JP2017163764A

JP2017163764A - 電力変換装置

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Publication number: JP2017163764A
Application number: JP2016047742A
Authority: JP
Inventors: ヤンホンチャン; Yanhong Chan; 貴志小玉; Takashi Kodama
Original assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2016-03-11
Filing date: 2016-03-11
Publication date: 2017-09-14
Anticipated expiration: 2036-03-11
Also published as: JP6690317B2

Abstract

【課題】電力変換装置において、漏れ電流の抑制効果を高めつつ、回路の小型化・低コスト化を図る。【解決手段】電力変換装置は、直流電圧源２に接続された第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２と、第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２の直流電圧を交流電圧に変換する３相２レベルのインバータＩＮＶと、インバータＩＮＶの交流側に直列接続された第１，第２リアクトルＬ１，Ｌ２と、第１，第２リアクトルＬ１，Ｌ２の共通接続点に一端が接続されたフィルタコンデンサＣ２と、を各相に有するＡＣフィルタと、を備える。前記各相のフィルタコンデンサＣ２の他端と第２直流コンデンサＣｄｃ２の負極端とを接続する。また、インバータＩＮＶは、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を用いないＲＣＭＶ−ＰＷＭ制御を行う。【選択図】図１

Description

本発明は、３相２レベルインバータを有する電力変換装置に係り、特にコモンモード電圧の低減に関する。

トランスレスＰＶＰＣＳ，モータドライブその他一般的に使用される図１２に示すような高周波ＰＷＭ３相２レベルインバータでは、図１３に示すようなコモンモード電圧Ｖｃｏｍは大きな問題となる。非特許文献１，２に開示されているように、コモンモード電圧Ｖｃｏｍは浮遊容量Ｃｓｐｐ，Ｃｓｐｎ，Ｃｓｔへの漏れ電流，電磁干渉，高リプル電圧による絶縁破壊の原因となる。

図１３の最下段に示しているコモンモード電圧Ｖｃｏｍは、以下の（１）式によって求められる。

図１２のスイッチングデバイスＴ１がＯＮ、スイッチングデバイスＴ２がＯＦＦの時、（１）式のＳａは１となる。図１２のスイッチングデバイスＴ１がＯＦＦ、スイッチングデバイスＴ２がＯＮの時、（１）式のＳａは０となる。図１２のスイッチングデバイスＴ３がＯＮ、スイッチングデバイスＴ４がＯＦＦの時、（１）式のＳｂは１となる。図１２のスイッチングデバイスＴ３がＯＦＦ、スイッチングデバイスＴ４がＯＮの時、（１）式のＳｂは０となる。図１２のスイッチングデバイスＴ５がＯＮ、スイッチングデバイスＴ６がＯＦＦの時、（１）式のＳｃは１となる。図１２のスイッチングデバイスＴ５がＯＦＦ、スイッチングデバイスＴ６がＯＮの時、（１）式のＳｂは０となる。

漏れ電流が多いと、電力変換装置の負荷１がノイズにより誤動作しやすい、電蝕が起きやすい、という問題が生じる。

この漏れ電流の問題を解決する従来技術は、以下に示す（Ａ），（Ｂ）の２つに分類することができる。

（Ａ）インバータＩＮＶのスイッチングデバイスＴ１〜Ｔ６のオンオフ信号を決定するＰＷＭ制御方法を変更する。以下、コモンモード電圧Ｖｃｏｍを低減するＰＷＭ制御方法をＲＣＭＶ−ＰＷＭ（ＲｅｄｕｃｅＣｏｍｍｏｎＭｏｄｅＶｏｌｔａｇｅＰＷＭ）と称する。

（Ｂ）電力変換装置の回路構成を変更する。

（Ａ）ＲＣＭＶ−ＰＷＭは、Ｖ０，Ｖ７等のゼロベクトルを用いないのが原則である。なお、ゼロベクトルＶ０はスイッチングデバイスＴ２，Ｔ４，Ｔ６をターンオンする。ゼロベクトルＶ７はスイッチングデバイスＴ１，Ｔ３，Ｔ５をターンオンする。

ＲＣＭＶ−ＰＷＭの一例であるＮＳＰＷＭ（ＮｅａｒＳｔａｔｅＰＷＭ）を図１４（ａ）に示す。図１４（ａ）に示すように、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３の状態の近いベクトルにより電圧指令値Ｖｒｅｆを生成する。その結果、コモンモード電圧Ｖｃｏｍは、図１４（ｂ）に示すように、−Ｖｄｃ／６から＋Ｖｄｃ／６の間のみに変化する。

なお、コモンモード電圧Ｖｃｏｍの算出は、図１３と同様に上記（１）式を用いる。なお、ＲＣＭＶ−ＰＷＭの詳細については後述する。

非特許文献３，５，８では、各相に設けられた補助回路により、コモンモード電圧Ｖｃｏｍを抑制、または、漏れ電流を低減することが開示されている。非特許文献３，５，８では、図１５，図１６に示すように、受動的または能動的コモンモードフィルタを用いたものが開示されている。

特開２００５−９４９１８号公報特開２００１−６９７６２号公報

Hyeoun-Dong Lee,Seung-Ki Sul,‘‘A Common Mode Voltage Reduction in Boost Rectifier/Inverter System by Shifting Active Voltage Vector in a Control Period’’,IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONCS,VOL.15 NO.6,NOVEMER2000. Bo Yang,Wuhua Li,Yunjie Gu,Wenfeng Cui,and Xiangning He,‘‘Improved Transformerless Inverter With Common-Mode Leakage Current Elimination for a Photovoltaic Grid-Connected Power System’’,IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONCS, VOL.27, NO.2, February2012. Madhav D.Manjrekar,Thomas A.Lipo,‘‘An Auxiliary Zero State Synthesizer to Reduce Common Mode Voltage in Three-phase Inverters’’,Industry Applications Conference 1999 IEEE. Ahmet M Hava、Emre Un、‘‘Performance Analysis of Reduced Common-Mode Voltage PWM Methods and Comparison With Standard PWM Methods for Three-Phase Voltage-Source Inverter’’,IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONCS,VOL.24,NO.1,JANUARY2009. Satoshi Ogasawara,Hideki Ayano,and Hirofumi Akagi,‘‘An Active Circuit for Cansellation of Common-Mode Voltage Generated by a PWM Inverter’’IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONCS VOL.13 NO.5,SEPTEMBER1998. Richard Zhang,Xin Wu and Timothy Wang,‘‘Analysis of Common Mode EMI for Three Phase Voltage Source Converters’’,POWER Electronics Specialist Conference,2003,IEEE34th Annual. VH Prasad, "Space Vector Modulation for Three-Leg Voltage",インターネット〈ＵＲＬ：http://scholar.lib.vt.edu/theses/available/etd-2798-1216/unrestricted/chap2.pdf〉

しかしながら、図１４に示すＲＣＭＶ−ＰＷＭの場合、コモンモード電圧Ｖｃｏｍは減少するが、抑制できない漏れ電流が発生する。

図１５，図１６の回路構成の場合、コモンモードフィルタに使用されるリアクトルまたは変圧器を要するため、装置が大型化およびコストアップしてしまう。

また、図１６の回路構成の場合、スイッチングデバイスＴｒ１，Ｔｒ２を追加することが必要となる。さらに、スイッチングデバイスＴｒ１，Ｔｒ２が追加されることにより、制御方法が複雑になり、電力損失が増大する。

以上示したようなことから、電力変換装置において、漏れ電流の抑制効果を高めつつ、回路の小型化・低コスト化を図ることが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、直流電圧源に接続された第１直流コンデンサおよび第２直流コンデンサと、前記第１，第２直流コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換する３相２レベルのインバータと、前記インバータの交流側に直列接続された第１リアクトルと第２リアクトルと、前記第１リアクトルと前記第２リアクトルの共通接続点に一端が接続されたフィルタコンデンサと、を各相に有するＡＣフィルタと、を備えた電力変換装置であって、前記各相のフィルタコンデンサの他端と前記第２直流コンデンサの負極端とを接続し、前記インバータは、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を用いないＲＣＭＶ−ＰＷＭ制御を行うことを特徴とする。

また、他の態様として、直流電圧源に接続された第１直流コンデンサおよび第２直流コンデンサと、前記第１，第２直流コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換する３相２レベルのインバータと、前記インバータの出力側に直列接続された第１リアクトルと第２リアクトルと、前記第１リアクトルと前記第２リアクトルの共通接続点に一端が接続されたフィルタコンデンサと、を各相に有するＡＣフィルタと、前記ＡＣフィルタの出力側に一端が接続された各相のキャパシタと、を備えた電力変換装置であって、前記各相のキャパシタの他端と前記第２直流コンデンサの負極端とを接続し、前記インバータは、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を用いないＲＣＭＶ−ＰＷＭ制御を行うことを特徴とする。

本発明によれば、電力変換装置において、漏れ電流の抑制効果を高めつつ、回路の小型化・低コスト化を図ることが可能となる。

実施形態１の電力変換装置の回路構成図。実施形態２の電力変換装置の回路構成図。実施形態２のコモンモードフィルタを示す概略図。電圧ベクトルを示す概略図。従来のＰＷＭ制御とコモンモード電圧を示すタイムチャート。ＮＳＰＷＭのスイッチングデバイスの状態とコモンモード電圧を示す図。従来のＰＷＭ制御のコモンモード電圧をＦＦＴにより三角波にした図。図１の等価回路を示す図。図２の等価回路を示す図。コモンモード電流の電流経路を示す図。特許文献２の回路構成を示す図。従来の３相２レベルインバータを示す回路図。コモンモード電圧を示すタイムチャート。ＮＳＰＷＭｓの説明図。コモンモードフィルタを追加した従来の３相２レベルインバータを示す回路図。能動的コモンモードフィルタを用いた従来の３相２レベルインバータを示す回路図。

以下、本願発明に係るＲＣＭＶ−ＰＷＭｓとコモンモードフィルタとを組み合わせた電力変換装置の実施形態１〜２を図１〜図１１に基づいて詳述する。

［実施形態１］
本実施形態１は、図１に示すように、ＡＣフィルタＡＣｆにおけるフィルタコンデンサＣ２の共通接続点と第２直流コンデンサＣｄｃ２の負極端（ＤＣバスの負側端子）とを接続することにより、コモンモードフィルタとしたものである。したがって、ＡＣフィルタＡＣｆは差動方式とコモンモードフィルタとしての両方の機能を有する。そのため、図１５、図１６の構成のような追加部品を必要としない。

ここで、図１の電力変換装置の回路構成を説明する。図１に示すように、電力変換装置は、直流電圧源２に接続された第１直流コンデンサＣｄｃ１および第２直流コンデンサＣｄｃ２と、第１，第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２の直流電圧を交流電圧に変換する３相２レベルのインバータＩＮＶと、前記インバータＩＮＶの交流側に直列接続されたＡＣフィルタＡＣｆと、を備えている。ＡＣフィルタＡＣｆは、インバータＩＮＶの出力側に直列接続された第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２と、第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２の共通接続点に一端が接続されたフィルタコンデンサＣ２と、を各相に有する。

図１，図２において、１は負荷または配電網を示す。

そして、各相のフィルタコンデンサＣ２の他端と第２直流コンデンサＣｄｃ２の負極端（ＤＣバスの負側端子）とが接続されている。

［実施形態２］
本実施形態２の電力変換装置は、実施形態１の電力変換装置に対し、ＡＣフィルタＡＣｆと負荷１との間に一端が接続されたキャパシタＣ３を各相に設けたものである。図２に示すように、各相のキャパシタＣ３の他端は第２直流コンデンサＣｄｃ２の負極端（ＤＣバスの負側端子）に接続されている。

本実施形態２は、図３に示すように、ＡＣフィルタＡＣｆにおける第１，第２リアクトルＬ１，Ｌ２と、追加で設けたキャパシタＣ３と、をコモンモードフィルタと等価の回路としたものである。そのため、ＡＣフィルタＡＣｆにおける第１，第２リアクトルＬ１，Ｌ２，キャパシタＣ３のインピーダンスを小さくすることができる。

実施形態１，２は、追加部品を不要とし、コモンモードリアクトルを必要としないため、装置の小型化、低コスト化を図ることが可能となる。

また、実施形態１，２では、前述のＲＣＭＶ−ＰＷＭを用いる。ＲＣＭＶ−ＰＷＭの詳細を以下に説明する。なお、比較する上で、従来のＰＷＭ制御についても説明する。

コモンモード電圧Ｖｃｏｍは以下の（２）式のように定義する。

Ｖａは、図１，図２のスイッチングデバイスＴ１とスイッチングデバイスＴ２の共通接続点から中性点Ｏまでの電圧を示す。Ｖｂは、図１，図２のスイッチングデバイスＴ３とスイッチングデバイスＴ４の共通接続点から中性点Ｏまでの電圧を示す。Ｖｃは、図１，図２のスイッチングデバイスＴ５とスイッチングデバイスＴ６の共通接続点から中性点Ｏまでの電圧を示す。

インバータＩＮＶのコモンモード電圧Ｖｃｏｍ（図１，図２の端子Ｔ’から中性点Ｏまでの電圧）は以下の（３）式のように表すことができる。

ＶｄｃはＤＣバスの電圧を示し、Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃは「１」または「０」の各相のスイッチングデバイスＴ１〜Ｔ６の状態を表し、Ｖ０〜Ｖ７は図４に示す８つの電圧ベクトルを示す。なお、図１、図２では、第１、第２直流コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２の印加電圧をそれぞれＶｄｃ／２とする。

表１は、これらの電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７とコモンモード電圧Ｖｃｏｍとの関係を示したものである。表１からゼロベクトルであるＶ０とＶ７は最も高いコモンモード電圧Ｖｃｏｍを生成することがわかる。したがって、コモンモード電圧Ｖｃｏｍを減少させたい場合は、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７は避けるべきである。

ゼロベクトルＶ０，Ｖ７は、図５に示すように、対称ＰＷＭ制御では最低の歪み率（ＴＨＤ）とスイッチング数の減少によりスイッチング損失を低減できる（非特許文献７）という重要な役割を担っている。しかしながら、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７は、±Ｖｄｃ／２という大きなコモンモード電圧Ｖｃｏｍの振幅と、大きなスイッチング周波数の原因となる。

一方、ＲＣＭＶ−ＰＷＭでは、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を使用していない。例えば、ＮＳＰＷＭでは、コモンモード電圧Ｖｃｏｍが、図６，図１４（ｂ）に示すように、±Ｖｄｃ／６となる。

これら２つのＰＷＭ方式を比べると、明らかに従来のＰＭＷ方式の方が、コモンモード電圧Ｖｃｏｍが大きくなる。詳細な説明は以下に示す。

図５における従来のＰＷＭでのコモンモード電圧Ｖｃｏｍの波形を、図７に示す対称三角形の波形に簡略化して説明する。図７の三角波は、（４）式のように高速フーリエ変換される。

ここで、振幅Ａ＝Ｖｄｃ／２、ωｓ＝２πｆｓとする。ｆｓは、スイッチングデバイスのスイッチング周波数である。

一方、ＮＳＰＷＭにおけるコモンモード電圧Ｖｃｏｍは、方形波がフーリエ級数を有しているので、以下の（５）式に示すように、２Ｖｄｃ／３πで２ｆｓを有する連続の方形波として表すことができる。

ここで、振幅Ａ＝Ｖｄｃ／６とする。

このため、ＮＳＰＷＭのコモンモード電圧Ｖｃｏｍは、はるかに低い振幅（約５０％の減少）となり、従来のＰＷＭよりも高い周波数を有する。

なお、上記の推定は、１スイッチング周期中の値に基づいている。若干異なるコモンモード電圧Ｖｃｏｍのパターンとなる瞬間があるが、スイッチング周期全体では、大きな問題とはならない。

次に、図１，図２に示す回路構成の漏れ電流について説明する。

図１，図２に示す回路は、コモンモード電流Ｉｃｏｍのバイパス回路を有する。そのため、コモンモード電圧Ｖｃｏｍの減少による漏れ電流Ｉｓｔをさらに除去することができる。

直流電圧源２のインピーダンスを無視した場合における図１，図２の高周波のコモンモード等価回路を図８，図９で表す。

図８に示すように、（１）式を以下の（６）式で表すことができる。

図９に示すように、（１）式を以下の（７）式で表すことができる。

ＶＡＴ’Ｏは、図１，図２のスイッチングデバイスＴ１とスイッチングデバイスＴ２の共通接続点から中性点Ｏまでの電圧を示す。ＶＢＴ’Ｏは、図１，図２のスイッチングデバイスＴ３とスイッチングデバイスＴ４の共通接続点から中性点Ｏまでの電圧を示す。ＶＣＴ’Ｏは、図１，図２のスイッチングデバイスＴ５とスイッチングデバイスＴ６の共通接続点から中性点Ｏまでの電圧を示す。

直流電圧源２のインピーダンスを無視した場合、このように、コモンモード電流Ｉｃｏｍがバイパスされる。なお、図８，図９の浮遊容量Ｃｓｐｐ，Ｃｓｐｎ，Ｃｓｔは、図１２の浮遊容量Ｃｓｐｐ，Ｃｓｐｎ，Ｃｓｔに対応する。

図８に示すように、等価回路から、以下の（８）式により、コモンモード電圧Ｖｃｏｍとコモンモード電流Ｉｃｏｍとの関係、コモンモード電流Ｉｃｏｍと漏れ電流Ｉｓｔとの関係を表すことができる。図９の回路から（８）式を提示できるが、図８でも同様の関係を見ることができる。

ここでは、コモンモード電圧Ｖｃｏｍはフーリエ変換に応じた正弦波の連続としてみることができ、コモンモード電流Ｉｃｏｍと漏れ電流Ｉｓｔもまた連続した正弦波としてみることができる。

インピーダンスは以下の（９）式となる。

ωｉ＝２πｆｉは、フーリエ変換により正弦波化されたコモンモード電圧Ｖｃｏｍの周波数に対応する。ここで、ＺＣｃｏｍはバイパス経路のインピーダンス，ＺＣｓｔは漏れインピーダンス，ＺＣｓｐは浮遊容量のインピーダンス，ＺＬｃｏｍはコモンモードリアクトルのインピーダンスを示す。

（８）式では、以下の［１］，［２］の２つの結論が得られる。
［１］漏れ電流Ｉｓｔは、コモンモード電流Ｉｃｏｍとバイパス経路のインピーダンスＺＣｃｏｍに関係している。コモンモード電流Ｉｃｏｍの低減とバイパス経路のインピーダンスＺＣｃｏｍの低減により、漏れ電流Ｉｓｔを低減できる。
［２］コモンモード電流Ｉｃｏｍは、ＺＣｃｏｍ≪ＺＬｃｏｍおよびＺＣｃｏｍ／ＺＣｓｔ＋ＺＣｓｐ≪１の条件では（８）式を（１０）式のように簡略化できるため、メインのコモンモード電圧ＶｃｏｍとコモンモードリアクトルＬｃｏｍで決定できる。

図１，２の回路構成にＲＣＭＶ−ＰＷＭ方式を用いる実施形態１，２は、以下の（ａ）〜（ｈ）の効果を有する。

（ａ），（ｂ），（ｃ）は、漏れ電流Ｉｓｔを抑制することに関する効果である。（ｄ），（ｅ）は、漏れ電流Ｉｓｔの抑制に伴う小型化に関する効果である。（ｆ）は、漏れ電流Ｉｓｔの抑制とＲＣＭＶ−ＰＷＭの適用に伴うインバータの高効率化に関する効果である。（ｇ）は、制御容易性に関する効果である。（ｈ）は、高信頼性に関する効果である。

（ａ）コモンモード電圧Ｖｃｏｍの値を低減することと、コモンモード電圧Ｖｃｏｍの周波数を高めることによって、コモンモード電流Ｉｃｏｍも低減する。

コモンモード電圧Ｖｃｏｍの周波数を高めることによって、コモンモードリアクトルＬｃｏｍのインピーダンスＺＬｃｏｍは高い値となるため、コモンモード電流Ｉｃｏｍが低減する。

（ｂ）漏れ電流の抑制は、コモンモードバイパス経路によるインピーダンスＺＣｃｏｍよってだけでなく、ＲＣＭＶ−ＰＷＭにも基づいている。（ａ）で説明したコモンモード電流Ｉｃｏｍの低減によって、（８）式に示すように、漏れ電流Ｉｓｔは低減される。

（ｃ）直流電圧源２のインピーダンスの影響を低減する。

図８，図９に示すコモンモードの等価回路は、直流電圧源２のインピーダンスＲｄｃを無視した状態で導出される。しかし、この直流電圧源２のインピーダンスＲｄｃは、実際にはゼロではない。これは、コモンモード電流Ｉｃｏｍは完全にバイパスされていないことを意味する。図１０に示すように、コモンモード電流Ｉｃｏｍの一部は浮遊容量Ｃｓｐｎに流れる。したがって、コモンモード電流Ｉｃｏｍが高い場合、浮遊容量Ｃｓｐｎを通して漏れ電流は高くなる。

しかし、実施形態１，２では、上記（ａ）のように、コモンモード電流Ｉｃｏｍを低減することができるため、直流電圧源２のインピーダンスＲｄｃを考慮した上でも漏れ電流Ｉｓｔを低減することができる。

（ｄ）実施形態１，２では、コモンモードキャパシタＣｃｏｍ（図１におけるフィルタコンデンサＣ２、図２におけるキャパシタＣ３）の小型化を図ることが可能となる。コモンモード電流Ｉｃｏｍを低減することは、バイパス経路のインピーダンスＺｃｃｏｍが大きくなることを意味する。したがって、コモンモードキャパシタＣｃｏｍの容量を小さくできるため、コモンモードキャパシタＣｃｏｍを小型化できる。

（ｅ）コモンモードリアクトルＬｃｏｍとコモンモードキャパシタＣｃｏｍの電流責務を低減できる。

コモンモード電流Ｉｃｏｍが低減することより、コモンモードリアクトルＬｃｏｍとコモンモードキャパシタＣｃｏｍに流れる電流は、低減される。これによって、コモンモードリアクトルＬｃｏｍとコモンモードキャパシタＣｃｏｍを小型化できる。

（ｆ）スイッチングデバイスＴ１〜Ｔ６の電力損失を低減する。

コモンモード電流Ｉｃｏｍが流れるバイパス経路を有しているため、図１，図２の回路の場合、スイッチングデバイスＴ１〜Ｔ６の電流はコモンモード電流Ｉｃｏｍの分だけ増加する。この場合、電流増加に伴う電力損失が発生する。

ＲＣＭＶ−ＰＷＭを適用すると、コモンモード電流Ｉｃｏｍを低減することにより、この電力損失を低減できる。特に、ＮＳＰＷＭ制御は図１４，図６に示すように、他の２つのスイッチングデバイスを切り替えている間に１つのスイッチングデバイスは１スイッチング周期で変わらず維持できるというＤＰＷＭ（ｄｉｓｃｏｕｔｉｎｕｏｕｓＰＷＭ）の特性を有している。これにより、スイッチング損失がさらに低減される。

（ｇ）ＤＣバスの中性点Ｏに接続する必要がないため、ＤＣバスのアンバランスの問題は生じない。

図１５，図１６に示すようなコモンモードフィルタの構成例として、インバータの直流電圧部の中性点（図１，図２のＯ点に相当）にコモンモードフィルタを接続する構成もある。

図１１は、非特許文献９に示されている回路構成である。この構成の場合、直流電圧部の上側のコンデンサ（図１１の１０８）と直流電圧部の下側のコンデンサ（図１１の１０９）との電圧バランスを保つような制御が必要となる。

しかし、実施形態１，２では、図１、図２のＯ点とコモンモードフィルタとの接続がないため、直流電圧バランスのための制御は不要である。

（ｈ）高信頼性
実施形態１，２は、追加の能動的部品（例：図１６のＴｒ１、Ｔｒ２）を必要としない。そのため、複雑な制御を必要とせず、高い信頼性を実現することができる。

以上示したように、実施形態１，２により、ＲＣＭＶ−ＰＷＭとコモンモードフィルタを組み合わせて実装し、両方の方法の利点を統合することにより、多くの利点を実現し適用できる。

上記（ａ）〜（ｈ）の効果を有する実施形態１，２は、漏れ電流を抑制しつつ、装置の小型化を図ることが可能となる。すなわち、負荷のノイズ誤動作や電蝕の低減効果のある装置を、小型、低コストで実現できる。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

Ｔ１〜Ｔ６…スイッチングデバイス
ＡＣｆ…ＡＣフィルタ
Ｃｄｃ１，Ｃｄｃ２…第１，第２直流コンデンサ
ＩＮＶ…インバータ
Ｌ１，Ｌ２…第１，第２リアクトル
Ｃ２…フィルタコンデンサ
Ｃ３…キャパシタ
１…負荷
２…直流電圧源

Claims

直流電圧源に接続された第１直流コンデンサおよび第２直流コンデンサと、
前記第１，第２直流コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換する３相２レベルのインバータと、
前記インバータの交流側に直列接続された第１リアクトルと第２リアクトルと、前記第１リアクトルと前記第２リアクトルの共通接続点に一端が接続されたフィルタコンデンサと、を各相に有するＡＣフィルタと、
を備えた電力変換装置であって、
前記各相のフィルタコンデンサの他端と前記第２直流コンデンサの負極端とを接続し、
前記インバータは、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を用いないＲＣＭＶ−ＰＷＭ制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
直流電圧源に接続された第１直流コンデンサおよび第２直流コンデンサと、
前記第１，第２直流コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換する３相２レベルのインバータと、
前記インバータの出力側に直列接続された第１リアクトルと第２リアクトルと、前記第１リアクトルと前記第２リアクトルの共通接続点に一端が接続されたフィルタコンデンサと、を各相に有するＡＣフィルタと、
前記ＡＣフィルタの出力側に一端が接続された各相のキャパシタと、
を備えた電力変換装置であって、
前記各相のキャパシタの他端と前記第２直流コンデンサの負極端とを接続し、
前記インバータは、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７を用いないＲＣＭＶ−ＰＷＭ制御を行うことを特徴とする電力変換装置。