JP2017060329A - Switching power supply device and control method thereof - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、本発明は、スイッチング電源装置及びその制御方法に関し、より詳細には、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータであるスイッチング電源装置及びその制御方法に関する。 The present invention relates to a switching power supply device and a control method thereof, and more particularly to a switching power supply device that is a current resonance type DC-DC converter and a control method thereof.
電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源装置は高効率化・薄型化に適しているため、液晶テレビ、及びＡＣ−ＤＣアダプタなどに広く採用されている。特に、近年の地球温暖化対策に対応するために、電気機器が使用されていないときに消費される電力を低減することを目的とした電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源装置が開発されている。このようなスイッチング電源装置は、消費電力を抑えるために、待機モード（スタンバイモード）を備えている。 Since the switching power supply device of a current resonance type DC-DC converter is suitable for high efficiency and thinning, it is widely used in liquid crystal televisions, AC-DC adapters, and the like. In particular, in order to cope with recent global warming countermeasures, a switching power supply device for a current resonance type DC-DC converter has been developed for the purpose of reducing the electric power consumed when the electric equipment is not used. ing. Such a switching power supply device has a standby mode (standby mode) in order to reduce power consumption.
スタンバイモードにおける動作時、スイッチング電源装置の消費電力をさらに低減するために、特許文献１には、スイッチングを一定期間行い、次に一定期間スイッチングを停止する、バースト動作（繰り返し間欠発振動作）を行うように構成された電流共振型のスイッチング電源装置が提案されている。バースト動作によれば、スイッチングの停止期間を設けることにより、スイッチング電源装置のスタンバイモード時の平均的な待機電力を大幅に削減することができる。特許文献１のスイッチング電源装置は、さらに、スタンバイモードのバースト動作においてスイッチングを開始する時は、ソフトスタート動作を行うように構成されている。ここで、ソフトスタート動作とは、スイッチング開始後、スイッチング周波数が時間経過と共に徐々に低くなって、ある一定の値に収束していくことを示し、ソフトスタートにより、共振回路の共振電流が徐々に上がり、トランスの１次側から２次側に供給されるエネルギーも徐々に上がっていく。 In order to further reduce the power consumption of the switching power supply device during operation in the standby mode, Patent Document 1 discloses a burst operation (repetitive intermittent oscillation operation) in which switching is performed for a certain period and then switching is stopped for a certain period. A current resonance type switching power supply device configured as described above has been proposed. According to the burst operation, by providing the switching stop period, the average standby power in the standby mode of the switching power supply device can be significantly reduced. The switching power supply device of Patent Document 1 is further configured to perform a soft start operation when switching is started in a burst operation in a standby mode. Here, the soft start operation means that after switching starts, the switching frequency gradually decreases with time and converges to a certain value. By soft start, the resonance current of the resonance circuit gradually increases. The energy supplied from the primary side of the transformer to the secondary side gradually increases.
しかし、特許文献１のスイッチング電源装置は、バースト動作のスイッチング動作においてスイッチング開始時はソフトスタートを行っているが、スイッチング停止時はスイッチング周波数が低い１次側から２次側へのエネルギー供給が大きい状態でスイッチングが即時停止することになり、音鳴りが発生しやすい。スタンバイモードではない通常動作においては、スイッチング周波数は、人間の可聴周波数帯域まで低下することなく、トランスからの音鳴りは生じないが、スタンバイモードにおいてスイッチングが停止するときは、スイッチング動作が停止するときの共振電流に依存した音鳴りが生じる。すなわち、スイッチングを急激に停止すると共振電流が急激に減少するという過渡現象が生じ、この過渡現象により共振回路に流れている電流の周波数成分に可聴ノイズのものが発生する。スイッチング動作が停止するときの共振電流が大きいほどこの可聴ノイズの周波数成分が大きくなり、音鳴りが大きくなる。 However, the switching power supply device of Patent Document 1 performs soft start at the start of switching in the switching operation of the burst operation, but when switching is stopped, the energy supply from the primary side to the secondary side having a low switching frequency is large. In this state, switching is immediately stopped, and sound is likely to occur. In normal operation that is not in standby mode, the switching frequency does not drop to the human audible frequency band, and no sound is generated from the transformer, but when switching stops in standby mode, the switching operation stops. Sounds that depend on the resonance current of That is, when switching is suddenly stopped, a transient phenomenon occurs in which the resonance current rapidly decreases. Due to this transient phenomenon, an audible noise component is generated in the frequency component of the current flowing in the resonance circuit. The higher the resonance current when the switching operation stops, the greater the frequency component of this audible noise, and the greater the noise.
音鳴りを防止すべく、特許文献２には、スイッチング周波数固定のＰＷＭ制御を行うスイッチング電源装置において、スタンバイモードのバースト動作におけるスイッチング期間に、ソフトスタートとともにソフトエンドを実施することが提案されている。しかし、特許文献２に記載のスイッチング電源装置において、制御回路６はスイッチング周波数一定でオン時比率を変えるＰＷＭ制御に使うものである。したがって、特許文献１に記載のような、スイッチング周波数を変えることにより出力を制御する電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源装置には、特許文献２に開示されている制御回路６による制御方法を適用することができない。 In order to prevent sounding, Patent Document 2 proposes that a switching power supply that performs PWM control with a fixed switching frequency implements soft end together with soft start during a switching period in a burst operation in a standby mode. . However, in the switching power supply device described in Patent Document 2, the control circuit 6 is used for PWM control that changes the on-time ratio at a constant switching frequency. Therefore, the switching method of the current resonance type DC-DC converter that controls the output by changing the switching frequency as described in Patent Document 1 is controlled by the control circuit 6 disclosed in Patent Document 2. Can not apply.
そこで、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源装置のバースト動作中のスイッチング期間において、ソフトスタート及びソフトエンドを行い、さらには無効領域にも対処可能なように構成したスイッチング電源装置が提案されている。図１は、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源装置のスタンバイモードのバースト動作におけるスイッチング期間に、ソフトスタートとともにソフトエンドを実施するように構成したスイッチング電源装置１００を示す図である。また、図２は、図１のスイッチング電源装置１００のスタンバイモードにおける出力電圧及び制御ＩＣ２００の各端子における電圧の波形を示す図である。 Therefore, a switching power supply device has been proposed that is configured to perform soft start and soft end in the switching period during the burst operation of the switching power supply device of the current resonance type DC-DC converter, and to cope with the invalid region. ing. FIG. 1 is a diagram showing a switching power supply device 100 configured to perform soft end together with soft start during a switching period in a standby mode burst operation of a switching power supply device of a current resonance type DC-DC converter. FIG. 2 is a diagram illustrating output voltage waveforms in the standby mode of the switching power supply apparatus 100 in FIG. 1 and voltage waveforms at the respective terminals of the control IC 200.
図１のスイッチング電源装置１００は、発振器周波数コントローラ２２７において、ＦＢ１端子の電圧ＶＦＢ１とＣＳ１端子の電圧ＶＣＳ１とを比較して、電圧値が低い方の電圧により発振器周波数を指示する信号を生成して出力制御回路２２６に送信する。出力制御回路２２６は、スイッチング素子Ｑ１１１及びＱ１１２にこれに応じたスイッチング周波数の制御信号を送信して、スイッチングを行う。ここで、スイッチング電源装置１００の制御ＩＣ２００は、通常動作モード時には、スイッチング電源装置１００の出力電圧からのフィードバック信号をＦＢ１端子で受け、ＦＢ１端子の電圧ＶＦＢ１に応じてスイッチング周波数をコントロールし、出力電圧を安定化する。通常動作モードにおいては、ＦＢ１端子の電圧ＶＦＢ１はＣＳ１端子の電圧ＶＣＳ１よりも低いため、電圧ＶＦＢ１によりスイッチング周波数が決定される。 1, the oscillator frequency controller 227 compares the voltage VFB1 at the FB1 terminal with the voltage VCS1 at the CS1 terminal, and generates a signal indicating the oscillator frequency by the voltage having the lower voltage value. Transmit to the output control circuit 226. The output control circuit 226 performs switching by transmitting a control signal having a switching frequency corresponding to the switching elements Q111 and Q112. Here, in the normal operation mode, the control IC 200 of the switching power supply apparatus 100 receives a feedback signal from the output voltage of the switching power supply apparatus 100 at the FB1 terminal, controls the switching frequency according to the voltage VFB1 of the FB1 terminal, and outputs the output voltage. To stabilize. In the normal operation mode, since the voltage VFB1 at the FB1 terminal is lower than the voltage VCS1 at the CS1 terminal, the switching frequency is determined by the voltage VFB1.
一方で、電源をスタンバイモードに移行する時は、外部からのスタンバイ信号をＳＴＢ１端子で受け、その時は、補助巻線Ｐ１１２から供給される制御ＩＣ２００用の電圧であるＶＣＣ１電圧の上下に合わせて、電流源Ｉ２２３及びＩ２２４により、ＣＳ１端子に接続されたコンデンサＣ１１４への充放電を行う。ＣＳ１端子は発振器周波数コントローラ２２７に接続されており、発振器周波数コントローラ２２７はＣＳ１端子の電圧ＶＣＳ１に応じてスイッチング周波数をコントロールし、比較的短いスイッチング期間と長いスイッチング停止期間のバースト動作を作る。 On the other hand, when the power supply is shifted to the standby mode, an external standby signal is received at the STB1 terminal, and at that time, in accordance with the VCC1 voltage, which is the voltage for the control IC 200 supplied from the auxiliary winding P112, The current sources I223 and I224 charge / discharge the capacitor C114 connected to the CS1 terminal. The CS1 terminal is connected to the oscillator frequency controller 227, and the oscillator frequency controller 227 controls the switching frequency in accordance with the voltage VCS1 at the CS1 terminal to create a burst operation with a relatively short switching period and a long switching stop period.
スイッチング電源装置１００は、ＣＣ１端子の電圧ＶＣＣ１を検出制御する事により、ある程度の出力電圧値を保ちながら、軽負荷のスタンバイ時のバースト動作のスイッチング期間にソフトスタート及びソフトエンドを行って、スイッチング期間のスイッチング開始時と終了時とにおける音鳴りを防止しつつ、低待機電力化を実現できる機能を有している。 The switching power supply device 100 detects and controls the voltage VCC1 at the CC1 terminal, thereby performing soft start and soft end during the burst operation switching period during light load standby while maintaining a certain output voltage value. It has a function that can realize low standby power while preventing noise at the start and end of switching.
スイッチング電源装置１００については、出力電圧は１つの値（１６Ｖ）である。一方で、例えば電源出力として１６Ｖ及び５Ｖの２つの出力が必要とされる場合、スイッチング電源装置１００は、１６Ｖの出力はトランスＴ１１１により生成し、５Ｖ出力については、１６Ｖ出力をＤＣ−ＤＣコンバータ４００により降圧して生成する。 For the switching power supply device 100, the output voltage is a single value (16V). On the other hand, for example, when two outputs of 16V and 5V are required as the power supply output, the switching power supply apparatus 100 generates the 16V output by the transformer T111, and for the 5V output, the 16V output is converted to the DC-DC converter 400. Is generated by stepping down.
ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータについては、安価で低消費電力のものは数Ｗ程度対応のものが多く、スタンバイ時にそれ以上の負荷を取りたい場合は、パワーの取れるＤＣ−ＤＣコンバータを使用する必要がある。そのため、別途ＤＣ−ＤＣコンバータ（４００）を設けずに、１６Ｖ及び５Ｖの２つの出力電圧を有するスイッチング電源装置が望まれる。 Here, there are many DC-DC converters that are inexpensive and have low power consumption and are compatible with several watts, and if it is desired to take more load during standby, it is necessary to use a DC-DC converter that can take power. There is. Therefore, a switching power supply device having two output voltages of 16V and 5V without providing a separate DC-DC converter (400) is desired.
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、電源出力として２つの値の出力を有することのできるスイッチング電源装置及びその制御方法を提供することにある。 The present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide a switching power supply apparatus capable of having two values of output as a power supply output and a control method thereof.
本発明の第１の態様は電源１次側と第１及び第２の電源２次側とを有するトランスと、スイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを切り替えることにより、直流入力電圧から高周波電流を生成して前記トランスの前記電源１次側に供給し、前記トランスの前記電源２次側に発生する高周波電流を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置であって、前記第１の電源２次側に接続された出力電圧検出部と、前記電源１次側に接続され、スタンバイモードにおいて前記出力電圧検出部からのフィードバック信号により前記スイッチング素子のスイッチング周波数を決定する発振回路と、前記スタンバイモードにおいて、前記フィードバック信号が所望の電圧値を超えたときに、前記スイッチング素子によるスイッチング動作を開始させるように制御するスタンバイスイッチング機構とを備えた制御ＩＣと、を備えること特徴とする。 A first aspect of the present invention includes a transformer having a power source primary side, first and second power source secondary sides, and a switching element, and switching a switching element between ON and OFF, thereby providing a DC input voltage. A switching power supply device that generates a high-frequency current from the power supply and supplies the high-frequency current to the primary side of the transformer and rectifies the high-frequency current generated on the secondary side of the power supply of the transformer to obtain a direct current output. An output voltage detector connected to the secondary side of the power source, an oscillation circuit connected to the primary side of the power source and determining a switching frequency of the switching element by a feedback signal from the output voltage detector in a standby mode; In the standby mode, when the feedback signal exceeds a desired voltage value, switching by the switching element is performed. A control IC and a standby switching mechanism for controlling so as to start the operation, characterized by comprising a.
また、本発明の第２の態様は、第１の態様のスイッチング電源装置であって、前記スタンバイモードにおいて、前記フィードバック信号が入力される端子に接続される大容量のコンデンサと、前記スタンバイモードにおいて、前記フィードバック信号が入力される端子に接続される大電流を流す電流源とを備えることを特徴とする。 A second aspect of the present invention is the switching power supply device according to the first aspect, wherein in the standby mode, a large-capacitance capacitor connected to a terminal to which the feedback signal is input, and in the standby mode And a current source for flowing a large current connected to a terminal to which the feedback signal is input.
また、本発明の第３の態様は、第１または第２の態様のスイッチング電源装置であって、グラウンドとの間に抵抗が接続されるスタンバイ信号入力端子を備え、前記スタンバイスイッチング機構の所望の電圧値は、前記スタンバイ信号入力端子に接続された抵抗の分圧比で決まる電圧値であることを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, there is provided a switching power supply device according to the first or second aspect, comprising a standby signal input terminal to which a resistor is connected between the ground and a desired power of the standby switching mechanism. The voltage value is a voltage value determined by a voltage dividing ratio of a resistor connected to the standby signal input terminal.
また、本発明の第４の態様は、第３の態様のスイッチング電源装置であって、前記分圧比は、ヒステリシス特性を有することを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the switching power supply device according to the third aspect, wherein the voltage dividing ratio has a hysteresis characteristic.
また、本発明の第５の態様は、電源１次側と第１及び第２の電源２次側とを有するトランスと、スイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを切り替えることにより、直流入力電圧から高周波電流を生成して前記トランスの前記電源１次側に供給し、前記トランスの前記電源２次側に発生する高周波電流を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置の制御方法であって、スタンバイモードに移行したときに、出力電圧検出部からのフィードバック信号が上昇し、所望の電圧値を超えたときに、前記フィードバック信号の大きさに応じた周波数で前記スイッチング素子によるスイッチング動作を開始させるステップと、前記出力電圧検出部からのフィードバック信号が下降し、所望の電圧値を下回ったときに、前記スイッチング素子によるスイッチング動作を停止させるステップとを含むこと特徴とする。 Further, the fifth aspect of the present invention includes a transformer having a power source primary side and first and second power source secondary sides, and a switching element, and by switching ON and OFF of the switching element, A switching power supply control method for generating a high-frequency current from a DC input voltage and supplying it to the power supply primary side of the transformer and rectifying the high-frequency current generated on the power supply secondary side of the transformer to obtain a DC output. When switching to the standby mode, when the feedback signal from the output voltage detector rises and exceeds a desired voltage value, the switching operation by the switching element at a frequency according to the magnitude of the feedback signal And when the feedback signal from the output voltage detector falls and falls below a desired voltage value, Wherein it contains the step of stopping the switching operation of the switching element.
また、本発明の第６の態様は、第５の態様のスイッチング電源装置の制御方法であって、前記スタンバイモードに移行したとき、前記フィードバック信号が入力される端子に大容量のコンデンサと、大電流を流す電流源とが接続されるステップをさらに含むことを特徴とする。 According to a sixth aspect of the present invention, there is provided a control method for a switching power supply apparatus according to the fifth aspect, wherein a large-capacitance capacitor is connected to a terminal to which the feedback signal is input when the standby mode is entered. The method further includes a step of connecting to a current source for supplying a current.
また、本発明の第７の態様は、第５または第６の態様のスイッチング電源装置の制御方法であって、グラウンドとの間に抵抗が接続されるスタンバイ信号入力端子を備え、前記スイッチング素子によるスイッチング動作を停止させるステップの所望の電圧値は、前記スタンバイ信号入力端子に接続された抵抗の分圧比で決まる電圧値であることを特徴とする。 According to a seventh aspect of the present invention, there is provided a control method for a switching power supply device according to the fifth or sixth aspect, comprising a standby signal input terminal to which a resistor is connected between the switching power supply and the ground. The desired voltage value in the step of stopping the switching operation is a voltage value determined by a voltage dividing ratio of a resistor connected to the standby signal input terminal.
また、本発明の第８の態様は、第７の態様のスイッチング電源装置であって、前記分圧比は、ヒステリシス特性を有することを特徴とする。 An eighth aspect of the present invention is the switching power supply device according to the seventh aspect, wherein the voltage dividing ratio has a hysteresis characteristic.
本発明においては、スタンバイモード中、出力電圧のフィードバック制御をしながらのバースト動作を行うため、スタンバイ時の出力電圧の低下、変動も限定的である。従ってスタンバイ時にも安定して出力電圧を生成でき、２つの電源出力をトランスの巻線から生成することができる。 In the present invention, since the burst operation is performed while feedback control of the output voltage is performed during the standby mode, the decrease and fluctuation of the output voltage during standby are also limited. Accordingly, the output voltage can be stably generated even during standby, and two power supply outputs can be generated from the windings of the transformer.
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
［スイッチング電源装置の構成］
図３は、本発明の一実施形態にかかるスイッチング電源装置１０の構成を示す回路図である。スイッチング電源装置１０は、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータであり、電源１次側と電源２次側とから構成される。スイッチング電源装置１０は、１次巻線Ｐ１と、補助巻線Ｐ２と、２次巻線Ｓ１〜Ｓ４とから構成されるトランスＴ１を備える。１次巻線Ｐ１と、補助巻線Ｐ２とはスイッチング電源装置１０の電源１次側を構成し、補助巻線Ｐ２の一端は接地されている。２次巻線Ｓ１及びＳ２はスイッチング電源装置１０の第１の電源２次側を構成し、２次巻線Ｓ１と２次巻線Ｓ２とは一端が接続されている。第１の電源２次側は、１６Ｖの電圧を出力する。また、第２の２次巻線Ｓ３及びＳ４はスイッチング電源装置１０の第２の電源２次側を構成し、２次巻線Ｓ３と２次巻線Ｓ４とは一端が接続されている。第２の電源２次側は、５Ｖの電圧を出力する。
[Configuration of switching power supply unit]
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of the switching power supply device 10 according to the embodiment of the present invention. The switching power supply device 10 is a current resonance type DC-DC converter, and includes a power supply primary side and a power supply secondary side. The switching power supply device 10 includes a transformer T1 including a primary winding P1, an auxiliary winding P2, and secondary windings S1 to S4. The primary winding P1 and the auxiliary winding P2 constitute a power source primary side of the switching power supply device 10, and one end of the auxiliary winding P2 is grounded. The secondary windings S1 and S2 constitute the first power supply secondary side of the switching power supply device 10, and one ends of the secondary winding S1 and the secondary winding S2 are connected. The first power supply secondary side outputs a voltage of 16V. The second secondary windings S3 and S4 constitute the second power supply secondary side of the switching power supply device 10, and one ends of the secondary winding S3 and the secondary winding S4 are connected. The secondary side of the second power supply outputs a voltage of 5V.
スイッチング電源装置１０の電源１次側は、電源端子Ｖｉｎにドレインが接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより構成されるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１のソースがドレインに接続され、ソースが接地されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより構成されるスイッチング素子Ｑ２とを備える。また、スイッチング電源装置１０の電源１次側は、スイッチング素子Ｑ１のドレインと１次巻線Ｐ１の一端との間に接続されたコンデンサＣ１と、スイッチング素子Ｑ１のソース、スイッチング素子Ｑ２のドレイン及び１次巻線Ｐ１の他端に一端が接続されたコンデンサＣ２とを備える。また、スイッチング電源装置１０の電源１次側は、補助巻線Ｐ２の一端に一端が接続されたコンデンサＣ３と、補助巻線Ｐ２の他端にアノードが、コンデンサＣ３の他端にカソードが接続されたダイオードＤ１とを備える。また、スイッチング電源装置１０の電源１次側は、コンデンサＣ３の他端に抵抗Ｒ１を介してアノードが、コンデンサＣ２の他端にカソードが接続されたダイオードＤ２とを備える。 The power supply primary side of the switching power supply 10 includes a switching element Q1 composed of an N-channel MOSFET whose drain is connected to the power supply terminal Vin, and an N-channel whose source is connected to the drain and whose source is grounded And a switching element Q2 composed of a MOSFET. The power supply primary side of the switching power supply device 10 includes a capacitor C1 connected between the drain of the switching element Q1 and one end of the primary winding P1, the source of the switching element Q1, the drain of the switching element Q2, and 1 And a capacitor C2 having one end connected to the other end of the next winding P1. Further, the primary side of the power source of the switching power supply 10 has a capacitor C3 having one end connected to one end of the auxiliary winding P2, an anode connected to the other end of the auxiliary winding P2, and a cathode connected to the other end of the capacitor C3. And a diode D1. The power supply primary side of the switching power supply 10 includes a diode D2 having an anode connected to the other end of the capacitor C3 via a resistor R1 and a cathode connected to the other end of the capacitor C2.
また、スイッチング電源装置１０の電源１次側は、スイッチング電源装置１０の出力電圧を制御する制御ＩＣ２０を備える。制御ＩＣ２０は、ＶＢ、ＨＯ、ＶＳ、ＬＯ、ＣＣ、ＧＮＤ、ＳＴＢ、ＣＳ及びＦＢの９つの端子が備えられている。ＶＢ端子には、コンデンサＣ２の他端及びダイオードＤ２のカソードが接続される。ＨＯ端子には、スイッチング素子Ｑ１のゲートが接続される。ＶＳ端子にはスイッチング素子Ｑ１のソースが接続される。ＣＣ端子にはコンデンサＣ３の他端及びダイオードＤ１のカソードが接続される。端子ＧＮＤにはスイッチング素子Ｑ２のソース、コンデンサＣ３の一端及び補助巻線Ｐ２の一端が接続される。ＳＴＢ端子には、ＮＰＮトランジスタＮ１のコレクタが接続される。ＣＳ端子は、コンデンサＣ４の一端が接続され、コンデンサＣ４の他端は接地されている。ＦＢ端子はコンデンサＣ６の一端及びコンデンサＣ７の一端がされ、コンデンサＣ６の他端はＮＰＮトランジスタＮ２のコレクタが接続され、コンデンサＣ７の他端は接地されている。また、ＮＰＮトランジスタＮ１のエミッタは接地され、コレクタは、抵抗Ｒ２を介して接地され、ＮＰＮトランジスタＮ２のエミッタは接地されている。 Further, the power supply primary side of the switching power supply device 10 includes a control IC 20 that controls the output voltage of the switching power supply device 10. The control IC 20 includes nine terminals VB, HO, VS, LO, CC, GND, STB, CS, and FB. The other end of the capacitor C2 and the cathode of the diode D2 are connected to the VB terminal. The gate of the switching element Q1 is connected to the HO terminal. The source of the switching element Q1 is connected to the VS terminal. The other end of the capacitor C3 and the cathode of the diode D1 are connected to the CC terminal. The terminal GND is connected to the source of the switching element Q2, one end of the capacitor C3, and one end of the auxiliary winding P2. The STB terminal is connected to the collector of an NPN transistor N1. The CS terminal is connected to one end of a capacitor C4 and the other end of the capacitor C4 is grounded. The FB terminal has one end of the capacitor C6 and one end of the capacitor C7, the other end of the capacitor C6 is connected to the collector of the NPN transistor N2, and the other end of the capacitor C7 is grounded. The emitter of the NPN transistor N1 is grounded, the collector is grounded via the resistor R2, and the emitter of the NPN transistor N2 is grounded.
また、スイッチング電源装置１０の第１の電源２次側は、第１の２次巻線Ｓ１の他端にアノードが接続されたダイオードＤ３と、第１の２次巻線Ｓ２の他端にアノードが接続されたダイオードＤ４と、ダイオードＤ３及びＤ４のカソードに一端が接続され、２次巻線Ｓ１及びＳ２の一端に他端が接続されたコンデンサＣ８とを備える。ダイオードＤ３及びＤ４のカソードさらには出力端子Ｖｏｕｔ１に接続され、第１の２次巻線Ｓ１及びＳ２の一端はさらに出力端子Ｖｏｕｔ２に接続され、接地されている。また、スイッチング電源装置１０の第２の電源２次側は、第２の２次巻線Ｓ３の他端にアノードが接続されたダイオードＤ５と、第２の２次巻線Ｓ４の他端にアノードが接続されたダイオードＤ６と、ダイオードＤ５及びＤ６のカソードに一端が接続され、第２の２次巻線Ｓ３及びＳ４の一端に他端が接続されたコンデンサＣ９とを備える。ダイオードＤ５及びＤ６のカソードさらには出力端子Ｖｏｕｔ３に接続され、第２の２次巻線Ｓ３及びＳ４の一端はさらに出力端子Ｖｏｕｔ４に接続され、接地されている。 In addition, the first power supply secondary side of the switching power supply 10 includes a diode D3 having an anode connected to the other end of the first secondary winding S1, and an anode connected to the other end of the first secondary winding S2. Is connected, and a capacitor C8 having one end connected to the cathodes of the diodes D3 and D4 and the other end connected to one end of the secondary windings S1 and S2. The cathodes of the diodes D3 and D4 are connected to the output terminal Vout1, and one ends of the first secondary windings S1 and S2 are further connected to the output terminal Vout2 and grounded. The second power source secondary side of the switching power supply 10 includes a diode D5 having an anode connected to the other end of the second secondary winding S3 and an anode connected to the other end of the second secondary winding S4. And a capacitor C9 having one end connected to the cathodes of the diodes D5 and D6 and the other end connected to one end of the second secondary windings S3 and S4. The cathodes of the diodes D5 and D6 are connected to the output terminal Vout3, and one ends of the second secondary windings S3 and S4 are further connected to the output terminal Vout4 and grounded.
また、スイッチング電源装置１０の電源２次側は、出力端子Ｖｏｕｔ１に接続された出力電圧検出部３０を備える。出力電圧検出部３０は、アノードが抵抗Ｒ３を介して出力端子Ｖｏｕｔ１に接続されたフォトカプラＰＣの発光ダイオードと、フォトカプラＰＣの発光ダイオードカソードにカソードが接続されたシャントレギュレータＳＲ１とを備える。また、出力電圧検出部３０は、一端が抵抗Ｒ５を介してフォトカプラＰＣ及びシャントレギュレータＳＲ１のカソードに接続され、他端が抵抗Ｒ６を介して接地されるとともに抵抗Ｒ４を介して出力端子Ｖｏｕｔ１に接続されたコンデンサＣ１０とを備える。シャントレギュレータＳＲ１のリファレンスは抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ４の接続部に接続され、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタ側は、ＦＢ端子に接続されている。 The power supply secondary side of the switching power supply device 10 includes an output voltage detection unit 30 connected to the output terminal Vout1. The output voltage detection unit 30 includes a light-emitting diode of a photocoupler PC whose anode is connected to the output terminal Vout1 via a resistor R3, and a shunt regulator SR1 whose cathode is connected to the light-emitting diode cathode of the photocoupler PC. The output voltage detection unit 30 has one end connected to the cathode of the photocoupler PC and the shunt regulator SR1 via a resistor R5, and the other end grounded via a resistor R6 and to the output terminal Vout1 via a resistor R4. And a connected capacitor C10. The reference of the shunt regulator SR1 is connected to the connection portion of the resistors R6 and R4, and the phototransistor side of the photocoupler PC is connected to the FB terminal.
制御ＩＣ２０は、ＦＢ端子に非反転入力端子が接続され、抵抗Ｒ２１を介してＳＴＢ端子に反転入力端子が接続されたＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１と、ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１の出力が入力に接続されたバッファＢ２１とをそなえる。ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１とバッファＢ２１は比較回路を構成している。また、制御ＩＣ２０は、非反転入力端子がＳＴＢ端子に接続され、反転入力端子に基準電圧ＶＳＴＢＯＮが接続されたＳＴＢスタンバイ検出コンパレータ２２と、反転入力端子がＣＳ端子に接続され、非反転入力端子に基準電圧ＶＣＳＯＮが接続されたＣＳパルス停止コンパレータ２３とを備える。また、制御ＩＣ２０は、反転入力端子がＦＢ端子に接続され、非反転入力端子に基準電圧ＶＦＢＯＮが接続されたＦＢパルス停止コンパレータ２４を備える。また、制御ＩＣ２０は、電流源Ｉ１及びＩ２を備え、スイッチＳＷ１によりいずれかの電流源がＦＢ出力端子に接続され、スイッチＳＷ１はＳＴＢスタンバイ検出コンパレータ２２からの信号により、ＦＢ出力端子と電流源との接続が制御される。また、制御ＩＣ２０は、バッファＢ２１の出力と、ＣＳパルス停止コンパレータ２３の反転入力端子との間にスイッチＳＷ２が接続され、スイッチＳＷ２はＳＴＢスタンバイ検出コンパレータ２２からの信号により、バッファＢ２１の出力と、ＣＳパルス停止コンパレータ２３の反転入力端子との接続を制御する。 The control IC 20 has a non-inverting input terminal connected to the FB terminal, an FB / STB comparator 21 having an inverting input terminal connected to the STB terminal via a resistor R21, and an output of the FB / STB comparator 21 connected to the input. A buffer B21 is provided. The FB / STB comparator 21 and the buffer B21 constitute a comparison circuit. The control IC 20 includes a STB standby detection comparator 22 having a non-inverting input terminal connected to the STB terminal, a reference voltage VSTBON connected to the inverting input terminal, an inverting input terminal connected to the CS terminal, and a non-inverting input terminal. And a CS pulse stop comparator 23 to which a reference voltage VCSON is connected. The control IC 20 includes an FB pulse stop comparator 24 having an inverting input terminal connected to the FB terminal and a non-inverting input terminal connected to the reference voltage VFBON. The control IC 20 includes current sources I1 and I2. One of the current sources is connected to the FB output terminal by the switch SW1, and the switch SW1 is connected to the FB output terminal and the current source by a signal from the STB standby detection comparator 22. Connection is controlled. The control IC 20 has a switch SW2 connected between the output of the buffer B21 and the inverting input terminal of the CS pulse stop comparator 23. The switch SW2 is connected to the output of the buffer B21 by a signal from the STB standby detection comparator 22. The connection with the inverting input terminal of the CS pulse stop comparator 23 is controlled.
また、制御ＩＣ２０は、ドレインが抵抗Ｒ２２及びＲ２１を介してＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１の反転入力端子に接続され、ソースが接地され、ゲートがバッファＢ２１の出力に接続されている、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより構成されるスイッチ素子Ｑ２１を備えている。スイッチ素子Ｑ２１のドレインは抵抗Ｒ２３を介して接地されている。 The control IC 20 is configured by an N-channel MOSFET having a drain connected to the inverting input terminal of the FB / STB comparator 21 via resistors R22 and R21, a source grounded, and a gate connected to the output of the buffer B21. The switching element Q21 is provided. The drain of the switch element Q21 is grounded through a resistor R23.
また、制御ＩＣ２０は、入力がＣＳパルス停止コンパレータ２３及びＦＢパルス停止コンパレータ２４の出力に接続されたＯＲ回路２５と、ＯＲ回路２５の出力、ＶＢ端子とＨＯ端子及びＶＳ端子に接続されたハイサイドドライバ、およびＬＯ端子に接続されたローサイドドライバが接続された出力制御回路２６とを備える。また、制御ＩＣ２０は、ＣＳパルス停止コンパレータ２３及びＦＢパルス停止コンパレータ２４の反転入力端子と、出力制御回路２６とが接続された発振器周波数コンロトーラ２７とを備える。 The control IC 20 also includes an OR circuit 25 whose input is connected to the outputs of the CS pulse stop comparator 23 and the FB pulse stop comparator 24, and an output of the OR circuit 25, a high side connected to the VB terminal, the HO terminal, and the VS terminal. And an output control circuit 26 to which a low-side driver connected to the LO terminal is connected. The control IC 20 includes an oscillator frequency controller 27 to which an inverting input terminal of the CS pulse stop comparator 23 and the FB pulse stop comparator 24 and an output control circuit 26 are connected.
［スイッチング電源装置の動作］
次に、スイッチング電源装置の動作について説明する。スイッチング電源装置１０は、電源端子Ｖｉｎから入力された直流電圧からスイッチングにより高周波電流を生成して、トランスＴ１に供給する。トランスＴ１により電源２次側に伝達された高周波電流は、電源２次側のダイオードＤ３及びＤ４と、コンデンサＣ８により整流・平滑され、電源２次側の出力端子Ｖｏｕｔ１から出力される。
[Operation of switching power supply unit]
Next, the operation of the switching power supply device will be described. The switching power supply device 10 generates a high-frequency current by switching from a DC voltage input from the power supply terminal Vin, and supplies the high-frequency current to the transformer T1. The high-frequency current transmitted to the power source secondary side by the transformer T1 is rectified and smoothed by the diodes D3 and D4 on the power source secondary side and the capacitor C8, and is output from the output terminal Vout1 on the power source secondary side.
スイッチング電源装置１０の動作は、スタートアップモード、一定の負荷に電力を供給するときの通常動作モード、及び軽負荷時に消費電力を抑えるためのスタンバイモードとに分けて制御される。 The operation of the switching power supply apparatus 10 is controlled by being divided into a start-up mode, a normal operation mode when power is supplied to a certain load, and a standby mode for suppressing power consumption at a light load.
（１．スタートアップモード）
図４は、スイッチング電源装置１０のスタートアップモードにおける出力電圧及び制御ＩＣ２０の各端子における電圧の波形を示す図である。スイッチング電源装置１０の起動時は、電源としての入力のＤＣ入力電圧が投入されると、制御ＩＣ２０の内部の起動回路に接続されたＣＣ端子を介してコンデンサＣ３に充電電流が蓄積され、制御ＩＣ２０の電源電圧でもあるＣＣ端子の電圧ＶＣＣが上昇する。この電圧ＶＣＣが制御ＩＣ２０の基準電圧ＶＣＣＯＮに達すると、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２によるスイッチング動作が開始される。
(1. Startup mode)
FIG. 4 is a diagram illustrating the waveform of the output voltage in the startup mode of the switching power supply device 10 and the voltage at each terminal of the control IC 20. When the switching power supply 10 is activated, when a DC input voltage as an input is input, a charging current is accumulated in the capacitor C3 via a CC terminal connected to the activation circuit inside the control IC 20, and the control IC 20 The voltage VCC at the CC terminal, which is also the power supply voltage of the current rises. When the voltage VCC reaches the reference voltage VCCON of the control IC 20, the switching operation by the switching elements Q1 and Q2 is started.
スイッチング開始時において、フィードバック端子であるＦＢ端子の電圧ＶＦＢは、出力電圧がまだ０Ｖなので一気に上昇する。電圧ＶＦＢが一気に上昇した場合、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２によるスイッチング動作がすぐに開始され、スイッチング周波数は一気に低下するため、トランスに流れる電流が急激に増大する（後述のように、電流共振においては、スイッチング周波数が低いほど伝達比率（出力電圧／入力電圧）が高くなり、より多くのエネルギーが２次側に送られるようになる。）。このような場合、トランスなどの音鳴りにつながることがある。そこで、起動時はＣＳ端子−ＧＮＤ間のコンデンサＣ４を図示しない定電流源により徐々に充電することにより、ＣＳ端子の電圧を徐々に上昇させていくソフトスタート起動を可能にしている。ソフトスタート起動においては、ＣＳ端子の電圧ＶＣＳがＣＳパルス停止基準電圧ＶＣＳＯＮ以上になるとスイッチング素子Ｑ１及びＱ２によるスイッチング動作が開始されるが、電圧ＶＣＳの緩やかな上昇に応じて、スイッチング周波数も徐々に低下していく。なお、ソフトスタートの期間は、ＣＳ端子−ＧＮＤ間のコンデンサによって調整することができる。 At the start of switching, the voltage VFB at the feedback terminal FB rises at a stroke because the output voltage is still 0V. When the voltage VFB rises at once, the switching operation by the switching elements Q1 and Q2 starts immediately, and the switching frequency decreases at a stretch, so that the current flowing through the transformer increases rapidly (as will be described later, in current resonance, The lower the switching frequency, the higher the transmission ratio (output voltage / input voltage), and more energy is sent to the secondary side. In such a case, it may lead to the sound of a transformer or the like. Therefore, at the time of activation, the capacitor C4 between the CS terminal and GND is gradually charged by a constant current source (not shown), thereby enabling soft start activation in which the voltage at the CS terminal is gradually increased. In the soft start activation, when the voltage VCS at the CS terminal becomes equal to or higher than the CS pulse stop reference voltage VCSON, the switching operation by the switching elements Q1 and Q2 is started, but as the voltage VCS gradually increases, the switching frequency gradually increases. It goes down. Note that the soft start period can be adjusted by a capacitor between the CS terminal and GND.
出力が規定の電圧まで上昇すると、出力電圧検出部３０からのフィードバック信号（後述）により、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢは低下し、後述の通常動作モードに入ると出力電圧を安定化するよう、出力電圧の変動に応じて電圧ＶＦＢが上下するようになる。また、出力の負荷が急激に軽くなった場合などの要因で、出力電圧が急に上昇すると、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢは急激に低下して、出力電圧の上昇を抑えようとするが、電圧ＶＦＢが低下してスイッチング周波数を最大周波数まで上昇させても、まだ上昇を抑えきれない場合は、電圧ＶＦＢがパルス停止基準電圧ＶＦＢＯＮ以下まで低下し、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２によるスイッチング動作を停止させて出力電圧の上昇を抑える。 When the output rises to a specified voltage, the feedback signal (described later) from the output voltage detection unit 30 decreases the voltage VFB at the FB terminal, and the output voltage is stabilized so that the output voltage is stabilized when the normal operation mode described later is entered. The voltage VFB rises and falls according to the fluctuation of. Also, when the output voltage suddenly increases due to factors such as when the output load suddenly becomes lighter, the voltage VFB at the FB terminal decreases sharply to try to suppress the increase in output voltage, but the voltage VFB If the switching frequency is increased to the maximum frequency and the increase is still not suppressed, the voltage VFB decreases to the pulse stop reference voltage VFBON or lower, and the switching operation by the switching elements Q1 and Q2 is stopped and output. Suppress voltage rise.
（２．通常動作モード）
通常動作モードでは、スイッチング電源装置１０の出力電圧に応じてスイッチング素子Ｑ１及びＱ２をスイッチング制御する。この場合、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２は交互にＯＮ状態になる。具体的には、制御ＩＣ２０が、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ状態にすると同時にスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦ状態にしたり、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦ状態にすると同時にスイッチング素子Ｑ２をＯＮ状態にしたりするように制御すると、１次巻線Ｐ１に高周波電流が供給され、磁束が発生する。１次巻線Ｐ１に発生した磁束は、補助巻線Ｐ２及び第１の２次巻線Ｓ１、Ｓ２、及び第２の２次巻線Ｓ３及びＳ４を貫く。従って、補助巻線Ｐ２、第１の２次巻線Ｓ１、Ｓ２、及び第２の２次巻線Ｓ３、Ｓ４には起電力が発生する。第１の２次巻線Ｓ１、Ｓ２に発生した起電力は、ダイオードＤ３、Ｄ４により整流されて、コンデンサＣ８により平滑化されて、出力端子Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２から出力される。また、第２の２次巻線Ｓ３、Ｓ４に発生した起電力は、ダイオードＤ５、Ｄ６により整流されて、コンデンサＣ９により平滑化されて、出力端子Ｖｏｕｔ３、Ｖｏｕｔ４から出力される。補助巻線Ｐ２に発生した起電力は、ダイオードＤ１により整流される。
(2. Normal operation mode)
In the normal operation mode, the switching elements Q1 and Q2 are subjected to switching control according to the output voltage of the switching power supply device 10. In this case, the switching element Q1 and the switching element Q2 are alternately turned on. Specifically, when the control IC 20 controls the switching element Q1 to be turned on simultaneously with the switching element Q2 being turned off, or the switching element Q1 is turned off simultaneously with the switching element Q2 being turned on, A high frequency current is supplied to the primary winding P1, and a magnetic flux is generated. The magnetic flux generated in the primary winding P1 passes through the auxiliary winding P2, the first secondary windings S1 and S2, and the second secondary windings S3 and S4. Therefore, an electromotive force is generated in the auxiliary winding P2, the first secondary windings S1 and S2, and the second secondary windings S3 and S4. The electromotive force generated in the first secondary windings S1 and S2 is rectified by the diodes D3 and D4, smoothed by the capacitor C8, and output from the output terminals Vout1 and Vout2. The electromotive force generated in the second secondary windings S3 and S4 is rectified by the diodes D5 and D6, smoothed by the capacitor C9, and output from the output terminals Vout3 and Vout4. The electromotive force generated in the auxiliary winding P2 is rectified by the diode D1.
ここで、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのＯＮ−ＯＦＦの切替は、制御ＩＣ２０の出力制御回路２６によって行う。出力制御回路２６は、ＯＮ−ＯＦＦの切替周波数（スイッチング周波数）を指示する信号を発振器周波数コントローラ２７から受信する。スイッチング周波数は、発振器周波数コントローラ２７において端子ＦＢの電圧ＶＦＢ及び端子ＣＳの電圧ＶＣＳの値のいずれか小さい方に応じて決定される。スイッチング周波数は電圧ＶＣＳ又はＶＦＢが０の時に最大で、電圧ＶＣＳ又はＶＦＢのうちの低い方の電圧の上昇に伴い下降して、最後は一定の周波数（最低周波数）に収束する。電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、伝達比率（出力電圧／入力電圧）はスイッチング周波数によって決まり、スイッチング周波数が高いほど伝達比率は低くなる。 Here, the ON / OFF switching between the switching element Q1 and the switching element Q2 is performed by the output control circuit 26 of the control IC 20. The output control circuit 26 receives a signal indicating an ON-OFF switching frequency (switching frequency) from the oscillator frequency controller 27. The switching frequency is determined by the oscillator frequency controller 27 according to the smaller one of the voltage VFB at the terminal FB and the voltage VCS at the terminal CS. The switching frequency is maximum when the voltage VCS or VFB is 0, decreases as the lower voltage of the voltage VCS or VFB increases, and finally converges to a constant frequency (lowest frequency). In the current resonance type DC-DC converter, the transmission ratio (output voltage / input voltage) is determined by the switching frequency, and the higher the switching frequency, the lower the transmission ratio.
ここで、通常動作モードにおけるＣＳ端子の電圧ＶＣＳについて説明する。ＳＴＢ端子にはスタンバイ信号が入力されるが、通常動作モードにおいては、ＳＴＢ端子に接続されたＮＰＮトランジスタＮ１をＯＮにして、ＳＴＢ端子をＧＮＤ電位にする。そのため、ＳＴＢ端子はＳＴＢスタンバイ検出コンパレータ２２の基準電圧ＶＳＴＢＯＮより低くなり、ＳＴＢスタンバイ検出コンパレータ２２の出力はＬｏｗとなる。そうすると、スイッチＳＷ１はＩ１を選択してＦＢ端子に接続させる状態となり、ＳＷ２は切断状態となる。 Here, the voltage VCS at the CS terminal in the normal operation mode will be described. Although a standby signal is input to the STB terminal, in the normal operation mode, the NPN transistor N1 connected to the STB terminal is turned on to set the STB terminal to the GND potential. Therefore, the STB terminal becomes lower than the reference voltage VSTBON of the STB standby detection comparator 22, and the output of the STB standby detection comparator 22 becomes Low. Then, the switch SW1 is in a state of selecting I1 and connecting it to the FB terminal, and SW2 is in a disconnected state.
基準電圧ＶＳＴＢＯＮは、ＳＴＢ端子−ＧＮＤ間の抵抗Ｒ２に制御ＩＣ２０の電流源Ｉ３から出力される定電流が流れたことにより発生する電圧以下の電圧に設定する。ＳＴＢ端子がＧＮＤ電位の場合は、ＳＴＢスタンバイ検出コンパレータの出力はＬｏｗとなり、スイッチＳＷ１はＩ１を選択してＦＢ端子に接続させる状態となり、ＳＷ２は切断状態となる。そうすると、ＣＳ端子は、ソフトスタート起動に使われる前述の図示しない定電流源により満充電状態となっているコンデンサ４の電位である内部電源電圧５Ｖに固定される。 また、ＦＢ端子については、外付けＮＰＮトランジスタＮ２をＯＦＦとすることにより、ＦＢ端子−ＧＮＤ間にコンデンサＣ６が接続されていない状態となる。端子ＦＢの電圧ＶＦＢについては、スイッチング電源装置１０の出力電圧に依存する。具体的には、以下の通りである。 The reference voltage VSTBON is set to a voltage equal to or lower than the voltage generated when a constant current output from the current source I3 of the control IC 20 flows through the resistor R2 between the STB terminal and GND. When the STB terminal is at the GND potential, the output of the STB standby detection comparator is Low, the switch SW1 selects I1 to be connected to the FB terminal, and SW2 is disconnected. Then, the CS terminal is fixed to the internal power supply voltage 5V that is the potential of the capacitor 4 that is fully charged by the constant current source (not shown) used for soft start activation. As for the FB terminal, by turning off the external NPN transistor N2, the capacitor C6 is not connected between the FB terminal and GND. The voltage VFB at the terminal FB depends on the output voltage of the switching power supply device 10. Specifically, it is as follows.
スイッチング電源装置１０の出力電圧は、出力端子Ｖｏｕｔ１に接続された出力電圧検出部３０によって検出される。出力電圧検出部３０は、検出したスイッチング電源装置１０の出力電圧が高くなるに従って、フォトカプラＰＣを流れる電流を増加させて、フォトカプラＰＣのＬＥＤから出射される光の光量を増加させる。 The output voltage of the switching power supply device 10 is detected by the output voltage detector 30 connected to the output terminal Vout1. The output voltage detection unit 30 increases the amount of light emitted from the LEDs of the photocoupler PC by increasing the current flowing through the photocoupler PC as the detected output voltage of the switching power supply 10 increases.
すなわち、出力電圧検出部３０のシャントレギュレータＳＲ１は、内蔵された基準電圧と、出力端子Ｖｏｕｔ１からの出力電圧を抵抗Ｒ４及びＲ６により分圧した電圧との誤差を増幅し、フォトカプラＰＣに流す電流を調整する。抵抗Ｒ３はフォトカプラＰＣの電流制限抵抗であり、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ１０は帰還定数を設定する。 That is, the shunt regulator SR1 of the output voltage detection unit 30 amplifies an error between the built-in reference voltage and the voltage obtained by dividing the output voltage from the output terminal Vout1 by the resistors R4 and R6, and flows the current through the photocoupler PC. Adjust. The resistor R3 is a current limiting resistor of the photocoupler PC, and the resistor R5 and the capacitor C10 set a feedback constant.
すなわち、出力端子Ｖｏｕｔ１からの出力電圧が、シャントレギュレータＳＲ１の基準電圧と抵抗Ｒ４とＲ６との分圧比で決まる所定の電圧より低下した場合は、フォトカプラＰＣに流す電流が減少し、フォトカプラＰＣのＬＥＤから出射する光量が減少する。また、出力端子Ｖｏｕｔ１からの出力電圧が、シャントレギュレータＳＲ１の基準電圧と抵抗Ｒ４とＲ６との分圧比で決まる所定の電圧より上昇した場合は、フォトカプラＰＣに流れる電流が増加し、フォトカプラＰＣのＬＥＤから出射する光量が増加する。 That is, when the output voltage from the output terminal Vout1 falls below a predetermined voltage determined by the voltage dividing ratio between the reference voltage of the shunt regulator SR1 and the resistors R4 and R6, the current flowing through the photocoupler PC decreases, and the photocoupler PC The amount of light emitted from the LED decreases. Further, when the output voltage from the output terminal Vout1 rises above a predetermined voltage determined by the voltage division ratio between the reference voltage of the shunt regulator SR1 and the resistors R4 and R6, the current flowing through the photocoupler PC increases, and the photocoupler PC The amount of light emitted from the LED increases.
フォトカプラＰＣのＬＥＤから出射された光は、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタにより受光される。フォトカプラＰＣのフォトトランジスタが受光した光量が増加するに従って、制御ＩＣ２０の端子ＦＢから引き抜かれる電流量が増加し、制御ＩＣ２０内部の引き抜き電流による電圧ドロップが大きくなるため、電圧ＶＦＢが減少する。一方で、受光した光量が減少した場合、制御ＩＣ２０のＦＢ端子から引き抜かれる電流量が減少し、制御ＩＣ２０内部の引き抜き電流による電圧ドロップが小さくなるため、電圧ＶＦＢが上昇する。すなわち、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢは、スイッチング電源装置１０の出力電圧が高くなるに従って、減少する。また、スイッチング電源装置１０の出力電圧が減少するに従って、増加する。 Light emitted from the LED of the photocoupler PC is received by the phototransistor of the photocoupler PC. As the amount of light received by the phototransistor of the photocoupler PC increases, the amount of current drawn from the terminal FB of the control IC 20 increases, and the voltage drop due to the drawing current inside the control IC 20 increases, so the voltage VFB decreases. On the other hand, when the amount of received light decreases, the amount of current drawn from the FB terminal of the control IC 20 decreases, and the voltage drop due to the drawing current inside the control IC 20 decreases, so the voltage VFB increases. That is, the voltage VFB at the FB terminal decreases as the output voltage of the switching power supply device 10 increases. Moreover, it increases as the output voltage of the switching power supply 10 decreases.
制御ＩＣ２０の発振器周波数コントローラ２７は、前述の通り、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢとＣＳ端子の電圧ＶＣＳのうち、どちらか小さいほうの電圧値により発振器周波数を決定する構成となっている。しかしながら通常動作モードでは、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢが、内部電源電圧５Ｖに固定されている端子ＣＳの電圧ＶＣＳより高くなることはないので、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢのみにより発振器周波数が決定される。制御ＩＣ２０は、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２を、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢに応じてスイッチング制御することで、出力電圧を所望の値に制御することができる。 As described above, the oscillator frequency controller 27 of the control IC 20 is configured to determine the oscillator frequency based on the smaller one of the voltage VFB at the FB terminal and the voltage VCS at the CS terminal. However, in the normal operation mode, the voltage VFB at the FB terminal never becomes higher than the voltage VCS at the terminal CS fixed to the internal power supply voltage 5V, and therefore the oscillator frequency is determined only by the voltage VFB at the FB terminal. The control IC 20 can control the output voltage to a desired value by switching the switching elements Q1 and Q2 according to the voltage VFB of the FB terminal.
すなわち、出力電圧が所望の値よりが高くなるとＦＢ端子の電圧ＶＦＢが低下し、電圧ＶＦＢの低下によりスイッチング周波数が高くなる。スイッチング周波数が高くなると、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が下がるように機能する。また、出力電圧が所望の値より低くなるとＦＢ端子の電圧ＶＦＢが上昇し、電圧ＶＦＢの上昇によりスイッチング周波数が低くなる。スイッチング周波数が低くなると、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータは出力電圧が上がるように機能して、出力電圧を所望の値に制御する。つまり、出力電圧検出部通常モード時では、電源の出力電圧をＦＢ端子にフィードバックし、ＦＢ端子電圧に応じて、出力のスイッチングの周波数をコントロールすることで出力電圧を規定値に安定化する。 That is, when the output voltage becomes higher than a desired value, the voltage VFB at the FB terminal decreases, and the switching frequency increases due to the decrease in the voltage VFB. When the switching frequency is increased, the output voltage of the current resonance type DC-DC converter functions to decrease. When the output voltage becomes lower than a desired value, the voltage VFB at the FB terminal increases, and the switching frequency decreases due to the increase in the voltage VFB. When the switching frequency is lowered, the current resonance type DC-DC converter functions to increase the output voltage, and controls the output voltage to a desired value. That is, in the normal mode of the output voltage detection unit, the output voltage of the power supply is fed back to the FB terminal, and the output voltage is stabilized to a specified value by controlling the switching frequency of the output according to the FB terminal voltage.
また、ＦＢ端子、ＣＳ端子にはそれぞれパルス停止コンパレータが取り付けられている。ＦＢ端子はＦＢパルス停止コンパレータ２４の反転入力端子に接続され、ＦＢパルス停止コンパレータ２４の非反転入力端子には基準電圧ＶＦＢＯＮが接続され、電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＦＢＯＮを下回るとＨｉｇｈの信号が出力される。ＣＳ端子はＣＳパルス停止コンパレータ２３の反転入力端子に接続され、ＣＳパルス停止コンパレータ２３の非反転入力端子には基準電圧ＶＣＳＯＮが接続され、電圧ＶＣＳが基準電圧ＶＣＳＯＮを下回るとＨｉｇｈの信号が出力される。いずれかのパルス停止コンパレータからＨｉｇｈの信号が出力されると，スイッチング電源装置１０のスイッチングが停止される。従って、負荷が極端に軽くなった場合、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢを低下させて周波数が高くなっても、まだ供給エネルギーが多い場合は、さらにＦＢ端子の電圧ＶＦＢが低下してＦＢパルス停止コンパレータ２４の働きによりスイッチングを断続的に停止させながら出力を安定化する機能となっている。 A pulse stop comparator is attached to each of the FB terminal and CS terminal. The FB terminal is connected to the inverting input terminal of the FB pulse stop comparator 24, the reference voltage VFBON is connected to the non-inverting input terminal of the FB pulse stop comparator 24, and a high signal is output when the voltage VFB falls below the reference voltage VFBON. The The CS terminal is connected to the inverting input terminal of the CS pulse stop comparator 23, the reference voltage VCSON is connected to the non-inverting input terminal of the CS pulse stop comparator 23, and a High signal is output when the voltage VCS falls below the reference voltage VCSON. The When a high signal is output from any of the pulse stop comparators, switching of the switching power supply device 10 is stopped. Therefore, when the load becomes extremely light, even if the voltage VFB at the FB terminal is lowered and the frequency is increased, but the supply energy is still large, the voltage VFB at the FB terminal is further lowered and the FB pulse stop comparator 24 This function stabilizes the output while intermittently stopping the switching.
（３．スタンバイモード）
次に、スイッチング電源装置１０のスタンバイモードの動作について説明する。スタンバイモードにおいて、スイッチング電源装置１０はバースト動作を行うように制御する。スタンバイモードにおけるバースト動作により、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが交互にＯＮ状態となるスイッチング期間と、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２双方がＯＦＦになり、スイッチングが一時停止するスイッチング休止期間とが交互に繰り返される。ここで、図５は、スイッチング電源装置１０のスタンバイモードにおける制御ＩＣ２０の出力電圧及び各端子における電圧の波形を示す図である。
(3. Standby mode)
Next, the operation in the standby mode of the switching power supply device 10 will be described. In the standby mode, the switching power supply device 10 controls to perform a burst operation. By the burst operation in the standby mode, the switching period in which the switching element Q1 and the switching element Q2 are alternately turned ON and the switching pause period in which the switching element Q1 and the switching element Q2 are both turned OFF and the switching is temporarily stopped are alternately switched. Repeated. Here, FIG. 5 is a diagram showing the output voltage of the control IC 20 in the standby mode of the switching power supply device 10 and the waveform of the voltage at each terminal.
スタンバイモードに移行すると、ＳＴＢ端子の外付けＮＰＮトランジスタＮ１をＯＦＦにすることにより、ＳＴＢ端子−ＧＮＤ間の外付け抵抗Ｒ２に制御ＩＣ２０から出力される定電流が流れる。そうすると、ＳＴＢスタンバイ検出コンパレータ２２の出力は、抵抗Ｒ２に流れる電流を感知して、Ｈｉｇｈとなる。ＳＴＢスタンバイ検出コンパレータ２２のＨｉｇｈの出力により、スイッチＳＷ１は電流源Ｉ２を選択してＦＢ端子に接続させる状態に切り替わる。またスイッチＳＷ２は導通状態となり、ＣＳ端子の電圧はバッファＢ２１の出力となる。 When shifting to the standby mode, by turning off the external NPN transistor N1 of the STB terminal, a constant current output from the control IC 20 flows through the external resistor R2 between the STB terminal and GND. Then, the output of the STB standby detection comparator 22 senses the current flowing through the resistor R2 and becomes High. With the High output of the STB standby detection comparator 22, the switch SW1 switches to a state in which the current source I2 is selected and connected to the FB terminal. Further, the switch SW2 becomes conductive, and the voltage at the CS terminal becomes the output of the buffer B21.
また、ＦＢ端子の外付けＮＰＮトランジスタＮ２をＯＮとすることにより、ＦＢ端子−ＧＮＤ間にコンデンサＣ６が接続された状態となる。コンデンサＣ６は１μＦ〜数μＦ程度の容量を有しており、１０００ｐＦ〜０．１μＦ程度の容量を有するコンデンサＣ７からの電荷が分配されるため、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢはほとんど０になる。なお、コンデンサＣ７の容量は、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタのドライブ能力との関係で大きさが決定されるため、コンデンサＣ６の容量はコンデンサＣ７の容量に対して約１０3倍のオーダであれば、１μＦ〜数μＦに限られない。 Further, by turning on the external NPN transistor N2 of the FB terminal, the capacitor C6 is connected between the FB terminal and GND. The capacitor C6 has a capacity of about 1 μF to several μF, and the electric charge from the capacitor C7 having a capacity of about 1000 pF to 0.1 μF is distributed, so the voltage VFB at the FB terminal is almost zero. The capacity of the capacitor C7 is determined in relation to the drive capability of the phototransistor of the photocoupler PC. Therefore, if the capacity of the capacitor C6 is about 10 3 times the capacity of the capacitor C7, It is not limited to 1 μF to several μF.
スタンバイモードにおいても、ＦＢ端子は、通常動作モードと同様に、出力電圧検出部３０からのフィードバック信号により制御される。このとき、出力端子に接続された負荷が軽負荷になり出力電圧が上昇し、ＦＢ端子電圧が通常動作モードのときの電圧から低下してＦＢパルス停止用の基準電圧ＶＦＢＯＮ付近の動作になると、大容量のコンデンサＣ６により、出力リップル電圧に対してＦＢ端子の電圧ＶＦＢが高速に対応できず、オーバーシュート、アンダーシューとして大きく揺れた波形になる（三角形に似た波形になる）。 Also in the standby mode, the FB terminal is controlled by a feedback signal from the output voltage detection unit 30 as in the normal operation mode. At this time, when the load connected to the output terminal becomes a light load and the output voltage rises, and the FB terminal voltage decreases from the voltage in the normal operation mode and becomes an operation near the reference voltage VFBON for stopping the FB pulse, Due to the large-capacitance capacitor C6, the voltage VFB at the FB terminal cannot cope with the output ripple voltage at a high speed, resulting in a waveform that greatly fluctuates as overshoot and undershoot (a waveform similar to a triangle).
また、通常動作時は少しでも低消費電力化するために、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢの出力電流は数１０μＡ〜数１００μＡと小さい。しかし、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢを大きく揺らすために追加したコンデンサＣ６はコンデンサＣ７よりも容量が大きいために、ＦＢ端子から流れ出る電流が小さいと逆にＦＢ端子の電圧ＶＦＢが揺れがたくなる。そこで、スタンバイモードにおいては、ＦＢ端子に接続される電流源を数１００μＡのＩ１から１〜数ｍＡのＩ２に切り替えて、大きな外付けコンデンサでも電圧ＶＦＢを揺らすだけの電流（１〜数ｍＡ）をＦＢ端子に引加する。本実施形態の構成により、出力に接続されている負荷によって、出力電圧が低下して、ある一定の電圧以下になると、フォトカプラＰＣによる放電電流より、コンデンサＣ６による充電電流が大きくなる。そうするとＦＢ端子の電圧ＶＦＢが低い電圧（本実施形態においては約０Ｖ）から高い電圧に変動し始め、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチング周波数は高い周波数から低い周波数に変化する。その後、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢが上昇して低い周波数の領域の出力にエネルギー供給ができる状態になると、低下傾向にあった出力は上昇し、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢが低下する。 Further, in order to reduce the power consumption as much as possible during normal operation, the output current of the voltage VFB at the FB terminal is as small as several tens μA to several hundreds μA. However, since the capacitor C6 added to greatly fluctuate the voltage VFB at the FB terminal has a larger capacity than the capacitor C7, the voltage VFB at the FB terminal hardly fluctuates if the current flowing out from the FB terminal is small. Therefore, in the standby mode, the current source connected to the FB terminal is switched from I1 of several hundred μA to I2 of 1 to several mA, and a current (1 to several mA) sufficient to fluctuate the voltage VFB even with a large external capacitor. Apply to the FB terminal. With the configuration of the present embodiment, when the output voltage decreases due to a load connected to the output and falls below a certain voltage, the charging current due to the capacitor C6 becomes larger than the discharging current due to the photocoupler PC. Then, the voltage VFB at the FB terminal starts to change from a low voltage (about 0 V in this embodiment) to a high voltage, and the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 changes from a high frequency to a low frequency. After that, when the voltage VFB at the FB terminal rises and energy can be supplied to the output in the low frequency region, the output that tends to decrease rises and the voltage VFB at the FB terminal decreases.
上記構成においては、出力の安定化を図りながらバースト動作が可能となるため、軽負荷時に通常モードの連続スイッチング動作した状態よりも待機電力を低くし、効率を高くできる。しかし、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢが大まかな三角形状となっており、スイッチング周波数が出力へのエネルギー供給に寄与できない高い周波数から、エネルギー供給に寄与できる低い周波数へと変化するまでの間は、スイッチングにロスが生じる無効スイッチング期間となり、効率を低下させている。したがって、本実施形態においてはさらに無効スイッチング期間を排除する機構を設けている。 In the above configuration, since the burst operation is possible while stabilizing the output, the standby power can be lowered and the efficiency can be increased as compared with the state in which the normal mode continuous switching operation is performed at a light load. However, the voltage VFB at the FB terminal has a rough triangular shape, and switching is performed until the switching frequency changes from a high frequency that cannot contribute to energy supply to the output to a low frequency that can contribute to energy supply. It becomes an invalid switching period in which a loss occurs, reducing efficiency. Therefore, in this embodiment, a mechanism for eliminating the invalid switching period is further provided.
図６は、無効スイッチング期間の説明をするための図であり、図６（ａ）は無効スイッチング期間の説明図を示し、図６（ｂ）は無効スイッチング期間を排除した場合の説明図を示している。すなわち、スイッチング周波数はＦＢ端子の電圧ＶＦＢによって決まり、電圧ＶＦＢが低いほどスイッチング周波数が高くなる。電流共振においては、スイッチング周波数が高いと伝達比率（出力電圧／入力電圧）は低く、この伝達比率で得られる出力電圧が現状の出力電圧より低いと１次側から２次側へのエネルギー供給が行われず、このときのスイッチングは無効なスイッチングとなる。ＦＢ端子の電圧ＶＦＢの揺れ幅を大きくし、バースト周波数動作を低くするために、ＦＢ端子−ＧＮＤ間のコンデンサＣ６をコンデンサＣ７に対して大きくすればするほど、ＦＢ端子電圧の上昇、下降波形もゆっくりとなる。そうすると、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢの上昇及び下降中に発生する無効スイッチング期間が長くなるため、このままではあまりコンデンサを大きくすることはできない（図６（ａ））。 6A and 6B are diagrams for explaining the invalid switching period. FIG. 6A shows an explanatory diagram of the invalid switching period, and FIG. 6B shows an explanatory diagram when the invalid switching period is excluded. ing. That is, the switching frequency is determined by the voltage VFB at the FB terminal, and the switching frequency increases as the voltage VFB decreases. In current resonance, when the switching frequency is high, the transmission ratio (output voltage / input voltage) is low. When the output voltage obtained by this transmission ratio is lower than the current output voltage, energy supply from the primary side to the secondary side is not achieved. The switching at this time becomes invalid switching. As the capacitor C6 between the FB terminal and GND is made larger than the capacitor C7 in order to increase the fluctuation width of the voltage VFB at the FB terminal and to reduce the burst frequency operation, the waveform of the rise and fall of the FB terminal voltage also increases. Slow down. As a result, the invalid switching period that occurs during the rise and fall of the voltage VFB at the FB terminal becomes longer, so that the capacitor cannot be made too large as it is (FIG. 6A).
そこで、本実施形態においては、コンデンサＣ６の容量値を大きなものにできるように、さらに、出力へのエネルギー供給ができる周波数タイミングになる、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢの三角形の波形の頂点付近を検出して、その頂点付近でのみスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングをさせる機構を設けている。スタンバイモードにおいては、負荷は軽いので、三角形の波形の頂点付近でのみスイッチングを行っても、出力電圧は上昇する。この機構は、別に用意されているＣＳ端子のＣＳパルス停止コンパレータ２３の動きを利用して、ＣＳ端子の電圧ＶＣＳをプルアップして、三角形の波形の頂点付近でのみスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングをさせている（図６（ｂ））。ＣＳ端子の電圧ＶＣＳは外付けコンデンサの充電によるソフトスタート動作にも使用されているため、それなりの容量を持つコンデンサＣ４が接続されている。そこでＦＢ端子の電圧ＶＦＢが三角形の波形の頂点付近になったときに高速にＣＳ端子の電圧ＶＣＳをプルアップする必要があるため、バッファ回路Ｂ１によりＣＳ端子の電圧ＶＣＳをプルアップする。 Therefore, in the present embodiment, in order to increase the capacitance value of the capacitor C6, the vicinity of the apex of the triangular waveform of the voltage VFB at the FB terminal that is at a frequency timing at which energy can be supplied to the output is detected. Thus, a mechanism for switching the switching elements Q1 and Q2 only near the apex is provided. In the standby mode, since the load is light, the output voltage rises even if switching is performed only near the apex of the triangular waveform. This mechanism uses the movement of the CS pulse stop comparator 23 of the CS terminal, which is prepared separately, to pull up the voltage VCS at the CS terminal and switch the switching elements Q1 and Q2 only near the apex of the triangular waveform. (FIG. 6B). Since the voltage VCS at the CS terminal is also used for a soft start operation by charging an external capacitor, a capacitor C4 having an appropriate capacity is connected. Therefore, since the voltage VCS at the CS terminal needs to be pulled up at a high speed when the voltage VFB at the FB terminal is near the apex of the triangular waveform, the voltage VCS at the CS terminal is pulled up by the buffer circuit B1.
ここで、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングをさせる機構（スタンバイスイッチング機構）について説明する。図７は、スタンバイスイッチング機構を示す回路構成図である。スタンバイスイッチング機構においては、ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１を使用するが、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢがどの程度の電圧になったときに、ＣＳ端子の電圧ＶＣＳを引き上げるかを調整するために、ＳＴＢ端子からは定電流を出力し、ＳＴＢ端子−ＧＮＤ間の外付け抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３とで調整した電圧を基準電圧として、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢをコンパレータにより比較することにより調整可能としている。 Here, a mechanism (standby switching mechanism) for switching the switching elements Q1 and Q2 will be described. FIG. 7 is a circuit configuration diagram showing the standby switching mechanism. In the standby switching mechanism, the FB / STB comparator 21 is used. In order to adjust how much the voltage VFB at the FB terminal is increased, the voltage from the STB terminal is adjusted from the STB terminal. A constant current is output, and the voltage adjusted by the external resistor R2 between the STB terminal and GND and the resistors R21 to R23 is used as a reference voltage, and the voltage VFB at the FB terminal can be adjusted by a comparator.
ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１は、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢとＳＴＢ端子の電圧ＶＳＴＢの分圧電圧とを比較している。ＳＴＢ端子―ＧＮＤ間の抵抗Ｒ２に電流現Ｉ３から定電流を流すことにより、ＳＴＢ端子の電圧ＶＳＴＢを作る。このＳＴＢ端子の電圧ＶＳＴＢをある比率の抵抗で分圧して、その電圧をＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１に入力することで、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢの基準電圧としている。なお、
抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３の抵抗値＞＞抵抗Ｒ２の抵抗値
として、後述のスイッチ素子Ｑ２１の動作による分圧比の変更にかかわらず、ＳＴＢ端子の電圧ＶＳＴＢがほぼ一定となるようにしている。
The FB / STB comparator 21 compares the voltage VFB at the FB terminal with the divided voltage of the voltage VSTB at the STB terminal. A voltage VSTB of the STB terminal is generated by passing a constant current from the current current I3 to the resistor R2 between the STB terminal and the GND. The STB terminal voltage VSTB is divided by a certain ratio of resistance, and the voltage is input to the FB / STB comparator 21 to be used as a reference voltage for the FB terminal voltage VFB. In addition,
The resistance value of the resistors R21 to R23 >> the resistance value of the resistor R2 is such that the voltage VSTB at the STB terminal is substantially constant regardless of the change of the voltage dividing ratio due to the operation of the switch element Q21 described later.
通常の分圧抵抗だけなら、抵抗Ｒ２１及びＲ２２の２つだけでよいが、本実施形態においては、基準電圧にヒステリシスをもたせたいので、ＭＯＳＦＥＴにより構成されるスイッチ素子Ｑ２１をさらに追加して、基準電圧を作っている。ここで、図８は、ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１のヒステリシス機能についての説明図である。ＦＢ端子の電圧ＶＦＢは、ＦＢ端子−ＧＮＤ間のコンデンサＣ６を大きくした場合、図８（ａ）のように波形の頂点付近がフラットになる。この場合、ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１にヒステリシス機能がないと、ＣＳ端子の電圧ＶＣＳがばたつき、余計なスイッチングパルスの発生、スイッチング周波数の変化等が発生して損失が増加する可能性がある。従って、ＳＴＢ端子の電圧ＶＳＴＢの分圧抵抗値を切り替える回路を設けて、ヒステリシス機能を実現する（図８（ｂ））。 If only a normal voltage dividing resistor is required, only two resistors R21 and R22 are required. However, in this embodiment, since it is desired to provide a hysteresis to the reference voltage, a switching element Q21 constituted by a MOSFET is further added to provide a reference. Making voltage. Here, FIG. 8 is an explanatory diagram of the hysteresis function of the FB / STB comparator 21. When the capacitor C6 between the FB terminal and GND is increased, the voltage VFB at the FB terminal becomes flat near the top of the waveform as shown in FIG. In this case, if the FB / STB comparator 21 does not have a hysteresis function, the voltage VCS at the CS terminal may fluctuate, generating an extra switching pulse, changing the switching frequency, etc., and increasing the loss. Therefore, a hysteresis switching function is realized by providing a circuit for switching the voltage dividing resistance value of the voltage VSTB at the STB terminal (FIG. 8B).
ＳＴＢ端子の電圧ＶＳＴＢは、定電流とＳＴＢ端子−ＧＮＤ端子間の抵抗値で決まる。定電流の電流値は、消費電流やある程度耐ノイズ性が必要なことから適度な値に決まり、外付け抵抗Ｒ２は、ＳＴＢスタンバイ検出コンパレータ２２の基準電圧ＶＳＴＢＯＮとの関係などで、大体適当な抵抗範囲が決まる。一方、スタンバイ時の動作を適当なものにするためのＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１の基準電圧範囲もあるが、この電圧範囲がこのままＳＴＢ端子の電圧ＶＳＴＢと合致するとは限らないので、外付け抵抗Ｒ２と定電流の電流源Ｉ３により作られたＳＴＢ端子の電圧ＶＳＴＢから、適当なＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１の基準電圧を作るために、抵抗分圧比率やヒステリシス比率を調整できるように、制御ＩＣ２０内部に３つの抵抗を内蔵している。 The voltage VSTB at the STB terminal is determined by a constant current and a resistance value between the STB terminal and the GND terminal. The current value of the constant current is determined to be an appropriate value because current consumption and noise resistance to some extent are required, and the external resistor R2 is generally an appropriate resistance depending on the relationship with the reference voltage VSTBON of the STB standby detection comparator 22. The range is determined. On the other hand, there is also a reference voltage range of the FB / STB comparator 21 for making the operation at standby suitable. However, since this voltage range does not always match the voltage VSTB of the STB terminal, the external resistor R2 and In order to adjust the resistance voltage dividing ratio and the hysteresis ratio in order to create an appropriate reference voltage of the FB / STB comparator 21 from the voltage VSTB of the STB terminal generated by the constant current source I3, the control IC 20 has 3 Two resistors are built in.
本機構は、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢが、抵抗Ｒ２１とＲ２２及びＲ２３との分圧比で決まる基準電圧を超えると、ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１の出力はＨｉｇｈとなり、バッファＢ２１に出力される。バッファＢ２１からの信号はＣＳパルス停止コンパレータ２３の反転入力端子に入力されるが、バッファＢ２１からの信号電圧は基準電圧ＶＣＳＯＮより十分高いため、ＣＳパルス停止コンパレータ２３の出力はＬｏｗとなる。このとき、ＦＢパルス停止コンパレータ２４からの出力もＬｏｗであるため、ＯＲ回路２５からの出力停止信号もＬｏｗとなり、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングが開始される。 In this mechanism, when the voltage VFB at the FB terminal exceeds the reference voltage determined by the voltage dividing ratio of the resistors R21, R22, and R23, the output of the FB / STB comparator 21 becomes High and is output to the buffer B21. The signal from the buffer B21 is input to the inverting input terminal of the CS pulse stop comparator 23. Since the signal voltage from the buffer B21 is sufficiently higher than the reference voltage VCSON, the output of the CS pulse stop comparator 23 becomes Low. At this time, since the output from the FB pulse stop comparator 24 is also Low, the output stop signal from the OR circuit 25 is also Low, and switching of the switching elements Q1 and Q2 is started.
一方で、バッファＢ２１からの信号は、スイッチ素子Ｑ２１のゲートに入力され、スイッチ素子Ｑ２１がＯＮして抵抗Ｒ２２の一端が接地される。そうすると、ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１の基準電圧は抵抗Ｒ２１とＲ２２との分圧比で決まる電圧（＜スイッチ素子Ｑ２１がＯＮする前の電圧）となる。ここで、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢが下降し、抵抗Ｒ２１とＲ２２との分圧比で決まる基準電圧を下回ると、ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１の出力はＬｏｗとなり、バッファＢ２１に出力される。バッファＢ２１からの信号はＣＳパルス停止コンパレータ２３の反転入力端子に入力され、ＣＳパルス停止コンパレータ２３の出力はＨｉｇｈとなる。そうすると、ＯＲ回路２５からの出力停止信号もＨｉｇｈとなり、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングが停止する。 On the other hand, the signal from the buffer B21 is input to the gate of the switch element Q21, the switch element Q21 is turned ON, and one end of the resistor R22 is grounded. Then, the reference voltage of the FB / STB comparator 21 becomes a voltage determined by the voltage dividing ratio between the resistors R21 and R22 (<voltage before the switch element Q21 is turned on). Here, when the voltage VFB at the FB terminal decreases and falls below the reference voltage determined by the voltage dividing ratio between the resistors R21 and R22, the output of the FB / STB comparator 21 becomes Low and is output to the buffer B21. The signal from the buffer B21 is input to the inverting input terminal of the CS pulse stop comparator 23, and the output of the CS pulse stop comparator 23 becomes High. Then, the output stop signal from the OR circuit 25 is also High, and switching of the switching elements Q1 and Q2 is stopped.
このようにして、ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１にヒステリシス特性を持たせている。 In this way, the FB / STB comparator 21 has hysteresis characteristics.
図１のスイッチング電源装置１００においては、制御ＩＣ２００のスタンバイモード時は、スイッチング周波数は、ＣＳ１端子の電圧ＶＣＳ１により制御し、出力電圧をフィードバックする制御はしていない。そのため、５Ｖの負荷を大きくすると、１６Ｖの出力電圧が極端に低下して５Ｖ以下になった場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の５Ｖ出力を保てなくなる。しかし、本実施形態においては、スタンバイモード中、出力電圧のフィードバック制御をしながらのバースト動作を行うため、スタンバイ時の出力電圧の低下、変動も限定的であり、スタンバイ時に必要とする５Ｖ出力などの出力電圧もトランスＴ１の巻線から作る事ができる。したがって、５Ｖの出力電圧を生成するためのＤＣ−ＤＣコンバータ４００も削減可能となる。 In the switching power supply device 100 of FIG. 1, when the control IC 200 is in the standby mode, the switching frequency is controlled by the voltage VCS1 at the CS1 terminal, and the output voltage is not fed back. Therefore, when the load of 5V is increased, when the output voltage of 16V is drastically decreased to 5V or less, the 5V output of the DC-DC converter 400 cannot be maintained. However, in this embodiment, since the burst operation is performed while performing feedback control of the output voltage during the standby mode, the decrease and fluctuation of the output voltage during the standby are limited, such as the 5V output required during the standby. The output voltage can also be made from the winding of the transformer T1. Therefore, the DC-DC converter 400 for generating an output voltage of 5V can also be reduced.
また、本実施形態においては、ＦＢ端子−ＧＮＤ間に比較的大きい容量のコンデンサＣ６を付けることにより、バースト動作波形を作り、出力電圧もＦＢ端子にフィードバックして制御している。従って、ある程度の負荷までバースト動作した後、さらに負荷が重くなった場合でも、スタンバイモードに入ったまま、自然にバースト動作から抜け、通常の連続スイッチング動作になる。よって、スタンバイモード時に、例えばＵＳＢメモリーなど使うなどの、通常のスタンバイ時の負荷に対して、ある程度重い負荷に増加することに対しても、出力を安定化させる事が可能である。 In this embodiment, a burst operation waveform is created by attaching a relatively large capacitor C6 between the FB terminal and GND, and the output voltage is also fed back to the FB terminal for control. Therefore, even if the load becomes heavier after a burst operation up to a certain load, the burst operation is naturally terminated while entering the standby mode, and a normal continuous switching operation is performed. Therefore, it is possible to stabilize the output even when the load is increased to a certain extent with respect to the load at the time of normal standby such as using a USB memory in the standby mode.
また、本発明ではＦＢ端子−ＧＮＤ間にコンデンサＣ６を付けることで、ＦＢ端子電圧を大きく揺らしバースト動作波形を作るが、バースト周波数はこの外付けコンデンサ容量により任意に調整できる。また、バースト周波数を低く調整することにより発生する無効スイッチングのカット領域は、ＳＴＢ端子−ＧＮＤ間の抵抗により別途調整できるため、スタンバイ時の負荷と目標とする待機電力に応じて、最適なバースト動作波形を得ることができる。 In the present invention, the capacitor C6 is connected between the FB terminal and the GND, so that the FB terminal voltage is greatly fluctuated to create a burst operation waveform. The burst frequency can be arbitrarily adjusted by this external capacitor capacity. In addition, the invalid switching cut area generated by adjusting the burst frequency to a low value can be adjusted separately by the resistance between the STB terminal and GND, so that an optimum burst operation can be performed according to the standby load and target standby power. A waveform can be obtained.
１０、１００ スイッチング電源装置
２０、２００ 制御ＩＣ
２１、２２、２３、２４、２２２〜２２４ コンパレータ
２５、２２５ ＯＲ回路
２６、２２６ 出力制御回路
２７、２２７ 発振器周波数コントローラ
３０、３００ 出力電圧検出部
４００ ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ１１１、Ｑ１１２ スイッチング素子
Ｑ２１ スイッチ素子
Ｃ１〜Ｃ１０、Ｃ１１１〜Ｃ１１８ コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ６、Ｒ２１〜Ｒ２３、Ｒ１１１〜Ｒ１１６ 抵抗
Ｄ１〜Ｄ６、Ｄ１１１〜Ｄ１１４ ダイオード
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ１１１、Ｐ１１２、Ｓ１〜Ｓ４、Ｓ１１１、Ｓ１１２ 巻線
ＰＣ、ＰＣ１１１ フォトカプラ
ＳＲ１、ＳＲ１１１ シャントレギュレータ
ＳＷ１、ＳＷ２ スイッチ
Ｎ１、Ｎ２ ＮＰＮトランジスタ
Ｖｉｎ、ＶＢ、ＨＯ、ＶＳ、ＣＣ、ＧＮＤ、ＦＢ、ＣＳ、ＳＴＢ、ＶＢ１、ＨＯ１、ＶＳ１、ＣＣ１、ＦＢ１、ＣＳ１、ＳＴＢ１ 端子
ＶＣＣ、ＶＦＢ、ＶＣＳ、ＶＳＴＢ、ＶＣＣ１、ＶＦＢ１、ＶＣＳ１ 電圧
ＶＦＢＯＮ、ＶＣＳＯＮ、ＶＳＴＢＯＮ、ＶＣＣＯＮ 基準電圧
10, 100 Switching power supply device 20, 200 Control IC
21, 22, 23, 24, 222-224 Comparator 25, 225 OR circuit 26, 226 Output control circuit 27, 227 Oscillator frequency controller 30, 300 Output voltage detector 400 DC-DC converter Q1, Q2, Q111, Q112 Switching element Q21 Switch elements C1 to C10, C111 to C118 Capacitors R1 to R6, R21 to R23, R111 to R116 Resistors D1 to D6, D111 to D114 Diodes P1, P2, P111, P112, S1 to S4, S111, S112 Winding PC, PC111 Photocoupler SR1, SR111 Shunt regulator SW1, SW2 Switch N1, N2 NPN transistor Vin, VB, HO, VS, CC, GND, FB, CS, STB, VB1, HO1, VS1, CC1, FB 1, CS1, STB1 Terminal VCC, VFB, VCS, VSSB, VCC1, VFB1, VCS1 Voltage VFBON, VCSON, VSTBON, VCCON Reference voltage
Claims (8)
前記第１の電源２次側に接続された出力電圧検出部（３０）と、
前記電源１次側に接続され、スタンバイモードにおいて前記出力電圧検出部からのフィードバック信号により前記スイッチング素子のスイッチング周波数を決定する発振回路（２７）と、前記スタンバイモードにおいて、前記フィードバック信号が所望の電圧値を超えたときに、前記スイッチング素子によるスイッチング動作を開始させるように制御するスタンバイスイッチング機構とを備えた制御ＩＣ（２０）と、
を備えること特徴とするスイッチング電源装置。 A transformer (T1) having a power source primary side and first and second power source secondary sides, and switching elements (Q1, Q2) are provided, and a DC input voltage is switched by switching on and off of the switching elements. A switching power supply (10) that generates a high-frequency current from the power supply and supplies the high-frequency current to the primary side of the transformer (T1) and rectifies the high-frequency current generated on the secondary side of the transformer to obtain a DC output. There,
An output voltage detector (30) connected to the secondary side of the first power source;
An oscillation circuit (27) connected to the primary side of the power source and determining a switching frequency of the switching element by a feedback signal from the output voltage detection unit in the standby mode, and in the standby mode, the feedback signal is a desired voltage. A control IC (20) comprising a standby switching mechanism for controlling to start a switching operation by the switching element when a value is exceeded;
A switching power supply device comprising:
前記スタンバイモードにおいて、前記フィードバック信号が入力される端子に接続される大電流を流す電流源（Ｉ２）と
を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 A large-capacitance capacitor (C6) connected to a terminal to which the feedback signal is input in the standby mode;
The switching power supply device according to claim 1, further comprising: a current source (I2) that flows a large current connected to a terminal to which the feedback signal is input in the standby mode.
前記スタンバイスイッチング機構の所望の電圧値は、前記スタンバイ信号入力端子に接続された抵抗の分圧比で決まる電圧値である
ことを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。 It has a standby signal input terminal (STB) to which a resistor is connected between the ground and
The switching power supply according to claim 1 or 2, wherein a desired voltage value of the standby switching mechanism is a voltage value determined by a voltage dividing ratio of a resistor connected to the standby signal input terminal.
スタンバイモードに移行したときに、
出力電圧検出部（３０）からのフィードバック信号（ＶＦＢ）が上昇し、所望の電圧値を超えたときに、前記フィードバック信号の大きさに応じた周波数で前記スイッチング素子によるスイッチング動作を開始させるステップと、
前記出力電圧検出部（３０）からの前記フィードバック信号（ＶＦＢ）が下降し、所望の電圧値を下回ったときに、前記スイッチング素子によるスイッチング動作を停止させるステップと、
を含むこと特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。 A transformer (T1) having a power source primary side and first and second power source secondary sides, and switching elements (Q1, Q2) are provided, and a DC input voltage is switched by switching on and off of the switching elements. Of the switching power supply (10) for generating a high-frequency current from the power source and supplying it to the primary side of the power source of the transformer (T1) and rectifying the high-frequency current generated on the secondary side of the power source of the transformer to obtain a DC output A control method,
When entering standby mode,
Starting a switching operation by the switching element at a frequency according to the magnitude of the feedback signal when the feedback signal (VFB) from the output voltage detector (30) rises and exceeds a desired voltage value; ,
Stopping the switching operation by the switching element when the feedback signal (VFB) from the output voltage detector (30) falls and falls below a desired voltage value;
A control method for a switching power supply device comprising:
前記フィードバック信号が入力される端子に大容量のコンデンサ（Ｃ６）と、大電流を流す電流源（Ｉ２）とが接続されるステップをさらに含むことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置の制御方法。 When shifting to the standby mode,
The switching power supply device according to claim 5, further comprising a step of connecting a large-capacitance capacitor (C6) and a current source (I2) for flowing a large current to a terminal to which the feedback signal is input. Control method.
前記スイッチング素子によるスイッチング動作を停止させるステップの所望の電圧値は、前記スタンバイ信号入力端子に接続された抵抗の分圧比で決まる電圧値である
ことを特徴とする請求項５または６に記載のスイッチング電源装置の制御方法。 It has a standby signal input terminal (STB) to which a resistor is connected between the ground and
7. The switching according to claim 5, wherein the desired voltage value in the step of stopping the switching operation by the switching element is a voltage value determined by a voltage dividing ratio of a resistor connected to the standby signal input terminal. Control method of power supply.
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