JP2017118726A - Motor control device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、モータ制御装置に関するものである。 The present invention relates to a motor control device.
従来より、永久磁石同期モータのティースに巻き付けられたコイルに供給する電流をベクトル制御に基づくｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を用いて制御するモータ制御装置が知られている。たとえば、特許文献１では、ティース表面のうち永久磁石の磁束が通過する部分の比率に基づいてｄ軸電流指令値を補正することで、ラジアル力の２次成分を抑制している。 2. Description of the Related Art Conventionally, there has been known a motor control device that controls a current supplied to a coil wound around a tooth of a permanent magnet synchronous motor using a d-axis current command value and a q-axis current command value based on vector control. For example, in Patent Document 1, the secondary component of the radial force is suppressed by correcting the d-axis current command value based on the ratio of the portion of the tooth surface through which the magnetic flux of the permanent magnet passes.
しかしながら、上記の特許文献１の技術は、モータの振動の要因となる加振力のうち、電気角２次のラジアル力に対する抑制効果は期待できるが、電気角６次のラジアル力やトルクリプルを抑制できない、という問題があった。 However, although the technique of the above-mentioned Patent Document 1 can be expected to suppress the electrical force secondary radial force among the excitation forces that cause the motor vibration, it suppresses the electrical angular sixth-order radial force and torque ripple. There was a problem that it was not possible.
本発明が解決しようとする課題は、電気角６次のラジアル力とトルクリプルを同時に抑制できるモータ制御装置を提供することである。 The problem to be solved by the present invention is to provide a motor control device capable of simultaneously suppressing a sixth-order radial force and torque ripple.
本発明は、モータの回転速度及びモータのトルク指令値に基づいてｄｑ軸電流指令値を演算し、６次ラジアル力を抑制する補正指令値とトルクリプルを抑制する補正指令値をそれぞれ算出し、これら補正指令値をｄｑ軸電流指令値に加えることでｄｑ軸電流指令値を補正することによって上記課題を解決する。 The present invention calculates a dq axis current command value based on the rotational speed of the motor and the motor torque command value, and calculates a correction command value for suppressing the sixth radial force and a correction command value for suppressing the torque ripple. The problem is solved by correcting the dq-axis current command value by adding the correction command value to the dq-axis current command value.
本発明によれば、電気角６次のラジアル力およびトルクリプルと６次高調波電流との間は一定の伝達特性をもっているため、６次高調波電流を用いて電流指令値を補正することで、電気角６次のラジアル力およびトルクリプルを抑制することができる。 According to the present invention, since there is a constant transmission characteristic between the sixth-order radial current and torque ripple and the sixth-order harmonic current, by correcting the current command value using the sixth-order harmonic current, Electric angle 6th order radial force and torque ripple can be suppressed.
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図１は、本発明の実施形態に係る駆動システムのブロック図である。本実施形態に係るモータ制御装置は、電気自動車又はハイブリッド車両に設けられるモータを制御するための装置である。なお、モータ制御装置は、車両用の駆動モータに限らず、車両以外の他の装置（エアコンのコンプレッサ、掃除機など）に設けられたモータを制御する装置でもよい。 FIG. 1 is a block diagram of a drive system according to an embodiment of the present invention. The motor control device according to the present embodiment is a device for controlling a motor provided in an electric vehicle or a hybrid vehicle. The motor control device is not limited to a vehicle drive motor, and may be a device that controls a motor provided in a device other than the vehicle (such as an air conditioner compressor or a vacuum cleaner).
図１に示すように、駆動システムは、バッテリ１、インバータ２、モータ３、電流センサ４、加速度センサ５、電流指令値演算部６、モータ電流制御部７、補正指令値演算部８、スイッチ制御部９、及び加算器１０を備えている。
As shown in FIG. 1, the drive system includes a battery 1, an
バッテリ１は、例えばリチウムイオン電池等の二次電池を接続することで構成されている。インバータ２は、バッテリ１から出力される直流電力を交流電力に変換する装置である。インバータ２は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子をブリッジ状で三相になるように接続した変換回路、及び、平滑回路等を有している。インバータ２はバッテリ１とモータ３との間に接続されている。
The battery 1 is configured by connecting a secondary battery such as a lithium ion battery, for example. The
モータ３は永久磁石同期モータである。本実施形態では、モータとして、埋込磁石同期モータ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ：ＩＰＭＳＭ）が用いられる。なお、モータ３は、埋込磁石同期モータに限らず、他のモータでもよい。
The
モータ３は、ステータとロータ（回転子）を有している。ステータにはティースが設けられており、ティースの側面にはコイルが巻き付けられている。ティースは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相を１組として、複数の組となりつつ、ステータの周方向に沿うように並べられている。ロータには複数の永久磁石が埋め込まれている。
The
モータ３は、インバータ２から出力される電力により駆動する。また、モータ３は発電機としても機能し、発電した電力はインバータ２を介してバッテリ１に供給される。
The
インバータ２と駆動モータ３との間には、電流センサ４が接続されている。電流センサ４は、モータ３のコイルに流れる電流（モータ電流）を検出する。電流センサ４は、Ｕ相及びＶ相に接続されている。Ｗ相の電流は、Ｕ相及びＶ相の電流に基づき演算される。なお、電流センサ４はＷ相にも設けてよい。電流センサ４は、検出電流をモータ電流制御部７及び補正指令値演算部８に出力する。
A
加速度センサ５は、モータ３の振動を、加速度として検出するセンサである。加速度センサ５はモータ３に設けられている。加速度センサ５は、検出した加速度を、補正指令値演算部８及びスイッチ制御部９に出力する。
The
電流指令値演算部６は、モータ３の回転速度及びトルク指令値に基づき、モータ３のｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算する。モータ３の回転速度は、レゾルバ等の回転数センサにより検出される。なお、回転数センサは、図１では図示されていないが、モータ３に設けられている。トルク指令値は、アクセル開度等に基づき演算される。
The current command
電流指令値演算部６には、モータ３の回転速度、トルク指令値、及びｄｑ軸電流指令値との対応関係を示すマップが予め記憶されている。そして、電流指令値演算部６は当該マップを参照することで、ｄｑ軸電流指令値を演算する。ｑ軸電流指令値は、永久磁石を有するロータの回転軸と同軸方向の電流成分（ｑ軸）の指令値である。ｄ軸電流指令値は、ロータの回転軸に対して直交する方向の電流成分（ｄ軸）の指令値である。
The current command
モータ電流制御部７は、電流指令値演算部６により演算されたｄｑ軸電流指令値と、電流センサ４の検出電流に基づき、インバータ２を制御するための電圧指令値を演算する。モータ電流制御部７は、ｄｑ軸電流指令値と、ｄｑ軸電流との差分を演算しつつ、当該差分に基づき、ｄｑ軸検出電流がｄｑ軸電流指令値と一致させるようにＰＩ制御により電圧指令値を演算する。ｄｑ軸電流は、電流センサ４により検出されたＵ、Ｖ、Ｗ相の三相の検出電流がｄｑ軸の二相に変換された電流値である。なお、３相２相変換の際には、モータ３の回転速度が用いられる。
The motor current control unit 7 calculates a voltage command value for controlling the
また、モータ電流制御部７は、演算した電圧指令値とキャリアとを比較して、いわゆるＰＷＭ制御によって、インバータ２のスイッチング信号（ＰＷＭ信号）を生成し、インバータ２に出力する。
Further, the motor current control unit 7 compares the calculated voltage command value with the carrier, generates a switching signal (PWM signal) of the
これにより、電流指令値演算部６はベクトル制御によりｄｑ軸電流指令値を演算する。また、モータ電流制御部７は、電流センサ４の検出電流をフィードバックさせたフィードバック制御により、ｄｑ軸電流指令値に対してｄｑ軸電流を、定常的な偏差なく所定の応答性で追随させるように、モータ３を制御している。なお、モータ３の制御は、上記の構成に限らず、例えば非干渉制御等を含めてもよい。
Thereby, the current command
補正指令値演算部８は、電流センサ４により検出されたｄｑ軸電流に基づき、６次ラジアル力を抑制するための補正指令値を演算する。補正指令値演算部８は、補正指令値をスイッチ制御部９に出力する。なお、補正指令値演算部８による補正指令値の具体的な演算方法は後述する。
The correction command
スイッチ制御部９は、加速度センサ５の検出値と振動閾値とを比較する。検出閾値は、モータの振動の大きさを加速度で表した閾値であって、予め設定されている。検出値が検出閾値より大きい場合には、スイッチ制御部９はスイッチをオンにして、補正指令値を加算器１０に出力する。一方、検出値が検出閾値以下である場合には、スイッチ制御部９はスイッチをオフにする。加算器１０は、電流指令値演算部６に演算されたｄｑ軸電流指令値と、補正指令値演算部８により演算された補正指令値を加算する。これにより、モータ３の振動が大きい場合には、補正指令値がｄｑ軸電流指令値に加わり、ｄｑ軸電流指令値が補正される。そして、補正されたｄｑ軸電流指令値が加算器１０からモータ電流制御部７に出力される。
The
ところで、例えば、本実施形態に係る駆動システムを車両に適用した場合に、モータ３が振動したときには、モータ３の振動が音の発生源となり、車室内の静寂性に影響を与える可能性がある。また車両に限らず、他の装置に駆動システムを適用した場合にも、モータ３の低振動及び静音化が求められている。
By the way, for example, when the drive system according to the present embodiment is applied to a vehicle, when the
モータ３の振動は、モータ３がもつトルクリプルや電磁加振力（Ｒａｄｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｆｏｒｃｅ）により発生する。電磁加振力は、モータ３の永久磁石とステータとの間で発生する力である。モータ３のコイルに交流電流を流すと、永久磁石をステータに引きつける力と、ステータから永久磁石を引き離す力が発生する。これらの力が電磁加振力である。そして、電磁加振力のうち、モータ３の半径方向に働く力をラジアル力と称す。
The vibration of the
モータ３では、時間次数として電気角２次と電気角６次のラジアル力およびトルクリプルがモータ３の振動に寄与し、２次ラジアル力及び６次ラジアル力およびトルクリプルがモータ３への加振力となることが知られている。そこで、本実施形態では、モータ３の鎖交磁束に着目して、電気角６次成分のラジアル力およびトルクリプルの近似モデルを導出しつつ、当該近似モデルに基づくｄｑ軸高調波電流を用いて、６次ラジアル力およびトルクリプルを抑制する。
In the
まず電気角６次成分のラジアル力のモデル化にあたって、ｄｑ軸電流、鎖交磁束、及び電磁加振力の関係を説明する。なお、モデル化の前提として、１ティース全体に働くラジアル力の時間高調波成分がステータの振動になることを前提としている。 First, in modeling the radial force of the electrical angle sixth-order component, the relationship between the dq-axis current, the flux linkage, and the electromagnetic excitation force will be described. As a premise for modeling, it is premised that the time harmonic component of the radial force acting on the whole tooth becomes the vibration of the stator.
Ｕ相１ティースを貫く全磁束φｕ（ｔ）はＵ相鎖交磁束ψｕ（ｔ）を用いて式（１）で表される。 The total magnetic flux φ u (t) penetrating the U phase 1 tooth is expressed by the equation (1) using the U phase interlinkage magnetic flux φ u (t).
時間（ｔ）における磁束密度の周方向成分（以下、周方向磁束分布と称す）をＢθ（ｔ）とし、磁束密度の半径方向成分（以下、半径方向磁束分布と称す）をＢｒ（ｔ）とする。そして、周方向磁束分布Ｂθ（ｔ）が微小であると仮定すると、ティースに鎖交する全ての磁束が、半径方向磁束分布Ｂｒ（ｔ）となり、Ｕ相鎖交磁束ψｕ（ｔ）は式（２）で表される。 A circumferential component of magnetic flux density at time (t) (hereinafter referred to as circumferential magnetic flux distribution) is B θ (t), and a radial component of magnetic flux density (hereinafter referred to as radial magnetic flux distribution) is B r (t ). Assuming that the circumferential magnetic flux distribution B θ (t) is very small, all the magnetic fluxes interlinking with the teeth become the radial magnetic flux distribution B r (t), and the U-phase interlinkage magnetic flux ψ u (t). Is represented by equation (2).
Ｕ相１ティースに働くラジアル力ｆｕ（ｔ）はマクスウェル応力の式を用いて式（３）で表される。 The radial force f u (t) acting on the U phase 1 tooth is expressed by the equation (3) using the Maxwell stress equation.
そして、ティース面積Ｓ上で磁束分布は一様であると仮定すると、式（２）及び式（３）は、それぞれ式（４）及び（５）となる。 Assuming that the magnetic flux distribution is uniform on the tooth area S, the equations (2) and (3) become equations (4) and (5), respectively.
また、モータ３の速度条件として定速とする。そして、ラジアル力を電気角θの関数として表しつつ、式（１）及び式（４）を式（５）に代入することで、式（６）及び式（７）が得られる。
The speed condition of the
式（６）がラジアル力の近似モデルとなる。 Equation (6) is an approximate model of radial force.
次に、鎖交磁束に関する仮定を説明する。永久磁石によるＵ相鎖交磁束ψｕｍ（θ）と電流によるＵ相鎖交磁束ψｕｉ（θ）は線形独立として扱う。Ｕ相鎖交磁束ψｕ（θ）は、式（８）で表される。 Next, assumptions regarding the flux linkage will be described. The U-phase linkage magnetic flux ψ um (θ) due to the permanent magnet and the U-phase linkage magnetic flux ψ ui (θ) due to the current are treated as linearly independent. The U-phase interlinkage magnetic flux ψ u (θ) is expressed by Expression (8).
６ラジアル力を考えるために、Ｕ相鎖交磁束ψｕｍ（θ）は式（９）のように７次成分まで考慮する。 In order to consider the 6 radial force, the U-phase interlinkage magnetic flux ψ um (θ) is considered up to the 7th order component as shown in Equation (9).
５次鎖交磁束ψ５ｍ及び７次鎖交磁束ψ７ｍは基本波磁束に対し、位相が反転している際には負の値を取りうる。３相の対称性より、ＵＶＷの各相ティースに働くラジアル力は同振幅かつ同位相であるためＵ相のみを扱う。 The fifth linkage flux ψ 5m and the seventh linkage flux ψ 7m can take a negative value when the phase is reversed with respect to the fundamental wave flux. Because of the symmetry of the three phases, the radial force acting on each phase tooth of UVW has the same amplitude and the same phase, so only the U phase is handled.
次に、電流指令値の定義を説明する。ｄｑ軸電流を下記式（１０）〜（１３）のように定義する。 Next, the definition of the current command value will be described. The dq axis current is defined as in the following formulas (10) to (13).
以下、上記のように定義されたｄｑ軸電流をラジアル力近似式に代入することで、ｄｑ軸高調波電流から６次ラジアル力を導出するまでの導出過程を説明する。 Hereinafter, the derivation process until the sixth-order radial force is derived from the dq-axis harmonic current by substituting the dq-axis current defined as described above into the radial force approximation formula will be described.
ｄ軸高調波電流と６次ラジアルとの伝達特性は、以下の式（１４）〜（１７）で表される。ｄ軸高調波電流ｉｄ６によって生じるＵ相鎖交磁束ψｕｉｈは式（１４）で表される。 The transfer characteristics between the d-axis harmonic current and the sixth-order radial are expressed by the following equations (14) to (17). The U-phase interlinkage magnetic flux ψ uih generated by the d-axis harmonic current i d6 is expressed by Expression (14).
式（９）及び式（１４）を式（８）に代入することで、Ｕ相の全鎖交磁束ψｕは式（１５）で表される。 By substituting Equation (9) and Equation (14) into Equation (8), the total interlinkage magnetic flux ψ u of the U phase is expressed by Equation (15).
本実施形態ではｄｑ／ＵＶＷ変換に絶対変換を用いている。式（１５）を式（６）に代入し、ｄ軸高調波電流により生じる６次ラジアル力の項のみ整理すると式（１６）となる。 In this embodiment, absolute conversion is used for dq / UVW conversion. Substituting equation (15) into equation (6) and rearranging only the sixth-order radial force term generated by the d-axis harmonic current yields equation (16).
なお、Ｋｄｒ（Ｉｄ０、Ｉｑ０）は下記式（１７）で表される。 K dr (I d0 , I q0 ) is represented by the following formula (17).
ｄ軸６次高調波電流ｉｄ６は、位相遅れが生じることなくＫｄｒ（Ｉｄ０、Ｉｑ０）倍されて６次ラジアル力になることを、式（１６）及び式（１７）により示される。Ｋｄｒ（Ｉｄ０、Ｉｑ０）は、ｉｄ６＝ｃｏｓ６θとして解析したラジアル周波数解析結果より求まる。周波数解析の際に使用されるモデルとして、モータ３は１２極１８スロットの集中巻ＩＰＭＳＭとする。またロータの永久磁石はＶ字状に配置する。ＩＰＭＳＭのパラメータとして、コイル巻数Ｎは１２０であり、極対数（Ｐ）は６、ティースの対向面の面積は４１３（ｍｍ２）、基本波鎖交磁束ψ１ｍは３６．２（ｍＷｂ）、ｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）は０．８６６（ｍＨ）、ｑ軸インダクタンス（Ｌｑ）は１．３１（ｍＨ）、空隙は１（ｍｍ）、ステータの外径は１５０（ｍｍ）、ロータの外径は１００（ｍｍ）、積み厚は３０（ｍｍ）である。
The d-axis sixth-order harmonic current i d6 is multiplied by K dr (I d0 , I q0 ) without causing a phase delay to be a sixth-order radial force, as shown by equations (16) and (17). . K dr (I d0 , I q0 ) is obtained from the radial frequency analysis result analyzed as i d6 = cos 6θ. As a model used for frequency analysis, the
上記のモデルを用いて、Ｋｄｒ（Ｉｄ０、Ｉｑ０）の近似精度を評価した電磁界解析結果を図２及び図３に示す。 FIG. 2 and FIG. 3 show electromagnetic field analysis results obtained by evaluating the approximate accuracy of K dr (I d0 , I q0 ) using the above model.
図２は、Ｉｑ０＝０とした場合に、Ｉｄ０とＫｄｒとの関係を示したグラフである。図３は、Ｉｄ０＝０とした場合に、Ｉｑ０とＫｄｒとの関係を示したグラフである。なお、図２、３において、実線のグラフは式（１７）で示される近似モデルの値（近似モデル）であり、バツ印で示される値が電磁界解析（周波数解析）の結果を示している。 FIG. 2 is a graph showing the relationship between I d0 and K dr when I q0 = 0. FIG. 3 is a graph showing the relationship between I q0 and K dr when I d0 = 0. 2 and 3, the solid line graph is the value of the approximate model (approximate model) represented by the equation (17), and the value indicated by the cross is the result of the electromagnetic field analysis (frequency analysis). .
図２及び図３に示すように、上記の式で示される６次ラジアル力の近似モデルと、電磁界解析結果は精度よく一致している。 As shown in FIGS. 2 and 3, the approximate model of the sixth-order radial force expressed by the above formula and the electromagnetic field analysis result are in good agreement.
次に、ｑ軸高調波電流と６次ラジアルとの伝達特性は、以下の式（１８）〜（２０）で表される。ｑ軸高調波電流ｉｑ６によって生じるＵ鎖交磁束ψｕｉｈは式（１８）で表される。 Next, transfer characteristics between the q-axis harmonic current and the sixth-order radial are expressed by the following equations (18) to (20). The U-linkage magnetic flux ψ uih generated by the q-axis harmonic current i q6 is expressed by Expression (18).
式（１５）と同様にＵ相の全鎖交磁束ψｕを導出しつつ、Ｕ相の全鎖交磁束ψｕを式（６）に代入する。そして、ｑ軸高調波電流により生じる６次ラジアル力の項のみ整理すると式（１９）となる。 While deriving total linkage flux [psi u likewise U-phase and the formula (15), substituting the total linkage flux [psi u of U-phase in equation (6). Then, when only the term of the sixth-order radial force generated by the q-axis harmonic current is arranged, Expression (19) is obtained.
なお、Ｋｑｒ（Ｉｄ０、Ｉｑ０）は下記式（２０）で表される。 K qr (I d0 , I q0 ) is represented by the following formula (20).
上記のモデルを用いて、Ｋｑｒ（Ｉｄ０、Ｉｑ０）の近似精度を評価した電磁界解析結果を図４に示す。図４は、Ｉｄ０＝０とした場合に、Ｉｑ０とＫｑｒとの関係を示したグラフである。なお、図４において、実線のグラフは式（２０）で示される近似モデルの値（近似モデル）であり、バツ印で示される値が電磁界解析（周波数解析）の結果を示している。 FIG. 4 shows an electromagnetic field analysis result obtained by evaluating the approximate accuracy of K qr (I d0 , I q0 ) using the above model. FIG. 4 is a graph showing the relationship between I q0 and K qr when I d0 = 0. In FIG. 4, the solid line graph is the value of the approximate model (approximate model) represented by Expression (20), and the value indicated by the cross indicates the result of electromagnetic field analysis (frequency analysis).
式（２０）より、ｑ軸高調波電流ｉｑ６により生じる６次ラジアル力はｑ軸基本波電流に比例している。近似モデルは、図４に示すように解析結果とも一致している。 From equation (20), the sixth-order radial force generated by the q-axis harmonic current i q6 is proportional to the q-axis fundamental wave current. The approximate model matches the analysis result as shown in FIG.
次にトルクリプルをモデル化する。 Next, torque ripple is modeled.
電気角θの関数であるトルクＴ（θ）は、次式（２１）によって表される。 Torque T (θ), which is a function of the electrical angle θ, is expressed by the following equation (21).
ここでＫｔ（θ）を直流成分Ｋｔと交流成分Ｋｔｈ（θ）の和で表すこととし、ｉｄ、ｉｑがそれぞれ式（１０）、式（１２）で定義されることを踏まえると、式（２１）は以下のように変形することができる。 Here, K t (θ) is represented by the sum of the DC component K t and the AC component K th (θ), and it is based on the fact that i d and i q are defined by the equations (10) and (12), respectively. Equation (21) can be modified as follows.
いま着目しているのが電気角６次成分であること、すなわちＫｔＩｑ０などの直流もしくは基本次数成分や６次よりも高次となるＫｔｈ（θ）ｉｑ６やｉｄ６ｉｑ６を無視できることを踏まえると、Ｔ（θ）の電気角６次成分Ｔθ６は式（２３）のように表される。 The current focus is on the electrical angle sixth-order component, that is, K th (θ) i q6 and i d6 i q6 that are higher than the direct current or fundamental order component such as K t I q0 and the sixth order. Considering that it can be ignored, the electrical angle sixth-order component Tθ6 of T (θ) is expressed as in Expression (23).
式（２３）において、係数Ｋθｄは式（２４）で表される。
また式（２３）において、係数Ｋθｑは式（２５）で表される。
次に６次ラジアル力を抑制するための制御方法について説明する。抑制したい６次ラジアル力をｆｂａｓｅ（Ｉｄ０、Ｉｑ０）とおくと、全６次ラジアル力ｆｒ６（ｉｄ、ｉｑ）は式（２６）及び式（２７）により表される。 Next, a control method for suppressing the sixth radial force will be described. When the sixth-order radial force to be suppressed is denoted by f base (I d0, I q0 ), all six primary radial force f r6 (i d, i q ) is represented by the formula (26) and (27).
式（２６）より、６次ラジアル力は、ｄ軸又はｑ軸の少なくともいずれか一方の高調波電流を用いて抑制できる。電磁界解析により、Ｆｂａｓｅ、θｂａｓｅが既知であるとすると、抑制するためのｄｑ軸高調波電流指令値は、式（２８）、式（２９）で表される。 From Equation (26), the sixth-order radial force can be suppressed using the harmonic current of at least one of the d-axis and the q-axis. Assuming that F base and θ base are known by electromagnetic field analysis, dq-axis harmonic current command values for suppression are expressed by equations (28) and (29).
式（２８）は、ｄ軸高調波電流を用いて６次ラジアル力を抑制する場合のｄ軸６次高調波電流を示している。言い替えると、ｑ軸高調波電流ｉｑ６をゼロにしつつ、式（２１）のゼロとするためのｄ軸６次高調波電流である。また、式（２９）は、ｑ軸高調波電流を用いて６次ラジアル力を抑制する場合のｑ軸６次高調波電流を示している。言い替えると、ｄ軸高調波電流ｉｄ６をゼロにしつつ、式（２６）のゼロとするためのｑ軸６次高調波電流である。 Equation (28) shows the d-axis sixth harmonic current when the sixth radial force is suppressed using the d-axis harmonic current. In other words, it is the d-axis sixth-order harmonic current for setting the q-axis harmonic current i q6 to zero while setting it to zero in Equation (21). Equation (29) shows the q-axis sixth harmonic current when the sixth-order radial force is suppressed using the q-axis harmonic current. In other words, it is the q-axis sixth-order harmonic current for setting the d-axis harmonic current i d6 to zero while setting it to zero in Expression (26).
式（２８）又は式（２９）で示されるｄｑ軸６次高調波電流がｄｑ軸電流指令値に加わると、ｄｑ軸電流指令値は、６次ラジアル力を抑制するような指令値に、補正される。そして、モータ３が、補正されたｄｑ軸電流指令値に基づいて駆動することで、６次ラジアル力による振動が抑制される。
When the dq-axis sixth-order harmonic current expressed by Equation (28) or Equation (29) is added to the dq-axis current command value, the dq-axis current command value is corrected to a command value that suppresses the sixth-order radial force. Is done. The
本実施形態では、ｄ軸６次高調波電流を用いて６次ラジアル力を抑制する場合には、補正指令値演算部８は、式（２８）で表されるｄ軸６次高調波電流指令値を、補正指令値（ｄ軸）として演算する。また、ｑ軸６次高調波電流を用いて６次ラジアル力を抑制する場合には、補正指令値演算部８は、式（２９）で表されるｄ軸６次高調波電流指令値を、補正指令値（ｑ軸）として演算する。
In the present embodiment, when the sixth-order radial force is suppressed using the d-axis sixth harmonic current, the correction command
なお本実施形態において、補正指令値は、ｄ軸６次高調波電流又はｑ軸６次高調波電流のいずれか一方の指令値に限らず、ｄ軸６次高調波電流及びｑ軸６次高調波電流の両方の指令値であってもよい。補正指令値として、ｄ軸電流及びｑ軸電流を用いる場合には、式（２６）の上辺で表される値が、ゼロになるように、ｄ軸６次高調波電流及びｑ軸６次高調波電流が演算される。 In the present embodiment, the correction command value is not limited to any one of the d-axis sixth harmonic current or the q-axis sixth harmonic current, but the d-axis sixth harmonic current and the q-axis sixth harmonic current. Both command values of wave current may be used. When the d-axis current and the q-axis current are used as the correction command values, the d-axis sixth harmonic current and the q-axis sixth harmonic are set so that the value represented by the upper side of the equation (26) becomes zero. Wave current is calculated.
式（１７）で示されるように、ｄ軸６次高調波電流により発生する６次ラジアル力は、永久磁石の基本波磁束（基本波成分の磁束）及びｄ軸基本波電流に依存した係数（Ｋｄｒ）で表される。そして、ｄ軸基本波電流が、電流センサ４で検出されたｄ軸電流から演算されれば、式（２８）より、６次ラジアル力を抑制するためのｄ軸６次高調波電流指令値を演算できる。
As shown in the equation (17), the sixth-order radial force generated by the d-axis sixth harmonic current is a coefficient (depending on the fundamental magnetic flux of the permanent magnet (the magnetic flux of the fundamental component)) and the d-axis fundamental current ( K dr ). If the d-axis fundamental wave current is calculated from the d-axis current detected by the
補正指令値演算部８は、係数（Ｋｄｒ）を含んだ式（２８）の関係を、マップにより予め記録している。補正指令値演算部８は、電流センサ４の検出電流に基づきｄ軸基本波電流を演算し、マップを参照して、ｄ軸基本波電流及び電気角（θ）に対応するｄ軸６次高調波電流指令値を補正指令値として演算する。なお、電気角（θ）は、回転数センサの検出値から演算すればよい。
The correction command
また、式（２０）で示されるように、ｑ軸高調波電流により発生する６次ラジアル力は、ｑ軸基本波電流に依存した係数（Ｋｑｒ）で表され、永久磁石の基本波磁束及びｄ軸基本波電流とは独立している。そのため、ｄ軸６次高調波電流と同様に、６次ラジアル力を抑制するためのｑ軸６次高調波電流指令値を、マップにより演算できる。 Further, as shown in the equation (20), the sixth-order radial force generated by the q-axis harmonic current is expressed by a coefficient (K qr ) depending on the q-axis fundamental current, and the fundamental wave magnetic flux of the permanent magnet and It is independent of the d-axis fundamental wave current. Therefore, similarly to the d-axis sixth harmonic current, the q-axis sixth harmonic current command value for suppressing the sixth radial force can be calculated from the map.
補正指令値演算部８は、係数（Ｋｑｒ）を含んだ式（２９）で示される関係を、マップにより予め記録している。補正指令値演算部８は、電流センサ４の検出電流に基づきｑ軸基本波電流を演算し、マップを参照して、ｑ軸基本波電流及び電気角（θ）に対応するｑ軸６次高調波電流指令値を補正指令値として演算する。
The correction command
加速度センサ５の検出値が振動閾値より大きい場合には、スイッチ制御部９によりスイッチがオンになり、補正指令値が補正指令値演算部８から加算器１０に出力される。このとき、補正指令値は、ｄ軸６次高調波電流又はｑ軸６次高調波電流のいずれか一方の指令値である。
When the detected value of the
加算器１０は、電流指令値演算部６により演算されたｄｑ軸電流指令値と補正指令値を加算し、加算されたｄｑ軸電流指令値をモータ電流制御部７に出力する。加算されたｄｑ軸電流指令値が、補正後のｄｑ軸電流指令値となる。これにより、ｄｑ軸電流指令値は、ｄｑ軸電流のうち６次成分の６次高調波電流に基づき補正される。
また本実施形態では、トルクリプルをモデル化した演算式より、６次成分の高調波電流に基づき電流指令値を補正することで、トルクリプルを抑制できる。 In the present embodiment, torque ripple can be suppressed by correcting the current command value based on the harmonic current of the sixth-order component from an arithmetic expression that models torque ripple.
電気角６次成分のトルク（Ｔθ６）は、係数（Ｋθｄ）及び係数（Ｋθｑ）を含む演算式で表され、係数（Ｋθｄ）は、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存し、係数（Ｋθｑ）は、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｄ軸基本波電流に依存する。 The electric angle sixth-order component torque (T θ6 ) is expressed by an arithmetic expression including a coefficient (K θd ) and a coefficient (K θq ), and the coefficient (K θd ) is d-axis inductance, q-axis inductance, and q-axis basic. Depending on the wave current, the coefficient (K θq ) depends on the d-axis inductance, the q-axis inductance, and the d-axis fundamental current.
すなわち、補正指令値演算部８は、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数（Ｋθｄ）と、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数（Ｋθｑ）とを含んだ演算式（２１）により、トルクリプルを抑制するための補正指令値を演算し、スイッチ制御部９を介して、加算器１０に出力する。
That is, the correction command
これにより、トルクリプルを抑制するための補正指令値がｄｑ軸電流指令値に加算されるため、加算された指令値に基づきインバータが制御されることで、トルクリプルによるモータ３の振動を抑制できる。また、補正指令値は、６次ラジアル力を抑制する指令値でもあるため、本実施形態に係るモータ制御装置は、６次ラジアル力に加えて、トルクリプルも抑制できる。
Thereby, since the correction command value for suppressing the torque ripple is added to the dq axis current command value, the vibration of the
次に、本実施形態における駆動システムの制御フローを、図５を用いて説明する。図５は、駆動システムの制御フローを示すフローチャートである。なお、図５に示す制御フローは、所定の周期で繰り返し実行される。 Next, the control flow of the drive system in the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a flowchart showing a control flow of the drive system. Note that the control flow shown in FIG. 5 is repeatedly executed at a predetermined cycle.
ステップＳ１にて、電流指令値演算部６は、トルク指令値及びモータ回転速度を取得する。ステップＳ２にて、電流センサ４はモータ電流を検出し、モータ電流制御部７及び補正指令値演算部８に出力する。
In step S1, the current command
ステップＳ３にて、加速度センサ５は、加速度を検出し、検出した加速度をスイッチ制御部９に出力する。ステップＳ４にて、電流指令値演算部６は、トルク指令値及びモータ回転速度に基づきｄｑ軸電流指令値を演算し、ｄｑ軸電流指令値を加算器１０に出力する。
In step S <b> 3, the
ステップＳ５にて、補正指令値演算部８は、ｄｑ軸電流に基づき補正指令値を演算し、補正指令値をスイッチ制御部９に出力する。ｄｑ軸電流は、電流センサ４により検出されたＵＶＷ相のモータ電流に対して、３相２相変換された電流である。補正指令値は、６次ラジアル力及びトルクリプルを抑制するための指令値である。補正指令値のうち、６次ラジアル力を抑制するための指令値は、式（２８）で表されるｄ軸６次高調波電流、又は、式（２９）で表されるｑ軸６次高調波電流に相当する。補正指令値のうち、トルクリプルを抑制するための指令値は、式（２１）〜式（２５）の関係式から導出される電流である。
In step S5, the correction command
ステップＳ６にて、スイッチ制御部９は、加速度センサ５により検出された加速度と振動閾値とを比較する。加速度が振動閾値より大きい場合には、ステップＳ７にて、スイッチ制御部９はスイッチをオンにし、補正指令値が加算器１０に出力される。ステップＳ８にて、加算器１０は、補正指令値をｄｑ軸電流指令値に加算する。これにより、ｄｑ軸電流指令値が補正される。補正されたｄｑ軸電流指令値はモータ電流制御部７に出力される。そして、ステップＳ１０に進む。
In step S6, the
ステップＳ７にて、加速度が振動閾値以下である場合には、ステップＳ９に進む。そして、ステップＳ９にて、スイッチ制御部９はスイッチをオフにする。補正指令値は加算器１０に出力されないため、加算器１０は、電流指令値演算部６により演算されたｄｑ軸電流指令値を、そのままモータ制御部７に出力する。そして、ステップＳ１０に進む。
If the acceleration is equal to or less than the vibration threshold value in step S7, the process proceeds to step S9. In step S9, the
ステップＳ１０にて、モータ電流制御部７は、加算器１０から出力されたｄｑ軸電流指令値及びｄｑ軸電流に基づくＰＷＭ制御により、ＰＷＭ信号を生成し、インバータ２に出力する。そして、インバータ２は、ＰＷＭ信号に基づきモータ３に対して電流を供給し、モータ３はインバータ２から供給される電流により駆動する。これにより、モータの振動が大きく、６次ラジアル力を抑制する条件を満たす場合（ステップＳ６の「Ｙ」に相当）には、ｄｑ軸電流指令値が６次高調波電流に基づき補正される。そして、補正された指令値に基づいてモータ３が駆動するため、６次ラジアル力及びトルクリプルが抑制される。
In step S <b> 10, the motor current control unit 7 generates a PWM signal by PWM control based on the dq axis current command value and the dq axis current output from the
以上のとおり、本実施形態によれば、モータの回転速度及びトルク指令値に基づき演算されたｄｑ軸電流指令値を、６次高調波電流に基づき補正する。６次のラジアル力は６次高調波電流との間で一定の伝達特性をもっている。そのため、本実施形態にように、６次高調波電流に基づきｄｑ軸電流指令値を補正することで、６次のラジアル力を抑制することができる。 As described above, according to the present embodiment, the dq-axis current command value calculated based on the motor rotation speed and the torque command value is corrected based on the sixth harmonic current. The sixth-order radial force has a constant transfer characteristic with the sixth-order harmonic current. Therefore, the sixth-order radial force can be suppressed by correcting the dq-axis current command value based on the sixth-order harmonic current as in this embodiment.
また、本実施形態によれば、６次のラジアル力を抑制する補正指令値を演算し、当該補正指令値をｄｑ軸電流指令値に加えることで、ｄｑ軸電流指令を補正する。式（２８）又は式（２９）に示すように、６次のラジアル力を抑制する高調波電流指令値は、６次ラジアル力の近似モデルにより演算できる。そのため、式（２８）又は式（２９）に基づき演算される高調波電流指令値を補正指令値とすることで、６次のラジアル力を抑制することができる。 Further, according to the present embodiment, the correction command value that suppresses the sixth-order radial force is calculated, and the correction command value is added to the dq axis current command value, thereby correcting the dq axis current command. As shown in Expression (28) or Expression (29), the harmonic current command value for suppressing the sixth-order radial force can be calculated by an approximate model of the sixth-order radial force. Therefore, the sixth-order radial force can be suppressed by using the harmonic current command value calculated based on the equation (28) or the equation (29) as the correction command value.
本実施形態によれば、係数（Ｋｄｒ）を含む式（２８）により、６次ラジアル力を抑制するためのｄ軸６次高調波電流指令値を補正指令値として演算する。また本実施形態によれば、係数（Ｋｑｒ）を含む式（２９）により、６次ラジアル力を抑制するためのｑ軸６次高調波電流指令値を補正指令値として演算する。これにより、６次のラジアル力を抑制することができる。 According to the present embodiment, the d-axis sixth-order harmonic current command value for suppressing the sixth-order radial force is calculated as the correction command value by the equation (28) including the coefficient (K dr ). In addition, according to the present embodiment, the q-axis sixth-order harmonic current command value for suppressing the sixth-order radial force is calculated as the correction command value by the equation (29) including the coefficient (K qr ). Thereby, the 6th-order radial force can be suppressed.
本実施形態によれば、係数（Ｋｄｒ）を含む式（２８）により、６次ラジアル力を抑制するためのｄ軸６次高調波電流指令値を第１補正値として演算し、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数（Ｋθｄ）と、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数（Ｋθｑ）とを含んだ演算式により、トルクリプルを抑制するための第２補正値を演算する、そして、第１補正値及び第２補正値を、ｄｑ軸電流指令値に加えることで、ｄｑ軸電流指令値を補正する。これにより、６次のラジアル力及びトルクリプルを抑制することができる。 According to the present embodiment, the d-axis sixth harmonic current command value for suppressing the sixth-order radial force is calculated as the first correction value by the equation (28) including the coefficient (K dr ), and the d-axis inductance is calculated. , A coefficient depending on q-axis inductance and q-axis fundamental wave current (K θd ), and a torque ripple by an arithmetic expression including a coefficient (K θq ) depending on d-axis inductance, q-axis inductance and q-axis fundamental wave current The dq-axis current command value is corrected by calculating a second correction value for suppressing the current value and adding the first correction value and the second correction value to the dq-axis current command value. Thereby, the 6th-order radial force and torque ripple can be suppressed.
本実施形態によれば、係数（Ｋｑｒ）を含む式（２９）により、６次ラジアル力を抑制するためのｑ軸６次高調波電流指令値を第３補正値として演算し、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数（Ｋθｄ）と、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数（Ｋθｑ）とを含んだ演算式により、トルクリプルを抑制するための第４補正値を演算する、そして、第３補正値及び第４補正値を、ｄｑ軸電流指令値に加えることで、ｄｑ軸電流指令値を補正する。これにより、６次のラジアル力及びトルクリプルを抑制することができる。 According to the present embodiment, the q-axis sixth-order harmonic current command value for suppressing the sixth-order radial force is calculated as the third correction value by the equation (29) including the coefficient (K qr ), and the d-axis inductance is calculated. , A coefficient depending on q-axis inductance and q-axis fundamental wave current (K θd ), and a torque ripple by an arithmetic expression including a coefficient (K θq ) depending on d-axis inductance, q-axis inductance and q-axis fundamental wave current The dq axis current command value is corrected by calculating the fourth correction value for suppressing the current value and adding the third correction value and the fourth correction value to the dq axis current command value. Thereby, the 6th-order radial force and torque ripple can be suppressed.
なお、図１に示す駆動システムでは、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を両方、補正できるように構成しているが、ｄ軸電流指令値のみ、又は、ｑ軸電流指令値のみ補正できるように構成してもよい。例えば、ｄ軸電流指令値のみ補正する場合には、補正指令値演算部８からスイッチ制御部９を介して加算器１０に出力されるｑ軸の信号線が不要になり、さらに、スイッチ制御部９のｑ軸側スイッチ、及び加算器１０のｑ軸側の加算器は不要になる。
The drive system shown in FIG. 1 is configured so that both the d-axis current command value and the q-axis current command value can be corrected, but only the d-axis current command value or only the q-axis current command value is corrected. You may comprise so that it can do. For example, when only the d-axis current command value is corrected, the q-axis signal line output from the correction command
なお本実施形態の変形例では、補正指令値演算部８は、電流センサ４の検出電流に基づき係数（Ｋｄｒ）及び係数（Ｋｑｒ）を演算し、係数（Ｋｄｒ）と係数（Ｋｑｒ）とを比較する。そして、係数（Ｋｄｒ）が係数（Ｋｑｒ）より大きい場合には、係数（Ｋｄｒ）を含む式（２８）により演算されたｄ軸６次高調波電流指令値を、加算器１０に出力する。係数（Ｋｄｒ）が係数（Ｋｑｒ）以下である場合には、係数（Ｋｑｒ）を含む式（２９）により演算されたｑ軸６次高調波電流指令値を、加算器１０に出力する。これにより、係数（Ｋｄｒ）が係数（Ｋｑｒ）より大きい場合には、ｄ軸高調波電流を用いることで、小さい電流振幅で６次ラジアル力を抑制できる。また、係数（Ｋｑｒ）が係数（Ｋｄｒ）より大きい場合には、ｑ軸高調波電流を用いることで、小さい電流振幅で６次ラジアル力を抑制できる。
In a modification of this embodiment The correction command
上記の電流指令値演算部６が本発明の「電流指令値演算手段」に相当し、補正指令値演算部８、スイッチ制御部９及び加算器１０が本発明の「補正手段」に相当する。
The current command
１…バッテリ
２…インバータ
３…モータ
４…電流線センサ
５…加速度センサ
６…電流指令値演算部
７…モータ電流制御部
８…補正指令値演算部
９…スイッチ制御部
１０…加算器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ...
Claims (2)
前記モータの回転速度及び前記モータのトルク指令値に基づいてｄｑ軸電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、
モータに流れるｄｑ軸電流のうち６次成分の６次高調波電流に基づき前記ｄｑ軸電流指令値を補正する補正手段とを有し、
前記補正手段は
基本波磁束及びｄ軸基本波電流に依存する係数を含んだ演算式により、６次ラジアル力を抑制する第１補正指令値を演算し、
ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数と、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数とを含んだ演算式により、トルクリプルを抑制する第２補正指令値を演算し、前記第１補正指令値及び前記第２補正指令値を前記ｄｑ軸電流指令値に加えることで、前記ｄｑ軸電流指令値を補正し、
前記基本波磁束は、永久磁石の基本波成分の磁束であり、
前記ｄ軸基本波電流は、前記ｄｑ軸電流のうちｄ軸電流の基本波成分の電流であり、
前記ｑ軸基本波電流は、前記ｄｑ軸電流のうちｑ軸電流の基本波成分の電流である
ことを特徴とするモータ制御装置。 In the motor control device that controls the current flowing in the coil of the permanent magnet synchronous motor,
Current command value calculating means for calculating a dq-axis current command value based on the rotational speed of the motor and the torque command value of the motor;
Correction means for correcting the dq axis current command value based on the sixth harmonic current of the sixth component of the dq axis current flowing through the motor,
The correction means calculates a first correction command value for suppressing the sixth-order radial force by an arithmetic expression including a coefficient depending on the fundamental wave magnetic flux and the d-axis fundamental wave current;
A second method for suppressing torque ripple by an arithmetic expression including a coefficient depending on the d-axis inductance, the q-axis inductance, and the q-axis fundamental wave current, and a coefficient depending on the d-axis inductance, the q-axis inductance, and the q-axis fundamental wave current. A correction command value is calculated, and by adding the first correction command value and the second correction command value to the dq axis current command value, the dq axis current command value is corrected,
The fundamental wave magnetic flux is a magnetic flux of a fundamental wave component of a permanent magnet,
The d-axis fundamental wave current is a current of a fundamental wave component of the d-axis current in the dq-axis current,
The q-axis fundamental wave current is a current of a fundamental wave component of a q-axis current in the dq-axis current.
モータの回転速度及び前記モータのトルク指令値に基づいてｄｑ軸電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、
前記モータに流れるｄｑ軸電流のうち６次成分の６次高調波電流に基づき前記ｄｑ軸電流指令値を補正する補正手段とを有し、
前記補正手段は
基本波磁束及びｑ軸基本波電流に依存する係数を含んだ演算式により、６次ラジアル力を抑制する第３補正指令値を演算し、
ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数と、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及びｑ軸基本波電流に依存する係数とを含んだ演算式により、トルクリプルを抑制する第４補正指令値を演算し、前記第３補正指令値及び前記第４補正指令値を前記ｄｑ軸電流指令値に加えることで、前記ｄｑ軸電流指令値を補正し、
前記基本波磁束は、永久磁石の基本波成分の磁束であり、
前記ｄ軸基本波電流は、前記ｄｑ軸電流のうちｄ軸電流の基本波成分の電流であり、
前記ｑ軸基本波電流は、前記ｄｑ軸電流のうちｑ軸電流の基本波成分の電流である
ことを特徴とするモータ制御装置。 In the motor control device that controls the current flowing in the coil of the permanent magnet synchronous motor,
Current command value calculating means for calculating a dq-axis current command value based on the rotational speed of the motor and the torque command value of the motor;
Correction means for correcting the dq axis current command value based on the sixth harmonic current of the sixth component of the dq axis current flowing through the motor;
The correction means calculates a third correction command value for suppressing the sixth-order radial force by an arithmetic expression including a coefficient depending on the fundamental wave magnetic flux and the q-axis fundamental wave current;
4th which suppresses a torque ripple by the arithmetic expression containing the coefficient depending on d-axis inductance, q-axis inductance, and q-axis fundamental wave current, and the coefficient dependent on d-axis inductance, q-axis inductance, and q-axis fundamental wave current. A correction command value is calculated, and the third correction command value and the fourth correction command value are added to the dq axis current command value to correct the dq axis current command value,
The fundamental wave magnetic flux is a magnetic flux of a fundamental wave component of a permanent magnet,
The d-axis fundamental wave current is a current of a fundamental wave component of the d-axis current in the dq-axis current,
The q-axis fundamental wave current is a current of a fundamental wave component of a q-axis current in the dq-axis current.
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