JP2016201911A - モータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】ブラシレスモータ11と、ホールセンサ12と、制御部13と、ゲートドライバ14と、インバータ15とを備えるモータ駆動装置であって、ブラシレスモータ11は、3相のモータ構造を有し、ホールセンサ12は、ブラシレスモータ11の動作時における磁束変化の信号を検出し、制御部13は、磁束変化の信号に基づいてブラシレスモータ11のロータ回転数を求め、ロータ回転数が変化しても、所定の電気角を算出し、所定の電気角でブラシレスモータ11の各相への通電タイミングを切り替えるPWM信号をゲートドライバ14に出力させ、インバータ15は、PWM信号に基づいて、ブラシレスモータ11のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する、ことを特徴とする。
【選択図】図1
Description
また、ブラシレスモータ11には、永久磁石ロータ近傍に、ホールセンサ12が取り付けられている。ホールセンサ12は、ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出する3個のU相ホールセンサ、V相ホールセンサ、W相ホールセンサから構成される。U相ホールセンサは、永久磁石ロータの磁極の切り替わりを検出し、検出した結果をハイ(H)又はロー(L)の2値信号であるU相ホールセンサ信号を制御部13に出力する。また、V相ホールセンサは、永久磁石ロータの磁極の切り替わりを検出し、検出した結果をH又はLの2値信号であるV相ホールセンサ信号を制御部13に出力する。また、W相ホールセンサは、永久磁石ロータの磁極の切り替わりを検出し、検出した結果をH又はLの2値信号であるW相ホールセンサ信号を制御部13に出力する。
インバータ15は、PWM信号に基づいて、ブラシレスモータ11のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。
直流電源16は、インバータ15がブラシレスモータ11のステータコイルへの電圧供給をするための、直流電圧を供給する。
また、仮に分解能1度でsin、cosのマップデータを保持する場合、最低でも0〜359度の360個のデータが必要となるうえ、0.4度、0.2度の計算誤差が生じる。また、例えば分解能0.1度にしようとすると、10倍の3600個のデータが必要となってしまう。
例えば、電気角60度回転時間が3.33msの場合、ホールセンサ信号からロータの回転数が1000rpmと求まる。このとき、通電タイミングを0.555msとするには、電気角60度回転時間を所定の数として6で割って所定の電気角(θ=10度)とすればよい。また、電気角60度回転時間が1.11msの場合、ホールセンサ信号からロータの回転数が3000rpmと求まる。このとき、通電タイミングを0.185msとするには、電気角60度回転時間を所定の数6で割って所定の電気角(θ=10度)とすればよい。
このように、本実施形態では、通電タイミングTを、電気角60度回転時間を所定の数で除算して求まる所定の電気角として変化させることを特徴とする。
このため、制御部13は、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号に基づいて、ブラシレスモータ11のロータ回転数を求め、ロータ回転数が変化しても、所定の電気角を算出し、前記所定の電気角でブラシレスモータ11の各相への通電タイミングを切り替えるPWM信号をゲートドライバ14に出力させる。また、制御部13は、所定の電気角を、ホールセンサ12のエッジ間隔時間である電気角60度回転時間を所定の数で除算することにより算出し、電気角60度回転時間から所定の電気角が経過する毎にPWM信号を変化させる。
制御部13は、ホールセンサ信号(U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号)のレベルを判定する(ステップST1)。
制御部13は、ホールセンサ信号のレベルから、磁極位置=0、磁極位置=60、磁極位置=120、磁極位置=180、磁極位置=240、磁極位置=300を確定する。
磁極位置=0とは、電気角θが0度〜60度の範囲である。
制御部13は、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号がそれぞれH、L、Hのとき、磁極位置=0と判定する。
磁極位置=60とは、電気角θが60度〜120度の範囲である。
制御部13は、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号がそれぞれH、L、Lのとき磁極位置=60と判定する。
磁極位置=120とは、電気角θが120度〜180度の範囲である。
制御部13は、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号がそれぞれH、H、Lのとき磁極位置=120と判定する。
磁極位置=180とは、電気角θが180度〜240度の範囲である。
制御部13は、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号がそれぞれL、H、Lのとき磁極位置=180と判定する。
磁極位置=240とは、電気角θが240度〜300度の範囲である。
制御部13は、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号がそれぞれL、H、Hのとき磁極位置=240と判定する。
磁極位置=300とは、電気角θが300度〜360度の範囲である。
制御部13は、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号がそれぞれL、L、Hのとき磁極位置=300と判定する。
制御部13は、磁極位置=0の場合、センサエッジ間隔時間(電気角60度回転時間)を、ホールセンサ信号(U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号)から取得する。
制御部13は、U相ホールセンサ信号がLからHに変わった時刻とW相ホールセンサがHからLに変わった時刻との間の時間から、磁極位置=0におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
制御部13は、W相ホールセンサ信号がHからLに変わった時刻とV相ホールセンサがLからHに変わった時刻との間の時間から、磁極位置=60におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
制御部13は、V相ホールセンサ信号がLからHに変わった時刻とU相ホールセンサがHからLに変わった時刻との間の時間から、磁極位置=120におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
制御部13は、U相ホールセンサ信号がHからLに変わった時刻とW相ホールセンサがLからHに変わった時刻との間の時間から、磁極位置=180におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
制御部13は、W相ホールセンサ信号がLからHに変わった時刻とV相ホールセンサがHからLに変わった時刻との間の時間から、磁極位置=240におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
制御部13は、V相ホールセンサ信号がHからLに変わった時刻とU相ホールセンサがLからHに変わった時刻との間の時間から、磁極位置=300におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
制御部13は、ホールセンサ信号間隔(電気角X度回転時間)を直前の電気角60度回転時間から推定して補正する。なお、ホールセンサ12の取付ばらつきを補正するには、電気角X度回転時間の移動平均結果から推定して補正するのが好ましい。
制御部13は、ステップST1で確定した磁極位置i×60(i=0、1、2、3、4、5のいずれか)の次の磁極位置(i+1)×60における一番目の電気角X度回転時間において、通電切り替えタイマの動作を開始させる。
制御部13は、dq三相変換(PWM Duty算出)を行う(ステップST5)。
この算出には、ホールセンサ12の磁極位置で算出するため、電気角θ=(i+1)×60度が用いられる。
制御部13は、PWM Dutyを出力する(ステップST6)。制御部13は、算出されたPWM Duty(PWM指令信号)をゲートドライバ14に出力し、ゲートドライバ14にPWM信号を出力させる。
制御部13は、磁極位置(i+1)におけるj(j=2〜60/X)番目の電気角X度回転時間において、通電切り替えタイマの動作を開始させる(ステップST4)。
制御部13は、磁極位置をX度加える処理を行う(ステップST7)。
これは、電気角X度回転時間毎に割り込みを発生させるため、電気角X度回転したと推定するためである。
制御部13は、dq三相変換(PWM Duty算出)を行う(ステップST8)。
この算出にはホールセンサ12の磁極位置で算出するため、電気角θ=(i+1)×60+(j−1)×X度が用いられる。
制御部13は、PWM Dutyを出力する(ステップST9)。制御部13は、算出されたPWM Dutyをゲートドライバ14に出力し、ゲートドライバ14にPWM信号を出力させる。
このようにして、磁極位置(i+1)における磁極位置検出が終了した後、制御部13は、ステップ2に戻り磁極位置(i+2)における磁極位置検出へ移行する。すなわち、制御部13は、ホールセンサ12の切り替わりで磁極位置認識を更新する。この際、ロータが加速または減速した場合であっても絶対位置(電気角θ)が更新される。
インバータ15は、PWM信号に基づいて、ブラシレスモータ11のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。このため、制御部13は、インバータ15がステータコイルへ供給する電圧(U相電圧、V相電圧、W相電圧)が、下記各式で表されるように、PWM Duty(PWM指令信号)の算出を行う。
Vu=(√2/3)×(Vd×cosθ−Vq×sinθ)
Vv=(√2/3)×{Vd×cos(θ−2π/3)−Vq×sin(θ−2π/3)}
Vw=−Vu−Vv
なお、Vd、Vqは制御部13の外部から入力される指令電圧であり、Vdはd軸電圧を示し、Vqはq軸電圧を示している。
PWM Duty(デューティ)とは、直流電源16の電圧レベル、例えば12Vに対する上記各Vu、Vv、Vwのレベルの割合である。そこで、制御部13は、上記式に基づき、デューティ(電気角X度回転時間に対するPWM指令信号がHである時間の割合)を算出して、このデューティを持つ、デジタル信号であるPWM指令信号6本をゲートドライバ14に対して出力する。
ゲートドライバ14は、インバータ15を構成する上側のFETを駆動する場合は、デジタル信号であるPWM指令信号3本のレベルを昇圧してPWM信号を生成し、FETのゲートを駆動する。また、ゲートドライバ14は、インバータ15を構成する下側のFETを駆動する場合は、デジタル信号であるPWM指令信号3本のレベルのままPWM信号を生成し、FETのゲートを駆動する。
これにより、制御部13は、電気角X度回転時間でブラシレスモータ11の各相への通電タイミングを切り替えるPWM信号をゲートドライバ14に出力させる。インバータ15は、PWM信号に基づいて、ブラシレスモータ11のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。
すなわち、インバータ15がステータコイルへ供給する電圧(U相電圧、V相電圧、W相電圧)が、下記各式で表される。
Vu=(√2/3)×(−Vq×sinθ)
Vv=(√2/3)×{−Vq×sin(θ−2π/3)}
Vw=−Vu−Vv
これにより、制御部13がPWM信号の生成に用いる三角関数の値を記憶するテーブルは、(360度/電気角X度)=(60度/所定の数)×6個のsinθをマップデータとして予め記憶しておけばよい。このようにして、従来のような計算誤差が生じることがなくなり、使用するメモリ容量の増加を抑制することができる。
また、図2に示す処理を、電気角0度〜360度について行うことにより、すなわち通電タイミングを(360度/電気角X)回に分けた所定の電気角において行うことにより、ブラシレスモータ11のステータコイル電圧を正弦波状に変化させることが可能となる。すなわち、モータ駆動装置1によれば、レゾルバに比べて安価なホールセンサ12及び回路構成が簡易な制御部13を用いてロータ位置の推定を正確に行うことができ、ブラシレスモータ11のステータコイル電圧を正弦波状に変化させるという適切なモータ駆動を行うことができる。
図3において、電気角X度回転時間を電気角10度回転時間(所定の角度)とした場合の、U相電圧、V相電圧、W相電圧各々のレベル変化、U相ホールセンサ信号、V相ホールセンサ信号、W相ホールセンサ信号のレベル変化を、電気角θを横軸にして示している。
電気角θ=0度〜360度において60度毎に縦方向に一点鎖線を引いてある。このそれぞれの一点鎖線の間が、センサエッジ間隔(電気角60度回転時間)を示している。
このうち、電気角θ=0度〜60度で示される電気角60度回転時間を6で割った値が、電気角θ=60度〜120度で示される電気角10度回転時間となる。電気角θ=60度〜120度で示される電気角10度回転時間毎に、dq三相変換が6回行われる。これにより、電気角θ=60度〜120度におけるU相電圧、V相電圧、W相電圧各々のレベル変化が得られる。このdq三相変換が36回行われることで、ブラシレスモータ11のステータコイル電圧が正弦波状に変化させられる。
モータヨークや、モータの振動が伝わる関係にあるものの共振周波数(ブラシレスモータの共振周波数)と、電気角θで通電タイミングを切り換えるときの周波数とが一致する場合、作動音が増大するという問題があった。
図4は、電気角θの設定の仕方について説明するための図である。図4(a)は、電気角θで通電タイミングを切り換えるときの周波数と音圧との関係を示す図であり、図4(b)は、電気角θでの制御次数成分を示す図である。
制御次数成分とは、モータ(ロータ)が機械的に1回転する場合の所定の電気角θでの通電タイミングの周波数のことであり、下記式で表される。
制御次数成分[Hz]={(360×P×N)/(θ×60)}×次数
制御次数成分は、ここで、Pは極対数であり、Nは回転数[rpm]を表す。
θ=60(矩形波)の場合、1次の720Hz、2次の1440Hz、…、10次の7200Hzとなるにつれて、ピークが徐々に小さくなっている。また、θ=6の場合は、1次の7200Hzでピークが表れる。このように、通電タイミングの周波数が、ブラシレスモータの共振周波数(7000Hz付近の共振周波数)と一致する場合、作動音が増大している。これにたいして、θ=10の場合は、ピークが表れることがない。
このように、モータヨークや、モータの振動が伝わる関係にあるものの共振周波数(ブラシレスモータの共振周波数)と、モータ相電流でピークとなる次数成分が一致しないように電気角θを設定することで作動音を低減できる。なお、共振周波数は、予め設計のときに判っている値である。
すなわち、制御部13は、電気角θ(所定の電気角)を、電気角θで算出される制御次数成分が、ブラシレスモータの共振周波数と一致しないように設定することにより、作動音を低減することができる。
従来の電圧指令方式の矩形波駆動においては、指令電圧=モータ端子電圧となるように、指令電圧をモータ駆動用のPWM Dutyに変換していた。
これに対して、電圧を正弦波状に印可する場合、駆動PWM Dutyは、上記説明によりロータ位置(所定の電気角)により可変となるため、矩形波駆動時のような単純なPWM Dutyへの変換はできない。
図5は、駆動方式が異なる場合のPWM Dutyの変換方法を説明するための図である。
制御部13は、指令電圧を外部のECUから取得する(ステップST21)。
制御部13は、駆動方式が矩形波駆動か否かを判定する(ステップST22)。
制御部13は、駆動方式が矩形波駆動の場合(ステップST22−Yes)、矩形波駆動処理に進む(ステップST23)。
ステップST23において、制御部13は、通電パターンの確定を行う(ステップST31)。
制御部13は、指令電圧をPWM Dutyレジスタに入力する(ステップST32)。制御部13は、指令電圧=モータ電圧となるようにPWM Dutyレジスタを設定する。
一方、制御部13は、駆動方式が正弦波駆動の場合(ステップST22−No)、正弦波駆動処理に進む(ステップST24)。
ステップST24において、制御部13は、指令電圧であるq軸電圧Vqを√(3)倍する(ステップST41)。これにより、矩形波駆動時のモータ電圧と正弦波駆動時のモータ電圧実効値を同等にできる。
制御部13は、d軸電圧Vdは常に0とする(ステップST42)。制御部13は、座標変換を行う(ステップST43)。この座標変換は、上記説明のdq三相変換(PWM Duty算出)である。
制御部13は、座標変換をPWM Dutyレジスタに入力する(ステップST44)。制御部13は、座標変換結果=モータ電圧となるように、PWM Dutyレジスタを設定する。ここで、制御部13は、PWM Dutyレジスタが有するモータ電圧を基に、デジタル信号であるPWM指令信号をゲートドライバ14に対して出力する。
これにより、電圧指令方式の矩形波駆動と正弦波駆動のコントローラ(制御部13)に対して、指令を与える側のECUの指令値を変更しなくて済ませることができる。また、制御部13が、指令値を電流値や回転数に置き換える処理を不要とすることができる。
モータの駆動方法において、正弦波着磁されたモータに対して、モータ相電流が正弦波状になるように駆動する正弦波駆動は、矩形波駆動と比較してトルクリップルが小さくなるため作動音が小さくなる。ただし、進角等の駆動条件によっては、矩形波駆動と比較してトルクが低減する場合があり、高負荷、高回転領域では、必要なトルクを出せない場合がある。
そこで、電圧正弦波駆動ではトルクが足りない領域では矩形波駆動を使用する。そして、作動音が気になる領域と、トルクが多く必要な領域とに対して、モータの動作領域毎に駆動方式を電圧正弦波駆動方式、矩形波駆動方式と切り替える。
図6は、駆動方式を切り換える方法について説明するための図である。
制御部13は、高回転指令があるか否かを判定する(ステップST51)。
制御部13は、高回転指令がある場合(ステップST51−Yes)、矩形波駆動処理に進む(ステップST52)。このステップST52は、図5に示すステップS23と同じである。制御部13は、図5に示すステップS31に進む。
一方、制御部13は、高回転指令がない場合(ステップST51−No)、正弦波駆動処理に進む(ステップST53)。このステップST53は、図5に示すステップS24と同じである。制御部13は、図5に示すステップS41に進む。
これにより、モータ側の仕様変更(トルク定数アップ)無しで、高負荷、高回転域での作動と、特に作動音が気になる低負荷、低回転域での作動音低減作動とを両立することができる。
11 ブラシレスモータ
12 ホールセンサ
13 制御部
14 ゲートドライバ
15 インバータ
16 直流電源
Claims (5)
- ブラシレスモータと、ホールセンサと、制御部と、ゲートドライバと、インバータとを備えるモータ駆動装置であって、
前記ブラシレスモータは、3相のモータ構造を有し、
前記ホールセンサは、前記ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出し、
前記制御部は、前記磁束変化の信号に基づいて前記ブラシレスモータのロータ回転数を求め、前記ロータ回転数が変化しても、所定の電気角を算出し、前記所定の電気角で前記ブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるPWM信号を前記ゲートドライバに出力させ、
前記インバータは、前記PWM信号に基づいて、前記ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する、
ことを特徴とするモータ駆動装置。 - 前記制御部は、前記所定の電気角を、前記ホールセンサのエッジ間隔時間である電気角60度回転時間を所定の数で除算することにより算出し、前記電気角60度回転時間から前記所定の電気角が経過する毎に前記PWM信号を変化させる、
ことを特徴とする請求項1に記載のモータ駆動装置。 - 前記制御部は、前記PWM信号の生成に用いる三角関数の値を記憶するテーブルを有する、
ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載のモータ駆動装置。 - 前記制御部は、
前記所定の電気角を、前記所定の電気角で算出される制御次数成分が、前記ブラシレスモータの共振周波数と一致しないように設定する、
ことを特徴とする請求項1から請求項3いずれか一項に記載のモータ駆動装置。 - 3相のモータ構造を有するブラシレスモータと、ホールセンサと、制御部と、ゲートドライバと、インバータとを備えるモータ駆動装置の制御方法であって、
前記ホールセンサが、前記ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出する検出工程と、
前記制御部が、前記磁束変化の信号に基づいて前記ブラシレスモータのロータ回転数を求め、前記ロータ回転数が変化しても、所定の電気角を算出し、前記所定の電気角で前記ブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるPWM信号を前記ゲートドライバに出力させる出力工程と、
前記インバータが、前記PWM信号に基づいて、前記ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する供給工程と、
を備えることを特徴とするモータ駆動装置の制御方法。
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