JP2016208678A

JP2016208678A - Motor drive device and washing machine or washing/drying machine using the same

Info

Publication number: JP2016208678A
Application number: JP2015088005A
Authority: JP
Inventors: 新井　康弘; Yasuhiro Arai; 康弘新井; 亀田　晃史; Koji Kameda; 晃史亀田
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2015-04-23
Filing date: 2015-04-23
Publication date: 2016-12-08
Anticipated expiration: 2035-04-23
Also published as: JP6500224B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor drive device, used in a washing machine or the like, capable of controlling to limit an input current to an optional value.SOLUTION: Control means 6 breaks down a motor current of a motor 4 into a current component corresponding to a magnetic flux and a current component corresponding to a torque and performs vector control for controlling each of them to be a desired value and speed control for making a motor rotational speed by rotor position detection means 4a into a desired rotational speed. Torque current control means 67 limits the current component corresponding to the torque on the basis of a predetermined table according to a current motor rotational speed, and can prevent an input current from becoming excessive without limiting the current component corresponding to the torque more than necessary.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、インバータ回路によりモータを駆動する洗濯機等に用いられるモータ駆動装置およびこれを用いた洗濯機又は洗濯乾燥機に関するものである。 The present invention relates to a motor driving device used in a washing machine or the like that drives a motor by an inverter circuit, and a washing machine or a washing / drying machine using the same.

洗濯機等を駆動するためのモータ駆動装置において、異常時などに交流入力電流が過大にならないように、制限する必要がある。従来、インバータ回路の駆動制御をおこなうマイコンは、交流入力電流ラインと絶縁されており、ＧＮＤ電位が異なることが多い（例えば、特許文献１参照）。 In a motor drive device for driving a washing machine or the like, it is necessary to limit the AC input current so that it does not become excessive when an abnormality occurs. Conventionally, a microcomputer that performs drive control of an inverter circuit is insulated from an AC input current line and often has a different GND potential (for example, see Patent Document 1).

特許文献１には、マイコンから絶縁された回路における過電流状態を検知する安価な方法として、電流を検出したいラインに直列に電流検出用の抵抗を挿入し、挿入した抵抗の両端に発生する電圧によって、フォトカプラを駆動する過電流検出装置を備えたモータ駆動装置および洗濯機が開示されている。 In Patent Document 1, as an inexpensive method for detecting an overcurrent state in a circuit insulated from a microcomputer, a current detection resistor is inserted in series in a line where current is to be detected, and a voltage generated at both ends of the inserted resistor. Discloses a motor driving device and a washing machine including an overcurrent detection device for driving a photocoupler.

特開２００８−１２２２２６号公報JP 2008-122226 A

しかしながら、上記従来のモータ駆動装置の過電流検出装置は、電流検出抵抗、直流電圧源等の回路部品が必要であり、ＧＮＤ電位も異なるため、フォトカプラ等の高価な部品も必要となるほか、検出抵抗部の発熱、検出抵抗部での損失も増加することもあり、より安価なモータ駆動装置を構成できないという課題があった。 However, the above-described conventional overcurrent detection device of the motor drive device requires circuit components such as a current detection resistor and a DC voltage source, and since the GND potential is different, an expensive component such as a photocoupler is also required. There is a problem in that the heat generation of the detection resistor and the loss in the detection resistor may increase, and a more inexpensive motor driving device cannot be configured.

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、より安価なモータ駆動装置およびこれを用いた洗濯機または洗濯乾燥機を提供することを目的とする。 The present invention solves the above-described conventional problems, and an object thereof is to provide a cheaper motor driving device and a washing machine or a washing dryer using the same.

上記課題を解決するために、本発明の一態様に係るモータ駆動装置は、交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され洗濯兼脱水槽等の負荷を駆動するブラシレスモータと、前記ブラシレスモータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ブラシレスモータのモータ電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記ブラシレスモータのモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分とに分解してそれぞれ所望の値となるように制御するベクトル制御と、前記ロータ位置検出手段によるモータ回転数を所望の指令回転数となるように速度制御とを行うとともに、前記トルクに対応した電流成分を所望の制限値以下に制限する１次電流判定手段を備え、前記１次電流判定手段は、前記モータ回転数に応じて、あらかじめ設定したテーブルにより、前記トルクに対応した電流成分の制限値を切り替えることを特徴とする。 In order to solve the above problems, a motor drive device according to one aspect of the present invention includes an AC power supply, a rectifier circuit connected to the AC power supply, an inverter circuit that converts DC power of the rectifier circuit into AC power, A brushless motor driven by the inverter circuit to drive a load such as a washing and dewatering tub; a rotor position detecting means for detecting a rotor position of the brushless motor; a current detecting means for detecting a motor current of the brushless motor; And a control means for controlling the inverter circuit, wherein the control means controls the motor current of the brushless motor to be decomposed into a current component corresponding to the magnetic flux and a current component corresponding to the torque so as to have respective desired values. Vector control and speed control so that the motor rotational speed by the rotor position detecting means becomes a desired command rotational speed. And a primary current determining means for limiting a current component corresponding to the torque to a desired limit value or less, wherein the primary current determining means is configured to store the torque according to a table set in advance according to the motor rotation speed. The limit value of the current component corresponding to is switched.

本発明のモータ駆動装置は、高価な１次電流検出部を用いずとも、所望する任意の範囲に１次側電流を制限でき、入力電流が過大になることを防止できる。また、トルクに対応した電流成分の制限値を、指令回転数に応じて変化させることにより、低回転において必
要以上にトルクに対応した電流成分を制限しないため、低速時でもトルク不足による回転数低下が発生しない。また、従来に比べ高価な部品を要する１次電流検出部を用いないため、低コストなモータ駆動装置を提供することができる。 The motor drive device of the present invention can limit the primary current to an arbitrary desired range without using an expensive primary current detector, and can prevent the input current from becoming excessive. In addition, by changing the limit value of the current component corresponding to the torque according to the command rotation speed, the current component corresponding to the torque is not limited more than necessary at low rotation, so the rotation speed decreases due to insufficient torque even at low speed. Does not occur. In addition, since a primary current detector that requires more expensive parts than in the past is not used, a low-cost motor drive device can be provided.

本発明の実施の形態１のモータ駆動装置の一部ブロック化した回路図FIG. 2 is a circuit diagram in which the motor driving apparatus according to the first embodiment of the present invention is partly blocked. 同モータ駆動装置の動作タイムチャートOperation time chart of the motor drive unit 同モータ駆動装置のＩｑリミット制御のフローチャートFlowchart of Iq limit control of the motor drive device 同モータ駆動装置のモータ駆動サブルーチンのフローチャートFlowchart of motor drive subroutine of the motor drive device 同モータ駆動装置のキャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャートFlowchart of carrier signal interrupt subroutine of the motor drive device 同モータ駆動装置の位置信号割込サブルーチンのフローチャートFlowchart of position signal interrupt subroutine of the motor drive device 同モータ駆動装置のＩｑリミットテーブルの関数を示す特性図The characteristic figure which shows the function of the Iq limit table of the motor drive device 本発明の実施の形態２のモータ駆動装置の一部ブロック化した回路図Circuit diagram in which the motor driving apparatus according to the second embodiment of the present invention is partly blocked. 同モータ駆動装置の整流電圧値検出によるテーブル切替制御時のフローチャートFlow chart at the time of table switching control by detecting the rectified voltage value of the motor drive device 同モータ駆動装置の整流電圧値検出時の低電位状態例を示す図The figure which shows the example of a low electric potential state at the time of the rectification voltage value detection of the motor drive device 同モータ駆動装置の整流電圧値検出時の標準電位状態例を示す図The figure which shows the example of a standard electric potential state at the time of the rectification voltage value detection of the motor drive device 同モータ駆動装置の整流電圧値検出時の高電位状態例を示す図The figure which shows the example of a high potential state at the time of the rectification voltage value detection of the motor drive device 同モータ駆動装置のＩｑリミットテーブルの関数を示す特性図The characteristic figure which shows the function of the Iq limit table of the motor drive device

第１の発明は、交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され洗濯兼脱水槽等の負荷を駆動するブラシレスモータと、前記ブラシレスモータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ブラシレスモータのモータ電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記ブラシレスモータのモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分とに分解してそれぞれ所望の値となるように制御するベクトル制御と、前記ロータ位置検出手段によるモータ回転数を所望の指令回転数となるように速度制御とを行うとともに、前記トルクに対応した電流成分を所望の制限値以下に制限する１次電流判定手段を備え、前記１次電流判定手段は、前記モータ回転数に応じて、あらかじめ設定したテーブルにより、前記トルクに対応した電流成分の制限値を切り替えることを特徴とする。 A first invention is an AC power source, a rectifier circuit connected to the AC power source, an inverter circuit that converts DC power of the rectifier circuit into AC power, and a load such as a washing / dehydrating tub driven by the inverter circuit. A brushless motor for driving; rotor position detecting means for detecting a rotor position of the brushless motor; current detecting means for detecting a motor current of the brushless motor; and control means for controlling the inverter circuit; Is a vector control for controlling the motor current of the brushless motor into a current component corresponding to the magnetic flux and a current component corresponding to the torque so as to obtain respective desired values, and the motor rotation speed by the rotor position detecting means Is controlled so as to achieve the desired command speed, and the current component corresponding to the torque is controlled as desired. Primary current determination means for limiting the current value to be less than or equal to a value, wherein the primary current determination means switches a limit value of a current component corresponding to the torque according to a preset table in accordance with the motor rotation speed. And

第２の発明は、特に、第１の発明の１次電流判定手段において、前記テーブルによる前記制限値は、前記モータ回転数の２乗に比例する項を有し、単調減少する関数によって規定される構成とする。 According to a second aspect of the invention, in particular, in the primary current determination means of the first aspect of the invention, the limit value by the table has a term proportional to the square of the motor rotation speed and is defined by a monotonically decreasing function. The configuration is as follows.

この構成により、高価な１次電流検出部を用いずとも、必要以上にトルクに対応した電流成分を制限せずに、入力電流が過大になることを防止できる、低コストなモータ駆動装置を提供することができる。 With this configuration, it is possible to provide a low-cost motor drive device that can prevent the input current from becoming excessive without limiting the current component corresponding to the torque more than necessary without using an expensive primary current detector. can do.

第３の発明は、第１または第２の発明において、前記整流回路の直流電圧を検出する電圧検出手段を備えるとともに前記テーブルを複数備え、前記制御手段は、前記電圧検出手段で検出された電圧を、あらかじめ決められた標準値と比較し、その大小関係によって、前記複数のテーブルを選択的に適用して前記トルクに対応した電流成分の制限値を切り替える構成とする。 According to a third aspect of the present invention, in the first or second aspect of the present invention, a voltage detection unit that detects a DC voltage of the rectifier circuit and a plurality of the tables are provided, and the control unit is a voltage detected by the voltage detection unit. Is compared with a predetermined standard value, and the plurality of tables are selectively applied according to the magnitude relationship to switch the limit value of the current component corresponding to the torque.

この構成により、電源電圧が変動した場合でも、高価な１次電流検出部を用いずとも、必要以上にトルクに対応した電流成分を制限せずに、入力電流が過大になることを防止できる、低コストなモータ駆動装置を提供することができる。 With this configuration, even when the power supply voltage fluctuates, it is possible to prevent the input current from becoming excessive without limiting the current component corresponding to the torque more than necessary without using an expensive primary current detection unit. A low-cost motor drive device can be provided.

第４の発明は、第３の発明において、前記電圧検出手段で検出された電圧を、あらかじめ決められた標準値と比較し、それよりも高電位と判定された場合、前記テーブルによる前記制限値は、前記モータ回転数の２乗に比例する項を有し単調減少する関数の係数を大きくするように構成する。 According to a fourth aspect, in the third aspect, the voltage detected by the voltage detecting means is compared with a predetermined standard value, and when the potential is determined to be higher than that, the limit value according to the table is determined. Is configured to have a term proportional to the square of the motor speed and to increase the coefficient of the monotonically decreasing function.

この構成により、電源電圧が高く変動した場合でも、高価な１次電流検出部を用いずとも、必要以上にトルクに対応した電流成分を制限せずに、入力電流が過大になることを防止できる、低コストなモータ駆動装置を提供することができる。 With this configuration, even when the power supply voltage fluctuates high, it is possible to prevent the input current from becoming excessive without limiting the current component corresponding to the torque more than necessary without using an expensive primary current detector. A low-cost motor drive device can be provided.

第５の発明は、特に、第３の発明において、前記電圧検出手段で検出された電圧を、あらかじめ決められた標準値と比較し、それよりも低電位と判定された場合、前記テーブルによる前記制限値は、前記モータ回転数の２乗に比例する項を有し単調減少する関数の係数を小さくする構成とする。 In a fifth aspect of the invention, in particular, in the third aspect of the invention, the voltage detected by the voltage detection means is compared with a predetermined standard value, and when it is determined that the potential is lower than that, the table according to the table is used. The limit value is configured to have a term proportional to the square of the motor rotation speed and to reduce the coefficient of the monotonically decreasing function.

この構成により、電源電圧が低く変動した場合でも、高価な１次電流検出部を用いずとも、必要以上にトルクに対応した電流成分を制限せずに、入力電流が過大になることを防止できる、低コストなモータ駆動装置を提供することができる。 With this configuration, even when the power supply voltage fluctuates low, it is possible to prevent the input current from becoming excessive without limiting the current component corresponding to the torque more than necessary without using an expensive primary current detector. A low-cost motor drive device can be provided.

以下、本発明を実施するための形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１のモータ駆動装置の一部ブロック化した回路図である。図１に示すように、交流電源１は、整流回路２に交流電圧を加え、整流回路２は、整流器２０とコンデンサ２１により直流電圧に変換し、直流電圧をインバータ回路３に加える。 (Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit diagram in which the motor drive apparatus according to the first embodiment of the present invention is partly blocked. As shown in FIG. 1, the AC power supply 1 applies an AC voltage to the rectifier circuit 2, and the rectifier circuit 2 converts the DC voltage into a DC voltage using a rectifier 20 and a capacitor 21, and applies the DC voltage to the inverter circuit 3.

インバータ回路３は、６個のパワースイッチング半導体と逆並列ダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路により構成し、通常、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）と逆並列ダイオードおよびその駆動回路と保護回路を内蔵したインテリジェントパワーモジュール（以下、ＩＰＭという）で構成している。パワースイッチング半導体は、ＩＧＢＴの他、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）などで構成しても良い。このインバータ回路３の構成は、よく知られたものと同様であるので、詳しい説明は省略する。 The inverter circuit 3 is constituted by a three-phase full-bridge inverter circuit composed of six power switching semiconductors and an antiparallel diode, and normally includes an insulated gate bipolar transistor (IGBT), an antiparallel diode, its driving circuit, and a protection circuit. It consists of an intelligent power module (hereinafter referred to as IPM). The power switching semiconductor may be composed of a metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET) or the like in addition to the IGBT. Since the configuration of the inverter circuit 3 is the same as a well-known one, detailed description thereof is omitted.

インバータ回路３の出力端子にモータ４を接続し、洗濯機、洗濯乾燥機の撹拌翼（図示せず）、または洗濯兼脱水槽（図示せず）等の負荷を駆動する。モータ４は、ブラシレスモータにより構成し、回転子（ロータ）を構成する永久磁石と固定子との相対位置（回転子位置）をロータ位置検出手段４ａにより検出する。ロータ位置検出手段４ａは、通常、３個のホールＩＣにより構成し、電気角６０度ごとの位置出力基準信号を検出する。 The motor 4 is connected to the output terminal of the inverter circuit 3 to drive a load such as a washing machine, a stirring blade (not shown) of the washing / drying machine, or a washing / dehydrating tub (not shown). The motor 4 is constituted by a brushless motor, and the rotor position detection means 4a detects the relative position (rotor position) between the permanent magnet and the stator that constitute the rotor (rotor). The rotor position detecting means 4a is normally composed of three Hall ICs and detects a position output reference signal for every 60 electrical angles.

電流検出手段５は、モータ４のモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するもので、通常は、シャント抵抗５ａ、５ｂを用いる。また、直流電流を含む低周波数から測定可能な直流電流トランスや、交流電流トランスでも検出可能である。また、３相モータの場合、２相の電流（例えばＩｕ、Ｉｖ）を求め、キルヒホッフの法則（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）より残りの１相の電流（Ｉｗ）を求める方法が一般的である。 The current detection means 5 detects motor currents Iu, Iv, and Iw of the motor 4, and normally uses shunt resistors 5a and 5b. It can also be detected by a DC current transformer that can be measured from a low frequency including a DC current, or an AC current transformer. In the case of a three-phase motor, a general method is to obtain a two-phase current (for example, Iu, Iv) and obtain the remaining one-phase current (Iw) from Kirchhoff's law (Iu + Iv + Iw = 0).

なお、ロータ位置検出手段４ａは、出力基準信号Ｈ１〜Ｈ３を元にロータの位置を検出しているが、ホールＩＣを用いず、モータの相電流と３相モータ駆動制御電圧からロータ位置を演算により検出する方法でもよい（図示せず）。 The rotor position detection means 4a detects the rotor position based on the output reference signals H1 to H3, but calculates the rotor position from the motor phase current and the three-phase motor drive control voltage without using the Hall IC. It is also possible to use a detection method (not shown).

制御手段６は、ロータ位置検出手段４ａと電流検出手段５によりインバータ回路３をベクトル制御してモータ４の回転数を制御するものである。 The control means 6 controls the rotational speed of the motor 4 by vector control of the inverter circuit 3 by the rotor position detection means 4a and the current detection means 5.

制御手段６は、マイクロコンピュータと、マイクロコンピュータに内蔵したインバータ制御タイマー（ＰＷＭタイマー）、高速Ａ／Ｄ変換回路、メモリ回路（ＲＯＭ、ＲＡＭ）等より構成し、ロータ位置検出手段４ａの出力信号より電気角を検知する電気角検知手段６０と、電流検出手段５の出力信号と電気角検知手段６０の信号より磁束に対応した電流成分Ｉｄ（ｄ軸電流）とトルクに対応した電流成分（トルク電流）Ｉｑ（ｑ軸電流）に分解する３相／２相ｄｑ変換手段６１と、静止座標系から回転座標系に変換、あるいは逆変換するのに必要な正弦波データ（ｓｉｎ、ｃｏｓデータ）を格納する記憶手段６２と、磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑを３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する２相／３相ｄｑ逆変換手段６３と、３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに応じてインバータ回路３のＩＧＢＴのスイッチングを制御するＰＷＭ制御手段６４などを備えている。 The control means 6 comprises a microcomputer and an inverter control timer (PWM timer) built in the microcomputer, a high-speed A / D conversion circuit, a memory circuit (ROM, RAM), and the like, and from an output signal of the rotor position detection means 4a An electrical angle detector 60 for detecting an electrical angle, an output signal from the current detector 5 and a signal from the electrical angle detector 60, a current component Id (d-axis current) corresponding to magnetic flux and a current component (torque current) corresponding to torque. ) Three-phase / two-phase dq conversion means 61 that decomposes into Iq (q-axis current) and sine wave data (sin, cos data) necessary for conversion from the stationary coordinate system to the rotation coordinate system or reverse conversion Storage means 62, and two-phase for converting voltage component Vd corresponding to magnetic flux and voltage component Vq corresponding to torque into three-phase motor drive control voltages Vu, Vv and Vw. A three-phase dq inverse conversion unit 63, a 3-phase motor drive control voltage Vu, Vv, and PWM control means 64 for controlling the IGBT switching of the inverter circuit 3 according to Vw.

さらに、行程に応じてモータ４の起動、停止、回転数、および制動等を制御する設定変更手段６５と、ロータ位置検出手段４ａの出力信号より回転数を検知する回転数検知手段６６と、回転数検知手段６６によって検知された検知回転数ｎと設定変更手段６５によって設定された設定回転数Ｎｓを参照してトルク電流Ｉｑの電流設定値Ｉｑｓを決定するトルク電流制御手段６７と、設定変更手段６５からのｄ軸（ｄｉｒｅｃｔ−ａｘｉｓ）電流設定値Ｉｄｓ、トルク電流制御手段６７からのｑ軸（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ａｘｉｓ）電流設定値Ｉｑｓと、３相／２相ｄｑ変換手段６１より演算したＩｄとＩｑを比較しモータ電流を制御するための磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑを演算するモータ電流制御手段６８とを備えている。 Further, setting change means 65 for controlling the start, stop, rotation speed, braking, etc. of the motor 4 according to the stroke, rotation speed detection means 66 for detecting the rotation speed from the output signal of the rotor position detection means 4a, and rotation Torque current control means 67 for determining the current set value Iqs of the torque current Iq with reference to the detected rotation speed n detected by the number detection means 66 and the set rotation speed Ns set by the setting change means 65, and setting change means D-axis (direct-axis) current set value Ids from 65, q-axis (quadture-axis) current set value Iqs from torque current control means 67, and Id and Iq calculated by three-phase / 2-phase dq conversion means 61 Motor current control means 6 for calculating a voltage component Vd corresponding to the magnetic flux and a voltage component Vq corresponding to the torque for controlling the motor current It is equipped with a door.

磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑから逆変換して得られる２相／３相ｄｑ逆変換手段６３からの入力（３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）に応じて、ＰＷＭ制御手段６４は、インバータ回路３に制御信号を出力する。 According to the input (three-phase motor drive control voltages Vu, Vv, Vw) from the two-phase / three-phase dq reverse conversion means 63 obtained by reverse conversion from the voltage component Vd corresponding to the magnetic flux and the voltage component Vq corresponding to the torque. Thus, the PWM control means 64 outputs a control signal to the inverter circuit 3.

トルクに対応したｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓとなるようにフィードバック制御することにより定トルク制御が可能となる。しかし、回転数が上昇すると、モータ誘起電圧が上昇してトルク電流Ｉｑが増加しなくなるので、回転数に応じてｄ軸電流を増加させる、いわゆる弱め磁束制御によりｑ軸電流も増加させることができ、トルクを増加させることができる。 Constant torque control is possible by performing feedback control so that the q-axis current Iq corresponding to the torque becomes the set value Iqs. However, when the rotational speed increases, the motor induced voltage increases and the torque current Iq does not increase. Therefore, the so-called weak flux control that increases the d-axis current according to the rotational speed can increase the q-axis current. The torque can be increased.

図２は、モータ駆動装置動作時の各部の波形関係を示し、ロータ位置検出手段４ａの出力基準信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジ信号は、６０度ごとに変化して、各部状態信号より３６０度を６分割した角度が判別できる。出力基準信号Ｈ１がローからハイとなるハイエッジを基準電気角０度として示し、モータ４のＵ相巻線誘起電圧Ｅｃは、出力基準信号Ｈ１から３０度遅れた波形となる。Ｕ相モータ電流ＩｕとＵ相巻線誘起電圧Ｅｃの位相を同じにすると、最大効率が得られる。Ｕ相巻線誘起電圧Ｅｃがｑ軸と同等軸となり、ｄ軸は９０度遅れている。ｑ軸電流はモータ誘起電圧位相と同相なので、トルク電流と呼ばれる。 FIG. 2 shows the waveform relationship of each part during operation of the motor drive device. The edge signals of the output reference signals H1, H2, and H3 of the rotor position detecting means 4a change every 60 degrees, and 360 degrees from the state signal of each part. Can be determined. A high edge where the output reference signal H1 changes from low to high is shown as a reference electrical angle of 0 degree, and the U-phase winding induced voltage Ec of the motor 4 has a waveform delayed by 30 degrees from the output reference signal H1. Maximum efficiency is obtained when the phases of the U-phase motor current Iu and the U-phase winding induced voltage Ec are the same. The U-phase winding induced voltage Ec is the same axis as the q axis, and the d axis is delayed by 90 degrees. Since the q-axis current is in phase with the motor induced voltage phase, it is called torque current.

図２において、Ｕ相モータ電流Ｉｕは、Ｕ相巻線誘起電圧Ｅｃよりわずかに進んで、モータ印加電圧Ｖｕは、Ｕ相巻線誘起電圧Ｅｃより３０度進んだ波形を示す。Ｖｃは、ＰＷＭ制御手段６４内で生成される鋸歯状、または三角波波形のキャリヤ信号で、Ｖｕは、正弦波状のＵ相制御電圧でキャリヤ信号ＶｃとＵ相制御電圧Ｖｕを比較したＰＷＭ信号ＵをＰＷＭ制御手段６４内で発生させ、インバータ回路３のＵ相上アームトランジスタの制御
信号として加える。ｃｋは、キャリヤ信号Ｖｃの同期信号で、キャリヤカウンタがカウントアップしてオーバーフローしたときの割込信号である。 In FIG. 2, the U-phase motor current Iu slightly advances from the U-phase winding induced voltage Ec, and the motor applied voltage Vu shows a waveform advanced 30 degrees from the U-phase winding induced voltage Ec. Vc is a carrier signal having a sawtooth or triangular waveform generated in the PWM control means 64, and Vu is a PWM signal U obtained by comparing the carrier signal Vc and the U phase control voltage Vu with a sine wave U phase control voltage. It is generated in the PWM control means 64 and added as a control signal for the U-phase upper arm transistor of the inverter circuit 3. ck is a synchronizing signal of the carrier signal Vc, and is an interrupt signal when the carrier counter counts up and overflows.

モータ４のロータ磁石軸とステータの磁束軸が一致した電気角をｄ軸として基準電気角０度として静止座標系から回転座標系への座標変換、すなわち、ｄｑ変換を行うので、電気角検知手段６０は、ロータ位置検出手段４ａの出力基準信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３より３０度、９０度、１５０度等の電気角を検知し、６０度毎以外は、推定により電気角θを求める。 Coordinate conversion from the stationary coordinate system to the rotating coordinate system, that is, dq conversion, is performed with the electrical angle at which the rotor magnet axis of the motor 4 and the magnetic flux axis of the stator coincided as the d axis, and a reference electrical angle of 0 degrees. 60 detects electrical angles such as 30 degrees, 90 degrees, and 150 degrees from the output reference signals H1, H2, and H3 of the rotor position detecting means 4a, and obtains the electrical angle θ by estimation except every 60 degrees.

一般的に、磁束に対応した電流成分をｄ軸電流Ｉｄと呼び、永久磁石の磁束と界磁の磁束が同軸上で永久磁石が界磁に吸引された状態なので、トルクは零となる。また、ｄ軸から電気角で９０度の角度で誘起電圧位相と同じ位相となり、トルク最大となる軸をｑ軸と呼び、トルクに対応した電流成分なので、ｑ軸電流Ｉｑと呼ぶ。さらに、ｄ軸電流を負の方向に増加させると、ｄ軸上の界磁磁束を弱めることと等価となるので、弱め界磁制御、あるいは弱め磁束制御（または磁束弱め制御）と呼ばれる。また、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに分解してそれぞれ独立に制御するので、ベクトル制御と呼ばれる。 In general, a current component corresponding to the magnetic flux is called a d-axis current Id, and the torque is zero because the permanent magnet magnetic flux and the field magnetic flux are coaxially attracted to the field magnet. Further, the axis that is the same as the induced voltage phase at an electrical angle of 90 degrees from the d-axis and is the torque maximum is called the q-axis, and is a current component corresponding to the torque, and is therefore called the q-axis current Iq. Further, increasing the d-axis current in the negative direction is equivalent to weakening the field magnetic flux on the d-axis, and is called field weakening control or field-weakening control (or flux weakening control). In addition, since it is decomposed into d-axis current Id and q-axis current Iq and controlled independently, it is called vector control.

３相／２相ｄｑ変換手段６１は、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを数式１によりｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに変換するもので、電気角θに対応して検出したモータ電流瞬時値よりＩｄ、Ｉｑを演算する。 The three-phase / two-phase dq conversion means 61 converts the motor currents Iu, Iv, and Iw into the d-axis current Id and the q-axis current Iq using Equation 1, and the motor current instantaneous value detected corresponding to the electrical angle θ. Then, Id and Iq are calculated.

記憶手段６２には、ｓｉｎθとｃｏｓθのデータを記憶しているので、電気角データに対応したデータを呼び出して積和演算を行うことにより、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに分解できる。電気角θの検知とモータ電流瞬時値の検出は、キャリヤ信号に同期して行うもので、後述するフローチャートに従い、詳細な説明を行う。 Since the storage unit 62 stores the data of sin θ and cos θ, it can be decomposed into the d-axis current Id and the q-axis current Iq by calling the data corresponding to the electrical angle data and performing the product-sum operation. The detection of the electrical angle θ and the detection of the instantaneous motor current value are performed in synchronization with the carrier signal, and will be described in detail according to the flowchart described later.

回転数検知手段６６は、ロータ位置検出手段４ａの出力基準信号Ｈ３よりモータ回転数を検知し、回転数信号を設定変更手段６５、トルク電流制御手段６７に加える。設定変更手段６５は、モータ４の回転数の設定、回転数に応じたｄ軸電流設定値Ｉｄｓの設定、トルク電流制御手段６７への設定回転数Ｎｓの設定を行なうとともに、モータ電流制御手段６８にｄ軸電流設定値Ｉｄｓを加える。なお、出力基準信号は、Ｈ１、Ｈ２をそれぞれ使用しても良いし、Ｈ１〜Ｈ３の信号から求めた回転数の平均値を用いてもよい（図示せず）。 The rotation speed detection means 66 detects the motor rotation speed from the output reference signal H3 of the rotor position detection means 4a, and applies the rotation speed signal to the setting change means 65 and the torque current control means 67. The setting changing means 65 sets the rotational speed of the motor 4, sets the d-axis current set value Ids according to the rotational speed, sets the set rotational speed Ns to the torque current control means 67, and also sets the motor current control means 68. To the d-axis current set value Ids. Note that H1 and H2 may be used for the output reference signal, respectively, or an average value of the rotation speeds obtained from the signals H1 to H3 may be used (not shown).

トルク電流制御手段６７（１次電流判定手段）は、検知回転数ｎと設定回転数Ｎｓを比較する回転数比較手段６７ａと、検知回転数ｎと設定回転数Ｎｓとの誤差信号Δｎと、回
転数の変化率（加速度）に応じてｑ軸電流設定値Ｉｑｓを制御するトルク電流設定手段６７ｂと、ｑ軸電流設定値Ｉｑｓの値に対し、現在の検知回転数ｎとの関数より導出される最大Ｉｑｓの値と比較し、制限を掛けるＩｑ指令リミッタ部６７ｃとより構成される。 The torque current control means 67 (primary current determination means) includes a rotation speed comparison means 67a for comparing the detected rotation speed n with the set rotation speed Ns, an error signal Δn between the detected rotation speed n and the set rotation speed Ns, and rotation. The torque current setting means 67b for controlling the q-axis current set value Iqs according to the rate of change (acceleration) of the number, and the function of the current detected rotational speed n with respect to the value of the q-axis current set value Iqs. It comprises an Iq command limiter 67c that applies a limit by comparing with the maximum Iqs value.

トルク電流設定手段６７ｂは、誤差信号Δｎに応じてｑ軸電流設定値ＩｑｓをＰＩ制御する、いわゆる、回転数制御電流マイナーループ制御を行う。ＰＩ制御の際のゲインなどの設定切り換えについては、設定変更手段６５からの指示を受けるもので、後述するフローチャートに従い説明を行う。 The torque current setting unit 67b performs so-called rotation speed control current minor loop control, in which the q-axis current set value Iqs is PI-controlled according to the error signal Δn. The switching of the setting such as the gain in the PI control will be described in accordance with a flowchart to be described later in response to an instruction from the setting changing unit 65.

モータ電流制御手段６８は、３相／２相ｄｑ変換手段６１の出力信号Ｉｑ、Ｉｄと設定値Ｉｑｓ、Ｉｄｓをそれぞれ比較して制御電圧信号Ｖｑ、Ｖｄを出力するもので、ｑ軸電流比較手段６８ａ、ｑ軸電圧設定手段６８ｂ、ｄ軸電流比較手段６８ｃ、ｄ軸電圧設定手段６８ｄより構成し、ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄをそれぞれ制御する電圧信号Ｖｑ、Ｖｄを生成する。 The motor current control means 68 compares the output signals Iq and Id of the three-phase / two-phase dq conversion means 61 with the set values Iqs and Ids and outputs the control voltage signals Vq and Vd, respectively. The q-axis current comparison means 68a, q-axis voltage setting means 68b, d-axis current comparison means 68c, and d-axis voltage setting means 68d, and generates voltage signals Vq and Vd for controlling the q-axis current Iq and the d-axis current Id, respectively.

ｄ軸電流設定値Ｉｄｓは、設定変更手段６５からモータ電流制御手段６８に信号が加えられるもので、埋め込み磁石モータの場合には、回転数に応じてｄ軸電流設定値Ｉｄｓを増加させて弱め界磁制御を行う。表面磁石モータの場合には、通常ｄ軸電流設定値Ｉｄｓは零に設定し、高回転数駆動の場合にｄ軸電流設定値Ｉｄｓを増加させる。本実施の形態では、交流電源１から整流回路２に流入する電流を制限するための説明であり、表面磁石モータでは、ｄ軸電流設定値Ｉｄｓは、零近くの所定の値に設定するため、以降、ｄ軸電流設定値Ｉｄｓについては特に記載しないこととする。 The d-axis current set value Ids is a signal applied from the setting change means 65 to the motor current control means 68. In the case of an embedded magnet motor, the d-axis current set value Ids is increased by increasing the d-axis current set value Ids according to the rotation speed. Perform field control. In the case of a surface magnet motor, the d-axis current set value Ids is normally set to zero, and the d-axis current set value Ids is increased in the case of high speed driving. In the present embodiment, it is an explanation for limiting the current flowing into the rectifier circuit 2 from the AC power supply 1, and in the surface magnet motor, the d-axis current set value Ids is set to a predetermined value close to zero. Hereinafter, the d-axis current set value Ids is not particularly described.

２相／３相ｄｑ逆変換手段６３は、電圧信号Ｖｑ、Ｖｄより３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを数式２によって演算するもので、キャリヤ信号に同期して、電気角検知手段６０により検知した電気角θに対応した正弦波状の信号をＰＷＭ制御手段６４に加える。記憶手段６２に記憶したｓｉｎθ、ｃｏｓθのデータを呼び出して行う積和演算の方法は、３相／２相ｄｑ変換手段６１の演算とほぼ同じである。 The two-phase / three-phase dq reverse conversion means 63 calculates the three-phase motor drive control voltages Vu, Vv, Vw from the voltage signals Vq, Vd according to Formula 2, and synchronizes with the carrier signal to detect the electrical angle detection means 60. A sinusoidal signal corresponding to the electrical angle θ detected by the above is applied to the PWM control means 64. The method of product-sum calculation performed by calling the data of sin θ and cos θ stored in the storage means 62 is almost the same as the calculation of the three-phase / 2-phase dq conversion means 61.

上記構成のモータ駆動装置について、図３から図７を参照しながら、動作、作用を説明する。図３は、本実施の形態におけるモータ制御の切り替わりを示すフローチャートで、ステップ１００により洗濯機や洗濯乾燥機のモータ４の速度制御を行うためのモータ制御を開始する。 The operation and action of the motor driving apparatus having the above configuration will be described with reference to FIGS. FIG. 3 is a flowchart showing switching of motor control in the present embodiment. In step 100, motor control for controlling the speed of the motor 4 of the washing machine or the washing / drying machine is started.

ステップ１０１において、指令速度を決定し、ステップ１０２において、現在の回転数を検出する。その後、ステップ１０３において、電流指令値（Ｉｑ指令値）を算出するが、同時にステップ１０４において、Ｉｑ指令値のリミット値を後述する方法で取得する。 In step 101, the command speed is determined, and in step 102, the current rotational speed is detected. Thereafter, in step 103, a current command value (Iq command value) is calculated. At the same time, in step 104, a limit value of the Iq command value is acquired by a method described later.

ステップ１０５において、電流指令値とＩｑリミット値を比較し、Ｉｑリミット値よりも電流指令値が高い場合は、ステップ１０７へ、低い場合は、ステップ１０６へ進む。 In Step 105, the current command value is compared with the Iq limit value. If the current command value is higher than the Iq limit value, the process proceeds to Step 107, and if it is lower, the process proceeds to Step 106.

ステップ１０６では、ステップ１０３で算出されたＩｑ指令値をそのまま出力する。 In step 106, the Iq command value calculated in step 103 is output as it is.

ステップ１０７では、現在回転数に応じて得られるＩｑリミット値をＩｑ指令値として出力する。 In step 107, the Iq limit value obtained according to the current rotational speed is output as the Iq command value.

ステップ１０８では、上記のようにして出力された電流指令値に応じてモータ制御のサブルーチン処理を行う。その後、ステップ１０９において、モータ制御が継続中ならば、ステップ１０１に戻り、速度制御を継続する。モータ制御が終了した場合は、速度制御を終了する。 In step 108, motor control subroutine processing is performed in accordance with the current command value output as described above. Thereafter, in step 109, if the motor control is continuing, the process returns to step 101 and the speed control is continued. When the motor control is finished, the speed control is finished.

ステップ１０８で行なわれるモータ駆動サブルーチン（モータ制御サブルーチン）の制御に関して、図４を用いて説明する。 The control of the motor drive subroutine (motor control subroutine) performed in step 108 will be described with reference to FIG.

ステップ６００によりモータ駆動サブルーチンが開始すると、次に、ステップ６０１に進んで、キャリヤ信号割込の有無を判定する。キャリヤ信号割込とは、ＰＷＭ制御手段６４のキャリヤカウンタがオーバーフローすると発生する割込信号ｃｋにより実行するもので、キャリヤ信号割込があった場合は、ステップ６０２に進んで、キャリヤ信号割込サブルーチンを実行する。 When the motor drive subroutine starts in step 600, the process proceeds to step 601 to determine whether or not a carrier signal interrupt has occurred. The carrier signal interrupt is executed by an interrupt signal ck that is generated when the carrier counter of the PWM control means 64 overflows. If there is a carrier signal interrupt, the routine proceeds to step 602, where a carrier signal interrupt subroutine is executed. Execute.

図５は、キャリヤ信号割込サブルーチンの詳細フローチャートを示し、ステップ７００によりキャリヤ信号割込サブルーチンを開始し、ステップ７０１にて割込信号ｃｋをカウントする。 FIG. 5 is a detailed flowchart of the carrier signal interrupt subroutine. In step 700, the carrier signal interrupt subroutine is started. In step 701, the interrupt signal ck is counted.

次に、ステップ７０２に進んで、電気角検知手段６０によりロータ位置の電気角θを演算する。ロータ位置の電気角θは、別途求めたキャリヤ信号１周期当たりの電気角Δθとキャリヤカウンタのカウント値ｋを掛けた値ｋ・Δθを、ロータ位置検出手段４ａより検知できる６０度ごとの電気角φを加えることで推定演算する。 Next, the routine proceeds to step 702, where the electrical angle detection means 60 calculates the electrical angle θ of the rotor position. The electrical angle θ at the rotor position is obtained by multiplying the separately obtained electrical angle Δθ per carrier signal period by the count value k of the carrier counter k · Δθ every 60 degrees that can be detected by the rotor position detecting means 4a. Estimate by adding φ.

モータ４を８極、キャリヤ周波数を１５．６ｋＨｚ、回転数を９００ｒ／ｍｉｎとすると、モータ駆動周波数は６０Ｈｚとなり、電気角６０度内のキャリヤカウンタのカウント値ｋは、約４３となる。よって、Δθは、約１．４度となる。モータ回転数が低い程、電気角６０度内のカウント値ｋは高くなり、演算上の電気角検知分解能は向上するので、回転数が低く精度が要求される場合でも問題はないことがわかる。 If the motor 4 has 8 poles, the carrier frequency is 15.6 kHz, and the rotation speed is 900 r / min, the motor drive frequency is 60 Hz, and the count value k of the carrier counter within an electrical angle of 60 degrees is about 43. Therefore, Δθ is about 1.4 degrees. As the motor rotational speed is lower, the count value k within an electrical angle of 60 degrees is higher, and the electrical angle detection resolution in calculation is improved. Therefore, it can be understood that there is no problem even when the rotational speed is low and accuracy is required.

次に、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖを検出する。ステップ７０３に進んで、１回目のモータ電流検出を行ない、Ｉｕ１、Ｉｖ１を得る。電流検出１回ではノイズが含まれる可能性があるので、ステップ７０４に進んで、再度検出し、Ｉｕ２、Ｉｖ２を得る。ステップ７０５にて、これら２回の検出値の平均値を求めてノイズを除去してモータ電流Ｉｕ、Ｉｖを算出し、Ｉｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）よりモータ電流Ｉｗを演算する。 Next, motor currents Iu and Iv are detected. Proceeding to step 703, first motor current detection is performed to obtain Iu1 and Iv1. Since there is a possibility that noise is included in the current detection once, the process proceeds to step 704 to detect again to obtain Iu2 and Iv2. In step 705, an average value of these two detection values is obtained, noise is removed, motor currents Iu and Iv are calculated, and motor current Iw is calculated from Iw = − (Iu + Iv).

ここでは、ノイズ除去のために単純な二回平均値にてモータ電流Ｉｕ、Ｉｖとしたが、この方式に限定されるものではない。たとえば、前回のキャリヤ信号割込の際に検出した電流と今回のキャリヤ信号割込の際に検出した電流との変化分を算出し、変化分を一定比
率で低減して前回検出した電流に足し合わせるようなローパスフィルター機能を構成してノイズ除去を実施しても良い。 In this case, the motor currents Iu and Iv are set as simple two-time average values for noise removal. However, the present invention is not limited to this method. For example, the amount of change between the current detected at the previous carrier signal interrupt and the current detected at the current carrier signal interrupt is calculated, and the amount of change is reduced by a fixed ratio and added to the previous detected current. Noise reduction may be performed by configuring a low-pass filter function that matches.

次に、ステップ７０６に進んで、３相／２相ｄｑ変換手段６１によって電気角θとモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗより、前記数式１に示した演算を行い、３相／２相ｄｑ変換を行い、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑを求める。次に、ステップ７０７に進んで求められた電流値Ｉｄ、Ｉｑをメモリし、別途ベクトル制御データとして用いる。 Next, proceeding to step 706, the three-phase / two-phase dq conversion means 61 performs the calculation shown in Equation 1 from the electrical angle θ and the motor currents Iu, Iv, Iw, and performs the three-phase / 2-phase dq conversion. The d-axis current Id and the q-axis current Iq are obtained. Next, proceeding to step 707, the current values Id and Iq obtained are stored in memory and used separately as vector control data.

次に、ステップ７０８に進んで、ｄ軸制御電圧Ｖｄ、ｑ軸制御電圧Ｖｑを呼び出し、ステップ７０９に進んで、前記数式２に従い２相／３相ｄｑ逆変換手段６３によって２相／３相ｄｑ逆変換を行い、３相制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求める。この逆変換は、ステップ７０６と同じように、記憶手段６２の電気角θに対応したｓｉｎθ、ｃｏｓθデータを用い、積和演算を高速で行う。 Next, the process proceeds to step 708, the d-axis control voltage Vd and the q-axis control voltage Vq are called, and the process proceeds to step 709, where the 2-phase / 3-phase dq reverse conversion means 63 performs 2-phase / 3-phase dq Inverse conversion is performed to obtain three-phase control voltages Vu, Vv, and Vw. As in step 706, this inverse transformation uses sin θ and cos θ data corresponding to the electrical angle θ of the storage means 62 and performs a product-sum operation at high speed.

次に、ステップ７１０に進んで、ＰＷＭ制御手段６４によって３相制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに対応したＰＷＭ制御を行い、ステップ７１１に進んで、サブルーチンを終了してリターンする。 Next, the process proceeds to step 710, where the PWM control means 64 performs PWM control corresponding to the three-phase control voltages Vu, Vv, Vw. The process proceeds to step 711, where the subroutine ends and returns.

ＰＷＭ制御は、図２でも説明したように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相各相に対応して、鋸歯状波（または三角波）のキャリヤ信号と制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを比較してインバータ回路３のＩＧＢＴオンオフ制御信号を発生させ、モータ４を正弦波駆動するもので、上アームトランジスタと下アームトランジスタの信号は、逆転された波形で、上アームトランジスタの導通比を増加させると、出力電圧は正電圧が増加し、下アームトランジスタの導通比を増加させると、出力電圧は負電圧が増加する。 As described in FIG. 2, the PWM control is performed by comparing the sawtooth wave (or triangular wave) carrier signal with the control voltages Vu, Vv, and Vw in correspondence with the U phase, V phase, and W phase. An IGBT on / off control signal for the circuit 3 is generated and the motor 4 is driven in a sine wave. The signals of the upper arm transistor and the lower arm transistor are reversed in waveform and output when the conduction ratio of the upper arm transistor is increased. As the voltage increases as the positive voltage increases, the output voltage increases as the negative voltage increases when the conduction ratio of the lower arm transistor is increased.

導通比を５０％にすると、出力電圧は零となる。電気角θに対応して制御電圧を正弦波状に変化させると、正弦波状の電流が流れる。正弦波駆動の場合、トランジスタの導通比を最大値１００％にしたとき、出力電圧は最大となり、変調度Ａｍは１００％で、導通比の最大値を５０％にしたとき、出力電圧は最低となり、変調度Ａｍは０％と呼ぶ。 When the conduction ratio is 50%, the output voltage becomes zero. When the control voltage is changed in a sine wave shape corresponding to the electrical angle θ, a sine wave current flows. In the case of sine wave drive, when the conduction ratio of the transistor is set to the maximum value of 100%, the output voltage is maximum, the modulation degree Am is 100%, and when the maximum value of the conduction ratio is set to 50%, the output voltage is minimum. The modulation degree Am is called 0%.

モータ電流をベクトル制御するための、３相／２相ｄｑ変換と２相／３相ｄｑ逆変換をキャリヤ信号毎に高速で実行するので、高速の電流制御が可能となり、さらに、キャリヤ信号毎にベクトル制御することにより、撹拌翼や洗濯兼脱水槽を負荷変動に対応して適切なトルク駆動することができる。 Since 3-phase / 2-phase dq conversion and 2-phase / 3-phase dq reverse conversion for vector control of motor current are executed at high speed for each carrier signal, high-speed current control is possible. By performing the vector control, it is possible to drive the agitating blade and the washing / dehydrating tub with an appropriate torque corresponding to the load fluctuation.

図４に戻って、キャリヤ信号割込サブルーチン（ステップ６０２）を実行した後、ステップ６０３に進み、位置信号割込の有無を判定する。ロータ位置検出手段４ａの出力基準信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のいずれかの信号が変化すると、割込信号が発生し、ステップ６０４に進んで、図６に示す位置信号割込サブルーチンを実行する。図２に示すように、電気角６０度ごとに割込信号が発生する。 Returning to FIG. 4, after executing the carrier signal interrupt subroutine (step 602), the process proceeds to step 603 to determine whether or not there is a position signal interrupt. When any one of the output reference signals H1, H2, and H3 of the rotor position detecting means 4a changes, an interrupt signal is generated, and the process proceeds to step 604 to execute the position signal interrupt subroutine shown in FIG. As shown in FIG. 2, an interrupt signal is generated every 60 electrical angles.

ここで、図６により、位置信号割込サブルーチンについて説明する。ステップ８００より、位置信号割込サブルーチンを開始し、ステップ８０１に進んで、出力基準信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を電気角検知手段６０に入力し、位置検出を行い、次に、ステップ８０２に進んで、位置信号よりロータ電気角θｃを検出する。次に、ステップ８０３に進んで、キャリヤ信号割込サブルーチンでカウントしているカウント値ｋをｋｃにメモリし、ステップ８０４に進んで、カウント値ｋをクリヤし、ステップ８０５に進み、電気角６０度間のキャリヤカウンタのカウント値ｋｃより１キャリヤの電気角Δθを演算する。 Here, the position signal interrupt subroutine will be described with reference to FIG. From step 800, the position signal interrupt subroutine is started, and the process proceeds to step 801, where the output reference signals H1, H2, and H3 are input to the electrical angle detection means 60 to perform position detection, and then the process proceeds to step 802. The rotor electrical angle θc is detected from the position signal. Next, the process proceeds to step 803 where the count value k counted in the carrier signal interrupt subroutine is stored in kc, the process proceeds to step 804, the count value k is cleared, the process proceeds to step 805, and an electrical angle of 60 degrees is reached. The electrical angle Δθ of one carrier is calculated from the count value kc of the carrier counter.

次に、ステップ８０６に進んで、回転数検知手段６６によって、出力基準信号Ｈ３によ
る割込信号か否かを判定し、基準位置信号割込ならば、ステップ８０７に進んで、回転周期測定タイマーのカウント値Ｔを周期Ｔｏとしてメモリし、ステップ８０８に進んで、カウント値Ｔをクリヤし、ステップ８０９に進んで、モータ回転数ｎを演算する。次に、ステップ８１０に進んで、回転周期測定タイマーのカウントを開始させ、ステップ８１１に進んで、サブルーチンを終了してリターンする。 Next, the routine proceeds to step 806, where the rotational speed detection means 66 determines whether or not it is an interrupt signal based on the output reference signal H3. If it is a reference position signal interrupt, the routine proceeds to step 807, where the rotation period measurement timer is set. The count value T is stored as a cycle To, the process proceeds to step 808, the count value T is cleared, the process proceeds to step 809, and the motor rotational speed n is calculated. Next, the process proceeds to step 810 to start counting of the rotation period measurement timer, and the process proceeds to step 811 to end the subroutine and return.

回転周期測定タイマーの検知分解能を８ｂｉｔ精度にすると、クロックは、６４μｓとなりキャリヤ信号をクロックに使用できるが、回転制御性能を向上するためには、回転周期検知分解能を向上させる必要があり、クロックの周期は、１〜１０μｓに設定する必要がある。この場合には、マイクロコンピュータのシステムクロックを分周してクロックに使用する。 If the detection resolution of the rotation period measurement timer is set to 8-bit accuracy, the clock becomes 64 μs and the carrier signal can be used for the clock. However, in order to improve the rotation control performance, it is necessary to improve the rotation period detection resolution. The period must be set to 1 to 10 μs. In this case, the microcomputer system clock is divided and used as the clock.

以上に説明した回転数検知方法は、出力基準信号Ｈ３の周期から求める方法を示したが、出力基準信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３をすべて使用してもよい。また、キャリヤ信号を三角波にすると、キャリヤカウンタタイマーの周期は、鋸歯状波の２倍となるので、三角波のオーバーフロー信号をクロックにすると、分解能が向上するので、三角波タイマーのオーバーフロー信号をクロックにしてもよい。 Although the rotation speed detection method described above has shown the method of calculating | requiring from the period of the output reference signal H3, you may use all the output reference signals H1, H2, and H3. If the carrier signal is a triangular wave, the carrier counter timer period is twice that of the sawtooth wave. Therefore, if the triangular wave overflow signal is used as a clock, the resolution is improved. Therefore, the triangular wave timer overflow signal is used as a clock. Also good.

図３のステップ１０４における、Ｉｑ指令値のリミット値を取得するＩｑリミットテーブルについて以下に説明する。 The Iq limit table for acquiring the limit value of the Iq command value in step 104 in FIG. 3 will be described below.

図７は、本発明のモータ駆動装置のＩｑ指令値のリミット値を取得するＩｑリミットテーブルの一例を示している。交流電源１の電圧がＡＣ１００Ｖの時に、整流回路２へ流れる電流の実効値を７Ａとした時の、モータ回転数とＩｑ指令値の関係性を示す特性図である。図７の特性曲線よりも回転数を示すｘ軸側にＩｑ指令値を保持することにより、整流回路２へ流れる電流の実効値を常に７Ａ以下に制御できることを示している。図７の曲線を数式で表したものが数式３である。 FIG. 7 shows an example of an Iq limit table for acquiring the limit value of the Iq command value of the motor drive device of the present invention. FIG. 6 is a characteristic diagram showing the relationship between the motor rotation speed and the Iq command value when the effective value of the current flowing to the rectifier circuit 2 is 7 A when the voltage of the AC power supply 1 is 100 V AC. 7 shows that the effective value of the current flowing to the rectifier circuit 2 can always be controlled to 7 A or less by holding the Iq command value on the x-axis side indicating the rotational speed from the characteristic curve of FIG. Expression 3 represents the curve of FIG.

数式３は、２次曲線で表記しているが、Ｉｑ指令値が回転数に対してべき乗で単調減少する特性であれば、これに限られるものではなく、数式３であらわされる曲線からｘ軸、ｙ軸方向の領域にＩｑ指令値を制限することで、１次電流の実効値を検出することなく、任意の値に制限することが可能となる。 Equation 3 is expressed as a quadratic curve, but is not limited to this as long as the Iq command value is a monotonically decreasing characteristic with respect to the rotation speed, and the x-axis is not limited to this. By limiting the Iq command value to the region in the y-axis direction, it is possible to limit to an arbitrary value without detecting the effective value of the primary current.

たとえば、モータ回転数を７００ｒｐｍに速度制御している場合、Ｉｑ指令値を２．５８Ａを超えないよう制御することで、整流回路２へ流れる電流の実効値を７Ａ以下に制御することが可能となる。 For example, when the motor rotation speed is controlled to 700 rpm, the effective value of the current flowing to the rectifier circuit 2 can be controlled to 7 A or less by controlling the Iq command value so as not to exceed 2.58 A. Become.

同様に、モータ回転数を４００ｒｐｍに速度制御している場合、Ｉｑ指令値を３．３３Ａを超えないよう制御することで、整流回路２へ流れる電流の実効値を７Ａ以下に制御することが可能となる。 Similarly, when the motor speed is controlled to 400 rpm, the effective value of the current flowing to the rectifier circuit 2 can be controlled to 7 A or less by controlling the Iq command value so as not to exceed 3.33 A. It becomes.

以上で説明したＩｑ指令値のリミット制御により、整流回路２へ流れる電流を検出せずとも、所望の値に電流を制御することが可能となり、低回転時に必要以上にＩｑ指令値をリミットさせず、モータ回転数に応じてリミット値を適切に変更することができるため、低回転時のトルク不足による不具合が発生しないようにすることができる。 The limit control of the Iq command value described above makes it possible to control the current to a desired value without detecting the current flowing to the rectifier circuit 2, and does not limit the Iq command value more than necessary at low revolutions. Since the limit value can be appropriately changed according to the motor rotation speed, it is possible to prevent a problem due to insufficient torque at the time of low rotation.

（実施の形態２）
実施の形態１では、電源電圧が一定の場合における単一の電流リミット制限特性を用いて述べたが、電源電圧が変動する場合については考慮されていない。本実施の形態では、電源電圧が変動した場合にも、必要以上にトルク指令電流を低減させず、１次側電流を所望の値に制限できる構成について図を用いて説明する。 (Embodiment 2)
Although the first embodiment has been described using a single current limit limiting characteristic when the power supply voltage is constant, the case where the power supply voltage fluctuates is not considered. In the present embodiment, a configuration in which the primary current can be limited to a desired value without reducing the torque command current more than necessary even when the power supply voltage fluctuates will be described with reference to the drawings.

図８は、実施の形態２のモータ駆動装置の一部ブロック化した回路図である。本実施の形態のモータ駆動装置は、実施の形態１の構成に加えて、整流回路２の電圧を検出する電圧検出手段６９を備えており、その他の構成は実施の形態１の構成と同じである。以降、実施の形態１と異なる部分について説明し、その他の構成については説明を省略する。 FIG. 8 is a partial block diagram of the motor driving apparatus according to the second embodiment. In addition to the configuration of the first embodiment, the motor drive device of the present embodiment includes voltage detection means 69 that detects the voltage of the rectifier circuit 2, and the other configurations are the same as those of the first embodiment. is there. Hereinafter, a different part from Embodiment 1 is demonstrated and description is abbreviate | omitted about another structure.

図９は、電圧検出手段６９で行う整流電圧検出によるＩｑリミットテーブルの切替処理をステップごとに図示している。ステップ２００において、整流回路２のコンデンサ２１の電圧Ｖｐを検出し、ステップ２０１において、あらかじめ決められた高位規定値と比較を行う。ステップ２０１において、Ｖｐ電圧が高位規定値よりも高い場合は、ステップ２０３へ進み、高電位対応のＩｑリミットテーブルを選択し、Ｖｐ電圧が高位規定値よりも低い場合は、ステップ２０２に進む。ステップ２０２では、更に低位規定値とＶｐ電圧を比較し、Ｖｐ電圧が低位規定値よりも低い場合は、ステップ２０４に進み、低電位対応のＩｑリミットテーブルを選択し、Ｖｐ電圧が低位規定値よりも高い場合はステップ２０５に進み、標準のＩｑリミットテーブルを選択する。ステップ２０３〜２０５において、選択されたテーブルをＩｑ指令リミッタ部６７ｃのＩｑリミットテーブルとして設定する。 FIG. 9 illustrates the switching process of the Iq limit table by the rectified voltage detection performed by the voltage detection unit 69 for each step. In step 200, the voltage Vp of the capacitor 21 of the rectifier circuit 2 is detected, and in step 201, it is compared with a predetermined high-level specified value. In step 201, if the Vp voltage is higher than the high specified value, the process proceeds to step 203, an Iq limit table corresponding to the high potential is selected, and if the Vp voltage is lower than the high specified value, the process proceeds to step 202. In step 202, the lower specified value is further compared with the Vp voltage. If the Vp voltage is lower than the lower specified value, the process proceeds to step 204, the Iq limit table corresponding to the low potential is selected, and the Vp voltage is lower than the lower specified value. If it is higher, the process proceeds to step 205 and a standard Iq limit table is selected. In steps 203 to 205, the selected table is set as the Iq limit table of the Iq command limiter 67c.

ステップ２０１、２０２で、Ｖｐ電圧値と比較する規定値について、図１０〜図１２を用いて、説明する。 The specified value to be compared with the Vp voltage value in steps 201 and 202 will be described with reference to FIGS.

図１０は、電源電圧８５Ｖとした条件下での電圧検出手段６９による整流電圧検出部の電圧波形（計算波形）を示している。図１０（ａ）では、モータ４の状態は、通電中（回転中）であり、電圧値は、２１０Ｖ〜２２５Ｖに脈動し、平均値は、２１５Ｖ程度である。図１０（ｂ）では、モータ４の状態は、停止中であり、電圧値の脈動は、小さく、平均値は、２３５Ｖ程度である。電源電圧が８５Ｖの場合、モータ回転中であれば、平均値で２３５Ｖ以下、停止時で２５５Ｖ以下を低位規定値としてテーブルを設定することで、電源電圧変動に対する適切なＩｑリミットテーブルを選択することができる。 FIG. 10 shows the voltage waveform (calculated waveform) of the rectified voltage detection unit by the voltage detection means 69 under the condition of the power supply voltage 85V. 10A, the state of the motor 4 is energized (rotating), the voltage value pulsates from 210V to 225V, and the average value is about 215V. In FIG. 10B, the state of the motor 4 is stopped, the pulsation of the voltage value is small, and the average value is about 235V. When the power supply voltage is 85V, if the motor is rotating, select an appropriate Iq limit table for fluctuations in power supply voltage by setting the table as an average value of 235V or less and at stop when the voltage is 255V or less. Can do.

同様に、図１１は、標準的な電圧である電源電圧１００Ｖとした条件下での電圧検出手段６９による整流電圧検出部の電圧波形（計算波形）を示している。図１１（ａ）では、モータ４の状態は通電中（回転中）であり、電圧値は２３５Ｖ〜２６５Ｖに脈動し、平均値は２５５Ｖ程度である。図１１（ｂ）では、モータ４の状態は停止中であり、電圧値の脈動は小さく、平均値として２７５Ｖ程度である。電源電圧が１００Ｖの場合、モータ回転中であれば、平均値で２３５Ｖ以上２７５Ｖ未満、停止時で、２５５Ｖ以上２９５Ｖ未満として標準テーブルを設定することで、電源電圧変動に対する適切なＩｑリミットテーブルを選択することができる。 Similarly, FIG. 11 shows a voltage waveform (calculated waveform) of the rectified voltage detection unit by the voltage detection means 69 under the condition that the power supply voltage is 100 V, which is a standard voltage. In FIG. 11A, the state of the motor 4 is energized (rotating), the voltage value pulsates from 235V to 265V, and the average value is about 255V. In FIG. 11B, the state of the motor 4 is stopped, the pulsation of the voltage value is small, and the average value is about 275V. When the power supply voltage is 100V, if the motor is rotating, select an appropriate Iq limit table for fluctuations in the power supply voltage by setting the standard table as an average value of 235V or more and less than 275V and at a stop when it is 255V or more and less than 295V can do.

さらに、同様に、図１２は、電源電圧１１５Ｖとした条件下での電圧検出手段６９による整流電圧検出部の電圧波形（計算波形）を示している。図１２（ａ）では、モータ４の状態は、通電中（回転中）であり、電圧値は、２８５Ｖ〜３０５Ｖに脈動し、平均値は、２９５Ｖ程度である。図１２（ｂ）では、モータ４の状態は、停止中であり、電圧値の脈動は小さく、平均値として３１５Ｖ程度である。電源電圧が１１５Ｖの場合、モータ回転中であれば、平均値で２７５Ｖ以上、停止時であれば、２９５Ｖ以上を高位規定値としてテーブルを設定することで、電源電圧変動に対する適切なＩｑリミットテーブルを選択す
ることができる。 Furthermore, similarly, FIG. 12 shows a voltage waveform (calculated waveform) of the rectified voltage detection unit by the voltage detection means 69 under the condition of the power supply voltage 115V. In FIG. 12A, the state of the motor 4 is energized (rotating), the voltage value pulsates from 285V to 305V, and the average value is about 295V. In FIG. 12B, the state of the motor 4 is stopped, the pulsation of the voltage value is small, and the average value is about 315V. When the power supply voltage is 115V, an appropriate Iq limit table for power supply voltage fluctuations can be set by setting a table with an average value of 275V or higher when the motor is rotating and 295V or higher when the motor is stopped. You can choose.

図１３は、交流電源１の電圧がそれぞれ、高電圧条件（ＡＣ１１５Ｖ）、標準電圧（ＡＣ１００Ｖ）、低電圧条件（ＡＣ８５Ｖ）の時に、整流回路２へ流れる電流の実効値を７Ａとした時の、モータ回転数とＩｑ指令値の関係性を示す特性図である。図１３のそれぞれの特性曲線よりも回転数を示すｘ軸側にＩｑ指令値を保持することにより、電源電圧に応じて、整流回路２へ流れる電流の実効値を常に７Ａ以下に制御できることを示している。 FIG. 13 shows the case where the effective value of the current flowing to the rectifier circuit 2 is 7 A when the voltage of the AC power source 1 is in a high voltage condition (AC 115 V), a standard voltage (AC 100 V), and a low voltage condition (AC 85 V), respectively. It is a characteristic view which shows the relationship between a motor rotation speed and an Iq command value. FIG. 13 shows that the effective value of the current flowing to the rectifier circuit 2 can always be controlled to 7 A or less according to the power supply voltage by holding the Iq command value on the x-axis side indicating the number of rotations from each characteristic curve of FIG. ing.

図１３の曲線において、高電圧条件（高電位のＩｑリミットテーブル）の曲線を数式で表したものが数式４、低電圧条件（低電位のＩｑリミットテーブル）の曲線を数式で表したものが数式５である。標準電圧時（標準電位のＩｑリミットテーブル）の曲線を数式で表したものは、実施の形態１と同じ数式３である。 In the curve of FIG. 13, the curve of the high voltage condition (high potential Iq limit table) is expressed by the mathematical formula 4, and the curve of the low voltage condition (low potential Iq limit table) is expressed by the mathematical formula. 5. A curve representing the curve at the time of the standard voltage (standard potential Iq limit table) is represented by the same equation 3 as in the first embodiment.

数式４、数式５は、２次曲線で表記しているが、Ｉｑ指令値が回転数に対してべき乗で単調減少する特性であれば、これに限られるものではなく、数式４、数式５であらわされる曲線からｘ軸、ｙ軸方向の領域にＩｑ指令値を制限することで、１次側電流の実効値を検出することなく、任意の値に制限することが可能となる。 Expressions 4 and 5 are expressed by quadratic curves, but the present invention is not limited to this as long as the Iq command value is a monotonically decreasing characteristic with respect to the rotation speed. By limiting the Iq command value to the x-axis and y-axis direction regions from the expressed curve, it is possible to limit to an arbitrary value without detecting the effective value of the primary side current.

なお、上述のＩｑリミットテーブルは、３通りで説明したが、電源電圧変動に応じた基準値を４通り以上で設定しても良い。さらに、電源電圧変動幅に対して、モータ回転数の２乗に比例する項を有し、単調減少する関数の係数を連続的に変化させても良い。 In addition, although the above-mentioned Iq limit table was demonstrated with three types, you may set the reference value according to a power supply voltage fluctuation | variation with four or more types. Furthermore, the coefficient of the monotonically decreasing function may be continuously changed with a term proportional to the square of the motor rotation speed with respect to the power supply voltage fluctuation range.

上記のモータ駆動装置を用いた洗濯機、または洗濯乾燥機は、異常時などに交流入力電流が過大にならないように制限しつつ、モータによって駆動されるドラム内の被洗濯物の容量や偏りに応じて変動する負荷に応じた最適なトルク制御でモータを駆動することができるとともに、省エネ性の向上を図ることができる。また、多様な洗濯、すすぎ、乾燥の条件に応じてきめ細かく、効率的にドラムの回転数を制御することができるので、多機能で使い勝手の良い洗濯機、洗濯乾燥機を提供することができる。また、モータ駆動装置の回路構成を簡素化でき、フォトカプラ等の高価な部品も不要とすることができるので、安価な洗濯機、洗濯乾燥機を提供することができる。 The washing machine or washing / drying machine using the motor driving device described above is limited to the capacity and bias of the laundry in the drum driven by the motor while limiting the AC input current from becoming excessive in the event of an abnormality. Accordingly, it is possible to drive the motor with the optimum torque control according to the load that fluctuates accordingly, and to improve the energy saving performance. In addition, since the number of rotations of the drum can be controlled finely and efficiently according to various washing, rinsing and drying conditions, a multifunctional and easy-to-use washing machine and washing and drying machine can be provided. In addition, since the circuit configuration of the motor drive device can be simplified and expensive parts such as a photocoupler can be eliminated, an inexpensive washing machine and washing dryer can be provided.

本発明に係るモータ駆動装置は、必要以上にトルクに対応した電流成分を制限せずに、入力電流が過大になることを防止できる、低コストなモータ駆動装置を提供することができるので、１次側電流を任意の値に制限する必要がある洗濯機、洗濯乾燥機等のモータ駆動装置に好適に利用することができる。 The motor drive device according to the present invention can provide a low-cost motor drive device that can prevent the input current from becoming excessive without limiting the current component corresponding to the torque more than necessary. The present invention can be suitably used for a motor driving device such as a washing machine or a washing / drying machine that needs to limit the secondary current to an arbitrary value.

１交流電源
２整流回路
３インバータ回路
４モータ（ブラシレスモータ）
４ａロータ位置検出手段
５電流検出手段
６制御手段
６０電気角検知手段
６１３相／２相ｄｑ変換手段
６２記憶手段
６３２相／３相ｄｑ逆変換手段
６４ＰＷＭ制御手段
６５設定変更手段
６６回転数検知手段
６７トルク電流制御手段（１次電流判定手段）
６８モータ電流制御手段
６９電圧検出手段 1 AC power supply 2 Rectifier circuit 3 Inverter circuit 4 Motor (brushless motor)
4a Rotor position detection means 5 Current detection means 6 Control means 60 Electrical angle detection means 61 3 phase / 2 phase dq conversion means 62 Storage means 63 2 phase / 3 phase dq reverse conversion means 64 PWM control means 65 Setting change means 66 Rotation speed Detection means 67 Torque current control means (primary current determination means)
68 Motor current control means 69 Voltage detection means

Claims

交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され洗濯兼脱水槽等の負荷を駆動するブラシレスモータと、前記ブラシレスモータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ブラシレスモータのモータ電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記ブラシレスモータのモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分とに分解してそれぞれ所望の値となるように制御するベクトル制御と、前記ロータ位置検出手段によるモータ回転数を所望の指令回転数となるように速度制御とを行うとともに、前記トルクに対応した電流成分を所望の制限値以下に制限する１次電流判定手段を備え、前記１次電流判定手段は、前記モータ回転数に応じて、あらかじめ設定したテーブルにより、前記トルクに対応した電流成分の制限値を切り替えることを特徴とするモータ駆動装置。 AC power source, a rectifier circuit connected to the AC power source, an inverter circuit that converts DC power of the rectifier circuit into AC power, a brushless motor that is driven by the inverter circuit and drives a load such as a washing and dewatering tub, Rotor position detection means for detecting the rotor position of the brushless motor, current detection means for detecting the motor current of the brushless motor, and control means for controlling the inverter circuit, the control means comprising: Vector control for controlling the motor current to be divided into a current component corresponding to the magnetic flux and a current component corresponding to the torque so as to obtain a desired value, and the motor rotational speed by the rotor position detecting means is set to a desired command rotational speed. And control the speed so that the current component corresponding to the torque is below the desired limit value. Primary current determination means, wherein the primary current determination means switches the limit value of the current component corresponding to the torque according to a preset table in accordance with the motor rotation speed. apparatus.

前記１次電流判定手段において、前記テーブルによる前記制限値は、前記モータ回転数の２乗に比例する項を有し単調減少する関数によって規定されることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。 2. The motor according to claim 1, wherein in the primary current determination unit, the limit value based on the table is defined by a monotonically decreasing function having a term proportional to the square of the motor rotation speed. Drive device.

前記整流回路の直流電圧を検出する電圧検出手段を備えるとともに前記テーブルを複数備え、前記制御手段は、前記電圧検出手段で検出された電圧を、あらかじめ決められた標準値と比較し、その大小関係によって、前記複数のテーブルを選択的に適用して前記トルクに対応した電流成分の制限値を切り替えることを特徴とする請求項１または２に記載のモータ駆動装置。 A voltage detection means for detecting a DC voltage of the rectifier circuit and a plurality of the tables are provided, and the control means compares the voltage detected by the voltage detection means with a predetermined standard value, and the magnitude relationship thereof. The motor driving apparatus according to claim 1, wherein the limit value of the current component corresponding to the torque is switched by selectively applying the plurality of tables.

前記電圧検出手段で検出された電圧を、あらかじめ決められた標準値と比較し、それよりも高電位と判定された場合、前記テーブルによる前記制限値は、前記モータ回転数の２乗に比例する項を有し単調減少する関数の係数を大きくすることを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動装置。 When the voltage detected by the voltage detection means is compared with a predetermined standard value and determined to be higher than the standard value, the limit value according to the table is proportional to the square of the motor speed. The motor driving apparatus according to claim 3, wherein a coefficient of a monotonically decreasing function having a term is increased.

前記電圧検出手段で検出された電圧を、あらかじめ決められた標準値と比較し、それよりも低電位と判定された場合、前記テーブルによる前記制限値は、前記モータ回転数の２乗に比例する項を有し単調減少する関数の係数を小さくすることを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動装置。 When the voltage detected by the voltage detection means is compared with a predetermined standard value and determined to be lower than that, the limit value according to the table is proportional to the square of the motor speed. 4. The motor driving apparatus according to claim 3, wherein a coefficient of a monotonically decreasing function having a term is reduced.

前記請求項１から５のいずれか１項に記載のモータ駆動装置を用いた洗濯機又は洗濯乾燥機。 A washing machine or a washing dryer using the motor driving device according to any one of claims 1 to 5.