JP5621960B2 - Motor drive device and image forming apparatus - Google Patents
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Description
本発明は、多相モータを回転駆動するために、モータのコイル端子にパルス幅変調(PWM:Pulse Wide Modulation)された電圧を印加するモータ駆動装置において、波形歪のない電流を出力するモータ駆動装置、およびそれを用いた画像形成装置に関する。 The present invention relates to a motor driving device that outputs a current without waveform distortion in a motor driving device that applies a pulse width modulation (PWM) voltage to a coil terminal of a motor to rotationally drive a multiphase motor. The present invention relates to an apparatus and an image forming apparatus using the apparatus.
家電機器、OA機器、車両走行用電動機の分野において、ブラシレスモータや誘導モータなど、スイッチング素子を用いた電気回路により転流を行う無整流子型のモータが広く利用されており、モータを駆動するための正弦波近似の端子電圧波形を得るために、正弦波状に変化する端子電圧指令値と三角波等の搬送波とを比較して得られる、パルス幅変調された信号をもとにブリッジ回路のスイッチング素子を駆動し、端子出力電圧および周波数を制御する方法が知られている。 In the fields of home appliances, office automation equipment, and vehicle motors, non-commutator motors that perform commutation by means of electrical circuits using switching elements, such as brushless motors and induction motors, are widely used to drive motors. Switching of bridge circuit based on pulse width modulated signal obtained by comparing terminal voltage command value changing in sine wave and carrier wave such as triangular wave to obtain terminal voltage waveform of approximate sine wave A method of driving an element and controlling a terminal output voltage and frequency is known.
図１３に、モータのコイル端子にPWMされた電圧を印加し、モータを駆動するモータ駆動装置の構成を示す。多相モータ１は、U相、V相、W相の３相で構成され、U相、V相、W相の各コイル端子でブリッジ回路２に接続される。 FIG. 13 shows a configuration of a motor driving device that drives a motor by applying a PWM voltage to a coil terminal of the motor. The multiphase motor 1 is composed of three phases of U phase, V phase, and W phase, and is connected to the bridge circuit 2 at each coil terminal of U phase, V phase, and W phase.
ブリッジ回路２は、図２に示すように、スイッチング素子２５とダイオード２６が並列に接続された上側アーム２１と、同様に構成された下側アーム２２が、３相接続されて構成され、それぞれのスイッチング素子は、ゲート信号UH、VH、WH、UL、VL、WLにより駆動され、多相モータ１のコイルにPWMされた電圧を印加して、コイルへ駆動電流を供給し、多相モータ１を回転駆動する。 As shown in FIG. 2, the bridge circuit 2 is configured by connecting the upper arm 21 in which the switching element 25 and the diode 26 are connected in parallel and the lower arm 22 having the same configuration in a three-phase connection. The switching element is driven by gate signals UH, VH, WH, UL, VL, WL, applies a PWM voltage to the coil of the multiphase motor 1, supplies a drive current to the coil, Rotating drive.
PWM手段３は、図３に示す、仮想０を振幅の中心として、３相で互いに位相差を持った正弦波もしくは正弦波近似の波形であり、各コイル端子に印加すべき電圧指令値である、端子電圧指令値(Vu*、Vv*、Vw*)と、搬送波Vcを比較してパルス幅変調し、PWM信号(Upwm、Vpwm、Wpwm)を生成する。 The PWM means 3 is a sine wave or a sine wave approximate waveform having a phase difference between three phases with a virtual 0 as the center of amplitude shown in FIG. 3, and is a voltage command value to be applied to each coil terminal. The terminal voltage command values (Vu *, Vv *, Vw *) and the carrier wave Vc are compared to perform pulse width modulation to generate PWM signals (Upwm, Vpwm, Wpwm).
ゲート信号生成手段５は、上記PWM信号に従って、スイッチング素子の短絡防止区間(デッドタイム)を挿入して、各相の、上記上側アーム２１のスイッチング素子のゲート信号と上記下側アーム２２のスイッチング素子のゲート信号(UH、VH、WH、UL、VL、WL)を生成する。 The gate signal generating means 5 inserts a switching element short-circuit prevention period (dead time) in accordance with the PWM signal, and the gate signal of the switching element of the upper arm 21 and the switching element of the lower arm 22 of each phase. Gate signals (UH, VH, WH, UL, VL, WL) are generated.
PWM手段３とゲート信号生成手段５の詳細な動作を、U相のみを例として図１４を用いて説明する。
まず、PWM手段３の動作を説明する。図１４の１段目に示す搬送波Vcは、所定のPWM周期の三角波であり、接地GNDから電源電圧Vccまでの振幅を持つとする。端子電圧指令値Vu*は、上記電源電圧Vccと接地GNDの中間の電圧を仮想ゼロとする。上記端子電圧指令値Vu*と搬送波Vcを比較して、図１４の２段目に示すPWM信号Upwmを生成する。
Detailed operations of the PWM means 3 and the gate signal generating means 5 will be described with reference to FIG.
First, the operation of the PWM means 3 will be described. The carrier wave Vc shown in the first stage of FIG. 14 is a triangular wave having a predetermined PWM cycle and has an amplitude from the ground GND to the power supply voltage Vcc. The terminal voltage command value Vu * is a virtual zero between the power supply voltage Vcc and the ground GND. The terminal voltage command value Vu * and the carrier wave Vc are compared to generate the PWM signal Upwm shown in the second stage of FIG.
次に、ゲート信号生成手段５の動作を説明すると、図１４の３段目、４段目に示すように、上記PWM信号Upwmに対して、立ち上がりがtdだけ遅れた信号である、上側アーム２１のスイッチング素子のゲート信号UHを生成する。また、上記PWM信号Upwmを反転し、立ち上がり(Upwmでは立ち下がり部分)をtdだけ遅らせた信号である、下側アーム２２のゲート信号ULを生成する。なお、上記tdは、上側アームと下側アームのスイッチング素子の短絡防止を目的に設けられた短絡防止区間(デッドタイム)である。他のV相、W相の動作も同様であり、以上がモータ駆動装置の説明である。 Next, the operation of the gate signal generating means 5 will be described. As shown in the third and fourth stages of FIG. 14, the upper arm 21 is a signal whose rising edge is delayed by td with respect to the PWM signal Upwm. The switching device gate signal UH is generated. Further, the PWM signal Upwm is inverted, and the gate signal UL of the lower arm 22 which is a signal obtained by delaying the rising edge (falling portion in Upwm) by td is generated. The td is a short-circuit prevention section (dead time) provided for the purpose of preventing a short circuit between the switching elements of the upper arm and the lower arm. The other V-phase and W-phase operations are the same, and the above is the description of the motor drive device.
次に、上記モータ駆動装置における電流波形歪みについて説明する。
まず、U相を例として上記ゲート信号UH、ULのON/OFF状態について、図１５に示すように、UH:ON/UL:OFFの区間をHLon、UH:OFF/UL:ONの区間をLon、UH:OFF/UL:OFFの区間をDeadと区間に名称をつける。なお、UH:ON/UL:ONの組み合わせは、短絡を起こしてスイッチング素子が破壊されてしまうため、実用上存在しない。
Next, current waveform distortion in the motor driving device will be described.
First, taking the U phase as an example, for the ON / OFF states of the gate signals UH and UL, as shown in FIG. , UH: OFF / UL: OFF section is named Dead and section. It should be noted that the combination of UH: ON / UL: ON does not exist in practice because it causes a short circuit and destroys the switching element.
ここで、コイルを流れる電流の方向と、電流経路について説明する。まず、U相を例として、ブリッジ回路２と多相モータ１のコイルが接続される点の電圧を端子電圧Vuとする。さらに、多相モータ１のコイルを流れる電流をコイル電流iuとして、ブリッジ回路２からコイルへ流れる方向をコイル電流iuの正とする。 Here, the direction of the current flowing through the coil and the current path will be described. First, taking the U phase as an example, the voltage at the point where the bridge circuit 2 and the coil of the multiphase motor 1 are connected is defined as the terminal voltage Vu. Furthermore, the current flowing through the coil of the multiphase motor 1 is defined as a coil current iu, and the direction flowing from the bridge circuit 2 to the coil is defined as a positive value of the coil current iu.
このとき、上記コイル電流iuの正負と、上記ゲート信号のON/OFF状態のそれぞれの場合における、電流の経路と上記端子電圧Vuについて、図１６、図１７を用いて示す。なお、図１６および図１７においては、スイッチング素子のON/OFF状態を図で示すため、スイッチング素子を理想スイッチとして図示している。 At this time, the current path and the terminal voltage Vu in the case of the positive / negative of the coil current iu and the ON / OFF state of the gate signal will be described with reference to FIGS. 16 and 17, the switching elements are illustrated as ideal switches in order to illustrate the ON / OFF states of the switching elements.
まず、コイル電流iuが正の場合について、図１６を用いて説明する。なお、スイッチング素子のオン抵抗による電圧降下やダイオードの順方向電圧降下の影響は特に明記しない。以降も同様とする。上記Honの場合、電源から上側アーム２１のスイッチング素子を通ってコイルへ流れる。このとき、端子電圧VuはVccになる。上記Deadの場合、接地から下側アーム２２のダイオードを通ってコイルへ流れる。このとき、端子電圧VuはGNDになる。上記Lonの場合、接地から下側アーム２２のスイッチング素子を通ってコイルへ流れる。このとき、端子電圧VuはGNDになる。 First, the case where the coil current iu is positive will be described with reference to FIG. The influence of the voltage drop due to the on-resistance of the switching element and the forward voltage drop of the diode is not specified. The same applies thereafter. In the case of the above-mentioned Hon, the current flows from the power source to the coil through the switching element of the upper arm 21. At this time, the terminal voltage Vu becomes Vcc. In the case of the Dead, the current flows from the ground to the coil through the diode of the lower arm 22. At this time, the terminal voltage Vu becomes GND. In the case of Lon, the current flows from the ground to the coil through the switching element of the lower arm 22. At this time, the terminal voltage Vu becomes GND.
次に、コイル電流iuが負の場合について、図１７を用いて説明する。上記Honの場合、コイルから上側アーム２１のスイッチング素子を通って電源へ流れる。このとき、端子電圧VuはVccになる。上記Deadの場合、コイルから上側アーム２１のダイオードを通って電源へ流れる。このとき、端子電圧VuはVccになる。上記Lonの場合、コイルから下側アーム２２のスイッチング素子を通って接地へ流れる。このとき、端子電圧VuはGNDになる。 Next, the case where the coil current iu is negative will be described with reference to FIG. In the case of Hon, the current flows from the coil through the switching element of the upper arm 21 to the power source. At this time, the terminal voltage Vu becomes Vcc. In the case of the Dead, the current flows from the coil through the diode of the upper arm 21 to the power source. At this time, the terminal voltage Vu becomes Vcc. In the case of Lon, the current flows from the coil through the switching element of the lower arm 22 to the ground. At this time, the terminal voltage Vu becomes GND.
以上が、コイルを流れる電流の方向と、電流経路についての説明である。
次に、上記コイル電流iuとスイッチング素子のON/OFF状態に対する端子電圧Vuの値の変化を用いて、端子電圧指令値Vu*と実際の端子電圧Vuの誤差について、図１４に示す。まず、コイル電流iuが正の場合は、図１４の５段目に示すように、端子電圧Vuは、短絡防止区間分であるtdだけ端子電圧指令値に対して小さく印加される。一方、コイル電流iuが負の場合は、図１４の６段目に示すように、端子電圧Vuは、短絡防止区間分であるtdだけ端子電圧指令値に対して大きく印加される。
The above is the description of the direction of current flowing through the coil and the current path.
Next, FIG. 14 shows an error between the terminal voltage command value Vu * and the actual terminal voltage Vu using the coil current iu and the change in the value of the terminal voltage Vu with respect to the ON / OFF state of the switching element. First, when the coil current iu is positive, as shown in the fifth stage of FIG. 14, the terminal voltage Vu is applied smaller than the terminal voltage command value by td corresponding to the short-circuit prevention section. On the other hand, when the coil current iu is negative, the terminal voltage Vu is largely applied to the terminal voltage command value by td corresponding to the short-circuit prevention section, as shown in the sixth stage of FIG.
以上のように、上記端子電圧指令値Vu*と、パルス幅変調されて実際にコイル端子に印加される端子電圧Vuの電圧誤差に起因して、図２０の左図に示すようなコイル電流の歪が発生する。 As described above, due to the voltage error between the terminal voltage command value Vu * and the terminal voltage Vu which is pulse-width modulated and actually applied to the coil terminal, the coil current as shown in the left diagram of FIG. Distortion occurs.
ここで、上記の電流波形歪に対して、図１８に示す手法が広く知られている。電流検出手段４は、３相のコイル電流iu、iv、iwを検出する。電圧補償手段６は、上記検出したコイル電流に基づいて、端子電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*の値に対して、上記誤差分を補償する。図１９にU相を例として上記電圧補償手段６の動作を示す。上記検出したコイル電流iuが正ならば端子電圧指令値Vu*に補正値ΔVを加算し、iuが負ならば端子電圧Vv*から補正値ΔVを減じて、電圧補償後の端子電圧指令値Vu*'として上記PWM手段３へ出力する。ただし、補正値ΔVは数０１に示す値であり、電源電圧Vcc、短絡防止区間の長さtd、PWM周期の長さtpwmによって決まる値である。なおΔは下記数式１の先頭にあらわれる記号
に代えて用いている。
Here, the technique shown in FIG. 18 is widely known for the current waveform distortion. The current detection means 4 detects three-phase coil currents iu, iv and iw. Based on the detected coil current, the voltage compensation means 6 compensates for the error with respect to the terminal voltage command values Vu *, Vv *, and Vw *. FIG. 19 shows the operation of the voltage compensation means 6 taking the U phase as an example. If the detected coil current iu is positive, the correction value ΔV is added to the terminal voltage command value Vu *, and if iu is negative, the correction value ΔV is subtracted from the terminal voltage Vv * to obtain a terminal voltage command value Vu after voltage compensation. Output to the PWM means 3 as * '. However, the correction value ΔV is a value represented by Formula 01, and is a value determined by the power supply voltage Vcc, the length td of the short-circuit prevention section, and the length tpwm of the PWM cycle. Δ is the symbol that appears at the beginning of Equation 1 below.
Is used instead.
しかし、上記従来技術において、上記補正値ΔVは一定値であり、パラメータの変化に合わせて調整する必要がある。これに対して、例えば特許文献１に開示されているように、端子電圧指令値もしくは上記PWM信号と上記端子電圧の差分をとって誤差を検出し、積分器で構成する補償器により誤差が零になるよう制御信号を生成し、上記端子電圧指令値に上記制御信号を加算する手法が知られている。」 However, in the above prior art, the correction value ΔV is a constant value and needs to be adjusted in accordance with the change of the parameter. On the other hand, for example, as disclosed in Patent Document 1, an error is detected by taking a difference between the terminal voltage command value or the PWM signal and the terminal voltage, and the error is reduced to zero by a compensator configured by an integrator. A method is known in which a control signal is generated such that the control signal is added to the terminal voltage command value. "
なお従来技術における、電圧補償値算出する数式は下記の通りである。
ところで従来の技術は、端子電圧指令値に補償値を加減算することにより、短絡防止区間に起因する端子電圧指令値と端子電圧の誤差を補償する構成のため、端子電圧指令値が回路の電圧出力可能範囲の端である場合、出力範囲外となり、正常に誤差補償ができない場合がある。 By the way, the conventional technology compensates for the error between the terminal voltage command value and the terminal voltage caused by the short-circuit prevention section by adding or subtracting the compensation value to the terminal voltage command value, so that the terminal voltage command value is the voltage output of the circuit. If it is at the end of the possible range, it may be out of the output range and error compensation may not be performed normally.
また、電源電圧、短絡防止区間の長さ(時間)、PWM周期の値が変化すると、上記電圧誤差も変化するため、その変更に合わせて補償値を変更する必要があるという問題があり、上記補償値の変更を自動で行うためには、アナログ回路で構成するならば、端子電圧指令と端子電圧の比較や電圧誤差の補償器を構成する多数のアンプが必要であり、デジタル回路で構成するならば、A/D変換器等の電圧値の検出手段を用いる必要があり、コスト増の原因となる。 In addition, when the power supply voltage, the length of the short-circuit prevention section (time), and the value of the PWM cycle change, the voltage error also changes, so there is a problem that it is necessary to change the compensation value in accordance with the change. In order to automatically change the compensation value, if it is configured with an analog circuit, it requires a large number of amplifiers that make up a terminal voltage command and terminal voltage comparison and a voltage error compensator, and is configured with a digital circuit. Then, it is necessary to use voltage value detection means such as an A / D converter, which causes an increase in cost.
そこで本発明は、端子電圧指令値が出力制限値近傍のとき、補正によって出力範囲を超えてしまう問題が発生することがなく、短絡防止時間、PWM周期、電源電圧の値が変化しても、補償値の調整せずに上記誤差の補償をすることができ、またこれらの機能を安価に実現することができるモータ駆動装置を提供することを目的とする。 Therefore, in the present invention, when the terminal voltage command value is in the vicinity of the output limit value, there is no problem of exceeding the output range due to correction, even if the short-circuit prevention time, the PWM cycle, and the power supply voltage value change, It is an object of the present invention to provide a motor drive device that can compensate for the above error without adjusting a compensation value and that can realize these functions at low cost.
本発明のモータ駆動装置のうち請求項１に係るものは、多相モータのコイル端子に接続され、それぞれスイッチング素子とダイオードが並列に接続された、上側アームと下側アームの対が複数相接続されるブリッジ回路と、上記多相モータの各相のコイル端子に印加すべき端子電圧指令値をパルス幅変調してPWM信号を生成するPWM手段と、上記多相モータの各相のコイルに流れる電流値を検出する電流検出手段と、上記PWM手段からの上記PWM信号から、所定のスイッチング素子駆動論理に従って上記ブリッジ回路における各相のスイッチング素子のゲート信号を生成するゲート信号生成手段とを備え、上記ゲート信号生成手段が、上記電流検出手段の検出した各相のコイル電流値に従って、複数の上記多相モータの各相毎に上記スイッチング素子駆動論理を選択するモータ駆動装置において、
上記ゲート信号生成手段は、
上記電流検出手段により、上記ブリッジ回路から上記多相モータのコイルへ向かって電流が流れると検出された相においては、上記上側アームのスイッチング素子と下側アームのスイッチング素子を、短絡防止区間を設けて相補的に駆動するスイッチング素子駆動論理を選択し、
上記多相モータのコイルから上記ブリッジ回路へ向かって電流が流れると検出された相においては、下側アームのスイッチング素子のみを駆動するスイッチング素子駆動論理を選択する、ことを特徴とする。
Among the motor driving devices according to the present invention, the motor driving device according to claim 1 is connected to the coil terminal of the multiphase motor, and the switching element and the diode are connected in parallel, respectively, and the pair of the upper arm and the lower arm is connected in a plurality of phases. The PWM circuit for generating a PWM signal by pulse width modulating the terminal voltage command value to be applied to the coil terminals of each phase of the multiphase motor, and the coils of each phase of the multiphase motor. Current detection means for detecting a current value, and a gate signal generation means for generating a gate signal of each phase switching element in the bridge circuit according to a predetermined switching element drive logic from the PWM signal from the PWM means, The switching element for each phase of the plurality of multiphase motors according to the gate signal generation means according to the coil current value of each phase detected by the current detection means. The motor drive device for selecting the dynamic logic,
The gate signal generating means includes
In the phase detected by the current detection means that current flows from the bridge circuit toward the coil of the multiphase motor, a short-circuit prevention section is provided between the switching element of the upper arm and the switching element of the lower arm. Select the switching element drive logic to be complementarily driven,
In the phase detected when a current flows from the coil of the multiphase motor toward the bridge circuit, switching element driving logic for driving only the switching element of the lower arm is selected .
同請求項２に係るモータ駆動装置においては、上記多相モータが３相モータであり、上記端子電圧指令値は２相変調されていることを特徴とする。
In the motor drive device according to the second aspect , the multi-phase motor is a three-phase motor, and the terminal voltage command value is two-phase modulated.
同請求項３に係るモータ駆動装置においては、上記電流検出手段が、上記多相モータの各相のコイル電流の方向のみを検出することを特徴とする。
In the motor drive device according to the third aspect , the current detection means detects only the direction of the coil current of each phase of the multiphase motor.
本発明の請求項４に係る画像形成装置は、請求項１から３のいずれか１項に記載のモータ駆動装置を備えたことを特徴とする。
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided an image forming apparatus comprising the motor driving device according to any one of the first to third aspects.
本発明の請求項５に係る画像形成装置は、タンデム型のフルカラー画像形成装置であることを特徴とする。 An image forming apparatus according to a fifth aspect of the present invention is a tandem type full-color image forming apparatus.
本発明によれば、電流波形歪の原因となる上記誤差の補償において、端子電圧指令値に補正値を加減算することがないため、端子電圧指令値が出力制限値近傍のとき、補正によって出力範囲を超えてしまう問題が発生することがない。また、短絡防止時間、PWM周期、電源電圧の値が変化しても、補償値の調整せずに上記誤差の補償をすることができ、端子電圧検出手段が必要ないため、これらの機能を安価に実現することができるという効果がある。 According to the present invention, in the compensation for the error that causes the current waveform distortion, the correction value is not added to or subtracted from the terminal voltage command value. Therefore, when the terminal voltage command value is close to the output limit value, the output range is corrected. The problem of exceeding the limit does not occur. In addition, even if the short-circuit prevention time, PWM cycle, and power supply voltage values change, the above error can be compensated without adjusting the compensation value, and no terminal voltage detection means is required. There is an effect that can be realized.
また本発明によれば、各種の画像形成装置において、装置各部に設けられる回転駆動するモータを、コイル電流に歪みなく駆動することでき、モータが発生するトルク変動を低減し、低騒音、低振動、かつ精密に駆動することが可能となる。また、そのため、高品質な画像形成を低騒音にて行うことができ、さらには、高精度な用紙搬送を低騒音、低振動で行える。もちろん、原稿画像の読取も高品位かつ低騒音にて行うことが可能となる。 In addition, according to the present invention, in various image forming apparatuses, a motor that is rotationally driven provided in each part of the apparatus can be driven without distortion due to the coil current, and torque fluctuations generated by the motor can be reduced, and noise and vibration can be reduced. And can be driven precisely. Therefore, high-quality image formation can be performed with low noise, and furthermore, high-precision paper conveyance can be performed with low noise and low vibration. Of course, it is possible to read a document image with high quality and low noise.
本発明は、多相モータのコイル端子に、端子電圧指令値に従ったパルス幅変調された電圧を印加し、モータを駆動するモータ駆動装置において、短絡防止区間に起因する端子電圧指令値と端子電圧の誤差が発生しないよう、コイル電流を検出し、各相のコイル電流の正負に従って各相のスイッチング素子駆動論理を選択的に切り替えるよう構成する。この構成により、電流波形歪の原因となる上記誤差の補償において、端子電圧指令値に補正値を加減算することがないため、端子電圧指令値が出力制限値近傍のとき、補正によって出力範囲を超えてしまう問題が発生することがない。また、短絡防止時間、PWM周期、電源電圧の値が変化しても、補償値の調整せずに上記誤差の補償をすることができる。また、端子電圧検出手段が必要ないため、上記機能を安価に実現することができる。 The present invention applies a pulse width modulated voltage according to a terminal voltage command value to a coil terminal of a multiphase motor, and drives a motor in a motor driving device that drives the motor. The coil current is detected so that a voltage error does not occur, and the switching element drive logic of each phase is selectively switched according to the sign of the coil current of each phase. With this configuration, the compensation value is not added to or subtracted from the terminal voltage command value in the compensation for the above-mentioned error that causes current waveform distortion.Therefore, when the terminal voltage command value is near the output limit value, the output exceeds the output range due to the correction. There will be no problem. Even if the short-circuit prevention time, the PWM cycle, and the power supply voltage change, the above error can be compensated without adjusting the compensation value. In addition, since the terminal voltage detecting means is not necessary, the above function can be realized at low cost.
また本発明は、端子電圧指令値が、常にいずれか１相を零となるように２相変調されているので、常に１相はスイッチングを休止する。そのため、スイッチング回数が減少し、スイッチング損失を低減することができる。また、コイルに電流を流すために有効となる、コイル端子間の電圧差のみが端子電圧指令値となるため、電源電圧が同じならば、３相変調の場合よりも大きな端子間電圧差を発生し、より大きな電流を流すことができる。 Further, in the present invention, since the terminal voltage command value is two-phase modulated so that any one phase is always zero, one phase always stops switching. As a result, the number of switching operations is reduced, and switching loss can be reduced. In addition, since only the voltage difference between the coil terminals, which is effective for passing current through the coil, becomes the terminal voltage command value, if the power supply voltage is the same, a larger voltage difference between the terminals than in the case of three-phase modulation is generated. In addition, a larger current can flow.
また、スイッチング素子駆動論理を１つとした構成で電流の歪みを自動で解消するためには、多数のアンプまたはＡ／Ｄ変換器を設ける必要があるが、本発明のように、複数のスイッチング素子駆動論理を有し、各相のコイルに流れる電流の向きに応じて、複数のスイッチング素子駆動論理を切り替えるように構成することで、アンプやＡ／Ｄ変換器等の別部材を設けることなく、自動でコイルに流れる電流の歪みを解消することができる。 Further, in order to automatically eliminate the distortion of the current with the configuration with one switching element driving logic, it is necessary to provide a large number of amplifiers or A / D converters. By having a drive logic and switching the plurality of switching element drive logics according to the direction of the current flowing in the coils of each phase, without providing separate members such as an amplifier and an A / D converter, The distortion of the current flowing in the coil can be eliminated automatically.
なお本発明は、コンパレータ等の安価な部品を用いて、コイル電流の方向のみを検出するよう構成できる。したがって、アナログ回路で構成するならば電圧比較や補償器を構成する複数のアンプが不要となり、デジタル回路で構成するならばA/D変換器が不要となり、本発明に係るモータ駆動装置を安価に実現することができる。 In addition, this invention can be comprised so that only the direction of a coil current may be detected using cheap components, such as a comparator. Therefore, a voltage comparison and a plurality of amplifiers constituting a compensator are not required if configured with an analog circuit, and an A / D converter is not required if configured with a digital circuit, and the motor driving device according to the present invention can be made inexpensive. Can be realized.
また本発明に係る画像形成装置においては、装置各部の各種モータを、コイル電流に歪みなく駆動することできる。するとモータが発生するトルク変動が低減し、低騒音、低振動、かつ精密に駆動できるようになる。そのため、高品質な画像形成を低騒音で行え、また高精度な用紙搬送を低騒音、低振動で行え、さらには原稿画像の読取も高品位かつ低騒音にて行える。 In the image forming apparatus according to the present invention, various motors of each part of the apparatus can be driven without distortion by the coil current. As a result, torque fluctuations generated by the motor are reduced, and it becomes possible to drive with low noise, low vibration, and precision. Therefore, high-quality image formation can be performed with low noise, high-precision paper conveyance can be performed with low noise and low vibration, and document image reading can also be performed with high quality and low noise.
<実施例１>
以下、本発明の実施例について、図面を参照しつつ説明する。ただし、上述した従来の技術と共通する部分の説明は省略する。
<Example 1>
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. However, the description of the parts common to the above-described conventional technology is omitted.
図１は、本発明の実施例１における装置の構成を示す回路図である。電流検出手段４は、図５に示すように、A/D変換４１を備え、２相分の電流を検出して、２相分のコイル電流値データd_iu、d_ivを出力し、上記２相分のコイル電流値データd_iu、d_ivから、上記演算手段４２によって、残り１相のコイル電流値データd_iwを出力する。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. As shown in FIG. 5, the current detection means 4 includes an A / D converter 41, detects current for two phases, outputs coil current value data d_iu and d_iv for two phases, From the coil current value data d_iu and d_iv, the calculation means 42 outputs the remaining one-phase coil current value data d_iw.
ゲート信号生成手段５は、上記コイル電流値データに従って、各相毎に上記スイッチング素子駆動論理を選択的に切り替え、上記ゲート信号UH、VH、WH、UL、VL、WLを出力する。 The gate signal generating means 5 selectively switches the switching element driving logic for each phase according to the coil current value data, and outputs the gate signals UH, VH, WH, UL, VL, WL.
図６、図７を用いて、U相を例として、上記ゲート信号生成手段５の動作を説明する。
まず、上記コイル電流値データd_iuにより、コイル電流iuが正と検出した場合、図６の３段目に示すように、上記PWM信号Upwmに対して、短絡防止区間の長さtdだけ遅らせた信号を、上記上側アーム２１のスイッチング素子のゲート信号UHとして出力する。また、図６の４段目に示すように、上記PWM信号Upwmの立ち上がりに同期して立ち下り、上記PWM信号Upwmの立ち下がりから上記短絡防止区間の長さtdの２倍だけ遅れて立ち上がる信号を、上記下側アーム２２のスイッチング素子のゲート信号ULとして出力する。このとき、図６の６段目に示すように、上記PWM信号Upwmに対して、上記端子電圧Vuは過不足なくコイルに電圧を印加している。つまり、上記端子電圧指令値に対して、パルス幅変調された端子電圧Vuは誤差がないことになる。
The operation of the gate signal generating means 5 will be described with reference to FIGS. 6 and 7, taking the U phase as an example.
First, if the coil current value data d_iu detects that the coil current iu is positive, as shown in the third stage of FIG. 6, the signal delayed by the length td of the short-circuit prevention section with respect to the PWM signal Upwm. Is output as the gate signal UH of the switching element of the upper arm 21. Further, as shown in the fourth stage of FIG. 6, the signal falls in synchronization with the rise of the PWM signal Upwm, and rises with a delay of twice the length td of the short-circuit prevention section from the fall of the PWM signal Upwm. Is output as the gate signal UL of the switching element of the lower arm 22. At this time, as shown in the sixth stage of FIG. 6, the terminal voltage Vu is applied to the coil without excess or deficiency with respect to the PWM signal Upwm. That is, the terminal voltage Vu subjected to pulse width modulation has no error with respect to the terminal voltage command value.
次に、上記コイル電流値データd_iuにより、コイル電流iuが負と検出した場合、図７の３段目に示すように、上記上側アーム２１のスイッチング素子のゲート信号UHは常にLoとする。つまり、上記上側アーム２１のスイッチング素子はOFFのまま駆動しない。また、図７の４段目に示すように、上記PWM信号Upwmを反転させた信号を、上記下側アーム２２のスイッチング素子のゲート信号ULとして出力する。 Next, when the coil current value d_iu detects that the coil current iu is negative, the gate signal UH of the switching element of the upper arm 21 is always set to Lo as shown in the third stage of FIG. That is, the switching element of the upper arm 21 is not driven while being OFF. Further, as shown in the fourth stage of FIG. 7, a signal obtained by inverting the PWM signal Upwm is output as the gate signal UL of the switching element of the lower arm 22.
このとき、図７の６段目に示すように、上記PWM信号Upwmに対して、上記端子電圧Vuは過不足なくコイルに電圧を印加している。つまり、上記端子電圧指令値に対して、パルス幅変調された端子電圧Vuは誤差がないことになる。このとき、前記PWM信号Upwmに基づいて前記ゲート信号ＵＨ、ＵＬを生成する所定の論理が、本発明のスイッチング素子駆動論理に相当し、前記ゲート信号生成手段５は、上記２つのスイッチング素子駆動論理を備え、検出した前記コイル電流値データd_iuが示すコイル電流iuの正負に基づいて、前記スイッチング素子駆動論理を切り替えて、前記PWM信号UH、ULを生成する。 At this time, as shown in the sixth stage of FIG. 7, the terminal voltage Vu is applied to the coil without excess or deficiency with respect to the PWM signal Upwm. That is, the terminal voltage Vu subjected to pulse width modulation has no error with respect to the terminal voltage command value. At this time, the predetermined logic for generating the gate signals UH and UL based on the PWM signal Upwm corresponds to the switching element driving logic of the present invention, and the gate signal generating means 5 includes the two switching element driving logics. And switching the switching element drive logic based on the positive / negative of the coil current iu indicated by the detected coil current value data d_iu to generate the PWM signals UH and UL.
本実施例における上記ゲート信号生成手段５は、２つのスイッチング素子駆動論理を備えるが、デジタル回路により構成する場合、スイッチング素子駆動論理の追加は、わずかな回路規模の増加で実現することができる。 The gate signal generation means 5 in this embodiment includes two switching element driving logics. However, when configured by a digital circuit, the addition of the switching element driving logics can be realized with a slight increase in circuit scale.
以上のように、多相モータのコイル電流を検出し、端子電圧指令値をパルス幅変調したPWM信号から、ブリッジ回路のスイッチング素子のゲート信号を生成するスイッチング素子駆動論理を、上記検出したコイル電流の正負に従って適切に切り替えることにより、１PWM周期内において、端子電圧指令値に対して、パルス幅変調された端子電圧は誤差が生じることはないため、図２０の右図に示すようにコイル電流波形の歪も発生せず、モータの発生するトルク変動が低減し、低騒音、低振動のモータ駆動が可能となり、また、電源電圧、短絡防止区間の長さ、PWM周期の変化に対しても、調整工程の必要がなくコイル電流歪の防止に対応可能である。 As described above, the switching element driving logic for generating the gate signal of the switching element of the bridge circuit from the PWM signal in which the coil current of the multiphase motor is detected and the terminal voltage command value is subjected to pulse width modulation is detected. By switching appropriately according to the positive and negative of the terminal voltage, an error does not occur in the terminal voltage that is pulse width modulated with respect to the terminal voltage command value within one PWM period. Therefore, as shown in the right diagram of FIG. The torque fluctuation generated by the motor is reduced, and the motor drive with low noise and vibration is possible, and the power supply voltage, the length of the short-circuit prevention section, and the change of the PWM cycle are also There is no need for an adjustment process, and it is possible to prevent coil current distortion.
<実施例２>
以下、本発明の第２の実施例について、図面を参照して説明する。ただし、上記従来技術および上記実施例１と共通する部分の説明は省略する。
<Example 2>
Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. However, the description of the parts in common with the prior art and the first embodiment is omitted.
図８は、本実施例における装置構成を示す図である。PWM手段３は、図１１、図１２の１段目に示すように、図９に示した零を下限として３相のうち１相が常に零となる、２相変調された、各コイル端子に印加すべき電圧指令値である、端子電圧指令値(Vu*、Vv*、Vw*)と、接地GNDから電源電圧Vccまでの振幅を持つ三角波である、搬送波Vcを比較してパルス幅変調し、PWM信号(Upwm、Vpwm、Wpwm)を生成する。 FIG. 8 is a diagram showing a device configuration in the present embodiment. As shown in the first stage of FIG. 11 and FIG. 12, the PWM means 3 has two-phase modulated coil terminals in which one of the three phases is always zero with the zero shown in FIG. 9 as the lower limit. The terminal voltage command value (Vu *, Vv *, Vw *), which is the voltage command value to be applied, is compared with the carrier wave Vc, which is a triangular wave with an amplitude from the ground GND to the power supply voltage Vcc, and pulse width modulation is performed. , PWM signals (Upwm, Vpwm, Wpwm) are generated.
なお、２相変調された上記端子電圧指令値(Vu*、Vv*、Vw*)は、多相モータ１を駆動する電流をコイルに流すために有効となる、コイル端子間の電圧差のみを示している。 The two-phase modulated terminal voltage command values (Vu *, Vv *, Vw *) are effective only for the voltage difference between the coil terminals, which is effective for causing the current for driving the multiphase motor 1 to flow through the coil. Show.
電流検出手段４は、図１０に示すように、安価なコンパレータ４３を用いて３相のコイル電流iu、iv、iwについて、正ならばHi、負ならばLoとして、各相のコイル電流方向信号s_iu、s_iv、s_iwを出力する。 As shown in FIG. 10, the current detection means 4 uses a low-cost comparator 43 to set the three-phase coil currents iu, iv, iw to Hi if positive and Lo if negative, and to indicate the coil current direction signal of each phase. s_iu, s_iv, and s_iw are output.
ゲート信号生成手段５は、上記コイル電流方向信号に従って、各相毎に上記スイッチング素子駆動論理を選択的に切り替え、上記ゲート信号UH、VH、WH、UL、VL、WLを出力する。図１１、図１２を用いて、U相を例として、上記ゲート信号生成手段５の動作を説明する。 The gate signal generation means 5 selectively switches the switching element driving logic for each phase according to the coil current direction signal, and outputs the gate signals UH, VH, WH, UL, VL, WL. The operation of the gate signal generating means 5 will be described with reference to FIGS. 11 and 12, taking the U phase as an example.
まず、上記コイル電流方向信号s_iuがHiの場合、つまりコイル電流iuの方向が正と検出した場合、図１１の３段目に示すように、上記PWM信号Upwmに対して、短絡防止区間の長さtdだけ遅らせた信号を、上記上側アーム２１のスイッチング素子のゲート信号UHとして出力する。また、図１１の４段目に示すように、上記PWM信号Upwmの立ち上がりに同期して立ち下り、上記PWM信号Upwmの立ち下がりから上記短絡防止区間の長さtdの２倍だけ遅れて立ち上がる信号を、上記下側アーム２２のスイッチング素子のゲート信号ULとして出力する。このとき、図１１の６段目に示すように、上記PWM信号Upwmに対して、上記端子電圧Vuは過不足なくコイルに電圧を印加している。つまり、上記端子電圧指令値に対して、パルス幅変調された端子電圧Vuは誤差がないことになる。 First, when the coil current direction signal s_iu is Hi, that is, when it is detected that the direction of the coil current iu is positive, as shown in the third row of FIG. The signal delayed by td is output as the gate signal UH of the switching element of the upper arm 21. Further, as shown in the fourth stage of FIG. 11, the signal falls in synchronization with the rise of the PWM signal Upwm, and rises with a delay of twice the length td of the short-circuit prevention section from the fall of the PWM signal Upwm. Is output as the gate signal UL of the switching element of the lower arm 22. At this time, as shown in the sixth stage of FIG. 11, the terminal voltage Vu is applied to the coil without excess or deficiency with respect to the PWM signal Upwm. That is, the terminal voltage Vu subjected to pulse width modulation has no error with respect to the terminal voltage command value.
次に、上記コイル電流方向信号s_iuがLoの場合、つまりコイル電流iuの方向が負と検出した場合、図１２の３段目に示すように、上記上側アーム２１のスイッチング素子のゲート信号UHは常にLoとする。つまり、上記上側アーム２１のスイッチング素子はOFFのまま駆動しない。また、図１２の４段目に示すように、上記PWM信号Upwmを反転させた信号を、上記下側アーム２２のスイッチング素子のゲート信号ULとして出力する。このとき、図１２の６段目に示すように、上記PWM信号Upwmに対して、上記端子電圧Vuは過不足なくコイルに電圧を印加している。つまり、上記端子電圧指令値に対して、パルス幅変調された端子電圧Vuは誤差がないことになる。このとき、前記PWM信号Upwmに基づいて前記ゲート信号ＵＨ、ＵＬを生成する所定の論理が、本発明のスイッチング素子駆動論理に相当し、前記ゲート信号生成手段５は、上記２つのスイッチング素子駆動論理を備え、検出した前記コイル電流方向信号s_iuのHi/Loに基づいて、前記スイッチング素子駆動論理を切り替えて、前記PWM信号UH、ULを生成する。 Next, when the coil current direction signal s_iu is Lo, that is, when the direction of the coil current iu is detected as negative, as shown in the third stage of FIG. 12, the gate signal UH of the switching element of the upper arm 21 is Always set to Lo. That is, the switching element of the upper arm 21 is not driven while being OFF. Further, as shown in the fourth stage of FIG. 12, a signal obtained by inverting the PWM signal Upwm is output as the gate signal UL of the switching element of the lower arm 22. At this time, as shown in the sixth stage of FIG. 12, the terminal voltage Vu is applied to the coil without excess or deficiency with respect to the PWM signal Upwm. That is, the terminal voltage Vu subjected to pulse width modulation has no error with respect to the terminal voltage command value. At this time, the predetermined logic for generating the gate signals UH and UL based on the PWM signal Upwm corresponds to the switching element driving logic of the present invention, and the gate signal generating means 5 includes the two switching element driving logics. And switching the switching element driving logic based on the detected Hi / Lo of the detected coil current direction signal s_iu to generate the PWM signals UH and UL.
本実施例におけるゲート信号生成手段５は、２つのスイッチング素子駆動論理を備えるが、デジタル回路により構成する場合、スイッチング素子駆動論理の追加は、わずかな回路規模の増加で実現することができる。 The gate signal generation means 5 in this embodiment includes two switching element drive logics. However, when configured by a digital circuit, the addition of the switching element drive logics can be realized with a slight increase in circuit scale.
以上のように、安価な部品を用いて多相モータのコイル電流方向のみを検出し、２相変調された端子電圧指令値を、パルス幅変調したPWM信号から、ブリッジ回路のスイッチング素子のゲート信号を生成する、スイッチング素子駆動論理を、上記検出したコイル電流の正負に従って適切に切り替えるよう構成する。 As described above, only the coil current direction of a multi-phase motor is detected using inexpensive components, and the terminal voltage command value subjected to two-phase modulation is converted from the pulse width modulated PWM signal to the gate signal of the switching element of the bridge circuit. The switching element driving logic that generates the above is configured to be appropriately switched according to the positive and negative of the detected coil current.
また上記の構成により、同じ電源電圧ならば、有効なコイル端子間電圧を大きくすることができ、より大きなコイル電流を流すことができる。また、１PWM周期内において、端子電圧指令値に対するパルス幅変調された端子電圧は誤差が生じることはないため図２０の右図に示すようにコイル電流波形の歪も発生せず、モータの発生するトルク変動が低減し、低騒音、低振動のモータ駆動が可能となり、また、電源電圧、短絡防止区間の長さ、PWM周期の変化に対しても、調整工程の必要がなくコイル電流歪の防止に対応可能できる。さらに、上記の効果をもつ装置を安価に構成することができる。 Further, with the above configuration, if the power supply voltage is the same, the effective inter-coil terminal voltage can be increased and a larger coil current can be passed. Further, since no error occurs in the terminal voltage subjected to pulse width modulation with respect to the terminal voltage command value within one PWM period, no distortion of the coil current waveform occurs as shown in the right diagram of FIG. Reduces torque fluctuations, enables low noise and low vibration motor drive, and prevents coil current distortion with no need for adjustment process for changes in power supply voltage, short-circuit prevention interval, and PWM cycle It can respond to. Furthermore, an apparatus having the above effects can be configured at low cost.
＜実施例３＞
本発明を適用した画像形成装置の一例について説明する。
図２１に示す画像形成装置は、いわゆるタンデム型のフルカラー装置であり、画像読み取り部を備えて複写装置として構成されたものである。本例の複写装置は、給紙テーブル３２０の上に装置本体３１０を搭載し、装置本体３１０の最上部にはスキャナ３３０が配置され、さらにその上に自動原稿送り装置（ＡＤＦ）３４０を設けてある。
<Example 3>
An example of an image forming apparatus to which the present invention is applied will be described.
The image forming apparatus shown in FIG. 21 is a so-called tandem type full-color apparatus, which is configured as a copying apparatus with an image reading unit. The copying apparatus of this example has an apparatus main body 310 mounted on a paper feed table 320, a scanner 330 is disposed at the top of the apparatus main body 310, and an automatic document feeder (ADF) 340 is further provided thereon. is there.
スキャナ３３０の内部には、照明用光源とミラーから構成された第一走行体３３１と、ミラーを含む第二走行体３３２がコンタクトガラス３３３に平行に移動可能に設けられている。第二走行体３３２は、第一走行体３３１の１／２の速度で移動する公知の光学系を採用しており、これらの走行体３３１，３３２が移動しながらコンタクトガラス３３２上に停止された原稿画像を走査する。光源で照明された原稿からの反射光は、集光レンズ３３４で結像され、ＣＣＤ等の固体撮像素子３３５に取り込まれる。そのデータは複写装置本体の画像処理部にて処理される。 Inside the scanner 330, a first traveling body 331 composed of an illumination light source and a mirror and a second traveling body 332 including a mirror are provided so as to be movable in parallel with the contact glass 333. The second traveling body 332 employs a known optical system that moves at half the speed of the first traveling body 331, and these traveling bodies 331 and 332 are stopped on the contact glass 332 while moving. Scan the original image. Reflected light from the original illuminated by the light source is imaged by a condenser lens 334 and taken into a solid-state imaging device 335 such as a CCD. The data is processed by the image processing unit of the copying apparatus main body.
複写装置本体３１０のほぼ中央には、中間転写ベルト３０１が配設されている。この中間転写ベルト３０１の上辺に沿って４つの作像ユニット３０２が並べて配置されている。各作像ユニット３０２においては、感光体ドラム３０３の周囲に電子写真プロセスに必要な各機器が配置されている。 An intermediate transfer belt 301 is disposed almost at the center of the copying apparatus main body 310. Four image forming units 302 are arranged side by side along the upper side of the intermediate transfer belt 301. In each image forming unit 302, devices necessary for the electrophotographic process are arranged around the photosensitive drum 303.
中間転写ベルト３０１は、複数の支持ローラに張架されて図中時計回りに回転搬送可能に設けている。中間転写ベルト３０１の内側で、各作像ユニットの感光体ドラム３０３に対向する位置には、一次転写手段である転写ローラが配置されている。 The intermediate transfer belt 301 is stretched around a plurality of support rollers so as to be able to rotate and convey clockwise in the drawing. Inside the intermediate transfer belt 301, a transfer roller as a primary transfer unit is disposed at a position facing the photosensitive drum 303 of each image forming unit.
また各作像ユニット３０２の上方には露光装置３０４が配設されている。露光装置３０４からの書き込み光は、各作像ユニット３０２の感光体ドラム３０３にそれぞれ照射される。 An exposure device 304 is disposed above each image forming unit 302. Write light from the exposure device 304 is applied to the photosensitive drum 303 of each image forming unit 302.
中間転写ベルト３０１の下方には転写搬送ベルト３０５が配置されている。転写搬送ベルト３０５を支持する一方のローラが二次転写ローラとして構成され、中間転写ベルト３０１上の画像を記録媒体（転写紙等）に二次転写する。 A transfer conveying belt 305 is disposed below the intermediate transfer belt 301. One roller supporting the transfer conveyance belt 305 is configured as a secondary transfer roller, and secondarily transfers the image on the intermediate transfer belt 301 to a recording medium (transfer paper or the like).
さらに、転写搬送ベルト３０５の左方には定着装置３０６が設けられている。定着装置３０６の左方の装置側面には排紙トレイ３０７が設けられている。また、装置本体３１０の最下部には、シート反転部３０８が設けられている。そして、給紙テーブル３２０には、２段の給紙カセット３２１，３２２が備えられている。 Further, a fixing device 306 is provided on the left side of the transfer conveyance belt 305. A paper discharge tray 307 is provided on the left side of the fixing device 306. A sheet reversing unit 308 is provided at the lowermost part of the apparatus main body 310. The paper feed table 320 is provided with two stages of paper feed cassettes 321 and 322.
本実施例のカラー複写装置を用いてコピーをとるときは、ＡＤＦ３４０の原稿テーブルまたはスキャナのコンタクトガラス３３３上に原稿をセットする。そして、図示しない操作パネル上に設けられたスタートスイッチを押すと、スキャナが駆動され、光源からの反射光をミラーで反射することにより図示しない結像レンズを通して読取りセンサに入れ、原稿情報を読み取る。 When copying using the color copying apparatus of the present embodiment, the original is set on the original table of the ADF 340 or the contact glass 333 of the scanner. Then, when a start switch provided on an operation panel (not shown) is pressed, the scanner is driven, and reflected light from the light source is reflected by a mirror to enter a reading sensor through an imaging lens (not shown) to read document information.
また、同じく操作パネル上に設けられたスタートスイッチを押すと、図示しない駆動モータで中間転写ベルト３０１を回転搬送する。同時に、個々の作像ユニット３０２において感光体３０３を回転させ、各感光体３０３上にそれぞれ、ブラック，イエロー，マゼンタ，シアンの単色画像を形成する。そして、それらの単色画像を中間転写ベルト３０１上に順次転写して合成カラー画像を形成する。 Similarly, when a start switch provided on the operation panel is pressed, the intermediate transfer belt 301 is rotated and conveyed by a drive motor (not shown). At the same time, the photoconductors 303 are rotated in the individual image forming units 302 to form black, yellow, magenta, and cyan single color images on the photoconductors 303, respectively. These single color images are sequentially transferred onto the intermediate transfer belt 301 to form a composite color image.
また、スタートスイッチが押されると、給紙テーブル３２０から用紙を繰り出し、レジストローラ３２６に突き当てて一時停止させる。 When the start switch is pressed, the paper is fed out from the paper feed table 320 and abuts against the registration roller 326 to be temporarily stopped.
そして、中間転写ベルト３０１上の合成カラー画像にタイミングを合わせてレジストローラ３２６を回転し、中間転写ベルト３０１と転写搬送ベルト３０５との間に用紙を送り込み、二次転写部で画像を転写して用紙上にカラー画像を記録する。画像転写後の用紙は定着装置３０６に送られ、トナー像を定着されて排紙トレイ３０７に排出される。 Then, the registration roller 326 is rotated in synchronization with the composite color image on the intermediate transfer belt 301, the sheet is fed between the intermediate transfer belt 301 and the transfer conveyance belt 305, and the image is transferred by the secondary transfer unit. Record a color image on paper. The paper after the image transfer is sent to the fixing device 306, where the toner image is fixed and discharged to the paper discharge tray 307.
また、画像形成装置においては、作像部の構成等は任意であり、タンデム式における各色作像ユニットの並び順などは任意である。また、タンデム式に限らず、一つの感光体の周囲に複数の現像装置を配置したものや、リボルバ型現像装置を用いる構成も可能である。また、３色のトナーを用いるフルカラー機や、２色のトナーによる多色機、あるいはモノクロ装置にも本発明を適用することができる。もちろん、画像形成装置としては複写機に限らず、プリンタやファクシミリ、あるいは複数の機能を備える複合機であっても良い。 In the image forming apparatus, the configuration of the image forming unit is arbitrary, and the arrangement order of the color image forming units in the tandem method is arbitrary. In addition to the tandem type, a configuration in which a plurality of developing devices are arranged around a single photosensitive member, or a configuration using a revolver type developing device is also possible. The present invention can also be applied to a full color machine using three color toners, a multicolor machine using two color toners, or a monochrome apparatus. Of course, the image forming apparatus is not limited to a copying machine, but may be a printer, a facsimile machine, or a multifunction machine having a plurality of functions.
なお、本実施例３において、各種ベルト、感光体、ローラを駆動するモータは、上述した実施例1、実施例2に示したモータ駆動装置によって駆動され得ることはもちろんである。 In the third embodiment, it is needless to say that the motors for driving the various belts, the photoconductors, and the rollers can be driven by the motor driving devices shown in the first and second embodiments.
以上、本発明を図示した実施例に即して説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、本発明によって効果が生じるモータとしては、ブラシレスDCモータ、誘導モータ等の無整流子電動機、いわゆる無整流子型のモータの多くを挙げることができる。したがって、本発明が適用可能な無整流子型のモータは特定のものに限定されない。また、アウタ・ロータ型に限らず、インナ・ロータ型にも適用可能である。コイルの結線パターンもＹ字結線（スター結線）に限らずデルタ結線も可能である。モータ回転子の極数も８極に限らない。速度検出手段としてのＦＧセンサも適宜な形式のものを採用可能である。 As mentioned above, although this invention was demonstrated along the Example shown in figure, this invention is not limited to this. For example, motors that are effective according to the present invention include many non-commutator motors such as brushless DC motors and induction motors, so-called non-commutator motors. Therefore, the non-commutator motor to which the present invention is applicable is not limited to a specific one. Further, the present invention can be applied not only to the outer rotor type but also to the inner rotor type. The coil connection pattern is not limited to Y-shaped connection (star connection), and delta connection is also possible. The number of poles of the motor rotor is not limited to eight. An appropriate type of FG sensor as the speed detecting means can also be adopted.
さらに、本発明のモータ駆動制御装置は、家電製品、ＯＡ機器等に好適に適用可能であるが、ＯＡ機器としては上述した画像形成装置の他にも画像読取装置等に適用することができる。画像形成装置に用いれば、装置各部の回転駆動するモータを、コイル電流に歪みなく駆動することできるため、モータが発生するトルク変動を低減し、低騒音、低振動、かつ精密に駆動することが可能となるため、高品質な画像形成を低騒音にて行うことができる。また、高精度な用紙搬送を低騒音、低振動で行うことができる。あるいは、原稿画像の読取も高品位かつ低騒音にて行うことが可能となる。 Furthermore, the motor drive control device of the present invention can be suitably applied to household appliances, OA equipment, etc., but the OA equipment can be applied to an image reading apparatus or the like in addition to the image forming apparatus described above. If used in an image forming apparatus, the motor that drives the rotation of each part of the apparatus can be driven without distortion due to the coil current, so that torque fluctuations generated by the motor can be reduced, and driving with low noise, low vibration, and precision can be achieved. Therefore, high-quality image formation can be performed with low noise. Further, highly accurate paper conveyance can be performed with low noise and low vibration. Alternatively, it is possible to read a document image with high quality and low noise.
１:多相モータ
２:ブリッジ回路
２１:上側アーム
２２:下側アーム
２５:スイッチング素子
２６:ダイオード
３:PWM手段
４:電流検出手段
４１:AD変換手段
４２:演算手段
４３:コンパレータ
５:ゲート信号生成手段
６:電圧補償手段
Vu*、Vv*、Vw*:端子電圧指令値(U相、V相、W相)
Vu*'、Vv*'、Vw*':電圧補償後の端子電圧指令値(U相、V相、W相)
Vu、Vv、Vw:端子電圧(U相、V相、W相)
Upwm、Vpwm、Wpwm:PWM信号(U相、V相、W相)
UH、VH、WH:ゲート信号(U相、V相、W相 上側アーム)
UL、VL、WL:ゲート信号(U相、V相、W相 下側アーム)
iu、iv、iw:コイル電流(U相、V相、W相)
d_iu、d_iv、d_iw:コイル電流値データ(U相、V相、W相)
s_iu、s_iv、s_iw:コイル電流方向信号(U相、V相、W相)
Vc:搬送波
td:短絡防止区間Dead(デッドタイム)の長さ
tpwm:PWM周期の長さ
ΔV:電圧補償値(固定値)
Vcc:電源電圧
GND:接地
State:各相毎のスイッチング素子のON/OFF状態
Hon:上側アームのスイッチング素子のみONの区間(下側アームはOFF)
Lon:下側アームのスイッチング素子のみONの区間(上側アームはOFF)
Dead:上側、下側アームのスイッチング素子が共にOFFの区間
1: multiphase motor 2: bridge circuit 21: upper arm 22: lower arm 25: switching element 26: diode 3: PWM means 4: current detecting means 41: AD converting means 42: calculating means 43: comparator 5: gate signal Generation means 6: voltage compensation means
Vu *, Vv *, Vw *: Terminal voltage command value (U phase, V phase, W phase)
Vu * ', Vv *', Vw * ': Terminal voltage command value after voltage compensation (U phase, V phase, W phase)
Vu, Vv, Vw: Terminal voltage (U phase, V phase, W phase)
Upwm, Vpwm, Wpwm: PWM signal (U phase, V phase, W phase)
UH, VH, WH: Gate signal (U-phase, V-phase, W-phase upper arm)
UL, VL, WL: Gate signal (U-phase, V-phase, W-phase lower arm)
iu, iv, iw: Coil current (U phase, V phase, W phase)
d_iu, d_iv, d_iw: Coil current value data (U phase, V phase, W phase)
s_iu, s_iv, s_iw: Coil current direction signal (U phase, V phase, W phase)
Vc: Carrier wave
td: Length of short-circuit prevention section Dead (dead time)
tpwm: PWM cycle length ΔV: Voltage compensation value (fixed value)
Vcc: Power supply voltage
GND: Ground
State: ON / OFF state of switching element for each phase
Hon: Section where only upper arm switching element is ON (lower arm is OFF)
Lon: The section where only the switching element of the lower arm is ON (the upper arm is OFF)
Dead: The zone where both upper and lower arm switching elements are OFF
Claims (5)
上記多相モータの各相のコイル端子に印加すべき端子電圧指令値をパルス幅変調して、PWM信号を生成するPWM手段と、
上記多相モータの各相のコイルに流れる電流値を検出する電流検出手段と、
上記PWM手段からの上記PWM信号から、所定のスイッチング素子駆動論理に従って上記ブリッジ回路における各相のスイッチング素子のゲート信号を生成するゲート信号生成手段と、
を備え、
上記ゲート信号生成手段が、上記電流検出手段の検出した各相のコイル電流値に従って、複数の上記多相モータの各相毎に上記スイッチング素子駆動論理を選択するモータ駆動装置において、
上記ゲート信号生成手段は、
上記電流検出手段により、上記ブリッジ回路から上記多相モータのコイルへ向かって電流が流れると検出された相においては、上記上側アームのスイッチング素子と下側アームのスイッチング素子を、短絡防止区間を設けて相補的に駆動するスイッチング素子駆動論理を選択し、
上記多相モータのコイルから上記ブリッジ回路へ向かって電流が流れると検出された相においては、下側アームのスイッチング素子のみを駆動するスイッチング素子駆動論理を選択する、
ことを特徴とするモータ駆動装置。 A bridge circuit connected to a coil terminal of a multiphase motor, each of which is connected in parallel with a switching element and a diode, and a pair of upper and lower arms connected in multiple phases;
PWM means for generating a PWM signal by pulse width modulating the terminal voltage command value to be applied to the coil terminals of each phase of the multiphase motor;
Current detection means for detecting a current value flowing in the coil of each phase of the multiphase motor;
From the PWM signal from the PWM means, a gate signal generating means for generating a gate signal of each phase switching element in the bridge circuit according to a predetermined switching element drive logic,
With
In the motor drive device in which the gate signal generation unit selects the switching element drive logic for each phase of the plurality of multiphase motors according to the coil current value of each phase detected by the current detection unit ,
The gate signal generating means includes
In the phase detected by the current detection means that current flows from the bridge circuit toward the coil of the multiphase motor, a short-circuit prevention section is provided between the switching element of the upper arm and the switching element of the lower arm. Select the switching element drive logic to be complementarily driven,
In the phase detected when current flows from the coil of the multiphase motor toward the bridge circuit, the switching element driving logic for driving only the switching element of the lower arm is selected.
The motor drive device characterized by the above-mentioned.
上記多相モータが３相モータであり、
上記端子電圧指令値は２相変調されている、
ことを特徴とするモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 1,
The multi-phase motor is a three-phase motor,
The terminal voltage command value that is the two-phase modulation,
The motor drive device characterized by the above-mentioned.
上記電流検出手段が、上記多相モータの各相のコイル電流の方向のみを検出する、
ことを特徴とするモータ駆動装置。 In the motor drive device according to claim 1 or 2,
Said current detecting means, you detect only the direction of the coil current of each phase of said multiphase motor,
The motor drive device characterized by the above-mentioned.
6. The image forming apparatus according to claim 5, wherein the image forming apparatus is a tandem type full-color image forming apparatus.
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