JP5671696B2 - Motor drive device for washing machine - Google Patents

Description

本発明は、インバータ回路によりモータを駆動する洗濯機のモータ駆動装置に関するものである。   The present invention relates to a motor driving device of a washing machine that drives a motor by an inverter circuit.

モータ駆動装置においては、インバータ回路と、モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段によって検出された電流に基づいてモータをベクトル制御することにより、モータのトルク制御を高精度に行うことが出来る。   In the motor drive device, the torque control of the motor is performed with high accuracy by performing vector control of the motor based on the inverter circuit, the current detection means for detecting the current flowing through the motor, and the current detected by the current detection means. I can do it.

洗濯機のモータ駆動装置としては、モータが洗濯兼脱水槽という負荷を所望の回転速度で駆動することが洗濯機の性能を実現するために重要である。この所望の回転速度で安定駆動させるためには、前記のベクトル制御によるモータのトルク制御の前段において、回転速度をＰＩ制御するのが効果的である。   As a motor driving device for a washing machine, it is important for the motor to drive the load of the washing and dewatering tub at a desired rotational speed in order to realize the performance of the washing machine. In order to stably drive at this desired rotational speed, it is effective to perform PI control on the rotational speed in the previous stage of the torque control of the motor by the vector control.

ただし、モータの起動段階における回転速度が低い領域では、モータに流れる電流及び回転数を精度よく検知することが困難な為、ベクトル制御ではなく通常の電圧制御を実施し、前記電圧制御により回転速度が十分高くなった段階からベクトル制御を実施する方式が一般的である。   However, in the region where the rotational speed is low at the start-up stage of the motor, it is difficult to accurately detect the current flowing through the motor and the rotational speed. Therefore, normal voltage control is performed instead of vector control. In general, the vector control is performed from the stage when the value becomes sufficiently high.

特開２００３−５３０９２号公報JP 2003-53092 A

前記の従来の制御では、以下のような課題がある。前記の通り、回転速度が高くなった後でベクトル制御を開始するので、モータを起動してからベクトル制御へ移行するまでの間は回転速度を精度よく制御することが困難である。洗濯機における洗い工程においては、洗濯兼脱水槽の回転による衣類の攪拌を繰り返す必要があり、モータの起動を何度も繰り返す為、特に課題である。また、ドラム式洗濯機の場合は、洗濯兼脱水槽の回転軸がほぼ水平となっており、起動時には洗濯水と共に衣類を掻き上げる動作となることから起動時の回転速度を精度よく制御することが必要である。   The conventional control has the following problems. As described above, since the vector control is started after the rotation speed becomes high, it is difficult to control the rotation speed with high accuracy from the start of the motor to the shift to the vector control. In the washing process in the washing machine, it is necessary to repeat the stirring of the clothes by the rotation of the washing and dewatering tank, and the motor is repeatedly started many times, which is a particular problem. In the case of a drum-type washing machine, the rotation axis of the washing and dewatering tub is almost horizontal, and when starting up, the clothes are picked up together with the washing water, so that the rotational speed at startup is controlled accurately. is necessary.

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、モータ起動の後にモータの回転速度を精度よく制御する洗濯機のモータ駆動装置を提供することを目的とする。   The present invention solves the above-described conventional problems, and an object thereof is to provide a motor driving device of a washing machine that accurately controls the rotation speed of the motor after the motor is started.

本発明は前記課題を解決するために、交流電源と、交流電源に接続した整流回路と、整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、インバータ回路により駆動され洗濯兼脱水槽を駆動する直流ブラシレスモータと、直流ブラシレスモータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、ブラシレスモータの電流を検出する電流検出手段と、インバータ回路を制御する制御手段とを備え、制御手段は、直流ブラシレスモータのモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分とに分解してそれぞれ所望の値となるように制御するベクトル制御を実施し、直流ブラシレスモータの起動直後には前記トルクに対応した電流成分を一定に保つ制御を行った後、ロータ位置検出手段による回転数を所望の回転数となるようにＰＩ制御を行うよう切り換えるものであって、ロータ位置検出手段によって直流ブラシレスモータのロータが、ベクトル制御を開始してから所定の角度を回転したことを検出した後に前記回転数ＰＩ制御への切り換えを行うようにしたものである。 In order to solve the above-described problems, the present invention drives an AC power source, a rectifier circuit connected to the AC power source, an inverter circuit that converts DC power of the rectifier circuit into AC power, and a washing and dewatering tub driven by the inverter circuit. A direct current brushless motor, a rotor position detection means for detecting a rotor position of the direct current brushless motor, a current detection means for detecting a current of the brushless motor, and a control means for controlling the inverter circuit, wherein the control means comprises a direct current brushless motor. The motor current of the motor is divided into a current component corresponding to the magnetic flux and a current component corresponding to the torque, and the vector control is performed so that each becomes a desired value. After performing control to keep the corresponding current component constant, the number of revolutions by the rotor position detection means becomes the desired number of revolutions. It is those switches to perform PI control, the rotor of the brushless DC motor by the rotor position detecting means, switching to the rotational speed PI control after detecting that it has rotated the predetermined angle since the start of the vector control Is to do .

これにより、電流検知が不要な電圧制御でモータを起動した後、電流検知が可能となった後にベクトル制御による一定トルクでのモータ制御を行い、さらに回転数検知の精度が得られるようになった後にモータ回転数のＰＩ制御を実施することができる。   As a result, after starting the motor with voltage control that does not require current detection, the motor can be controlled with a constant torque by vector control after the current can be detected, and the accuracy of rotation speed detection can be obtained. Later, PI control of the motor speed can be performed.

本発明によれば、モータ起動を確認した後の電流検知が可能となった時点でベクトル制御へ移行し、かつ回転数制御が可能となった時点で、ベクトル制御のトルク電流の指令を回転数ＰＩ制御で行うことができ、かつ各制御の切り換え時にトルク電流指令の変動が無い為、モータ起動の後にモータの回転速度を精度よく制御することが出来る。   According to the present invention, when the current detection after confirming the start of the motor becomes possible, the control shifts to the vector control, and at the time when the rotational speed control becomes possible, the vector control torque current command is sent to the rotational speed. Since it can be performed by PI control and there is no fluctuation of the torque current command at the time of switching of each control, the rotation speed of the motor can be accurately controlled after the motor is started.

本発明の実施例の洗濯機のモータ駆動装置の一部ブロック化した回路図The circuit diagram which made the motor drive apparatus of the washing machine of the Example of this invention into a partial block 同洗濯機のモータ駆動装置のタイムチャートTime chart of the motor drive unit of the washing machine 同洗濯機のモータ駆動装置の洗い工程の制御フローチャートControl flow chart of washing process of motor drive device of the washing machine 同洗濯機のモータ駆動装置の電圧制御時のフローチャートFlow chart at the time of voltage control of the motor driving device of the washing machine 同洗濯機のモータ駆動装置の初期ベクトル制御時のフローチャートFlow chart at the time of initial vector control of the motor driving device of the washing machine 同洗濯機のモータ駆動装置の回転数ＰＩ制御時のフローチャートFlowchart at the time of rotational speed PI control of the motor driving device of the washing machine 同洗濯機のモータ駆動装置の初期ベクトル制御時のフローチャートFlow chart at the time of initial vector control of the motor driving device of the washing machine 同洗濯機のモータ駆動装置のモータ駆動サブルーチンのフローチャートFlowchart of motor driving subroutine of motor driving device of the washing machine 同洗濯機のモータ駆動装置のキャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャートFlowchart of carrier signal interrupt subroutine of motor driving device of the washing machine 同洗濯機のモータ駆動装置の位置信号割込サブルーチンのフローチャートFlowchart of position signal interruption subroutine of motor driving device of the washing machine

第１の発明は、交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され洗濯兼脱水槽を駆動する直流ブラシレスモータと、前記直流ブラシレスモータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ブラシレスモータの電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記直流ブラシレスモータのモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分とに分解してそれぞれ所望の値となるように制御するベクトル制御を実施し、前記直流ブラシレスモータの起動直後には前記トルクに対応した電流成分を一定に保つ制御を行った後、前記ロータ位置検出手段による回転数を所望の回転数となるようにＰＩ制御を行うよう切り換えるものであって、前記ロータ位置検出手段によって前記直流ブラシレスモータのロータが、ベクトル制御を開始してから所定の角度を回転したことを検出した後に前記回転数ＰＩ制御への切り換えを行う洗濯機のモータ駆動装置である。 A first invention is an AC power supply, a rectifier circuit connected to the AC power supply, an inverter circuit that converts DC power of the rectifier circuit into AC power, and a DC that is driven by the inverter circuit and drives a washing and dewatering tub A brushless motor, rotor position detection means for detecting the rotor position of the DC brushless motor, current detection means for detecting the current of the brushless motor, and control means for controlling the inverter circuit, the control means comprising: Immediately after the DC brushless motor is started, the motor current of the DC brushless motor is divided into a current component corresponding to the magnetic flux and a current component corresponding to the torque, and each is controlled to have a desired value. Performs control to keep the current component corresponding to the torque constant, and then adjusts the rotational speed by the rotor position detecting means. It is those switches to perform PI control so that the rotational speed of Nozomu, rotor of the DC brushless motor by said rotor position detection means has detected that it has rotated the predetermined angle since the start of the vector control This is a motor driving device of a washing machine that switches to the rotational speed PI control later .

このような構成によって、回転数検知が高精度に行えないモータ起動直後にベクトル制御による一定トルク制御を行い、その後回転数検知情報を使って回転数ＰＩ制御によりトルク制御を行うことにより、モータ起動直後からモータのトルク制御による安定した回転制御を行うことが出来る。   With this configuration, constant torque control by vector control is performed immediately after motor startup where rotation speed detection cannot be performed with high accuracy, and then motor control is performed by rotation speed PI control using the rotation speed detection information. Immediately after that, stable rotation control by motor torque control can be performed.

第２の発明は、第１の発明において、回転数ＰＩ制御への切り換え時に、トルクに対応した電流成分の目標値が連続となるようにし、ＰＩ制御の目標回転数を切り換え時の回転数から徐々に最終所望の目標回転数へと上げていく制御を行うものである。   According to a second aspect, in the first aspect, the target value of the current component corresponding to the torque is continuous when switching to the rotational speed PI control, and the target rotational speed of the PI control is determined from the rotational speed at the time of switching. Control is performed to gradually increase to the final desired target rotational speed.

このような構成により、制御の切り換え時点でトルク電流を連続となるように保つことによって、異なる制御への切り換え時のトルクの変動を防ぐことができる。また、ＰＩ制御への切り換え時点ではモータ回転数は最終の目標回転数を下回っているため、ＰＩ制御の目標回転数を時間と共に徐徐に上げていくことで、回転数の大きな変動に伴うトルク電流の大きな変動を防ぐことが出来る。   With such a configuration, it is possible to prevent torque fluctuation at the time of switching to a different control by keeping the torque current continuous at the time of control switching. In addition, since the motor rotation speed is lower than the final target rotation speed at the time of switching to PI control, the torque current accompanying a large fluctuation in the rotation speed can be increased by gradually increasing the PI rotation target rotation speed with time. Can prevent large fluctuations.

第３の発明は、第２の発明において、ＰＩ制御の目標回転数を上げている際にはＰＩ制御の積分項の積分を停止するように制御を行うものである。   According to a third aspect, in the second aspect, the control is performed so as to stop the integration of the integral term of the PI control when the target rotational speed of the PI control is increased.

このような構成により、目標回転数を徐々に上げている時点では、モータ回転数と目標回転数の差が定常的に発生し、ＰＩ制御の積分項の積分を実施してしまうと目標回転数の上昇に伴って積分項が大きくなり、結果としてオーバシュートが発生してしまう。積分を停止することで回転数のオーバシュートを防ぐことが出来る。   With such a configuration, when the target rotational speed is gradually increased, a difference between the motor rotational speed and the target rotational speed constantly occurs, and if integration of the integral term of PI control is performed, the target rotational speed is As the value increases, the integral term increases, resulting in overshoot. By stopping the integration, it is possible to prevent overshoot of the rotational speed.

第４の発明は、第３の発明において、直流ブラシレスモータの起動時には電圧制御方式とし、その後ベクトル制御を開始するようにし、ベクトル制御への切り換え時に、トルクに対応した電流成分の目標値が連続となるように制御を行うものである。   According to a fourth aspect of the present invention, in the third aspect of the present invention, a voltage control method is used when the DC brushless motor is started, and then vector control is started. When switching to vector control, the target value of the current component corresponding to the torque is continuous. The control is performed so that

通常、ベクトル制御時には電流検知の高い精度が必要だが、モータが停止している起動時には電流は流れておらず検知が出来ないが、モータの起動時のみ電圧制御方式とし、モータが起動して電流検知が可能となった段階でベクトル制御に移行することで、モータ起動直後からモータのトルク制御による安定した回転制御を行うことが出来る。また、制御の切り換え時点でトルク電流を連続となるように保つことによって、異なる制御への切り換え時のトルクの変動を防ぐことができる。   Normally, high accuracy of current detection is required for vector control, but current cannot be detected because the current is not flowing when the motor is stopped, but the voltage control method is used only when the motor is started. By shifting to vector control when detection is possible, stable rotation control by motor torque control can be performed immediately after motor startup. Further, by maintaining the torque current to be continuous at the time of control switching, it is possible to prevent torque fluctuations when switching to a different control.

以下、本発明の第１の実施の形態に係る洗濯機のモータ駆動装置について、添付図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施の形態は、本発明を具体化した一例であって、本発明の技術的範囲を限定する性格のものではない。   Hereinafter, a motor drive device for a washing machine according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. In addition, the following embodiment is an example which actualized this invention, Comprising: The thing of the character which limits the technical scope of this invention is not.

（実施の形態１）
図１に示すように、交流電源１は、整流回路２に交流電力を加え、整流回路２は整流器２０とコンデンサ２１により直流電力に変換し、直流電圧をインバータ回路３に加える。 (Embodiment 1)
As shown in FIG. 1, the AC power source 1 applies AC power to the rectifier circuit 2, and the rectifier circuit 2 converts the DC power into DC power using a rectifier 20 and a capacitor 21, and applies a DC voltage to the inverter circuit 3.

インバータ回路３は、６個のパワースイッチング半導体と逆並列ダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路により構成し、通常、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）と逆並列ダイオードおよびその駆動回路と保護回路を内蔵したインテリジェントパワーモジュール（ 以下、ＩＰＭという）で構成している。インバータ回路３の出力端子にモータ４を接続し、撹拌翼（ 図示せず） または洗濯兼脱水槽（ 図示せず）
を駆動する。 The inverter circuit 3 is constituted by a three-phase full-bridge inverter circuit composed of six power switching semiconductors and an antiparallel diode, and normally includes an insulated gate bipolar transistor (IGBT), an antiparallel diode, its driving circuit, and a protection circuit. It consists of an intelligent power module (hereinafter referred to as IPM). The motor 4 is connected to the output terminal of the inverter circuit 3, and a stirring blade (not shown) or a washing and dewatering tub (not shown)
Drive.

モータ４は直流ブラシレスモータにより構成し、回転子を構成する永久磁石と固定子との相対位置（回転子位置）をロータ位置検出手段４ａにより検出する。ロータ位置検出手段４ａは、通常、３個のホールＩＣにより構成し、電気角６０度ごとの位置信号を検出する。電流検出手段５は、モータ４の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するもので、通常は直流電流を含む低周波数から測定可能な直流電流トランスを用いる。また、交流電流トランスあるいはシャント抵抗でも検出可能である。また、３相モータの場合、２相の電流を求め、キルヒホッフの法則（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０） より残りの１相を求める方法が一般的である。   The motor 4 is constituted by a direct current brushless motor, and the rotor position detecting means 4a detects the relative position (rotor position) between the permanent magnet and the stator constituting the rotor. The rotor position detecting means 4a is normally composed of three Hall ICs and detects a position signal for every 60 degrees of electrical angle. The current detection means 5 detects the phase currents Iu, Iv, and Iw of the motor 4, and normally uses a DC current transformer that can be measured from a low frequency including DC current. It can also be detected by an alternating current transformer or a shunt resistor. In the case of a three-phase motor, a general method is to obtain two-phase current and obtain the remaining one phase from Kirchhoff's law (Iu + Iv + Iw = 0).

制御手段６は、ロータ位置検出手段４ａと、電流検出手段５によりインバータ回路３をベクトル制御してモータ４の回転数を制御するものである。制御手段６は、マイクロコンピュータと、マイクロコンピュータに内蔵したインバータ制御タイマー（ＰＷＭタイマー）、高速Ａ／Ｄ変換回路、メモリ回路（ＲＯＭ 、ＲＡＭ）等より構成し、ロータ位置検出手段４ａの出力信号より電気角を検知する電気角検知手段６０と、電流検出手段５の出力信号と電気角検知手段６０の信号より磁束に対応した電流成分Ｉｄとトルクに対応した電流成分Ｉｑに分解する３相／２相ｄｑ変換手段６１と、静止座標系から回転座標系に変
換、あるいは逆変換するのに必要な正弦波データ（ｓｉｎ、ｃｏｓデータ）を格納する記憶手段６２と、磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑを３相モータ駆動制御電圧ｖｕ 、ｖｖ 、ｖｗに変換する２相／ ３相ｄｑ逆変換手段６３と、３相モータ駆動制御電圧ｖｕ 、ｖｖ、ｖｗに応じてインバータ回路３のＩＧＢＴのスイッチングを制御するＰＷＭ制御手段６４などを備えている。 The control means 6 controls the rotation speed of the motor 4 by vector-controlling the inverter circuit 3 by the rotor position detection means 4a and the current detection means 5. The control means 6 comprises a microcomputer and an inverter control timer (PWM timer) built in the microcomputer, a high-speed A / D conversion circuit, a memory circuit (ROM, RAM), and the like, and from an output signal of the rotor position detection means 4a The electrical angle detection means 60 for detecting the electrical angle, and the output signal of the current detection means 5 and the signal of the electrical angle detection means 60 are decomposed into a current component Id corresponding to the magnetic flux and a current component Iq corresponding to the torque. Phase dq conversion means 61, storage means 62 for storing sine wave data (sin, cos data) necessary for conversion from the stationary coordinate system to the rotation coordinate system, or inverse conversion, and a voltage component Vd corresponding to the magnetic flux Two-phase / three-phase dq reverse conversion means 63 for converting the voltage component Vq corresponding to the torque into the three-phase motor drive control voltages vu, vv, vw, and the three-phase motor PWM control means 64 for controlling the switching of the IGBT of the inverter circuit 3 in accordance with the data drive control voltages vu, vv, vw.

さらに、行程に応じてモータ４の起動、停止、回転数、および制動等を制御する設定変更手段６５と、ロータ位置検出手段４ａの出力信号より回転数を検知する回転数検知手段６６と、Ｉｑの電流設定信号Ｉｑｓを決定するトルク電流制御手段６７と、設定変更手段６５からのｄ 軸（ｄｉｒｅｃｔ−ａｘｉｓ）電流設定信号Ｉｄｓ 、トルク電流制御手段６７からのｑ軸（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ａｘｉｓ）電流設定信号Ｉｑｓと、３相／２相ｄｑ変換手段６１より演算したＩｄとＩｑを比較しモータ電流を制御するための磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑを演算するモータ電流制御手段６８とを備えている。   Furthermore, a setting change means 65 for controlling the start, stop, rotation speed, braking, etc. of the motor 4 according to the stroke, a rotation speed detection means 66 for detecting the rotation speed from the output signal of the rotor position detection means 4a, and Iq Torque setting means 67 for determining the current setting signal Iqs, d-axis (direct-axis) current setting signal Ids from the setting change means 65, and q-axis (quadture-axis) current setting signal from the torque current control means 67. Motor current control means for calculating voltage component Vd corresponding to magnetic flux and voltage component Vq corresponding to torque for comparing Iqs with Id calculated from 3-phase / 2-phase dq conversion means 61 and controlling Iq 68.

さらに、モータ起動の際に固定の電圧変調度をモータに印可するための電圧を出力する初期電圧制御手段６９ａと、初期電圧制御手段６９ａからの入力と、２相／ ３相ｄｑ逆変換手段６３からの入力とを、設定変更手段６５からの切り換え指令により切り替えてＰＷＭ制御手段６４に出力する電圧制御切替手段６９とを備えている。   Furthermore, an initial voltage control means 69a for outputting a voltage for applying a fixed voltage modulation degree to the motor when the motor is started, an input from the initial voltage control means 69a, and a 2-phase / 3-phase dq inverse conversion means 63 And a voltage control switching means 69 for switching to a PWM control means 64 in accordance with a switching command from the setting changing means 65.

トルクに対応したｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓとなるようにフィードバック制御することにより定トルク制御が可能となる。しかし、回転数が上昇するとモータ誘起電圧が上昇してトルク電流Ｉｑが増加しなくなるので、回転数に応じてｄ軸電流を増加させる、いわゆる弱め磁束制御によりｑ軸電流も増加させることができ、トルクを増加させることができる。   Constant torque control is possible by performing feedback control so that the q-axis current Iq corresponding to the torque becomes the set value Iqs. However, since the motor induced voltage rises and the torque current Iq does not increase as the rotational speed increases, the q-axis current can also be increased by so-called weakening magnetic flux control that increases the d-axis current according to the rotational speed. Torque can be increased.

図２は各部の波形関係を示し、ロータ位置検出手段４ａの出力信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジ信号は６０度ごとに変化して、各部状態信号より３６０度を６分割した角度が判別できる。信号Ｈ１がローからハイとなるハイエッジを基準電気角０度として示し、モータ４のＵ相巻線誘起電圧Ｅｃは、基準信号Ｈ１から３０度遅れた波形となる。Ｕ相モータ電流Ｉｕとモータ誘起電圧Ｅｃの位相を同じにすると最大効率が得られる。モータ誘起電圧Ｅｃがｑ軸と同等軸となり、ｄ軸は９０度遅れている。ｑ 軸電流はモータ誘起電圧位相と同相なのでトルク電流と呼ばれる。   FIG. 2 shows the waveform relationship of each part, and the edge signals of the output signals H1, H2, and H3 of the rotor position detecting means 4a change every 60 degrees, and the angle obtained by dividing 360 degrees into 6 parts can be discriminated from each part state signal. A high edge where the signal H1 changes from low to high is indicated as a reference electrical angle of 0 degree, and the U-phase winding induced voltage Ec of the motor 4 has a waveform delayed by 30 degrees from the reference signal H1. Maximum efficiency is obtained when the phases of the U-phase motor current Iu and the motor-induced voltage Ec are the same. The motor induced voltage Ec is the same axis as the q axis, and the d axis is delayed by 90 degrees. Since the q-axis current is in phase with the motor induced voltage phase, it is called torque current.

図２において、Ｕ相モータ電流Ｉｕは、Ｕ相巻線誘起電圧Ｅｃよりわずかに進んで、モータ印加電圧ＶｕはＵ相巻線誘起電圧Ｅｃより３０度進んだ波形を示す。ｖｃはＰＷＭ制御手段６４内で生成される鋸歯状（または三角波）波形のキャリヤ信号で、ｖｕは正弦波状のＵ相制御電圧でキャリヤ信号ｖｃとＵ相制御電圧ｖｕを比較したＰＷＭ信号ＵをＰＷＭ制御手段６４内で発生させ、インバータ回路３のＵ相上アームトランジスタの制御信号として加える。ｃｋはキャリヤ信号ｖｃの同期信号で、キャリヤカウンタがカウントアップしてオーバーフローしたときの割込信号である。   In FIG. 2, the U-phase motor current Iu is slightly advanced from the U-phase winding induced voltage Ec, and the motor applied voltage Vu shows a waveform advanced 30 degrees from the U-phase winding induced voltage Ec. vc is a sawtooth (or triangular wave) waveform carrier signal generated in the PWM control means 64, and vu is a sinusoidal U-phase control voltage, which is a PWM signal U that compares the carrier signal vc and the U-phase control voltage vu. It is generated in the control means 64 and added as a control signal for the U-phase upper arm transistor of the inverter circuit 3. ck is a synchronizing signal of the carrier signal vc, and is an interrupt signal when the carrier counter counts up and overflows.

モータ４のロータ磁石軸とステータの磁束軸が一致した電気角をｄ軸として基準電気角０度として静止座標系から回転座標系への座標変換、すなわち、ｄｑ変換を行うので、電気角検知手段６０は、ロータ位置検出手段４ａの出力信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３より３０度、９０度、１５０度等の電気角を検知し、６０度毎以外は推定により電気角θを求める。   Coordinate conversion from the stationary coordinate system to the rotating coordinate system, that is, dq conversion, is performed with the electrical angle at which the rotor magnet axis of the motor 4 and the magnetic flux axis of the stator coincided as the d axis, and a reference electrical angle of 0 degrees. 60 detects electrical angles such as 30 degrees, 90 degrees, and 150 degrees from the output signals H1, H2, and H3 of the rotor position detecting means 4a, and obtains the electrical angle θ by estimation except every 60 degrees.

一般的に、磁束に対応した電流成分をｄ軸電流Ｉｄと呼び、永久磁石の磁束と界磁の磁束が同軸上で永久磁石が界磁に吸引された状態なのでトルクは零となる。また、ｄ軸から電気角で９０度の角度で誘起電圧位相と同じ位相となりトルク最大となる軸をｑ軸と呼び
、トルクに対応した電流成分なのでｑ軸電流Ｉｑと呼ぶ。さらに、ｄ軸電流を負の方向に増加させるとｄ軸上の界磁磁束を弱めることと等価となるので界磁弱め制御、あるいは弱め磁束制御（ または磁束弱め制御） と呼ばれる。また、ｄ軸電流とｑ軸電流に分解してそれぞれ独立に制御するのでベクトル制御と呼ばれる。 Generally, a current component corresponding to the magnetic flux is called a d-axis current Id, and the torque is zero because the permanent magnet magnetic flux and the field magnetic flux are coaxially attracted to the field magnet. Also, the axis that has the same phase as the induced voltage phase and the maximum torque at an electrical angle of 90 degrees from the d axis is called the q axis, and is called the q axis current Iq because it is a current component corresponding to the torque. Furthermore, since increasing the d-axis current in the negative direction is equivalent to weakening the field magnetic flux on the d-axis, this is called field weakening control or weakening magnetic flux control (or magnetic flux weakening control). Also, since it is divided into d-axis current and q-axis current and controlled independently, it is called vector control.

３相／２相ｄｑ変換手段６１は、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを（数１）によりｄ 軸電流Ｉｄとｑ 軸電流Ｉｑに変換するもので、電気角θに対応して検出したモータ電流瞬時値よりＩｄ 、Ｉｑ を演算する。   The three-phase / two-phase dq conversion means 61 converts the motor currents Iu, Iv, Iw into the d-axis current Id and the q-axis current Iq according to (Equation 1), and the motor current detected corresponding to the electrical angle θ. Id and Iq are calculated from the instantaneous values.

記憶手段６２には、ｓｉｎθとｃｏｓθのデータを記憶しているので、電気角データに対応したデータを呼び出して積和演算を行うことにより、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに分解できる。電気角θの検知とモータ電流瞬時値の検出はキャリヤ信号に同期して行うもので、後述するフローチャートに従い、詳細な説明を行う。   Since the storage unit 62 stores the data of sin θ and cos θ, it can be decomposed into the d-axis current Id and the q-axis current Iq by calling the data corresponding to the electrical angle data and performing the product-sum operation. The detection of the electrical angle θ and the detection of the instantaneous motor current value are performed in synchronization with the carrier signal, and will be described in detail according to the flowchart described later.

回転数検知手段６６は、ロータ位置検出手段４ａの出力基準信号Ｈ１よりモータ回転数を検知し、回転数信号を設定変更手段６５、回転数制御手段６７に加える。設定変更手段６５は、モータ４の起動制御と回転数の設定、初期電圧制御とベクトル制御の切り換え、回転数に応じたｄ軸電流Ｉｄｓの設定、トルク電流制御手段６７への目標回転数Ｎｓの設定、ＰＩ制御パラメータ設定、初期ベクトル制御と回転数のＰＩ制御との切り換え、及びモータ電流制御手段６８にｄ軸設定信号Ｉｄｓを加える。   The rotation speed detection means 66 detects the motor rotation speed from the output reference signal H1 of the rotor position detection means 4a and applies the rotation speed signal to the setting change means 65 and the rotation speed control means 67. The setting changing means 65 is for starting control of the motor 4 and setting the rotation speed, switching between initial voltage control and vector control, setting the d-axis current Ids according to the rotation speed, and setting the target rotation speed Ns to the torque current control means 67. Setting, PI control parameter setting, switching between initial vector control and PI control of rotation speed, and d-axis setting signal Ids is added to motor current control means 68.

トルク電流制御手段６７は、検知回転数ｎと設定回転数Ｎｓを比較する回転数比較手段６７ａと、検知回転数ｎと設定回転数Ｎｓとの誤差信号Δｎと、回転数の変化率（加速度）に応じてｑ軸電流設定値Ｉｑｓを制御するトルク電流設定手段６７ｂと、ベクトル制御の初期段階に回転数ｎによらずにｑ軸電流設定値を設定する初期Ｉｑｓ設定手段６７ｄと、ｑ軸電流設定値Ｉｑｓをトルク電流設定手段６７ｂから出力するか、あるいは、初期Ｉｑｓ設定手段６７ｄからの出力にするかを切り替えるｑ軸電流切り換え手段６７ｃより構成される。   The torque current control means 67 includes a rotation speed comparison means 67a that compares the detected rotation speed n with the set rotation speed Ns, an error signal Δn between the detected rotation speed n and the set rotation speed Ns, and a change rate (acceleration) of the rotation speed. Torque current setting means 67b for controlling the q-axis current set value Iqs according to the above, an initial Iqs setting means 67d for setting the q-axis current set value irrespective of the rotational speed n in the initial stage of vector control, and the q-axis current The q-axis current switching means 67c is used to switch whether the set value Iqs is output from the torque current setting means 67b or the output from the initial Iqs setting means 67d.

トルク電流設定手段６７ｂは、誤差信号Δｎに応じてｑ軸電流設定値ＩｑｓをＰＩ制御する、いわゆる、回転数制御電流マイナーループ制御を行う。ＰＩ制御の際のゲインなどの設定切り換えについては設定変更手段６５からの指示を受けるもので、後述するフローチャートに従い説明を行う。   The torque current setting unit 67b performs so-called rotation speed control current minor loop control, in which the q-axis current set value Iqs is PI-controlled according to the error signal Δn. The setting change such as the gain in the PI control is received from the setting change means 65, and will be described according to the flowchart described later.

初期Ｉｑｓ設定手段６７ｄは、設定変更手段６５から設定されたＩｑ０を初期値として
、固定のトルク電流まで上げる制御を行う。 The initial Iqs setting unit 67d performs control to increase Iq0 set by the setting change unit 65 to a fixed torque current with an initial value.

モータ電流制御手段６８は、３相／２相ｄｑ変換手段６１の出力信号Ｉｑ、Ｉｄと設定信号Ｉｑｓ 、Ｉｄｓをそれぞれ比較して制御電圧信号Ｖｑ 、Ｖｄを出力するもので、ｑ軸電流比較手段６８ａ 、ｑ軸電圧設定手段６８ｂ 、ｄ軸電流比較手段６８ｃ、ｄ軸電圧設定手段６８ｄより構成し、ｑ軸電流とｄ軸電流をそれぞれ制御する電圧信号Ｖｑ 、Ｖｄを生成する。   The motor current control means 68 outputs the control voltage signals Vq and Vd by comparing the output signals Iq and Id of the three-phase / two-phase dq conversion means 61 with the setting signals Iqs and Ids, respectively. The q-axis current comparison means 68a, q-axis voltage setting means 68b, d-axis current comparison means 68c, and d-axis voltage setting means 68d, and generate voltage signals Vq and Vd for controlling the q-axis current and the d-axis current, respectively.

ｄ軸電流設定値Ｉｄｓは、設定変更手段６５からモータ電流制御手段６８に信号が加えられるもので、埋め込み磁石モータの場合には回転数に応じてｄ軸電流設定値Ｉｄｓを増加させて弱め界磁制御を行う。表面磁石モータの場合には、通常Ｉｄｓは零に設定し、高回転数駆動の場合にＩｄｓを増加させる。洗い工程の際の攪拌においては回転数は低く設定されるため、Ｉｄｓは零近くの所定の値に設定し、衣類を遠心脱水する際には回転数が高くなるに応じてＩｄｓをマイナス側に増加させる処理を行うが、本実施例では洗い工程についての説明であり、Ｉｄｓは所定の値に固定化するので、以降Ｉｄｓについては特に記載しないこととする。   The d-axis current set value Ids is a signal applied from the setting changing means 65 to the motor current control means 68. In the case of an embedded magnet motor, the d-axis current set value Ids is increased in accordance with the rotation speed to control the field weakening. I do. In the case of a surface magnet motor, Ids is normally set to zero, and Ids is increased in the case of high speed driving. Since the rotation speed is set low in the agitation during the washing process, Ids is set to a predetermined value close to zero, and when the clothes are centrifugally dehydrated, Ids is reduced to the negative side as the rotation speed increases. Although the process to increase is performed, in this embodiment, it is an explanation of the washing process, and Ids is fixed to a predetermined value, so that Ids is not particularly described hereinafter.

２相／３相ｄｑ逆変換手段６３は、電圧信号Ｖｑ、Ｖｄより３相モータ駆動制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを（数２）より演算するもので、キャリヤ信号に同期して、電気角検知手段６０により検知した電気角θに対応した正弦波状の信号をＰＷＭ制御手段６４に加える。記憶手段６２に記憶したｓｉｎθ、ｃｏｓθの積和演算の方法は、３相／２相ｄｑ変換手段６１の演算とほぼ同じである。   The two-phase / three-phase dq reverse conversion means 63 calculates the three-phase motor drive control voltages vu, vv, vw from the voltage signals Vq, Vd from (Equation 2), and detects the electrical angle in synchronization with the carrier signal. A sinusoidal signal corresponding to the electrical angle θ detected by the means 60 is applied to the PWM control means 64. The method of product-sum calculation of sin θ and cos θ stored in the storage means 62 is almost the same as the calculation of the three-phase / 2-phase dq conversion means 61.

上記構成において図３から図１０を参照しながら動作を説明する。図３は本実施例におけるモータ制御の切り替わりを示すフローチャートで、ステップ１００により洗い工程における攪拌動作を行うためのモータ制御を開始する。   The operation of the above configuration will be described with reference to FIGS. FIG. 3 is a flowchart showing switching of motor control in the present embodiment. In step 100, motor control for performing the stirring operation in the washing process is started.

制御の第一段階ではステップ１０１にて電圧制御を実施してモータ起動制御する。モータ起動時には電流検知を高精度に実施できないため、ベクトル制御が行えないが、モータの回転を検知してモータが起動したことを確認後、ステップ１０２にて回転数によらない初期のベクトル制御を実施する。   In the first stage of control, voltage control is performed in step 101 to control motor start-up. Since current detection cannot be performed with high accuracy when the motor is started, vector control cannot be performed. However, after detecting the rotation of the motor and confirming that the motor has started, the initial vector control regardless of the number of rotations is performed in step 102. carry out.

起動直後は回転数を高精度に検知することが出来ないため、ステップ１０２ではトルク電流の設定値Ｉｑｓは回転数によらない制御とし、さらにモータが回転したことを回転角度の検知により確認後、ステップ１０３にてモータの回転数をＰＩ制御する回転数制御電流マイナーループ制御を実施する。   Since the rotational speed cannot be detected with high accuracy immediately after startup, the torque current set value Iqs is controlled not to depend on the rotational speed in step 102, and after confirming that the motor has rotated by detecting the rotational angle, In step 103, rotation speed control current minor loop control for PI control of the rotation speed of the motor is performed.

図４にて図３のステップ１０１の電圧制御によるモータの起動を説明する。電圧制御の時点では、モータが起動していない状態で電流が流れていない。そのため電流検知の精度が得られず、ベクトル制御による制御が実施できない。   The start of the motor by the voltage control in step 101 of FIG. 3 will be described with reference to FIG. At the time of voltage control, no current flows while the motor is not activated. Therefore, current detection accuracy cannot be obtained, and control by vector control cannot be performed.

ステップ２００にて電圧制御を開始した後、ステップ２０１にて電圧制御のための初期設定を実施する。初期設定には、電圧制御時の電圧を規定する変調度が少なくとも含まれる。   After voltage control is started in step 200, initial setting for voltage control is performed in step 201. The initial setting includes at least a modulation degree that defines a voltage at the time of voltage control.

ステップ２０２にて前記の変調度を電圧制御開始からの時間に応じて大きくしていき、ステップ２０３にて前記変調度に応じた電圧をモータに印加することで、時間とともに徐徐にモータ印加電圧を大きくすることでモータのソフトスタートを行う。   In step 202, the modulation degree is increased according to the time from the start of voltage control, and in step 203, a voltage corresponding to the modulation degree is applied to the motor, so that the motor applied voltage is gradually increased with time. Increase the motor to soft start the motor.

ステップ２０４にて電圧制御開始からのモータの回転角度がモータが起動したと確認できる角度Ａまで回った場合、電圧制御を終了し、次の初期ベクトル制御を開始し、角度Ａよりも回っていなかった場合は、ステップ２０２へ戻って変調度を上げてモータを駆動する処理を繰り返す。角度Ａとしては、ロータ位置検出手段４ａからの信号が電気角６０度ごとであるので、その３倍の電気角１８０度程度と設定すれば良い。   When the rotation angle of the motor from the start of the voltage control reaches the angle A at which it can be confirmed that the motor has started in step 204, the voltage control is terminated, the next initial vector control is started, and the rotation is not more than the angle A. If YES in step 202, the flow returns to step 202 to increase the modulation degree and repeat the process of driving the motor. As the angle A, since the signal from the rotor position detecting means 4a is every 60 degrees of electrical angle, it may be set to about 3 times the electrical angle of 180 degrees.

この電圧制御により、停止状態からの動作時の電流検知が行えない場合でもモータの起動を行うことが出来、角度Ａを小さく設定することでモータ起動の後即座に次のベクトル制御による制御を開始することが出来る。   With this voltage control, the motor can be started even when current detection during operation from the stop state cannot be performed. By setting the angle A small, control by the next vector control is started immediately after the motor is started. I can do it.

図５にて図３のステップ１０２の初期ベクトル制御によるモータ制御の動作を説明する。初期ベクトル制御の時点では、前記電圧制御によってモータは回転を始めているが、ロータ検出手段４ａからの信号は電気角６０度ごとであることから回転数検知の精度が得られない。そのため、ベクトル制御によるｑ軸電流によってトルクを制御するが、ｑ軸電流の制御には回転数の情報は利用しない。   The motor control operation by the initial vector control in step 102 of FIG. 3 will be described with reference to FIG. At the time of initial vector control, the motor starts to rotate by the voltage control. However, since the signal from the rotor detection means 4a is every electrical angle 60 degrees, the accuracy of rotation speed detection cannot be obtained. Therefore, the torque is controlled by the q-axis current by vector control, but the information on the rotational speed is not used for the control of the q-axis current.

ステップ３００にて初期ベクトル制御を開始すると、ステップ３０１にてその時点のｑ軸電流と所定の電流値ＭＩＮ＿ＩＱと比較する。ｑ軸電流がＭＩＮ＿ＩＱよりも大きい場合は、ステップ３０２でｑ軸電流設定値Ｉｑｓの初期値にその時点のｑ軸電流を設定する。ｑ軸電流が低くＭＩＮ＿ＩＱよりも小さい場合には、ステップ３０３でｑ軸電流設定値Ｉｑｓの初期値にＭＩＮ＿ＩＱを設定する。   When the initial vector control is started in step 300, in step 301, the q-axis current at that time is compared with a predetermined current value MIN_IQ. If the q-axis current is larger than MIN_IQ, the current q-axis current is set to the initial value of the q-axis current set value Iqs in step 302. If the q-axis current is low and smaller than MIN_IQ, in step 303, MIN_IQ is set to the initial value of the q-axis current set value Iqs.

洗濯機内の衣類および洗濯水などの重量、およびモータ起動時に衣類が絡み合ってアンバランス状態にあるかどうかによって、モータにかかる負荷が変動し、結果としてモータを起動する際に必要なトルクは変動する。ＭＩＮ＿ＩＱの設定により、最低限のトルク電流の設定をすることになり、結果として最低限のモータトルクを設定することになる。   The load on the motor varies depending on the weight of clothing and washing water in the washing machine and whether the clothing is intertwined and unbalanced when the motor is started. As a result, the torque required to start the motor varies. . By setting MIN_IQ, a minimum torque current is set, and as a result, a minimum motor torque is set.

モータにかかる負荷が低い場合には、最低限のトルクに対応するＭＩＮ＿ＩＱをｑ軸電流設定値とし、モータにかかる負荷が高く、ステップ３０１の時点のｑ軸電流Ｉｑが大きい場合には、そのＩｑをｑ軸電流設定値Ｉｑｓの初期値とするわけである。   When the load applied to the motor is low, MIN_IQ corresponding to the minimum torque is set as the q-axis current set value. When the load applied to the motor is high and the q-axis current Iq at step 301 is large, the Iq Is the initial value of the q-axis current set value Iqs.

次にステップ３０４の初期ベクトル制御を開始してからの時間が１００ｍｓ以内かどう
かによって分岐し、１００ｍｓを超えていた場合、ステップ３０７にてｑ軸電流設定値Ｉｑｓを所定のＴＧＴ＿ＩＱの値とし、１００ｍｓを超えていなかった場合は、ステップ３０５にてＩｑｓがＴＧＴ＿ＩＱより小さいかどうかによってさらに分岐する。 Next, branching is performed depending on whether or not the time since the initial vector control in step 304 was started is less than 100 ms. If the time has exceeded 100 ms, the q-axis current set value Iqs is set to a predetermined TGT_IQ value in step 307 and 100 ms If not, the process further branches depending on whether Iqs is smaller than TGT_IQ at step 305.

ステップ３０５にてＩｑｓがＴＧＴ＿ＩＱを超えていた場合には、ステップ３０７にてｑ軸電流設定値ＩｑｓをＴＧＴ＿ＩＱに設定することで制限し、ＩｑｓがＴＧＴ＿ＩＱを超えていなかった場合には、ステップ３０６にてＩｑｓを時間とともに大きくする。
ステップ３０６でのＩｑｓを大きくする際には、ベクトル制御開始から１００ｍｓ後にＴＧＴ＿ＩＱになるようにする。 If Iqs exceeds TGT_IQ in step 305, the q-axis current set value Iqs is limited to TGT_IQ in step 307, and if Iqs does not exceed TGT_IQ, the process proceeds to step 306. Increase Iqs with time.
When increasing Iqs in step 306, TGT_IQ is set to 100 ms after the start of vector control.

ステップ３０６もしくは３０７にて設定したｑ軸電流設定値Ｉｑｓを使って、ステップ３０８にてベクトル制御を実施し、その結果をステップ３０９でのモータ駆動に利用する。   Using the q-axis current set value Iqs set in step 306 or 307, vector control is performed in step 308, and the result is used for driving the motor in step 309.

ステップ３０９でのモータ駆動の制御に関しては、図８を用いて説明する。ステップ６００よりモータ駆動サブルーチンが開始すると、次にステップ６０１に進んでキャリヤ信号割込の有無を判定する。キャリヤ信号割込とは、ＰＷＭ制御手段６５のキャリヤカウンタがオーバーフローすると発生する割込信号ｃｋにより実行するもので、ステップ６０２に進んでキャリヤ信号割込サブルーチンを実行する。   The motor drive control in step 309 will be described with reference to FIG. When the motor drive subroutine starts from step 600, the routine proceeds to step 601 where it is determined whether or not there is a carrier signal interrupt. The carrier signal interrupt is executed by an interrupt signal ck generated when the carrier counter of the PWM control means 65 overflows, and the routine proceeds to step 602 to execute a carrier signal interrupt subroutine.

図９は、キャリヤ信号割込サブルーチンの詳細フローチャートを示し、ステップ７００よりキャリヤ信号割込サブルーチンを開始し、ステップ７０１にて割込信号ｃｋをカウントする。つぎに、ステップ７０２に進んでロータ位置電気角θを演算する。ロータ位置信号θは、別途求めたキャリヤ信号１周期当たりの電気角Δθとキャリヤカウンタのカウント値ｋを掛けた値ｋ・Δθを、ロータ位置検出手段４ａより検知できる６０度ごとの電気角φを加えることで推定演算する。   FIG. 9 is a detailed flowchart of the carrier signal interrupt subroutine. The carrier signal interrupt subroutine is started from step 700, and the interrupt signal ck is counted in step 701. Next, the routine proceeds to step 702, where the rotor position electrical angle θ is calculated. The rotor position signal θ is obtained by multiplying the electrical angle Δθ per cycle of the carrier signal separately obtained by a value k · Δθ obtained by multiplying the count value k of the carrier counter by an electrical angle φ every 60 degrees that can be detected by the rotor position detecting means 4a. Addition to estimate calculation.

モータ４を８極、キャリヤ周波数を１５．６ｋＨｚ 、回転数を９００ｒ／ｍｉｎとするとモータ駆動周波数は６０Ｈｚとなり、電気角６０度内のキャリヤカウンタカウント値ｋは約４３となる。よって、Δθは約１．４度となる。モータ回転数が低い程、電気角６０度内のカウント値ｋは高くなり、演算上の電気角検知分解能は向上するので、回転数が低く精度が要求される場合でも問題はないことがわかる。   If the motor 4 has 8 poles, the carrier frequency is 15.6 kHz, and the rotational speed is 900 r / min, the motor drive frequency is 60 Hz, and the carrier counter count value k within an electrical angle of 60 degrees is about 43. Therefore, Δθ is about 1.4 degrees. As the motor rotational speed is lower, the count value k within an electrical angle of 60 degrees is higher, and the electrical angle detection resolution in calculation is improved. Therefore, it can be understood that there is no problem even when the rotational speed is low and accuracy is required.

つぎに、ステップ７０３に進んでモータ電流Ｉｕ、Ｉｖを検出する。電流検出１回ではノイズが含まれる可能性があるので、ステップ７０４に進んで再度検出し、ステップ７０５にて平均値を求めてノイズを除去し、Ｉｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）よりモータ電流Ｉｗを演算する。ここではノイズ除去の為に単純な二回平均値にてモータ電流Ｉｕ、Ｉｖとしたが、この方式に限定されるものではない。たとえば、前回のキャリヤ信号割込の際に検出した電流と今回のキャリヤ信号割込の際に検出した電流との変化分を算出し、変化分を一定比率で低減して前回検出した電流に足し合わせるようなローパスフィルター機能を構成してノイズ除去を実施しても良い。   Next, the process proceeds to step 703 to detect the motor currents Iu and Iv. Since noise may be included in one current detection, the process proceeds to step 704, where it is detected again, the average value is obtained in step 705, the noise is removed, and the motor current Iw is calculated from Iw = − (Iu + Iv) To do. Here, the motor currents Iu and Iv are set to simple average values for noise removal, but the present invention is not limited to this method. For example, the amount of change between the current detected at the previous carrier signal interrupt and the current detected at the current carrier signal interrupt is calculated, and the amount of change is reduced by a fixed ratio and added to the previous detected current. Noise reduction may be performed by configuring a low-pass filter function that matches.

つぎに、ステップ７０６に進んで電気角θとモータ電流より、（数１）に示した演算を行い、３相／２相ｄｑ変換を行い、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑを求める。つぎにステップ７０７に進んでＩｄ 、Ｉｑをメモリし、別途ベクトル制御データとして用いる。   Next, the process proceeds to step 706, and the calculation shown in (Equation 1) is performed from the electrical angle θ and the motor current, and the three-phase / 2-phase dq conversion is performed to obtain the d-axis current Id and the q-axis current Iq. In step 707, Id and Iq are stored and used separately as vector control data.

次に、ステップ７０８に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄ 、ｑ軸制御電圧Ｖｑを呼び出し、ステップ７０９に進んで（数２）に従い２相／３相ｄｑ逆変換を行い、３相制御電圧ｖｕ 、ｖｖ 、ｖｗを求める。この逆変換は、ステップ７０６と同じように記憶手段６２の電気角に対応したｓｉｎ θ、ｃｏｓθデータを用い、積和演算を高速で行う。つぎに、ス
テップ７１０に進んで３相制御電圧ｖｕ 、ｖｖ 、ｖｗ に対応したＰＷＭ制御を行い、ステップ７１１に進んでサブルーチンをリターンする。 Next, the process proceeds to step 708 to call up the d-axis control voltage Vd and the q-axis control voltage Vq, and the process proceeds to step 709 to perform 2-phase / 3-phase dq inverse conversion according to (Equation 2) to obtain the 3-phase control voltages vu, vv , Vw is obtained. This inverse transformation uses sin θ and cos θ data corresponding to the electrical angle of the storage means 62 as in step 706 and performs a product-sum operation at high speed. Next, the process proceeds to step 710 to perform PWM control corresponding to the three-phase control voltages vu, vv, vw, and the process proceeds to step 711 to return the subroutine.

ＰＷＭ 制御は、図２でも説明したように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相各相に対応して、鋸歯状波（または三角波）のキャリヤ信号と制御電圧ｖｕ 、ｖｖ 、ｖｗ を比較してインバータ回路３のＩＧＢＴオンオフ制御信号を発生させ、モータ４を正弦波駆動するもので、上アームトランジスタと下アームトランジスタの信号は逆転された波形で、上アームトランジスタの導通比を増加すると出力電圧は正電圧が増加し、下アームトランジスタの導通比を増加させると出力電圧は負電圧が増加する。   As described in FIG. 2, the PWM control is performed by comparing the sawtooth wave (or triangular wave) carrier signal with the control voltages vu, vv, vw corresponding to the U phase, V phase, and W phase. An IGBT on / off control signal for the circuit 3 is generated to drive the motor 4 in a sine wave. The signals of the upper arm transistor and the lower arm transistor are inverted waveforms, and the output voltage becomes positive when the conduction ratio of the upper arm transistor is increased. When the voltage is increased and the conduction ratio of the lower arm transistor is increased, the output voltage becomes a negative voltage.

導通比を５０％ にすると出力電圧は零となる。電気角θに対応して制御電圧を正弦波状に変化させると正弦波状の電流が流れる。正弦波駆動の場合、トランジスタの導通比を最大値１ ０ ０ ％ にしたとき、出力電圧は最大となり変調度Ａｍは１００％で、導通比の最大値を５０％にしたとき、出力電圧は最低となり変調度Ａｍは０％と呼ぶ。   When the conduction ratio is 50%, the output voltage becomes zero. When the control voltage is changed in a sine wave shape corresponding to the electrical angle θ, a sine wave current flows. In the case of sinusoidal drive, when the transistor conduction ratio is set to the maximum value of 100%, the output voltage is maximized, the modulation degree Am is 100%, and when the maximum value of the conduction ratio is set to 50%, the output voltage is the lowest. And the degree of modulation Am is called 0%.

モータ電流をベクトル制御するための、３相／２相ｄｑ変換と２相／３相ｄｑ逆変換をキャリヤ毎に高速で実行するので、高速の電流制御が可能となり、さらにキャリヤ毎にベクトル制御することにより洗濯兼脱水槽を負荷変動に対応して適切なトルク駆動することができる。   Since 3-phase / 2-phase dq conversion and 2-phase / 3-phase dq reverse conversion for vector control of motor current are executed at high speed for each carrier, high-speed current control is possible, and vector control is performed for each carrier. Thus, the washing and dewatering tub can be driven with an appropriate torque corresponding to the load fluctuation.

図８に戻って、キャリヤ信号割込サブルーチンを実行した後、ステップ６０３に進み、位置信号割込の有無を判定する。位置信号Ｈ１ 、Ｈ２ 、Ｈ３のいずれかの信号が変化すると割込信号が発生し、ステップ６０４に進んで、図１０に示す位置信号割込サブルーチンを実行する。図２に示すように、電気角６０度ごとに割込信号が発生する。   Returning to FIG. 8, after the carrier signal interrupt subroutine is executed, the process proceeds to step 603 to determine whether or not there is a position signal interrupt. When any of the position signals H1, H2, and H3 changes, an interrupt signal is generated, and the process proceeds to step 604 to execute the position signal interrupt subroutine shown in FIG. As shown in FIG. 2, an interrupt signal is generated every 60 electrical angles.

ここで図１０により、位置信号割込サブルーチンについて説明する。ステップ８００より位置信号割込サブルーチンを開始し、ステップ８０１に進んで位置信号Ｈ１ 、Ｈ２、Ｈ３を入力し位置検出を行い、つぎに、ステップ８０２に進んで位置信号よりロータ電気角θｃを検出する。つぎに、ステップ８０３に進んでキャリヤ信号割込サブルーチンでカウントしているカウント値ｋをｋｃにメモリし、ステップ８０４に進んでカウント値ｋをクリヤし、ステップ８０５に進み、電気角６０度間のキャリヤカウンタカウント値ｋｃより１キャリヤの電気角Δθを演算する。   Here, the position signal interrupt subroutine will be described with reference to FIG. The position signal interrupt subroutine is started from step 800, the process proceeds to step 801, position signals H1, H2, and H3 are input to detect the position, and then the process proceeds to step 802 to detect the rotor electrical angle θc from the position signal. . Next, the process proceeds to step 803 where the count value k counted in the carrier signal interrupt subroutine is stored in kc, the process proceeds to step 804, the count value k is cleared, the process proceeds to step 805, and an electrical angle between 60 degrees is obtained. The electrical angle Δθ of one carrier is calculated from the carrier counter count value kc.

つぎに、ステップ８０６に進んで基準位置信号Ｈ１による割込信号かどうかを判定し、基準位置信号割込ならばステップ８０７に進んで回転周期測定タイマーＴのカウント値Ｔを周期Ｔｏとしてメモリし、ステップ８０８に進んでタイマーＴをクリヤし、ステップ８０９に進んでモータ回転数ｎを演算する。つぎに、ステップ８１０に進んで回転周期測定タイマーのカウントを開始させ、ステップ８１１に進んでサブルーチンをリターンする。   Next, the process proceeds to step 806 to determine whether the interrupt signal is based on the reference position signal H1. If the reference position signal interrupts, the process proceeds to step 807 and the count value T of the rotation period measurement timer T is stored as the period To. In step 808, the timer T is cleared, and in step 809, the motor speed n is calculated. Next, the process proceeds to step 810 to start counting of the rotation period measurement timer, and the process proceeds to step 811 to return the subroutine.

回転周期測定タイマーの検知分解能を８ｂｉｔ精度にすると、クロックは６４μｓとなりキャリヤ信号をクロックに使用できるが、回転制御性能を向上するためには回転周期検知分解能を向上させる必要があり、クロックの周期は１〜１０μｓに設定する必要がある。この場合には、マイクロコンピュータのシステムクロックを分周してクロックに使用する。   If the detection resolution of the rotation period measurement timer is set to 8-bit accuracy, the clock becomes 64 μs and the carrier signal can be used as the clock. However, in order to improve the rotation control performance, it is necessary to improve the rotation period detection resolution. It is necessary to set to 1 to 10 μs. In this case, the microcomputer system clock is divided and used as the clock.

以上に説明した回転数検知方法は、位置信号Ｈ１の周期から求める方法を示したが、位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３をすべて使用してもよい。また、キャリヤ信号を三角波にすると、キャリヤカウンタタイマーの周期は鋸歯状波の２倍となるので、三角波のオーバーフロー信号をクロックにすると分解能が向上するので三角波タイマーのオーバーフロー信号をクロックにしてもよい。   Although the rotation speed detection method described above has shown the method of calculating | requiring from the period of the position signal H1, you may use all the position signals H1, H2, and H3. Also, if the carrier signal is a triangular wave, the carrier counter timer period is twice that of the sawtooth wave. Therefore, if the triangular wave overflow signal is used as a clock, the resolution is improved, so the triangular wave timer overflow signal may be used as a clock.

図５に戻って、ステップ３０９のモータ駆動の後、ステップ３１０にてモータの回転角度が、初期ベクトル制御を開始してから角度Ｂよりも回っていた場合は、初期ベクトル制御を終了し、まだ角度Ｂに達していない場合には、ステップ３０４に戻ってｑ軸電流設定値Ｉｑｓの設定からを繰りかえす。角度Ｂはモータの回転数ｎを精度良く検知出来る程度の信号がロータ位置検出手段４ａから得られる角度に設定すれば、回転数制御を実施する次の回転数ＰＩ制御へ早く移行することができる。ロータ位置検出手段４ａからの信号は電気角６０度ごとであるので、その３倍の電気角１８０度程度を角度Ｂと設定すれば良い。   Returning to FIG. 5, after the motor is driven in step 309, if the rotation angle of the motor has been larger than the angle B after starting the initial vector control in step 310, the initial vector control is terminated, If the angle B has not been reached, the process returns to step 304 and the setting of the q-axis current set value Iqs is repeated. If the angle B is set to an angle at which a signal capable of accurately detecting the motor speed n can be obtained from the rotor position detecting means 4a, it is possible to quickly shift to the next speed PI control for executing the speed control. . Since the signal from the rotor position detecting means 4a is every 60 degrees of electrical angle, about 3 times of the electrical angle of 180 degrees may be set as the angle B.

洗濯機におけるモータ負荷は回転によって負荷の状況が変化することから、回転に必要なトルクも変動するが、ステップ３０３でｑ軸電流設定値をＭＩＮ＿ＩＱ以上にすることで、電圧制御によるモータ起動までは負荷が軽く、その後負荷が変動して大きなトルクが必要になる場合にも最低限のトルクをかけることができる。   Since the motor load in the washing machine changes the load status depending on the rotation, the torque required for the rotation also fluctuates. However, by setting the q-axis current setting value to MIN_IQ or higher in step 303, the motor is started by voltage control. Even when the load is light and then the load fluctuates and a large torque is required, the minimum torque can be applied.

また、ｑ軸電流設定値を初期ベクトル制御の最初の１００ｍｓで目標のトルクとなるＴＧＴ＿ＩＱになるまで上げていくことで、急激なｑ軸電流の変化を起こすことなく、結果として急激なモータ回転の変動を抑えることができる。   Also, by raising the q-axis current setting value until TGT_IQ, which is the target torque, in the first 100 ms of the initial vector control, a sudden change in the motor rotation results without causing a sudden q-axis current change. Variation can be suppressed.

ベクトル制御によってｑ軸電流を適切に制御することで、モータトルクを適切に制御することができるので、モータ起動直後の回転数を精度良く検知出来ない状態でも、極端なモータ回転数のオーバシュートや、回転停止を防ぐことができる。また、モータの回転角度の検知により、回転数を精度良く検知できるようになったことを判定して、次の回転数ＰＩ制御に迅速に進むことができる。   By properly controlling the q-axis current by vector control, the motor torque can be controlled appropriately, so even if the rotational speed immediately after motor startup cannot be detected accurately, an excessive motor rotational speed overshoot or , Can prevent rotation stop. Further, it can be determined by detecting the rotation angle of the motor that the rotation speed can be detected with high accuracy, and the next rotation speed PI control can be proceeded quickly.

次に、図６にて図３のステップ１０３の回転数ＰＩ制御によるモータ制御の動作を説明する。回転数ＰＩ制御に移行した段階では、モータは回転を始めた段階でまだ洗い工程の攪拌時に設定したい回転数には達していない。そこで回転数ＰＩ制御での動作を大きく２段階に分け、まずモータ回転の目標回転数を初期回転数から徐徐に上げていく段階と、目標回転数を洗い工程の攪拌時に設定したい回転数に固定する段階とする。前者の段階は図６中のステップ４０４からステップ４０８であり、後者がステップ４１０から４１３である。以下では、洗い工程の攪拌時に設定したい回転数を最終目標回転数とする。   Next, the motor control operation by the rotational speed PI control in step 103 of FIG. 3 will be described with reference to FIG. At the stage of shifting to the rotational speed PI control, the motor has not yet reached the rotational speed desired to be set when stirring in the washing process at the stage of starting the rotation. Therefore, the operation in the rotational speed PI control is roughly divided into two stages. First, the target rotational speed of the motor rotation is gradually increased from the initial rotational speed, and the target rotational speed is fixed to the rotational speed to be set at the time of stirring in the washing process. The stage to do. The former stage is step 404 to step 408 in FIG. 6, and the latter is step 410 to 413. Below, let the rotation speed to be set at the time of stirring of a washing process be a final target rotation speed.

回転数ＰＩ制御は、（数３）であらわされる制御となる。   The rotational speed PI control is a control represented by (Expression 3).

右辺の第一項を回転数の差に対して比例する項なのでＰ項、第二項が回転数の差の積分の項なのでＩ項と呼ぶ。また、ＫｐをＰ項ゲイン、Ｋｉ１およびＫｉ２をＩ項ゲインと呼ぶ。   Since the first term on the right side is a term proportional to the difference in rotational speed, it is called the P term, and since the second term is an integral term of the rotational speed difference, it is called the I term. Kp is called a P-term gain, and Ki1 and Ki2 are called I-term gains.

ステップ４００にて制御を開始すると、ステップ４０１にて回転数ＰＩ制御で利用するＰ項のゲインＫｐとＩ項のゲインＫｉ１に所定の加速用設定ゲインを設定し、Ｉ項のゲインＫｉ２は０に設定する。   When control is started in step 400, a predetermined acceleration setting gain is set to the gain Kp of the P term and the gain Ki1 of the I term used in the rotational speed PI control in step 401, and the gain Ki2 of the I term is set to 0. Set.

Ｋｉ２を０に設定するので、積分項の新たな積分が実施されないことになる。目標回転数を上げていく加速段階では、目標回転数に対して実際の回転数が下回る傾向にあるため、この段階で回転数の差の積分を実施すると、積分項が大きくなりすぎて定常状態になっ
た段階でオーバシュートしてしまうので、積分項の新たな積分を実施しないことにするわけである。 Since Ki2 is set to 0, a new integration of the integration term is not performed. At the acceleration stage where the target rotational speed is increased, the actual rotational speed tends to be lower than the target rotational speed. If the rotational speed difference is integrated at this stage, the integral term becomes too large and the steady state is reached. Since the overshoot occurs at this stage, a new integration of the integral term is not performed.

次に、ステップ４０２にてＰＩ制御で利用する目標の回転数の初期値を、ＰＩ制御開始時点に検知されている回転数ｎに設定する。次にステップ４０３にてｑ軸電流設定値Ｉｑｓを回転数ＰＩ制御の開始前後で連続的に変化させる為に、ＰＩ制御でのＩ項の初期値を設定する。   Next, in step 402, the initial value of the target rotational speed used in the PI control is set to the rotational speed n detected at the PI control start time. Next, in step 403, in order to continuously change the q-axis current set value Iqs before and after the start of the rotational speed PI control, an initial value of the I term in PI control is set.

ステップ４０３の詳細は図７にて説明する。ステップ５００にてＩ項初期値設定を開始すると、ステップ５０２にて、Ｉ項初期値をｑ軸電流設定値Ｉｑｓを回転数ＰＩ制御の開始前後で連続となるように仮設定する。
Ｉ項初期値とは、（数３）のＩ項をＰＩ制御前後の二つの積分に分けた場合の、ＰＩ制御前に積分されていたとするＩ項の値となる。実際のＩ項はこのＩ項初期値に加えて、ＰＩ制御後の積分の値を加算したものとなる。 Details of step 403 will be described with reference to FIG. When the I-term initial value setting is started in Step 500, the I-term initial value is temporarily set in Step 502 so that the q-axis current set value Iqs is continuous before and after the start of the rotational speed PI control.
The I term initial value is the value of the I term that is integrated before PI control when the I term in (Equation 3) is divided into two integrals before and after PI control. The actual I term is obtained by adding the integral value after PI control in addition to the initial value of the I term.

なお、本実施例ではステップ４０３の段階では目標回転数Ｎｓと実際の回転数ｎが一致しているため、（数３）でのＰ項部分は０となるが、これに限定されるものではない。ステップ４０２で設定する回転数の初期値を実際の回転数に一致させていない場合には、０とならない演算となる。   In this embodiment, since the target rotational speed Ns and the actual rotational speed n coincide with each other at the stage of step 403, the P-term portion in (Equation 3) is 0, but the present invention is not limited to this. Absent. If the initial value of the rotational speed set in step 402 does not match the actual rotational speed, the calculation is not zero.

次に、ステップ５０３にて、現在の回転数ｎと最終目標回転数とを比較する。回転数が最終目標回転数以上ならば、モータの負荷が軽く、回転数ＰＩ制御以前の制御によってモータの回転が最終目標回転数を上回っていることを意味する。この場合は、回転数ＰＩ制御以前のｑ軸電流の値を継続すると、モータの回転数がオーバシュートしてしまうので、ｑ軸電流設定値を、前記のステップ５０２で仮設定した値から下げる。具体的には、ステップ５０４にて仮設定していたＩ項の初期値を半分に設定し、結果としてｑ軸電流設定値を半分とする。   Next, in step 503, the current rotation speed n is compared with the final target rotation speed. If the rotation speed is equal to or higher than the final target rotation speed, it means that the load on the motor is light and the rotation of the motor exceeds the final target rotation speed by the control before the rotation speed PI control. In this case, if the value of the q-axis current before the rotation speed PI control is continued, the rotation speed of the motor will overshoot, so the q-axis current setting value is lowered from the value temporarily set in step 502 above. Specifically, the initial value of the I term temporarily set in step 504 is set to half, and as a result, the q-axis current set value is set to half.

ステップ５０３にて現在の回転数が最終目標回転数よりも低かった場合には、ステップ５０５にて現在の回転数と最終目標回転数との差によってさらに分岐する。回転数が最終目標回転数との差が所定の回転数Ｃの範囲内であれば、モータの回転数がオーバシュートしないように、現在回転数と最終目標回転数の差の回転数に応じてＩ項をステップ５０４にて仮設定していた値から、その半分までの間で比例配分する。すなわち、ステップ５０６にて、回転数が最終目標回転数に近いだけ仮設定した値とし、回転数が最終目標回転数から回転数Ｃ引いた値に近いだけ仮設定した値の半分とする。   If the current rotational speed is lower than the final target rotational speed in step 503, the process further branches in step 505 depending on the difference between the current rotational speed and the final target rotational speed. If the difference between the rotational speed and the final target rotational speed is within the range of the predetermined rotational speed C, depending on the rotational speed of the difference between the current rotational speed and the final target rotational speed, the motor rotational speed does not overshoot. The I term is proportionally distributed from the value temporarily set in step 504 to half of the value. That is, in step 506, the rotational speed is set to a value temporarily set as close as possible to the final target rotational speed, and the rotational speed is set to a half of the temporarily set value as close to a value obtained by subtracting the rotational speed C from the final target rotational speed.

ステップ５０５にて現在回転数が最終目標回転数からＣ回転数引いた値よりも低かった場合には、ステップ５０４にて仮設定していたＩ項の初期値をそのままＩ項初期値として設定する。   If the current rotational speed is lower than the value obtained by subtracting the C rotational speed from the final target rotational speed in step 505, the initial value of the I term temporarily set in step 504 is set as the I term initial value as it is. .

設定したＩ項初期値をステップ５０７にて設定した後、Ｉ項初期値設定を終了し、ステップ５０８にてリターンする。   After the set I term initial value is set in step 507, the I term initial value setting is terminated, and the process returns in step 508.

Ｉ項初期値を設定することで、ＰＩ制御開始の前後で、ｑ軸電流設定値Ｉｑｓが大きく変化することを防ぐことができるので、初期ベクトル制御と回転数ＰＩ制御という異なる制御の前後でのモータトルクの変動を防ぎ、スムーズな制御の切替を行うことが出来る。また、ＰＩ制御開始時の回転数ｎに応じてＩｑｓを調節することで、目標の回転数に対するオーバシュートを防ぐことができる。   By setting the initial value of the I term, it is possible to prevent the q-axis current set value Iqs from greatly changing before and after the start of PI control. Therefore, before and after different control such as initial vector control and rotational speed PI control. It is possible to prevent motor torque fluctuations and smoothly switch control. Further, by adjusting Iqs according to the rotational speed n at the start of PI control, overshooting with respect to the target rotational speed can be prevented.

ステップ５０８のリターンにより、図６のステップ４０３のＩ項初期値設定のサブルー
チンが終了するので、説明を図６のステップ４０３以降に戻す。 Returning to step 508 completes the subroutine for setting the I term initial value in step 403 in FIG. 6, so the description returns to step 403 and subsequent steps in FIG. 6.

ステップ４０４にてＰＩ制御で利用する目標の回転数を、時間と共に上げる。次にステップ４０５にて前記の目標の回転数を目指した回転数ＰＩ制御を実施し、結果としてｑ軸電流設定値Ｉｑｓを設定する。次にステップ４０６にて前記のｑ軸電流設定値Ｉｑｓを目指したベクトル制御を実施し、さらにステップ４０７にてその結果をモータ駆動に利用する。次にステップ４０８にて目標回転数と、最終目標回転数とを比較し、目標回転数が最終目標回転数に達していない場合には、ステップ４０４に戻り、達している場合にはステップ４０９へ進む。   In step 404, the target rotational speed used for PI control is increased with time. Next, at step 405, the rotational speed PI control aiming at the target rotational speed is performed, and as a result, the q-axis current set value Iqs is set. Next, in step 406, the vector control aiming at the q-axis current set value Iqs is performed, and in step 407, the result is used for driving the motor. Next, in step 408, the target rotational speed is compared with the final target rotational speed. If the target rotational speed has not reached the final target rotational speed, the process returns to step 404. If the target rotational speed has been reached, the process proceeds to step 409. move on.

ステップ４０４からステップ４０８までの繰り返し動作により、モータの目標回転数を最終目標回転数に時間と共に上げていきながら、その目標回転数に追随させて回転数のＰＩ制御を実施することで、モータの回転数を応答性よく上げることができる。また、ステップ４０２で目標回転数の初期値を回転数ＰＩ制御移行時点のものとすること、およびステップ４０３でｑ軸電流設定値の初期値を回転数ＰＩ制御移行時点のものとすることにより、初期ベクトル制御から、回転数ＰＩ制御への移行時に制御パラメータが大きく不連続とならない為、制御移行時のモータの応答性の悪化を防ぐことが出来る。   By repeating the operation from step 404 to step 408, the target rotational speed of the motor is increased to the final target rotational speed with time, and PI control of the rotational speed is carried out by following the target rotational speed, so that the motor The rotational speed can be increased with high responsiveness. Further, by setting the initial value of the target rotational speed at the time of transition to the rotational speed PI control in step 402, and by setting the initial value of the q-axis current setting value at the time of transition to the rotational speed PI control in step 403, Since the control parameters are not greatly discontinuous when shifting from the initial vector control to the rotational speed PI control, it is possible to prevent the motor response from deteriorating during the control shift.

ステップ４０９時点では、回転数ＰＩ制御する際の目標回転数が最終目標回転数に到達しているため、以降は目標回転数は最終目標回転数に固定化されることとなる。そのためステップ４０９ではＰ項ゲインＫｐ及びＩ項ゲインＫｉ１及びＫｉ２を定常回転制御用の所定の値に設定する。Ｋｉ２を設定することにより、ステップ４０９以降はＩ項の積分が実施されることになる。ステップ４０１での加速用設定のＰ項ゲインと比較して、ステップ４０９以降は目標回転数が変化しなくなるため、Ｐ項ゲインＫｐをより小さな値として設定することになる。   At step 409, since the target rotational speed at the time of rotational speed PI control has reached the final target rotational speed, the target rotational speed is fixed to the final target rotational speed thereafter. Therefore, in step 409, the P-term gain Kp and the I-term gains Ki1 and Ki2 are set to predetermined values for steady rotation control. By setting Ki2, the integration of the I term is performed after step 409. Compared with the acceleration P term gain set in step 401, the target rotational speed does not change after step 409, so the P term gain Kp is set to a smaller value.

次にステップ４１０にて最終目標回転数を目指した回転数ＰＩ制御を実施し、結果としてｑ軸電流設定値Ｉｑｓを設定する。次にステップ４１１にて前記のｑ軸電流設定値Ｉｑｓを目指したベクトル制御を実施し、さらにステップ４１２にてその結果をモータ駆動に利用する。次にステップ４１３にて洗いの攪拌動作を終了するかを判定して、終了の場合は制御を終了、継続する場合はステップ４１０に戻る。洗いの攪拌動作は、一般的に衣類と洗濯水が入った洗濯槽をモータで回転させる動作と、回転を停止させる動作を所定の時間繰り返すことによって実施される。そのため、ステップ４１３でのモータ制御終了の判定は、通常モータを起動してからの時間からカウントしたモータ駆動時間のタイムアウトで実施されることとなる。   Next, at step 410, the rotational speed PI control aiming at the final target rotational speed is performed, and as a result, the q-axis current set value Iqs is set. Next, in step 411, the vector control aiming at the q-axis current set value Iqs is performed, and in step 412, the result is used for driving the motor. Next, in step 413, it is determined whether or not the washing stirring operation is to be ended. If it is ended, the control is ended, and if it is continued, the process returns to step 410. The washing stirring operation is generally performed by repeating a predetermined time for an operation of rotating a washing tub containing clothes and washing water by a motor and an operation for stopping the rotation. For this reason, the determination of the end of the motor control in step 413 is performed with a timeout of the motor driving time counted from the time after starting the normal motor.

本発明に係る洗濯機のモータ駆動装置は、回転と共に負荷が変動する状況でモータの起動直後から安定して回転を制御する必要のある洗濯機のモータ駆動装置に好適に利用することができる。   The motor driving apparatus for a washing machine according to the present invention can be suitably used for a motor driving apparatus for a washing machine that needs to stably control rotation immediately after the start of the motor in a situation where the load varies with rotation.

１ 交流電源
２ 整流回路
３ インバータ回路
４ モータ
４ａ ロータ位置検出手段
５ 電流検出手段
６ 制御手段 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC power supply 2 Rectifier circuit 3 Inverter circuit 4 Motor 4a Rotor position detection means 5 Current detection means 6 Control means

Claims (4)

交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、
前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路により駆動され洗濯兼脱水槽を駆動する直流ブラシレスモータと、
前記直流ブラシレスモータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、
前記ブラシレスモータの電流を検出する電流検出手段と、
前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、
前記制御手段は、前記直流ブラシレスモータのモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分とに分解してそれぞれ所望の値となるように制御するベクトル制御を実施し、前記直流ブラシレスモータの起動直後には前記トルクに対応した電流成分を一定に保つ制御を行った後、前記ロータ位置検出手段による回転数を所望の回転数となるようにＰＩ制御を行うよう切り換えるものであって、前記ロータ位置検出手段によって前記直流ブラシレスモータのロータが、ベクトル制御を開始してから所定の角度を回転したことを検出した後に前記回転数ＰＩ制御への切り換えを行う洗濯機のモータ駆動装置。 An AC power source, a rectifier circuit connected to the AC power source,
An inverter circuit for converting the DC power of the rectifier circuit into AC power;
DC brushless motor that is driven by the inverter circuit and drives the washing and dewatering tank;
Rotor position detecting means for detecting the rotor position of the DC brushless motor;
Current detecting means for detecting the current of the brushless motor;
Control means for controlling the inverter circuit,
The control means implements vector control for controlling the motor current of the DC brushless motor into a current component corresponding to a magnetic flux and a current component corresponding to a torque so as to obtain a desired value, respectively. after immediately after starting of the motor performing the control to maintain a constant current component corresponding to the torque, the rotational speed by the rotor position detecting means be one that switches to perform PI control so that the desired rotational speed A motor driving device of a washing machine that performs switching to the rotational speed PI control after detecting that the rotor of the DC brushless motor has rotated a predetermined angle after starting vector control by the rotor position detecting means . 回転数ＰＩ制御への切り換え時に、トルクに対応した電流成分の目標値が連続となるようにし、ＰＩ制御の目標回転数を切り換え時の回転数から徐々に最終所望の目標回転数へと上げていく制御を行う請求項１記載の洗濯機のモータ駆動装置。 When switching to the rotational speed PI control, the target value of the current component corresponding to the torque is made continuous, and the target rotational speed of the PI control is gradually increased from the rotational speed at the time of switching to the final desired target rotational speed. The motor driving device for a washing machine according to claim 1, wherein the control is performed. ＰＩ制御の目標回転数を上げている際にはＰＩ制御の積分項の積分を停止するように制御を行う請求項２記載の洗濯機のモータ駆動装置。 The motor driving apparatus for a washing machine according to claim 2, wherein the control is performed so as to stop the integration of the integral term of the PI control when the target rotational speed of the PI control is increased. 直流ブラシレスモータの起動時には電圧制御方式とし、その後ベクトル制御を開始するようにし、ベクトル制御への切り換え時に、トルクに対応した電流成分の目標値が連続となるように制御を行う請求項３記載の洗濯機のモータ駆動装置。 The voltage control method is used when the DC brushless motor is started, and then vector control is started, and control is performed so that the target value of the current component corresponding to the torque is continuous when switching to vector control. A motor drive device for a washing machine.

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