JP2017169340A - スイッチング電源装置の制御回路およびスロープ生成回路 - Google Patents
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Abstract
Description
サブハーモニック発振を抑制するために、インダクタ電流の上昇スロープおよび下降スロープのずれをスロープ電圧によって補正するスロープ補償が行われる。
〔S1〕発振器回路12は、一定周期のクロック信号ckを出力する。
発振器回路12は、抵抗R3、コンデンサC1、C2、トランジスタTr2〜Tr4、NMOSトランジスタN2、N3、PMOSトランジスタP3〜P7、電流源I2、コンパレータcomp1、comp2およびRSフリップフロップIC1を含む。
コンパレータcomp1の負側入力端子は、電圧Vb(例えば、2.5V)が印加され、コンパレータcomp1の出力端子は、RSフリップフロップIC1のセット端子Sに接続する。
コンパレータcomp2の負側入力端子は、電圧Vc(例えば、0.6V)が印加され、コンパレータcomp2の出力端子は、RSフリップフロップIC1のリセット端子Rに接続する。
一方、電圧Vosc2は、図11に示す発振器回路12内のノードn2における電圧であり、コンデンサC2の充電電圧になる。なお、ノードn2は、PMOSトランジスタP7のドレイン、コンパレータcomp2の正側入力端子(+)、コンデンサC2の一端およびNMOSトランジスタN3のドレインに接続している箇所である。
一方、コンパレータcomp1の出力信号comp1outは、RSフリップフロップIC1のセット端子Sに入力し、コンパレータcomp2の出力信号comp2outは、RSフリップフロップIC1のリセット端子Rに入力している。
よって、コンデンサC1の充電に対して、以下の式(4a)が成り立ち、コンデンサC2の充電に対して、以下の式(4b)が成り立つ。
なお、ノードnAは、PMOSトランジスタP8のドレイン、トランジスタTr5のベース、NMOSトランジスタN4のドレインおよびコンデンサC3の一端に接続している箇所である。
コンデンサC3の充電に伴ってB電圧が0Vから((5μA×dt1)/C3)×(R5/(R4+R5))に向かって上昇するにつれて、スロープ電圧V_slopeは、max1(V_slope)からmin1(V_slope)に向かって徐々に低下していく。
図1はスイッチング電源装置に好適な、本発明に係る制御回路の一部の構成例を示す図である。この制御回路は、出力電圧とともに、トランスのインダクタ電流をフィードバックして出力電圧の定電圧化を図る電流モード制御のスイッチング電源装置の制御を行う回路であり、フィードバック回路11、発振器回路12−1およびスロープ生成回路13−1を備える。
〔S11〕発振器回路12−1は、一定周期のクロック信号ck1を出力する。
〔S12〕駆動信号VOUTによってスイッチング素子PT1がオンすると(VOUT=H)、トランスT1の1次側巻線Tn1に電流が流れ、電流検出端子CSに印加される電流検出信号電圧VCSは増加する。
発振器回路12−1は、抵抗R3a、コンデンサC0、トランジスタTr2〜Tr4、NMOSトランジスタN2、PMOSトランジスタP3、P4、電流源I2およびコンパレータcomp1を含む。
最初に発振器回路12−1について説明する。PMOSトランジスタP3、P4のカレントミラー回路において、PMOSトランジスタP3、P4のミラー比は、4:1であるから、抵抗R3aを流れる電流IR3aを1/4にした電流でコンデンサC0が充電される。
フィードバック回路11から発振器回路12−1への出力電圧((R1+R2)/R1)・(VFB−Vbe)が2.5V以上のとき、すなわち((R1+R2)/R1)・(VFB−Vbe)≧2.5Vに対して上記の数値を代入すると、VFB≧1.15Vとなる。
以上説明したように、本発明によれば、カレントミラー回路を利用してスロープ補償電流を生成し、フィードバック端子電圧VFBから抵抗値を介してスロープ補償電流を減算してスロープ電圧を生成する構成とした。これにより、オペアンプを用いずに、素子数の少ない簡素な回路でスロープ補償機能を実現することが可能になる。
10、10−1 制御回路
11 フィードバック回路
12、12−1 発振器回路
13、13−1 スロープ生成回路
13a−1 スロープ補償原電流生成回路
13a、13b−1 電圧減算回路
100 スイッチング電源装置
R41 第1の抵抗
R42 第2の抵抗
T1 トランス
Tr11 PNPトランジスタ
Tr12 NPNトランジスタ
P11、P12 PMOSトランジスタ
PC1 フォトカプラ
PT1 スイッチング素子
N11、N12 NMOSトランジスタ
I7 電流源
VDD 内部電源
VFB フィードバック端子電圧(フィードバック電圧)
Vosc0 三角波電圧
Vd 分圧電圧
Is スロープ補償電流
V_slope スロープ電圧
Claims (6)
- トランスのインダクタ電流をフィードバックして定電圧化を図る電流モード制御のスイッチング電源装置の制御回路において、
前記トランスの2次側出力からフィードバックされたフィードバック電圧に応じた電圧信号を出力するフィードバック回路と、
前記電圧信号を電流信号に変換し、前記電流信号に比例する充電電流でコンデンサを充電して所定の発振周波数のクロック信号および前記クロック信号に同期した三角波電圧を生成する発振器回路と、
前記三角波電圧を第1の抵抗で変換した電流から、カレントミラー回路によりスロープ補償電流を生成し、第2の抵抗により前記スロープ補償電流から電圧への変換および該電圧の前記フィードバック電圧が分圧された分圧電圧からの減算を行って、スロープ電圧を生成するスロープ生成回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源装置の制御回路。 - 前記発振器回路は、
前記電圧信号をベースで受ける第1のトランジスタと、
前記第1のトランジスタに流れる電流を供給するための第1の電流源と、
前記第1のトランジスタのエミッタ電圧をベースで受ける第2のトランジスタと、
前記第2のトランジスタのエミッタ電圧の上限を決める第3のトランジスタと、
前記第2のトランジスタのエミッタ電圧が印加されて前記電流信号が流れる第3の抵抗と、
ミラー比に応じて前記電流信号を複製した前記充電電流を出力する第1のカレントミラー回路と、
前記三角波電圧となる前記コンデンサの充電電圧と、閾値電圧との比較結果に応じて前記クロック信号を生成して出力するコンパレータと、
前記クロック信号にもとづきオンして、前記コンデンサの電荷を放電するスイッチと、
を備えることを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置の制御回路。 - 前記第1のトランジスタは、第1のPNPトランジスタであり、前記第2のトランジスタは、第1のNPNトランジスタであり、前記第3のトランジスタは、第2のPNPトランジスタであり、前記第1のカレントミラー回路は、第1のPMOSトランジスタと、第2のPMOSトランジスタとで形成され、前記スイッチが第1のNMOSトランジスタであり、
前記第1のPNPトランジスタのベースには、前記電圧信号が印加され、
前記第1の電流源の入力端は、電源と、前記第1のPMOSトランジスタのソースと、前記第2のPMOSトランジスタのソースと接続し、
前記第1の電流源の出力端は、前記第1のPNPトランジスタのエミッタ、前記第2のPNPトランジスタのエミッタと、前記第1のNPNトランジスタのベースと接続し、
前記第1のNPNトランジスタのコレクタは、前記第1のPMOSトランジスタのドレインと、前記第1のPMOSトランジスタのゲートと、前記第2のPMOSトランジスタのゲートと接続し、
前記第2のPNPトランジスタのベースには、前記第1のNPNトランジスタの前記第2のエミッタ電圧の上限を決める電圧が印加され、前記第1のNPNトランジスタのエミッタは、前記第3の抵抗の一端と接続し、
前記第2のPMOSトランジスタのドレインは、前記コンパレータの正側入力端子と、前記コンデンサの一端と、前記第1のNMOSトランジスタのドレインと、前記スロープ生成回路の入力端と接続し、前記コンパレータの負側入力端子には前記閾値電圧が印加し、
前記第1、第2のPNPトランジスタのコレクタと、前記第3の抵抗の他端と、前記コンデンサの他端と、前記第1のNMOSトランジスタのソースとは、グランドに接続する、
ことを特徴とする請求項2記載のスイッチング電源装置の制御回路。 - 前記スロープ生成回路は、
前記三角波電圧をベースで受ける第4のトランジスタと、
前記第4のトランジスタに流れる電流を供給するための第2の電流源と、
前記第4のトランジスタのエミッタ電圧をベースで受ける第5のトランジスタと、
前記第5のトランジスタのエミッタ電圧が印加されて電流が流れる前記第1の抵抗と、
ミラー比に応じて該電流を複製した電流を出力する第2のカレントミラー回路と、
一端には前記分圧電圧が印加され、他端から前記スロープ電圧が出力される前記第2の抵抗と、
前記第2のカレントミラー回路から出力された前記複製した電流をさらに複製した前記スロープ補償電流を前記第2の抵抗の他端から流す第3のカレントミラー回路と、
を有することを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置の制御回路。 - 前記第4のトランジスタは、第3のPNPトランジスタであり、前記第5のトランジスタは、第2のNPNトランジスタであり、前記第2のカレントミラー回路は、第3のPMOSトランジスタと、第4のPMOSトランジスタとで形成され、前記第3のカレントミラー回路は、第2のNMOSトランジスタと、第3のNMOSトランジスタとで形成され、
前記第3のPNPトランジスタのベースには、前記三角波電圧が印加され、
前記第2の電流源の入力端は、電源と、前記第3のPMOSトランジスタのソースと、前記第4のPMOSトランジスタのソースと接続し、
前記第2の電流源の出力端は、前記第3のPNPトランジスタのエミッタと、前記第2のNPNトランジスタのベースに接続し、
前記第2のNPNトランジスタのコレクタは、前記第3のPMOSトランジスタのドレインと、前記第3のPMOSトランジスタのゲートと、前記第4のPMOSトランジスタのゲートと接続し、
前記第2のNPNトランジスタのエミッタは、前記第1の抵抗の一端に接続し、
前記第4のPMOSトランジスタのドレインは、前記第3のNMOSトランジスタのドレインと、前記第2のNMOSトランジスタのゲートと、前記第3のNMOSトランジスタのゲートと接続し、
前記第2の抵抗の一端には、前記分圧電圧が印加され、前記第2のNMOSトランジスタのドレインは、前記第2の抵抗の他端に接続し、
前記第3のPNPトランジスタのコレクタと、前記第1の抵抗の他端と、前記第2のNMOSトランジスタのソースと、前記第3のNMOSトランジスタのソースと、はグランドに接続する、
ことを特徴とする請求項4記載のスイッチング電源装置の制御回路。 - トランスのインダクタ電流をフィードバックして定電圧化を図る電流モード制御のスイッチング電源装置のスロープ補償を行うスロープ生成回路において、
前記トランスの2次側出力からフィードバックされたフィードバック電圧に応じた電圧信号から生成された電流信号に比例する充電電流でコンデンサが充電され、前記コンデンサが充電されることにより生成される所定の発振周波数のクロック信号に同期した三角波電圧を受信して、前記三角波電圧を第1の抵抗で変換した電流から、カレントミラー回路によりスロープ補償原電流を生成するスロープ補償原電流生成回路と、
前記カレントミラー回路とは別のカレントミラー回路により前記スロープ補償原電流を複写してスロープ補償電流を生成し、第2の抵抗により前記スロープ補償電流から電圧への変換および該電圧の前記フィードバック電圧が分圧された分圧電圧からの減算を行ってスロープ電圧を生成する電圧減算回路と、
を有することを特徴とするスロープ生成回路。
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