JP2018164391A - 共振インバータ - Google Patents
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Abstract
Description
上記プッシュプル回路は、
直流電源(10)の電圧(V)を平滑化する平滑コンデンサ(C1)と、
該平滑コンデンサの正極端子(13)に接続したセンタタップ(23)を備える一次コイル(21)と、負荷(C3)に接続した二次コイル(22)とを有し、上記センタタップによって上記一次コイルを、第1コイル部(21a)と第2コイル部(21b)とに区画してあるトランス(2)と、
上記第1コイル部の、上記センタタップとは反対側の端部(211)と、上記平滑コンデンサの負極端子(14)との間に設けられた第1メインスイッチ(3a)と、
上記第2コイル部の、上記センタタップとは反対側の端部(212)と、上記平滑コンデンサの上記負極端子との間に設けられた第2メインスイッチ(3b)とを備え、
上記共振タンク回路は、第1補助スイッチ(4a)と、第2補助スイッチ(4b)と、補助コンデンサ(C2)とを有し、
該補助コンデンサの第1の端子(15)は、上記平滑コンデンサの上記負極端子に接続し、上記第1コイル部と上記第1メインスイッチとの接続点(17)と、上記補助コンデンサの第2の端子(16)との間に上記第1補助スイッチが設けられ、上記第2コイル部と上記第2メインスイッチとの接続点(18)と、上記補助コンデンサの上記第2の端子との間に上記第2補助スイッチが設けられ、
上記制御部は、上記第1メインスイッチと上記第2メインスイッチと上記第1補助スイッチと上記第2補助スイッチとの、各スイッチのオンオフ動作を制御することにより、上記二次コイルの出力電流(IO)を共振させるよう構成されている、共振インバータにある。
そのため、後述するように、平滑コンデンサが放電して発生した電流と、共振タンク回路に含まれる補助コンデンサが放電して発生した電流とが、それぞれ一次コイルに流れる期間が発生する。そのため、平滑コンデンサの負担を減らすことができ、平滑コンデンサのリップル電流を低減できる。特にこの期間は、後述するように、補助コンデンサの放電により発生した電流が、平滑コンデンサを充電する向きに流れる。したがって、平滑コンデンサが大きく放電しなくてもすむようになり、平滑コンデンサのリップル電流を大幅に低減できる。そのため、平滑コンデンサを小型化できる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
上記共振インバータに係る実施形態について、図1〜図20を参照して説明する。図1に示すごとく、本形態の共振インバータ1は、プッシュプル回路11と、共振タンク回路12と、制御部5とを備える。プッシュプル回路11は、平滑コンデンサC1と、トランス2と、第1メインスイッチ3aと、第2メインスイッチ3bとを有する。
そのため、平滑コンデンサC1のリップル電流を低減することができる。すなわち、共振タンク回路12を設けると、図14に示すごとく、第1電流I1又は第2電流I2が負の値をとる期間(t1〜t2、t4〜t6、t8〜t1)が発生する。この期間は、例えば図1に示すごとく、補助コンデンサC2の放電により発生した電流(第2電流I2)が第2コイル部21bを、端部212からセンタタップ23へ向かって流れると共に、平滑コンデンサC1の放電により発生した電流(第1電流I1)が第1コイル部21aを、センタタップ23から端部211へ向かって流れる。そのため、補助コンデンサC2の放電により発生した電流と、平滑コンデンサC1の放電により発生した電流とが、両方とも一次コイル21に流れるようになり、平滑コンデンサC1の負担を低減することができる。したがって、平滑コンデンサC1のリップル電流を低減できる。特にこの期間は、補助コンデンサC2の放電により発生した電流(図1では第2電流I2)が、平滑コンデンサC1を充電する向きに流れる。そのため、平滑コンデンサC1が大きく放電しにくくなり、平滑コンデンサC1のリップル電流を効果的に低減することができる。したがって、平滑コンデンサC1として、リップル電流耐量が小さいものを用いることができ、平滑コンデンサC1を小型化することが可能になる。
これに対して、本形態のように、プッシュプル回路11に共振タンク回路12を設ければ、図1に示すごとく、補助コンデンサC2の放電により発生した電流と、平滑コンデンサC1の放電により発生した電流とが、両方とも一次コイル21に流れる期間が生じる。そのため、平滑コンデンサC1の負担を低減でき、平滑コンデンサC1のリップル電流を低減できる。したがって、平滑コンデンサC1として、リップル電流容量が小さいものを使用することができ、平滑コンデンサC1を小型化することができる。
そのため、出力電流IOが0になったとき(図14参照)にスイッチ3,4を切り替えることができる。したがって、出力電流IOとスイッチ3,4を同期させることができ、出力電流IOを効率的に共振させることができる。そのため、図15に示すごとく、共振インバータ1を共振点付近で動作させることができ、出力電力を高めることができる。
そのため、この放電を利用して、オゾンを発生させることができる。本形態の共振インバータ1は、出力電流IOを効率的に共振できるため、負荷C3(すなわち放電リアクタ)からオゾンを効率的に発生させることができる。
本形態は、制御部5の構成を変更した例である。図23に示すごとく、本形態の共振インバータ1は、二次コイル22から出力される出力電力Pを検出する電力検出部80を備える。電力検出部80は、直流電源10の電圧Vを測定する電圧センサ8Vと、直流電源10の電流Iを測定する電流センサ8Aとからなる。また、制御部5は、掛算器51と、周波数制御部52と、PWM発生部54とを備える。制御部5は、スイッチ3,4の駆動周波数fを制御することにより、二次コイル22から出力される出力電力Pを制御するよう構成されている。
そのため、出力電力Pを測定することができ、制御部5によって、出力電力Pを監視することができる。
そのため、出力電力Pを正確に制御することができる。したがって、例えば負荷C3を放電リアクタとした場合、負荷C3から発生するオゾンの量を調整することができる。
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、出力電力Pの調整方法を変更した例である。本形態の制御部5は、スイッチ3,4のデューティDを制御することにより、出力電力Pを制御するよう構成されている。図24に示すごとく、デューティDは、下記のように表すことができる。
D=T1/(T1+TOFF)=T2/(T2+TOFF)
T1は上記第1期間、T2は第2期間、TOFFは、全てのスイッチ3,4がオフする期間である。図24では、時刻tsまではデューティDを高くし、時刻ts以降はデューティDを低くしている。
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、出力電力Pの制御方法を変更した例である。本形態の制御部5は、図27に示すごとく、スイッチ3,4をオンオフ動作させる駆動期間TDRIVEと、スイッチ3,4をオンオフ動作させない停止期間TSTOPとを切り替えるよう構成されている。また、制御部5は、下記式によって表される間欠率Bを制御することにより、出力電力Pを制御するよう構成されている。
B=TDRIVE/(TDRIVE+TSTOP)
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、出力電力Pの調整方法を変更した例である。図30に示すごとく、本形態の共振インバータ1は、DCDCコンバータ7を備える。DCDCコンバータ7は、直流電源10の電圧Vを変圧して平滑コンデンサC1に加える。制御部5は、DCDCコンバータ7の出力電圧VDCDCを制御することにより、出力電力Pを制御するよう構成されている。
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、二次コイル22に調整用コイル89を接続した例である。本形態では、図32に示すごとく、二次コイル22に直列に、出力電流IOの共振周波数foを調整するための調整用コイル89を接続してある。このようにすると、二次コイル22と調整用コイル89の合計のインダクタンスLを大きくすることができる。そのため、出力電流IOの共振周波数fo(=1/2π√LC)を小さくすることができる。したがって、スイッチ3,4の駆動周波数fを充分に高くすることができない場合でも、出力電流IOを効率的に共振させることができ、高い出力電力Pを得ることができる。
その他、実施形態1と同様の構成要素および作用効果を備える。
本形態は、共振インバータ1の回路構成を変更した例である。図34に示すごとく、本形態の共振インバータ1は、2個のトランス2(2A,2B)を備える。また、共振インバータ1は、第1メインスイッチ3aと第2メインスイッチ3bと第1補助スイッチ4aと第2補助スイッチ4bとの4個の上記スイッチからなるブリッジ回路6(6A,6B)を2個備える。2個のブリッジ回路6A,6Bは互いに並列に接続されている。また、2個のトランス2A,2Bのセンタタップ23は互いに接続され、個々のトランス2の二次コイル22は直列に接続されている。個々のトランス2の一次コイル21はそれぞれ別のブリッジ回路6に接続している。制御部5は、2個のブリッジ回路6にそれぞれ含まれるスイッチ3,4のオンオフ動作を制御することにより、二次コイル22の出力電流IOを共振させるよう構成されている。
このようにすると、個々のトランス2の、二次コイル22の巻数を半分にすることができる。したがって、各トランス2の、二次コイル22の巻回軸方向における長さを短くすることができ、個々のトランス2を低背化することができる。そのため、共振インバータ1を小型化しやすくなる。
このようにすると、平滑コンデンサC1のリップル電流を更に低減することができる。すなわち、ブリッジ回路6を1個のみ設け、スイッチ3,4のデューティDを制御することにより、出力電力Pの制御をすることも可能であるが、この場合、デューティDを低減したときに、リップル電流が若干増加する可能性が考えられる。
すなわち、図38に示すごとく、例えば第2メインスイッチ3bと第1補助スイッチ4aとをオンすると、上記第1電流I1及び第2電流I2が流れる。これらの電流I1,I2は、平滑コンデンサC1を互いに逆向きに流れ、打ち消し合う。そのため、スイッチ3,4がオンしている時間は、平滑コンデンサC1に大きなリップル電流は発生しにくい。しかし、デューティDが低減すると、全てのスイッチ3,4がオフになる時間が長くなり、リップル電流が若干、増加する可能性がある。
これを、図39(図38の等価回路図)を用いて、次のように説明することができる。すなわち、スイッチ3,4のデューティDが大きい場合は、2つのメインスイッチ3a,3bのどちらかがオンしている時間が長い。この時間は、入力電圧Vと放電等価抵抗Rとによって決まる一定の入力電流Iinが流れる。そのため、大きなリップル電流は発生しにくい。しかし、デューティDを低減すると、2つのメインスイッチ3a,3bが両方ともオフした時間が増加する。この時間は、トランス2の漏れインダクタンスL’と補助コンデンサC2との値に依存した傾きで入力電流Iinが流れる。そのため、入力電流Iinが脈動しやすくなり、リップル電流が若干、増加する可能性が考えられる。
これに対して、本形態のように2個のブリッジ回路6A,6Bを設け、これらのブリッジ回路6A,6Bの位相差φを調整すれば、デューティDを高くしたまま、出力電力Pを制御することができる。したがって、平滑コンデンサC1のリップル電流をより低減でき、平滑コンデンサC1として、リップル耐量のより小さい、小型のコンデンサを用いることが可能になる。
その他、実施形態1と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、制御部5による、出力電力Pの制御方法を変更した例である。図40に示すごとく、本形態の共振インバータ1は、実施形態7と同様に、2個のトランス2と、2個のブリッジ回路6とを備える。また、本形態の共振インバータ1は、直流電源10の電圧Vを測定する電圧センサ8Vと、電流Iを測定する電流センサ8Aとを備える。これら電圧センサ8Vと電流センサ8Aとによって、電力検出部80を構成してある。また、制御部5は、掛算器51と、周波数制御部52と、位相制御部53と、PWM発生部54とを備える。
このように、本形態の制御部5は、位相差φと駆動周波数fを制御することにより、出力電力Pを出力目標値P*に近づける制御を行っている。
その他、実施形態7と同様の構成および作用効果を備える。
本形態は、制御部5による出力電力Pの制御方法を変更した例である。図44に示すごとく、本形態の制御部5は、掛算器51と、位相制御部53と、PWM発生部54と、バースト制御部55を備える。掛算器51は、直流電源10の電圧Vの測定値と、電流Iの測定値とを乗じ、入力電力PI(すなわち出力電力P)を算出する。算出された出力電力Pは、バースト制御部55に入力される。また、バースト制御部55には、外部のECUから、出力目標値P*が入力される。バースト制御部55は、2個のブリッジ回路6A,6Bにそれぞれ含まれるスイッチ3,4の上記間欠率B(図27参照)をフィードバック制御する。これにより、出力電力Pを出力目標値P*に近づける。
その他、実施形態4、8と同様の構成および作用効果を備える。
2 トランス
21 一次コイル
22 二次コイル
3a 第1メインスイッチ
3b 第2メインスイッチ
4a 第1補助スイッチ
4b 第2補助スイッチ
C2 補助コンデンサ
5 制御部
Claims (13)
- プッシュプル回路(11)と、共振タンク回路(12)と、制御部(5)とを備える共振インバータ(1)であって、
上記プッシュプル回路は、
直流電源(10)の電圧(V)を平滑化する平滑コンデンサ(C1)と、
該平滑コンデンサの正極端子(13)に接続したセンタタップ(23)を備える一次コイル(21)と、負荷(C3)に接続した二次コイル(22)とを有し、上記センタタップによって上記一次コイルを、第1コイル部(21a)と第2コイル部(21b)とに区画してあるトランス(2)と、
上記第1コイル部の、上記センタタップとは反対側の端部(211)と、上記平滑コンデンサの負極端子(14)との間に設けられた第1メインスイッチ(3a)と、
上記第2コイル部の、上記センタタップとは反対側の端部(212)と、上記平滑コンデンサの上記負極端子との間に設けられた第2メインスイッチ(3b)とを備え、
上記共振タンク回路は、第1補助スイッチ(4a)と、第2補助スイッチ(4b)と、補助コンデンサ(C2)とを有し、
該補助コンデンサの第1の端子(15)は、上記平滑コンデンサの上記負極端子に接続し、上記第1コイル部と上記第1メインスイッチとの接続点(17)と、上記補助コンデンサの第2の端子(16)との間に上記第1補助スイッチが設けられ、上記第2コイル部と上記第2メインスイッチとの接続点(18)と、上記補助コンデンサの上記第2の端子との間に上記第2補助スイッチが設けられ、
上記制御部は、上記第1メインスイッチと上記第2メインスイッチと上記第1補助スイッチと上記第2補助スイッチとの、各スイッチのオンオフ動作を制御することにより、上記二次コイルの出力電流(IO)を共振させるよう構成されている、共振インバータ。 - 上記二次コイルから出力される出力電力(P)を検出する電力検出部(80)をさらに備える、請求項1に記載の共振インバータ。
- 上記制御部は、上記スイッチの駆動周波数(f)を制御することにより、上記出力電力を制御するよう構成されている、請求項2に記載の共振インバータ。
- 上記制御部は、上記スイッチのデューティ(D)を制御することにより、上記出力電力を制御するよう構成されている、請求項2に記載の共振インバータ。
- 上記制御部は、上記スイッチをオンオフ動作させる駆動期間TDRIVEと、上記スイッチをオンオフ動作させない停止期間TSTOPとを切り替えるよう構成され、上記制御部は、下記式によって表される間欠率Bを制御することにより、上記出力電力を制御するよう構成されている、請求項2に記載の共振インバータ。
B=TDRIVE/(TDRIVE+TSTOP) - 上記直流電源の電圧を変圧して上記平滑コンデンサに加えるDCDCコンバータ(7)をさらに備え、上記制御部は、上記DCDCコンバータの出力電圧(VDCDC)を制御することにより、上記出力電力を制御するよう構成されている、請求項2に記載の共振インバータ。
- 上記二次コイルに直列又は並列に、上記出力電流の共振周波数を調整するための調整用コイル(89)を接続してある、請求項1〜6のいずれか一項に記載の共振インバータ。
- 複数の上記トランスを備えると共に、上記第1メインスイッチと上記第2メインスイッチと上記第1補助スイッチと上記第2補助スイッチとの4個の上記スイッチからなるブリッジ回路(6)を複数備え、該複数のブリッジ回路は互いに並列に接続され、個々の上記トランスの上記センタタップは互いに接続され、上記複数のトランスの上記二次コイルは直列に接続され、個々の上記トランスの上記一次コイルはそれぞれ別の上記ブリッジ回路に接続し、上記制御部は、個々の上記ブリッジ回路に含まれる上記スイッチのオンオフ動作を制御することにより、上記二次コイルの出力電流を共振させるよう構成されている、請求項1に記載の共振インバータ。
- 上記二次コイルから出力される出力電力を検出する電力検出部をさらに備え、上記制御部は、第1の上記ブリッジ回路(6A)に含まれる上記スイッチと、第2の上記ブリッジ回路(6B)に含まれる上記スイッチとの位相差(φ)を制御することにより、上記出力電力を制御するよう構成されている、請求項8に記載の共振インバータ。
- 上記直流電源の電圧を測定する電圧センサ(8V)を備え、上記制御部は、上記出力電力が出力目標値(P*)に近づくように、上記電圧の測定値に基づいて、上記位相差をフィードフォワード制御するよう構成されている、請求項9に記載の共振インバータ。
- 上記制御部は、上記位相差をフィードフォワード制御すると共に、上記出力電力が上記出力目標値に近づくように、個々の上記ブリッジ回路に含まれる上記スイッチの駆動周波数をフィードバック制御するよう構成されている、請求項10に記載の共振インバータ。
- 上記制御部は、上記スイッチをオンオフ動作させる駆動期間TDRIVEと、上記スイッチをオンオフ動作させない停止期間TSTOPとを切り替えるよう構成され、上記制御部は、上記位相差をフィードフォワード制御すると共に、上記出力電力が上記出力目標値に近づくように、個々の上記ブリッジ回路に含まれる上記スイッチの、下記式によって表される間欠率Bをフィードバック制御するよう構成されている、請求項10に記載の共振インバータ。
B=TDRIVE/(TDRIVE+TSTOP) - 上記負荷は、一対の電極(81,82)を備え、これら一対の電極間に放電が発生するよう構成されている、請求項1〜12のいずれか一項に記載の共振インバータ。
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