JP2018148663A - 充電装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】簡素な構成で定電力充電を可能とする充電装置を提供する。【解決手段】充電装置1は、入力電圧Vdcをスイッチングして二次出力を生成して二次出力を充電負荷10に供給するスイッチング電源回路3と、二次出力における出力電圧Voutを検出して電圧検出値Vdを生成する電圧検出回路4と、相互に絶縁された入力端子P2及び反転出力端子P6を有し、入力端子P2に電圧検出値Vdが入力され、入力端子P2の電圧の増加に対して反転出力端子P6の電圧を減少させるように構成されたアイソレーションアンプ6と、反転出力端子P6から入力される電圧の減少に対して二次出力における出力電流Ioutを減少させるようにスイッチング電源回路3のスイッチング動作を制御する駆動制御回路5を備える。【選択図】 図1
Description
本発明は、充電装置に関する。
特許文献1はスイッチング電源装置を開示する。このスイッチング電源装置は、ハーフブリッジ回路と、ハーフブリッジ回路の駆動手段を含む制御回路と、ハーフブリッジ回路のスイッチングによって共振されるトランスの一次巻線及びコンデンサを含む共振回路と、トランスの二次巻線に励起された電圧を整流平滑して二次側直流電圧を生成する回路とを備える。制御回路は、発振器、ドライブ回路、誤差増幅器及びフォトカプラを備える。
ところで、上記のようなスイッチング電源装置は、充電負荷を充電する充電装置にも適用され得る。このようないわゆるLLC共振回路を用いた充電装置においては、負荷変動に対する適応性が低いため、出力電圧の増加に対して出力電流を低減する定電力制御(定電力充電)を行うことが望ましい。しかし、上記のような構成を用いて定電力制御を行う場合には、例えば、二次出力の電圧値と電流値を乗算する乗算器、乗算出力を誤差増幅するオペアンプ、乗算出力の目標値をオペアンプに供給するマイコン、誤差増幅出力を一次側に伝達するためのフォトカプラなどが必要となり、回路構成が複雑化する。
そこで、本発明は、簡素な構成で定電力充電を可能とする充電装置を提供することを課題とする。
第1の形態による充電装置は、入力電圧をスイッチングして二次出力を生成して二次出力を充電負荷に供給するスイッチング電源回路と、二次出力における出力電圧を検出して電圧検出値を生成する電圧検出回路と、相互に絶縁された入力端子及び反転出力端子を有し、入力端子に電圧検出値が入力され、入力端子の電圧の増加に対して反転出力端子の電圧を減少させるように構成されたアイソレーションアンプと、反転出力端子から入力される電圧の減少に対して二次出力における出力電流を減少させるようにスイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する駆動制御回路とを備える。
第2の形態による充電装置は、入力電圧をスイッチングして二次出力を生成して二次出力を充電負荷に供給するスイッチング電源回路と、二次出力における出力電圧を検出して電圧検出値を生成する電圧検出回路と、相互に絶縁された入力端子及び非反転出力端子を有し、入力端子に電圧検出値が入力され、入力端子の電圧の増加に対して非反転出力端子の電圧を増加させるように構成されたアイソレーションアンプと、非反転出力端子から入力される電圧の増加に対して二次出力における出力電流を減少させるようにスイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する駆動制御回路とを備える。
第1の形態の充電装置によると、アイソレーションアンプが、入力端子に入力される電圧検出値の増加に対して反転出力端子の電圧を減少させ、駆動制御回路が、反転出力端子の電圧の減少に対して出力電流を減少させるようにスイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する。第2の形態の充電装置によると、アイソレーションアンプが、入力端子に入力される電圧検出値の増加に対して非反転出力端子の電圧を増加させ、駆動制御回路が、非反転出力端子の電圧の増加に対して出力電流を減少させるようにスイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する。このように、いずれの場合も、スイッチング電源回路、電圧検出回路及び駆動制御回路に対してアイソレーションアンプを適切に付加するだけで、出力電圧の増加に対して出力電流が減少する定電力制御による充電が可能となる。したがって、簡素な構成で定電力充電を可能とする充電装置が実現される。
上記第1の形態において、駆動制御回路が、反転出力端子から入力される電圧を上限値以下に制限するクランプ回路を備えてもよい。また、上記第2の形態において、駆動制御回路が、非反転出力端子から入力される電圧を下限値以上に制限するプルアップ回路を備えてもよい。これにより、いずれの場合においても、特に充電電圧すなわち出力電圧の低い充電初期において、出力電流を上限値以下に制限することが可能となる。
第3の形態による充電装置は、入力電圧をスイッチングして二次出力を生成して二次出力を充電負荷に供給するスイッチング電源回路と、二次出力における出力電圧を検出して電圧検出値を生成する電圧検出回路と、二次出力における出力電流を検出して電流検出値を生成する電流検出回路と、相互に絶縁された第1の入力端子及び第1の反転出力端子を有し、第1の入力端子に電圧検出値が入力され、第1の入力端子の電圧の増加に対して第1の反転出力端子の電圧を減少させるように構成された第1のアイソレーションアンプと、相互に絶縁された第2の入力端子及び第2の反転出力端子を有し、第2の入力端子に電流検出値が入力され、第2の入力端子の電圧の増加に対して第2の反転出力端子の電圧を減少させるように構成された第2のアイソレーションアンプと、第1の反転出力端子の電圧又は第2の反転出力端子の電圧若しくはその分圧値のうちの低い方に基づく選択電圧を出力する選択回路と、選択電圧の減少に対して出力電流を減少させるようにスイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する駆動制御回路とを備える。
第4の形態による充電装置は、入力電圧をスイッチングして二次出力を生成して二次出力を充電負荷に供給するスイッチング電源回路と、二次出力における出力電圧を検出して電圧検出値を生成する電圧検出回路と、二次出力における出力電流を検出して電流検出値を生成する電流検出回路と、相互に絶縁された第1の入力端子及び第1の非反転出力端子を有し、第1の入力端子に電圧検出値が入力され、第1の入力端子の電圧の増加に対して第1の非反転出力端子の電圧を増加させるように構成された第1のアイソレーションアンプと、相互に絶縁された第2の入力端子及び第2の非反転出力端子を有し、第2の入力端子に電流検出値が入力され、第2の入力端子の電圧の増加に対して第2の非反転出力端子の電圧を増加させるように構成された第2のアイソレーションアンプと、第1の非反転出力端子の電圧若しくはその分圧値又は第2の非反転出力端子の電圧のうちの高い方に基づく選択電圧を出力する選択回路と、選択電圧の増加に対して出力電流を減少させるようにスイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する駆動制御回路とを備える。
上記第3及び第4の形態の充電装置によると、出力電圧が低い充電初期においては第2のアイソレーションアンプの動作が選択回路によって有効化されて定電流制御が行われ、その後、出力電圧の上昇に伴い第1のアイソレーションアンプの動作が選択回路によって有効化されて定電力制御が行われる。したがって、充電初期の定電流充電とその後の定電力充電を可能とする簡素な構成の充電装置が実現される。
上記第1から第4の形態のいずれかの充電装置において、スイッチング電源回路は、入力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、絶縁トランスの一次巻線を含み、スイッチング回路のスイッチング出力電流を共振させる共振回路と、絶縁トランスの二次巻線に発生する電力を整流及び平滑して整流平滑出力を二次出力として充電負荷に供給する二次側回路とを備える。本発明は、一次側の回路と二次側の回路とが絶縁された絶縁型のスイッチング電源回路における定電力制御に好適に適用可能である。
図1に、本発明の第1の実施形態による充電装置1の回路図を示す。充電装置1は、直流電源部2、スイッチング電源回路3、電圧検出回路4、駆動制御回路5及びアイソレーションアンプ6を備える。充電負荷10は、充電池、コンデンサなどの容量性素子などであり、充電装置1の出力端OUT+及びOUT−に接続される。充電装置1において、直流入力電圧(DC+−DC−)から昇圧又は降圧される直流出力電圧(OUT+−OUT−)が充電負荷10に供給される。以降の説明において、入力電圧(DC+−DC−)を入力電圧Vdcといい、出力電圧(OUT+−OUT−)に実質的に等しい充電負荷10の電圧を充電電圧又は出力電圧Voutというものとする。また、入力電圧DC−の電位を一次側グランドG1といい、出力電圧OUT−の電位を二次側グランドG2というものとする。
直流電源部2は入力電圧Vdcを生成し、これをスイッチング電源回路3に印加する。直流電源部2は、安定化電源装置であってもよいし、入力電源を所定の直流電圧に変換するコンバータ回路であってもよい。入力電源が交流電源である場合、コンバータ回路は、入力電源を全波整流する整流回路及びその全波整流出力を昇圧する力率改善回路(PFC)で構成されることが好ましい。
スイッチング電源回路3は、ハーフブリッジ回路H(スイッチング回路)、共振回路R及び二次側回路Sを備え、全体として共振型のスイッチング電源回路を構成する。スイッチング電源回路3は、入力電圧Vdcスイッチングして二次出力を生成し、この二次出力を充電負荷10に供給する。本開示において、二次出力とは、出力電圧、出力電流及び出力電力の総称である。
ハーフブリッジ回路Hは、スイッチング素子31及び32の直列回路からなり、その両端に入力電圧Vdcが印加される。スイッチング素子31及び32の各々は、例えばMOSFET、IGBTなどのトランジスタからなる。スイッチング素子31及び32は制御回路5(ドライバIC50)によって所定のスイッチング周波数で交互にオン/オフされ、これにより入力電圧Vdcが交流変換される。
共振回路Rは、インダクタ33、共振コンデンサ34及び絶縁型のトランス35の一次巻線Tpの直列回路からなり、この直列回路がハーフブリッジ回路Hの出力点(スイッチング素子31及び32の中点)と、一方の入力端(図1においては一次側グランドG1)との間に接続される。共振回路Rは、いわゆるLLC型の共振回路を構成し、ハーフブリッジ回路Hの交流変換出力を電流共振させる。共振回路Rの共振周波数はインダクタ33及びトランス35のインダクタンス及び共振コンデンサ34の容量によって決定され、ハーフブリッジ回路Hはこの共振周波数よりも高い周波数でスイッチングされる。したがって、ハーフブリッジ回路Hのスイッチング周波数が高いほど、トランス35を介して共振回路Rから二次側回路Sに伝達される出力は低い。
二次側回路Sは、トランス35の二次巻線Ts1及びTs2、ダイオード36及び37並びにコンデンサ38を含む。二次側回路Sは、共振回路Rの出力を整流及び平滑して直流の出力電圧を充電負荷10に投入する。トランス35の二次巻線Ts1及びTs2は、センタータップを挟んで同じ巻数を有し、二次巻線Ts1−Ts2には一次巻線Tpに対する巻数比に応じた電圧が発生する。ダイオード36及び37は、二次巻線Ts1及びTs2に発生する電圧を全波整流し、この全波整流出力がコンデンサ38によって平滑される。コンデンサ38は、出力端OUT−及びOUT+を介して充電負荷10に並列接続される。
電圧検出回路4は、分圧回路を構成する抵抗41及び42を備え、充電負荷10に並列接続される。電圧検出回路4は、二次出力における出力電圧Voutを検出して、抵抗42に発生する電圧検出値Vdを生成及び出力する。
駆動制御回路5は、ドライバIC50及び周辺回路(不図示)を備える。ドライバIC50は、一次側グランドG1を基準電位として、ハーフブリッジ回路Hを所定のスイッチング周波数で駆動する。ドライバIC50は制御入力端子P0を有し、本例では、制御入力端子P0の電圧の減少に対してスイッチング周波数を増加させるように、すなわち出力電流Ioutを減少させるようにハーフブリッジ回路Hのスイッチング動作を制御するものとする。制御入力端子P0は、アイソレーションアンプ6に接続される。
アイソレーションアンプ6は、例えば、少なくとも、端子P1(入力側電源端子)、端子P2(入力端子)、端子P4(入力側基準端子)、端子P5(出力側基準端子)、端子P6(反転出力端子)、端子P7(非反転出力端子)及び端子P8(出力側電源端子)を有する。入力側の端子P1〜P4に関する内部回路と、出力側の端子P5〜P8に関する内部回路とは、フォトエミッタ(入力側)及びフォトディテクタ(出力側)を介して光結合され、電気的には絶縁及びシールドされる。
アイソレーションアンプ6の入力側において、入力側基準端子P4は二次側グランドG2に接続され、入力側電源端子P1にはトランス35の補助巻線(不図示)に発生する電圧を整流平滑して得られる電圧又は二次側回路Sの出力電圧を降圧して得られる電圧が制御電源Vsとして供給される。入力端子P2には、電圧検出回路4によって検出される電圧検出値Vdが入力される。
アイソレーションアンプ6の出力側において、出力側基準端子P5は一次側グランドG1に接続され、出力側電源端子P8には直流電源部2から供給される電圧などが制御電源Vccとして供給される。反転出力端子P6は、駆動制御回路5に接続される。非反転出力端子P7は、本実施形態では使用されない。
図2に、アイソレーションアンプ6の動作特性を示す。図2において、横軸は入力端子P2の電圧であり、縦軸に反転出力端子P6及び非反転出力端子P7の各出力端子電圧を示す。実線V−に示す反転出力端子P6の電圧は、入力端子P2の電圧に対して所定電圧Vmから単調減少する。一方、破線V+に示す非反転出力端子P7の電圧は、入力端子P2の電圧に対して所定電圧Vmから単調増加する。なお、以下において、反転出力端子P6の電圧を反転出力電圧V−といい、非反転出力端子P7の電圧を非反転出力電圧V+ともいう。
図1〜図3を参照して、充電装置1の動作について説明する。充電負荷10が未充電であるものとして、出力電圧Voutは充電開始から徐々に増加する。図2を参照すると、入力端子P2の電圧である電圧検出値Vdが増加するにつれて、反転出力電圧V−は低下していくことが分かる。反転出力電圧V−(制御入力端子P0の電圧)の低下に伴い、ドライバIC50は、ハーフブリッジ回路Hのスイッチング周波数を上昇させて出力電流Ioutを低下させていく。したがって、図3に示すように、出力電圧Vout(横軸)の増加に対して出力電流Iout(縦軸)が減少することになり、定電力制御が実行されることになる。なお、出力電圧Voutに対する反転出力電圧V−の具体的な値は電圧検出回路4の分圧比によって調整され、反転出力電圧V−(制御入力端子P0の電圧)に対する出力電流Ioutの具体的な値は駆動IC50の周辺回路の回路定数、入力電圧Vdc、共振回路Rの回路定数などによって調整される。
以上のように、本実施形態の充電装置1は、入力電圧Vdcをスイッチングして二次出力を生成して二次出力を充電負荷10に供給するスイッチング電源回路3と、二次出力における出力電圧Voutを検出して電圧検出値Vdを生成する電圧検出回路4と、相互に絶縁された入力端子P2及び反転出力端子P6を有し、入力端子P2に電圧検出値Vdが入力され、入力端子P2の電圧の増加に対して反転出力端子P6の電圧を減少させるように構成されたアイソレーションアンプ6と、反転出力端子P6から入力される電圧の減少に対して二次出力における出力電流Ioutを減少させるようにスイッチング電源回路3(ハーフブリッジ回路H)のスイッチング動作を制御する駆動制御回路5を備える。
すなわち、アイソレーションアンプ6が、入力端子P2に入力される電圧検出値Vdの増加に対して反転出力電圧V−を減少させ、駆動制御回路5が、反転出力電圧V−の減少に対して出力電流Ioutを減少させるようにスイッチング動作を制御する。このように、直流電源部2、スイッチング電源回路3、電圧検出回路4及び駆動制御回路5に対してアイソレーションアンプ6を適切に付加するだけで、出力電圧Voutの増加に対して出力電流Voutが減少する定電力制御による充電が可能となる。したがって、簡素な構成で定電力充電を可能とする充電装置1が実現される。また、出力電流Ioutを検出するための回路素子(電流検出抵抗など)が不要となり、充電時の損失が低減される。
<第1の実施形態の変形例>
また、図4に示すように、駆動制御回路5において、制御入力端子P0と一次側グランドG1の間にツェナーダイオード51(クランプ回路)が接続されてもよい。ツェナーダイオード51のカソードと反転出力端子P6の間には抵抗52が接続される。これにより、電圧検出値Vdの低電圧域では、制御入力端子P0の電圧がツェナー電圧に制限される。
また、図4に示すように、駆動制御回路5において、制御入力端子P0と一次側グランドG1の間にツェナーダイオード51(クランプ回路)が接続されてもよい。ツェナーダイオード51のカソードと反転出力端子P6の間には抵抗52が接続される。これにより、電圧検出値Vdの低電圧域では、制御入力端子P0の電圧がツェナー電圧に制限される。
したがって、図5に示すように、出力電圧Vout(横軸)の低出力電圧域(ツェナーダイオード51がオン状態となる領域)では出力電圧Voutの増加にかかわらず出力電流Iout(縦軸)は上限値Ilmtで略一定となる。他の出力電圧域(ツェナーダイオード51がオフ状態となる領域)では上記実施形態と同様に、出力電圧Voutの増加に対して出力電流Ioutが単調減少する。
このように、駆動制御回路5が、制御入力端子P0の電圧を上限値以下に制限するクランプ回路(ツェナーダイオード51)を備えることにより、充電電圧の低い充電初期には出力電流Ioutを上限値以下とすることが可能となる。ただし、反転出力電圧V−の最大値よりも低いツェナー電圧のツェナーダイオードが存在する場合に本変形例が可能となる。
<第2の実施形態>
上記第1の実施形態では、制御入力端子P0の電圧の減少に対してスイッチング周波数を増加させる仕様のドライバIC50を示したが、本実施形態では、逆に、制御入力端子P0の電圧の増加に対してスイッチング周波数を増加させる仕様のドライバICが採用される場合を検討する。
上記第1の実施形態では、制御入力端子P0の電圧の減少に対してスイッチング周波数を増加させる仕様のドライバIC50を示したが、本実施形態では、逆に、制御入力端子P0の電圧の増加に対してスイッチング周波数を増加させる仕様のドライバICが採用される場合を検討する。
図6に、本実施形態による充電装置1の回路図を示す。本実施形態において、第1の実施形態と同様の要素には同じ符号を付し、その重複する説明を省略する。本実施形態では、制御入力端子P0の電圧の増加に対してスイッチング周波数を増加させる仕様のドライバIC55に対して、アイソレーションアンプ6の非反転出力端子P7(非反転出力電圧V+)が使用される。
図6に示すように、アイソレーションアンプ6の非反転出力端子P7が駆動制御回路5に接続され、図2に示す破線V+の特性が利用される。充電負荷10が未充電であるものとして、充電開始から出力電圧Voutは徐々に増加すると、入力電圧P2の電圧である電圧検出値Vdが増加するにつれて、非反転出力電圧V+は増加していく。したがって、制御入力端子P0の電圧の上昇に伴い、ドライバIC55は、ハーフブリッジ回路Hの周波数を上昇させて出力電流Ioutを低下させていく。
これにより、第1の実施形態(図3)と同様に、出力電圧Voutの増加に対して出力電流Ioutが減少することになり、定電力制御による充電が実行されることになる。なお、必要に応じて、非反転出力電圧V+の分圧値が制御入力端子P0の電圧となるように、非反転出力端子P7と制御入力端子P0との間に分圧回路が設けられてもよい。
以上のように、本実施形態の充電装置1は、入力電圧Vdcをスイッチングして二次出力を生成してその二次出力を充電負荷10に供給するスイッチング電源回路3と、二次出力における出力電圧Voutを検出して電圧検出値Vdを生成する電圧検出回路4と、相互に絶縁された入力端子P2及び非反転出力端子P6を有し、入力端子P2に電圧検出値Vdが入力され、入力端子P2の電圧の増加に対して非反転出力電圧V+を増加させるように構成されたアイソレーションアンプ6と、非反転出力電圧V+の増加に対して二次出力における出力電流Ioutを減少させるようにスイッチング電源回路3(ハーフブリッジ回路H)のスイッチング動作を制御する駆動制御回路5を備える。
すなわち、アイソレーションアンプ6が、入力端子P2に入力される電圧検出値Vdの増加に対して非反転出力電圧V+を増加させ、駆動制御回路5が、非反転出力電圧V+の増加に対して出力電流Ioutを減少させるようにスイッチング動作を制御する。このように、第1の実施形態と同様に、直流電源部2、スイッチング電源回路3、電圧検出回路4及び駆動制御回路5に対してアイソレーションアンプ6を適切に付加するだけで、出力電圧Voutの増加に対して出力電流Voutが減少する定電力制御による充電が可能となる。したがって、簡素な構成で定電力充電を可能とする充電装置1が実現される。また、出力電流Ioutを検出するための回路素子(電流検出抵抗など)が不要となり、充電時の損失が低減される。
<第2の実施形態の変形例>
また、図7に示すように、駆動制御回路5において、制御入力端子P0と基準電圧源Vref(例えば制御電源Vcc)の間にツェナーダイオード56(プルアップ回路)が接続され、ツェナーダイオード56のアノードと非反転出力端子P7の間に抵抗52が接続されてもよい。これにより、電圧検出値Vdの低電圧域では、制御入力端子P0の電圧が基準電圧Vrefとツェナー電圧の差分に制限される。
また、図7に示すように、駆動制御回路5において、制御入力端子P0と基準電圧源Vref(例えば制御電源Vcc)の間にツェナーダイオード56(プルアップ回路)が接続され、ツェナーダイオード56のアノードと非反転出力端子P7の間に抵抗52が接続されてもよい。これにより、電圧検出値Vdの低電圧域では、制御入力端子P0の電圧が基準電圧Vrefとツェナー電圧の差分に制限される。
したがって、図5に示す特性と同様に、出力電圧Voutの低出力電圧域(ツェナーダイオード56がオン状態となる領域)では出力電圧Voutの増加にかかわらず出力電流Ioutは上限値Ilmtで略一定となる。他の出力電圧域(ツェナーダイオード56がオフ状態となる領域)では出力電圧Voutの増加に対して出力電流Ioutが減少する。このように、駆動制御回路5が、制御入力端子P0の電圧を下限値以上に制限するプルアップ回路(ツェナーダイオード56)を備えることにより、充電電圧の低い充電初期には出力電流Ioutを上限値以下とすることが可能となる。
<第3の実施形態>
上記第1及び第2の実施形態では、充電期間全体として定電力充電を行う構成を示したが、本実施形態では、充電初期の期間に出力電流Ioutをフィードバックして定電流充電を行う構成を示す。
上記第1及び第2の実施形態では、充電期間全体として定電力充電を行う構成を示したが、本実施形態では、充電初期の期間に出力電流Ioutをフィードバックして定電流充電を行う構成を示す。
図8に、本実施形態による充電装置1の回路図を示す。本実施形態において、第1及び第2の実施形態と同様の要素には同じ符号を付し、その重複する説明を省略する。本実施形態では、充電装置1は、直流電源部2、スイッチング電源回路3、電圧検出回路4、駆動制御回路5、アイソレーションアンプ6A及び6B、電流検出回路7並びに選択回路8を備える。
電流検出回路7は出力電流Ioutの経路に挿入接続された低抵抗素子で構成され(以下、「抵抗7」ともいう)、抵抗7に発生する電圧が電流検出値Idとしてアイソレーションアンプ6Bに入力される。
アイソレーションアンプ6A及び6Bの各々の構成は、第1の実施形態のアイソレーションアンプ6と同じである。ただし、説明の便宜上、アイソレーションアンプ6Aに関係する要素の符号には「a」を付し、アイソレーションアンプ6Bに関係する要素の符号には「b」を付す。アイソレーションアンプ6Aの入力端子P2aには、第1の実施形態と同様に、電圧検出回路4から電圧検出値Vdが入力される。一方、アイソレーションアンプ6Bの入力端子P2bには、電流検出回路7から電流検出値Idが入力される。また、アイソレーションアンプ6A及び6Bをそれぞれ個別のICとして記載するが、これらは1つのICに集積されてもよい。
選択回路8は、ダイオード81及び82、分圧回路83並びに抵抗84を備え、分圧回路83は抵抗831及び832を備える。アイソレーションアンプ6Aの反転出力端子P6aがダイオード81のカソードに接続され、アイソレーションアンプ6Bの反転出力端子P6bが分圧回路83を介してダイオード82のカソードに接続される。すなわち、分圧回路83が反転出力電圧Vb−を分圧し、その分圧点がダイオード82のカソードに接続される。ダイオード81及び82のアノード同士が接続され、抵抗84を介して基準電圧源Vref(制御電源Vccなど)に接続されるとともに制御入力端子P0に接続される。すなわち、ドライバIC50において、反転出力電圧Va−又は反転出力電圧Vb−の分圧値Vb−´のうちの低い方の電圧値(選択電圧)に基づいてスイッチング周波数が決定される。
ここで、仮にアイソレーションアンプ6Bのみが動作するとする。この場合、出力電流Ioutが増加すると、電流検出値Idが増加し、反転出力電圧Vb−(制御入力端子P0の電圧)低下し、スイッチング周波数が上昇し、出力電流Ioutが減少する。逆に、出力電流Ioutが減少すると、電流検出値Idが低下し、反転出力電圧Vb−(制御入力端子P0の電圧)が上昇し、スイッチング周波数が低下し、出力電流Ioutが増加する。このような帰還作用により、出力電流Ioutは一定に維持される。一方、仮にアイソレーションアンプ6Aのみが動作したとした場合、第1の実施形態に関して上述したように、出力電圧Voutが増加すると、電圧検出値Vdが増加し、反転出力電圧Va−(制御入力端子P0の電圧)が低下し、スイッチング周波数が上昇し、出力電流Ioutが減少する。
図9に、本実施形態の充電装置1における出力電圧Vout(横軸)に対する出力電流Iout(上段)及び出力端子電圧(下段)を示す。図9の下段において、反転出力電圧Va−を実線で示し、反転出力電圧Vb−の分圧値Vb−´を破線で示す。充電開始後に出力電圧Voutが上昇していく過程で、出力電圧Voutが電圧Vth以下となる領域では分圧値Vb−´が反転出力電圧Va−以下となるものとし、この領域では、分圧値Vb−´がダイオード82のオンによって選択されて制御入力端子P0に入力される。一方、出力電圧Voutが電圧Vthを超える領域では、反転出力電圧Va−が分圧値Vb−´未満となり、反転出力電圧Va−がダイオード81のオンによって選択されて制御入力端子P0に入力される。なお、出力電圧Voutが電圧Vthを超える領域では、出力電流Ioutはアイソレーションアンプ6Aの作用によって強制的に低減されていくため、電流検出値Id並びに反転出力電圧Vb−及びその分圧値Vb−´は上昇する。
この結果として、出力電圧Voutに対する出力電流Ioutの関係は、図9の上段に示すものとなる。すなわち、Vout≦Vthの領域では出力電流Ioutのフィードバックによる定電流充電が行われ、Vth<Voutの領域では定電力充電が行われる。なお、上記の電圧Vth(反転出力電圧Va−と分圧値Vb−´とが等しくなる電圧)は、分圧回路83の分圧比の設定によって決定される。
なお、通常は、低抵7での損失を最小限にするため、低抵7の抵抗値は非常に低く設定され、そこに発生する電圧が検出動作に必要な最小レベル(例えば、数10mVなどに)となるように構成される。したがって、Vout≦Vthの領域での反転出力電圧Vb−は、最大値付近(電圧Vm付近)で一定となる。そのため、本実施形態では、アイソレーションアンプ6Aに関係する回路定数が第1の実施形態と同様に設定される一方で、アイソレーションアンプ6Bに関係する回路構成(分圧回路83)の定数が、上記動作を実現するために整合される。ただし、分圧回路83を設けることなく電圧検出回路4の分圧比の調整のみで上記動作が得られる場合には、分圧回路83は省略可能である。この場合には、反転出力端子P6bが直接ダイオード82のカソードに接続され、反転出力電圧Va−と反転出力電圧Vb−とがダイオード81及び82によって直接比較される。
以上のように、本実施形態の充電装置1は、入力電圧Vdcをスイッチングして二次出力を生成して二次出力を充電負荷10に供給するスイッチング電源回路3と、二次出力における出力電圧Voutを検出して電圧検出値Vdを生成する電圧検出回路4と、二次出力における出力電流Ioutを検出して電流検出値Idを生成する電流検出回路7と、相互に絶縁された入力端子P2a及び反転出力端子P6aを有し、入力端子P2aに電圧検出値Vdが入力され、入力端子P2aの電圧の増加に対して反転出力電圧Va−を減少させるように構成されたアイソレーションアンプ6Aと、相互に絶縁された入力端子P2b及び反転出力端子P6bを有し、入力端子P2bに電流検出値Vdが入力され、入力端子P2bの電圧の増加に対して反転出力電圧Vb−を減少させるように構成されたアイソレーションアンプ6Bと、反転出力電圧Va−又は反転出力電圧Vb−若しくはその分圧値Vb−´のうちの低い方に基づく選択電圧を出力する選択回路8と、選択電圧の減少に対して出力電流Ioutを減少させるようにスイッチング電源回路3のスイッチング動作を制御する駆動制御回路5を備える。
これにより、出力電圧Voutが低い充電初期においてはアイソレーションアンプ6Bの動作が選択回路8によって有効化されて定電流充電が行われ、その後、出力電圧Voutの上昇に伴いアイソレーションアンプ6Aの動作が選択回路8によって有効化されて定電力充電が行われる。したがって、充電初期の定電流充電とその後の定電力充電を可能とする簡素な構成の充電装置1が実現される。
<第4の実施形態>
上記第3の実施形態では、制御入力端子P0の電圧の減少に対してスイッチング周波数を増加させる仕様のドライバIC50を示したが、本実施形態では、第2の実施形態と同様に、制御入力端子P0の電圧の増加に対してスイッチング周波数を増加させる仕様のドライバIC55が採用される場合を検討する。
上記第3の実施形態では、制御入力端子P0の電圧の減少に対してスイッチング周波数を増加させる仕様のドライバIC50を示したが、本実施形態では、第2の実施形態と同様に、制御入力端子P0の電圧の増加に対してスイッチング周波数を増加させる仕様のドライバIC55が採用される場合を検討する。
図10に、本実施形態による充電装置1の回路図を示す。本実施形態において、第1〜第3の実施形態と同様の要素には同じ符号を付し、その重複する説明を省略する。本実施形態では、上記ドライバIC55に対して、アイソレーションアンプ6A及び6Bの非反転出力端子P7a及びP7b(非反転出力電圧Va+及びVb+)が使用される。
選択回路8はダイオード85及び86、分圧回路87並びに抵抗88を備え、分圧回路87は抵抗871及び872を備える。アイソレーションアンプ6Aの非反転出力端子P7aが分圧回路87を介してダイオード85のアノードに接続され、アイソレーションアンプ6Bの非反転出力端子P7bがダイオード86のアノードに接続される。すなわち、分圧回路87が非反転出力電圧Va+を分圧し、その分圧点がダイオード85のアノードに接続される。ダイオード85及び86のカソード同士が接続され、抵抗88を介して一次側グランドG1に接続されるとともに制御入力端子P0に接続される。すなわち、ドライバIC55において、非反転出力電圧Va+の分圧値Va+´又は非反転出力電圧Vb−のうちの高い方の電圧値(選択電圧)に基づいてスイッチング周波数が決定される。
ここで、仮にアイソレーションアンプ6Bのみが動作するとする。この場合、出力電流Ioutが増加すると、電流検出値Idが増加し、非反転出力電圧Vb+(制御入力端子P0の電圧)が増加し、スイッチング周波数が上昇し、出力電流Ioutが減少する。逆に、出力電流Ioutが減少すると、電流検出値Idが低下し、非反転出力電圧Vb+(制御入力端子P0の電圧)が低下し、スイッチング周波数が低下し、出力電流Ioutが増加する。このような帰還作用により、出力電流Ioutは、一定に維持される。一方、仮にアイソレーションアンプ6Aのみが動作したとした場合、第2の実施形態に関して上述したように、出力電圧Voutが増加すると、電圧検出値Vdが増加し、非反転出力電圧Va+(制御入力端子P0の電圧)が増加し、スイッチング周波数が上昇し、出力電流Ioutが減少する。
図11に、本実施形態の充電装置1における出力電圧Vout(横軸)に対する出力電流Iout(上段)及び出力端子電圧(下段)を示す。図11の下段において、非反転出力電圧Va+の分圧値Va+´を実線で示し、非反転出力電圧Vb+を破線で示す。充電開始後に出力電圧Voutが上昇していく過程で、出力電圧Voutが電圧Vth以下となる領域では非反転出力電圧Vb+が分圧値Va+´以上となるものとし、この領域では、非反転出力電圧Vb+がダイオード86のオンによって選択されて制御入力端子P0に対して出力される。一方、出力電圧Voutが電圧Vthを超える領域では、分圧値Va+´が非反転出力電圧Vb+を超え、分圧値Va+´がダイオード85のオンによって選択されて制御入力端子P0に対して出力される。なお、出力電圧Voutが電圧Vthを超える領域では、出力電流Ioutはアイソレーションアンプ6Aの作用によって強制的に低減されていくため、電流検出値Id及び非反転出力電圧Vb+は低下していく。
この結果として、出力電圧Voutに対する出力電流Ioutの関係は、図11の上段に示すものとなる。すなわち、Vout≦Vthの領域では出力電流Ioutのフィードバックによる定電流充電が行われ、Vth<Voutの領域では定電力充電が行われる。なお、上記の電圧Vth(分圧値Va+´と非反転出力電圧Vb+とが等しくなる電圧)は、分圧回路87の分圧比の設定により決定される。
なお、上述したように、低抵7での損失を最小限にするため、通常は低抵7に発生する電圧が検出動作に必要な最小レベル(例えば、数10mVなどに)となるように構成される。したがって、非反転出力電圧Vb−は最小値付近(電圧Vm付近)で一定となるため、本実施形態ではアイソレーションアンプ6Bではなく、アイソレーションアンプ6Aに関係する回路構成(分圧回路87)の定数が、上記動作を実現するために整合される。ただし、分圧回路87を設けることなく電圧検出回路4の分圧比の調整のみで上記動作が得られる場合には、分圧回路87は省略可能である。この場合には、非反転出力端子P7aが直接ダイオード85のアノードに接続され、非反転出力電圧Va+と非反転出力電圧Vb+とがダイオード85及び86によって直接比較される。
以上のように、本実施形態の充電装置1は、入力電圧Vdcをスイッチングして二次出力を生成して二次出力を充電負荷10に供給するスイッチング電源回路3と、二次出力における出力電圧Voutを検出して電圧検出値Vdを生成する電圧検出回路4と、二次出力における出力電流Ioutを検出して電流検出値Idを生成する電流検出回路7と、相互に絶縁された入力端子P2a及び非反転出力端子P7aを有し、入力端子P2aに電圧検出値Vdが入力され、入力端子P2aの電圧の増加に対して非反転出力電圧Va+を増加させるように構成されたアイソレーションアンプ6Aと、相互に絶縁された入力端子P2b及び非反転出力端子P7bを有し、入力端子P2bに電流検出値Idが入力され、入力端子P2bの電圧の増加に対して非反転出力電圧Vb+を増加させるように構成されたアイソレーションアンプ6Bと、反転出力電圧Va−の分圧値Va−´(若しくは反転出力電圧Va−自体)又は反転出力電圧Vb−のうちの高い方に基づく選択電圧を出力する選択回路8と、選択電圧の増加に対して出力電流Ioutを減少させるようにスイッチング電源回路3のスイッチング動作を制御する駆動制御回路5を備える。
これにより、第3の実施形態と同様に、出力電圧Voutが低い充電初期においてはアイソレーションアンプ6Bの動作が選択回路8によって有効化されて定電流充電が行われ、その後、出力電圧Voutの上昇に伴いアイソレーションアンプ6Aの動作が選択回路8によって有効化されて定電力充電が行われる。したがって、充電初期の定電流充電とその後の定電力充電を可能とする簡素な構成の充電装置1が実現される。
<変形例>
以上に本発明の好適な実施形態を示したが、本発明は、例えば以下に示すように種々の態様に変形可能である。
以上に本発明の好適な実施形態を示したが、本発明は、例えば以下に示すように種々の態様に変形可能である。
(1)スイッチング電源回路3に関する変形
上記各実施形態及びその変形例では、スイッチング電源回路3として、ハーフブリッジ回路H、共振回路R及び二次側回路Sを含む回路を示したが、本発明が適用され得るスイッチング電源回路3の構成はこれに限られない。例えば、スイッチング回路として、ハーフブリッジ回路Hの代わりにフルブリッジ回路が用いられてもよい。また、共振型ではなく、フライバックコンバータ、フォワードコンバータなどで構成されるスイッチング電源回路3に対しても本発明は適用可能である。この場合、駆動制御回路5に含まれるドライバICは、制御入力端子P0の電圧に応じてスイッチング動作におけるオン時間を制御してPWM制御を行う。いずれの場合であっても、本発明は、一次側の回路と二次側の回路とが絶縁された絶縁型のスイッチング電源回路における定電力制御に好適に適用可能となる。
上記各実施形態及びその変形例では、スイッチング電源回路3として、ハーフブリッジ回路H、共振回路R及び二次側回路Sを含む回路を示したが、本発明が適用され得るスイッチング電源回路3の構成はこれに限られない。例えば、スイッチング回路として、ハーフブリッジ回路Hの代わりにフルブリッジ回路が用いられてもよい。また、共振型ではなく、フライバックコンバータ、フォワードコンバータなどで構成されるスイッチング電源回路3に対しても本発明は適用可能である。この場合、駆動制御回路5に含まれるドライバICは、制御入力端子P0の電圧に応じてスイッチング動作におけるオン時間を制御してPWM制御を行う。いずれの場合であっても、本発明は、一次側の回路と二次側の回路とが絶縁された絶縁型のスイッチング電源回路における定電力制御に好適に適用可能となる。
(2)駆動制御回路5の制御対象に関する変形
上記各実施形態では、駆動制御回路5がハーフブリッジ回路Hを制御する構成を示したが、駆動制御回路5は、ハーフブリッジ回路Hとともに直流電源部2(すなわち入力電圧Vdc)を制御するように構成されてもよい。
上記各実施形態では、駆動制御回路5がハーフブリッジ回路Hを制御する構成を示したが、駆動制御回路5は、ハーフブリッジ回路Hとともに直流電源部2(すなわち入力電圧Vdc)を制御するように構成されてもよい。
(3)充電停止タイミング
上記各実施形態及びその変形例では、電圧検出回路4の分圧比を適切に設定することにより、電圧検出値Vdが入力上限値に達して制御入力端子P0の電圧が上限値又は下限値となると、駆動制御回路5がスイッチング動作を停止して充電が停止することが想定されている(自然放電などによって充電電圧Voutが減少すると、わずかに出力電流Ioutが生成されることにより、満充電状態が保持され得る)。一方、端子P6、P7、P6a又はP7aの電圧(例えば、上記実施形態で不使用の端子の電圧)を検出し、その電圧が所定値に達した時点で満充電と判定してドライバIC50又は55の動作、すなわちハーフブリッジ回路Hのスイッチング動作を停止させる回路が適用されてもよい。
上記各実施形態及びその変形例では、電圧検出回路4の分圧比を適切に設定することにより、電圧検出値Vdが入力上限値に達して制御入力端子P0の電圧が上限値又は下限値となると、駆動制御回路5がスイッチング動作を停止して充電が停止することが想定されている(自然放電などによって充電電圧Voutが減少すると、わずかに出力電流Ioutが生成されることにより、満充電状態が保持され得る)。一方、端子P6、P7、P6a又はP7aの電圧(例えば、上記実施形態で不使用の端子の電圧)を検出し、その電圧が所定値に達した時点で満充電と判定してドライバIC50又は55の動作、すなわちハーフブリッジ回路Hのスイッチング動作を停止させる回路が適用されてもよい。
1 充電装置
2 直流電源部
3 スイッチング電源回路
4 電圧検出回路
5 駆動制御回路
6、6A、6B アイソレーションアンプ
7 電流検出回路
8 選択回路
10 充電負荷
H ハーフブリッジ回路(スイッチング回路)
R 共振回路
S 二次側回路
2 直流電源部
3 スイッチング電源回路
4 電圧検出回路
5 駆動制御回路
6、6A、6B アイソレーションアンプ
7 電流検出回路
8 選択回路
10 充電負荷
H ハーフブリッジ回路(スイッチング回路)
R 共振回路
S 二次側回路
Claims (7)
- 充電装置であって、
入力電圧をスイッチングして二次出力を生成し、該二次出力を充電負荷に供給するスイッチング電源回路と、
前記二次出力における出力電圧を検出して電圧検出値を生成する電圧検出回路と、
相互に絶縁された入力端子及び反転出力端子を有し、前記入力端子に前記電圧検出値が入力され、前記入力端子の電圧の増加に対して前記反転出力端子の電圧を減少させるように構成されたアイソレーションアンプと、
前記反転出力端子から入力される電圧の減少に対して前記二次出力における出力電流を減少させるように前記スイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する駆動制御回路と
を備えた充電装置。 - 前記駆動制御回路が、前記反転出力端子から入力される電圧を上限値以下に制限するクランプ回路をさらに備える、請求項1に記載の充電装置。
- 充電装置であって、
入力電圧をスイッチングして二次出力を生成し、該二次出力を充電負荷に供給するスイッチング電源回路と、
前記二次出力における出力電圧を検出して電圧検出値を生成する電圧検出回路と、
相互に絶縁された入力端子及び非反転出力端子を有し、前記入力端子に前記電圧検出値が入力され、前記入力端子の電圧の増加に対して前記非反転出力端子の電圧を増加させるように構成されたアイソレーションアンプと、
前記非反転出力端子から入力される電圧の増加に対して前記二次出力における出力電流を減少させるように前記スイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する駆動制御回路と
を備えた充電装置。 - 前記駆動制御回路が、前記非反転出力端子から入力される電圧を下限値以上に制限するプルアップ回路をさらに備える、請求項3に記載の充電装置。
- 充電装置であって、
入力電圧をスイッチングして二次出力を生成し、該二次出力を充電負荷に供給するスイッチング電源回路と、
前記二次出力における出力電圧を検出して電圧検出値を生成する電圧検出回路と、
前記二次出力における出力電流を検出して電流検出値を生成する電流検出回路と、
相互に絶縁された第1の入力端子及び第1の反転出力端子を有し、前記第1の入力端子に前記電圧検出値が入力され、前記第1の入力端子の電圧の増加に対して前記第1の反転出力端子の電圧を減少させるように構成された第1のアイソレーションアンプと、
相互に絶縁された第2の入力端子及び第2の反転出力端子を有し、前記第2の入力端子に前記電流検出値が入力され、前記第2の入力端子の電圧の増加に対して前記第2の反転出力端子の電圧を減少させるように構成された第2のアイソレーションアンプと、
第1の反転出力端子の電圧又は第2の反転出力端子の電圧若しくはその分圧値のうちの低い方に基づく選択電圧を出力する選択回路と、
前記選択電圧の減少に対して前記出力電流を減少させるように前記スイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する駆動制御回路と
を備えた充電装置。 - 充電装置であって、
入力電圧をスイッチングして二次出力を生成し、該二次出力を充電負荷に供給するスイッチング電源回路と、
前記二次出力における出力電圧を検出して電圧検出値を生成する電圧検出回路と、
前記二次出力における出力電流を検出して電流検出値を生成する電流検出回路と、
相互に絶縁された第1の入力端子及び第1の非反転出力端子を有し、前記第1の入力端子に前記電圧検出値が入力され、前記第1の入力端子の電圧の増加に対して前記第1の非反転出力端子の電圧を増加させるように構成された第1のアイソレーションアンプと、
相互に絶縁された第2の入力端子及び第2の非反転出力端子を有し、前記第2の入力端子に前記電流検出値が入力され、前記第2の入力端子の電圧の増加に対して前記第2の非反転出力端子の電圧を増加させるように構成された第2のアイソレーションアンプと、
第1の非反転出力端子の電圧若しくはその分圧値又は第2の非反転出力端子の電圧のうちの高い方に基づく選択電圧を出力する選択回路と、
前記選択電圧の増加に対して前記出力電流を減少させるように前記スイッチング電源回路のスイッチング動作を制御する駆動制御回路と
を備えた充電装置。 - 前記スイッチング電源回路が、前記入力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、トランスの一次巻線を含み、前記スイッチング回路のスイッチング出力電流を共振させる共振回路と、前記トランスの二次巻線に発生する電力を整流及び平滑して整流平滑出力を前記二次出力として前記充電負荷に供給する二次側回路とを備える、請求項1から6のいずれか一項に記載の充電装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2017040486A JP2018148663A (ja) | 2017-03-03 | 2017-03-03 | 充電装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2017040486A JP2018148663A (ja) | 2017-03-03 | 2017-03-03 | 充電装置 |
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JP (1) | JP2018148663A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN109787312A (zh) * | 2019-01-29 | 2019-05-21 | 南京师范大学 | 一种基于pwm波的高频恒功率无线充电模块 |
JP2019161767A (ja) * | 2018-03-09 | 2019-09-19 | Asti株式会社 | 充電装置 |
CN113270915A (zh) * | 2021-05-11 | 2021-08-17 | 中航光电科技股份有限公司 | 一种适用it电网的家用交流充电装置 |
WO2022143496A1 (zh) * | 2020-12-31 | 2022-07-07 | 维沃移动通信有限公司 | 充电器 |
-
2017
- 2017-03-03 JP JP2017040486A patent/JP2018148663A/ja active Pending
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