive power command value q * is set to a value smaller than the threshold value qth, the circulating current for individual balance may be output when the first predetermined period has elapsed. The output of the circulating current i0b is stopped after the second predetermined period has elapsed from the start of the output of the individual balance circulating current i0b. After that, when the reactive power command value q * does not return, the output of the circulating current i0b is stopped, and then the circulating current i0b is output again after the first predetermined period. In this way, when the reactive power command value q * is set to a value smaller than the threshold value qth and no AC current is exchanged, the circulating current i0b is intermittently output, whereby the individual capacitor voltage is reduced. Can be balanced.
図５（ａ）は、本変形例に係る電力変換装置の一部を例示するブロック図である。図５（ｂ）は、図５（ａ）の比較器の動作例を示す動作波形である。
図５（ａ）に示すように、制御部１０５は、比較器１５１と、循環電流生成器５３と、相間バランス制御器５２と、αβ０変換器５４と、を含む。比較器１５１には、無効電力指令値ｑ＊が入力される。比較器１５１は、タイマ１５１ａを有する。タイマ１５１ａには、第１所定期間Ｔ１および第２所定期間Ｔ２が設定されている。
FIG. 5A is a block diagram illustrating a part of the power conversion apparatus according to this modification. FIG. 5B is an operation waveform showing an operation example of the comparator of FIG.
As shown in FIG. 5A, the
図５（ｂ）に示すように、比較器１５１は、無効電力指令値ｑ＊が、あらかじめ設定されたしきい値ｑｔｈよりも小さい状態が第１所定期間Ｔ１継続した場合に、第２所定期間Ｔ２の間、アクティブなイネーブル信号ＥＮを循環電流生成器５３に供給する。比較器１５１は、第２所定期間Ｔ２の経過後、出力を非アクティブに反転させる。第１所定期間Ｔ１を経過しても、無効電力指令値ｑ＊がしきい値ｑｔｈ以上となることを検出しないときには、比較器１５１は、再度第２所定期間Ｔ２の間、アクティブなイネーブル信号ＥＮを出力する。
As shown in FIG. 5B, the
本実施形態および変形例の電力変換装置１０の効果について説明する。
本実施形態の電力変換装置１０では、コンデンサ電圧のアンバランスを検出して、個別バランス用の循環電流ｉ０ｂα，ｉ０ｂβを出力する。そのため、電力変換装置と三相交流電源７との交流電力の授受が非常に小さい場合や、まったくない場合であっても、各相の単位変換器３に循環電流ｉ０ｂα，ｉ０ｂβを流すことができ、個別バランス制御を行うことができる。
The effect of the
In the
交流電源との交流電力の授受のレベルが低い場合や、電力変換装置１０の保護機能によりゲートブロックして動作が停止した場合等には、制御部５のαβ０変換器５４では、循環電流指令値ｉ０α＿ａｖｅ，ｉ０β＿ａｖｅを生成することができない。一方、高圧直流送電に用いるような電力変換装置では、各単位変換器３のコンデンサ３２も大型化し、リーク電流等の特性のばらつきを十分に抑えることが困難である場合も多い。このような場合に、循環電流を流して個別バランス制御を行うことができないと、コンデンサ電圧のアンバランスを生じ、出力波形に歪みを生じることとなる。また、コンデンサ電圧のアンバランス状態を放置した場合には、コンデンサ電圧が上昇して、スイッチング素子の耐圧を超えたときには、スイッチング素子が破損等して、電力変換装置１０自体の故障に至ることもある。本実施形態の電力変換装置１０では、個別バランス用の循環電流ｉ０ｂα，ｉ０ｂβを流すことができるので、個別バランス制御を確実に行うことができる。
When the level of exchange of AC power with the AC power supply is low, or when the operation is stopped due to the gate blocking by the protection function of the
本実施形態では、交流電力の授受が小さいことを、単位変換器３のコンデンサ電圧の上昇や下降を検出することによって行うので、検出が容易かつ確実で、制御部５に実装することも容易である。
In the present embodiment, since the exchange of AC power is small by detecting the rise or fall of the capacitor voltage of the
変形例においては、無効電力指令値ｑ＊がしきい値ｑｔｈよりも小さいことを検出することによって、交流電力の授受が小さいことを検出するので、より容易に制御部に実装することが可能である。 In the modified example, since it is detected that the exchange of AC power is small by detecting that the reactive power command value q * is smaller than the threshold value qth, it can be more easily mounted on the control unit. is there.
（第２の実施形態）
上述した実施形態およびその変形例では、無効電力補償装置の場合について説明をしたが、直流−交流相互の電力変換を行う装置についても適用が可能である。
図６は、本実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。
図６に示すように、電力変換装置２１０は、電力変換部２０１と、制御部２０５と、を備える。電力変換装置２１０は、三相交流電源７と直流電源２０８との間に接続される。直流電源２０８は、直流送電線を介して送電されてくる直流電圧を供給する直流電源であってもよいし、蓄電池や太陽光発電装置のような直流電源であってもよいし、他の直流電源であってもよい。電力変換装置２１０は、直流電源２０８から直流電圧を供給されて、交流電圧に変換して、三相交流電源７に供給する。電力変換装置２１０は、一方向の電力変換に限らず、直流から交流、交流から直流に変換する双方向の電力変換を行う装置であってもよい。電力変換装置２１０が交流から直流に電力変換する場合には、直流電源２０８に代えて、直流電圧で動作する負荷が接続されてもよい。つまり、電力変換装置２１０は、直流電源や直流電圧で動作する負荷を含む直流回路に接続することができる。
(Second Embodiment)
In the above-described embodiment and its modification, the case of the reactive power compensator has been described, but the present invention can also be applied to a device that performs DC-AC mutual power conversion.
FIG. 6 is a block diagram illustrating a power conversion apparatus according to this embodiment.
As illustrated in FIG. 6, the
電力変換部２０１は、ｒ相、s相、ｔ相にそれぞれ対応するレグ２０６を含む。３つのレグ２０６は、直流電源２０８の高電位側の出力と低電位側の出力との間に並列に接続されている。
The
レグ２０６は、直列に接続された変換器アーム２０２を含む。直列に接続された変換器アーム２０２の接続ノードは、交流電圧ｖａｃおよび交流電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを出力する。
変換器アーム２０２は、直列に接続された単位変換器２０３を含む。単位変換器２０３は、この例では、ハーフブリッジ回路の電力変換器であり、２つのスイッチング素子と、コンデンサとを含む。２つのスイッチング素子は直列に接続されており、コンデンサは、スイッチング素子の直列回路に並列に接続されている。なお、単位変換器は、フルブリッジ回路の電力変換器であってもよい。
The
各変換器アーム２０２では、単位変換器２０３に直列にリアクトル４が接続されている。リアクトル４は、単位変換器２０３のスイッチングにともなって瞬時的に生じる線間の短絡電流の増加を抑制するために設けられている。
In each
制御部２０５は、電圧ｖａｃ，ｖｄｃ、電流ｉｒｐ，ｉｒｎ，ｉｓｐ，ｉｓｎ，ｉｔｐ，ｉｔｎ、コンデンサ電圧ｖｃｒｐ１〜ｖｃｒｐｎ，ｖｃｒｎ１〜ｖｃｒｎｎ，ｖｃｓｐ１〜ｖｃｓｐｎ，ｖｃｓｎ１〜ｖｃｓｎｎ，ｖｃｔｐ１〜ｖｃｔｐｎ，ｖｃｔｎ１〜ｖｃｔｎｎにもとづいて各相の電圧指令値ｖｒ*，ｖｓ*，ｖｔ*を演算する。電圧ｖａｃは、三相交流電源７の交流電圧である。電圧ｖｄｃは、直流電源２０８の直流電圧である。電流ｉｒｐ，ｉｒｎ，ｉｓｐ，ｉｓｎ，ｉｔｐ，ｉｔｎは、各変換器アーム２０２に流れる電流である。１文字目の添え字のｒ，ｓ，ｔによって対応する相を表し、２文字目の添え字のｐ，ｎによって、高電位側（以下、ｐ側という）、低電位側（以下、ｎ側という）をそれぞれ表している。コンデンサ電圧ｖｃｒｐ１〜ｖｃｒｐｎ，ｖｃｒｎ１〜ｖｃｒｎｎ，ｖｃｓｐ１〜ｖｃｓｐｎ，ｖｃｓｎ１〜ｖｃｓｎｎ，ｖｃｔｐ１〜ｖｃｔｐｎ，ｖｃｔｎ１〜ｖｃｔｎｎは、各変換器アーム２０２内で直列に接続された単位変換器２０３のコンデンサ電圧である。
The
制御部２０５は、電圧指令値ｖｒ*，ｖｓ*，ｖｔ*にもとづいて、各スイッチング素子３１を駆動するゲート信号を出力する。また、単位変換器２０３が備えるコンデンサ３２の電圧を定格値ｖｃ＊に維持するため、各種電圧制御を行う。
The
図７は、本実施形態の電力変換装置の一部を例示するブロック図である。
図７に示すように、電力変換装置２１０では、制御部２０５は、比較器２５１と、循環電流生成器５３と、バランス制御器２５２と、αβ０変換器５４と、を含む。上述した他の実施形態の場合と同じ構成要素には同一の符号を付して詳細な説明を適宜省略する。
FIG. 7 is a block diagram illustrating a part of the power conversion apparatus of this embodiment.
As shown in FIG. 7, in the
比較器２５１は、上述の実施形態の場合の比較器５１と入力されるコンデンサ電圧の数が異なる。本実施形態では、各相のレグに含まれる変換器アーム２０２のすべてのコンデンサ電圧が比較器２５１に入力される。
The
比較器２５１は、すべてのコンデンサ電圧について、あらかじめ設定されたしきい値ｖｃｌｉｍ（＋），ｖｃｌｉｍ（−）とそれぞれ比較して、いずれかのコンデンサ電圧がしきい値の範囲ｖｃｌｉｍ（＋）〜ｖｃｌｉｍ（−）を超えた場合に、アクティブなイネーブル信号ＥＮを出力する。比較器２５１は、上述の他の実施形態の場合と同様に、しきい値のヒステリシスを有する。解除電圧は任意に設定することができる。
The
比較器２５１が出力するイネーブル信号ＥＮは、個別バランス用の循環電流生成器５３に供給される。循環電流生成器５３は、比較器２５１からアクティブなイネーブル信号ＥＮを供給された場合に、個別バランス用の循環電流指令値ｉ０ｂα，ｉ０ｂβを出力する。
The enable signal EN output from the
バランス制御器２５２は、相間のコンデンサバランスにもとづく循環電流指令値と、ｐｎ間のコンデンサバランスにもとづく循環電流指令値とを加算して出力する。相間のコンデンサバランスについては、上述の相間バランス制御器と同様に構成される。ｐｎ間のコンデンサバランスについては、ｒ相では、レグ２０６中のｐ側の変換器アーム２０２のコンデンサ電圧の平均値ｖｃｒｐおよびｎ側の変換器アーム２０２のコンデンサ電圧の平均値ｖｃｒｎが一方に追従するように循環電流指令値を生成する。ｓ相についても同様に平均値ｖｃｓｐ，ｖｃｓｎが一方に追従するように循環電流指令値を生成する。ｔ相についても同様に平均値ｖｃｔｐ，ｖｃｔｎが一方に追従するように循環電流指令値を生成する。たとえば、各相ともｎ側のコンデンサ電圧の平均値がｐ側のコンデンサ電圧の平均値に追従するように循環電流指令値を生成する。加算された各相の循環電流指令値は、αβ０変換器５４に供給される。
The
本実施形態では、αβ０変換器５４は、各変換器アーム２０２に流れる電流から循環電流指令値の三相二相変換出力を生成する。生成された平均値用の循環電流ｉ０α＿ａｖｅ，ｉ０β＿ａｖｅは、ＰＩ制御器５７に供給される。
In the present embodiment, the
ＰＩ制御器５７は、加算器５５，５６を介して、平均値用の循環電流指令値ｉ０α＿ａｖｅ，ｉ０β＿ａｖｅおよび個別バランス用の循環電流指令値ｉ０ｂα，ｉ０ｂβの加算値を循環電流指令値ｉ０α＊，ｉ０β＊としてそれぞれ入力する。
The
ＰＩ制御器５７の他方の入力には、αβ０変換器５８の出力が供給される。αβ０変換器５８には、各変換器アーム２０２に流れる電流にもとづいて計算された各相の循環電流の実測値のデータが供給される。各相の循環電流の実測値は、加算器２６１および係数器２６２を用いて計算される。ｐ側の変換器アーム２０２に流れる電流ｉｒｐ，ｉｓｐ，ｉｔｐおよびｎ側の変換器アーム２０２を流れる電流ｉｒｎ，ｉｓｎ，ｉｔｎは、加算器２６１に入力される。加算器２６１は、各相の電流をそれぞれ加算して、係数器２６２に供給する。係数器２６２は、加算された各相の電流に１／２を乗じて各相の循環電流として出力する。
The output of the
図８は、本実施形態の電力変換装置の動作を説明するための模式的なブロック図である。
図８に示すように、電力変換部２０１の一部が示されており、３つのうちの１つのレグ２０６が示されている。レグ２０６は、たとえばｒ相に対応し、図８には、ｒ相を流れる循環電流ｉ０の経路が示されている。
FIG. 8 is a schematic block diagram for explaining the operation of the power conversion device of the present embodiment.
As shown in FIG. 8, a part of the
ｒ相の循環電流ｉ０の経路は、レグ２０６のｐ側の変換器アーム２０２、ｎ側の変換器アーム２０２および直流電源２０８によって形成される閉路である。ｓ相およびｔ相についても同様にｐ側、ｎ側の変換器アーム２０２および直流電源２０８によって、循環電流の経路が形成される。
The path of the r-phase circulating
この例の場合も図３の場合と同様に動作する。すなわち、循環電流ｉ０が交流で、その位相がｒ相のレグ２０６の平均のコンデンサ電圧ｖｒと一致している場合、ｒ相では有効電力が流出してコンデンサ電圧の平均値が減少する。その一方で、系統が三相平衡電圧の場合には、ｓ相およびｔ相の各レグには有効電力が流入してコンデンサ電圧の平均値が増加する。このようにして、相間バランス制御では、循環電流の大きさおよび位相によってコンデンサ電圧の相間のバランスを制御することによって、各相のコンデンサ電圧平均値をバランスさせる。
This example also operates in the same manner as in FIG. That is, when the circulating current i0 is alternating current and its phase matches the average capacitor voltage vr of the r-
また、ｎ側の変換器アーム２０２の平均のコンデンサ電圧ｖｒｎは、ｐ側の変換器アーム２０２の平均のコンデンサ電圧ｖｒｐに追従するように循環電流を設定し、ｐｎ双方のコンデンサ電圧をバランスさせる。
The average capacitor voltage vrn of the n-
αβ０変換器５４は、相間バランス制御およびｐｎ間バランス制御によって生成された各相の循環電流指令値を入力し、三相二相変換して、平均値用の循環電流指令値ｉ０α＿ａｖｅ，ｉ０β＿ａｖｅを生成する。
The
ＰＩ制御器５７は、循環電流指令値ｉ０α＊，ｉ０β＊に追従するように、循環電流ｉ０α，ｉ０βを設定するための電圧指令値を出力する。
The
図９は、本実施形態の電力変換装置の動作波形の例を示す波形図である。
図９の最上段の図は、ｒ相のｐ側の各単位変換器のうちの２つについて、個別バランス制御によって生成された単位変換器のための指令値ｖｒｐ１＊，ｖｒｐ２＊の時間変化の波形を示している。
図９の２段目の図は、ｒ相のｐ側の各単位変換器のうちの２つについてのコンデンサ電圧ｖｃｒｐ１，ｖｃｒｐ２の時間変化の波形を示している。
図９の３段目の図は、有効電力指令値ｐ＊の時間変化の波形を示している。
図９の最下段の図は、循環電流指令値の時間変化の波形を示している。循環電流指令値は、ｒ相に対応する循環電流として、ｉ０＿ａｖｅ（平均値用），ｉ０ｂ（個別バランス用）のように表している。
FIG. 9 is a waveform diagram showing an example of operation waveforms of the power conversion device of the present embodiment.
The uppermost diagram in FIG. 9 shows the time change of the command values vrp1 * and vrp2 * for the unit converters generated by the individual balance control for two of the unit converters on the p side of the r phase. The waveform is shown.
The second stage diagram of FIG. 9 shows the time-varying waveforms of the capacitor voltages vcrp1 and vcrp2 for two of the r-phase p-side unit converters.
The third stage diagram of FIG. 9 shows a waveform of the time change of the active power command value p *.
The lowermost diagram in FIG. 9 shows a waveform of the time change of the circulating current command value. The circulating current command value is represented as i0_ave (for average value) and i0b (for individual balance) as the circulating current corresponding to the r phase.
時刻ｔ０において、有効電力指令値ｐ＊がほぼ０に設定される。なお、時刻ｔ０よりも前の時点では、電力変換装置２１０は、有効電力指令値ｐ＊にもとづいて、三相交流電源７に有効電力を供給している。そして、各相のコンデンサ電圧の平均値およびｐｎ間のコンデンサ電圧の平均値がバランスするように循環電流指令値ｉ０＿ａｖｅが生成されている。
At time t0, the active power command value p * is set to almost zero. Note that, at the time before time t0, the
有効電力指令値ｐ＊が０になった場合には、相間バランスおよびｐｎ間バランスがとれると、循環電流指令値ｉ０＿ａｖｅは時刻ｔ０でほぼ０となる。コンデンサ電圧ｖｃｒｐ１，ｖｃｒｐ２は、時間の経過とともに、それぞれリーク電流の相違等の個体差に応じてアンバランスな状態となる。 When the active power command value p * becomes 0, the circulating current command value i0_ave becomes substantially 0 at time t0 when the interphase balance and the pn balance are achieved. Capacitor voltages vcrp1 and vcrp2 become unbalanced over time according to individual differences such as differences in leakage current.
制御部２０５は、比較器２５１によって、コンデンサ電圧ｖｃｒｐ１，ｖｃｒｐ２のいずれかがしきい値の範囲ｖｃｌｉｍ（＋）〜ｖｃｌｉｍ（−）を超えたことを検出する。この例では、時刻ｔ１において、コンデンサ電圧ｖｃｒｐ２がｖｃｌｉｍ（−）を下回っている。そのため、循環電流生成器５３は、循環電流ｉ０ｂを出力する。
The
コンデンサ電圧ｖｃｒｐ２は、充放電することによって、指令値ｖｃ＊に近づいていく。なお、コンデンサ電圧ｖｃｒｐ１も、コンデンサ電圧ｖｃｒｐ２と同様に充放電をすることによって、指令値ｖｃ＊に近づいていくことができる。 The capacitor voltage vcrp2 approaches the command value vc * by charging and discharging. Capacitor voltage vcrp1 can also approach command value vc * by charging and discharging in the same manner as capacitor voltage vcrp2.
時刻ｔ２において、コンデンサ電圧ｖｃｒｐ２は、指令値ｖｃ＊に等しくなるので、循環電流ｉ０ｂの出力は停止する。 Since the capacitor voltage vcrp2 becomes equal to the command value vc * at time t2, the output of the circulating current i0b is stopped.
（変形例）
循環電流生成器が出力する個別バランス用の循環電流指令値は、各単位変換器２０３のコンデンサに流入または流出する電力の時間平均値が０であれば、周波数が三相交流電源７の周波数の偶数倍である場合に限らない。たとえば、個別バランス用の循環電流指令値の位相を三相交流電源７の位相から９０°ずらすようにしても、コンデンサの入出力電力を０にすることができる。
(Modification)
The circulating current command value for individual balance output from the circulating current generator is equal to the frequency of the three-phase
図１０は、本変形例の電力変換装置の動作波形の例を示す波形図である。
図１０の各段の図は、図９の場合と同じである。
図１０に示すように、個別バランス用の循環電流指令値ｉ０ｂは、コンデンサ電圧のための指令値ｖｒｐ１＊，ｖｒｐ２＊の位相とは、９０°ずれた位相を有する。そのため、単位変換器２０３のコンデンサに入力し、出力する電力の時間平均は、０になる。
FIG. 10 is a waveform diagram illustrating an example of operation waveforms of the power conversion device according to the present modification.
The diagram of each stage in FIG. 10 is the same as in FIG.
As shown in FIG. 10, the circulating current command value i0b for individual balance has a phase shifted by 90 ° from the phase of the command values vrp1 * and vrp2 * for the capacitor voltage. For this reason, the time average of the power input to and output from the capacitor of the
この実施形態およびその変形例では、各コンデンサ電圧をしきい値と比較して、個別バランス用の循環電流を出力するか否かを決定する。交流電源側との交流電力の授受の有無の判定については、第１の実施形態の変形例において説明したように、有効電力指令値としきい値との比較によって判定するようにしてもよい。 In this embodiment and its modification, each capacitor voltage is compared with a threshold value to determine whether or not to output a circulating current for individual balance. Whether or not AC power is exchanged with the AC power supply side may be determined by comparing the active power command value with a threshold value, as described in the modification of the first embodiment.
このように、電力変換部を交直電力変換に対応した構成としても、無効電力変換装置の場合と同様に、交流電力の授受が小さい場合にも個別バランス制御を行うことができる電力変換装置を容易に実現することができる。 As described above, even when the power conversion unit is configured to support AC / DC power conversion, as in the case of the reactive power conversion device, the power conversion device capable of performing individual balance control even when the exchange of AC power is small is easy Can be realized.
以上説明した実施形態によれば、交流側の条件によらず、安定して動作する電力変換装置を実現することができる。 According to the embodiment described above, it is possible to realize a power conversion device that operates stably regardless of conditions on the AC side.
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他のさまざまな形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明およびその等価物の範囲に含まれる。また、前述の各実施形態は、相互に組み合わせて実施することができる。 As mentioned above, although some embodiment of this invention was described, these embodiment is shown as an example and is not intending limiting the range of invention. These novel embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are included in the scope of the invention described in the claims and the equivalents thereof. Further, the above-described embodiments can be implemented in combination with each other.
１，２０１ 電力変換部、２，２０２ 変換器アーム、３，２０３ 単位変換器、４ リアクトル、５，１０５，２０５ 制御部、６ 変圧器、７ 三相交流電源、１０，２１０ 電力変換装置、３１ スイッチング素子、３２ コンデンサ、５１，１５１，２５１ 比較器、５２ 相間バランス制御器、５３ 循環電流生成器、５４，５８ αβ０変換器、５５，５６ 加算器、５７，２５７ ＰＩ制御器、２０６ レグ、２０８ 直流電源、２５２ バランス制御器 1,201 power conversion unit, 2,202 converter arm, 3,203 unit converter, 4 reactor, 5,105,205 control unit, 6 transformer, 7 three-phase AC power source, 10,210 power conversion device, 31 Switching element, 32 capacitor, 51, 151, 251 comparator, 52 interphase balance controller, 53 circulating current generator, 54, 58 αβ0 converter, 55, 56 adder, 57, 257 PI controller, 206 leg, 208 DC power supply, 252 Balance controller
Claims (7)
前記第１アームを含む閉路を循環する循環電流を設定するための第１循環電流指令値を生成する制御部と、
を備え、
前記交流電路と前記電力変換部との間で流入しまたは流出する交流電力が所定の値よりも小さい場合に、前記制御部は、前記循環電流を設定するために、前記交流電路の交流電圧を乗ずることによって計算される電力の時間平均値が０になるように設定された第２循環電流指令値を生成する電力変換装置。 A power converter that can be connected to an AC circuit by a first arm including a plurality of first unit converters connected in series;
A control unit for generating a first circulating current command value for setting a circulating current circulating through the closed circuit including the first arm;
With
When the AC power flowing in or out between the AC circuit and the power conversion unit is smaller than a predetermined value, the control unit sets the AC voltage of the AC circuit to set the circulating current. A power converter that generates a second circulating current command value set so that a time average value of power calculated by multiplication is zero.
前記閉路は、前記第１アーム、前記第２アームおよび前記直流回路によって形成される請求項１記載の電力変換装置。 The power conversion unit includes a second arm including a plurality of second unit converters connected in series, and enables a DC circuit to be connected to both ends of the series circuit of the first arm and the second arm.
The power converter according to claim 1, wherein the closed circuit is formed by the first arm, the second arm, and the DC circuit.
前記第１コンデンサの両端電圧がアンバランスになったことを検出した場合に、前記制御部は、前記第２循環電流指令値を出力する請求項１または２に記載の電力変換装置。 The plurality of first unit converters each include a plurality of first switching elements and a first capacitor that can be charged and discharged by the plurality of first switching elements,
The power converter according to claim 1 or 2, wherein the control unit outputs the second circulating current command value when detecting that the voltage across the first capacitor is unbalanced.
第１所定期間中に前記第２循環電流指令値を生成し、
前記第１所定期間の経過後、前記第２循環電流指令値を停止し、
第２所定期間を超えて前記指令値が前記しきい値よりも小さいときには、前記第２循環電流指令値を再度出力する請求項４記載の電力変換装置。 The controller is
Generating the second circulating current command value during a first predetermined period;
After the elapse of the first predetermined period, stop the second circulating current command value,
5. The power converter according to claim 4, wherein the second circulating current command value is output again when the command value is smaller than the threshold value after a second predetermined period.
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