JP2017135768A - Motor drive system, image formation device and transportation device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、モータ駆動システム、画像形成装置及び搬送装置に関する。 The present invention relates to a motor drive system, an image forming apparatus, and a conveying apparatus.
従来のステッピングモータは、２組（２相）の電機子コイルに９０度位相の異なる励磁電流を流し、この電流位相を次々に進めていくことにより、着磁された回転子に電磁トルクが生じて回転するものである。通常、ステッピングモータは、励磁電流の位相に追従して回転するため、エンコーダ等のセンサを用いずに、開ループ制御で回転数が制御される（特許文献１）。 In conventional stepping motors, excitation torques that are 90 degrees out of phase are passed through two sets (two phases) of armature coils, and electromagnetic current is generated in the magnetized rotor by advancing the current phases one after another. Rotating. Normally, since the stepping motor rotates following the phase of the exciting current, the rotation speed is controlled by open loop control without using a sensor such as an encoder (Patent Document 1).
しかしながら、従来の技術では、負荷トルクや回転数によらず、電機子コイルに一定振幅の励磁電流を流すため、負荷や回転数が大きい場合等には、回転子が位相を追従することが困難となり、脱調する虞がある。 However, in the conventional technique, an excitation current having a constant amplitude is supplied to the armature coil regardless of the load torque and the rotational speed, so that it is difficult for the rotor to follow the phase when the load or the rotational speed is large. There is a risk of stepping out.
開示の技術は、モータの制御の安定性を向上させることを目的としている。 The disclosed technology aims to improve the stability of motor control.
開示の記述は、互いに独立した複数の電機子コイルに略直交する交流の駆動電流を印加し、着磁された回転子を回転させるモータ駆動制御装置と、前記モータ駆動制御装置により駆動される永久磁石型モータと、を有するモータ駆動システムであって、前記永久磁石型モータは、外周にＮ極とＳ極が交互に複数着磁されたロータマグネットと対向配置され、周方向に沿って所定間隔で回転軸線方向に延びた複数の隣接する極歯片同士が互いに噛み合うように形成され、前記各極歯片の基端側はそれぞれリング状に連結された第一、第二の各リング状極歯部と、前記第一、第二の各リング状極歯部に形成される磁路狭窄部と、を有し、前記モータ駆動制御装置は、前記永久磁石型モータの電機子巻線へ供給される高周波信号を生成する高周波生成部と、前記高周波信号の高周波電流成分を検出する電流検出部と、前記高周波信号及び前記高周波電流成分に基づき、前記回転子の回転を制御する制御部と、を有する。 The description of the disclosure includes a motor drive control device that applies an alternating drive current that is substantially orthogonal to a plurality of armature coils that are independent of each other and rotates a magnetized rotor, and a permanent drive that is driven by the motor drive control device. A permanent magnet type motor, wherein the permanent magnet type motor is disposed opposite to a rotor magnet in which a plurality of N poles and S poles are alternately magnetized on an outer periphery, and is arranged at predetermined intervals along the circumferential direction. The first and second ring-shaped poles are formed such that a plurality of adjacent pole tooth pieces extending in the rotation axis direction mesh with each other, and the base end sides of the pole tooth pieces are connected in a ring shape, respectively. And a magnetic path constriction formed on each of the first and second ring-shaped pole teeth, and the motor drive control device supplies the armature winding of the permanent magnet motor High-frequency students that generate high-frequency signals It has a section, a current detection unit for detecting a high-frequency current component of the high frequency signal, based on the high frequency signal and the high frequency current component, and a control unit for controlling the rotation of the rotor.
モータの制御の安定性を向上させる。 Improve the stability of motor control.
以下の各実施形態では、ステッピングモータにおいて、モータコイルインダクタンスが回転子角度に応じて変化する突極性を向上させ、駆動電流を全速度域において負荷に応じた電流に制御できるようにすることで、モータの制御の安定性を向上させる。 In each of the following embodiments, in the stepping motor, by improving the saliency in which the motor coil inductance changes according to the rotor angle, the drive current can be controlled to the current according to the load in the entire speed range. Improve the stability of motor control.
（第一の実施形態）
図面を参照して以下に第一の実施形態について説明する。図１は、第一の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。
(First embodiment)
The first embodiment will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram illustrating a motor drive control device according to the first embodiment.
図１に示すモータ駆動システム１０００は、モータ駆動制御装置１００と、ステッピングモータ１０と、を有する。 A motor drive system 1000 illustrated in FIG. 1 includes a motor drive control device 100 and a stepping motor 10.
本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、ステッピングモータ１０を駆動させる駆動電流を供給し、ステッピングモータ１０の駆動を制御する。本実施形態のステッピングモータ（ＳＴＭ）１０は、例えば２相の励磁コイルＡ相とＢ相に略９０度位相の異なる交流電流を流すことで、永久磁石からなる回転子が回転する。また、本実施形態のステッピングモータ１０（以下、単にモータ１０と呼ぶ）は、突極性を有するものとした。突極性とは、回転子の位置に応じてモータコイルのインダクタンスが変化する特性である。本実施形態のモータ１０の詳細は後述する。 The motor drive control device 100 of this embodiment supplies a drive current for driving the stepping motor 10 and controls the drive of the stepping motor 10. In the stepping motor (STM) 10 of the present embodiment, for example, by passing alternating currents having a phase difference of approximately 90 degrees to the two-phase exciting coils A phase and B phase, a rotor made of a permanent magnet rotates. In addition, the stepping motor 10 of the present embodiment (hereinafter simply referred to as the motor 10) has saliency. The saliency is a characteristic that the inductance of the motor coil changes according to the position of the rotor. Details of the motor 10 of this embodiment will be described later.
本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、位置フィードバック制御部１０１、ｄ軸電流制御部１０２、ｑ軸電流制御部１０３、位置推定部１０４、加算器１０５、ベクトル回転部１０６及び１０７、高周波発生部１０８、増幅部１０９及び１１０、電流センサ１１１及び１１２を有する。
尚、電流センサ１１１及び１１２は、モータ駆動制御装置１００の外部に設けられていても良い。
The motor drive control device 100 of this embodiment includes a position feedback control unit 101, a d-axis current control unit 102, a q-axis current control unit 103, a position estimation unit 104, an adder 105, vector rotation units 106 and 107, and a high frequency generation unit. 108, amplification units 109 and 110, and current sensors 111 and 112.
The current sensors 111 and 112 may be provided outside the motor drive control device 100.
本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、モータ１０に対し、モータ１０を駆動させる駆動電流に、高周波発生部１０８において発生させた高周波成分を重畳した電流を供給する。そして、モータ駆動制御装置１００は、位置推定部１０４により、電流センサ１１１及び１１２により検出された高周波成分の応答信号に応じて、モータ１０の回転子の位置を推定する。 The motor drive control device 100 according to the present embodiment supplies the motor 10 with a current obtained by superimposing the high frequency component generated by the high frequency generator 108 on the drive current for driving the motor 10. In the motor drive control device 100, the position estimation unit 104 estimates the position of the rotor of the motor 10 according to the response signal of the high frequency component detected by the current sensors 111 and 112.
したがって、本実施形態では、例えばモータ１０に供給される駆動電流が微少なものであった場合にも、高周波成分の応答信号を検出し、この応答信号に基づき回転子の位置を推定することができる。 Therefore, in the present embodiment, for example, even when the drive current supplied to the motor 10 is very small, it is possible to detect a high-frequency component response signal and estimate the rotor position based on this response signal. it can.
このため、本実施形態のモータ駆動制御装置１００では、例えばモータ１０の回転が停止している場合や、回転速度が低速である場合においても、エンコーダ等の回転子の位置を検出するためのセンサを使用せずに、閉ループ制御で回転子の位置を推定できる。 For this reason, in the motor drive control device 100 of this embodiment, for example, when the rotation of the motor 10 is stopped or when the rotation speed is low, a sensor for detecting the position of the rotor such as an encoder. The position of the rotor can be estimated by closed loop control without using.
本実施形態の位置フィードバック制御部１０１は、目標位置指令値ｔｈ＿ｔと現在の回転子の推定位置を示す位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとを比較し、比較結果に応じて駆動電流の振幅目標値ｉｄｔ及びｉｑｔを出力する。本実施形態では、この制御により、目標位置指令値ｔｈ＿ｔと位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとが一致するように駆動電流の振幅が制御され、回転子の位置が制御される。 The position feedback control unit 101 of the present embodiment compares the target position command value th_t with position information th_est indicating the current estimated position of the rotor, and outputs drive target amplitude target values idt and iqt according to the comparison result. To do. In this embodiment, by this control, the amplitude of the drive current is controlled so that the target position command value th_t and the position information th_est match, and the position of the rotor is controlled.
本実施形態では、目標位置指令値ｔｈ＿ｔが単位時間に一定量増加あるいは減少する場合、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔも単位時間に一定量増加あるいは減少するように制御される。したがって、本実施形態のモータ１０の回転子は、一定速度の回転を維持する。また、本実施形態では、目標位置指令値ｔｈ＿ｔが固定値で静止している場合は、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔも静止、すなわち現在位置を維持するように制御される。 In the present embodiment, when the target position command value th_t increases or decreases by a certain amount per unit time, the position information th_est is also controlled so as to increase or decrease by a certain amount per unit time. Therefore, the rotor of the motor 10 of this embodiment maintains a constant speed of rotation. In the present embodiment, when the target position command value th_t is stationary at a fixed value, the position information th_est is also controlled to be stationary, that is, to maintain the current position.
本実施形態のｄ軸電流制御部１０２は、ベクトル回転部１０７が検出したｄ軸電流ベクトルｉｄが、ｄ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｄｔに一致するように、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄを出力する。本実施形態のｑ軸電流制御部１０３は、ベクトル回転部１０７が検出したｑ軸電流ベクトルｉｑが、ｑ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｑｔに一致するように、ｑ軸の駆動電圧Ｖｑを出力する。本実施形態のｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３は、例えば比例積分制御を行う比例積分制御器であることが好ましい。 The d-axis current control unit 102 according to the present embodiment outputs the d-axis drive voltage Vd so that the d-axis current vector id detected by the vector rotation unit 107 matches the amplitude target value idt of the d-axis drive current. To do. The q-axis current control unit 103 according to the present embodiment outputs the q-axis drive voltage Vq so that the q-axis current vector iq detected by the vector rotation unit 107 matches the amplitude target value iqt of the q-axis drive current. To do. The d-axis current control unit 102 and the q-axis current control unit 103 of the present embodiment are preferably proportional-integral controllers that perform proportional-integral control, for example.
本実施形態の位置推定部１０４は、ｑ軸電流に重畳された高周波成分からモータ１０の回転子の位置（電気角）と速度を推定し、回転子の推定位置を示す位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔと、回転子の推定回転速度を示す速度情報ｗ＿ｅｓｔと、を出力する。位置推定部１０４の詳細は後述する。 The position estimation unit 104 of this embodiment estimates the position (electrical angle) and speed of the rotor of the motor 10 from the high-frequency component superimposed on the q-axis current, and position information (angle) th_est indicating the estimated position of the rotor. And speed information w_est indicating the estimated rotational speed of the rotor is output. Details of the position estimation unit 104 will be described later.
本実施形態の加算器１０５は、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄと、高周波信号Ｖｈとを加算する。本実施形態の高周波信号Ｖｈの周波数は、回転子の回転数と磁極ペア数の積（モータコイルの駆動周波数）よりも十分高いものとする。高周波信号Ｖｈの周波数の詳細は後述する。 The adder 105 of this embodiment adds the d-axis drive voltage Vd and the high-frequency signal Vh. The frequency of the high-frequency signal Vh in this embodiment is sufficiently higher than the product of the number of rotations of the rotor and the number of magnetic pole pairs (motor coil drive frequency). Details of the frequency of the high-frequency signal Vh will be described later.
本実施形態のベクトル回転部１０６は、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄ及びｑ軸の駆動電圧Ｖｑを位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させ、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａと、Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂとを出力する。以下の式１は、ベクトル回転部１０６による演算式である。 The vector rotation unit 106 of the present embodiment rotates the d-axis drive voltage Vd and the q-axis drive voltage Vq by position information (angle) th_est, and drives the A-phase drive voltage vector Va and the B-phase drive voltage vector Vb. Is output. The following Expression 1 is an arithmetic expression by the vector rotation unit 106.
本実施形態のベクトル回転部１０７は、Ａ相で検出された検出電流ベクトルｉａと、Ｂ相で検出された検出電流ベクトルｉｂとを角度ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させ、ｄ軸電流ベクトルｉｄとｑ軸電流ベクトルｉｑを出力する。以下の式２は、ベクトル回転部１０７による演算式である。 The vector rotation unit 107 of the present embodiment rotates the detected current vector ia detected in the A phase and the detected current vector ib detected in the B phase by an angle th_est, and d-axis current vector id and q-axis current vector iq is output. The following Expression 2 is an arithmetic expression by the vector rotation unit 107.
本実施形態の高周波発生部１０８は、駆動電圧に重畳する高周波信号Ｖｈを生成し、出力する。高周波信号Ｖｈは、固定周波数であり、回転子の回転数と磁極ペア数の積（モータコイルの駆動周波数）よりも十分高いものとした。 The high frequency generator 108 of this embodiment generates and outputs a high frequency signal Vh that is superimposed on the drive voltage. The high frequency signal Vh has a fixed frequency and is sufficiently higher than the product of the number of rotations of the rotor and the number of magnetic pole pairs (motor coil drive frequency).
本実施形態では、以上のように高周波信号Ｖｈを生成することで、位置推定部１０４における駆動信号（駆動電流）と高周波成分の応答信号との分離がしやすくなり、回転子の位置の推定精度を向上させることができる。また、本実施形態では、以上のように高周波信号Ｖｈを生成することで、モータ１０の機械的な応答を抑制できるため、回転子の位置や速度の制御への影響を抑えられる。 In this embodiment, by generating the high-frequency signal Vh as described above, it becomes easy to separate the drive signal (drive current) and the response signal of the high-frequency component in the position estimation unit 104, and the estimation accuracy of the rotor position is increased. Can be improved. In the present embodiment, since the mechanical response of the motor 10 can be suppressed by generating the high-frequency signal Vh as described above, the influence on the control of the position and speed of the rotor can be suppressed.
さらに、本実施形態では、高周波信号Ｖｈの周波数を、人間の可聴域より高い周波数とすれば、不快な聴感ノイズを抑えることができる。本実施形態の高周波信号Ｖｈの波形は、正弦波又は矩形波であっても良いし、その他の周期的な信号であれば良い。 Furthermore, in this embodiment, if the frequency of the high-frequency signal Vh is higher than the human audible range, unpleasant audible noise can be suppressed. The waveform of the high-frequency signal Vh in the present embodiment may be a sine wave or a rectangular wave, or any other periodic signal.
本実施形態の増幅部１０９は、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａを実際にモータ１０の有するコイルに印加する電圧（図１の電圧Ａ＋、電圧Ａ−）に変換する。また、増幅部１１０は、Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂを実際にモータ１０の有するコイルに印加する電圧（図１の電圧Ｂ＋、電圧Ｂ−）に変換する。電圧Ａ＋、電圧Ａ−及び電圧Ｂ＋、電圧Ｂ−は、逆相の信号である。本実施形態の増幅部１０９、１１０は、具体的には、例えばリニアな電力増幅器や、公知のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ回路等により実現されても良い。 The amplifying unit 109 according to the present embodiment converts the A-phase driving voltage vector Va into voltages (voltage A + and voltage A− in FIG. 1) that are actually applied to the coil of the motor 10. The amplifying unit 110 converts the B-phase driving voltage vector Vb into voltages (voltage B + and voltage B− in FIG. 1) that are actually applied to the coil of the motor 10. The voltage A +, the voltage A−, the voltage B +, and the voltage B− are signals having opposite phases. Specifically, the amplification units 109 and 110 of the present embodiment may be realized by, for example, a linear power amplifier, a known PWM (Pulse Width Modulation) inverter circuit, or the like.
本実施形態の電流センサ１１１は、Ａ相コイル電流を検出し、検出電流ベクトルｉａを出力する。また、本実施形態の電流センサ１１２は、Ｂ相コイル電流を検出し、検出電流ベクトルｉｂを出力する。本実施形態の電流センサ１１１、１１２は、例えばコイル駆動線や増幅部１０９、１１０の各母線に直列に低抵抗を挿入して両端を差動増幅する構成や、ホール素子等の磁気的なセンサ等により実現されても良い。 The current sensor 111 of the present embodiment detects the A-phase coil current and outputs a detected current vector ia. Further, the current sensor 112 of the present embodiment detects the B-phase coil current and outputs a detected current vector ib. The current sensors 111 and 112 of the present embodiment include, for example, a configuration in which a low resistance is inserted in series with each of the bus lines of the coil drive lines and the amplification units 109 and 110 to differentially amplify both ends, and magnetic sensors such as Hall elements Etc. may be realized.
次に、図２乃至図４を参照し、本実施形態のモータ１０について説明する。図２は、ステッピングモータの構造の一例を示す図である。 Next, the motor 10 of this embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 2 is a diagram illustrating an example of the structure of the stepping motor.
本実施形態のモータ１０は、Ａ相コイル（電機子コイル）１１と、Ｂ相コイル（電機子コイル）１２と、回転子２０と、を有する。本実施形態のモータ１０において、Ａ相コイル１１はＡ相コイル端子１３として、Ａ＋端子とＡ−端子とを有する。Ｂ相コイル１２は、Ｂ相コイル端子１４として、Ｂ＋端子とＢ−端子とを有する。本実施形態において、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２とは、互いに接続されておらず、独立して設けられている。本実施形態の回転子２０は、円周上に永久磁石が配置あるいは着磁されている。 The motor 10 of the present embodiment includes an A-phase coil (armature coil) 11, a B-phase coil (armature coil) 12, and a rotor 20. In the motor 10 of the present embodiment, the A phase coil 11 has an A + terminal and an A− terminal as the A phase coil terminal 13. B phase coil 12 has B + terminal and B− terminal as B phase coil terminal 14. In the present embodiment, the A-phase coil 11 and the B-phase coil 12 are not connected to each other and are provided independently. In the rotor 20 of the present embodiment, a permanent magnet is arranged or magnetized on the circumference.
モータ１０において、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２は、回転子２０の永久磁石により発生する磁束方向に対し、９０度の関係になるように配置されている。モータ１０では、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２に、９０度位相のずれた交流電流を供給することで、回転子２０が回転する。また、モータ１０では、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２に供給される交流電流の位相を所定の位相に固定すると、回転子２０が磁気的につりあう位置に維持される。 In the motor 10, the A-phase coil 11 and the B-phase coil 12 are arranged so as to have a relationship of 90 degrees with respect to the direction of the magnetic flux generated by the permanent magnet of the rotor 20. In the motor 10, the rotor 20 rotates by supplying an alternating current whose phase is shifted by 90 degrees to the A-phase coil 11 and the B-phase coil 12. Moreover, in the motor 10, when the phase of the alternating current supplied to the A-phase coil 11 and the B-phase coil 12 is fixed to a predetermined phase, the rotor 20 is maintained in a magnetically balanced position.
図３は、第一の実施形態のステッピングモータの断面の一例を示す図である。図３に示す例では、回転子２０は、多極着磁されている。 FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a cross section of the stepping motor according to the first embodiment. In the example shown in FIG. 3, the rotor 20 is multipolarly magnetized.
本実施形態の回転子２０は、円筒状の形をしており、円筒表面に周期的に永久磁石が着磁されたロータマグネット２０Ａと、回転軸２０Ｂとを有する。Ａ相コイル１１は、回転子２０の円周の外側に円環状に巻かれている。Ａ相コイル端子１３が引き出されている。 The rotor 20 of the present embodiment has a cylindrical shape, and includes a rotor magnet 20A in which a permanent magnet is periodically magnetized on a cylindrical surface, and a rotating shaft 20B. The A-phase coil 11 is wound in an annular shape outside the circumference of the rotor 20. A phase coil terminal 13 is drawn out.
Ａ相コイル１１は、導体（リング状極歯部）２１により囲まれている。導体２１は、Ａ相コイル１１を囲むように配置され、内径（回転子の面側）に片方向（図では上方向）から爪状に導体部材が伸びており、これを誘電子（クローポール；極歯片）２３と呼ぶ。クローポール２３のピッチは回転子の着磁極ペアと等しいピッチにしてあり、コイル電流方向により全てのクローポール２３がＮ極あるいはＳ極コアを形成する。 The A-phase coil 11 is surrounded by a conductor (ring-shaped pole tooth portion) 21. The conductor 21 is disposed so as to surround the A-phase coil 11, and a conductor member extends in a claw-like shape from one direction (upward in the drawing) to the inner diameter (rotor surface side). ; Pole tooth piece) 23. The pitch of the claw poles 23 is equal to that of the pair of magnetic poles of the rotor, and all the claw poles 23 form an N pole or S pole core depending on the coil current direction.
Ａ相コイル１１の反対方向（図では下方向）からも同様のクローポール２４が伸びており、上側のクローポール２３とは反対極性のコアを形成する。尚、図３では、クローポール２３、２４は、Ｂ相コイル１２側に形成されたものとして示したが、Ａ相コイル１１側においても同様に形成されている。以下の説明では、Ａ相コイル１１側のクローポールを２３Ａ、２４Ａとし、Ｂ相コイル１２側のクローポールを２３Ｂ、２４Ｂとする。 A similar claw pole 24 extends from the opposite direction of the A-phase coil 11 (downward in the figure) to form a core having a polarity opposite to that of the upper claw pole 23. In FIG. 3, the claw poles 23 and 24 are illustrated as being formed on the B-phase coil 12 side, but are similarly formed on the A-phase coil 11 side. In the following description, claw poles on the A phase coil 11 side are 23A and 24A, and claw poles on the B phase coil 12 side are 23B and 24B.
Ｂ相コイル１２と、Ｂ相コイル端子１４は、Ａ相と同様である。Ｂ相コイル１２は、導体２２により囲まれている。導体２２は、導体２１と同様に、上側のクローポール２３Ｂと、下側のクローポール２４Ｂが形成されている。 The B phase coil 12 and the B phase coil terminal 14 are the same as the A phase. B-phase coil 12 is surrounded by conductor 22. As with the conductor 21, the conductor 22 is formed with an upper claw pole 23B and a lower claw pole 24B.
本実施形態では、Ａ相におけるクローポール２３Ａ、２４Ａと、Ｂ相におけるクローポール２３Ｂ、２４Ｂは、回転子２０の磁極ペアの１周期を３６０度（いわゆる電気角）としたとき、９０度ずらして配置される。この配置により、図３に示すモータ１０は、図２に示すＡ相コイル１１及びＢ相コイル１２と等価な２相コイルと多極着磁ロータからなる構造となる。 In this embodiment, claw poles 23A and 24A in the A phase and claw poles 23B and 24B in the B phase are shifted by 90 degrees when one period of the magnetic pole pair of the rotor 20 is 360 degrees (so-called electrical angle). Be placed. With this arrangement, the motor 10 shown in FIG. 3 has a structure including a two-phase coil equivalent to the A-phase coil 11 and the B-phase coil 12 shown in FIG.
本実施形態のモータ１０では、導体２１、２２を後述する形状とすることで、突極性を向上させている。導体２１、２２の詳細は後述する。 In the motor 10 of the present embodiment, the saliency is improved by forming the conductors 21 and 22 into the shapes described later. Details of the conductors 21 and 22 will be described later.
図４は、モータのコイルインダクタンスと回転子の位相の関係の一例を示す図である。図４において、横軸は回転子２０の位相であり、電気角で表示している。ここでは、単位は、［ｄｅｇｒｅｅ］である。電気角と回転子２０の機械角の関係は、以下の式３で示される。 FIG. 4 is a diagram illustrating an example of the relationship between the coil inductance of the motor and the phase of the rotor. In FIG. 4, the horizontal axis represents the phase of the rotor 20 and is represented by an electrical angle. Here, the unit is [degree]. The relationship between the electrical angle and the mechanical angle of the rotor 20 is expressed by Equation 3 below.
電気角＝回転子の機械角×着磁極ペア数 （式３）
図４において、縦軸はコイルインダクタンスであり、単位は［ｍＨ（ミリ・ヘンリー）］である。波線Ｌａは、Ａ相コイル１１のコイルインダクタンスを示し、一点鎖線Ｌｂは、Ｂ相コイル１２のコイルインダクタンスを示す。
Electrical angle = Rotor mechanical angle x Number of poled pairs (Equation 3)
In FIG. 4, the vertical axis represents the coil inductance, and the unit is [mH (Milli Henry)]. The wavy line La indicates the coil inductance of the A-phase coil 11, and the alternate long and short dash line Lb indicates the coil inductance of the B-phase coil 12.
図３に示すクローポール型のＰＭ（Permanent Magnet）ステッピングモータは、回転子の着磁位相とクローポール位相の関係により、磁気的な特性が変化するため、回転子の位相（電気角）に対して周期的にコイルインダクタンスが変化することがわかっている。このようなステッピングモータの特性を、突極性と呼ぶ。 The claw pole type PM (Permanent Magnet) stepping motor shown in FIG. 3 has a magnetic characteristic that changes depending on the relationship between the magnetization phase of the rotor and the claw pole phase. It is known that the coil inductance changes periodically. Such a characteristic of the stepping motor is called saliency.
ここでは、コイルインダクタンスは、電気角３６０度（回転子の磁極ペアの１ピッチ）につき２周期の正弦波状に変化するものとする。尚、コイルインダクタンスの変化の周期や変化量及び変化形状は、これに限ったものではない。 Here, it is assumed that the coil inductance changes in a sine wave shape of two cycles per electrical angle of 360 degrees (one pitch of the magnetic pole pair of the rotor). It should be noted that the period, amount and shape of change of the coil inductance are not limited to this.
また、図４に示すインダクタンス変化をもたらすモータ構造は、クローポール型に限ったものではない。例えば、回転子の磁石を円筒表面でなく、円筒状導体の内部に埋め込んだ構造によっても、回転子の位相に応じたインダクタンス変化が生じることがわかっている。クローポール型のＰＭステッピングモータは、コイルの巻き方やその他部材を簡素かでき、工業的に安価に生産できる。 Further, the motor structure that causes the inductance change shown in FIG. 4 is not limited to the claw pole type. For example, it has been found that an inductance change corresponding to the phase of the rotor is also generated by a structure in which the magnet of the rotor is embedded in the cylindrical conductor instead of the cylindrical surface. The claw pole type PM stepping motor can simplify the coil winding method and other members, and can be produced industrially at low cost.
次に、本実施形態のモータ駆動制御装置１００の有する各部の詳細を説明する。図５は、位置フィードバック制御部を説明する図である。 Next, details of each part of the motor drive control device 100 of the present embodiment will be described. FIG. 5 is a diagram illustrating the position feedback control unit.
本実施形態の位置フィードバック制御部１０１は、減算器５０１、５０３、ゲイン要素５０２、５０４、５０５、積分器５０６、加算器５０７、固定値発生部５０８を有する。 The position feedback control unit 101 according to the present embodiment includes subtractors 501, 503, gain elements 502, 504, 505, an integrator 506, an adder 507, and a fixed value generation unit 508.
本実施形態の減算器５０１は、位置フィードバック制御部１０１に入力される目標位置指令値ｔｈ＿ｔから、位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔを減算する。すなわち、減算器５０１は、回転子２０の目標位置と現在の推定位置とを比較し、位置誤差を算出する。 The subtractor 501 of this embodiment subtracts position information (angle) th_est from the target position command value th_t input to the position feedback control unit 101. That is, the subtractor 501 compares the target position of the rotor 20 with the current estimated position, and calculates a position error.
ゲイン要素５０２は、減算器５０１の出力（位置誤差）を所定値Ｇ７倍に増幅し、後段の減算器５０３へ供給する。本実施形態では、ゲイン要素５０２の出力は、回転子の目標速度となる。 The gain element 502 amplifies the output (position error) of the subtractor 501 by a predetermined value G7 times and supplies the amplified value to the subsequent subtracter 503. In this embodiment, the output of the gain element 502 is the target speed of the rotor.
減算器５０３は、ゲイン要素５０２の出力から、速度情報ｗ＿ｅｓｔを減算する。速度情報ｗ＿ｅｓｔは、回転子２０の回転速度の速度情報である。すなわち、減算器５０３は、回転子の回転の目標速度と現在速度を比較し、速度誤差を算出する。 The subtracter 503 subtracts the speed information w_est from the output of the gain element 502. The speed information w_est is speed information on the rotational speed of the rotor 20. That is, the subtracter 503 compares the target speed of rotation of the rotor with the current speed, and calculates a speed error.
ゲイン要素５０４は、減算器５０３の出力（速度誤差）を所定値Ｇ８倍に増幅する。ゲイン要素５０４で増幅された速度毎は、ゲイン要素５０５と加算器５０７へ供給される。 The gain element 504 amplifies the output (speed error) of the subtracter 503 by a predetermined value G8. Each speed amplified by the gain element 504 is supplied to the gain element 505 and the adder 507.
ゲイン要素５０５は、ゲイン要素５０４の出力を所定値Ｇ９倍に増幅し、積分器５０６へ供給する。積分器５０６（ｓがラプラス演算子）の出力は、加算器５０７へ供給される。 The gain element 505 amplifies the output of the gain element 504 by a predetermined value G9 and supplies the amplified value to the integrator 506. The output of the integrator 506 (s is a Laplace operator) is supplied to the adder 507.
加算器５０７は、ゲイン要素５０４の出力と、積分器５０６の出力とを加算し、速度誤差に対して以下の演算（伝達関数を表現している）を行って、駆動電流の振幅目標値ｉｑｔを出力する。 The adder 507 adds the output of the gain element 504 and the output of the integrator 506, performs the following calculation (expressing a transfer function) on the speed error, and performs the amplitude target value iqt of the drive current. Is output.
以下に、演算について説明する。 Hereinafter, the calculation will be described.
回転子２０の現在の推定位置と目標位置との位置誤差＝ｔｈ＿ｔ−ｔｈ＿ｅｓｔ
回転子２０の現在の回転速度と目標速度＝位置誤差×Ｇ７
回転子２０の目標速度と現在速度との速度誤差＝目標速度−速度情報ｗ＿ｅｓｔ
駆動電流の振幅目標値ｉｑｔ＝速度誤差×Ｇ８×（１＋Ｇ９×（１／ｓ）)
本実施形態では、以上のように構成することで、位置フィードバック制御部１０１の内側ループにおいて、回転子２０の回転速度をフィードバック制御することができる。したがって、本実施形態では、回転子２０の位置の制御を容易に安定化させることができる。
Position error between current estimated position of rotor 20 and target position = th_t−th_est
Current rotation speed and target speed of the rotor 20 = position error × G7
Speed error between target speed of rotor 20 and current speed = target speed-speed information w_est
Drive current amplitude target value iqt = speed error × G8 × (1 + G9 × (1 / s))
In the present embodiment, by configuring as described above, the rotational speed of the rotor 20 can be feedback controlled in the inner loop of the position feedback control unit 101. Therefore, in this embodiment, the control of the position of the rotor 20 can be easily stabilized.
また、本実施形態における回転速度のフィードバック制御は、比例・積分制御であるため、定常速度誤差が生じず精密な速度制御ができる。さらに、本実施形態では、回転子２０の位置が目標位置に到達し、モータ１０が静止している際には、目標速度が０となり、定常速度誤差が生じないため、目標位置に対する偏差も生じない。 In addition, since the feedback control of the rotational speed in this embodiment is proportional / integral control, a steady speed error does not occur and precise speed control can be performed. Furthermore, in this embodiment, when the position of the rotor 20 reaches the target position and the motor 10 is stationary, the target speed becomes 0 and no steady speed error occurs, so that a deviation from the target position also occurs. Absent.
尚、駆動電流の振幅目標値ｉｑｔは、位置誤差の増幅のみを用いて算出してもよい。この場合、速度誤差ｗ＿ｅｓｔを用いた演算は必須でない。位置誤差の増幅のみを用いて振幅目標値ｉｑｔを算出する場合、例えば位置誤差に対して、公知のＰＩＤ（比例・積分・微分）演算により求めた駆動電流の振幅目標値ｉｑｔとしてもよい。 The amplitude target value iqt of the drive current may be calculated using only position error amplification. In this case, the calculation using the speed error w_est is not essential. When the amplitude target value iqt is calculated using only the amplification of the position error, for example, the amplitude target value iqt of the drive current obtained by a known PID (proportional / integral / differential) calculation may be used for the position error.
本実施形態において、目標振幅値ｉｄｔ及びｉｑｔは、ベクトル制御において、ｄ軸の駆動電流及びｑ軸の駆動電流に相当する。そして、ｑ軸の駆動電流がトルクを示すため、簡単な制御法では、ｑ軸の駆動電流のみを制御し、ｄ軸の駆動電流を０に固定する方法が知られている。本実施形態では、上記の手法を用い、固定値発生部５０８によりｄ軸の駆動電流の目標振幅値ｉｄｔを０に固定している。 In the present embodiment, the target amplitude values idt and iqt correspond to a d-axis drive current and a q-axis drive current in vector control. Since the q-axis drive current indicates torque, a simple control method is known that controls only the q-axis drive current and fixes the d-axis drive current to zero. In the present embodiment, the target amplitude value idt of the d-axis drive current is fixed to 0 by the fixed value generation unit 508 using the above method.
次に、図６及び図７を参照し、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３について説明する。図６は、ｄ軸電流制御部を説明する図である。図７は、ｑ軸電流制御部を説明する図である。 Next, the d-axis current control unit 102 and the q-axis current control unit 103 will be described with reference to FIGS. 6 and 7. FIG. 6 is a diagram illustrating the d-axis current control unit. FIG. 7 is a diagram illustrating the q-axis current control unit.
図６に示すｄ軸電流制御部１０２は、減算器２０１、ゲイン要素２０２、２０３、積分器２０４、加算器２０５を有する。 The d-axis current control unit 102 illustrated in FIG. 6 includes a subtractor 201, gain elements 202 and 203, an integrator 204, and an adder 205.
図７に示すｑ軸電流制御部１０３は、減算器３０１、ゲイン要素３０２、３０３、積分器３０４、加算器３０５を有する。 The q-axis current control unit 103 illustrated in FIG. 7 includes a subtracter 301, gain elements 302 and 303, an integrator 304, and an adder 305.
図６、図７に示す各部の動作は、図５において対応する各部の動作と同様であるため、説明を省略する。 The operation of each unit shown in FIGS. 6 and 7 is the same as the operation of each corresponding unit in FIG.
尚、図６及び図７における伝達関数表現による演算は、下記のようになり、比例・積分制御が実現される。 The calculation based on the transfer function expression in FIGS. 6 and 7 is as follows, and proportional / integral control is realized.
ｄ軸の駆動電圧Ｖｄ＝（目標振幅値ｉｄｔ−ｄ軸電流ベクトルｉｄ）×Ｇ１
×（１＋Ｇ２×（１／ｓ））
ｑ軸の駆動電圧Ｖｑ＝（目標振幅値ｉｑｔ−ｑ軸電流ベクトルｉｑ）×Ｇ３
×（１＋Ｇ４×（１／ｓ））
次に、図８乃至図１０を参照し、本実施形態のベクトル回転部１０６について説明する。
d-axis drive voltage Vd = (target amplitude value idt−d-axis current vector id) × G1
× (1 + G2 × (1 / s))
q-axis drive voltage Vq = (target amplitude value iqt−q-axis current vector iq) × G3
× (1 + G4 × (1 / s))
Next, the vector rotation unit 106 of this embodiment will be described with reference to FIGS. 8 to 10.
図８は、ベクトル回転部の動作概念を示す第一の図である。図８は、ベクトル回転部１０６の動作概念を示しており、図８において、縦軸は電圧の振幅を示し、横軸は回転子２０の位相（電気角）ｔｈとした。尚、本実施形態において、実際に用いられる位相は、回転子２０の位相そのものではなく、位置推定部１０４により推定した位置情報ｔｈ＿ｅｓｔであるが、位置推定部１０４は、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｔｈとなるように推定するので、実質同じと考えてよい。 FIG. 8 is a first diagram illustrating an operation concept of the vector rotation unit. FIG. 8 shows an operation concept of the vector rotation unit 106. In FIG. 8, the vertical axis represents the voltage amplitude, and the horizontal axis represents the phase (electrical angle) th of the rotor 20. In the present embodiment, the phase actually used is not the phase of the rotor 20 itself but the position information th_est estimated by the position estimation unit 104, but the position estimation unit 104 has the position information th_est = th. Therefore, it may be considered that they are substantially the same.
図８において、波線はｄ軸の駆動電圧Ｖｄを示す。図８に示す駆動電圧Ｖｄは、高周波信号Ｖｈは加算されていない信号である。 In FIG. 8, the wavy line indicates the d-axis drive voltage Vd. The drive voltage Vd shown in FIG. 8 is a signal to which the high frequency signal Vh is not added.
図８において、駆動電圧Ｖｄ＝０、駆動電圧Ｖｑ＝１の直流とすると、図８に示すように、
Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａ＝−ｓｉｎ（ｔｈ）
Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂ＝−ｃｏｓ（ｔｈ）
となる。
In FIG. 8, when the drive voltage Vd = 0 and the drive voltage Vq = 1 are direct currents, as shown in FIG.
A phase drive voltage vector Va = −sin (th)
B-phase drive voltage vector Vb = −cos (th)
It becomes.
これはＡ相がＢ相に対して９０度進み、回転子の基準位相（電気角）０度に対して０度が対応する位相関係である。また駆動電圧Ｖｄ＝０の場合、駆動電圧ベクトルＶａ、Ｖｂの振幅は、ｑ軸の駆動電圧Ｖｑのレベルで決定される。 This is a phase relationship in which the A phase advances by 90 degrees with respect to the B phase, and 0 degrees corresponds to the reference phase (electrical angle) of the rotor of 0 degrees. When the drive voltage Vd = 0, the amplitudes of the drive voltage vectors Va and Vb are determined by the level of the q-axis drive voltage Vq.
図９は、ベクトル回転部の動作概念を示す第二の図である。図９の例では、駆動電圧Ｖｄ＝０．３４２、駆動電圧Ｖｑ＝０．９４０とした例である。尚、図９に示す駆動電圧Ｖｄは、高周波信号Ｖｈは加算されていない信号である。 FIG. 9 is a second diagram illustrating the operation concept of the vector rotation unit. In the example of FIG. 9, the drive voltage Vd = 0.342 and the drive voltage Vq = 0.940. Note that the drive voltage Vd shown in FIG. 9 is a signal to which the high-frequency signal Vh is not added.
図９の例では、駆動電圧ベクトルＶａ、Ｖｂの振幅は１のままであり、Ａ相が回転子の基準位相に対して、位相が２０度進んでいることがわかる。 In the example of FIG. 9, the amplitudes of the drive voltage vectors Va and Vb remain 1, and it can be seen that the phase A is advanced by 20 degrees with respect to the reference phase of the rotor.
本実施形態では、駆動電圧Ｖｄと駆動電圧Ｖｑの関係は、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３におけるｄ軸電流ベクトルｉｄとｑ軸電流ベクトルｉｑの関係に基づき制御される。したがって、例えばモータ１０の回転数が上がり、検出電流ｉａ、ｉｂの位相遅れが大きくなると、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａとＢ相の駆動電圧ベクトルＶｂの位相が進むように駆動電圧Ｖｄ、Ｖｑが制御される。このため、本実施形態では、モータ１０の回転数による効率の低下を抑制できる。尚、本実施形態の効率とは、モータ１０に供給された入力電力に対する機械出力の比を示す。 In the present embodiment, the relationship between the drive voltage Vd and the drive voltage Vq is controlled based on the relationship between the d-axis current vector id and the q-axis current vector iq in the d-axis current control unit 102 and the q-axis current control unit 103. Therefore, for example, when the rotational speed of the motor 10 is increased and the phase delay of the detection currents ia and ib is increased, the drive voltages Vd and Vq are set so that the phases of the A-phase drive voltage vector Va and the B-phase drive voltage vector Vb advance. Be controlled. For this reason, in this embodiment, the fall of the efficiency by the rotation speed of the motor 10 can be suppressed. The efficiency of the present embodiment indicates the ratio of the machine output to the input power supplied to the motor 10.
図１０は、他のベクトル回転部の動作概念を示す図である。図１０は、ベクトル回転部１０７の動作概念を示しており、条件は図９と同様に、駆動電圧Ｖｄ＝０．３４２、駆動電圧Ｖｑ＝０．９４０とした。 FIG. 10 is a diagram illustrating an operation concept of another vector rotation unit. FIG. 10 shows an operation concept of the vector rotation unit 107. The conditions are the drive voltage Vd = 0.342 and the drive voltage Vq = 0.940 as in FIG.
図１０では、Ａ相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂの位相が、回転子の基準位相に対して３０度（電気角）遅れている場合を示している。このとき、ｄ軸電流ベクトルｉｄ及びｑ軸電流ベクトルｉｑは、ｉｄ＝０．５、ｉｑ＝０．８６６の直流となる。 FIG. 10 shows a case where the phases of the A-phase detection current ia and the B-phase detection current ib are delayed by 30 degrees (electrical angle) with respect to the reference phase of the rotor. At this time, the d-axis current vector id and the q-axis current vector iq are direct currents with id = 0.5 and iq = 0.866.
また、相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂが、回転子２０の基準位相に対して０度の遅れであれば、ｉｄ＝０、ｉｑ＝１となる。 If the phase detection current ia and the phase B detection current ib are 0 degrees behind the reference phase of the rotor 20, id = 0 and iq = 1.
すなわち、本実施形態では、ｉｄ＝０（駆動電流の目標振幅値ｉｄｔ＝０）となるように電流を制御すれば、回転子２０の基準位相に対するＡ相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂの位相の遅れを０度に制御できる。 That is, in this embodiment, if the current is controlled so that id = 0 (target amplitude value idt = 0 of the drive current), the A-phase detection current ia and the B-phase detection current with respect to the reference phase of the rotor 20 The phase delay of ib can be controlled to 0 degree.
さらに、本実施形態では、ｄ軸電流ベクトルｉｄの値（駆動電流の目標振幅値ｉｄｔの値）を０以外の値とすることで、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対してずらすことができる。したがって、本実施形態では、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対してずらすことで、リラクタンストルクを利用することができ、電力効率を向上させることが可能となる。尚、リラクタンストルクとは、コイル電磁石と回転子の導体が引き合うときのトルクである。 Furthermore, in the present embodiment, the value of the d-axis current vector id (the value of the target amplitude value idt of the drive current) is set to a value other than 0, so that the phases of the detected currents ia and ib become the reference phase of the rotor 20. Can be shifted. Therefore, in this embodiment, by shifting the phases of the detection currents ia and ib with respect to the reference phase of the rotor 20, the reluctance torque can be used and the power efficiency can be improved. The reluctance torque is the torque when the coil electromagnet attracts the rotor conductor.
以上のように、本実施形態では、ｄ軸電流制御部１０２、ｑ軸電流制御部１０３及びベクトル回転部１０６、ベクトル回転部１０７により、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対して所定の関係となるように制御できる。 As described above, in the present embodiment, the phase of the detected currents ia and ib is set to the reference phase of the rotor 20 by the d-axis current control unit 102, the q-axis current control unit 103, the vector rotation unit 106, and the vector rotation unit 107. On the other hand, it can be controlled to have a predetermined relationship.
また、本実施形態では、交流である検出電流ｉａ、ｉｂを、直流（低周波）のｄｑ軸電流に変換して制御することで、電流制御帯域を低域に抑えることができる。例えば、交流である検出電流ｉａ、ｉｂを目標信号に追従させるように制御する場合等には、交流電流ｉａ、ｉｂの周波数よりも十分高い帯域で電流を制御しなければならない。この場合、コストが高くなる。これに対し、本実施形態では、上述したように、電流を制御する帯域を低くすることができ、コストを削減できる。 In the present embodiment, the detection currents ia and ib that are alternating currents are converted into direct current (low frequency) dq-axis currents and controlled, so that the current control band can be kept low. For example, when controlling the detection currents ia and ib, which are alternating currents, to follow the target signal, the currents must be controlled in a band sufficiently higher than the frequency of the alternating currents ia and ib. In this case, the cost becomes high. On the other hand, in this embodiment, as described above, the band for controlling the current can be lowered, and the cost can be reduced.
次に、図１１、図１２を参照して本実施形態の位置推定部１０４について説明する。図１１は、位置推定部を説明する図である。 Next, the position estimation unit 104 of this embodiment will be described with reference to FIGS. 11 and 12. FIG. 11 is a diagram illustrating the position estimation unit.
本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００、乗算器４０１、ゲイン要素４０２、４０３、積分器４０４、４０６、加算器４０５を有する。 The position estimation unit 104 of this embodiment includes a high-pass filter 400, a multiplier 401, gain elements 402 and 403, integrators 404 and 406, and an adder 405.
本実施形態において、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄに重畳された高周波信号Ｖｈは、ｑ軸電流ベクトルｉｑを観察すると以下の式４のようになる。 In the present embodiment, the high-frequency signal Vh superimposed on the d-axis drive voltage Vd is expressed by the following Expression 4 when the q-axis current vector iq is observed.
ｉｑ＝Ｋ×Ｖｈ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））＋駆動信号成分 （式４）
ここで、Ｋはモータ特性や回路定数等から決まる定数であり、Ｖｈは駆動電圧Ｖｄに重畳される高周波信号であり、ｔｈは回転子２０の現在位置を示す電気角であり、ｔｈ＿ｅｓｔは回転子２０の推定位置を示す位置情報（電気角）である。
iq = K × Vh × sin (2 × (th−th_est)) + drive signal component (Formula 4)
Here, K is a constant determined by motor characteristics, circuit constants, etc., Vh is a high-frequency signal superimposed on the drive voltage Vd, th is an electrical angle indicating the current position of the rotor 20, and th_est is the rotor. This is position information (electrical angle) indicating 20 estimated positions.
式４において、第１項は、高周波成分が推定誤差でＡＭ（Amplitude Modulation）変調された成分である。推定誤差は、回転子２０の現在位置から回転子２０の推定位置を減算したものであり、ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））で示される。 In Equation 4, the first term is a component obtained by AM (Amplitude Modulation) modulation of the high frequency component with an estimation error. The estimation error is obtained by subtracting the estimated position of the rotor 20 from the current position of the rotor 20, and is represented by sin (2 × (th−th_est)).
また、第２項は、モータ１０の駆動を制御するモータ駆動信号成分である。したがって、第１項から、推定誤差を抽出（復調）すれば、回転子２０の推定位置を示す位置情報を取得できる。 The second term is a motor drive signal component that controls the drive of the motor 10. Therefore, if the estimation error is extracted (demodulated) from the first term, position information indicating the estimated position of the rotor 20 can be acquired.
本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００により、ベクトル回転部１０７から供給されるｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分のみを通過させる。本実施形態では、これにより、式４の第２項におけるモータ駆動信号成分が除去され、第１項だけが残る。 The position estimation unit 104 of the present embodiment allows only the high-frequency component of the q-axis current vector iq supplied from the vector rotation unit 107 to pass through the high-pass filter 400. In the present embodiment, this removes the motor drive signal component in the second term of Equation 4, leaving only the first term.
位置推定部１０４は、乗算器４０１により、ｑ軸駆動電流ベクトルｉｑの高周波成分に、高周波発生部１０８から供給される高周波信号Ｖｈを乗算し、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを出力する。 The position estimation unit 104 multiplies the high-frequency component of the q-axis drive current vector iq by the high-frequency signal Vh supplied from the high-frequency generation unit 108 by the multiplier 401, and outputs an estimated position error th_err.
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒには、高周波成分が含まれているが、その低域成分には推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））が含まれる。したがって、本実施形態では、位置推定部１０４において、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの低域成分を抽出すれば良い。 The estimated position error th_err includes a high frequency component, but its low frequency component includes an estimated error sin (2 × (th−th_est)). Therefore, in this embodiment, the position estimation unit 104 may extract a low frequency component of the estimated position error th_err.
位置推定部１０４は、ゲイン要素４０２、４０３、積分器４０４及び加算器４０５により、比例積分制御を実行する。そして、位置推定部１０４は、加算器４０４の出力を推定速度ｗ＿ｅｓｔとして出力する。 The position estimation unit 104 performs proportional integration control using the gain elements 402 and 403, the integrator 404, and the adder 405. Then, the position estimation unit 104 outputs the output of the adder 404 as the estimated speed w_est.
また、加算器４０５の出力は、積分器４０６に供給される。積分器４０６は、推定速度ｗ＿ｅｓｔを積分し、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとして出力する。この位置情報ｔｈ＿ｅｓｔは、現在の回転子２０の推定位置を示す電気角である。 The output of the adder 405 is supplied to the integrator 406. The integrator 406 integrates the estimated speed w_est and outputs it as position information th_est. The position information th_est is an electrical angle indicating the estimated position of the current rotor 20.
上述した角演算を伝達関数で示すと、以下のようになる。 The angle calculation described above is expressed as a transfer function as follows.
ｗ＿ｅｓｔ＝ｔｈ＿ｅｒｒ×Ｇ５×（１＋Ｇ６×（１／ｓ）） （式５）
ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｗ＿ｅｓｔ×（１／ｓ） （式６）
位置推定部１０４では、ｔｈ＿ｅｓｔはベクトル回転部１０６に供給されるため、式４の第１項にフィードバックされる。したがって、位置推定部１０４において、ゲイン要素４０２から積分器４０６までは、位置推定の演算に関するフィードバック制御を行う制御部の機能を果たす。本実施形態では、この制御部自体が、低域通過フィルタの機能を果たすため、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒに含まれる高周波成分は除去される。
w_est = th_err × G5 × (1 + G6 × (1 / s)) (Formula 5)
th_est = w_est × (1 / s) (Formula 6)
In the position estimation unit 104, th_est is supplied to the vector rotation unit 106, and is fed back to the first term of Equation 4. Therefore, in the position estimation unit 104, the gain element 402 to the integrator 406 serve as a control unit that performs feedback control related to the calculation of position estimation. In the present embodiment, since the control unit itself functions as a low-pass filter, the high frequency component included in the estimated position error th_err is removed.
図１２は、ｑ軸電流ベクトルと、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの信号波形の一例を示す図である。 FIG. 12 is a diagram illustrating an example of signal waveforms of the q-axis current vector and the estimated position error th_err.
図１２において、横軸は誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）（電気角）である。図１２では、ｑ軸電流ベクトルｉｑの駆動信号成分（式４の第２項）は、既に除去されているものとする。 In FIG. 12, the horizontal axis represents an error (th−th_est) (electrical angle). In FIG. 12, it is assumed that the drive signal component (second term in Expression 4) of the q-axis current vector iq has already been removed.
図１２において、波線はｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分（応答信号）を示し、高周波信号Ｖｈが推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））でＡＭ変調されている。 In FIG. 12, a wavy line indicates a high-frequency component (response signal) of the q-axis current vector iq, and the high-frequency signal Vh is AM-modulated with an estimation error sin (2 × (th−th_est)).
図１２において、点線は、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを示し、ｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分に、高周波信号Ｖｈを乗算した結果である。 In FIG. 12, the dotted line indicates the estimated position error th_err, and is the result of multiplying the high frequency component of the q-axis current vector iq by the high frequency signal Vh.
図１２から、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒには、高周波成分が残っているが、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）が正の値であれば、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒも正の値となり、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）が負の値であれば、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒも負の値となることがわかる。尚。誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）は、現在の回転子の位置から位置推定部１０４により推定された回転子の位置を減算したものであり、位置推定部１０４により推定された推定位置と、実際の回転子２０の位置との誤差を示す。 From FIG. 12, although the high frequency component remains in the estimated position error th_err, if the error (th−th_est) is a positive value, the estimated position error th_err is also a positive value, and the error (th−th_est) is If the value is negative, the estimated position error th_err is also negative. still. The error (th-th_est) is obtained by subtracting the rotor position estimated by the position estimation unit 104 from the current rotor position, and the estimated position estimated by the position estimation unit 104 and the actual rotor. The error from the position of 20 is shown.
したがって、図１２では、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）と推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒと一致した時点で、回転子２０の推定位置が、現在の回転子２０の位置と一致したことを示す。 Therefore, FIG. 12 shows that the estimated position of the rotor 20 matches the current position of the rotor 20 when the error (th−th_est) matches the estimated position error th_err.
以上のように、本実施形態では、位置推定部１０４において推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを後段のフィードバック制御に用いることで、位置推定部１０４により推定された推定位置と回転子２０の実際位置との誤差すなわち推定位置誤差が０になる。したがって、本実施形態の位置推定部１０４は、両者（位置推定部１０４により推定された推定位置と回転子２０の実際位置）が一致する位置に回転子２０の位置情報ｔｈ＿ｅｓｔを収束させることができる。 As described above, in the present embodiment, the estimated position error th_err is used for the subsequent feedback control in the position estimating unit 104, so that the error between the estimated position estimated by the position estimating unit 104 and the actual position of the rotor 20, that is, The estimated position error becomes zero. Therefore, the position estimation unit 104 of the present embodiment can converge the position information th_est of the rotor 20 to a position where both (the estimated position estimated by the position estimation unit 104 and the actual position of the rotor 20) match. .
図１２の実線は、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを仮に低域通過フィルタにかけた場合を示す。実線では、高周波成分は残っているが、ほぼ推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））の形に近いものとなっていることがわかる。本実施形態では、位置推定部１０４のゲイン要素４０２から積分器４０６により構成されるフィードバック制御が、低域通過フィルタの機能を果たすため、実線に示すように高周波成分が除去される。 The solid line in FIG. 12 shows a case where the estimated position error th_err is applied to the low-pass filter. In the solid line, it can be seen that the high-frequency component remains, but is almost similar to the shape of the estimation error sin (2 × (th−th_est)). In the present embodiment, the feedback control configured by the integrator 406 from the gain element 402 of the position estimation unit 104 performs the function of a low-pass filter, so that a high frequency component is removed as shown by a solid line.
尚、本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００を有する構成としたが、これに限定されない。位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００を有していなくても良い。 In addition, although the position estimation part 104 of this embodiment was set as the structure which has the high-pass filter 400, it is not limited to this. The position estimation unit 104 may not have the high-pass filter 400.
位置推定部１０４が高域通過フィルタ４００を有していない場合、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒは、以下の式７で示される。 When the position estimation unit 104 does not have the high-pass filter 400, the estimated position error th_err is expressed by the following Expression 7.
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒ＝Ｋ×Ｖｈ２×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
＋Ｖｈ×駆動信号成分 （式７）
となる。
Estimated position error th_err = K × Vh 2 × sin (2 × (th−th_est))
+ Vh × drive signal component (Equation 7)
It becomes.
式７において、第１項は、高域通過フィルタ４００を有していた場合と同様であり、第１項における低域成分に推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））が含まれる。式７における第２項は、高周波信号Ｖｈが乗じられて高周波成分になるため、上述した位置推定部１０４の有する低域通過フィルタの機能により除去される。 In Expression 7, the first term is the same as when the high-pass filter 400 is provided, and the low-frequency component in the first term includes an estimation error sin (2 × (th−th_est)). Since the second term in Equation 7 is multiplied by the high frequency signal Vh to become a high frequency component, it is removed by the function of the low-pass filter of the position estimation unit 104 described above.
以上のように、本実施形態では、高域通過フィルタ４００は必須ではないが、以下の観点で高域通過フィルタ４００を有している方が好ましい。 As described above, in the present embodiment, the high-pass filter 400 is not essential, but it is preferable to have the high-pass filter 400 from the following viewpoints.
本実施形態において、高域通過フィルタ４００を有していない場合、位置推定部１０４の有する高域通過フィルタ４００以外の部品で、高域から低域までの広帯域の信号の制御を行う必要がある。この場合、例えば位置推定部１０４におけるフィードバック制御において、ゲイン要素等の設計において、各種の制限が生じる可能性がある。 In the present embodiment, when the high-pass filter 400 is not provided, it is necessary to control a broadband signal from a high frequency to a low frequency with a component other than the high-pass filter 400 included in the position estimation unit 104. . In this case, for example, in the feedback control in the position estimation unit 104, various restrictions may occur in the design of gain elements and the like.
これに対し、高域通過フィルタ４００を有していれば、予め駆動信号成分を低減できるため、フィードバック制御における設計の自由度が広がり、全体として回転子２０の位置の推定の精度を向上できる。 On the other hand, if the high-pass filter 400 is provided, the drive signal component can be reduced in advance, so that the degree of freedom in design in feedback control is widened, and the accuracy of estimation of the position of the rotor 20 can be improved as a whole.
また、本実施形態の高周波信号Ｖｈが矩形波の場合、ｑ軸電流ベクトルｉｑを高周波信号Ｖｈの両エッジでサンプリングすることで、ｑ軸電流ベクトルｉｑを矩形波状とすることができる。したがって、この場合にはフィルタを用いずに推定誤差が抽出できる。ここで、振幅１の矩形波の高周波信号Ｖｈは、以下のように示される。 Further, when the high-frequency signal Vh of the present embodiment is a rectangular wave, the q-axis current vector iq can be formed into a rectangular wave shape by sampling the q-axis current vector iq at both edges of the high-frequency signal Vh. Therefore, in this case, an estimation error can be extracted without using a filter. Here, a rectangular wave high-frequency signal Vh having an amplitude of 1 is expressed as follows.
Ｖｈ＝（−１）ｎ
ここで、ｎはサンプル番号（０，１，２，３，・・・）とすることができる。したがって、サンプリングしたｑ軸電流ベクトルｉｑの第１項は、以下のように示される。
Vh = (− 1) n
Here, n can be a sample number (0, 1, 2, 3,...). Therefore, the first term of the sampled q-axis current vector iq is expressed as follows.
ｉｑ＝Ｋ×（−１）ｎ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
これに、高周波信号Ｖｈ（矩形波）を乗算すると、
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒ＝Ｋ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
となり、低域通過フィルタ等を通さなくても推定位置誤差を抽出できる。また、このような矩形波は発生も簡単であり、乗算も符号のロジックだけで簡単になり、低コストで高速な処理が可能になる。
iq = K × (−1) n × sin (2 × (th−th_est))
When this is multiplied by a high frequency signal Vh (rectangular wave),
Estimated position error th_err = K × sin (2 × (th−th_est))
Thus, the estimated position error can be extracted without passing through a low-pass filter or the like. In addition, such a rectangular wave can be easily generated, and multiplication can be easily performed only by the code logic, and high-speed processing can be performed at low cost.
ここで、ステッピングモータの回転子の角度ｔｈに応じた自己インダクタンスの変化量と、相互インダクタンスの変化量とが等しくない場合、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを示す式７中に登場する、Ｋ×Ｖｈ２×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））のＫが定数にならず、角度ｔｈの関数となる。特に、相互インダクタンス変化量が０の場合、特定の角度ｔｈでＫ＝０となるため、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒが０となる。このため、この特定の角度ｔｈの近傍では、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒが得られず、回転子の推定位置を示す位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔが得られないか、又は得られても不安定な値となる。 Here, when the amount of change in self-inductance according to the angle th of the rotor of the stepping motor is not equal to the amount of change in mutual inductance, K × Vh 2 × appearing in Equation 7 indicating the estimated position error th_err. K of sin (2 × (th−th_est)) is not a constant, but is a function of the angle th. In particular, when the mutual inductance change amount is 0, K = 0 at a specific angle th, and thus the estimated position error th_err is 0. For this reason, in the vicinity of the specific angle th, the estimated position error th_err cannot be obtained, and the position information (angle) th_est indicating the estimated position of the rotor cannot be obtained, or an unstable value even if obtained. Become.
したがって、ステッピングモータでは、相互インダクタンスの変化量が自己インダクタンスの変化量に近い方が好ましい。 Therefore, in the stepping motor, it is preferable that the mutual inductance change amount is close to the self-inductance change amount.
本実施形態では、この点に着目し、モータ１０を、相互インダクタンスの変化量と、自己インダクタンスの変化量とが近くなるような構成とした。 In the present embodiment, focusing on this point, the motor 10 is configured such that the mutual inductance change amount and the self-inductance change amount are close to each other.
具体的には、本実施形態では、相互インダクタンスの変化量が、自己インダクタンスの変化量の少なくとも５０％以上であることが好ましく、相互インダクタンスの変化量は、自己インダクタンスの変化量と近いほど好ましい。本実施形態における、相互インダクタンスと自己インダクタンスの変化量を近づけるためのモータ１０の構成の詳細は後述する。 Specifically, in this embodiment, the amount of change in mutual inductance is preferably at least 50% or more of the amount of change in self inductance, and the amount of change in mutual inductance is preferably as close as possible to the amount of change in self inductance. The details of the configuration of the motor 10 for bringing the amount of change in mutual inductance and self-inductance closer in this embodiment will be described later.
次に、図１３を参照して、本実施形態の位置フィードバック制御部１０１の変形例について説明する。図１３は、位置フィードバック制御部の他の例を説明する図である。 Next, a modified example of the position feedback control unit 101 of the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 13 is a diagram illustrating another example of the position feedback control unit.
位置フィードバック制御部１０１Ａは、位置フィードバック制御部１０１の有する、固定値発生部５０８を除く各部に加え、ｑ軸目標電流算出部５０９、ｄ軸目標電流算出部５１０を有する。 The position feedback control unit 101 </ b> A includes a q-axis target current calculation unit 509 and a d-axis target current calculation unit 510 in addition to the units other than the fixed value generation unit 508 included in the position feedback control unit 101.
ｑ軸目標電流算出部５０９は、加算器５０７の出力である目標電流振幅ｉｔと、目標位相ｐｈから、ｑ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｑｔを算出する。ｑ軸目標電流算出部５０９における演算は、下記のように示される。 The q-axis target current calculation unit 509 calculates an amplitude target value iqt of the q-axis drive current from the target current amplitude it that is an output of the adder 507 and the target phase ph. The calculation in the q-axis target current calculation unit 509 is shown as follows.
振幅目標値ｉｑｔ＝ｉｔ×ｔａｎ（ｐｈ）／ｓｑｒｔ（１＋ｔａｎ（ｐｈ）２）
ｄ軸目標電流算出部５１０は、加算器５０７の出力である目標電流振幅ｉｔと、目標位相ｐｈから、ｄ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｄｔを算出する。ｄ軸目標電流算出部５１０における演算は、下記のように示される。
Amplitude target value iqt = it × tan (ph) / sqrt (1 + tan (ph) 2 )
The d-axis target current calculation unit 510 calculates the amplitude target value idt of the d-axis drive current from the target current amplitude it that is the output of the adder 507 and the target phase ph. The calculation in the d-axis target current calculation unit 510 is shown as follows.
振幅目標値ｉｄｔ＝ｉｔ／ｓｑｒｔ（１＋ｔａｎ（ｐｈ）２）
尚、図１３における目標位相ｐｈとは、Ａ相の検出電流ベクトルｉａ、Ｂ相の検出電流ベクトルｉｂの基準位相と、回転子２０の基準位相の位相差（進角）である。
Amplitude target value idt = it / sqrt (1 + tan (ph) 2 )
The target phase ph in FIG. 13 is a phase difference (advance) between the reference phase of the A-phase detection current vector ia and the B-phase detection current vector ib and the reference phase of the rotor 20.
上述の演算において、右辺のｉｔより右側は、目標位相ｐｈを決めれば、予め演算しておけるので、用意に実装できる。本実施形態では、以上のように、目標位相ｐｈをずらすことで、リラクタンストルクが利用可能なモータ等ではさらに高効率で運転することができる。 In the above calculation, the right side of it on the right side can be calculated in advance if the target phase ph is determined. In the present embodiment, as described above, by shifting the target phase ph, a motor or the like that can use reluctance torque can be operated with higher efficiency.
以上のように、本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、位置推定部１０４により、電流センサ１１１及び１１２により検出された高周波成分の応答信号に応じて、モータ１０の回転子の位置を推定する。この応答信号は、モータ１０を駆動するために供給される駆動信号に重畳された高周波信号Ｖｈをキャリアとする応答信号である。 As described above, in the motor drive control device 100 of the present embodiment, the position estimation unit 104 estimates the position of the rotor of the motor 10 according to the response signal of the high frequency component detected by the current sensors 111 and 112. . This response signal is a response signal using the high-frequency signal Vh superimposed on the drive signal supplied to drive the motor 10 as a carrier.
このため、本実施形態のモータ駆動制御装置１００では、例えばモータ１０に供給される電流センサ１１１及び１１２で検出することが困難な微弱な信号であっても、高周波成分である応答信号を検出し、回転子２０を推定することができる。 For this reason, the motor drive control device 100 of the present embodiment detects a response signal that is a high-frequency component even if it is a weak signal that is difficult to detect by the current sensors 111 and 112 supplied to the motor 10, for example. The rotor 20 can be estimated.
以上のことから、本実施形態によれば、例えばモータ１０の回転が停止している場合や、回転速度が低速である場合においても閉ループ制御を維持でき、開ループ制御を行うことにより消費される電力を削減することができる。 From the above, according to the present embodiment, for example, when the rotation of the motor 10 is stopped or when the rotation speed is low, the closed loop control can be maintained and consumed by performing the open loop control. Electric power can be reduced.
また、本実施形態では、モータ１０がステッピングモータであっても、駆動電流を全速度域で負荷に応じた電流に制御できるため、脱調の発生を抑制し、且つ効率良くモータを駆動させることができる。 In the present embodiment, even if the motor 10 is a stepping motor, the drive current can be controlled to a current corresponding to the load in the entire speed range, so that the occurrence of step-out can be suppressed and the motor can be driven efficiently. Can do.
尚、本実施形態において、ステッピングモータ１０を２相として説明したが、これに限定されない。ステッピングモータ１０は、２相でなく、例えば３相であっても良い。 In the present embodiment, the stepping motor 10 is described as having two phases, but the present invention is not limited to this. The stepping motor 10 may be three-phase instead of two-phase.
次に、本実施形態のモータ１０について説明する。 Next, the motor 10 of this embodiment will be described.
本実施形態のモータ１０は、Ａ相、Ｂ相のそれぞれのコイルの自己インダクタンスがロータ位相（回転子角度）に応じて変化する特性（突極性）を有するものとした。 The motor 10 of the present embodiment has a characteristic (saliency) in which the self-inductance of each of the A-phase and B-phase coils changes according to the rotor phase (rotor angle).
また、本実施形態では、回転子の位置推定を可能にするための推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを安定且つ高精度に、低ノイズで発生させるためには、相互インダクタンスも自己インダクタンスと同程度の変化量を有することが好ましい点に着目した。相互インダクタンスとは、Ａ相とＢ相コイル間の相互のインダクタンスである。 Further, in the present embodiment, in order to generate the estimated position error th_err for enabling the position estimation of the rotor stably and with high accuracy and with low noise, the mutual inductance also has the same amount of change as the self-inductance. It was noted that it is preferable to have. The mutual inductance is the mutual inductance between the A phase and B phase coils.
図１４は、望ましいインダクタンス特性を説明する図である。図１４（Ａ）は、本実施形態のステッピングモータにおける望ましいインダクタンス特性の例を示す図であり、図１４（Ｂ）は、比較例のステッピングモータのインダクタンス特性の例を示す図である。図１４において、横軸は回転子角度であり、縦軸は任意単位（ａ．ｕ．）である。 FIG. 14 is a diagram illustrating desirable inductance characteristics. FIG. 14A is a diagram illustrating an example of desirable inductance characteristics in the stepping motor of the present embodiment, and FIG. 14B is a diagram illustrating an example of inductance characteristics of the stepping motor of the comparative example. In FIG. 14, the horizontal axis represents the rotor angle, and the vertical axis represents an arbitrary unit (au).
本実施形態のモータ１０は、一般的な１２極ペアを想定しており、回転子３０度が１極ペア周期にあたる。 The motor 10 of the present embodiment assumes a general 12-pole pair, and the rotor 30 degrees corresponds to a 1-pole pair period.
図１４（Ａ）に示すように、本実施形態のモータ１０では、Ａ相の自己インダクタンスＬａとＢ相の自己インダクタンスＬｂは、平均値をＬ０、振幅を±Ｌ１とし、１極ペア周期に２回の周期で正弦波状に変化することが好ましい。 As shown in FIG. 14A, in the motor 10 of the present embodiment, the A-phase self-inductance La and the B-phase self-inductance Lb have an average value of L0 and an amplitude of ± L1, and are 2 per one pole pair period. It is preferable to change in a sine wave shape with a cycle of the rotation.
また、本実施形態のモータ１０では、相互インダクタンスＭは、平均値は０近傍で、振幅が自己インダクタンスＬａ、Ｌｂと同程度の±Ｌ１で正弦波状に変化することが好ましい。これらをモデル的に数式で書くと以下のようになる。尚、ｐは極ペア数を示す。 Further, in the motor 10 of the present embodiment, the mutual inductance M is preferably changed in a sine wave shape with an average value of around 0 and an amplitude of ± L1 which is about the same as the self-inductances La and Lb. These are modeled as mathematical formulas as follows. In addition, p shows the number of pole pairs.
Ｌａ＝Ｌ１×ｃｏｓ（ｐ×ｔｈ）＋Ｌ０
Ｌｂ＝−Ｌ１×ｃｏｓ（ｐ×ｔｈ）＋Ｌ０
Ｍ＝Ｌ１×ｓｉｎ（ｐ×ｔｈ）
これに対し、図１４（Ｂ）に示す比較例のステッピングモータのインダクタンス特性（実測）では、Ａ相の自己インダクタンスＬａと、Ｂ相の自己インダクタンスＬｂは好ましい変化をしているが、相互インダクタンスＭの振幅の変化はほぼゼロであり、相互インダクタンスＭの変化量がほぼゼロであることがわかる。尚、比較例のステッピングモータは一般的なステッピングモータである。
La = L1 × cos (p × th) + L0
Lb = −L1 × cos (p × th) + L0
M = L1 × sin (p × th)
On the other hand, in the inductance characteristics (actual measurement) of the stepping motor of the comparative example shown in FIG. 14B, the A-phase self-inductance La and the B-phase self-inductance Lb change favorably, but the mutual inductance M It can be seen that the change in the amplitude of is substantially zero, and the amount of change in the mutual inductance M is almost zero. The stepping motor of the comparative example is a general stepping motor.
位置推定では、相互インダクタンス変化が小さいと、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒが不安定になったり、ノイズが増加したりするため、精度が低下する可能性がある。 In the position estimation, if the mutual inductance change is small, the estimated position error th_err becomes unstable or noise increases, which may reduce accuracy.
これに対し、本実施形態のモータ１０では、相互インダクタンスＭの変化量が自己インダクタンスＬａ、Ｌｂの変化量と同程度であり、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを安定して低ノイズで発生させることができ、位置推定の精度の向上に貢献できる。 In contrast, in the motor 10 of the present embodiment, the amount of change in the mutual inductance M is approximately the same as the amount of change in the self-inductances La and Lb, and the estimated position error th_err can be stably generated with low noise. This can contribute to improving the accuracy of position estimation.
図１５は、ステッピングモータの導体を説明する図である。図１５では、本実施形態のモータ１０の導体との比較例となる一般的なステッピングモータの導体を示している。 FIG. 15 is a diagram for explaining the conductor of the stepping motor. In FIG. 15, the conductor of the general stepping motor used as the comparative example with the conductor of the motor 10 of this embodiment is shown.
図１５のステッピングモータにおいて、Ａ相コイル１１を囲む導体（リング状極歯部）２１′は、外ヨーク２１′−１と内ヨーク２１′−２とから形成される。また、Ｂ相コイル１２を囲む導体２２′も同様に、外ヨーク２２′−１と内ヨーク２２′−２とから形成される。 In the stepping motor of FIG. 15, a conductor (ring-shaped pole tooth portion) 21 'surrounding the A-phase coil 11 is formed of an outer yoke 21'-1 and an inner yoke 21'-2. Similarly, the conductor 22 'surrounding the B-phase coil 12 is formed of an outer yoke 22'-1 and an inner yoke 22'-2.
また、図１５の例では、内ヨーク２１′−２、２２′−２のそれぞれに、位置決め用の開口部４０が形成されているものとした。位置決め用の開口部４０は、内ヨーク２１′−２、２２′−２のそれぞれに設けられていても良いし、設けられていなくても良い。また、位置決め用の開口部４０が形成される位置は、図１５に示す位置に限定されない。 Further, in the example of FIG. 15, it is assumed that the positioning opening 40 is formed in each of the inner yokes 21'-2 and 22'-2. The positioning opening 40 may or may not be provided in each of the inner yokes 21′-2 and 22′-2. The position where the positioning opening 40 is formed is not limited to the position shown in FIG.
本実施形態では、導体２１′の内ヨーク２１′−２における導体２２との接合面２６Ａと、導体２２′の内ヨーク２２′−２における導体２１′との接合面２６Ｂと、にそれぞれ複数の開口部を設け、開口部の間に磁路狭窄部を設けたものである。本実施形態の磁路狭窄部とは、磁路を狭窄させるためのものである。以下に、図１６を参照して本実施形態の導体２１、２２について説明する。 In the present embodiment, there are a plurality of joint surfaces 26A of the conductor 21 'with the conductor 22 in the inner yoke 21'-2 and a joint surface 26B of the conductor 22' with the conductor 21 'in the inner yoke 22'-2. An opening is provided, and a magnetic path constriction is provided between the openings. The magnetic path constriction part of this embodiment is for narrowing a magnetic path. Below, the conductors 21 and 22 of this embodiment are demonstrated with reference to FIG.
図１６は、第一の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図１６（Ａ）は、本実施形態の導体の斜視図であり、図１６（Ｂ）は、内ヨークの平面図である。 FIG. 16 is a diagram illustrating conductors of the stepping motor according to the first embodiment. FIG. 16A is a perspective view of the conductor of this embodiment, and FIG. 16B is a plan view of the inner yoke.
図１６（Ａ）では、開口部の説明のために、Ａ相側の導体２１の外ヨーク２１−１を省略している。また、図１６（Ｂ）は、導体２１の内ヨーク２１−２Ａの平面図である。 In FIG. 16A, the outer yoke 21-1 of the A-phase side conductor 21 is omitted for the description of the opening. FIG. 16B is a plan view of the inner yoke 21-2A of the conductor 21. FIG.
本実施形態では、内ヨーク２１−２Ａの接合面２６Ａに、開口部３１Ａを形成することで、磁路狭窄部３２Ａを形成する。 In the present embodiment, the magnetic path constricted portion 32A is formed by forming the opening 31A in the joint surface 26A of the inner yoke 21-2A.
本実施形態では、内ヨーク２１−２Ａの接合面２６Ａにおいて、開口部３１Ａと磁路狭窄部３２Ａのそれぞれが、少なくとも２つ以上形成されるものとした。 In the present embodiment, at least two or more openings 31A and magnetic path constrictions 32A are formed on the joint surface 26A of the inner yoke 21-2A.
また、本実施形態の開口部３１Ａの内ヨーク２１−２Ａにおける周方向の幅をＷ１１とし、磁路狭窄部３２Ａの内ヨーク２１−２Ａにおける周方向の幅をＷ２１としたとき、Ｗ１１＞Ｗ２１となるように、開口部３１Ａを形成した。尚、幅Ｗ１１と幅Ｗ２１は、内ヨーク２１−２Ａにおける同一の周における幅である。 Further, when the circumferential width of the inner yoke 21-2A of the opening 31A of the present embodiment is W11 and the circumferential width of the inner yoke 21-2A of the magnetic path narrowing portion 32A is W21, W11> W21. Thus, the opening 31A was formed. Note that the width W11 and the width W21 are widths on the same circumference of the inner yoke 21-2A.
さらに、本実施形態では、複数の磁路狭窄部３２Ａの何れかの幅Ｗ２１は、位置決め用の開口部４０の内ヨーク２１−２Ａにおける周方向における幅以下となるように形成されることが好ましい。 Furthermore, in the present embodiment, it is preferable that the width W21 of any of the plurality of magnetic path constrictions 32A is formed to be equal to or less than the width in the circumferential direction of the inner yoke 21-2A of the positioning opening 40. .
例えば図１６の例では、位置決め用の開口部４０の両隣に開口部３１Ａが設けられており、開口部４０とそれぞれの開口部３１Ａとの間に磁路狭窄部３２Ａが形成されている。 For example, in the example of FIG. 16, the opening 31A is provided on both sides of the positioning opening 40, and the magnetic path narrowing portion 32A is formed between the opening 40 and each opening 31A.
この磁路狭窄部３２Ａの幅Ｗ２１は、開口部４０の周方向の幅以下となることが好ましい。 The width W21 of the magnetic path narrowing portion 32A is preferably equal to or smaller than the circumferential width of the opening 40.
また、図１６では、導体２１の内ヨーク２１−２Ａについて説明したが、導体２２の内ヨーク２２−２Ａにも、同様の開口部３１Ａと磁路狭窄部３２Ａとが形成される。本実施形態では、Ａ相側の内ヨーク２１−２ＡとＢ相側の内ヨーク２２−２Ａにおける開口部３１Ａと磁路狭窄部３２Ａは、同じ位置に同一形状で形成されることが好ましい。 In FIG. 16, the inner yoke 21-2A of the conductor 21 has been described, but the same opening 31A and magnetic path constriction 32A are also formed in the inner yoke 22-2A of the conductor 22. In the present embodiment, the opening 31A and the magnetic path constriction portion 32A in the inner yoke 21-2A on the A phase side and the inner yoke 22-2A on the B phase side are preferably formed in the same shape at the same position.
本実施形態では、導体２１、２２を図１６に示す形状とすることで、比較例に比べて、相互インダクタンスの変化の幅を大きくすることができる。 In the present embodiment, by making the conductors 21 and 22 into the shape shown in FIG. 16, the width of the change in mutual inductance can be increased as compared with the comparative example.
尚、本実施形態では、ロータマグネット２０Ａの材質をフェライト、導体２１、２２の材質をＳＥＣＣ（電気亜鉛メッキ）鋼板としても良い。 In the present embodiment, the material of the rotor magnet 20A may be ferrite, and the materials of the conductors 21 and 22 may be SECC (electrogalvanized) steel plates.
図１７は、第一の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。図１７（Ａ）は、第一の実施形態のモータ１０における自己インダクタンス及び相互インダクタンスを示す図であり、図１７（Ｂ）は、比較例のモータにおける自己インダクタンス及び相互インダクタンスを示す図である。 FIG. 17 is a diagram showing self-inductance and mutual inductance in the first embodiment. FIG. 17A is a diagram showing the self inductance and the mutual inductance in the motor 10 of the first embodiment, and FIG. 17B is a diagram showing the self inductance and the mutual inductance in the motor of the comparative example.
図１７から、本実施形態のモータ１０の相互インダクタンスは、比較例のモータの相互インダクタンスと比べて振幅の変化が大きいことがわかる。したがって、本実施形態のモータでは、相互インダクタンスの突極性を大きくすることができる。 From FIG. 17, it can be seen that the mutual inductance of the motor 10 of the present embodiment has a larger amplitude change than the mutual inductance of the motor of the comparative example. Therefore, in the motor of this embodiment, the saliency of mutual inductance can be increased.
また、図１７から、比較例では相互インダクタンスがほぼ変化していないのに対し、本実施形態のモータ１０では、相互インダクタンスは、自己インダクタンスと同程度の変化量を有していることがわかる。 Further, from FIG. 17, it can be seen that the mutual inductance is almost unchanged in the comparative example, whereas in the motor 10 of the present embodiment, the mutual inductance has the same amount of change as the self-inductance.
したがって、本実施形態のモータ１０では、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを安定して低ノイズで発生させることができ、位置推定の精度の向上に貢献できる。 Therefore, in the motor 10 of the present embodiment, the estimated position error th_err can be stably generated with low noise, which can contribute to improvement in position estimation accuracy.
図１８は、第一の実施形態の内ヨークの比透磁率分布を示す図である。図１８（Ａ）は、回転子角度Ｔ１における内ヨーク２１−２Ａの比透磁率分布を示しており、図１８（Ｂ）は、回転子角度Ｔ２における内ヨーク２１−２Ａの比透磁率分布を示している。 FIG. 18 is a diagram illustrating a relative permeability distribution of the inner yoke according to the first embodiment. FIG. 18A shows the relative permeability distribution of the inner yoke 21-2A at the rotor angle T1, and FIG. 18B shows the relative permeability distribution of the inner yoke 21-2A at the rotor angle T2. Show.
本実施形態では、回転子角度Ｔ１（図１７参照）のとき、磁路狭窄部３２Ａにおいて、磁束の集中による比透磁率の低下が見られ、回転子角度Ｔ２（図１７参照）のとき、内ヨーク２１−２Ａにおいて磁束の集中は見られず、比透磁率の低下は見られない。 In the present embodiment, at the rotor angle T1 (see FIG. 17), a decrease in the relative magnetic permeability due to the concentration of magnetic flux is observed in the magnetic path narrowing portion 32A, and at the rotor angle T2 (see FIG. 17), No concentration of magnetic flux is observed in the yoke 21-2A, and no decrease in relative permeability is observed.
本実施形態では、磁路狭窄部３２Ａによる比透磁率の低下により、相互インダクタンスの突極性を向上させている。また、本実施形態では、磁路狭窄部３２Ａの幅Ｗ２１をより細くする、つまり、より狭い磁路とすることで、比透磁率をさらに低下させ、より突極性を向上させ、回転子の位置推定の精度の向上させることができる。 In the present embodiment, the saliency of the mutual inductance is improved by the reduction of the relative permeability by the magnetic path constriction part 32A. In the present embodiment, the width W21 of the magnetic path constriction portion 32A is made narrower, that is, by making the magnetic path narrower, the relative permeability is further reduced, the saliency is further improved, and the position of the rotor is increased. The accuracy of estimation can be improved.
本実施形態では、回転子の位置推定の精度を向上させることで、例えばモータの回転速度がほぼゼロに近い低速で回転している場合等でも、安定してモータを回転させることができ、脱調の発生を抑制できる。 In this embodiment, by improving the accuracy of estimating the position of the rotor, the motor can be stably rotated even when the motor rotates at a low speed close to zero, for example. The occurrence of tone can be suppressed.
また、本実施形態では、例えばモータ１０の回転が停止している場合や、回転速度が低速である場合においても閉ループ制御を維持できる。 In the present embodiment, the closed loop control can be maintained even when the rotation of the motor 10 is stopped or when the rotation speed is low, for example.
したがって、本実施形態によれば、ステッピングモータの回転が低速となったり停止した場合に、ステッピングモータの制御を閉ループ制御から開ループ制御へ切り替えて電機子コイルへ常時電流を提供する従来の技術と比較して、開ループ制御を行うことにより消費される電力を削減することができる。 Therefore, according to the present embodiment, when the rotation of the stepping motor becomes low speed or stops, the stepping motor control is switched from the closed loop control to the open loop control and the current is constantly supplied to the armature coil. In comparison, the power consumed by performing the open loop control can be reduced.
（第二の実施形態）
以下に図面を参照して、第二の実施形態について説明する。第二の実施形態は、内ヨークの内縁に開口部を形成した点が第一の実施形態と異なる。以下の第二の実施形態の説明では、第一の実施形態との相違点についてのみ説明し、第一の実施形態と同様の機能を有するものは第一の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
(Second embodiment)
The second embodiment will be described below with reference to the drawings. The second embodiment differs from the first embodiment in that an opening is formed at the inner edge of the inner yoke. In the following description of the second embodiment, only differences from the first embodiment will be described, and those having functions similar to those of the first embodiment will be denoted by the reference numerals used in the description of the first embodiment. The description is omitted.
図１９は、第二の実施形態のステッピングモータの内ヨークと、自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。図１９（Ａ）は、第二の実施形態の内ヨーク２１−２Ｂの平面図を示す図であり、図１９（Ｂ）は、第二の実施形態の自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。 FIG. 19 is a diagram illustrating an inner yoke, a self-inductance, and a mutual inductance of the stepping motor according to the second embodiment. FIG. 19A is a diagram showing a plan view of the inner yoke 21-2B of the second embodiment, and FIG. 19B is a diagram showing the self-inductance and the mutual inductance of the second embodiment. .
本実施形態では、内ヨーク２１−２Ｂの内縁部に複数の開口部３１Ｂを設け、開口部３１Ｂの間に磁路狭窄部３２Ｂを形成した。 In the present embodiment, a plurality of openings 31B are provided at the inner edge of the inner yoke 21-2B, and the magnetic path constriction 32B is formed between the openings 31B.
本実施形態の開口部３１Ｂは、クローポール２４Ａの間の内縁部に形成される。本実施形態では、このように開口部３１Ｂを形成することで、クローポール２４Ａと対応する位置に磁路狭窄部３２Ｂが形成されることになる。 The opening 31B of the present embodiment is formed at the inner edge between the claw poles 24A. In the present embodiment, by forming the opening 31B in this way, the magnetic path constricted portion 32B is formed at a position corresponding to the claw pole 24A.
また、本実施形態の開口部３１Ｂの幅Ｗ１５は、磁路狭窄部３２Ｂの幅Ｗ２４が、クローポール２４Ａにおける最も広い幅Ｗｃ以下となるように、形成される。つまり、本実施形態の開口部３１Ｂの幅Ｗ１５は、クローポール２４Ａにおける最も広い幅Ｗｃよりも広くなるように形成される。 Further, the width W15 of the opening 31B of the present embodiment is formed such that the width W24 of the magnetic path constriction portion 32B is equal to or smaller than the widest width Wc of the claw pole 24A. That is, the width W15 of the opening 31B of the present embodiment is formed to be wider than the widest width Wc in the claw pole 24A.
より具体的には、開口部３１Ｂの幅Ｗ１５は、複数の磁路狭窄部３２Ｂの幅Ｗ２４が、クローポール２４Ａにおける最も広い幅Ｗｃの１／３となるように形成される。尚、本実施形態では、複数形成された磁路狭窄部３２Ｂにおいて、幅Ｗ２４が幅Ｗｃの１／３となる磁路狭窄部３２Ｂが少なくとも２つ形成されていれば良い。 More specifically, the width W15 of the opening 31B is formed such that the width W24 of the plurality of magnetic path narrowing portions 32B is 1/3 of the widest width Wc in the claw pole 24A. In the present embodiment, it is sufficient that at least two magnetic path constrictions 32B having a width W24 that is 1/3 of the width Wc are formed in the plurality of magnetic path constrictions 32B.
また、本実施形態では、内ヨーク２１−２Ｂの有するクローポール２４Ａの全てに対して、対応する磁路狭窄部３２Ｂが形成されていることが好ましい。 In the present embodiment, it is preferable that corresponding magnetic path narrowing portions 32B are formed for all the claw poles 24A of the inner yoke 21-2B.
本実施形態によれば、図１９（Ｂ）に示すように、相互インダクタンスの振幅の変化が図１７（Ｂ）に示す比較例と比べて大きくなっていることがわかる。また、本実施形態では、相互インダクタンスの変化量は、自己インダクタンスの変化量と同程度であることがわかる。 According to the present embodiment, as shown in FIG. 19B, it can be seen that the change in the amplitude of the mutual inductance is larger than that in the comparative example shown in FIG. Moreover, in this embodiment, it turns out that the variation | change_quantity of a mutual inductance is comparable as the variation | change_quantity of a self-inductance.
図２０は、第二の実施形態のステッピングモータの内ヨークを示す図である。図２０（Ａ）は、Ａ相側の内ヨーク２１−２Ｂの平面図を示す図であり、図２０（Ｂ）は、Ｂ相側の内ヨーク２２−２Ｂの平面図を示す図である。 FIG. 20 is a diagram illustrating an inner yoke of the stepping motor according to the second embodiment. 20A is a diagram showing a plan view of the inner yoke 21-2B on the A phase side, and FIG. 20B is a diagram showing a plan view of the inner yoke 22-2B on the B phase side.
本実施形態では、図２０（Ａ）、（Ｂ）に示すように、Ｂ相側の内ヨーク２２−２Ｂに形成されたクローポール２３Ｂの位置は、Ａ相側の内ヨーク２１−２Ｂに形成されたクローポール２４Ａの位置とずれている（図１５参照）。 In this embodiment, as shown in FIGS. 20A and 20B, the position of the claw pole 23B formed on the B-phase side inner yoke 22-2B is formed on the A-phase side inner yoke 21-2B. The position of the claw pole 24A is shifted (see FIG. 15).
内ヨーク２２−２Ｂでは、開口部３１Ｂはクローポール２３Ｂの間の内縁部に形成され、磁路狭窄部３２Ｂは、内ヨーク２２−２Ｂの有するクローポール２３Ｂと対応する位置に形成される。 In the inner yoke 22-2B, the opening 31B is formed at the inner edge between the claw poles 23B, and the magnetic path narrowing portion 32B is formed at a position corresponding to the claw pole 23B of the inner yoke 22-2B.
以上のように、本実施形態によれば、本実施形態のステッピングモータの相互インダクタンスの変化量を、自己インダクタンスの変化量と同程度とすることができ、突極性を向上させることができる。したがって、本実施形態によれば、回転子の位置推定の精度を向上させることができ、ステッピングモータの制御の安定性の向上に貢献できる。 As described above, according to the present embodiment, the amount of change in mutual inductance of the stepping motor of the present embodiment can be made the same as the amount of change in self-inductance, and the saliency can be improved. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to improve the accuracy of the rotor position estimation and contribute to the improvement of the stability of the control of the stepping motor.
（第三の実施形態）
以下に図面を参照して第三の実施形態について説明する。第三の実施形態は、各相のコイルを囲う導体に開口部に加えて溝を形成した点が第一の実施形態と異なる。以下の第三の実施形態の説明では、第一の実施形態との相違点についてのみ説明し、第一の実施形態と同様の機能を有するものは第一の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
(Third embodiment)
The third embodiment will be described below with reference to the drawings. The third embodiment differs from the first embodiment in that grooves are formed in addition to the openings in the conductors surrounding the coils of each phase. In the following description of the third embodiment, only differences from the first embodiment will be described, and those having functions similar to those of the first embodiment will be denoted by the reference numerals used in the description of the first embodiment. The description is omitted.
図２１は、第三の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図２１（Ａ）は、本実施形態の導体の斜視図であり、図２１（Ｂ）は、導体２１の内ヨーク２１−２Ｃの平面図である。 FIG. 21 is a diagram illustrating conductors of the stepping motor according to the third embodiment. FIG. 21A is a perspective view of the conductor of this embodiment, and FIG. 21B is a plan view of the inner yoke 21-2C of the conductor 21. FIG.
本実施形態では、内ヨーク２１−２Ｃに、開口部３１Ａが形成されている外周円上に沿った円形状の溝３３を形成した。溝３３の幅Ｗ３１は、開口部３１Ａの幅Ｗ１１と直交する方向（径方向）の幅Ｗ３２よりも狭く、幅Ｗ３２＞幅Ｗ３１となるものとした。尚、溝３３の幅Ｗ３１は、周方向と直交する方向（径方向）における幅である。 In the present embodiment, the circular groove 33 is formed in the inner yoke 21-2C along the outer circumference circle where the opening 31A is formed. The width W31 of the groove 33 is narrower than the width W32 in the direction (radial direction) orthogonal to the width W11 of the opening 31A, and the width W32> the width W31. The width W31 of the groove 33 is a width in a direction (radial direction) orthogonal to the circumferential direction.
本実施形態では、例えば幅Ｗ３１を１［ｍｍ］とし、幅Ｗ３２を１．５［ｍｍ］としても良い。 In the present embodiment, for example, the width W31 may be 1 [mm] and the width W32 may be 1.5 [mm].
本実施形態では、このように、溝３３を設けることで、開口部３１Ａと溝３３により形成される磁路狭窄部３２Ｃの厚さは、溝３３の深さの分だけ薄くなる。すなわち、磁路狭窄部３２Ｃは第一の実施形態の磁路狭窄部３２Ａよりも細くなる。 In the present embodiment, by providing the groove 33 as described above, the thickness of the magnetic path constriction portion 32 </ b> C formed by the opening 31 </ b> A and the groove 33 is reduced by the depth of the groove 33. That is, the magnetic path narrowing portion 32C is thinner than the magnetic path narrowing portion 32A of the first embodiment.
図２２は、第三の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。 FIG. 22 is a diagram showing the self-inductance and the mutual inductance in the third embodiment.
図２２では、比較例（図１７（Ｂ）参照）のモータの相互インダクタンスと比べて振幅が大幅に変化しており、その変化量が、自己インダクタンスの変化量と同程度であることがわかる。したがって、本実施形態のモータでは、相互インダクタンスの突極性を大きくすることができる。 In FIG. 22, it can be seen that the amplitude changes significantly compared to the mutual inductance of the motor of the comparative example (see FIG. 17B), and the amount of change is comparable to the amount of change in self-inductance. Therefore, in the motor of this embodiment, the saliency of mutual inductance can be increased.
図２３は、第三の実施形態の内ヨークの比透磁率分布を示す図である。図２３（Ａ）は、回転子角度Ｔ１における内ヨーク２１−２Ｃの比透磁率分布を示しており、図２３（Ｂ）は、回転子角度Ｔ２における内ヨーク２１−２Ｃの比透磁率分布を示している。 FIG. 23 is a diagram illustrating a relative permeability distribution of the inner yoke according to the third embodiment. FIG. 23A shows the relative permeability distribution of the inner yoke 21-2C at the rotor angle T1, and FIG. 23B shows the relative permeability distribution of the inner yoke 21-2C at the rotor angle T2. Show.
本実施形態では、回転子角度Ｔ１のとき、磁路狭窄部３２Ｃにおいて、磁束の集中による比透磁率の低下が見られ、回転子角度Ｔ２のとき、内ヨーク２１−２Ｃにおいて磁束の集中は見られず、比透磁率の低下は見られない。 In the present embodiment, at the rotor angle T1, a decrease in the relative permeability due to the concentration of magnetic flux is observed in the magnetic path constriction portion 32C, and at the rotor angle T2, the concentration of magnetic flux is observed at the inner yoke 21-2C. No decrease in the relative permeability is observed.
本実施形態では、磁路狭窄部３２Ｃによる比透磁率の低下により、相互インダクタンスの突極性を向上させている。したがって、本実施形態では、第一の実施形態と同様に、回転子の位置推定の精度を向上させ、モータ１０の制御の安定性を向上させることができる。 In the present embodiment, the saliency of the mutual inductance is improved by the reduction of the relative permeability by the magnetic path constriction part 32C. Therefore, in the present embodiment, as in the first embodiment, the accuracy of the rotor position estimation can be improved and the control stability of the motor 10 can be improved.
（第四の実施形態）
以下に図面を参照して第四の実施形態について説明する。第四の実施形態は、開口部に加えて形成した溝の幅を、開口部の径方向の幅より広くした点が第三の実施形態と異なる。以下の第四の実施形態の説明では、第三の実施形態との相違点についてのみ説明し、第三の実施形態と同様の機能を有するものは第三の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
(Fourth embodiment)
The fourth embodiment will be described below with reference to the drawings. The fourth embodiment differs from the third embodiment in that the width of the groove formed in addition to the opening is wider than the width in the radial direction of the opening. In the following description of the fourth embodiment, only differences from the third embodiment will be described, and those having functions similar to those of the third embodiment will be denoted by the reference numerals used in the description of the third embodiment. The description is omitted.
図２４は、第四の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図２４は、Ａ相側の内ヨーク２１−２Ｄの平面図である。 FIG. 24 is a diagram illustrating conductors of the stepping motor according to the fourth embodiment. FIG. 24 is a plan view of the inner yoke 21-2D on the A phase side.
本実施形態では、溝３３Ａの径方向の幅Ｗ３３を、開口部３１Ａの径方向の幅Ｗ３２以上（幅Ｗ３２≦幅Ｗ３３）となるように形成した。 In the present embodiment, the radial width W33 of the groove 33A is formed to be equal to or larger than the radial width W32 of the opening 31A (width W32 ≦ width W33).
したがって、開口部３１Ａと溝３３Ａにより形成される磁路狭窄部３２Ｄは、第三の実施形態の磁路狭窄部３２Ｃよりも径方向に広い範囲で溝３３Ａの深さの分だけ薄くなる。 Accordingly, the magnetic path narrowing portion 32D formed by the opening 31A and the groove 33A is thinner by the depth of the groove 33A in a wider range in the radial direction than the magnetic path narrowing portion 32C of the third embodiment.
図２５は、第四の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。 FIG. 25 is a diagram showing the self-inductance and the mutual inductance in the fourth embodiment.
本実施形態における相互インダクタンスの振幅の変化の幅（変化量）は、第三の実施形態と同等に、自己インダクタンスの変化の幅（変化量）と同程度であることがわかる。したがって、本実施形態によれば、第一の実施形態と同様に、モータ１０の突極性を向上させ、モータ１０の回転の制御の安定性を向上させることができる。 It can be seen that the width (change amount) of the amplitude change of the mutual inductance in this embodiment is comparable to the width (change amount) of the self-inductance, as in the third embodiment. Therefore, according to the present embodiment, similarly to the first embodiment, the saliency of the motor 10 can be improved and the stability of the rotation control of the motor 10 can be improved.
（第五の実施形態）
以下に図面を参照して第五の実施形態について説明する。第五の実施形態は、導体２１、２２のそれぞれが、一体的に形成されている点が、第一の実施形態と相違する。以下の第五の実施形態の説明では、第一の実施形態との相違点についてのみ説明し、第一の実施形態と同様の機能を有するものは第一の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
(Fifth embodiment)
The fifth embodiment will be described below with reference to the drawings. The fifth embodiment is different from the first embodiment in that the conductors 21 and 22 are integrally formed. In the following description of the fifth embodiment, only differences from the first embodiment will be described, and those having functions similar to those of the first embodiment will be denoted by the reference numerals used in the description of the first embodiment. The description is omitted.
図２６は、第五の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図２６（Ａ）は、本実施形態のモータの断面を示しており、図２６（Ｂ）は、図２６（Ａ）において点線で囲った部分を拡大したもの示している。図２６（Ｃ）は、図２６（Ｂ）の比較例となるステッピングモータの導体を示している。 FIG. 26 is a diagram illustrating conductors of the stepping motor according to the fifth embodiment. FIG. 26A shows a cross section of the motor of this embodiment, and FIG. 26B shows an enlarged view of a portion surrounded by a dotted line in FIG. FIG. 26C shows a conductor of a stepping motor which is a comparative example of FIG.
図２６（Ｂ）に示すように、本実施形態のモータ１０は、Ａ相コイル１１を囲む導体２１において、導体２２と接合される接合面２６Ａ（第一の開口部）に形成された開口部２５Ａを有する。また、本実施形態のモータ１０は、Ｂ相コイル１２を囲む導体２２において、導体２１と接合される接合面２６Ｂに形成された開口部２５Ｂ（第二の開口部）を有する。 As shown in FIG. 26 (B), the motor 10 of the present embodiment includes an opening formed in a joint surface 26A (first opening) joined to the conductor 22 in the conductor 21 surrounding the A-phase coil 11. 25A. In addition, the motor 10 according to the present embodiment has an opening 25B (second opening) formed in a joint surface 26B joined to the conductor 21 in the conductor 22 surrounding the B-phase coil 12.
本実施形態では、開口部２５Ａと開口部２５Ｂは、導体２１と導体２２とが接合されたときに重なるように、各導体の接合面２６Ａ、２６Ｂにおいて、同じ位置に同一形状で形成されている。したがって、本実施形態のモータ１０は、導体２１と導体２２とを接合した際に、開口部２５Ａと開口部２５Ｂとを介して導体２１と導体２２を貫通する貫通孔が形成される。 In the present embodiment, the opening 25A and the opening 25B are formed in the same shape at the same position on the joint surfaces 26A and 26B of the respective conductors so as to overlap when the conductor 21 and the conductor 22 are joined. . Therefore, in the motor 10 of the present embodiment, when the conductor 21 and the conductor 22 are joined, a through-hole penetrating the conductor 21 and the conductor 22 through the opening 25A and the opening 25B is formed.
尚、本実施形態では、回転子の着磁極ペアと等しいピッチの数と同数の開口部２５Ａ、２５Ｂが、導体２１と導体２２のそれぞれに形成されても良い。 In the present embodiment, openings 25A and 25B having the same number of pitches as the number of magnetic pole pairs of the rotor may be formed in each of the conductor 21 and the conductor 22.
これに対し、図２６（Ｃ）に示すステッピングモータでは、Ａ相コイルを囲む導体２１′と、Ｂ相コイルを囲う導体２２′のそれぞれには、両者の接合面に開口部は設けられていない。したがって、導体２１′と導体２２′が接合された際に、両者を貫通する貫通孔は形成されない。 On the other hand, in the stepping motor shown in FIG. 26 (C), the conductor 21 'surrounding the A-phase coil and the conductor 22' surrounding the B-phase coil are not provided with openings on their joint surfaces. . Therefore, when the conductor 21 'and the conductor 22' are joined, a through hole penetrating both is not formed.
尚、開口部２５Ａ、２５Ｂが形成される位置と形状は、自己インダクタンス及び相互インダクタンスの変化が正弦波に近づくのであれば、同じ位置、同一形状でなくとも良い。 The positions and shapes where the openings 25A and 25B are formed need not be the same positions and shapes as long as the changes in self-inductance and mutual inductance approach a sine wave.
また、本実施形態のモータ１０は、各相のコイルと導体とからなるステータを２個（２相）積み重ねたものとしたが、ステータの個数はこれに限定されない。本実施形態では、例えば３個（３相）以上重ねて、各ステータ間に開口部を設けても良い。 In the motor 10 of the present embodiment, two (two-phase) stators composed of coils and conductors of each phase are stacked, but the number of stators is not limited to this. In the present embodiment, for example, three (three phases) or more may be stacked and an opening may be provided between the stators.
以下に、図２７を参照し、本実施形態のモータ１０の自己インダクタンス及び相互インダクタンスについて説明する。 Below, with reference to FIG. 27, the self-inductance and mutual inductance of the motor 10 of this embodiment are demonstrated.
図２７は、第五の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。 FIG. 27 is a diagram showing the self-inductance and the mutual inductance in the fifth embodiment.
図２７から、本実施形態のモータ１０では、比較例（図１７（Ｂ）参照）のモータと比べて、相互インダクタンスの変化幅が大きくなっていることがわかる。また、本実施形態のモータ１０では、相互インダクタンスが自己インダクタンスと同程度の振幅の変化を有していることがわかる。したがって、本実施形態のモータ１０では、相互インダクタンスの突極性を大きくすることができる。また、本実施形態では、第一の実施形態と同様の効果を奏することができる。 From FIG. 27, it can be seen that the change width of the mutual inductance is larger in the motor 10 of the present embodiment than in the motor of the comparative example (see FIG. 17B). Moreover, in the motor 10 of this embodiment, it turns out that a mutual inductance has a change of the amplitude comparable as a self-inductance. Therefore, in the motor 10 of this embodiment, the saliency of the mutual inductance can be increased. Moreover, in this embodiment, there can exist an effect similar to 1st embodiment.
以下に、図２８を参照し、本実施形態のモータ１０の相互インダクタンスの振幅が大きくなる理由について説明する。 The reason why the amplitude of the mutual inductance of the motor 10 of the present embodiment is increased will be described below with reference to FIG.
本実施形態では、モータ１０の自己インダクタンス及び相互インダクタンスが小さい回転子角度Ｔ１における比透磁率分布と、自己インダクタンス及び相互インダクタンスが大きい回転子角度Ｔ２における比透磁率分布と、から、相互インダクタンスを考える。 In this embodiment, the mutual inductance is considered from the relative permeability distribution at the rotor angle T1 where the self inductance and the mutual inductance of the motor 10 are small and the relative permeability distribution at the rotor angle T2 where the self inductance and the mutual inductance are large. .
図２８は、第五の実施形態のステッピングモータにおける比透磁率分布を示す図である。図２８（Ａ）は、図２８（Ｂ）、（Ｃ）の視線方向を説明する図であり、図２８（Ｂ）は、回転子角度Ｔ１における比透磁率分布を示しており、図２８（Ｃ）は、回転子角度Ｔ２における比透磁率分布を示している。 FIG. 28 is a diagram illustrating a relative permeability distribution in the stepping motor according to the fifth embodiment. FIG. 28A is a diagram for explaining the viewing direction of FIGS. 28B and 28C, and FIG. 28B shows the relative permeability distribution at the rotor angle T1, and FIG. C) shows the relative permeability distribution at the rotor angle T2.
図２８（Ｂ）、（Ｃ）で示す比透磁率分布は、図２８（Ａ）に示す矢印Ｙの方向からＡ相コイル１１と導体２１、Ｂ相コイル１２と導体２２とを見た場合の比透磁率分布である。 The relative permeability distribution shown in FIGS. 28B and 28C is obtained when the A-phase coil 11 and the conductor 21 and the B-phase coil 12 and the conductor 22 are viewed from the direction of the arrow Y shown in FIG. It is a relative permeability distribution.
図２８（Ｂ）に示す回転子角度Ｔ１では、図中左点線で囲った部分Ｋ１の比透磁率が著しく低くなっていることがわかる。これにより、Ａ相コイル１１に流れる電流に対して、Ａ相回り（矢印Ｙ１）の磁束が小さくなり、Ｂ相回り(矢印Ｙ２)の磁束は大きくなる。これらのことから、回転子角度Ｔ１では、モータ１０の自己インダクタンスが小さくなり、相互インダクタンスが大きくなる。尚、部分Ｋ１は、開口部２５Ａ、２５Ｂにより導体２１と導体２２とが貫通している部分である。 It can be seen that, at the rotor angle T1 shown in FIG. 28B, the relative permeability of the portion K1 surrounded by the left dotted line in the figure is remarkably low. Thereby, the magnetic flux around the A phase (arrow Y1) becomes smaller than the current flowing through the A phase coil 11, and the magnetic flux around the B phase (arrow Y2) becomes larger. From these facts, at the rotor angle T1, the self-inductance of the motor 10 decreases and the mutual inductance increases. The portion K1 is a portion where the conductor 21 and the conductor 22 pass through the openings 25A and 25B.
また、回転子角度Ｔ２では、部分Ｋ１の比透磁率が高くなっていることがわかる。これにより、Ａ相コイル１１に流れる電流に対して、Ａ相回り(矢印Ｙ１)の磁束が大きくなり、Ｂ相回り(矢印Ｙ２)の磁束が小さくなる。これらのことから、回転子角度Ｔ２では、自己インダクタンスが大きくなり、相互インダクタンスが小さくなる。 It can also be seen that the relative permeability of the portion K1 is high at the rotor angle T2. As a result, the magnetic flux around the A phase (arrow Y1) increases and the magnetic flux around the B phase (arrow Y2) decreases with respect to the current flowing through the A phase coil 11. For these reasons, at the rotor angle T2, the self-inductance increases and the mutual inductance decreases.
上述のように、本実施形態では、Ａ相側の導体２１とＢ相側の導体２２との接合面２６Ａ、２６Ｂに開口部２５Ａ、２５Ｂを設けることにより、磁路が狭窄される磁路狭窄部が形成され、回転子角度毎に比透磁率が変化する。 As described above, in the present embodiment, the magnetic path is narrowed by providing the openings 25A and 25B on the joint surfaces 26A and 26B of the A-phase side conductor 21 and the B-phase side conductor 22. A portion is formed, and the relative permeability changes for each rotor angle.
したがって、本実施形態によれば、モータ１０の相互インダクタンスの変化幅を自己インダクタンスの変化幅と同程度とすることができ、突極性を発現させることができる。 Therefore, according to the present embodiment, the change width of the mutual inductance of the motor 10 can be made substantially the same as the change width of the self-inductance, and the saliency can be expressed.
したがって、本実施形態によれば、駆動電流を全速度域において負荷に応じた電流に制御できるようにすることで、ステッピングモータの制御を安定させることができる。 Therefore, according to the present embodiment, the control of the stepping motor can be stabilized by enabling the drive current to be controlled to a current corresponding to the load in the entire speed range.
（第六の実施形態）
以下に図面を参照して第六の実施形態について説明する。第六の実施形態は、各相のコイルを囲う導体に形成される開口部の位置を第五の実施形態よりもさらに具体的にしたものである。以下の第六の実施形態の説明では、第五の実施形態と同様の構成を有するものは第五の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
(Sixth embodiment)
The sixth embodiment will be described below with reference to the drawings. In the sixth embodiment, the position of the opening formed in the conductor surrounding each phase coil is made more specific than in the fifth embodiment. In the following description of the sixth embodiment, those having the same configuration as in the fifth embodiment are given the reference numerals used in the description of the fifth embodiment, and the description thereof is omitted.
図２９は、第六の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。 FIG. 29 is a diagram illustrating conductors of the stepping motor according to the sixth embodiment.
本実施形態では、導体２１に形成される開口部２５Ａの中心Ｏとクローポール２３Ａの中心Ｏとが同一直線上になるように、開口部２５Ａを形成した。尚、導体２２に形成される開口部２５Ｂも、その中心が、導体２１と導体２２とを接合した際に、クローポール２３Ａの中心Ｏと同一直線上に形成されても良い。 In the present embodiment, the opening 25A is formed so that the center O of the opening 25A formed in the conductor 21 and the center O of the claw pole 23A are on the same straight line. The center of the opening 25B formed in the conductor 22 may be formed on the same straight line as the center O of the claw pole 23A when the conductor 21 and the conductor 22 are joined.
図３０は、第六の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。 FIG. 30 is a diagram showing the self-inductance and the mutual inductance in the sixth embodiment.
本実施形態では、比較例（図１７（Ｂ）参照）のモータと比べて、相互インダクタンスの変化幅が大きくなっていることがわかる。また、本実施形態では、相互インダクタンスの波形が、図６に示す第一の実施形態と比較して、正弦波に近づいていることがわかる。 In the present embodiment, it can be seen that the change width of the mutual inductance is larger than that of the motor of the comparative example (see FIG. 17B). Moreover, in this embodiment, it turns out that the waveform of a mutual inductance is approaching the sine wave compared with 1st embodiment shown in FIG.
これは、本実施形態において、開口部２５Ａを、その中心がクローポール２３Ａの中心と同一直線上にくるように形成することで、比透磁率分布がクローポール２３Ａの中心に対して対称となるためと考えられる。 In this embodiment, the relative permeability distribution is symmetric with respect to the center of the claw pole 23A by forming the opening 25A so that the center thereof is collinear with the center of the claw pole 23A. This is probably because of this.
さらに、本実施形態では、相互インダクタンスが自己インダクタンスと同程度の振幅の変化を有していることがわかる。したがって、本実施形態のモータ１０では、相互インダクタンスの突極性を大きくすることができる。また、本実施形態では、第一の実施形態と同様の効果を奏することができる。 Furthermore, in this embodiment, it turns out that a mutual inductance has a change of the amplitude comparable as a self-inductance. Therefore, in the motor 10 of this embodiment, the saliency of the mutual inductance can be increased. Moreover, in this embodiment, there can exist an effect similar to 1st embodiment.
（第七の実施形態）
以下に、図面を参照して第七の実施形態について説明する。以下の第七の実施形態は、モータの回転速度が所定値より遅くなった場合のみ、第一の実施形態を適用する点が、第一の実施形態と相違する。したがって、以下の第七の実施形態の説明では、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し、その説明を省略する。
(Seventh embodiment)
The seventh embodiment will be described below with reference to the drawings. The following seventh embodiment is different from the first embodiment in that the first embodiment is applied only when the rotational speed of the motor is slower than a predetermined value. Therefore, in the description of the seventh embodiment below, the same reference numerals as those used in the description of the first embodiment are given to those having the same functional configuration as that of the first embodiment, and the description is given. Omitted.
図３１は、第七の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。本実施形態のモータ駆動制御装置１００Ａは、第一の実施形態の有する各部に加え、位置推定部１１３、セレクタ１１４を有する。 FIG. 31 is a diagram for explaining the motor drive control device of the seventh embodiment. The motor drive control device 100A of the present embodiment includes a position estimation unit 113 and a selector 114 in addition to the units of the first embodiment.
尚、図３１の説明では、位置推定部１０４から出力される位置情報をｔｈ＿ｅｓｔ１とし、速度情報をｗ＿ｅｓｔ１として示す。 In the description of FIG. 31, the position information output from the position estimation unit 104 is indicated as th_est1, and the speed information is indicated as w_est1.
本実施形態の位置推定部１１３は、高周波信号Ｖｈを用いずに、ｄ軸とｑ軸の駆動電圧Ｖｄ、Ｖｑと、ｄ軸電流ベクトルｉｄと、ｑ軸電流ベクトルｉｑと、から回転子２０の位置と速度を推定し、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ２と速度情報ｗ＿ｅｓｔ２を出力する。 The position estimation unit 113 according to the present embodiment uses the d-axis and q-axis drive voltages Vd and Vq, the d-axis current vector id, and the q-axis current vector iq without using the high-frequency signal Vh. The position and speed are estimated, and position information th_est2 and speed information w_est2 are output.
具体的には、本実施形態のモータ駆動制御装置１００Ａは、駆動電圧Ｖｄ、Ｖｑからモータ１０の数式モデルと、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ２と、速度情報ｗ＿ｅｓｔ２とに基づき、誘起電圧及びｄ軸電流ベクトルｉｄ、ｑ軸電流ベクトルｉｑを推定する。そして、モータ駆動制御装置１００Ａは、推定した電流ベクトルと、実際の電流ベクトルとが等しくなるように、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ２と速度情報ｗ＿ｅｓｔ２を随時修正する。 Specifically, the motor drive control device 100A of the present embodiment uses the drive voltage Vd, Vq based on the mathematical model of the motor 10, the position information th_est2, and the speed information w_est2, and the induced voltage and the d-axis current vector id, A q-axis current vector iq is estimated. Then, the motor drive control device 100A corrects the position information th_est2 and the speed information w_est2 as needed so that the estimated current vector is equal to the actual current vector.
この手法は、特開２００９−２１３２４４号公報や、「電流推定誤差に基づくセンサレスブラシレスDCモータ制御」（竹下他 電学論D,115巻4号,平成7年）等において、公知である。 This method is known in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2009-213244, “Sensorless brushless DC motor control based on current estimation error” (Takeshita et al., D. 115, No. 4, 1995).
本実施形態のセレクタ１１４は、位置推定部１０４の出力か、位置推定部１１３の出力か、何れか一方を選択する。以下にセレクタ１１４における選択について説明する。 The selector 114 of this embodiment selects either the output of the position estimation unit 104 or the output of the position estimation unit 113. Hereinafter, selection in the selector 114 will be described.
本実施形態のセレクタ１１４は、速度情報ｗ＿ｅｓｔが所定値以下のとき、位置推定部１０４の出力を選択し、ｗ＿ｅｓｔ＝ｗ＿ｅｓｔ１、ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｔｈ＿ｅｓｔ１とする。また、速度情報ｗ＿ｅｓｔが所定値より大きいとき、セレクタ１１４は、位置推定部１１３の出力を選択し、ｗ＿ｅｓｔ＝ｗ＿ｅｓｔ２、ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｔｈ＿ｅｓｔ２とする。所定値とは、例えば５Ｈｚ程度である。 The selector 114 of the present embodiment selects the output of the position estimation unit 104 when the speed information w_est is equal to or smaller than a predetermined value, and sets w_est = w_est1 and th_est = th_est1. When the speed information w_est is larger than the predetermined value, the selector 114 selects the output of the position estimation unit 113 and sets w_est = w_est2 and th_est = th_est2. The predetermined value is, for example, about 5 Hz.
すなわち、本実施形態のセレクタ１１４は、モータ１０の回転速度が所定の速度よりも遅い場合に、位置推定部１０４の出力を選択する。 That is, the selector 114 of the present embodiment selects the output of the position estimation unit 104 when the rotation speed of the motor 10 is slower than a predetermined speed.
本実施形態において、位置推定部１０４は、モータ１０の回転の静止時や起動時等の低速時も、回転子２０の位置推定ができるため、モータ１０の静止維持や、安定した素早い起動等が可能になる。 In the present embodiment, the position estimation unit 104 can estimate the position of the rotor 20 even when the motor 10 is stationary or at a low speed, such as when the motor 10 is rotating. It becomes possible.
また、本実施形態のセレクタ１１４は、モータ１０の回転の速度が所定の速度より速い場合に、位置推定部１１３の出力を選択する。本実施形態の位置推定部１１３は、高周波信号を使用しない誘起電圧推定に基づく技術により、回転子２０の位置を推定する。 Further, the selector 114 of the present embodiment selects the output of the position estimation unit 113 when the rotation speed of the motor 10 is higher than a predetermined speed. The position estimation unit 113 of the present embodiment estimates the position of the rotor 20 by a technique based on induced voltage estimation that does not use a high-frequency signal.
したがって、位置推定部１１３は、駆動信号成分と高周波信号成分とを分離する必要がなく、例えばモータ１０の回転数が高くなった場合にも、容易に回転子２０の位置を推定できる。 Therefore, the position estimation unit 113 does not need to separate the drive signal component and the high-frequency signal component, and can easily estimate the position of the rotor 20 even when the rotational speed of the motor 10 is increased, for example.
以上のように、本実施形態では、モータ１０の回転速度に応じて、位置推定の方法を切り替えることで、例えばモータ１０の回転数が高い状態における不都合と、モータ１０の回転数が低い又は静止している状態における不都合の両者を解決できる。 As described above, in the present embodiment, by switching the position estimation method according to the rotation speed of the motor 10, for example, inconvenience when the rotation speed of the motor 10 is high, and the rotation speed of the motor 10 is low or stationary. Both of the inconveniences in the state of being can be solved.
モータ１０の回転数が高い状態における不都合とは、位置推定部１０４において生じるものであり、駆動信号の周波数と高周波の周波数とが近くなることにより、これらの分離が困難となることである。モータ１０の回転数が低い又は静止している状態における不都合とは、位置推定部１１３で生じるものであり、駆動電流が微弱になるため、モータ１０に供給される電流の検出が困難となることである。 The inconvenience in the state where the rotational speed of the motor 10 is high occurs in the position estimation unit 104, and the frequency of the drive signal and the frequency of the high frequency are close to each other, so that it is difficult to separate them. The inconvenience in the state where the rotational speed of the motor 10 is low or stationary occurs in the position estimation unit 113, and the drive current becomes weak, so that it is difficult to detect the current supplied to the motor 10. It is.
本実施形態では、モータ１０の回転速度に応じて両者を切り替えることで、それぞれの利点を生かすことができ、全速度域で安定かつ精度のよい制御が可能になる。 In the present embodiment, by switching both in accordance with the rotational speed of the motor 10, the respective advantages can be utilized, and stable and accurate control can be performed in the entire speed range.
尚、本実施形態では、セレクタ１１４が位置推定部１１３の出力を選択したとき、高周波発生部１０８の動作を停止させても良い。 In this embodiment, when the selector 114 selects the output of the position estimation unit 113, the operation of the high frequency generation unit 108 may be stopped.
（第八の実施形態）
以下に、図面を参照して第八の実施形態について説明する。以下の第八の実施形態は、位置フィードバック制御部１０１の前段にカウンタを設けた点が、第一の実施形態と相違する。したがって、以下の第八の実施形態の説明では、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し、その説明を省略する。
(Eighth embodiment)
The eighth embodiment will be described below with reference to the drawings. The following eighth embodiment is different from the first embodiment in that a counter is provided in the previous stage of the position feedback control unit 101. Therefore, in the following description of the eighth embodiment, the same reference numerals as those used in the description of the first embodiment are given to those having the same functional configuration as the first embodiment, and the description thereof will be given. Omitted.
図３２は、第八の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。本実施形態のモータ駆動制御装置１００Ｂは、第一の実施形態の有する各部に加え、カウンタ１１５を有する。 FIG. 32 is a diagram for explaining the motor drive control device of the eighth embodiment. The motor drive control device 100B according to the present embodiment includes a counter 115 in addition to the units included in the first embodiment.
本実施形態のカウンタ１１５は、外部装置から入力されるパルス列（ＣＬＫ）を計数し、目標位置指令値ｔｈ＿ｔを出力する。すなわち、本実施形態のカウンタ１１５は、目標位置指令値を生成する指令値生成部の機能を果たす。 The counter 115 of this embodiment counts a pulse train (CLK) input from an external device and outputs a target position command value th_t. That is, the counter 115 of the present embodiment functions as a command value generation unit that generates a target position command value.
本実施形態のモータ駆動制御装置１００Ｂにおけるその他の動作は、第一の実施形態と同様である。尚、外部装置とは、例えばモータ駆動制御装置１００Ｂの上位装置である。 Other operations in the motor drive control device 100B of the present embodiment are the same as those of the first embodiment. The external device is, for example, a host device of the motor drive control device 100B.
従来、開ループ方式によるステッピングモータ制御では、パルス列をカウントしてＡ相及びＢ相の励磁電流波形を直接生成している。また、この制御では、脱調がない場合には、パルス列の周波数に比例してモータの回転数が決定され、パルス数でモータの回転子の位置が制御される。 Conventionally, in the stepping motor control by the open loop system, the pulse train is counted to directly generate the A-phase and B-phase excitation current waveforms. In this control, when there is no step-out, the rotational speed of the motor is determined in proportion to the frequency of the pulse train, and the position of the rotor of the motor is controlled by the number of pulses.
本実施形態では、カウンタ１１５を設けることで、従来の開ループ方式によるステッピングモータ制御と同じ形式のパルス列でモータの回転数と回転子の位置が制御される。 In the present embodiment, by providing the counter 115, the number of rotations of the motor and the position of the rotor are controlled by the same pulse train as in the conventional stepping motor control by the open loop method.
このため、本実施形態は、上位装置やシステムを変更することなく、既存のものに適用することができる。したがって本実施形態のモータ駆動制御装置１００Ｂは、汎用性が高く、導入コストや期間が短縮でき、短期間で広く製品展開が可能になる。
（第九の実施形態）
以下に図面を参照して第九の実施形態について説明する。第九の実施形態は、第一乃至第八の実施形態に記載したモータ駆動システムの何れかを有する画像形成装置である。
For this reason, this embodiment can be applied to the existing one without changing the host device or system. Therefore, the motor drive control device 100B of the present embodiment is highly versatile, can reduce the introduction cost and the period, and can be widely deployed in a short period of time.
(Ninth embodiment)
The ninth embodiment will be described below with reference to the drawings. The ninth embodiment is an image forming apparatus including any one of the motor drive systems described in the first to eighth embodiments.
図３３は、第九の実施形態の画像形成装置の概略構成を説明する図である。本実施形態の画像形成装置６００は、給紙部６０１、中間転写部６０２、感光体ユニット６０３、現像ユニット６０４、スキャナ部６０５、画像書き込みユニット６０６、定着部６０７、２次転写ローラ６０９、対向ローラ６１０、搬送部６１１、ベルト（中間転写ベルト６）１２、給紙ローラ６１３を備えている。 FIG. 33 is a diagram illustrating a schematic configuration of an image forming apparatus according to the ninth embodiment. The image forming apparatus 600 of this embodiment includes a paper feeding unit 601, an intermediate transfer unit 602, a photosensitive unit 603, a developing unit 604, a scanner unit 605, an image writing unit 606, a fixing unit 607, a secondary transfer roller 609, and a counter roller. 610, a transport unit 611, a belt (intermediate transfer belt 6) 12, and a paper feed roller 613.
スキャナ部６０５は、光源で原稿を照射しながら走査し、原稿からの反射光を、例えば３ラインＣＣＤ（Charge Coupled Device）センサにより画像データを読み取る。読み取った画像データは、従来と同様に、図示しない画像処理ユニットで、スキャナγ補正、色変換、画像分離、階調補正処理等の画像処理を行った後、画像書き込みユニット６０６へ送られる。 The scanner unit 605 scans while irradiating a document with a light source, and reads image data of reflected light from the document by, for example, a 3-line CCD (Charge Coupled Device) sensor. The read image data is sent to the image writing unit 606 after performing image processing such as scanner γ correction, color conversion, image separation, and gradation correction processing in an image processing unit (not shown) as in the conventional case.
画像書き込みユニット６０６は、画像データに応じてＬＤ（レーザーダイオード）の駆動信号を変調する。感光体ユニット６０３は、一様に帯電された回転する感光体ドラムに前記ＬＤからのレーザービームにより潜像を書き込む。感光体ドラム上に書き込まれた潜像は、現像ユニット６０４によりトナーが付着されて顕像化される。感光体ドラム上に形成されたトナー像は、中間転写部６０２のベルト６１２の表面に転写される。ベルト６１２上にはフルカラーコピーの場合、４色のトナーが順次重ねられる。 The image writing unit 606 modulates an LD (laser diode) drive signal in accordance with the image data. The photoconductor unit 603 writes a latent image on the rotating photoconductor drum that is uniformly charged by the laser beam from the LD. The latent image written on the photosensitive drum is visualized by attaching toner to the developing unit 604. The toner image formed on the photosensitive drum is transferred to the surface of the belt 612 of the intermediate transfer unit 602. In the case of a full color copy, four color toners are sequentially stacked on the belt 612.
フルカラー、つまりブラック（Ｂｋ）、シアン（Ｃ）、マゼンタ（Ｍ）、イエロー（Ｙ）の４色のコピーの場合には、Ｂｋ、Ｃ、Ｍ、Ｙの４色のトナー像の作像、転写工程が終了した時点で、ベルト６１２の駆動とタイミングを合わせて、給紙部６０１より給紙ローラ６１３を介して転写紙が給紙される。この転写紙に対し、紙転写部の２次転写ローラ６０９と対向ローラ６１０との間でベルト６１２から４色トナー像が同時に２次転写される。トナー像が転写された転写紙は搬送部６１１を経て定着部６０７に送られ、定着ローラと加圧ローラによって熱定着され排紙される。 In the case of full-color, that is, four-color copying of black (Bk), cyan (C), magenta (M), and yellow (Y), image formation and transfer of toner images of four colors Bk, C, M, and Y When the process is completed, the transfer paper is fed from the paper feed unit 601 via the paper feed roller 613 in synchronization with the driving of the belt 612. A four-color toner image is simultaneously secondary-transferred from the belt 612 to the transfer paper between the secondary transfer roller 609 and the counter roller 610 of the paper transfer unit. The transfer paper onto which the toner image has been transferred is sent to the fixing unit 607 via the conveyance unit 611, and is thermally fixed by the fixing roller and the pressure roller, and is discharged.
本実施形態のモータ駆動システム１０００は、例えば、画像形成装置６００の感光体ユニット６０３の有する感光体を駆動させるドラム駆動モータや、給紙ローラ６１３を駆動させるモータ等に適用される。言い換えれば、本実施形態のステッピングモータ１０は、例えば感光体を駆動させるドラム駆動モータや、給紙ローラ６１３を駆動させるモータ等である。 The motor drive system 1000 according to the present embodiment is applied to, for example, a drum drive motor that drives a photoconductor included in the photoconductor unit 603 of the image forming apparatus 600, a motor that drives a paper feed roller 613, and the like. In other words, the stepping motor 10 of the present embodiment is, for example, a drum drive motor that drives a photosensitive member, a motor that drives a paper feed roller 613, or the like.
また、本実施形態のモータ駆動システム１０００は、画像形成装置６００だけでなく、モータを用いる各種の装置に適用することができる。例えば、本実施形態のモータ駆動システム１０００は、自動車やロボット、アミューズメント機器等の分野に適用されても良い。 The motor drive system 1000 according to the present embodiment can be applied not only to the image forming apparatus 600 but also to various apparatuses using a motor. For example, the motor drive system 1000 of this embodiment may be applied to fields such as automobiles, robots, and amusement devices.
その他、本発明のモータ駆動システム１０００は、プリプレグやプラスチックシート、紙幣等のシートを搬送する搬送装置において、搬送ローラを駆動するモータ等に用いるものであっても良い。 In addition, the motor drive system 1000 of the present invention may be used for a motor that drives a conveyance roller in a conveyance device that conveys a sheet such as a prepreg, a plastic sheet, or a bill.
以上、各実施形態に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施形態に示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することができ、その応用形態に応じて適切に定めることができる。 As mentioned above, although this invention has been demonstrated based on each embodiment, this invention is not limited to the requirements shown in the said embodiment. With respect to these points, the gist of the present invention can be changed without departing from the scope of the present invention, and can be appropriately determined according to the application form.
１０ ステッピングモータ
２０ 回転子
２３Ａ、２３Ｂ、２４Ａ、２４Ｂ クローポール
３１Ａ〜３１Ｄ 開口部
３２Ａ〜３２Ｄ 磁路狭窄部
１００ モータ駆動制御装置
１０１ 位置フィードバック制御部
１０２ ｄ軸電流制御部
１０３ ｑ軸電流制御部
１０４、１１３ 位置推定部
１０５ 加算器
１０６、１０７ ベクトル回転部
１０８ 高周波発生部
１０９、１１０ 増幅部
１１１、１１２ 電流センサ
１１４ セレクタ
１１５ カウンタ
６００ 画像形成装置
１０００ モータ駆動システム
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Stepping motor 20 Rotor 23A, 23B, 24A, 24B Claw pole 31A-31D Opening part 32A-32D Magnetic path constriction part 100 Motor drive control apparatus 101 Position feedback control part 102 d-axis current control part 103 q-axis current control part 104 , 113 Position estimation unit 105 Adder 106, 107 Vector rotation unit 108 High frequency generation unit 109, 110 Amplification unit 111, 112 Current sensor 114 Selector 115 Counter 600 Image forming apparatus 1000 Motor drive system
Claims (11)
回転子を回転させるモータ駆動制御装置と、前記モータ駆動制御装置により駆動される永久磁石型モータと、を有するモータ駆動システムであって、
前記永久磁石型モータは、
外周にＮ極とＳ極が交互に複数着磁されたロータマグネットと対向配置され、周方向に沿って所定間隔で回転軸線方向に延びた複数の隣接する極歯片同士が互いに噛み合うように形成され、前記各極歯片の基端側はそれぞれリング状に連結された第一、第二の各リング状極歯部と、
前記第一、第二の各リング状極歯部に形成される磁路狭窄部と、を有し、
前記モータ駆動制御装置は、
前記永久磁石型モータの電機子巻線へ供給される高周波信号を生成する高周波生成部と、
前記高周波信号の高周波電流成分を検出する電流検出部と、
前記高周波信号及び前記高周波電流成分に基づき、前記回転子の回転を制御する制御部と、を有するモータ駆動システム。 A motor drive control device that applies an alternating drive current substantially orthogonal to a plurality of armature coils that are independent from each other and rotates a magnetized rotor; a permanent magnet type motor that is driven by the motor drive control device; A motor drive system comprising:
The permanent magnet type motor is
A plurality of adjacent pole teeth pieces extending in the rotation axis direction at predetermined intervals along the circumferential direction are arranged so as to be engaged with each other, arranged opposite to a rotor magnet in which a plurality of N poles and S poles are alternately magnetized on the outer periphery. The first and second ring-shaped pole teeth connected to the base end side of each pole tooth piece in a ring shape,
A magnetic path constriction formed on each of the first and second ring-shaped pole teeth,
The motor drive control device includes:
A high-frequency generator that generates a high-frequency signal supplied to the armature winding of the permanent magnet motor;
A current detector for detecting a high-frequency current component of the high-frequency signal;
A motor drive system comprising: a controller that controls rotation of the rotor based on the high-frequency signal and the high-frequency current component.
前記高周波信号の応答信号に応じた前記回転子の位置情報を取得する位置推定部と、
前記位置情報に応じて前記駆動電流の振幅を制御する振幅制御部と、を有する請求項１記載のモータ駆動システム。 The controller is
A position estimating unit for acquiring position information of the rotor according to a response signal of the high-frequency signal;
The motor drive system according to claim 1, further comprising: an amplitude control unit that controls the amplitude of the drive current according to the position information.
前記回転子の回転周波数と磁極ペア数の積よりも高い周波数の交流の高周波信号を生成し、
前記位置推定部は、
前記位置情報として、前記高周波信号に対する前記電機子コイルからの応答信号に基づき、前記回転子の角度を取得する、請求項２記載のモータ駆動システム。 The high-frequency generator is
Generating an alternating high-frequency signal having a frequency higher than the product of the rotational frequency of the rotor and the number of magnetic pole pairs;
The position estimation unit
The motor drive system according to claim 2, wherein an angle of the rotor is acquired based on a response signal from the armature coil with respect to the high-frequency signal as the position information.
前記回転子の目標位置を示す目標位置指令値を生成する目標指令値生成部と、
前記目標位置指令値と、前記位置情報との比較結果に応じて、前記駆動電流の目標振幅値を生成する位置フィードバック制御部と、を有する請求項２又は３に記載のモータ駆動システム。 The amplitude controller is
A target command value generating unit that generates a target position command value indicating a target position of the rotor;
The motor drive system according to claim 2, further comprising: a position feedback control unit that generates a target amplitude value of the drive current according to a comparison result between the target position command value and the position information.
外部装置からのパルス列の入力を受け付け、前記パルス列をカウントした値に応じて前記目標位置指令値を生成する請求項４記載のモータ駆動システム。 The target command value generator is
5. The motor drive system according to claim 4, wherein an input of a pulse train from an external device is received and the target position command value is generated according to a value obtained by counting the pulse train.
前記駆動電流と前記応答信号とを含む検出電流を、前記位置情報に基づき回転演算して複数の直流の検出量に変換する第１の変換部と、
前記複数の直流の検出量と、前記目標振幅値の比較結果に応じて、複数の直流の駆動電圧量を算出する電流制御部と、
前記複数の直流の駆動電圧量を前記位置情報に基づいて回転演算し、複数の交流の駆動電圧量に変換する第２の変換部と、有する請求項４又は５記載のモータ駆動システム。 A phase control unit that controls the phase of the drive current in a predetermined relationship with respect to the phase of the rotor according to the position information;
A first converter that performs a rotation calculation on the basis of the position information and converts the detected current including the drive current and the response signal into a plurality of DC detection amounts;
A current control unit that calculates a plurality of DC drive voltage amounts according to a comparison result of the plurality of DC detection amounts and the target amplitude value;
6. The motor drive system according to claim 4, further comprising: a second conversion unit configured to rotate the plurality of DC drive voltage amounts based on the position information and convert the plurality of DC drive voltage amounts into a plurality of AC drive voltage amounts.
前記第一のリング状極歯部における前記第二のリング状極歯部との第一の接合面に形成された第一の開口部と、
前記第二のリング状極歯部における前記第一のリング状極歯部との第二の接合面に形成された第二の開口部と、により形成される請求項１乃至６の何れか一項に記載のモータ駆動システム。 The magnetic path constriction is
A first opening formed on a first joint surface with the second ring-shaped pole tooth portion in the first ring-shaped pole tooth portion;
A second opening formed in a second joint surface of the second ring-shaped pole tooth portion with the first ring-shaped pole tooth portion. The motor drive system according to the item.
前記第一のリング状極歯部の前記極歯片のうち、前記第一の接合面に向かって延びる極歯片の中心と、同一直線上になるように形成されていることを特徴とする請求項７記載のモータ駆動システム。 The center of the first opening and the second opening is
Of the pole tooth pieces of the first ring-shaped pole tooth portion, it is formed so as to be on the same straight line as the center of the pole tooth piece extending toward the first joint surface. The motor drive system according to claim 7.
各開口部の間に複数の前記磁路狭窄部を形成し、
複数の前記第一の開口部及び前記第二の開口部と、複数の前記磁路狭窄部と、は、
前記磁路狭窄部の周方向の幅が、少なくとも複数の前記第一の開口部及び前記第二の開口部の何れか１つの周方向の幅以下となるように形成される請求項７又は８記載のモータ駆動システム。 Forming a plurality of the first openings and the second openings;
Forming a plurality of the magnetic path constrictions between the openings,
The plurality of first openings and the second openings, and the plurality of magnetic path constrictions,
The width in the circumferential direction of the magnetic path constriction portion is formed so as to be equal to or smaller than the width in the circumferential direction of at least one of the first opening and the second opening. The motor drive system described.
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