JP2017158344A - 回転電機 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータのスイッチング周波数を変更することなしに、キャリア損失を低減し得る回転電機を提供する。
【解決手段】毎極毎相スロット数が複数の分布巻き回転電機であって、ロータ（２）と、ステータコア（１２）と、コイル（３１）と、を備え、ティース（１５）は、ステータ（１１）の周方向において隣り合う２個のスロットに異相のコイルが収容される第１のティース（２１）と、ステータ（１１）の周方向において隣り合う２個のスロットに同相のコイルが収容される第２のティース（２２）とで構成され、第１のティース（２１）の基本波成分の平均磁束密度実効値が第２のティース（２２）の基本波成分の平均磁束密度実効値よりも低い。
【選択図】図４

Description

この発明は回転電機に関する。

モータをＰＷＭ方式のインバータで駆動する場合、インバータから供給される交流電流に、インバータの構成部品である半導体素子のスイッチングによる電流のリップル（キャリア成分）が重畳される。これによって、いわゆるキャリア損失（モータの電磁鋼板や磁石に渦電流が流れることによる損失）が発生することが知られている。このため、インバータのスイッチング周波数を高くし、ステータコイルに流れるキャリア成分を減らすことで、モータのキャリア損失を減らすという技術がある（特許文献１参照）。

小倉工・伊藤淳一：「インバータによる永久磁石電動機駆動時の総合損失評価」，電気学会電力技術・電力系統技術・半導体電力変換技術合同研究会，（２０１１）

ところで、上記特許文献１の技術のように、インバータのスイッチング周波数を高くするとキャリア損失が減るものの、その一方でインバータのスイッチング損失が却って増加してしまう。これは、キャリア損失の低減とインバータのスイッチング損失の低減とがトレードオフの関係になるためである。

そこで本発明は、インバータのスイッチング周波数を変更することなしに、キャリア損失を低減し得る回転電機を提供することを目的とする。

本発明の回転電機は、ステータの周方向に並んでいるスロットに対して、連続して複数の同じ相のコイルを収容している、毎極毎相スロット数が複数の分布巻き回転電機であって、径方向の一方の側（外周側）にバックヨークを、径方向の他方の側（内周側）にティースを備え、隣り合うティースの間にスロットを有するステータコアと、前記スロットに収容されるコイルと、を備える。前記ティースは、前記ステータの周方向において隣り合う２個のスロットに異相のコイルが収容される第１のティースと、前記ステータの周方向のにおいて隣り合う２個のスロットに同相のコイルが収容される第２のティースとで構成される。さらに、本発明の回転電機では、前記第１のティースの前記基本波成分の平均磁束密度実効値が前記第２のティースの前記基本波成分の平均磁束密度実効値よりも低い。

インバータより出力される電流波形を基本波成分とキャリア成分とに分けて、各成分の磁束密度実効値を可視化したところ、次のことが判明した。すなわち、異相間ティースのキャリア成分の磁束密度実効値が同相間ティースのキャリア成分の磁束密度実効値より高くなっていることが初めて見出された。この知見に基づき、本発明では、異相間ティースの基本波成分の平均磁束密度実効値が同相間ティースの基本波成分の平均磁束密度実効値よりも低くした。すると、異相間ティースのキャリア成分の平均磁束密度実効値が低下する側に、同相間ティースのキャリア成分の平均磁束密度実効値が高くなる側に変化する。これによって、２種類のティースの間でキャリア成分の平均磁束密度実効値が均一化される。言い換えると、２種類のティースにキャリア磁束が均一に流れることとなり、インバータのスイッチング周波数を変更することなしに、ティースで発生するキャリア損失を低下させることができる。

本発明の第１実施形態のモータの概略断面図である。 ロータの軸方向の一方向から見た、比較例のステータの平面図である。 比較例のステータの一部拡大平面図である。 第１実施形態のステータの一部拡大平面図である。 主磁束、キャリア磁束によって得られる各磁束密度実効値の分布図である。 基本波成分とキャリア成分を示す波形図である。 第２実施形態のステータの一部拡大平面図である。 第３実施形態のステータの一部拡大平面図である。 第４実施形態のステータの一部拡大平面図である。 第５実施形態のステータの一部拡大平面図である。 第６実施形態のステータの一部拡大平面図である。 図１１のＸ−Ｘ線断面図である。 図１１のＹ−Ｙ線断面図である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づき説明する。

（第１実施形態）
図１は本発明の第１実施形態のモータ１（回転電機）を径方向に切断したときの概略断面図、図２は第１実施形態のモータと比較するためのモータ（以下、「比較例のモータ」という。）をロータシャフト６の一方向Ａからみたモータ１の断面図である。

モータ１は毎極毎相スロット数が２個の分布巻モータの一例である。毎極毎相スロット数が２個の分布巻きモータは、ステータの周方向に並んでいるスロットに対して、連続して２個の同じ相のコイルを収容するものである。毎極毎相スロット数が２個以上の分布巻きモータでは、三相モータの場合、モータの極数をｐ、スロット数をＮとしたとき、Ｎ／３ｐ≧２の関係を有する。

なお、モータ１は、埋め込み磁石型モータ（ＩＰＭモータ）の一例でもある。ここで、埋め込み磁石型モータは、磁石穴が周方向に複数穿設された電磁鋼板をロータシャフト方向に積層してロータコア３を構成した後で、前記磁石穴に磁石５を挿入したものである。埋め込み磁石型モータによれば、磁石トルクだけでなく、リラクタンストルクも有効に活用することができ、モータのトルク密度を向上させることができるため、埋め込み磁石型モータは電動車の駆動・発電用モータなどに広く用いられている。

具体的に説明すると、モータ１は、ロータ２と、ステータ１１と、制御装置４１と、三相ケーブル４２と、を備える。

ロータ２は、ロータコア３、磁石５、ロータシャフト６を含んでいる。ロータコア３は、電磁鋼板で形成される薄板円盤状部材４をロータシャフト６の軸方向（以下、単に「ロータシャフト方向」という。）に複数積層した構造からなる。薄板円盤状部材４の外周側には、周方向に８等分した位置に磁石５を収納する８個の穴が穿設されている。この８個の穴に磁石５がロータシャフト方向から挿入され固定される。

８個の磁石のうち、１つ飛ばしの４個の磁石５は、ロータコア３の外周側がＮ極となり、ロータコア３の内周側がＳ極となるように配置される。残り４個の磁石はロータコア３の外周側がＳ極となり、ロータコア３の内周側がＮ極となるように配置される。このように、８個の磁石５は、ロータ２の径方向に着磁され、磁石５の極性が隣接する磁石間で反転している。そして、８個の磁石５に対向して、後述するステータコイル３１が配置される。

実施形態では、１極当たり１枚の磁石を配置した場合を示しているが、この場合に限定されるものでない。１極当たり複数の磁石を配した場合であってよい。

また、薄板円盤状部材４には、部材４の中心位置にロータシャフト６を収納する１個の穴が穿設されている。この１個の穴にロータシャフト６がロータシャフト方向から挿入され、ロータコア３と連結される。ロータシャフト６は、モータハウジング（図示しない）に対して回動自在に支持される。

ステータ１１は、ロータ２の外周に配置され、モータハウジングに固定される。ステータ１１は、ステータコア１２、ステータコイル３１を含んでいる。ステータコア１２は、電磁鋼板で形成される薄板リング状部材１３をロータシャフト方向に複数積層した構造とすることによって、全体として中空円筒状となっている。

薄板リング状部材１３の外周側はバックヨーク１４として構成され、薄板リング状部材１３の内周側には、同じ形状の４８個のティース１５が周方向に同じ間隔で配列される。ティース１５の個数は、ロータ２に含まれる磁石５の磁極数（８個）の６倍（整数倍）になるように決定される。ステータ１１の内周側でロータ２が回動するため、ステータコア１２の内周面１２ａとロータコア３の外周面３ａとの間にエアギャップ２６が形成されている。

ティース１５の周方向の両脇には同じ形状の４８個のスロット２５を有する。１つのスロット２５は、径方向の内側から径方向の外側に向けて末広がりの形状となっている。

断面がほぼ円の電線を用いて構成され、上記４８個のスロット２５に収容されるステータコイル３１は、Ｕ相コイル群、Ｖ相コイル群およびＷ相コイル群からなり、これら３つのコイル群の端子が三相ケーブル４２に接続される。ここでは、三相の交流電流の場合で説明するが、三相の交流電流の場合に限定されるものでない。

制御装置４１は、モータ１が出力すべきトルク指令値ＴＲをモータ１の外部に設けられたＥＣＵ（Electrical Control Unit）から受け、その受けたトルク指令値ＴＲに従ったトルクを出力するためのモータ制御電流を生成する。制御装置４１で生成されたモータ制御電流は三相ケーブル４２を介してステータコイル３１へと供給される。

三相ケーブル４２は、制御装置４１とステータコイル３１を接続する。三相ケーブル４２は、Ｕ相ケーブル４３と、Ｖ相ケーブル４４と、Ｗ相ケーブル４５とからなる。

毎極毎相スロット数が２個の分布巻モータであるため、周方向に配列された４８個のティース１５は、異相間ティース（第１のティース）と同相間ティース（第２のティース）とで構成される。ここで、異相間ティースとは、周方向の両脇に配された２個のスロットに互いに異なる相のコイルが収容されるティースのことである。同相間ティースとは、周方向の両脇に配された２個のスロットに互いに同じ相のコイルが収容されるティースのことである。以下、異相間ティース及び同相間ティースをまとめていうときには、「２種類のティース」ともいう。

次に、上記異相間ティース及び同相間ティース、つまり２種類のティースを具体的に説明する。図３は比較例のモータ１についての、図４は第１実施形態のモータ１についてのステータ１１の一部拡大平面図である。

まず、比較例のモータを構成するステータ１１と第１実施形態のモータを構成するステータ１１の共通分から先に説明する。なお、以下では、比較例のモータを構成するステータを、単に「比較例のステータ」という。一方、第１実施形態のモータ、ステータについては、これらを区別することなく単に「第１実施形態」ともいう。Ｕ相スロットを２５ａ、Ｖ相スロットを２５ｂ、Ｗ相スロットを２５ｃで区別する。ステータ１１には、図３，図４に示したように左側からＵ相スロット２５ａ、Ｖ相スロット２５ｂ、Ｖ相スロット２５ｂ、Ｗ相スロット２５ｃ、Ｗ相スロット２５ｃ、Ｕ相スロット２５ａ、というように、同じ相のコイルが周方向に２個連続して収納される。図示しないが、右端のＵ相スロットの右側にはもう一つのＵ相スロットが、左端のＵ相スロットの左側にはもう一つのＵ相スロットがある。ここで、Ｕ相スロット（図では＋Ｕ、−Ｕで略記。）とはＵ相コイルが収納されるスロットのことである。Ｖ相スロット（図では＋Ｖ、−Ｖで略記。）とはＶ相コイルが収納されるスロットのことである。Ｗ相スロット（図では＋Ｗ、−Ｗで略記。）とはＷ相コイルが収納されるスロットのことである。

周方向に連続的に配置された７個のティース１５を区別するため左側から右側に向けて１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄ，１５ｅ，１５ｆ，１５ｇとする。まず、１５ｂは、周方向の両脇のスロットにＵ相コイル２５ａとＶ相コイル２５ｂが収容されるので、異相間ティース２１である。同様に、１５ｄは、周方向の両脇のスロットにＶ相コイル２５ｂとＷ相コイル２５ｃが収容されるので、異相間ティース２１である。また、１５ｆは、周方向の両脇のスロットにＷ相コイル２５ｃとＵ相コイル２５ａが収容されるので、異相間ティース２１である。

一方、１５ａは、周方向の両脇のスロットにＵ相コイル２５ａ，２５ａが収容されるので同相間ティース２２である。１５ｃは、周方向の両脇のスロットにＶ相コイル２５ｂ，２５ｂが収容されるので、同相間ティース２２である。同様に、１５ｅは、周方向の両脇のスロットにＷ相コイル２５ｃ，２５ｃが収容されるので、同相間ティース２２である。

なお、図２と相違して、図３，図４では簡単化のため、全てのティース１５は全体として直方体状であるとする。つまり、ティース１５の先端部からティース１５の根元部まで、ティース１５の周方向の幅（以下、「周方向幅」という。）は同じであるとする。２種類のティース２１，２２で先端部と根元部を区別するため、異相間ティース２１のティース先端部を１６、ティース根元部を１７、同相間ティース２２のティース先端部を１８、ティース根元部を１９とする。

このように、毎極毎相スロット数が２個の分布巻モータにおいては、異相間ティース２１と同相間ティース２２とが、ステータコア１２に周方向に沿って交互に配置されている。そして、ステータコイル３１に三相の交流電流からなるモータ制御電流が供給されると、ステータコア１２の内部に磁束が発生する。ステータコア１２の内部に発生した磁束は、ステータコア１２の外周側の部位であるバックヨーク１４から２種類のティース２１，２２へと向かう。２種類のティース２１，２２へと向かった磁束は、ティース根元部１７，１９からティース先端部１６，１８へと通過し、ステータコア１２の内周面１２ａとロータコア３の外周面３ａとの間のエアギャップ２６を介して、ロータコア３の内部へと流れ込む。

さて、上記の制御装置４１に含まれるインバータによって、モータ１が駆動される。インバータの駆動方式はＰＷＭ方式である。インバータでは、ＩＧＢＴ等の半導体素子を高速でスイッチングすることにより、三相の交流電流が作り出される。インバータにより高速でスイッチングすると、交流電流の各相電流がきれいな正弦波とならず、リップルを含む波形となる。基本波（正弦波）が得られるようにインバータに指令するけれども、スイッチングにより、インバータからは、基本波にリップル成分が重畳された波形の電流が出力されるわけである。本来はきれいな正弦波の各相電流がステータコイル３１に供給されて欲しいのであるが、スイッチングによってやむを得ずリップルを含む電流波形となることで、ステータ１１に損失が発生する。モータを構成している電磁鋼板や磁石５に渦電流が流れることによって、いわゆるキャリア損失が発生するのである。

この対策を行う従来例として、インバータのスイッチングを早くする、つまり所定時間当たりのスイッチング回数を増やすことが考えられる。インバータのスイッチング回数を増やしてやると、リップル成分が減少しキャリア損失を減らすことができる。しかしながら、インバータのスイッチング回数が増えることで、インバータのスイッチング損失が却って大きくなってしまう。

そこで本発明の第１実施形態では、インバータのスイッチング周波数を変更するのではなく、ステータそのものの形状を工夫することによってキャリア損失を減らすことを考える。このため、図４に示したように、異相間ティース２１（１５ｂ，１５ｄ，１５ｆ）の周方向幅ｗｄ２を同相間ティース２２（１５ａ，１５ｃ，１５ｅ，１５ｇ）の周方向幅ｗｄ３より広くする。すなわち、比較例のステータ１１では、図３のように２種類のティース２１，２２の周方向幅ｗｄ１が同じである。言い換えると、ステータコア１２の中心から径方向に同じ距離をとった異相間ティース２１と同相間ティース２２の周方向幅を比較したとき、異相間ティース２１の周方向幅と同相間ティース２２の周方向幅とが同じである。一方、第１実施形態では、図４のように２種類のティースの周方向幅を相違させ、異相間ティース２１の周方向幅ｗｄ２を同相間ティース２２の周方向幅ｗｄ３より大きくする。言い換えると、ステータコア１２の中心から径方向に同じ距離をとった異相間ティース２１と同相間ティース２２の周方向幅を比較したとき、異相間ティース２１の周方向幅ｗｄ２のほうを同相間ティース２２の周方向幅ｗｄ３より大きくするのである。このため、３つの周方向幅ｗｄ１，ｗｄ２，ｗｄ３の間には、ｗｄ２＞ｗｄ１＞ｗｄ３の関係が成立する。なお、図３と図４とでは、２種類のティース２１，２２の周方向幅が相違するだけで、残りの部分は同様である。

このように第１実施形態において２種類のティース２１，２２の間で周方向幅を相違させた理由を次に説明する。

図５は、ステータコア１２を流れる基本波成分の作る磁束によって得られる磁束密度実効値とキャリア成分の作る磁束によって得られる磁束密度実効値を分析した結果を示したものである。以下、基本波成分の作る磁束を「主磁束」と、キャリア成分の作る磁束を「キャリア磁束」という。また、基本波成分の作る磁束によって得られる磁束密度実効値を単に「基本波成分の磁束密度実効値」とも、キャリア成分の作る磁束によって得られる磁束密度実効値を「キャリア成分の磁束密度実効値」ともいう。ここでは、インバータから出力される三相の交流電流波形を周波数分析することにより、基本波成分とキャリア成分の２つに分けている。基本波成分とは正弦波の波形を有する各相電流のことである。キャリア成分とは、図６に示したように基本波成分に重畳される、基本波成分よりも高周波の波形を有する電流のことである。

ステータコア１２には回転磁界が作用するため、磁束密度が時々刻々と変化する。ここでは磁束密度の瞬時値ではなく、所定時間当たりで平均した磁束密度、つまり磁束密度の実効値（以下「磁束密度実効値」という。）を採用する。図５の上下左右に示す４つの磁束密度実効値の分布図では、磁束密度実効値の相違を５つから７つの複数のパターンに置き換えて示している。すなわち、上下左右の４つの磁束密度実効値の分布図の下方に５つから７つの複数のパターンを水平方向に並べている。水平方向に並んだ列のうち、右側のパターンほど磁束密度実効値が相対的に高いことを、左側のパターンほど磁束密度実効値が相対的に低いことを表している。なお、各図において複数のパターンは相対値を示すに過ぎない。例えば、図５上段左側の右端のパターンと図５上段右側の右端のパターンを同じパターンとしているが、磁束密度実効値の単位は全く異なっている。基本波成分の磁束密度実効値とキャリア成分の磁束密度実効値とでスケールは同じでなく、キャリア成分の磁束密度実効値のほうが基本波成分の磁束密度実効値より格段に低いのである。このため、主磁束がモータのトルクに寄与する磁束となる。

２種類のティース２１，２２の磁束密度実効値は、実際には基本波成分の磁束密度実効値と、キャリア成分の磁束密度実効値の両方が重なったものである。本発明者が基本波成分の磁束密度実効値と、キャリア成分の磁束密度実効値とに分けることによって、図５に示したように、特にキャリア成分の磁束密度実効値の分布が初めて可視化されたのである。図５の分析結果は公知でなく、本発明者によって初めて得られたものである。

図５において、上段は比較例のステータの場合、下段は本実施形態の場合である。まず比較例のステータ１１の場合から説明すると、基本波成分については、図５上段の左側に示したように、２種類のティース２１，２２で均一な磁束密度実効値の分布が得られている。

一方、キャリア成分については、図５上段の右側に示したように、２種類のティース２１，２２の間で磁束密度実効値が相違し、異相間ティース２１のほうが同相間ティース２２より磁束密度実効値が高くなっている。言い換えると、異相間ティース２１にばかりキャリア磁束が流れて、同相間ティース２２にはあまりキャリア磁束が流れていないということが判明したのである。

キャリア磁束によって得られる異相間ティース２１の磁束密度実効値のほうが、キャリア磁束によって得られる同相間ティース２２の磁束密度実効値より高くなる理由は、概ね次のようなものであると本発明者が推測している。すなわち、同相間ティース２２の場合、周方向の両脇のコイル、例えばＷ相コイルとＷ相コイルに同じ相の電流が流れて同じキャリア磁束を発生させるので、Ｗ相スロットとＷ相スロットの間のティース（同相間ティース）に、あまりキャリア磁束が流れ込まない。一方、異相間ティース２１の場合には、周方向の両脇のコイル、例えばＷ相コイルとＵ相コイルに同じ相の電流が流れない。このように違う相の電流が周方向の両脇を流れるティース（異相間ティース）にキャリア磁束が集中する結果、異相間ティースで磁束密度実効値が同相間ティースより高くなるのでないかと推測している。

このように、２種類のティース２１，２２の間でキャリア磁束によって得られる磁束密度実効値がバラツクと、特に磁束密度実効値が高い異相間ティース２１で損失が大きくなる。ここでは、インバータより出力される各相電流の波形を基本波成分とキャリア成分に分けたのであるから、キャリア磁束によってステータ１１に発生する損失を「キャリア損失」で定義する。すると、キャリア損失として、（１）銅損、（２）鉄損、（３）渦電流損失の３つが発生する。

電動車用やハイブリッド車用の車両駆動用モータにおいては、低速回転速度かつ低トルクの運転領域を使用する頻度が比較的高くなる。当該運転領域では、ステータコイル３１に流れる電流が少ないため、ステータコイル３１で発生するジュール損失（上記（１）の銅損）が比較的小さく、キャリア損失としては、特に上記（２）の鉄損が相対的に大きくなる。これは、キャリア成分の周波数は基本波成分よりずっと高く、周波数が高いと鉄損が大きくなるためである。上記（３）の渦電流損失（電磁鋼板や磁石に渦電流が流れることによる損失）は、上記（２）の鉄損ほど高くないイメージであるが、本実施形態（本発明）では扱わない。従って、本実施形態では、キャリア損失として主に上記（２）の鉄損に着目している。

ステータコア１２で発生する鉄損は、磁束密度実効値が高ければ高いほど多く発生し、かつ磁束密度実効値の二乗に比例するといわれている。このため、キャリア磁束によって得られる磁束密度実効値について、２種類のティース２１，２２の間に大きなバラツキがあると（図５上段の右側参照）、磁束密度実効値が大きいところ、つまり異相間ティース２１で鉄損が増えてしまうのである。

この増えた鉄損を低減するための対策として、キャリア磁束によって得られる異相間ティース２１の磁束密度実効値と、キャリア磁束によって得られる同相間ティース２２の磁束密度実効値とが同等となるようにする（均一化する）ことがポイントになる。そのためには、キャリア磁束によって得られる異相間ティース２１の磁束密度実効値を比較例のステータ１１より低下させ、キャリア磁束によって得られる同相間ティース２２の磁束密度実効値を比較例のステータ１１より高くすることである。

この場合、キャリア磁束によって得られる２種類のティース２１，２２の磁束密度実効値を、比較例のステータ１１より変化させるといっても、１つのティース全体で磁束密度実効値が一様でないティースが存在する。例えば、図５上段の右側では、２種類のティース２１，２２とも、ティース先端部やティース根元部と、これらを除いた残りの部分とで異なる磁束密度実効値を有している。このように１つのティースの内部で一様でない状態の磁束密度実効値をそのままで扱うことは制御上困難である。そこで、磁束密度実効値を１つのティース全体で平均した値（以下、「平均磁束密度実効値」という。）で扱う。１つのティース全体に対応する磁束密度実効値の物理量として、平均磁束密度実効値という用語を導入するのである。このように平均磁束密度実効値を導入したとき、主磁束によって得られる平均磁束密度実効値を単に「基本波成分の平均磁束密度実効値」とも、キャリア磁束によって得られる平均磁束密度実効値を「キャリア成分の平均磁束密度実効値」ともいう。

キャリア磁束が異相間ティース２１にだけ集中しているのであるから、キャリア磁束が集中しないように、つまりキャリア磁束によって得られる異相間ティース２１の平均磁束密度実効値を同相間ティース２１より低下させればよいことになる。しかしながら、キャリア成分を制御上で直接扱うことは困難である。これは、基本波成分が得られるようにインバータに制御電流を与えたとき、インバータから基本波成分にキャリア成分が重畳した電流が結果として現れるので、インバータを制御する際にキャリア成分を直接扱うことは困難であるためである。

ここで、１つのスロットの基本波成分の平均磁束密度実効値が低下すれば、同じスロットのキャリア成分の平均磁束密度実効値が低下することが分かっている。この場合、基本波成分の平均磁束密度実効値とキャリア成分の平均磁束実効値が比例するものではない。しかしながら、基本波成分の平均磁束密度実効値が低下すればキャリア成分の平均磁束密度実効値も低下することが判明している。そして、基本波成分の平均磁束密度実効値であれば、基本波成分を制御することによって変化させることができるので、インバータを制御する際に直接的に扱うことができる。

そこで、本実施形態では、異相間ティース２１の基本波成分の平均磁束密度実効値を比較例のステータ１１よりも低くし、同相間ティース２２の基本波成分の平均磁束密度実効値を比較例のステータ１１よりも高くする。言い換えると、異相間ティース２１の基本波成分の平均磁束密度実効値を同相間ティース２２の基本波成分の平均磁束密度実効値よりも低くする。

ここで、基本波成分の平均磁束密度実効値を変化させる方法の一つとして、磁路としてのティース１５の断面積に着目する。磁路はティース根元部からティース先端部に向けて形成されるので、ここでいう断面積はこの磁路に対して直交する方向の断面積のことである。平均磁束密度実効値は、磁路としての１つのティース１５の断面積Ｓｔに反比例する。１つのティース１５の断面積Ｓｔはティース１５の周方向幅ｗｄとティース１５のロータシャフト方向の幅（以下、ロータシャフト方向の幅を「厚さ」という。）ＤＰ（図１参照）との積、つまりＳｔ＝ｗｄ×ＤＰである。いま、ティース１５の厚さＤＰを変えないとすると、ティース１５の断面積Ｓｔとティース１５の周方向幅ｗｄが比例する。結果として、平均磁束密度実効値はティース１５の周方向幅ｗｄに反比例する。つまり、基本波成分の平均磁束密度実効値を比較例のステータより低下させるには、ティース１５の周方向幅ｗｄを比較例のステータより広くすればよいこととなる。

従って、異相間ティース２１の基本波成分の平均磁束密度実効値を比較例のステータ１１より低くするため、異相間ティース２１の周方向幅ｗｄ２を比較例のステータ１１の異相間ティース２１の周方向幅ｗｄ１より広くする（図３，図４参照）。また、同相間ティース２２の基本波成分の平均磁束密度実効値を比較例のステータ１１より高くするため、同相間ティース２２の周方向幅ｗｄ３を比較例のステータ１１の同相間ティース２２の周方向幅ｗｄ１より狭くする（図３，図４参照）。

異相間ティース２１の周方向幅ｗｄ２を比較例のステータ１１の異相間ティース２１の周方向幅ｗｄ１より広くすれば、主磁束によって得られる異相間ティース２１の平均磁束密度実効値が比較例のステータ１１より低下する。主磁束によって得られる異相間ティース２１の平均磁束密度実効値が比較例のステータ１１より低下すると、キャリア磁束によって得られる異相間ティース２１の平均磁束密度実効値も比較例のステータ１１より低下する。

また、同相間ティース２２の周方向幅ｗｄ３を比較例のステータ１１の同相間ティース２２の周方向幅ｗｄ１より狭くすれば、同相間ティース２２の基本波成分の平均磁束密度実効値が比較例のステータ１１より高くなる。同相間ティース２２の基本波成分の平均磁束密度実効値が比較例のステータ１１より高くなると、同相間ティース２２のキャリア成分の平均磁束密度実効値も比較例のステータ１１より高くなる。

このように、異相間ティース２１のキャリア成分の平均磁束密度実効値を比較例のステータ１１より低下させ、同相間ティース２２のキャリア成分の平均磁束密度実効値を比較例のステータ１１より高くする。これによって、図５下段の右側に示したように、２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値が均一化される。具体的には、２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値が均一化されるように、２種類のティース２１，２２の各周方向幅ｗｄ２，ｗｄ３を適合するのである。２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値が均一化すれば、ステータコアトータルの鉄損（つまりキャリア損失）を比較例のステータ１１より低下させることができる。

ステータの鉄損がどのように変化したかを検証したところ、２種類のティース２１，２２の間で鉄損が同等となっている（均一化されている）ことが確かめられている。

さらに詳述すると、異相間ティース２１の周方向幅ｗｄ２を同相間ティース２２の周方向幅ｗｄ３より広くしたことで、基本波成分の平均磁束密度実効値が影響を受ける。すなわち、図５下段の左側に示したように、同相間ティース２２の基本波成分の平均磁束密度実効値が異相間ティース２１の基本波成分の平均磁束密度実効値より高くなっている。これを比較例のステータ１１と比較したとき、異相間ティース２１の基本波成分の平均磁束密度実効値について、図５下段の左側に示す本実施形態のほうが図５上段の左側に示す比較例のステータ１１より却って低下している。このことは、異相間ティース２１を流れる主磁束が比較例のステータ１１より小さくなることを意味する。主磁束がモータのトルクに寄与する磁束となるのであるから、本実施形態のように異相間ティース２１を流れる主磁束が比較例のステータ１１より小さくなると、本実施形態のモータが発生するトルクが比較例のモータより低下する。

次に、異相間ティース２１を流れる主磁束の減少に伴うトルク減少について、モータの用途との関係で考察する。インバータでスイッチングするとキャリア成分が必ず発生する。つまり、モータに要求されるトルクによらずキャリア損失が発生する。

一方、モータの用途は広い。例えばモータでトルクをたくさん発生しようとすると、その分多くの電流（基本波成分）をステータコイル３１に流すことが必要になる。モータを自動車に用いてトルクが高いところで運転させようとすると、上記主磁束の減少に伴うトルク減少分だけ多くステータコイル３１に電流を流さないといけないので、主磁束の減少に伴うトルク減少は好ましくない。これに対してトルクをほとんど使わない運転領域では、主磁束の減少に伴うトルク減少は微微たるものとなるため、主磁束の減少に伴うトルク減少が問題となることはない。トルクをほとんど使わない運転領域では、むしろキャリア損失の方が問題となるのである。

電気自動車やハイブリッド車において、モータに大きなトルクを発生させて走るシーンは非常に少なく、登坂時や加速時が大きなトルクを発生させて走ることが主なシーンである。日本のように低速での走行頻度が高い運転環境では、キャリア損失の方が影響が大きいといえる。主磁束の減少に伴ってトルクが減ることによるデメリットはあるものの、キャリア損失のほうがトルク減少より程度の高いシーンが多い場合において本実施形態を適用するときに、キャリア損失を下げたほうが大きなメリットが出てくるのである。このように、キャリア損失のほうが主磁束の減少に伴うトルク減少より程度の高いシーンが多い場合に、本実施形態が適用される余地がある。また、ハイブリッド車において、大きなトルクが必要とされる運転域で、モータがエンジンと連れ回り、エンジンだけでは不足する要求トルクの一部をモータが補助することがある。このようなハイブリッド車に用いられるモータには本実施形態の適用が非常に有効である。

ここで、本実施形態の作用効果を説明する。

インバータより出力される電流波形を基本波成分とキャリア成分とに分けて、各成分の磁束密度実効値を本発明者が可視化したところ、次のことが判明した。すなわち、異相間ティース２１のキャリア成分の磁束密度実効値が同相間ティース２２のキャリア成分の磁束密度実効値より高くなっていることが初めて見出された。この知見に基づき、本実施形態では、異相間ティース２１の基本波成分の平均磁束密度実効値が同相間ティース２２の基本波成分の平均磁束密度実効値よりも低くなるようにした。すると、異相間ティース２１のキャリア成分の平均磁束密度実効値が低下する側に、同相間ティース２２のキャリア成分の平均磁束密度実効値が高くなる側に変化する。これによって、２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値が均一化される。言い換えると、２種類のティース２１，２２にキャリア磁束が均一に流れることとなり、インバータのスイッチング周波数を変更することなしに、ティース１５で発生するキャリア損失を低下させることができる。

本実施形態によれば、異相間ティース２１の磁路断面積が同相間ティース２２よりも大きいので、異相間ティース２１の基本波成分の平均磁束密度実効値が同相間ティース２２の基本波成分の平均磁束密度実効値よりも低くなる。すると、異相間ティース２１のキャリア成分の平均磁束密度実効値が低下する側に、同相間ティース２２のキャリア成分の平均磁束密度実効値が高くなる側に変化する。これによって、２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値を均一化することができる。

本実施形態によれば、ティース１５の厚さが同じとすれば、異相間ティース２１の周方向幅が同相間のティース２２よりも広いので、異相間ティース２１の磁路断面積が同相間ティース２２よりも大きくなる。異相間ティース２１の磁路断面積が同相間ティース２２よりも大きくなると、異相間ティース２１の基本波成分の平均磁束密度実効値が同相間ティース２２の基本波成分の平均磁束密度実効値よりも低くなる。すると、異相間ティース２１のキャリア成分の平均磁束密度実効値が低下する側に、同相間ティース２２のキャリア成分の平均磁束密度実効値が高くなる側に変化する。これによって、２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値を均一化することができる。

（第２実施形態）
図７は第２実施形態のステータ１１の一部拡大平面図である。比較例のステータ１１を示す図３と同一部分には同一の符号を付している。

第１実施形態では、異相間ティース２１の周方向幅を同相間ティース２２の周方向幅より広くすることで、異相間ティース２１の基本波成分の平均磁束密度実効値を同相間ティース２２の基本波成分の平均磁束密度実効値より低下させた。すると、異相間ティース２１のキャリア成分の平均磁束密度実効値が低下する側に、同相間ティース２２のキャリア成分の平均磁束密度実効値が増大する側に変化する。これによって、２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値が均一化された。

２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値を均一化する方法は、この場合に限らず、他の方法でも、２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値を均一化することができる。例えば、同相間ティース２２よりも異相間ティース２１にキャリア磁束が入り込まないようにすることによって、２種類の異相間ティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値を均一化する方法がある。

これについて先に比較例のステータ１１を説明すると、図３に示したように、２種類のティース２１，２２ともティース先端部１６，１８の周方向幅ｗｄ１は同じであった。ここで、１つのティースのギャップ対向面積Ｓｇはティース１５の周方向幅ｗｄとティースの厚さｄｐの積、つまりＳｇ＝ｗｄ×ｄｐである。このため、ティース１５の厚さｄｐが一定で、かつティース１５の周方向幅ｗｄ１が同じであるときには、２種類のティース２１，２２ともギャップ対向面積Ｓｇは同じである。なお、ステータコア１２の内周面１２ａとロータコア３の外周面１１ａとの間のギャップ２６の径方向距離は、比較例のステータ１１、第２実施形態のステータ１１とも、２種類のティース２１，２２の間で同じとする。以下、第２実施形態のモータ、ステータについても、これらを区別することなく単に「第２実施形態」ともいう。

一方、第２実施形態では、図７に示したように、２種類のティース２１，２２のティース先端部１６，１８の間でティース先端部１６，１８の形状を相違させる。すなわち、同相間ティース２２のティース先端部１８にだけ、周方向の両側に広がる突起部２０を形成する。一方、異相間ティース２１のティース先端部１６の形状は、比較例のステータ１１と同じ、つまり異相間ティース２１は全体として直方体状であるとする。これによって、同相間ティース２２のギャップ対向面積を比較例のステータ１１より広くする。

上記のように、１つのティースのギャップ対向面積Ｓｇは、ティース先端部の周方向幅ｗｄと厚さｄｐの積であるので、ティースの厚さｄｐを変えないとすれば、ギャップ対向面積Ｓｇとティース先端部の周方向幅ｗｄが比例する。そこで、同相間ティース２２のギャップ対向面積を、異相間ティース２１のギャップ対向面積より広くするため、同相間ティース２２のティース先端部１８の周方向幅ｗｄ４を、異相間ティース２１のティース先端部１６の周方向幅ｗｄ１より広くする。これによって、異相間ティース２１のギャップ対向面積Ｓｇ１より同相間ティース２２のギャップ対向面積Ｓｇ２が広くなる。言い換えると、異相間ティース２１のティース先端部１６の周方向幅ｗｄ１を、同相間ティース２２のティース先端部１８の周方向幅ｗｄ４より相対的に狭くするのである。

同相間ティース２２のティース先端部１８の周方向幅ｗｄ４が異相間ティース２１のティース先端部１６の周方向幅ｗｄ１より広くなると、異相間ティースよりも同相間ティース２２をキャリア磁束が比較例のモータの場合より流れ易くなる。同相間ティース２２をキャリア磁束が流れ易くなる分、異相間ティース２１をキャリア磁束が流れにくくなるのである。この結果、異相間ティース２１のキャリア成分の平均磁束密度実効値が低下する側に変化し、同相間ティース２２のキャリア成分の平均磁束密度実効値が高くなる側に変化する。これによって、２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値が均一化されることとなる。

２種類のティース２１，２２の周方向幅ｗｄが同じでも、ティース先端部１６，１８の周方向幅を変化させればキャリア成分の平均磁束密度実効値が変化する。そこで、２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値が均一化されるように、同相間ティース２２のティース先端部１８の周方向幅ｗｄ４を適合するのである。

第２実施形態によれば、異相間のティース２１のギャップ対向面積Ｓｇ１が同相間ティース２２のギャップ対向面積Ｓｇ２より狭いので、異相間ティースよりも同相間ティース２２をキャリア磁束が流れ易くなる。同相間ティース２２をキャリア磁束が流れ易くなる分、異相間ティース２１をキャリア磁束が流れにくくなる。この結果、異相間ティース２１のキャリア成分の平均磁束密度実効値が低下する側に変化し、同相間ティース２２のキャリア成分の平均磁束密度実効値が増大する側に変化する。これによって、２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値が均一化される。このように第２実施形態においても、インバータのスイッチング周波数を変更することなしに、２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値を均一化できる。

（第３実施形態）
図８は第３実施形態のステータ１１の一部拡大平面図である。第１実施形態の図４、第２実施形態の図７と同一部分には同一の符号を付している。

第３実施形態は、第１実施形態と第２実施形態を組み合わせたものである。すなわち、第３実施形態では、第１実施形態と同じに異相間ティース２１の周方向幅ｗｄ２を同相間ティース２２の周方向幅ｗｄ３よりも広くする。かつ、第２実施形態と同じに同相間ティース２２のティース先端部１８の周方向幅ｗｄ４を、異相間ティース２１のティース先端部１６の周方向幅ｗｄ２より広くする。従って、３つの周方向幅ｗｄ３，ｗｄ２，ｗｄ４の間には、ｗｄ３＜ｗｄ２＜ｗｄ４の関係が成立する。第３実施形態においても、２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値が均一化されるように、上記３つの周方向幅ｗｄ３，ｗｄ２，ｗｄ４を適合する。

第３実施形態においても、第１、第２の実施形態と同様の作用効果が得られる。

（第４実施形態）
図９は第４実施形態のステータ１１の一部拡大平面図である。第１実施形態の図４と同一部分には同一の符号を付している。

第１実施形態では、毎極毎相スロット数が２個の分布巻モータを対象とした。一方、第４実施形態では、毎極毎相スロット数が３個の分布巻モータを対象とする。毎極毎相スロット数が３個の分布巻モータでは、ステータコア１２の内周側に、左側から３つのＵ相スロット、３つのＶ相スロット、３つのＷ相スロットというように、同じ相の巻線が周方向に３個連続してスロットに収容される。ここでもＵ相スロットを２５ａ、Ｖ相スロットを２５ｂ、Ｗ相スロットを２５ｃで区別すると、左側から３つのＵ相スロット２５ａ、３つのＶ相スロット２５ｂ、３つのＷ相スロット２５ｃと並ぶこととなる。

図９においても、周方向に連続的に配置された１０個のティースを区別するため左側から１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄ，１５ｅ，１５ｆ，１５ｇ，１５ｈ，１５ｉ，１５ｊとする。このとき、１５ａ，１５ｄ，１５ｇ，１５ｊの４つが異相間ティース２１、１５ｂ，１５ｃ，１５ｅ，１５ｆ，１５ｈ，１５ｉの６つが同相間ティース２２である。

図９に示したように、第４実施形態においても、磁路としての異相間ティース２１の断面積Ｓｔ１を、磁路としての同相間ティース２２，２２の断面積Ｓｔ２より大きくする。このため、ティース１５の厚さＤＰを変えないとすると、第１実施形態と同じに異相間ティース２１の周方向幅ｗｄ１１を同相間ティース２２，２２の周方向幅ｗｄ１２，ｗｄ１２より広くする。

なお、第４実施形態では、ティース先端部１６，１８，１８の全てに周方向の両側に広がる突起部２３，２４，２４を形成している。そして、異相間ティース２１のティース先端部１６の周方向幅ｗｄ１３と、同相間ティース２２，２２のティース先端部１８，１８の周方向幅ｗｄ１４，ｗｄ１４がほぼ同様となるようにしている。

第４実施形態でも、第１実施形態と同様の作用効果が得られる。すなわち、異相間ティース２１の周方向幅ｗｄ１１を同相間ティース２２，２２の周方向幅ｗｄ１２，ｗｄ１２より広くすることで、異相間ティース２１の磁路断面積が同相間ティース２２よりも大きくなる。異相間ティース２１の磁路断面積が同相間ティース２２よりも大きいと、異相間ティース２１の基本波成分の平均磁束密度実効値が同相間ティース２２の基本波成分の平均磁束密度実効値よりも低くなる。すると、異相間ティース２１のキャリア成分の平均磁束密度実効値が低下する側に、同相間ティース２２のキャリア成分の平均磁束密度実効値が高くなる側に変化する。これによって、２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値を均一化することができる。

第４実施形態では、毎極毎相スロット数が３個の分布巻モータを対象としたが、この場合に限られない。毎極毎相スロット数が４個以上の分布巻モータを対象とすることができる。

（第５実施形態）
図１０は第５実施形態のステータ１１の一部拡大平面図である。第１実施形態の図４と同一部分には同一の符号を付している。

第１実施形態では、図４に示したように、２種類のティース２１，２２の周方向幅ｗｄ２，ｗｄ１が径方向に関係なく一定であった。このため、２種類のティース２１，２２の周方向の両脇にあるスロット２５ａ，２５ｂ，２５ｃは、径方向の外側にゆくほど周方向幅が広がってゆく形状となっている。

さて、第５実施形態でも、図１０に示したようにスロット６１のうちのＵ相スロットを６１ａ、Ｖ相スロットを６１ｂ、Ｗ相スロットを６１ｃで区別する。このとき、第５実施形態では、２種類のティース２１，２２の周方向の両脇にあるスロット６１ａ，６１ｂ，６１ｃの周方向幅ｗｄ２１を、径方向に関係なく一定としている。このようにスロットの周方向幅ｗｄ２１が一定であるスロット６１を「平行スロット」という。

第１と第５の実施形態でスロット２５（２５ａ，２５ｂ，２５ｃ），６１（６１ａ，６１ｂ，６１ｃ）の形状が相違するのは、ステータコイル３１に用いる電線の種類が異なるためである。すなわち、第１実施形態のスロット２５の形状は、ステータコイル３１に使用される電線の断面が円の場合のものである。一方、第５実施形態の平行スロット６１の形状は、ステータコイル３１に平角線が用いられる場合のものである。ここで、平角線とは、引き抜きまたは圧延によって、電線の断面が長方形（正方形を含む）に仕上げられた電線のことである。平角線をステータコイル３１に用いるときには、巻線占積率（ステータコア１２のスロット断面積に対して電線が閉める面積の割合）を上げることができる。

第５実施形態では、平行スロット６１とすることで２種類のティース２１，２２が径方向の外側にゆくにつれて周方向幅が広がる形状となる。すなわち、異相間ティース２１についてティース先端部１６の周方向幅ｗｄ２２より、ティース根元部１７の周方向幅ｗｄ２３のほうが広くなっている。同様に、同相間ティース２２についてもティース先端部１８の周方向幅ｗｄ２４より、ティース根元部１９の周方向幅ｗｄ２５のほうが広くなる。なお、２種類のティース２１，２２のティース先端部１６，１８には、ギャップ対向面積を拡大するため、周方向の両側に広がる突起部２３，２４を形成している。

図１０において周方向に配置された７個のティース１５を区別するため、左側から１５ａ，１５ｂ，１５ｃ，１５ｄ，１５ｅ，１５ｆ，１５ｇとすると、１５ａ，１５ｃ，１５ｅ，１５ｇの４つが異相間ティース２１である。１５ｂ，１５ｄ，１５ｆの３つが同相間ティース２２である。このように、第１と第５の実施形態でスロットやティースの形状に相違があっても、スロットやティースの機能は第１と第５の実施形態で変わらない。

第５実施形態のように、径方向の外側にゆくにつれて周方向幅が広がってゆく２種類のティース２１，２２を有する場合であっても、本発明を適用することができる。すなわち、ティースの厚さｄｐを変えないとすれば、ステータコア１２の中心から径方向に同じ距離をとった位置で２種類のティース２１，２２の周方向幅を比較する。そして、同じ距離をとった位置での異相間ティース２１の周方向幅を、同じ距離をとった位置での同相間ティース２２の周方向幅より広くする。第５実施形態においても、２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値が均一化されるように、２種類のティース２１，２２の実際の形状や寸法を適合する。

第５実施形態でも、ステータコア１２の中心から径方向に同じ距離をとった異相間ティース２１と同相間ティース２２の周方向幅を比較したとき、異相間ティース２１の周方向幅が同相スロット２２よりも広い。異相間ティース２１の周方向幅が同相間ティース２２よりも広いと、ステータコアのロータシャフト方向の幅が同じとすれば、異相間ティースの磁路断面積が同相間ティースよりも大きくなる。異相間ティース２１の磁路断面積が同相間ティース２２よりも大きくなると、異相間ティース２１の基本波成分の平均磁束密度実効値が同相間ティース２２の基本波成分の平均磁束密度実効値よりも低くなる。すると、異相間ティース２１のキャリア成分の平均磁束密度実効値が低下する側に、同相間ティース２２のキャリア成分の平均磁束密度実効値が高くなる側に変化する。これによって、２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値が均一化される。２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値を均一化することで、キャリア損失を低下させることができる。

（第６実施形態）
図１１は第６実施形態のステータ１１の一部拡大平面図、図１２は図１１のＸ−Ｘ線断面図、図１３は図１１のＹ−Ｙ線断面図である。

第１実施形態では、異相間ティース２１の周方向幅ｗｄ２を同相間ティース２２の周方向幅ｗｄ３より広くすることで、２種類のティース２１，２２の間でキャリア成分の平均磁束密度実効値を均一化した。これによって、ステータコアトータルの鉄損（キャリア損失）を低下させた。

一方、第６実施形態では、キャリア磁束が生じさせる鉄損そのものを扱う。すなわち、異相間ティースにキャリア磁束が集中することで異相間ティースの平均磁束密度実効値が同相間ティースより高くなる。異相間ティースの平均磁束密度実効値が同相間ティースより高くなると、異相間ティースにキャリア磁束が生じさせる鉄損が同相間ティースより大きくなる。そこで第６実施形態では、平均磁束密度実効値を扱うのではなく、直接キャリア磁束が生じさせる鉄損そのものを扱う。異相間ティースにキャリア磁束が生じさせる鉄損が同相間ティースにキャリア磁束が生じさせる鉄損より大きくなるのであれば、異相間ティースに同相間ティースよりもキャリア磁束が生じさせる鉄損が小さい材料を用いればよいと発想するものである。この場合、同相間ティースに方向性電磁鋼帯や無方向性電磁鋼帯などの一般的な電磁鋼板を用いるとすれば、異相間ティースには一般的な電磁鋼板より鉄損が小さい材料を用いればよいこととなる。これは、鉄損が小さい材料であれば、キャリア磁束が生じさせる鉄損を含む全ての鉄損を低減できるためである。

このように、第６実施形態では、異相間ティースに同相間ティースよりも鉄損が小さい材料を用いることで、２種類のティースの間で同等の鉄損となるようにする。

ここで、一般的な電磁鋼板より鉄損が小さい材料は一般的な電磁鋼板より高価であるので、ステータコア１２の全体を一般的な電磁鋼板より鉄損が小さい材料にしたのではコストが上昇する。

そこで、第６実施形態では、キャリア磁束が生じさせる鉄損が大きい異相間ティースのみを一般的な電磁鋼板より鉄損が小さい材料にする。これによって、ステータコア全体を一般的な電磁鋼板より鉄損が小さい材料にする場合よりもコストを抑えつつ、キャリア磁束が生じさせる鉄損を小さくする。

鉄損は電磁鋼板に渦電流が流れることにより発生するので、抵抗値を上げるような添加物（例えばシリコン）を電磁鋼板に混入する。これによって、添加物を混入する前の電磁鋼板より渦電流が流れにくい材料となり、キャリア成分に起因する鉄損を小さくすることができる。

具体的に説明する。第１実施形態では、電磁鋼板を打ち抜くこと等によって薄板円盤状部材４を形成した後に、複数の薄板円盤状部材４をロータシャフト方向に積層してステータコア１２を構成している。つまり、薄板円盤状部材４によって、バックヨーク１４とティース１５とを一体で形成している。

一方、第６実施形態では、バックヨーク部材７１（バックヨーク）と、異相間ティース部材８１と、同相間ティース部材９１との３つを別体で構成する。すなわち、図１１に示したように、電磁鋼板を打ち抜く等することによって、内周側にティースが嵌り込む穴７３を周方向に沿って４８個穿設した薄板リング状部材７２を形成する。そして、複数の薄板リング状部材７２をロータシャフト方向に積層して、円筒状のバックヨーク部材７１を形成する。

一方、バックヨーク部材７１の穴７３に嵌り込む異相間ティース８１と同相間ティース部材９１を用意する。以下、異相間ティース部材及び同相間ティース部材をまとめていうときには、「２種類のティース部材」という。

２種類のティース部材８１，９１は全体として直方体状である。この２種類のティース部材８１，９１には、周方向の両側に突出する嵌合部８２，９２を図１１に示したように径方向の外側端に設けておく。一方、２種類のティース部材８１，９１の径方向の内側端には、ギャップ対向面積を拡大するため、図１１に示したように周方向の両側に広がる拡大部８３，９３を設けている。

異相間ティース部材８１としては、バックヨーク部材７１の鉄損よりも低い鉄損の材料を選択する。これに対して同相間ティース部材９１としては、バックヨーク部材７１の鉄損と同じ特性の材料でよい。

異相間ティース部材８１は、電磁鋼板を打ち抜く等することによってほぼ長方形の薄板を形成し、この薄板をロータシャフト方向に複数積層させることで全体を直方体状としても良いし、異相間ティース部材８１を一体で形成してもよい。同様に、同相間ティース部材９１についても、電磁鋼板を打ち抜く等することによってほぼ長方形の薄板を形成し、この薄板をロータシャフト方向に複数積層させることで全体を直方体状としても良いし、同相間ティース部材９１を一体で形成してもよい。この場合に、２種類のティース部材８１，９１とも、外形寸法は同じに形成する。

次に、２種類のティース部材８１，９１をバックヨーク部材７１の穴７３に圧入することで、２種類のティース部材８１，９１をバックヨーク部材７１に嵌合固定し、ステータコア１２を完成させる。そして、異相間ティース部材８１が異相間ティースとして、同相間ティース部材９１が同相間ティースとして機能するように、ステータコイル３１を巻く。

異相間ティース部材８１を同相間ティース部材９１より鉄損の低い材料とすることで、２種類のティース部材８１，９１の間で、キャリア磁束が生じさせる鉄損を同等にすることができる。言い換えると、２種類のティース部材８１，９１の間で、キャリア磁束が生じさせる鉄損が均一化されるように、２種類のティース部材８１，９１の材質を選択するのである。

第６実施形態では、バックヨーク部材７１と異相間ティース部材８１と同相間ティース部材９１の３つを別体とし、３つを合体させてステータコア１２を構成し、異相間ティース部材８１に同相間ティース部材９１よりも鉄損が小さい材料を用いる。すると、インバータのスイッチング周波数を変更することなしに、２種類のティース部材８１，９１の間でキャリア磁束が生じさせる鉄損が均一化される。これによって、ステータコア１２の全体を鉄損の低い材料で構成する場合よりコストを抑えつつ、キャリア損失（鉄損）を低下させることができる。

第６実施形態では、２種類のティース部材８１，９１の鉄損特性を相違させることにより、２種類のティース部材８１，９１の間でキャリア磁束が生じさせる鉄損が均一化されるようにした。２種類のティース部材８１，９１の間でキャリア磁束が生じさせる鉄損を均一化する方法はこの場合に限定されない。

たとえば、２種類のティース部材８１，９１を、複数の電磁鋼板をロータシャフト方向に積層して構成する場合に、同じ材質であっても、１枚の電磁鋼板の板厚が厚いほどキャリア磁束が生じさせる鉄損が大きくなる。そこで、異相間ティース部材８１に用いる１枚の電磁鋼板の板厚を同相間ティース部材９１に用いる１枚の電磁鋼板の板厚より薄くする。これによって、異相間ティース部材８１にキャリア磁束が生じさせる鉄損を小さくさして、２種類のティース部材８１，９１にキャリア磁束が生じさせる鉄損を均一化することができる。この場合、２種類のティース部材８１，９１で電磁鋼板の枚数が同じであるとすると、異相間ティース部材８１の厚さが同相間ティース部材９１の厚さより短くなる。

実施形態では、ロータが筒状のステータの内部で回動する、いわゆるインナーロータ型の場合で説明したが、ロータがステータの外周側で回動する、いわゆるアウターロータ型であってもよい。また、回転同期モータか誘導モータかを問わずに本発明の適用がある。

図３，図４で示したように、第１実施形態では、異相間ティース２１の周方向幅ｗｄ２を比較例のステータ１１の異相間ティース２１より広くし、同相間ティース２２の周方向幅ｗｄ３を比較例のステータ１１の同相間ティース２２より狭くする場合で説明した。言い換えると、ステータ１１の寸法（モータの寸法）を変えたくないために、異相間ティース２１の周方向幅ｗｄ２を、同相間ティースの周方向幅ｗｄ３より相対的に広くするものであった。本発明は、ステータの寸法（モータの寸法）を維持する場合に限られるものでなく、ステータ１１の寸法を変える場合にも適用がある。例えば、異相間ティースの周方向幅を比較例のステータの異相間ティースより広くし、同相間ティースの周方向幅を比較例のステータの同相間ティースと同じにする場合にも適用がある。また、異相間ティースの周方向幅を比較例のステータの異相間ティースと同じにし、同相間ティースの周方向幅を比較例のステータの同相間ティースより狭くする場合にも適用がある。

１ モータ（回転電機）
２ ロータ
５ 磁石
１１ ステータ
１２ ステータコア
１４ バックヨーク
１５ ティース
２５ スロット
２６ エアギャップ
２１ 異相間ティース（第１のティース）
２２ 同相間ティース（第２のティース）
３１ ステータコイル
４１ 制御装置（インバータ）
７１ バックヨーク部材（バックヨーク）
８１ 異相間ティース部材（異相間ティース）
９１ 同相間ティース部材（同相間ティース）

Claims (5)

1. ステータの周方向に並んでいるスロットに対して、連続して複数の同じ相のコイルを収容している、毎極毎相スロット数が複数の分布巻き回転電機であって、
   ロータと、
   径方向の一方の側にバックヨークを、径方向の他方の側にティースを備え、隣り合うティースの間にスロットを有するステータコアと、
   前記スロットに収容されるコイルと、
   を備え、
   前記ティースは、前記ステータの周方向において隣り合う２個のスロットに異相のコイルが収容される第１のティースと、前記ステータの周方向において隣り合う２個のスロットに同相のコイルが収容される第２のティースとで構成され、
   前記第１のティースの前記基本波成分の平均磁束密度実効値が前記第２のティースの前記基本波成分の平均磁束密度実効値よりも低いことを特徴とする回転電機。
2. 前記第１のティースの磁路断面積が前記第２のティースよりも大きいことを特徴とする請求項１に記載の回転電機。
3. 前記ステータコアの中心から径方向に同じ距離をとった前記第１のティースと前記第２のティースの周方向幅を比較したとき、前記第１のティースの周方向幅が前記第２のティースよりも広いことを特徴とする請求項２に記載の回転電機。
4. 前記第１のティースのギャップ対向面積が前記第２のティースのギャップ対向面積より狭いことを特徴とする請求項１から３までのいずれか一つに記載の回転電機。
5. 前記バックヨークと前記第１、第２のティースの３つを別体とし、３つを合体させて前記ステータコアを構成し、
   前記第１のティースに前記第２のティースより鉄損が小さい材料を用いることを特徴とする請求項１に記載の回転電機。