JP2018093657A - スイッチング電源装置用出力電圧検出回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】フォトカプラの発光ダイオードを流れる電流にノイズがのることを防止し、出力電圧の伝達経路において出力電圧にノイズがのった場合等にPWM制御部へのフィードバック信号に生じる変動を抑制する。【解決手段】NPNトランジスタQ1のベースにツェナーダイオードZD1によって生成される制御電圧が入力される。エミッタの電位に変化がなければ、ベース−エミッタ間電圧は一定となる。従って、エミッタの電位に変化がない場合、ノイズ等により電圧Vcc2が変化しても発光ダイオードLEDを流れる電流Ikは変化しない。また、抵抗R10は、電流Ikの変化を抑制するため、ノイズ耐性を向上させるが、出力電圧の変動の検出感度を低下させる。しかし、シャントレギュレータSRの基準電圧が抵抗R10に生じる電圧とツェナーダイオードZD2に生じる電圧とが加算された和電圧だけ等価的に高くなるため、出力電圧の変動の検出精度は低下しない。【選択図】図5
Description
本発明は、スイッチング電源装置の出力電圧の変動を検出し、出力電圧を安定させるためのフィードバック信号を生成するスイッチング電源装置用出力電圧検出回路に関する。
先行技術の出力電圧検出回路10を含むスイッチング電源装置の一例を図6に示す。
図6に示されるスイッチング電源装置は、フライバック型のDC−DCコンバータである。このスイッチング電源装置は、トランス1と、スイッチング素子2と、ダイオードD1と、コンデンサC1と、PWM(Pulse Width Modulation)制御部3と、出力電圧検出回路10とで構成される。このスイッチング電源装置は、直流の入力電圧Vinが入力され、直流の出力電圧Voutを出力する。
図6に示されるスイッチング電源装置は、フライバック型のDC−DCコンバータである。このスイッチング電源装置は、トランス1と、スイッチング素子2と、ダイオードD1と、コンデンサC1と、PWM(Pulse Width Modulation)制御部3と、出力電圧検出回路10とで構成される。このスイッチング電源装置は、直流の入力電圧Vinが入力され、直流の出力電圧Voutを出力する。
出力電圧検出回路10は、フォトカプラPCと、シャントレギュレータSRと、可変抵抗VR1と、可変抵抗VR2と、コンデンサC2と、抵抗R1と、抵抗R2と、抵抗R3とを有する。
出力電圧検出回路10は、出力電圧Voutの変動を検出して、出力電圧Voutの変動の程度を示す信号をフォトカプラPCにより電位絶縁して伝達し、出力電圧Voutを安定させるためのフィードバック信号(フィードバック電圧Vfb)を生成する。フィードバック電圧Vfbは、PWM制御部3のFB端子に入力される。
出力電圧検出回路10は、出力電圧Voutの変動を検出して、出力電圧Voutの変動の程度を示す信号をフォトカプラPCにより電位絶縁して伝達し、出力電圧Voutを安定させるためのフィードバック信号(フィードバック電圧Vfb)を生成する。フィードバック電圧Vfbは、PWM制御部3のFB端子に入力される。
シャントレギュレータSRの等価回路を図7に示す。シャントレギュレータSRは、誤差増幅器OPと、NPNトランジスタQ2と、基準電圧生成部4とを含む。
基準電圧生成部4は基準電圧Vb(例えば、2.5Vである。)を出力する。
リファレンス端子Rにはリファレンス電圧Vrが入力される。リファレンス電圧Vrは、可変抵抗VR1と可変抵抗VR2の接続点の電圧であり、出力電圧Voutを抵抗R3と可変抵抗VR1と可変抵抗VR2で分圧して生成される。
誤差増幅器OPは、リファレンス端子Rに入力されるリファレンス電圧Vrと基準電圧Vbの差を増幅して出力する。増幅された差電圧はNPNトランジスタQ2のベースに入力される。カソード端子Kとアノード端子Aは、それぞれNPNトランジスタQ2のコレクタとエミッタに接続されている。シャントレギュレータSRは、リファレンス電圧と基準電圧Vbとの差に応じた電流Ikをカソード端子Kからアノード端子Aに流す。
出力電圧Voutが変動すると、リファレンス電圧Vrが変動する。シャントレギュレータSRは、リファレンス電圧Vrが基準電圧Vbに対して変化すると、それに応じて電流Ikを変化させる。
基準電圧生成部4は基準電圧Vb(例えば、2.5Vである。)を出力する。
リファレンス端子Rにはリファレンス電圧Vrが入力される。リファレンス電圧Vrは、可変抵抗VR1と可変抵抗VR2の接続点の電圧であり、出力電圧Voutを抵抗R3と可変抵抗VR1と可変抵抗VR2で分圧して生成される。
誤差増幅器OPは、リファレンス端子Rに入力されるリファレンス電圧Vrと基準電圧Vbの差を増幅して出力する。増幅された差電圧はNPNトランジスタQ2のベースに入力される。カソード端子Kとアノード端子Aは、それぞれNPNトランジスタQ2のコレクタとエミッタに接続されている。シャントレギュレータSRは、リファレンス電圧と基準電圧Vbとの差に応じた電流Ikをカソード端子Kからアノード端子Aに流す。
出力電圧Voutが変動すると、リファレンス電圧Vrが変動する。シャントレギュレータSRは、リファレンス電圧Vrが基準電圧Vbに対して変化すると、それに応じて電流Ikを変化させる。
フォトカプラPCは、発光ダイオードLEDと、フォトトランジスタPTrとを含む。発光ダイオードLEDは、流れる電流Ikに応じて発光する。電流Ikが変化すると、フォトカプラPCのフォトトランジスタPTrを流れる電流が変化する。
抵抗R1とフォトトランジスタPTrの接続点の電圧であるフィードバック電圧Vfbは、フィードバック信号としてPWM制御部3のFB端子に入力される。従って、フォトトランジスタPTrは、発光ダイオードLEDから生じる光の強度に応じた大きさのフィードバック電圧Vfbを生成する。PWM制御部3は、フィードバック電圧Vfbに応じて、出力電圧Voutが一定となるようにスイッチング素子2を制御する。
なお、シャントレギュレータSRのカソードKとリファレンス端子Rの間には、必要に応じてゲイン調整用のコンデンサC2が接続される。
出力電圧検出回路10の例は、例えば特許文献1に記載されている。
抵抗R1とフォトトランジスタPTrの接続点の電圧であるフィードバック電圧Vfbは、フィードバック信号としてPWM制御部3のFB端子に入力される。従って、フォトトランジスタPTrは、発光ダイオードLEDから生じる光の強度に応じた大きさのフィードバック電圧Vfbを生成する。PWM制御部3は、フィードバック電圧Vfbに応じて、出力電圧Voutが一定となるようにスイッチング素子2を制御する。
なお、シャントレギュレータSRのカソードKとリファレンス端子Rの間には、必要に応じてゲイン調整用のコンデンサC2が接続される。
出力電圧検出回路10の例は、例えば特許文献1に記載されている。
図6の出力電圧検出回路10では、電流Ikや出力電圧Voutにノイズがのると、PWM制御部3のフィードバック端子FBに入力されるフィードバック電圧Vfbが変動し、出力電圧Voutに発振等の望ましくない変動が生じる場合がある。
本発明の目的は、フォトカプラの発光ダイオードを流れる電流にノイズがのることを防止し、スイッチング電源装置の出力電圧の伝達経路において出力電圧にノイズがのった場合等にPWM制御部へのフィードバック信号に生じる変動を抑制し、スイッチング電源装置のノイズ耐性を向上させることができるスイッチング電源装置用出力電圧検出回路を提供することである。
上記目的を達成するために、本発明のスイッチング電源装置用出力電圧検出回路は、
スイッチング電源装置の出力電圧の変動を検出し、当該出力電圧を安定させるためのフィードバック信号を生成するスイッチング電源装置用出力電圧検出回路であって、
流れる電流に応じて発光する発光素子と、当該発光素子から生じる光の強度に応じた大きさの前記フィードバック信号を生成する受光素子とを含む光結合素子と、
前記発光素子を流れた電流がコレクタに入力され、ベースに印加される所定の制御電圧とエミッタに生じる電圧とに応じた大きさの前記電流をコレクタからエミッタに流すNPNトランジスタと、
前記出力電圧に基づいてリファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成部と、
前記NPNトランジスタを流れた電流がカソードに入力され、前記リファレンス電圧がリファレンス端子に入力され、前記リファレンス電圧の変化に応じてカソードからアノードに流れる電流を変化させるシャントレギュレータと、
を備えることを特徴とする。
スイッチング電源装置の出力電圧の変動を検出し、当該出力電圧を安定させるためのフィードバック信号を生成するスイッチング電源装置用出力電圧検出回路であって、
流れる電流に応じて発光する発光素子と、当該発光素子から生じる光の強度に応じた大きさの前記フィードバック信号を生成する受光素子とを含む光結合素子と、
前記発光素子を流れた電流がコレクタに入力され、ベースに印加される所定の制御電圧とエミッタに生じる電圧とに応じた大きさの前記電流をコレクタからエミッタに流すNPNトランジスタと、
前記出力電圧に基づいてリファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成部と、
前記NPNトランジスタを流れた電流がカソードに入力され、前記リファレンス電圧がリファレンス端子に入力され、前記リファレンス電圧の変化に応じてカソードからアノードに流れる電流を変化させるシャントレギュレータと、
を備えることを特徴とする。
好ましくは、本発明のスイッチング電源装置用出力電圧検出回路は、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れ、一定の電圧を生じる定電圧素子と、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れる抵抗と、
を備え、
前記シャントレギュレータが、基準電圧を出力する基準電圧生成部を有しており、前記リファレンス電圧を当該基準電圧と前記定電圧素子に生じる電圧と前記抵抗に生じる電圧との総和電圧と比較し、当該比較に基づいてカソードからアノードに流れる電流を変化させる、
ことを特徴とする。
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れ、一定の電圧を生じる定電圧素子と、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れる抵抗と、
を備え、
前記シャントレギュレータが、基準電圧を出力する基準電圧生成部を有しており、前記リファレンス電圧を当該基準電圧と前記定電圧素子に生じる電圧と前記抵抗に生じる電圧との総和電圧と比較し、当該比較に基づいてカソードからアノードに流れる電流を変化させる、
ことを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置用出力電圧検出回路は、
スイッチング電源装置の出力電圧の変動を検出し、当該出力電圧を安定させるためのフィードバック信号を生成するスイッチング電源装置用出力電圧検出回路であって、
流れる電流に応じて発光する発光素子と、当該発光素子から生じる光の強度に応じた大きさの前記フィードバック信号を生成する受光素子とを含む光結合素子と、
前記出力電圧に基づいてリファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成部と、
前記発光素子を流れた電流がカソードに入力され、前記リファレンス電圧がリファレンス端子に入力され、前記リファレンス電圧の変化に応じてカソードからアノードに流れる電流を変化させるシャントレギュレータと、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れ、一定の電圧を生じる定電圧素子と、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れる抵抗と、
を備え、
前記シャントレギュレータが、基準電圧を出力する基準電圧生成部を有しており、前記リファレンス電圧を当該基準電圧と前記定電圧素子に生じる電圧と前記抵抗に生じる電圧との総和電圧と比較し、当該比較に基づいてカソードからアノードに流れる電流を変化させる、
ことを特徴とする。
スイッチング電源装置の出力電圧の変動を検出し、当該出力電圧を安定させるためのフィードバック信号を生成するスイッチング電源装置用出力電圧検出回路であって、
流れる電流に応じて発光する発光素子と、当該発光素子から生じる光の強度に応じた大きさの前記フィードバック信号を生成する受光素子とを含む光結合素子と、
前記出力電圧に基づいてリファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成部と、
前記発光素子を流れた電流がカソードに入力され、前記リファレンス電圧がリファレンス端子に入力され、前記リファレンス電圧の変化に応じてカソードからアノードに流れる電流を変化させるシャントレギュレータと、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れ、一定の電圧を生じる定電圧素子と、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れる抵抗と、
を備え、
前記シャントレギュレータが、基準電圧を出力する基準電圧生成部を有しており、前記リファレンス電圧を当該基準電圧と前記定電圧素子に生じる電圧と前記抵抗に生じる電圧との総和電圧と比較し、当該比較に基づいてカソードからアノードに流れる電流を変化させる、
ことを特徴とする。
本発明によれば、フォトカプラの発光ダイオードを流れる電流にノイズがのることを防止し、スイッチング電源装置の出力電圧の伝達経路において出力電圧にノイズがのった場合等にPWM制御部へのフィードバック信号に生じる変動を抑制し、スイッチング電源装置のノイズ耐性を向上させることができる。
以下、本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置用出力電圧検出回路について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、全ての図において共通の構成要素には同一の符号を付し、繰り返しの説明を省略する。
図1は、本発明の第1の実施形態に係る出力電圧検出回路11の構成の一例を示す。
出力電圧検出回路11は、フォトカプラPCと、NPNトランジスタQ1と、ツェナーダイオードZD1と、シャントレギュレータSRと、可変抵抗VR1と、可変抵抗VR2と、コンデンサC2と、抵抗R4と、抵抗R5と、抵抗R6と、抵抗R7とを有する。
出力電圧検出回路11は、図6の出力電圧検出回路10と同様に、スイッチング電源装置の出力電圧Voutの変動を検出して、出力電圧Voutの変動の程度を示す信号をフォトカプラPCにより電位絶縁して伝達し、出力電圧Voutを安定させるためのフィードバック信号(フィードバック電圧Vfb)を生成する。フィードバック信号は、PWM制御部のFB端子に入力される。
出力電圧検出回路11は、フォトカプラPCと、NPNトランジスタQ1と、ツェナーダイオードZD1と、シャントレギュレータSRと、可変抵抗VR1と、可変抵抗VR2と、コンデンサC2と、抵抗R4と、抵抗R5と、抵抗R6と、抵抗R7とを有する。
出力電圧検出回路11は、図6の出力電圧検出回路10と同様に、スイッチング電源装置の出力電圧Voutの変動を検出して、出力電圧Voutの変動の程度を示す信号をフォトカプラPCにより電位絶縁して伝達し、出力電圧Voutを安定させるためのフィードバック信号(フィードバック電圧Vfb)を生成する。フィードバック信号は、PWM制御部のFB端子に入力される。
ただし、抵抗R4とフォトカプラPCのフォトトランジスタPTrとが直列に接続された回路には電圧Vcc1が印加される。電圧Vcc1は、直流安定化電源の出力であり、例えば24Vである。フィードバック電圧Vfbは、抵抗R4とフォトトランジスタPTrのコレクタとの接続点の電圧である。なお、スイッチング電源装置に直流電圧が入力される場合には、図6の出力電圧検出回路10と同様に、入力電圧を分圧して電圧Vcc1を生成してもよい。
また、出力電圧検出回路11では、図6の出力電圧検出回路10と異なり、フォトカプラPCに含まれる発光ダイオードLEDとシャントレギュレータSRとの間にNPNトランジスタQ1と抵抗R6が配置される。発光ダイオードLEDのカソードはNPNトランジスタQ1のコレクタに接続される。NPNトランジスタQ1のエミッタは抵抗R6の一端に接続される。抵抗R6の他端はシャントレギュレータSRのカソードKに接続される。発光ダイオードLEDとNPNトランジスタQ1と抵抗R6とシャントレギュレータSRとが直列に接続された回路には電圧Vcc2が印加され、電流Ikが流れる。電圧Vcc2は、直流安定化電源の出力であり、例えば24Vである。ただし、電圧Vcc2は、ノイズ等の影響を受けて変動する場合がある。なお、図6の出力電圧検出回路10と同様に、出力電圧Voutを分圧して電圧Vcc2を生成してもよい。
抵抗R5とツェナーダイオードZD1とが直列に接続された回路にも電圧Vcc2が印加される。抵抗R5とツェナーダイオードZD1のカソードとの接続点がNPNトランジスタQ1のベースに接続される。
抵抗R5とツェナーダイオードZD1とが直列に接続された回路にも電圧Vcc2が印加される。抵抗R5とツェナーダイオードZD1のカソードとの接続点がNPNトランジスタQ1のベースに接続される。
抵抗R7と可変抵抗VR2と可変抵抗VR1とが直列に接続された回路には出力電圧Voutが印加される。出力電圧Voutは、負荷で消費される電力やノイズの影響を受けて、例えば380Vを中心として変動する。可変抵抗VR1と可変抵抗VR2の接続点の電圧であるリファレンス電圧VrはシャントレギュレータSRのリファレンス端子Rに入力される。なお、抵抗R7と可変抵抗VR2と可変抵抗VR1とが直列に接続された回路は、本発明のリファレンス電圧生成部の一例である。
シャントレギュレータSRのカソードKとリファレンス端子Rの間には、必要に応じてゲイン調整用のコンデンサC2が接続される。
シャントレギュレータSRのカソードKとリファレンス端子Rの間には、必要に応じてゲイン調整用のコンデンサC2が接続される。
出力電圧検出回路11では、発光ダイオードLEDを流れた電流IkがNPNトランジスタQ1のコレクタに入力される。そして、NPNトランジスタQ1のベースにツェナーダイオードZD1によって生成される所定の制御電圧が入力される。NPNトランジスタQ1は、ベースに印加される所定の制御電圧とエミッタに生じる電圧とに応じた大きさの電流Ikをコレクタからエミッタに流す。従って、エミッタの電位に変化がなければ、ベース−エミッタ間電圧は一定となる。このとき、ノイズ等により電圧Vcc2が変化しても発光ダイオードLEDを流れる電流Ikは変化しない。
一方、出力電圧検出回路11では、NPNトランジスタQ1を流れた電流IkがシャントレギュレータSRのカソードKに入力される。出力電圧Voutが変動すると、リファレンス電圧Vrが変動する。このとき、リファレンス電圧Vrの変動に応じてシャントレギュレータSRのカソードK−アノードA間の抵抗値が変動するため、NPNトランジスタQ1のエミッタの電位が変化する。このため、NPNトランジスタQ1のベース−エミッタ間電圧が変化し、NPNトランジスタQ1のコレクタ−エミッタ間を流れる電流Ikが変化する。すなわち、シャントレギュレータSRはリファレンス電圧Vrの変化に応じてカソードKからアノードAに流れる電流Ikを変化させる。
従って、出力電圧検出回路11は、出力電圧Voutの変動の程度を示す信号をフォトカプラPCにより伝達することができる。一方、出力電圧検出回路11では、ノイズ等により電圧Vcc2が変化しても電流Ikにノイズはのらず、フォトカプラPCにより伝達される信号は変化しない。
従って、出力電圧検出回路11は、出力電圧Voutの変動の程度を示す信号をフォトカプラPCにより伝達することができる。一方、出力電圧検出回路11では、ノイズ等により電圧Vcc2が変化しても電流Ikにノイズはのらず、フォトカプラPCにより伝達される信号は変化しない。
図2は、第1の参考例である出力電圧検出回路12の構成を示す。
出力電圧検出回路12は、フォトカプラPCと、シャントレギュレータSRと、可変抵抗VR1と、可変抵抗VR2と、抵抗R10と、抵抗R4と、抵抗R6と、抵抗R7とを有する。
出力電圧検出回路12は、(ツェナーダイオードZD1と抵抗R5を含めて)NPNトランジスタQ1とコンデンサC2を有さない点、および抵抗R10を有する点が第1の実施形態に係る出力電圧検出回路11と異なる。その他の点では、出力電圧検出回路12は出力電圧検出回路11と同一である。
出力電圧検出回路12は、フォトカプラPCと、シャントレギュレータSRと、可変抵抗VR1と、可変抵抗VR2と、抵抗R10と、抵抗R4と、抵抗R6と、抵抗R7とを有する。
出力電圧検出回路12は、(ツェナーダイオードZD1と抵抗R5を含めて)NPNトランジスタQ1とコンデンサC2を有さない点、および抵抗R10を有する点が第1の実施形態に係る出力電圧検出回路11と異なる。その他の点では、出力電圧検出回路12は出力電圧検出回路11と同一である。
抵抗R10には、シャントレギュレータSRを流れた電流Ikが流れ、電流Ikに応じた電圧を生じる。シャントレギュレータSRのアノードAは抵抗R10に生じる電圧となる。
シャントレギュレータSRは、リファレンス電圧Vrを基準電圧Vbと抵抗R10に生じる電圧との和電圧と比較する。そして、シャントレギュレータSRは、その比較の結果に基づいてカソードKからアノードAに流れる電流Ikを変化させる。
シャントレギュレータSRは、リファレンス電圧Vrを基準電圧Vbと抵抗R10に生じる電圧との和電圧と比較する。そして、シャントレギュレータSRは、その比較の結果に基づいてカソードKからアノードAに流れる電流Ikを変化させる。
出力電圧Vout(すなわち、リファレンス電圧Vr)の上昇等により電流Ikが増加すると、シャントレギュレータSRのアノードAの電位が上がる。アノードAの電位が上がると、シャントレギュレータSRの基準電圧が高くなったことと等価となり、電流Ikの増加が抑制される。一方、出力電圧Voutの低下等により電流Ikが減少すると、シャントレギュレータSRのアノードAの電位が下がる。アノードAの電位が下がると、シャントレギュレータSRの基準電圧が低下したことと等価となり、電流Ikの減少が抑制される。このように、抵抗R10は電流Ikの変化を抑制する。このため、出力電圧検出回路12は、出力電圧Voutの伝達経路において出力電圧Voutにノイズがのった場合等にPWM制御部へのフィードバック電圧Vfbに生じる変動を抑制する。従って、出力電圧検出回路12を用いたスイッチング電源装置は、ノイズ耐性が向上し、出力電圧Voutが発振しにくくなる。これにより、出力電圧検出回路12では、ゲイン調整用のコンデンサC2が不要となる。
図3は、第2の参考例である出力電圧検出回路13の構成の一例を示す。
出力電圧検出回路13は、フォトカプラPCと、シャントレギュレータSRと、可変抵抗VR1と、可変抵抗VR2と、コンデンサC2と、ツェナーダイオードZD2と、抵抗R4と、抵抗R6と、抵抗R7とを有する。
出力電圧検出回路13は、(ツェナーダイオードZD1と抵抗R5を含めて)NPNトランジスタQ1を有さない点、およびツェナーダイオードZD2を有する点が第1の実施形態に係る出力電圧検出回路11と異なる。その他の点では、出力電圧検出回路13は出力電圧検出回路11と同一である。
出力電圧検出回路13は、フォトカプラPCと、シャントレギュレータSRと、可変抵抗VR1と、可変抵抗VR2と、コンデンサC2と、ツェナーダイオードZD2と、抵抗R4と、抵抗R6と、抵抗R7とを有する。
出力電圧検出回路13は、(ツェナーダイオードZD1と抵抗R5を含めて)NPNトランジスタQ1を有さない点、およびツェナーダイオードZD2を有する点が第1の実施形態に係る出力電圧検出回路11と異なる。その他の点では、出力電圧検出回路13は出力電圧検出回路11と同一である。
ツェナーダイオードZD2には、シャントレギュレータSRを流れた電流Ikが流れ、一定の電圧を生じる。このため、シャントレギュレータSRのアノードAは一定の電圧に保たれる。
シャントレギュレータSRは、リファレンス電圧Vrを基準電圧VbとツェナーダイオードZD2に生じる電圧とが加算された和電圧と比較する。そして、シャントレギュレータSRは、その比較の結果に基づいてカソードKからアノードAに流れる電流Ikを変化させる。
シャントレギュレータSRは、リファレンス電圧Vrを基準電圧VbとツェナーダイオードZD2に生じる電圧とが加算された和電圧と比較する。そして、シャントレギュレータSRは、その比較の結果に基づいてカソードKからアノードAに流れる電流Ikを変化させる。
ツェナーダイオードZD2のツェナー電圧は、例えば5V〜100Vである。出力電圧検出回路13では、シャントレギュレータSRの基準電圧はツェナーダイオードZD2のツェナー電圧だけ等価的に高くなる。このため、リファレンス電圧Vrを大きくすることができる。この結果、出力電圧検出回路13を用いたスイッチング電源装置は、出力電圧Voutの検出精度が向上する。
ただし、出力電圧検出回路13では、リファレンス電圧Vrに含まれるノイズも大きくなる。従って、ツェナーダイオードZD2がない場合に比べて、シャントレギュレータSRは出力電圧Voutに含まれるノイズの影響により電流Ikをより大きく変化させる。このため、出力電圧検出回路13を用いたスイッチング電源装置は、ツェナーダイオードZD2がない場合に比べて発振しやすくなる。
ただし、出力電圧検出回路13では、リファレンス電圧Vrに含まれるノイズも大きくなる。従って、ツェナーダイオードZD2がない場合に比べて、シャントレギュレータSRは出力電圧Voutに含まれるノイズの影響により電流Ikをより大きく変化させる。このため、出力電圧検出回路13を用いたスイッチング電源装置は、ツェナーダイオードZD2がない場合に比べて発振しやすくなる。
図4は、本発明の第2の実施形態に係る出力電圧検出回路14の構成の一例を示す。
出力電圧検出回路14は、フォトカプラPCと、シャントレギュレータSRと、可変抵抗VR1と、可変抵抗VR2と、抵抗R10と、ツェナーダイオードZD2と、抵抗R4と、抵抗R6と、抵抗R7とを有する。
出力電圧検出回路14は、(ツェナーダイオードZD1と抵抗R5を含めて)NPNトランジスタQ1とコンデンサC2を有さない点、および抵抗R10とツェナーダイオードZD2とを有する点が第1の実施形態に係る出力電圧検出回路11と異なる。その他の点では、出力電圧検出回路14は出力電圧検出回路11と同一である。
出力電圧検出回路14は、フォトカプラPCと、シャントレギュレータSRと、可変抵抗VR1と、可変抵抗VR2と、抵抗R10と、ツェナーダイオードZD2と、抵抗R4と、抵抗R6と、抵抗R7とを有する。
出力電圧検出回路14は、(ツェナーダイオードZD1と抵抗R5を含めて)NPNトランジスタQ1とコンデンサC2を有さない点、および抵抗R10とツェナーダイオードZD2とを有する点が第1の実施形態に係る出力電圧検出回路11と異なる。その他の点では、出力電圧検出回路14は出力電圧検出回路11と同一である。
抵抗R10には、シャントレギュレータSRを流れた電流Ikが流れ、電流Ikに応じた電圧を生じる。ツェナーダイオードZD2には、抵抗R10を流れた電流Ik、すなわちシャントレギュレータSRを流れた電流Ikが流れ、一定の電圧を生じる。シャントレギュレータSRのアノードAは抵抗R10に生じる電圧とツェナーダイオードZD2に生じる電圧とが加算された和電圧となる。出力電圧検出回路14では、シャントレギュレータSRの基準電圧は、抵抗R10に生じる電圧とツェナーダイオードZD2に生じる電圧とが加算された和電圧だけ等価的に高くなる。
シャントレギュレータSRは、リファレンス電圧Vrを基準電圧VbとツェナーダイオードZD2に生じる電圧と抵抗R10に生じる電圧との総和電圧と比較する。そして、シャントレギュレータSRは、その比較の結果に基づいてカソードKからアノードAに流れる電流Ikを変化させる。
なお、ツェナーダイオードZD2は、本発明の定電圧素子の一例である。
シャントレギュレータSRは、リファレンス電圧Vrを基準電圧VbとツェナーダイオードZD2に生じる電圧と抵抗R10に生じる電圧との総和電圧と比較する。そして、シャントレギュレータSRは、その比較の結果に基づいてカソードKからアノードAに流れる電流Ikを変化させる。
なお、ツェナーダイオードZD2は、本発明の定電圧素子の一例である。
図2の出力電圧検出回路12を用いたスイッチング電源装置は、ノイズ耐性が向上し、出力電圧Voutが発振しにくくなるが、出力電圧の検出感度が低下する。一方、図3の出力電圧検出回路13を用いたスイッチング電源装置は、出力電圧の検出感度が向上する。第2実施形態に係る出力電圧検出回路14は、抵抗R10とツェナーダイオードZD2の両方を有する。このため、出力電圧検出回路14を用いたスイッチング電源装置は、出力電圧の検出精度が低下することなく、ノイズ耐性が向上する。
なお、出力電圧検出回路14は、抵抗R10の後段にツェナーダイオードZD2が配置されており、抵抗R10を流れた電流IkがツェナーダイオードZD2を流れる例であるが、ツェナーダイオードZD2の後段に抵抗R10が配置されており、ツェナーダイオードZD2を流れた電流Ikが抵抗R10を流れる構成とすることもできる。
なお、出力電圧検出回路14は、抵抗R10の後段にツェナーダイオードZD2が配置されており、抵抗R10を流れた電流IkがツェナーダイオードZD2を流れる例であるが、ツェナーダイオードZD2の後段に抵抗R10が配置されており、ツェナーダイオードZD2を流れた電流Ikが抵抗R10を流れる構成とすることもできる。
図5は、本発明の第3の実施形態に係る出力電圧検出回路15の構成の一例を示す。
出力電圧検出回路15は、フォトカプラPCと、NPNトランジスタQ1と、ツェナーダイオードZD1と、シャントレギュレータSRと、可変抵抗VR1と、可変抵抗VR2と、コンデンサC2と、抵抗R10と、ツェナーダイオードZD2と、抵抗R4と、抵抗R5と、抵抗R6と、抵抗R7とを有する。
出力電圧検出回路15は、コンデンサC2を有さない点、および抵抗R10とツェナーダイオードZD2とを有する点が第1の実施形態に係る出力電圧検出回路11と異なる。その他の点では、出力電圧検出回路15は出力電圧検出回路11と同一である。
出力電圧検出回路15は、フォトカプラPCと、NPNトランジスタQ1と、ツェナーダイオードZD1と、シャントレギュレータSRと、可変抵抗VR1と、可変抵抗VR2と、コンデンサC2と、抵抗R10と、ツェナーダイオードZD2と、抵抗R4と、抵抗R5と、抵抗R6と、抵抗R7とを有する。
出力電圧検出回路15は、コンデンサC2を有さない点、および抵抗R10とツェナーダイオードZD2とを有する点が第1の実施形態に係る出力電圧検出回路11と異なる。その他の点では、出力電圧検出回路15は出力電圧検出回路11と同一である。
第2の実施形態に係る出力電圧検出回路14と同様に、抵抗R10には、シャントレギュレータSRを流れた電流Ikが流れ、電流Ikに応じた電圧を生じる。ツェナーダイオードZD2には、抵抗R10を流れた電流Ik、すなわちシャントレギュレータSRを流れた電流Ikが流れ、一定の電圧を生じる。シャントレギュレータSRのアノードAは抵抗R10に生じる電圧とツェナーダイオードZD2に生じる電圧とが加算された和電圧となる。
シャントレギュレータSRは、リファレンス電圧Vrを基準電圧VbとツェナーダイオードZD2に生じる電圧と抵抗R10に生じる電圧との総和電圧と比較する。そして、シャントレギュレータSRは、その比較の結果に基づいてカソードKからアノードAに流れる電流Ikを変化させる。
シャントレギュレータSRは、リファレンス電圧Vrを基準電圧VbとツェナーダイオードZD2に生じる電圧と抵抗R10に生じる電圧との総和電圧と比較する。そして、シャントレギュレータSRは、その比較の結果に基づいてカソードKからアノードAに流れる電流Ikを変化させる。
出力電圧検出回路15は、第1の実施形態に係る出力電圧検出回路11のNPNトランジスタQ1に加えて、第2の実施形態に係る出力電圧検出回路14と同様に、抵抗R10とツェナーダイオードZD2の両方を有する。このため、出力電圧検出回路15は、第1の実施形態の効果に加えて第2の実施形態の効果を併せ持つ。
なお、第2の実施形態に係る出力電圧検出回路14と同様に、出力電圧検出回路15は、抵抗R10の後段にツェナーダイオードZD2が配置されており、抵抗R10を流れた電流IkがツェナーダイオードZD2を流れる例であるが、ツェナーダイオードZD2の後段に抵抗R10が配置されており、ツェナーダイオードZD2を流れた電流Ikが抵抗R10を流れる構成とすることもできる。
なお、第2の実施形態に係る出力電圧検出回路14と同様に、出力電圧検出回路15は、抵抗R10の後段にツェナーダイオードZD2が配置されており、抵抗R10を流れた電流IkがツェナーダイオードZD2を流れる例であるが、ツェナーダイオードZD2の後段に抵抗R10が配置されており、ツェナーダイオードZD2を流れた電流Ikが抵抗R10を流れる構成とすることもできる。
また、図1と図4と図5に示した第1〜第3の実施形態では、抵抗R6が発光ダイオードLEDとシャントレギュレータSRとの間に配置された例を示したが、図6の出力電圧検出回路10に含まれる抵抗R2と同様に、抵抗R6を発光ダイオードLEDの前段に配置し、抵抗R6を流れた電流Ikが発光ダイオードLEDのアノードに入力される構成とすることもできる。
また、本発明の出力電圧検出回路は、直流電圧を異なる直流電圧に変換するDC−DCコンバータだけでなく、交流電圧を直接直流電圧に変換するAC−DCコンバータにも使用することができる。
以上説明したように、本発明によれば、フォトカプラの発光ダイオードを流れる電流にノイズがのることを防止することができる。また、スイッチング電源装置の出力電圧の伝達経路において出力電圧にノイズがのった場合等にPWM制御部へのフィードバック信号に生じる変動を抑制することができるため、スイッチング電源装置のノイズ耐性を向上させ、出力電圧が発振しにくくすることができる。
以上、本発明の実施形態について説明したが、製造上の都合やその他の要因によって必要となる様々な修正や組み合わせは、請求項に記載されている発明や発明の実施形態に記載されている具体例に対応する発明の範囲に含まれる。
11〜15…出力電圧検出回路、PC…フォトカプラ、LED…フォトカプラPCの発光ダイオード、PTr…フォトカプラPCのフォトトランジスタ、Q1…NPNトランジスタ、ZD1…ツェナーダイオード、SR…シャントレギュレータ、VR1,VR2…可変抵抗、C2…コンデンサ、R10…抵抗、ZD2…ツェナーダイオード、R4〜R7…抵抗
Claims (3)
- スイッチング電源装置の出力電圧の変動を検出し、当該出力電圧を安定させるためのフィードバック信号を生成するスイッチング電源装置用出力電圧検出回路であって、
流れる電流に応じて発光する発光素子と、当該発光素子から生じる光の強度に応じた大きさの前記フィードバック信号を生成する受光素子とを含む光結合素子と、
前記発光素子を流れた電流がコレクタに入力され、ベースに印加される所定の制御電圧とエミッタに生じる電圧とに応じた大きさの前記電流をコレクタからエミッタに流すNPNトランジスタと、
前記出力電圧に基づいてリファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成部と、
前記NPNトランジスタを流れた電流がカソードに入力され、前記リファレンス電圧がリファレンス端子に入力され、前記リファレンス電圧の変化に応じてカソードからアノードに流れる電流を変化させるシャントレギュレータと、
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置用出力電圧検出回路。 - 前記シャントレギュレータを流れた電流が流れ、一定の電圧を生じる定電圧素子と、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れる抵抗と、
を備え、
前記シャントレギュレータが、基準電圧を出力する基準電圧生成部を有しており、前記リファレンス電圧を当該基準電圧と前記定電圧素子に生じる電圧と前記抵抗に生じる電圧との総和電圧と比較し、当該比較に基づいてカソードからアノードに流れる電流を変化させる、
ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置用出力電圧検出回路。 - スイッチング電源装置の出力電圧の変動を検出し、当該出力電圧を安定させるためのフィードバック信号を生成するスイッチング電源装置用出力電圧検出回路であって、
流れる電流に応じて発光する発光素子と、当該発光素子から生じる光の強度に応じた大きさの前記フィードバック信号を生成する受光素子とを含む光結合素子と、
前記出力電圧に基づいてリファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成部と、
前記発光素子を流れた電流がカソードに入力され、前記リファレンス電圧がリファレンス端子に入力され、前記リファレンス電圧の変化に応じてカソードからアノードに流れる電流を変化させるシャントレギュレータと、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れ、一定の電圧を生じる定電圧素子と、
前記シャントレギュレータを流れた電流が流れる抵抗と、
を備え、
前記シャントレギュレータが、基準電圧を出力する基準電圧生成部を有しており、前記リファレンス電圧を当該基準電圧と前記定電圧素子に生じる電圧と前記抵抗に生じる電圧との総和電圧と比較し、当該比較に基づいてカソードからアノードに流れる電流を変化させる、
ことを特徴とするスイッチング電源装置用出力電圧検出回路。
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WO2019220205A1 (ja) | 2018-05-15 | 2019-11-21 | 日産自動車株式会社 | 乗降位置決定方法、乗降位置決定装置、ならびに、乗降位置決定システム |
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