JP2017041959A - Ac-dc converter - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an AC-DC converter realizing low cost and reducible in noise.SOLUTION: In an AC-DC converter configured such that diodes 10, 11 and switching elements 8, 9 are sequentially connected in series to constitute a switching part SW, a capacitor 12 is connected between a connection point of the diodes 10, 11 and a connection point of the switching elements 8, 9, and positive and negative output terminals of a rectifier circuit 51 are connected to both ends of a series circuit of the switching elements 8, 9, respectively through a reactor 7 to connect a capacitor 13 to the switching part SW in parallel as well as supplying a DC voltage of the capacitor 13 to a load 14, a reference potential of a control circuit 20 so as to control on/off of the switching elements 8, 9 by gate drive circuits 22, 23 is set to a potential of a main circuit at a negative-side output terminal (N point).SELECTED DRAWING: Figure 3

Description

本発明は、交流−直流変換装置のコストを削減し、低ノイズ化を可能にする技術に関するものである。   The present invention relates to a technology that reduces the cost of an AC-DC converter and enables low noise.

図７は、交流−直流変換装置の一種として、高入力力率の整流回路である従来のＰＦＣ（Power Factor Correction）回路を示しており、例えば、特許文献１に記載されているものとほぼ同様の回路である。
図７において、１は交流電源、１００はリアクトル、１０１，１０２は接地コンデンサ、１０３〜１０６は整流回路を構成するダイオード、１０７〜１１０は半導体スイッチング素子、１１１，１１２はコンデンサ、１１３は負荷、２００は制御回路、２０１は絶縁電流検出器、２０２，２０３はゲート駆動回路である。 FIG. 7 shows a conventional PFC (Power Factor Correction) circuit, which is a rectifier circuit with a high input power factor, as a kind of AC-DC converter, and is substantially the same as that described in Patent Document 1, for example. Circuit.
In FIG. 7, 1 is an AC power source, 100 is a reactor, 101 and 102 are ground capacitors, 103 to 106 are diodes constituting a rectifier circuit, 107 to 110 are semiconductor switching elements, 111 and 112 are capacitors, 113 is a load, and 200 Is a control circuit, 201 is an insulation current detector, and 202 and 203 are gate drive circuits.

スイッチング素子１０７〜１１０は、逆方向電流に対して常に導通する性質を持つ素子であり、例えばＭＯＳＦＥＴが使用される。図示するように、スイッチング素子１０７，１０８、及び、同１０９，１１０をそれぞれ逆方向に直列接続することで、順・逆方向の電流の導通・遮断を制御可能な、いわゆる双方向スイッチが構成される。
この回路の動作は、特許文献１に詳しく説明されているように、高周波でオン／オフするスイッチング素子１０７〜１１０のスイッチング電圧レベルを０［Ｖ］，Ｅ／２，Ｅの３レベル（ここで、Ｅは正負出力端子Ｐ，Ｎ間の出力電圧）とすることにより、スイッチング損失の低減やリアクトル１００の小形化を可能にしている。 The switching elements 107 to 110 are elements that always conduct with respect to a reverse current, and for example, MOSFETs are used. As shown in the figure, a so-called bidirectional switch that can control the conduction / cutoff of current in the forward / reverse direction is configured by connecting the switching elements 107, 108 and 109, 110 in series in the opposite direction. The
As described in detail in Patent Document 1, the operation of this circuit is performed by setting the switching voltage levels of the switching elements 107 to 110 that are turned on / off at high frequencies to three levels of 0 [V], E / 2, and E (here, , E is an output voltage between the positive and negative output terminals P and N), so that switching loss can be reduced and the reactor 100 can be downsized.

なお、他の従来技術として、図７とは双方向スイッチの具体的構成が異なる整流回路が特許文献２に記載されている。また、全体的に異なる構成によって３レベルの整流回路を実現したものが特許文献３に記載されている。   As another prior art, Patent Document 2 describes a rectifier circuit having a specific configuration of a bidirectional switch different from that in FIG. Further, Patent Document 3 discloses a three-level rectifier circuit that has a totally different configuration.

特開２０１３−２１９９０３号公報（段落［００２５］〜［００２７］、図１等）JP 2013-219903 A (paragraphs [0025] to [0027], FIG. 1 and the like) 特許第４８８９６９７号公報（図１等）Japanese Patent No. 4889697 (FIG. 1 etc.) 特開平５−１６１３５９号公報（図６，図７等）JP-A-5-161359 (FIGS. 6, 7, etc.)

図７に示した従来技術には、以下のような課題がある。
（１）課題１：ゲート駆動回路や電流検出回路の構成部品が高価になる。
図７の制御回路２００では、高価な絶縁部品の使用を極力減らすために、基準電位（いわゆるＧＮＤ電位）を主回路の一点と共通にすることが多い。このように共通電位とする点は、もっぱら主回路の負側出力端子、すなわち図７におけるＮ点である。 The prior art shown in FIG. 7 has the following problems.
(1) Problem 1: The components of the gate drive circuit and current detection circuit are expensive.
In the control circuit 200 of FIG. 7, in order to reduce the use of expensive insulating parts as much as possible, the reference potential (so-called GND potential) is often shared with one point of the main circuit. In this way, the common potential is exclusively the negative output terminal of the main circuit, that is, the point N in FIG.

ＰＦＣ回路は、一般に単独で使われることは少なく、後段にＤＣ／ＤＣコンバータ等を接続して直流電圧を供給する場合が大多数である。つまり、図７のＰＦＣ回路にとっての負荷１１３は、実際にはＤＣ／ＤＣコンバータ等の電力変換器となる。この場合、ＰＦＣ回路とＤＣ／ＤＣコンバータ等の電力変換器との両方を同一の制御回路２００によって制御するためには、Ｎ点を基準電位に設定することが望ましい。   In general, the PFC circuit is rarely used alone, and in most cases, a DC voltage is supplied by connecting a DC / DC converter or the like in the subsequent stage. That is, the load 113 for the PFC circuit of FIG. 7 is actually a power converter such as a DC / DC converter. In this case, in order to control both the PFC circuit and the power converter such as a DC / DC converter by the same control circuit 200, it is desirable to set the N point to the reference potential.

一方、スイッチング素子１０７〜１１０のゲートを駆動する際の基準電位は全てＮ点とは異なる。従って、ゲート駆動回路２０２，２０３には、異なる電位点に駆動信号と駆動用の電力とを伝送する機能が必要となり、多くの場合、フォトカプラや小型のＤＣ／ＤＣコンバータ等の絶縁部品を用いて構成されている。   On the other hand, all the reference potentials for driving the gates of the switching elements 107 to 110 are different from the N point. Therefore, the gate drive circuits 202 and 203 need to have a function of transmitting a drive signal and drive power to different potential points, and in many cases, an insulating component such as a photocoupler or a small DC / DC converter is used. Configured.

また、入力電流Ｉ_ｉｎを制御するためには、リアクトル１００の電流やそれに相当する電流を検出することが必要であるが、Ｎ点と同電位の部分を流れる電流は、一部の期間しかＩ_ｉｎと等しくならない。従って、Ｎ点と同電位の部分にシャント抵抗を設けて電流を検出する方法は用いることができない。電位が異なる点の電流をシャント抵抗により検出し、絶縁部品を用いずに電流検出値を精度良く伝送することは一般に困難である。
このため、シャント抵抗の代わりに、ホール素子等を用いた絶縁電流検出器２０１を用いて電流を検出することになるが、制御回路２００及び主回路の基準電位を共通化したにも関わらず、結局、絶縁部品が必要となる。 In order to control the input current I _in, it is necessary to detect a current corresponding to the current and that of the reactor 100, the current flowing through the portion of the N points and the same potential is only part of the period I not equal to _in. Therefore, a method of detecting a current by providing a shunt resistor at a portion having the same potential as the N point cannot be used. It is generally difficult to detect currents at different potentials with a shunt resistor and accurately transmit a current detection value without using an insulating component.
For this reason, instead of the shunt resistor, the current is detected by using the insulated current detector 201 using a Hall element or the like, although the reference potential of the control circuit 200 and the main circuit is shared, In the end, insulating parts are required.

（２）課題２：ノイズが大きくなる。
一般に商用の交流電源を入力とする機器では、交流電源の一端が直接外部で接地されている場合を除き、図７に示すように、装置の内部で交流入力の両端を、接地コンデンサ０１，１０２により接地することが多い。このため、装置の交流入力電圧は、大地電位に対して一定電位または低周波で変動する。以下では、高周波やステップ状の電位変動を伴わないこのような電位の状態を、安定電位と呼ぶ。 (2) Problem 2: Noise increases.
In general, in a device that uses a commercial AC power supply as input, except for the case where one end of the AC power supply is directly grounded externally, as shown in FIG. In many cases, it is grounded. For this reason, the AC input voltage of the apparatus fluctuates at a constant potential or a low frequency with respect to the ground potential. Hereinafter, such a potential state that does not involve high-frequency or step-like potential fluctuations is referred to as a stable potential.

図７において、交流電源１による入力電圧をＶ_ｉｎとすると、接地コンデンサ１０１，１０２の容量が等しい場合、各コンデンサ１０１，１０２の電圧はＶ_ｉｎ／２となる。この場合、分圧点が大地電位となるので、交流電源１の一端のＵ点の電位は＋Ｖ_ｏｕｔ／２となり、他端のＶ点の電位は（−Ｖ_ｏｕｔ／２）となる。 7, when the input voltage by the AC power source 1 and _{V in,} when the capacity of the grounding capacitor 101 are equal, the voltage of the capacitors 101 and 102 becomes _{V in} / 2. In this case, since the voltage dividing point is the ground potential, the potential at the U point at one end of the AC power supply 1 is + V _out / 2, and the potential at the V point at the other end is (−V _out / 2).

これに対し、出力側のコンデンサ１１１，１１２同士の接続点であるＭ点の電位は、スイッチング素子１０９，１１０が導通しているときにはＶ点の電位（−Ｖ_ｏｕｔ／２）に等しく、スイッチング素子１０９，１１０がオフしてダイオード１０６が導通すると、Ｎ点がＶ点に接続されるため、Ｍ点の電位は、Ｖ点の電位＋Ｅ／２、つまり（−Ｖ_ｏｕｔ／２）＋Ｅ／２となる。すなわち、Ｍ点の対地電位は、スイッチング素子１０９，１１０のオン／オフに伴い、（−Ｖ_ｏｕｔ／２）と（−Ｖ_ｏｕｔ／２）＋Ｅ／２との間でステップ状に変動することになる。 On the other hand, the potential at the point M, which is a connection point between the capacitors 111 and 112 on the output side, is equal to the potential at the point V (−V _out / 2) when the switching elements 109 and 110 are conductive. When 109 and 110 are turned off and the diode 106 is turned on, the N point is connected to the V point. Therefore, the potential at the M point is + E / 2, that is, (−V _out / 2) + E / 2. Become. That is, the ground potential of the point M, with the on / off switching elements _{109,110, (- V out / 2} ) and to vary stepwise between _{(-V out / 2) + E} / 2 Become.

ここで、図７中の２０４は、意図せずに回路上に存在する対地寄生容量である。上述したＭ点の対地電位の変動に伴い、対地寄生容量２０４には接地電流（いわゆる漏電電流）が流れる。そして、この接地電流が大地を通じて接地コンデンサ１０１，１０２に流れることにより、高周波電圧、いわゆる雑音端子電圧を発生させる。
また、接地電流は、直流回路と交流入力端との間の長い経路を流れるため、物理的な電流ループが長く、これが放射ノイズの原因ともなる。 Here, 204 in FIG. 7 is a ground parasitic capacitance unintentionally existing on the circuit. A ground current (so-called leakage current) flows through the ground parasitic capacitance 204 in accordance with the above-described fluctuation of the ground potential at the point M. The ground current flows through the ground to the ground capacitors 101 and 102, thereby generating a high frequency voltage, so-called noise terminal voltage.
In addition, since the ground current flows through a long path between the DC circuit and the AC input end, the physical current loop is long, which causes radiation noise.

更に、ステップ状の電位変動を生じるのはＭ点だけでなく、図７におけるＵ１点，Ｐ点，Ｎ点の全てであり、それぞれに存在する対地寄生容量を介しても接地電流が流れるので、雑音端子電圧や放射ノイズは一層大きくなる。加えて、制御回路２００の基準電位（ＧＮＤ電位）も大地電位に対して急激に変動するので、接地電流が制御回路２００を介して流れることによる誤動作の危険も大きくなる。   Further, the step-like potential fluctuation occurs not only at the M point but also at all of the U1, P, and N points in FIG. 7, and the ground current flows through the ground parasitic capacitances present in the respective points. Noise terminal voltage and radiation noise are further increased. In addition, since the reference potential (GND potential) of the control circuit 200 also fluctuates rapidly with respect to the ground potential, the risk of malfunction due to the ground current flowing through the control circuit 200 increases.

（３）課題３：半導体素子が高価になる。
図７の回路では、ダイオード１０３〜１０６として、耐圧が出力電圧Ｅより大きいダイオードが４個必要である。特許文献１の図３に示された従来技術では、上記４個のダイオード全てに、また、同文献の図１に示された従来技術では２個のダイオードに、逆回復損失の小さいファーストリカバリダイオードを使用する必要がある。
特に、ファーストリカバリダイオードとして、スイッチング損失を低減するために、ワイドバンドギャップ半導体である炭化珪素（ＳｉＣ）等からなるショットキーバリアダイオードを用いる場合には、ダイオードのコストが高くなる。
また、スイッチング素子１０７〜１１０としては、耐圧がＥ／２より大きい４個の高周波スイッチング素子が必要となる。 (3) Problem 3: The semiconductor element becomes expensive.
In the circuit of FIG. 7, four diodes having a breakdown voltage greater than the output voltage E are required as the diodes 103 to 106. In the prior art shown in FIG. 3 of Patent Document 1, all four diodes are used, and in the conventional technique shown in FIG. 1 of the same document, two diodes are used. Need to use.
In particular, when a Schottky barrier diode made of silicon carbide (SiC), which is a wide band gap semiconductor, is used as the first recovery diode in order to reduce switching loss, the cost of the diode increases.
Further, as the switching elements 107 to 110, four high-frequency switching elements having a breakdown voltage greater than E / 2 are required.

以上の課題（１）〜（３）は、ブリッジ整流回路の後段に昇圧チョッパを設けた一般的なＰＦＣ回路では生じず、特許文献１や特許文献３の図６，図７等に示されるように、３レベル動作が可能な整流回路の構成に起因して生じる課題である。
本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、安価な非絶縁部品を使用可能にすると共にノイズを低減し、更にはスイッチング素子等の部品数を減少させてコストの削減を可能にした交流−直流変換装置を提供することにある。 The above problems (1) to (3) do not occur in a general PFC circuit in which a step-up chopper is provided after the bridge rectifier circuit, as shown in FIGS. 6 and 7 in Patent Document 1 and Patent Document 3. The problem arises due to the configuration of the rectifier circuit capable of three-level operation.
The present invention has been made to solve the above-described problems, and its purpose is to make it possible to use inexpensive non-insulating parts, reduce noise, and further reduce the number of parts such as switching elements. An object of the present invention is to provide an AC-DC converter capable of reducing the cost.

上記目的を達成するため、請求項１に係る発明は、交流電圧を整流回路により整流して得た直流電圧を、半導体スイッチング素子のオン／オフにより異なる大きさの直流電圧に変換して負荷に供給する交流−直流変換装置であって、
第１のダイオード、第２のダイオード、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子を順次、直列に接続してスイッチング部を構成すると共に、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードとの接続点と、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点との間に第１のコンデンサを接続し、
前記整流回路の正負の出力端子を、リアクトルを介して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との直列回路の両端にそれぞれ接続し、
その両端が負荷に接続される前記スイッチング部に並列に第２のコンデンサを接続し、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のオン／オフを制御するための制御回路の基準電位を、前記第２のコンデンサの負側出力端子の電位としたものである。 In order to achieve the above object, the invention according to claim 1 converts a DC voltage obtained by rectifying an AC voltage by a rectifier circuit into a DC voltage of a different magnitude by turning on / off of the semiconductor switching element to a load. An AC-DC converter to be supplied,
A first diode, a second diode, a first switching element, and a second switching element are sequentially connected in series to form a switching unit, and the first diode and the second diode are connected to each other. A first capacitor is connected between the point and a connection point between the first switching element and the second switching element;
The positive and negative output terminals of the rectifier circuit are respectively connected to both ends of a series circuit of the first switching element and the second switching element via a reactor,
A second capacitor is connected in parallel to the switching unit whose both ends are connected to a load, and a reference potential of a control circuit for controlling on / off of the first switching element and the second switching element is obtained. , The potential of the negative output terminal of the second capacitor.

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した交流−直流変換装置において、前記整流回路と前記第２のコンデンサの負側出力端子との間に流れる電流を検出して前記制御回路に与える電流検出手段を備え、前記電流検出手段は、その電流検出部と前記制御回路との間の絶縁機能を持たないことを特徴とする。   The invention according to claim 2 is the AC-DC converter according to claim 1, wherein the current flowing between the rectifier circuit and the negative output terminal of the second capacitor is detected and applied to the control circuit. Current detection means is provided, and the current detection means does not have an insulating function between the current detection unit and the control circuit.

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した交流−直流変換装置において、前記制御回路に接続され、かつ、前記第２のスイッチング素子のオン／オフを直接制御する第２の駆動手段と、前記第２の駆動手段を動作させるための直流電源と、を備え、前記直流電源の基準電位を、前記制御回路の基準電位と等しくしたものである。   The invention according to claim 3 is the AC-DC converter according to claim 1 or 2, wherein the second drive is connected to the control circuit and directly controls on / off of the second switching element. And a DC power supply for operating the second driving means, wherein the reference potential of the DC power supply is equal to the reference potential of the control circuit.

請求項４に係る発明は、請求項３に記載した交流−直流変換装置において、前記制御回路に接続され、かつ、前記第１のスイッチング素子のオン／オフを直接制御する第１の駆動手段と、前記第２のスイッチング素子のオン時に、前記第１の駆動手段を動作させるための電力を前記直流電源から供給するブートストラップ回路と、を備えたものである。   According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the AC-DC converter according to the third aspect, wherein the first driving unit is connected to the control circuit and directly controls on / off of the first switching element. And a bootstrap circuit that supplies power for operating the first driving means from the DC power source when the second switching element is turned on.

請求項５に係る発明は、請求項１に記載した交流−直流変換装置において、前記第２のコンデンサの負側出力端子を、接地コンデンサを介して接地したものである。   The invention according to claim 5 is the AC-DC converter according to claim 1, wherein the negative output terminal of the second capacitor is grounded via a grounding capacitor.

請求項６に係る発明は、請求項１に記載した交流−直流変換装置において、前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子よりも耐圧が低く、かつ、前記第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子よりも順電圧降下が小さい第３のスイッチング素子と、前記第１のダイオード及び前記第２のダイオードより逆回復損失が大きく、かつ、前記第１のダイオード及び前記第２のダイオードの順電圧降下の和よりも順電圧降下が小さい第３のダイオードと、を直列に接続してなる回路を、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードとの直列回路に並列に接続したものである。   The invention according to claim 6 is the AC-DC converter according to claim 1, wherein the withstand voltage is lower than that of the first switching element or the second switching element, and the first switching element or the first switching element A third switching element having a forward voltage drop smaller than that of the second switching element, a reverse recovery loss larger than that of the first diode and the second diode, and the first diode and the second diode. A circuit in which a third diode having a forward voltage drop smaller than the sum of the forward voltage drops is connected in series is connected in parallel to the series circuit of the first diode and the second diode. is there.

請求項７に係る発明は、請求項１〜６の何れか１項に記載した交流−直流変換装置において、前記第１のダイオードまたは前記第２のダイオードのうちの少なくとも一方が、ワイドバンドギャップ半導体を用いたショットキーバリアダイオードであることを特徴とする。   The invention according to claim 7 is the AC-DC converter according to any one of claims 1 to 6, wherein at least one of the first diode and the second diode is a wide band gap semiconductor. It is characterized by being a Schottky barrier diode using.

請求項８に係る発明は、請求項１〜７の何れか１項に記載した交流−直流変換装置において、前記第１のコンデンサに並列に第１の抵抗を接続すると共に、前記第２のスイッチング素子に並列に、前記第１の抵抗とほぼ等しい抵抗値を有する第２の抵抗を接続したものである。   The invention according to claim 8 is the AC-DC converter according to any one of claims 1 to 7, wherein a first resistor is connected in parallel to the first capacitor, and the second switching is performed. A second resistor having a resistance value substantially equal to the first resistor is connected in parallel with the element.

請求項９に係る発明は、請求項８に記載した交流−直流変換装置において、前記第１のダイオードに並列に第３の抵抗を接続し、前記第２のコンデンサの電圧を前記第１，第２，第３の抵抗の直列回路により分圧したときの前記第３の抵抗の両端電圧が、前記第１のダイオードの耐圧よりも低いことを特徴とする。   The invention according to claim 9 is the AC-DC converter according to claim 8, wherein a third resistor is connected in parallel to the first diode, and the voltage of the second capacitor is set to the first and first voltages. The voltage across the third resistor when divided by the series circuit of the second and third resistors is lower than the withstand voltage of the first diode.

本発明によれば、主回路の直流部及び制御回路の基準電位が安定電位となることにより、安価な非絶縁部品を用いることができると共に、ノイズの発生を抑制することができる。これにより、課題１，２の解決が可能である。
また、高周波動作する半導体スイッチング素子の数を減少させることにより、課題３を解決することができる。 According to the present invention, since the reference potential of the DC part of the main circuit and the control circuit becomes a stable potential, it is possible to use inexpensive non-insulating parts and to suppress the generation of noise. Thereby, the problems 1 and 2 can be solved.
Further, Problem 3 can be solved by reducing the number of semiconductor switching elements operating at high frequency.

本発明の第１実施形態の主要部を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the principal part of 1st Embodiment of this invention. 図１の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of FIG. 本発明の第１実施形態を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention. 本発明の第２実施形態の主要部を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the principal part of 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態の主要部を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the principal part of 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４実施形態の主要部を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the principal part of 4th Embodiment of this invention. 従来のＰＦＣ回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the conventional PFC circuit.

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態の主要部を示す回路図である。図１において、交流電源１の両端には、コンデンサ２を介してダイオード３〜６からなる整流回路５１が接続されている。この整流回路５１の正側出力端子はリアクトル７の一端に接続され、その他端と整流回路５１の負側出力端子との間には、第１，第２の半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子ともいう）８，９が直列に接続されている。なお、スイッチング素子８，９は、ＭＯＳＦＥＴに限らずパワトランジスタ等であっても良い。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit diagram showing the main part of the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, a rectifier circuit 51 including diodes 3 to 6 is connected to both ends of an AC power supply 1 via a capacitor 2. The positive output terminal of the rectifier circuit 51 is connected to one end of the reactor 7, and the first and second semiconductor switching elements (hereinafter simply referred to as switching elements) are connected between the other end and the negative output terminal of the rectifier circuit 51. 8) and 9 are connected in series. The switching elements 8 and 9 are not limited to MOSFETs but may be power transistors or the like.

スイッチング素子８，９の直列回路には、第１，第２のダイオード１０，１１からなる直列回路が接続され、ダイオード１１と前記スイッチング素子８との接続点はリアクトル７の他端に接続されている。ここで、ダイオード１０，１１とスイッチング素子８，９との直列回路を、便宜的にスイッチング部ＳＷというものとする。
上記ダイオード１０，１１には、例えば、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣにより形成されたショットキーバリアダイオードが使用されている。 A series circuit including first and second diodes 10 and 11 is connected to the series circuit of the switching elements 8 and 9, and a connection point between the diode 11 and the switching element 8 is connected to the other end of the reactor 7. Yes. Here, a series circuit of the diodes 10 and 11 and the switching elements 8 and 9 is referred to as a switching unit SW for convenience.
For the diodes 10 and 11, for example, Schottky barrier diodes made of SiC which is a wide band gap semiconductor are used.

ダイオード１０，１１同士の接続点とスイッチング素子８，９同士の接続点との間には第１のコンデンサ１２が接続されていると共に、スイッチング部ＳＷには第２のコンデンサ１３が並列に接続されている。
また、コンデンサ１３の両端には負荷１４が接続されており、この負荷１４には、直流電圧を入力とするＤＣ／ＤＣコンバータ等の電力変換器も含まれる。 A first capacitor 12 is connected between a connection point between the diodes 10 and 11 and a connection point between the switching elements 8 and 9, and a second capacitor 13 is connected in parallel to the switching unit SW. ing.
A load 14 is connected to both ends of the capacitor 13, and the load 14 includes a power converter such as a DC / DC converter that receives a DC voltage as an input.

図１において、リアクトル７、スイッチング素子８，９、ダイオード１０，１１、コンデンサ１２，１３からなる回路は、いわゆるフライングキャパシタ形のチョッパを構成しており、例えば特開２０１３−１９２３８３号公報の図１に記載されている。
ここで、図１におけるＶ_ｉｎは交流入力電圧、Ｉ_ｉｎは交流入力電流、Ｖ_ｒ１は整流回路５１の直流出力電圧、Ｉ_Ｌはリアクトル７の電流、Ｖ_ｒ２はスイッチング素子８，９の直列回路の両端電圧、Ｖ_ｃはコンデンサ１２の両端電圧、Ｅはコンデンサ１３の両端電圧（直流出力電圧）である。 In FIG. 1, a circuit comprising a reactor 7, switching elements 8 and 9, diodes 10 and 11, and capacitors 12 and 13 constitutes a so-called flying capacitor type chopper, for example, as shown in FIG. 1 of JP2013-192383A. It is described in.
Here, _{V in} the AC input voltage in FIG. _{1, I in} the AC input _{current, V r1} is the DC output voltage of the rectifier circuit 51, _{I L} is the current of the reactor _{7, V r2} series circuit of switching elements 8 and 9 , V _c is the voltage across the capacitor 12, and E is the voltage across the capacitor 13 (DC output voltage).

次に、この回路の動作を、図２を参照しつつ説明する。なお、以下の説明では、スイッチング素子８，９及びダイオード１０，１１等の順方向電圧降下を無視する。
図２において、コンデンサ１２の電圧Ｖ_ｃは、装置の停止中には予備充電回路（図示せず）により、装置の運転中には以下の制御により、概ねＥ／２に保たれるものとする。このように電圧Ｖ_ｃを概ねＥ／２にしておくのは、後述するように、ダイオード１０，１１の導通時にスイッチング素子９に過電圧が印加されるのを防止するためである。 Next, the operation of this circuit will be described with reference to FIG. In the following description, forward voltage drops of the switching elements 8 and 9 and the diodes 10 and 11 are ignored.
In FIG. 2, the voltage V _c of the capacitor 12 is maintained at approximately E / 2 by a precharge circuit (not shown) while the apparatus is stopped and by the following control during operation of the apparatus. . Thus it keeps the voltage V _c a generally E / 2, as described later, in order to prevent the over-voltage to the switching element 9 when conduction of diode 10, 11 is applied.

まず、図２（ａ）では、スイッチング素子８，９を共にオンする。このとき、電圧Ｖ_ｒ２は０［Ｖ］となる。
次に、図２（ｂ）に示すように、スイッチング素子８をオフして同９をオン状態のまま維持すると、電圧Ｖ_ｒ２はコンデンサ１２の電圧Ｖ_ｃ、すなわち概ねＥ／２に等しくなり、図示する電流経路でコンデンサ１２が充電される。次いで、図２（ｃ）に示すように、スイッチング素子８をオンして同９をオフすると、電圧Ｖ_ｒ２は（Ｅ−Ｖ_ｃ）、すなわち概ねＥ／２に等しくなり、図示する電流経路でコンデンサ１２が放電される。ここで、コンデンサ１２のキャパシタンスは、上記の充電または放電動作の１回で充放電される電荷量に対して大きく、充放電にともなう電圧変動は小さい（例えばＥ／２の１０％以下）ものとする。更に、図２（ｄ）に示すごとく、スイッチング素子８，９を共にオフすると、電圧Ｖ_ｒ２はコンデンサ１３の電圧Ｅに等しくなる。 First, in FIG. 2A, both the switching elements 8 and 9 are turned on. At this time, the voltage V _r2 is 0 [V].
Next, as shown in FIG. 2B, when the switching element 8 is turned off and the switch 9 is kept on, the voltage V _r2 becomes equal to the voltage V _{c of the} capacitor 12, that is, approximately E / 2. The capacitor 12 is charged through the current path shown. Next, as shown in FIG. 2C, when the switching element 8 is turned on and the switch 9 is turned off, the voltage V _r2 becomes equal to (E−V _c ), that is, approximately equal to E / 2. The capacitor 12 is discharged. Here, the capacitance of the capacitor 12 is large with respect to the amount of charge charged / discharged in one charge or discharge operation, and the voltage fluctuation caused by charge / discharge is small (for example, 10% or less of E / 2). To do. Further, as shown in FIG. 2D, when both the switching elements 8 and 9 are turned off, the voltage V _r2 becomes equal to the voltage E of the capacitor 13.

図１の整流回路５１の出力電圧Ｖ_ｒ１が０［Ｖ］〜Ｅ／２となる期間では、Ｖ_ｒ２が０［Ｖ］〜Ｅ／２となるようにスイッチング素子８，９をスイッチング動作させ、電圧Ｖ_ｒ１がＥ／２〜Ｅとなる期間では、Ｖ_ｒ２がＥ／２〜Ｅとなるようにスイッチング素子８，９をスイッチングすることにより、リアクトル７に印加される差電圧（Ｖ_ｒ１−Ｖ_ｒ２）を調整する。その結果として、リアクトル７に流れる電流が半波正弦波に制御され、前述した図７の回路と同様の動作が実現される。電圧Ｖ_ｒ２をＥ／２とする際、図２（ｂ）と図２（ｃ）の動作を交互に行なうことにより、コンデンサ１２の充電量と放電量とを等しくして電圧Ｖ_ｃをＥ／２付近の一定値に保つ。 In a period in which the output voltage V _r1 of the rectifier circuit 51 in FIG. 1 is 0 [V] to E / 2, the switching elements 8 and 9 are switched so that V _r2 is 0 [V] to E / 2. In the period when the voltage V _r1 is E / 2 to E, the switching elements 8 and 9 are switched so that V _r2 is E / 2 to E, whereby the difference voltage (V _r1 −V _r2 ) is adjusted. As a result, the current flowing through the reactor 7 is controlled to a half-wave sine wave, and the same operation as the circuit of FIG. 7 described above is realized. When the voltage V _{r2 is set} to E / 2, the operation shown in FIGS. 2B and 2C is alternately performed, so that the charge amount and the discharge amount of the capacitor 12 are equalized, and the voltage V _{c is changed} to E / Keep a constant value near 2.

次に、図３は、図１の回路に制御回路、電流検出器、ゲート駆動回路等を付加したものである。図３において、２０は制御回路、２１は電流検出器、２２，２３はそれぞれスイッチング素子８，９を駆動するための第１，第２のゲート駆動回路、２４はゲート駆動回路２２に対する駆動信号の伝送回路、２５はゲート駆動用の直流電源、２６はダイオード、２７はコンデンサを示す。   Next, FIG. 3 is obtained by adding a control circuit, a current detector, a gate drive circuit, and the like to the circuit of FIG. In FIG. 3, 20 is a control circuit, 21 is a current detector, 22 and 23 are first and second gate drive circuits for driving the switching elements 8 and 9, respectively, and 24 is a drive signal for the gate drive circuit 22. A transmission circuit, 25 is a DC power source for driving a gate, 26 is a diode, and 27 is a capacitor.

制御回路２０は、図７と同様に、その基準電位を主回路のＮ点（コンデンサ１３の負側出力端子）とする。
リアクトル７の電流Ｉ_Ｌは、Ｎ点から整流回路５１側に戻る電流を、Ｎ点電位に設けた電流検出器２１としてのシャント抵抗により測定することができる。この電流検出方法は、一般的な２レベルのＰＦＣ回路において良く用いられている方法である。 As in FIG. 7, the control circuit 20 uses the reference potential as the N point of the main circuit (the negative output terminal of the capacitor 13).
Current I _L of the reactor 7 can be measured by the shunt resistor of the current returning from the N-point to the rectifier circuit 51 side, as a current detector 21 provided in the N-point potential. This current detection method is a method often used in a general two-level PFC circuit.

第２のスイッチング素子９のゲートはＮ点の電位を基準として駆動するため、ゲート駆動回路２３は絶縁機能を必要としない。また、ゲート駆動用の直流電源２５は、制御回路２０用の電源、すなわち制御電源と共通電位のもの、または制御電源そのものを用いることができる。第１のスイッチング素子８のゲートを駆動するための基準電位は、常にＮ点の電位とは等しくないが、第２のスイッチング素子９のオン時にはほぼＮ点の電位となる。   Since the gate of the second switching element 9 is driven with reference to the potential at the point N, the gate drive circuit 23 does not require an insulating function. Further, as the DC power source 25 for driving the gate, a power source for the control circuit 20, that is, one having a common potential with the control power source, or the control power source itself can be used. The reference potential for driving the gate of the first switching element 8 is not always equal to the potential at the N point, but is almost the potential at the N point when the second switching element 9 is turned on.

上述した作用を利用して異電位点に電源を供給する方法は、ブートストラップ回路として知られている。すなわち、スイッチング素子９がオンすると、直流電源２５→ダイオード２６→コンデンサ２７→スイッチング素子９→直流電源２５の経路で電流が流れ、コンデンサ２７はほぼ直流電源２５の電圧まで充電される。ゲート駆動回路２２は、この電圧を用いてスイッチング素子８を駆動する。   A method of supplying power to a different potential point using the above-described action is known as a bootstrap circuit. That is, when the switching element 9 is turned on, a current flows through the path of the DC power supply 25 → the diode 26 → the capacitor 27 → the switching element 9 → the DC power supply 25, and the capacitor 27 is charged to almost the voltage of the DC power supply 25. The gate drive circuit 22 drives the switching element 8 using this voltage.

上記のように、電圧Ｖ_ｒ２をＥ／２とする場合、図２（ｂ）と図２（ｃ）の状態を交互に繰り返すので、スイッチング素子９がオンするタイミングは高頻度で存在する。そして、スイッチング素子９がオンするたびにコンデンサ２７が充電されるので、コンデンサ２７の容量は小さくて良い。制御回路２０からスイッチング素子８へのゲート駆動信号の伝送に当たっては、非絶縁で基準電位を変換するレベルシフタ回路を内蔵した、ハイサイドドライバといわれるものが市販されており、これを伝送回路２４として利用することができる。 As described above, when the voltage V _{r2 is set} to E / 2, the states of FIG. 2B and FIG. 2C are alternately repeated, and therefore the timing at which the switching element 9 is turned on frequently exists. Since the capacitor 27 is charged each time the switching element 9 is turned on, the capacity of the capacitor 27 may be small. When transmitting the gate drive signal from the control circuit 20 to the switching element 8, a so-called high-side driver that incorporates a non-insulated level shifter circuit that converts the reference potential is commercially available, and is used as the transmission circuit 24. can do.

次に、図４は、本発明の第２実施形態の主要部を示す回路図であり、第１実施形態と同一の部品には同一の参照符号を付してある。なお、１０１，１０２は、図７と同様に接地コンデンサである。
図４の整流回路５１を構成するダイオード３〜６は、交流入力電圧Ｖ_ｉｎの周波数（例えば、商用周波数の５０または６０［Ｈｚ］）で動作する低周波ダイオードであり、電圧Ｖ_ｉｎ及び電流Ｉ_ｉｎの極性が正の時にはダイオード３，６がオンしている。このとき、Ｎ点の電位は交流電源１のＶ点の電位に等しい。 Next, FIG. 4 is a circuit diagram showing a main part of the second embodiment of the present invention, and the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals. Reference numerals 101 and 102 denote ground capacitors as in FIG.
Figure diodes 3-6 which constitute the rectifier circuit 51 of 4, the AC input voltage _{V in} frequency (e.g., 50 or 60 [Hz] of the commercial frequency) and low frequency diode operating at voltages _{V in} and the current I _When the polarity of in is positive, the diodes 3 and 6 are on. At this time, the potential at the N point is equal to the potential at the V point of the AC power supply 1.

電圧Ｖ_ｉｎ及び電流Ｉ_ｉｎの極性が負になると、ダイオード４，５がオンし、Ｎ点の電位は交流電源１のＵ点の電位に等しくなるが、この切り替わり点は電圧Ｖ_ｉｎのいわゆるゼロクロス点であるため、ステップ状の急激な電位変動は生じない。従って、Ｎ点は、大地電位に対して低周波で緩やかに変動する安定電位点となる。よって、直流回路のＮ点に接地コンデンサ３１を接続しても特に支障はない。 When the polarity of the voltage V _in and the current I _in is negative, the diode 4 and 5 is turned on, the potential of point N is equal to the potential of the point U of the AC power source 1, a so-called zero crossing of the switching point the voltage V _in Because of the point, there is no stepwise sudden potential fluctuation. Therefore, the point N is a stable potential point that gently varies at a low frequency with respect to the ground potential. Therefore, there is no particular problem even if the ground capacitor 31 is connected to the N point of the DC circuit.

ここで、スイッチング素子８，９のスイッチングに伴う電位変動点としては、例えばスイッチング素子８，９同士の接続点があるが、図７の従来技術と異なり、直流回路全体の電位が変動するわけではないので、変動部分の範囲は小さく、対地寄生容量３２は従来より小さくなる。また、対地寄生容量３２を介して流れる接地電流は、対地寄生容量３２→大地→接地コンデンサ３１→Ｎ点→スイッチング素子９、という近接した部品間の短いループで循環するので、放射ノイズは小さくなると共に、電流経路上の寄生インダクタンスにより発生するノイズ電圧も小さくなる。   Here, as a potential change point accompanying switching of the switching elements 8 and 9, for example, there is a connection point between the switching elements 8 and 9, but unlike the prior art of FIG. 7, the potential of the entire DC circuit does not change. Therefore, the range of the fluctuation portion is small, and the ground parasitic capacitance 32 is smaller than the conventional one. In addition, since the ground current flowing through the ground parasitic capacitance 32 circulates in a short loop between adjacent parts of the ground parasitic capacitance 32 → the ground → the ground capacitor 31 → the N point → the switching element 9, the radiation noise becomes small. At the same time, the noise voltage generated by the parasitic inductance on the current path is also reduced.

次いで、図５は、本発明の第３実施形態の主要部を示す回路図である。なお、第１，第２実施形態と同一の部品には同一の参照符号を付してある。
この第３実施形態と第１実施形態との相違点は、ダイオード１０，１１の直列回路に、スイッチング素子４１とダイオード４２との直列回路を並列に接続した点である。 Next, FIG. 5 is a circuit diagram showing the main part of the third embodiment of the present invention. The same parts as those in the first and second embodiments are denoted by the same reference numerals.
The difference between the third embodiment and the first embodiment is that a series circuit of a switching element 41 and a diode 42 is connected in parallel to a series circuit of diodes 10 and 11.

前述した図１の回路において、ダイオード１０，１１にショットキーバリアダイオード等のファーストリカバリダイオードを用いる場合、その所要耐圧はＥ／２より大きければ良く、Ｅ相当の耐圧は必要ない。このため、図７におけるダイオード１０３〜１０６に比べて耐圧が１／２の素子を用いることができる。また、高周波で動作する半導体スイッチング素子の数に着目すると、図１の回路では図７の１／２である。更に、整流回路５１のダイオード３〜６には、安価な商用周波用（低周波用）のダイオードを用いることができる。
従って、図１の回路によれば、半導体素子のコストを削減することが可能である。 In the circuit of FIG. 1 described above, when a fast recovery diode such as a Schottky barrier diode is used for the diodes 10 and 11, the required breakdown voltage only needs to be larger than E / 2, and a breakdown voltage equivalent to E is not necessary. For this reason, an element having a withstand voltage ½ can be used as compared with the diodes 103 to 106 in FIG. 7. When attention is paid to the number of semiconductor switching elements operating at a high frequency, the circuit in FIG. Furthermore, inexpensive diodes for commercial frequencies (for low frequencies) can be used for the diodes 3 to 6 of the rectifier circuit 51.
Therefore, according to the circuit of FIG. 1, the cost of the semiconductor element can be reduced.

一方、図１において、電圧Ｖ_ｒ２をＥに等しくする動作（図２（ｄ））では、ダイオード３→リアクトル７→ダイオード１１→ダイオード１０→コンデンサ１３→ダイオード６の経路で電流が流れるので、半導体素子としては４個のダイオードが導通することになる。
これに対し、図７の回路では、同様の状態でダイオード１０３，１０６が導通するのみであるから、導通するダイオードの個数を単純に比較すると、図１では図７の２倍となる。実際には、ダイオード３〜６に商用周波用のダイオードを用いれば順電圧降下が小さく、また、ダイオード１０，１１は前述したように所要耐圧が１／２で済むため順電圧降下は小さい。従って、図１の回路におけるダイオードの導通損失は、単純に図７の２倍とはならないが、なお導通損失の増加が懸念される。 On the other hand, in the operation of making the voltage V _r2 equal to E in FIG. 1 (FIG. 2 (d)), current flows through the path of diode 3 → reactor 7 → diode 11 → diode 10 → capacitor 13 → diode 6. As an element, four diodes are conducted.
On the other hand, in the circuit of FIG. 7, the diodes 103 and 106 only conduct in the same state. Therefore, when the number of conducting diodes is simply compared, the number of conducting diodes in FIG. 1 is twice that of FIG. Actually, if a commercial frequency diode is used for the diodes 3 to 6, the forward voltage drop is small, and the diodes 10 and 11 have a small forward voltage drop because the required breakdown voltage is only ½ as described above. Therefore, the conduction loss of the diode in the circuit of FIG. 1 is not simply twice that of FIG. 7, but there is still concern about an increase in conduction loss.

そこで、図５に示す第３実施形態では、図１の回路に対し、切替スイッチとしての第３のスイッチング素子４１と、バイパス用の第３のダイオード４２と、を追加したものである。
ダイオード４２は、ダイオード３〜６と同様の商用周波用ダイオードであり、耐圧としてはＥ以上が必要であるが、ダイオード１０，１１の直列回路よりも順電圧降下が小さい。 Therefore, in the third embodiment shown in FIG. 5, a third switching element 41 as a changeover switch and a third diode 42 for bypass are added to the circuit of FIG.
The diode 42 is a commercial frequency diode similar to the diodes 3 to 6, and requires a voltage resistance of E or higher, but has a smaller forward voltage drop than the series circuit of the diodes 10 and 11.

ダイオード１０，１１が共にオンした状態でスイッチング素子４１をオンすると、スイッチング素子４１の順電圧降下は後述するように無視できるため、電流はダイオード４２に転流してトータルの導通損失が抑制される。一方、ダイオード４２は逆回復損失が大きいため、高周波での逆電流遮断には使用できない。
そこで、スイッチング素子８または９をオンする直前に、スイッチング素子４１をオフする。このとき、スイッチング素子４１に印加される電圧は、ダイオード１０，１１の順電圧降下相当であって小さい値である。よって、スイッチング素子４１には、耐圧が極めて小さく（例えば、１０［Ｖ］程度）、安価で順電圧降下をほとんど無視可能なＭＯＳＦＥＴを使用することができる。 When the switching element 41 is turned on while both the diodes 10 and 11 are turned on, the forward voltage drop of the switching element 41 can be ignored as will be described later, so that the current is commutated to the diode 42 and the total conduction loss is suppressed. On the other hand, since the diode 42 has a large reverse recovery loss, it cannot be used for reverse current interruption at high frequencies.
Therefore, the switching element 41 is turned off immediately before the switching element 8 or 9 is turned on. At this time, the voltage applied to the switching element 41 is a small value corresponding to the forward voltage drop of the diodes 10 and 11. Therefore, for the switching element 41, it is possible to use a MOSFET that has a very low breakdown voltage (for example, about 10 [V]), is inexpensive, and can almost ignore the forward voltage drop.

電流がダイオード４２からダイオード１０，１１に再度転流した後、スイッチング素子８または９をオンすると、ダイオード１０または１１に逆電圧が印加され、電流遮断動作を行う。
バイパス用のダイオード４２の存在により、ダイオード１０または１１に電流が流れる期間が短くなり、これらの電流容量を低減することができる。従って、特に、ダイオード１０，１１として高価なショットキーバリアダイオードを用いる場合、部品点数は増えたとしても、トータルでの部品コストを低減することができる。 When the switching element 8 or 9 is turned on after the current is again commutated from the diode 42 to the diodes 10 and 11, a reverse voltage is applied to the diode 10 or 11 to perform a current interruption operation.
Due to the presence of the bypass diode 42, the period during which a current flows through the diode 10 or 11 is shortened, and the current capacity can be reduced. Therefore, in particular, when expensive Schottky barrier diodes are used as the diodes 10 and 11, even if the number of components increases, the total component cost can be reduced.

ところで、第１実施形態の動作説明の冒頭でも言及したが、各実施形態の動作は、装置の起動時にコンデンサ１２の電圧Ｖ_ｃがＥ／２付近まで充電されていることが前提となっている。これは、例えば電圧Ｖ_ｃが０［Ｖ］のままで装置が起動すると、ダイオード１０，１１の導通時にコンデンサ１２を通してスイッチング素子９に印加される電圧がＥ−０＝Ｅ付近となり、スイッチング素子９の耐圧を超えてしまう危険があるためである。 Incidentally, although also mentioned at the beginning of the description of the operation of the first embodiment, the operation of each embodiment, it is assumed that voltage V _c of the capacitor 12 during activation of the device is charged to near E / 2 . This, for example, device remains the voltage V _c of 0 [V] is activated, the voltage applied through the capacitor 12 to the switching element 9 when conduction of diode 10, 11 is turned around E-0 = E, the switching element 9 This is because there is a risk of exceeding the withstand pressure of.

そこで、第４実施形態では、装置の動作開始前にコンデンサ１２を充電する初期充電回路を設けている。図６は、この第４実施形態の主要部を示す回路図であり、第１〜第３実施形態と同一の部品には同一の参照符号を付してある。   Therefore, in the fourth embodiment, an initial charging circuit that charges the capacitor 12 before the operation of the apparatus is provided. FIG. 6 is a circuit diagram showing a main part of the fourth embodiment, and the same components as those in the first to third embodiments are denoted by the same reference numerals.

図６において、初期充電抵抗１５と分圧抵抗１６，１７との直列回路が、コンデンサ１３に並列に接続されている。なお、分圧抵抗１６，１７はそれぞれ請求項における第１，第２の抵抗に相当し、初期充電抵抗１５は第３の抵抗に相当する。   In FIG. 6, a series circuit of an initial charging resistor 15 and voltage dividing resistors 16 and 17 is connected in parallel to a capacitor 13. The voltage dividing resistors 16 and 17 correspond to the first and second resistors, respectively, and the initial charging resistor 15 corresponds to the third resistor.

また、コンデンサ１２の両端が、抵抗１５，１６同士の接続点と、抵抗１６，１７同士の接続点とにそれぞれ接続される。ここで、抵抗１６，１７の抵抗値はほぼ同一であり、流れる電流や消費電力が装置の動作や全体の効率に影響を与えない程度の高い抵抗値に設定されている。これらの抵抗１５，１６，１７は、コンデンサ１２の電圧Ｖ_ｃを概ねＥ／２に保つためのものであり、特に、初期充電抵抗１５はコンデンサ１２の充電電流を制限するものであって、その抵抗値は抵抗１６，１７の抵抗値より高い値に設定されている。 Further, both ends of the capacitor 12 are connected to a connection point between the resistors 15 and 16 and a connection point between the resistors 16 and 17, respectively. Here, the resistance values of the resistors 16 and 17 are substantially the same, and are set to such a high resistance value that the flowing current and power consumption do not affect the operation of the apparatus and the overall efficiency. These resistors 15, 16, 17 is for keeping the voltage _{V c} of the capacitor 12 a generally E / 2, in particular, the initial charging resistor 15 has been made to limit the charging current of the capacitor 12, the The resistance value is set higher than the resistance values of the resistors 16 and 17.

スイッチング素子８，９がスイッチング動作せずに交流入力電圧Ｖ_ｉｎが印加されているだけの時には、装置全体がダイオード整流回路として振る舞い、整流回路５１の出力電圧Ｖ_ｒ１のピーク値付近でダイオード１０，１１が導通する、いわゆるピーク充電が行われる。
この時、回路に流れる電流の一部がダイオード１１→コンデンサ１２→抵抗１７の経路で流れ、コンデンサ１２を充電すると共に、抵抗１６にも電流が流れ始める。
前述したように、抵抗１６，１７の抵抗値をほぼ等しくしておけば、コンデンサ１２の電圧Ｖ_ｃが概ねＥ／２にまで充電された時点でバランスする。 When the switching element 8, 9 is only the AC input voltage V _in is applied without switching operation, the entire device behaves as a diode rectifier, a diode 10 near the peak value of the output voltage V _r1 of the rectifier circuit 51, So-called peak charging, in which 11 is conducted, is performed.
At this time, a part of the current flowing through the circuit flows through the path of the diode 11 → the capacitor 12 → the resistor 17, and the capacitor 12 is charged and the current starts to flow through the resistor 16.
As described above, if the resistance value of the resistor 16, 17 Oke almost equal balance when the voltage V _c of the capacitor 12 is substantially charged to E / 2.

また、例えば負荷１４の消費電力が小さい状態で交流電源１が遮断され、装置が停止した場合、コンデンサ１３の容量が大きいため、電圧Ｅの値はある時間にわたって保持される。この時、コンデンサ１２及び抵抗１６による放電時定数が電圧Ｅの低下時間より短いと、コンデンサ１２が放電してその電圧Ｖ_ｃが先に０［Ｖ］付近まで低下することが予想される。
このとき、コンデンサ１３の電圧Ｅが、ダイオード１０，コンデンサ１２，抵抗１７の直列回路に印加されるが、この電圧Ｅはダイオード１０に対して逆方向であるため、ダイオード１０のインピーダンスは極めて高くなる。従って、電圧Ｖ_ｃが低い時にはＥに近い電圧がダイオード１０に逆方向に印加され、ダイオード１０の耐圧を超える恐れがある。 Further, for example, when the AC power supply 1 is shut off while the power consumption of the load 14 is small and the apparatus is stopped, the value of the voltage E is maintained for a certain time because the capacity of the capacitor 13 is large. At this time, the discharge time constant due to the capacitor 12 and the resistor 16 is shorter than the reduction time of the voltage E, the voltage V _c capacitor 12 is discharged is expected to be reduced to around 0 [V] above.
At this time, the voltage E of the capacitor 13 is applied to the series circuit of the diode 10, the capacitor 12, and the resistor 17, but since the voltage E is in the reverse direction with respect to the diode 10, the impedance of the diode 10 becomes extremely high. . Therefore, a voltage close to E when the voltage V _c lower are applied in the reverse direction to the diode 10, which may exceed the withstand voltage of the diode 10.

初期充電抵抗１５は、上記のようにダイオード１０に逆方向の過電圧が印加されるのを防止するための分圧抵抗としての作用も果たす。つまり、抵抗１５は、交流入力電圧Ｖ_ｉｎがなくピーク充電も行われない場合に、抵抗１５の抵抗値／（抵抗１５の抵抗値＋抵抗１６の抵抗値＋抵抗１７の抵抗値）の比で電圧Ｅを分圧した値をダイオード１０に逆方向に印加するためのものである。例えば、抵抗１５の抵抗値が抵抗１６，１７の抵抗値の４倍であれば、分圧日は４／６、すなわち２／３となり、ダイオード１０の耐圧が電圧Ｅの２／３以上あれば、ダイオード１０への過電圧の印加を回避することができる。 The initial charging resistor 15 also serves as a voltage dividing resistor for preventing an overvoltage in the reverse direction from being applied to the diode 10 as described above. That is, the resistor 15, when the AC input voltage V _in is not performed peak charging without the ratio of the resistance value of the resistor 15 / (the resistance value of the resistance value + resistor 17 of the resistance value + resistor 16 of the resistor 15) A value obtained by dividing the voltage E is applied to the diode 10 in the reverse direction. For example, if the resistance value of the resistor 15 is four times the resistance value of the resistors 16 and 17, the voltage dividing date is 4/6, that is, 2/3, and if the withstand voltage of the diode 10 is 2/3 or more of the voltage E, Application of overvoltage to the diode 10 can be avoided.

本発明は、交流入力電圧を所定の大きさの直流電圧に変換し、ＤＣ−ＤＣコンバータ等の電力変換器を含む各種の直流負荷に供給する用途に利用することができる。   The present invention can be used for applications in which an AC input voltage is converted into a DC voltage of a predetermined magnitude and supplied to various DC loads including a power converter such as a DC-DC converter.

１：交流電源
２，１２，１３：コンデンサ
３〜６，１０，１１：ダイオード
７：リアクトル
８，９：半導体スイッチング素子
１４：負荷
１５：初期充電抵抗
１６，１７：分圧抵抗
２０：制御回路
２１：電流検出器（シャント抵抗）
２２，２３：ゲート駆動回路
２４：伝送回路
２５：直流電源
２６：ダイオード
２７：コンデンサ
３１，１０１，１０２：接地コンデンサ
３２：対地寄生容量
４１：半導体スイッチング素子
４２：ダイオード
５１：整流回路
ＳＷ：スイッチング部 1: AC power supply 2, 12, 13: Capacitors 3-6, 10, 11: Diode 7: Reactor 8, 9: Semiconductor switching element 14: Load 15: Initial charging resistor 16, 17: Voltage dividing resistor 20: Control circuit 21 : Current detector (shunt resistor)
22, 23: Gate drive circuit 24: Transmission circuit 25: DC power supply 26: Diode 27: Capacitors 31, 101, 102: Ground capacitor 32: Ground parasitic capacitance 41: Semiconductor switching element 42: Diode 51: Rectifier circuit SW: Switching unit

Claims (9)

交流電圧を整流回路により整流して得た直流電圧を、半導体スイッチング素子のオン／オフにより異なる大きさの直流電圧に変換して負荷に供給する交流−直流変換装置であって、
第１のダイオード、第２のダイオード、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子を順次、直列に接続してスイッチング部を構成すると共に、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードとの接続点と、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点との間に第１のコンデンサを接続し、
前記整流回路の正負の出力端子を、リアクトルを介して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との直列回路の両端にそれぞれ接続し、
その両端が負荷に接続される前記スイッチング部に並列に第２のコンデンサを接続し、
前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のオン／オフを制御するための制御回路の基準電位を、前記第２のコンデンサの負側出力端子の電位としたことを特徴とする交流−直流変換装置。 An AC-DC converter that converts a DC voltage obtained by rectifying an AC voltage using a rectifier circuit into a DC voltage of a different magnitude by turning on / off a semiconductor switching element and supplies the DC voltage to a load,
A first diode, a second diode, a first switching element, and a second switching element are sequentially connected in series to form a switching unit, and the first diode and the second diode are connected to each other. A first capacitor is connected between the point and a connection point between the first switching element and the second switching element;
The positive and negative output terminals of the rectifier circuit are respectively connected to both ends of a series circuit of the first switching element and the second switching element via a reactor,
A second capacitor is connected in parallel to the switching unit whose both ends are connected to a load,
The reference potential of the control circuit for controlling on / off of the first switching element and the second switching element is the potential of the negative output terminal of the second capacitor. DC converter. 請求項１に記載した交流−直流変換装置において、
前記整流回路と前記第２のコンデンサの負側出力端子との間に流れる電流を検出して前記制御回路に与える電流検出手段を備え、前記電流検出手段は、その電流検出部と前記制御回路との間の絶縁機能を持たないことを特徴とする交流−直流変換装置。 In the AC-DC converter according to claim 1,
Current detecting means for detecting a current flowing between the rectifier circuit and a negative output terminal of the second capacitor and supplying the detected current to the control circuit, the current detecting means comprising: a current detecting unit; and the control circuit; AC-DC converter characterized by not having an insulation function between the two. 請求項１または２に記載した交流−直流変換装置において、
前記制御回路に接続され、かつ、前記第２のスイッチング素子のオン／オフを直接制御する第２の駆動手段と、前記第２の駆動手段を動作させるための直流電源と、を備え、
前記直流電源の基準電位を、前記制御回路の基準電位と等しくしたことを特徴とする交流−直流変換装置。 In the AC-DC converter according to claim 1 or 2,
A second drive means connected to the control circuit and directly controlling on / off of the second switching element; and a direct current power source for operating the second drive means,
An AC-DC converter characterized in that a reference potential of the DC power source is made equal to a reference potential of the control circuit. 請求項３に記載した交流−直流変換装置において、
前記制御回路に接続され、かつ、前記第１のスイッチング素子のオン／オフを直接制御する第１の駆動手段と、
前記第２のスイッチング素子のオン時に、前記第１の駆動手段を動作させるための電力を前記直流電源から供給するブートストラップ回路と、
を備えたことを特徴とする交流−直流変換装置。 In the AC-DC converter according to claim 3,
First driving means connected to the control circuit and directly controlling on / off of the first switching element;
A bootstrap circuit that supplies power for operating the first drive means from the DC power supply when the second switching element is on;
An AC-DC converter characterized by comprising: 請求項１に記載した交流−直流変換装置において、
前記第２のコンデンサの負側出力端子を、接地コンデンサを介して接地したことを特徴とする交流−直流変換装置。 In the AC-DC converter according to claim 1,
An AC-DC converter characterized in that the negative output terminal of the second capacitor is grounded via a grounding capacitor. 請求項１に記載した交流−直流変換装置において、
前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子よりも耐圧が低く、かつ、前記第１のスイッチング素子または第２のスイッチング素子よりも順電圧降下が小さい第３のスイッチング素子と、前記第１のダイオード及び前記第２のダイオードより逆回復損失が大きく、かつ、前記第１のダイオード及び前記第２のダイオードの順電圧降下の和よりも順電圧降下が小さい第３のダイオードと、を直列に接続してなる回路を、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードとの直列回路に並列に接続したことを特徴とする交流−直流変換装置。 In the AC-DC converter according to claim 1,
A third switching element having a lower withstand voltage than the first switching element or the second switching element and having a forward voltage drop smaller than that of the first switching element or the second switching element; A third diode having a reverse recovery loss larger than that of the first diode and the second diode and having a forward voltage drop smaller than the sum of the forward voltage drops of the first diode and the second diode. An AC-DC converter comprising a connected circuit connected in parallel to a series circuit of the first diode and the second diode. 請求項１〜６の何れか１項に記載した交流−直流変換装置において、
前記第１のダイオードまたは前記第２のダイオードのうちの少なくとも一方が、ワイドバンドギャップ半導体を用いたショットキーバリアダイオードであることを特徴とする交流−直流変換装置。 In the alternating current-direct current converter according to any one of claims 1 to 6,
An AC-DC converter characterized in that at least one of the first diode and the second diode is a Schottky barrier diode using a wide band gap semiconductor. 請求項１〜７の何れか１項に記載した交流−直流変換装置において、
前記第１のコンデンサに並列に第１の抵抗を接続すると共に、前記第２のスイッチング素子に並列に、前記第１の抵抗とほぼ等しい抵抗値を有する第２の抵抗を接続したことを特徴とする交流−直流変換装置。 In the alternating current-direct current converter according to any one of claims 1 to 7,
A first resistor is connected in parallel to the first capacitor, and a second resistor having a resistance value substantially equal to the first resistor is connected in parallel to the second switching element. AC-DC converter. 請求項８に記載した交流−直流変換装置において、
前記第１のダイオードに並列に第３の抵抗を接続し、前記第２のコンデンサの電圧を前記第１，第２，第３の抵抗の直列回路により分圧したときの前記第３の抵抗の両端電圧が、前記第１のダイオードの耐圧よりも低いことを特徴とする交流−直流変換装置。 In the AC-DC converter according to claim 8,
A third resistor is connected in parallel to the first diode, and the voltage of the second capacitor is divided by a series circuit of the first, second, and third resistors. The AC-DC converter characterized in that the voltage across the both ends is lower than the withstand voltage of the first diode.

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