JP2016197570A - 照明電源装置用の調光制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ランプ電流などの被制御量の調光下限値を低コストで調整可能な手段を備えた照明電源装置用の調光制御回路を提供すること。
【解決手段】ＬＥＤ電源装置１用の調光制御回路１０は、ＬＥＤ光源のランプ電流を被制御量として、外部調光信号の調光率に応じてランプ電流を制御するものであり、外部調光信号を受信するＡＣフォトカプラー１２と、目標ランプ電流値を示す指令電圧Ｖ２を前記調光率に応じて生成するマイクロコントローラＭＣＵと、Ｄ／Ａコンバータと、ランプ電流の検出電圧Ｖ１が入力されるマイナス側端子、および、指令電圧Ｖ２が入力されるプラス側端子を有するオペアンプ１６とから構成される。回路１０は、オペアンプ１６による差分増幅値をランプ電流の制御用信号として出力するとともに、Ｄ／Ａコンバータとオペアンプ１６の間に、指令電圧Ｖ２をアナログ調整するアナログ調整部１４を備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、照明電源装置用の調光制御回路に関する。

近年ＬＥＤ素子の性能が高くなってきており、ＬＥＤ素子を用いた照明器具の寿命が長くなってきていることで、従来の光源からＬＥＤ光源に置き換えられる状態にある。今後、ＬＥＤ素子の性能がますます向上すれば、更に汎用の照明器具分野でＬＥＤ光源が採用され、ＬＥＤ電源装置などの照明電源装置の需要が高まると考えられる。照明電源装置には、光源の光出力を任意に変えることができる調光機能を有するものがある。特に、ＬＥＤ光源の調光範囲は、従来の放電灯と比べて広く、ユーザーが明るさをきめ細かく設定することができるので、節電型の照明器具としての利用価値が高い。

一般的に、ＬＥＤ照明分野での調光方式には、光の点滅を伴う方式（ＰＷＭ調光、位相調光など）と、光の点滅を伴わない方式（アナログ制御など）がある。特許文献１には、調光率が小さい（深い調光）時にはアナログ制御による調光を実行し、調光率が大きい（浅い調光）時にはＰＷＭ調光に切り換えるというＬＥＤ照明の調光制御回路が記載されている。（特許文献１の図１参照）

ＰＷＭ調光方式では、ＬＥＤ光源にスイッチング素子Ｑ１を直列に接続し、スイッチング素子を外部調光信号に応じたＰＷＭ信号によってオン・オフさせるので、ＬＥＤ光源に流れるランプ電流は断続的になる。ＰＷＭ調光は光の点滅を伴うが、点滅の周波数が十分に高ければ、人に違和感を与えない。しかし、これは静止状態の場合であって、仮に、光源と人、または、光源による被照射体と人との位置関係が相対的に変化する場合（例えば、高速道路用の照明器具）は、光の点滅が感じられるなど、人に違和感を与えることがある。ここで、外部調光信号とは、外部から調光制御回路に入力される信号で、調光率（調光深度）に応じたオンデューティを有するＰＷＭ信号が一般的に用いられる。

一方、アナログ制御方式では、ＬＥＤ光源に電流を供給する定電流回路（降圧変換回路、フライバック変換回路など）に対して、調光信号に応じたランプ電流の指令電圧Ｖａを与える。定電流回路は、指令電圧に基づいて駆動し、ランプ電流をアナログ制御する。この場合のランプ電流は連続的に変化する。

特許文献１の調光制御回路では、調光率に応じて、ＰＷＭ調光とアナログ制御とを使い分けているが、やはり、光の点滅を伴うＰＷＭ調光を用いることによる違和感の問題があり、また、装置も制御も複雑化するという問題もある。アナログ制御だけで調光可能ならば、光の点滅を伴わないため、上記のような問題も生じない。しかし、効率を高め、ノイズの発生を少なくするために、アナログ制御を臨界モードで動作させる場合、調光率が低いとスイッチング周波数が高くなりすぎて、かえって回路効率が低下し、低減困難なノイズの発生を伴ってしまう可能性がある。そこで、発明者は、ＬＥＤ照明においては、調光範囲の下限を、定格ランプ電流のゼロパーセントではなく、数パーセントまでとすることで、上記の課題を解決することにした。

特許第４９４３８９２号公報（図１）

ところが、調光制御回路を組み込んだ照明電源装置を量産する場合、すべての照明電源装置のランプ電流の下限値を正確に一致させるための調整が必要になる。その理由は、調光制御回路の回路部品の特性のバラツキによって、同じ調光率の信号を入力しても、ランプ電流の下限値がバラバラになってしまうからである。ここでは、光源電流の下限調整と呼ぶ。
調光制御回路には、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）を搭載し、ＭＣＵにおいて外部ＰＷＭ信号のオンデューティに応じたランプ電流の指令電圧をＭＣＵ内の変換テーブルなどから読み出して、該指令電圧を出力するものがある。ＭＣＵから出力された指令電圧は、オペアンプなどでランプ電流の検出電圧と比較される。そして、比較結果が定電流回路のスイッチング動作に反映される。このような構成の調光制御回路において、ＭＣＵ内のプログラムを修正することで、ＭＣＵの変換テーブルを任意に設定できる。

しかし、ＭＣＵを使うからと言って、照明電源装置への組み込み後の上記のランプ電流の下限調整のために、その都度、ＭＣＵのプログラム修正を行うのは、現実的ではない。特に、低コストで量産する場合には、出荷台数が多くなり、一台ごとにプログラム修正を行ってはコストアップになる。なお、ＭＣＵと外部コンピュータ間の通信によって、外部コンピュータによる自動調整も考えられる。しかし、自動調整のためには、ＵＳＢなどのシリアル通信機能と不揮発性メモリーのモジュールを備えたＭＣＵが必要になり、ＭＣＵ自体が高価になってしまい、低コストの量産品には適さない。

このように、調光制御回路におけるランプ電流の下限調整を低コストで実行可能な手段については、改善の余地があった。上記の説明では、定電流回路からなる照明電源装置の調光制御の場合を例示したが、定電力回路や定電圧回路などで構成される照明電源装置の調光制御においても、被制御量（光源電流、光源電圧など）の下限値の調整手段に関して、同様に改善の余地があった。

本発明は、上記従来技術に鑑みなされたものであり、その解決すべき課題は、調光制御の被制御量の下限値を低コストで調整可能な手段を備えた照明電源装置用の調光制御回路を提供することにある。

前記課題を解決するために本発明にかかる照明電源装置用の調光制御回路は、
照明光源の光源電流または光源電圧を被制御量として、外部調光信号の調光率に応じて前記被制御量を制御する照明電源装置用の調光制御回路であって、
前記外部調光信号を受信する受光手段と、
前記被制御量の目標値を示す指令電圧を前記調光率に応じて生成する指令電圧生成手段と、
前記被制御量の検出電圧を取得する検出電圧取得手段と、
前記検出電圧と前記指令電圧を比較する比較手段と、
を備え、前記比較手段による比較結果を、前記照明電源装置における前記被制御量の制御用信号として出力するとともに、さらに、
前記指令電圧生成手段と前記比較手段の間に、前記指令電圧をアナログ調整するアナログ調整手段を備えることを特徴とする。

ここで、前記アナログ調整手段は、
前記指令電圧生成手段からの指令電圧を一端に受ける第１抵抗、および、グラウンドレベルに接続した他端を有する補助抵抗からなる直列接続部と、
前記第１抵抗および補助抵抗の接続点に一端を接続し、当該調光制御回路の制御用電源に他端を接続した可変抵抗からなる第２抵抗と、
を有することが好ましい。
また、前記第１抵抗は可変抵抗からなることが好ましい。

本発明の構成によれば、調光制御回路の比較手段が、照明光源の被制御量（光源電流または光源電圧）の検出値と、調光率に基づく目標値とを比較し、その比較結果を出力する。この比較結果は、照明電源装置によって光源電流または光源電圧の制御用信号として用いられ、調光率に応じた照明光源の光出力が得られる。
ここで、調光率の下限を光源電流（または光源電圧）の定格値の例えば数パーセントにするために、指令電圧生成手段が生成する指令電圧に下限値を設定するような場合、今までは、調光制御回路の回路部品の特性のバラツキに起因して、実際の照明光源の光源電流（または光源電圧）の下限値が装置毎にバラバラになってしまった。これに対して、本発明では、指令電圧生成手段と比較手段の間にアナログ調整手段を設けたので、比較手段に印加される手前の指令電圧をアナログ調整することができるから、光源電流または光源電圧の下限値について、製品間のバラツキを基準レベルまで抑えることができる。しかも、アナログ調整であるから、例えば、組み立て後の調整で、実際の照明光源の光源電流または光源電圧の検出値をモニターしながら、指定の調光率に応じた検出値が得られるように、指令電圧を容易に調整できる。光源電流または光源電圧の下限調整作業が非常に容易になった。

また、本発明の構成では、アナログ調整手段を、具体的に、第１抵抗、補助抵抗、および、第２抵抗によって構成し、指令電圧生成手段からの指令電圧が、第１抵抗および補助抵抗の直列接続部に印加されるように構成した。さらに、第２抵抗の一端を、第１抵抗および補助抵抗の接続点につなぎ、第２抵抗の他端を、調光制御回路の制御用電源（例えば図１のＶＣＣ２）につなげた。この構成によって、指令電圧生成手段から第１抵抗に流れ込み電流と、制御用電源から第２抵抗（可変抵抗）に流れ込む電流とが、第１抵抗と第２抵抗の接続点で合成電流になり、この合成電流は補助抵抗（例えば図１のＲ８）を流れることになる。従って、この補助抵抗を流れる合成電流によって電圧降下が生じて、その電圧が比較手段に入力される。ここで、第１抵抗を可変抵抗で構成すれば、照明光源の被制御量の上限をアナログ調整することができる。第２抵抗を可変抵抗で構成すれば、照明光源の被制御量の下限をアナログ調整することができる。

以上のように、本発明の構成によれば、調光範囲の下限値を設定した場合にも、下限における光源の光出力のバラツキを抑えることが可能な照明電源装置用の調光制御回路を、製造コストも調整時間も余り増加させることなく、提供することができる。

本発明の第一実施形態に係る調光制御回路を備えた照明電源装置の構成図。 （Ａ）は前記調光制御回路に入力される外部調光信号のオンデューティと、生成される電流指令値との関係を示すグラフであり、（Ｂ）は上限調整後の電流指令値Ｖ２’を示すグラフ、（Ｃ）は下限調整後の電流指令値Ｖ２’を示すグラフ。 前記調光制御回路を用いて光源電流を調整する方法を説明する図。 第一実施形態の変形例に関するものであり、外部調光信号のオンデューティと電流指令値との関係を示すグラフである。 比較例に関するものであり、外部調光信号のオンデューティと電流指令値との関係を示すグラフである。 本発明の第二実施形態に係る調光制御回路を備えた照明電源装置の構成図。 マイコン入力信号の立ち上がりエッジ間の時間を示す図である。 本発明の第三実施形態に係る調光制御回路のアナログ調整の説明図。

以下、図面を参照して、本発明の一実施形態に係る調光制御回路１０を備えたＬＥＤ電源装置１の全体構成について説明する。ここでは、図１の調光制御回路１０を、全波整流回路２、力率改善回路３、フライバック変換回路４を主な構成とするＬＥＤ電源装置１に適用する場合を述べるが、ＬＥＤ電源装置としては、力率改善回路を含まないものや、フライバック変換回路に力率改善機能を担わせるものも、適用範囲である。すなわち、調光制御回路１０は、フライバック変換回路４で例示されるスイッチング変換回路からのランプ電流を検出し、この検出電圧値と目標ランプ電流を示す電圧値（以下、指令電圧値と呼ぶ。）を比較し、比較結果を制御用信号としてスイッチング変換回路にフィードバックさせるように構成された照明電源装置に広く適用できる。

フライバック変換回路４は、スイッチング素子Ｓ１、フライバックトランスＴ、トランス二次側のダイオードＤ１、被制御量としてランプ電流を検出するための抵抗Ｒ３、スイッチング素子Ｓ１の駆動用の制御回路ＩＣ１、および、本発明に係る調光制御回路１０を有する。図１では、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｓ１を制御回路ＩＣ１から独立しているが、スイッチ内蔵型の制御回路を力率改善回路３の後段に接続してもよい。

フライバック変換回路４は、更に、補助的な構成として、フライバックトランスＴを利用した制御用電源５、調光制御回路１０から制御回路ＩＣ１へ制御用信号を伝達するフォトカプラー６を有する。本書では、商用交流電源ＡＣ側を一次側、ＬＥＤ光源側を二次側と呼ぶ。フライバックトランスＴは、一次側トランスＴ１ａと二次側トランスＴ１ｂとによって、回路電流を絶縁する。制御用電源５は、補助電源用の一次側トランスＴ１ｃによって、制御回路ＩＣ１およびフォトカプラー６のフォトトランジスタへの一次側制御用電源（ＶＣＣ１）を生成する。また、補助電源用の二次側トランスＴ１ｄによって、調光制御回路１０およびフォトカプラー６の赤外線ＬＥＤへの二次側制御用電源（ＶＣＣ２）を生成する。なお、生成された二次側制御用電源ＶＣＣ２は、三端子レギュレータＩＣ２を経由することで、二次側へ安定した直流電圧を供給する。

ここで、簡単に、ＬＥＤ電源装置１の動作について説明する。商用交流電源ＡＣからの商用交流電圧は、全波整流回路２により整流され直流になり、力率改善回路３で力率の改善を受け、フライバック変換回路４に供給される。フライバック変換回路４では、スイッチング素子Ｓ１がオンになると、コンデンサーＣ２のハイサイド側からの電流が、フライバックトランスＴの一次側のＴ１ａ、スイッチング素子Ｓ１、コンデンサーＣ２のローサイド側へと流れ、トランスＴに磁界のエネルギーを蓄える。次に、スイッチング素子Ｓ１がオフになると、トランスＴに蓄えられた磁界のエネルギーは、トランスＴの一次側のＴ１ａに減衰振動電圧波形を発生させると同時に、トランスＴの二次側のＴ１ｂに電圧を発生させる。この電圧は、ダイオードＤ１により整流され、電解コンデンサーＣ４を充電する。そして、電解コンデンサーＣ４のハイサイド側からの電流がＬＥＤ光源に流れ、ＬＥＤ光源が発光する。

＜調光制御回路＞
調光制御回路１０は、外部から調光信号を受けるＡＣフォトカプラー１２と、マイクロコントローラＭＣＵと、Ｄ／Ａコンバータと、アナログ調整部１４と、オペアンプ１６とから構成される。外部調光信号は、論理レベルによって全光、調光率、または、消灯を規定する論理レベル信号でもよいし、調光率を階段状に切り換える際に一段毎に入力されるパルス状の切換パルス信号でもよい。または、オンデューティまたは周波数によって全光、調光率または消灯を特定するＰＷＭ信号でもよい。本実施形態では、外部調光信号として上記のＰＷＭ信号を用いるものとする。

ＡＣフォトカプラー１２は、ＰＷＭ信号の受信手段であり、極性を逆にした２つの赤外線ＬＥＤの並列接続部からなる発光素子と、フォトトランジスタからなる受光素子とを有する。受信端子からのＰＷＭ信号が、抵抗Ｒ１０と赤外線ＬＥＤの直列接続部に印加されると、ＰＷＭ信号のオンデューティに応じて赤外線ＬＥＤが点滅する。また、ＡＣフォトカプラー１２の後段には、抵抗Ｒ９とコンデンサーＣ８のＲＣ接続部が設けられている。ＲＣ接続部の抵抗Ｒ９側の一端は、制御用電源ＶＣＣ２を受け、コンデンサーＣ８側の他端は、グラウンドレベルに接続されている。ＡＣフォトカプラー１２のフォトトランジスタのコレクタは、抵抗Ｒ９とコンデンサーＣ８の接続点Ｐ１に接続され、フォトトランジスタのエミッタは、グラウンドレベルに接続されている。このＲＣ接続部の接続点Ｐ１は、ＭＣＵの入力端子にも接続されている。ＡＣフォトカプラー１２の発光側の赤外線ＬＥＤの点滅によって、受光側のフォトトランジスタのＣＥ間の抵抗が変化し、これに伴って変化する接続点Ｐ１の電位が、ＭＣＵに入力される。このように、ＰＷＭ信号の受光手段は、入力されたＰＷＭ信号をマイコン入力信号に変換する役目を果たす。

マイクロコントローラＭＣＵは、ＡＣフォトカプラー１２からの入力信号を、変換テーブルに基づくディジタル信号変換によって、マイコン出力信号に変換する。このマイコン出力信号は、Ｄ／Ａコンバータ（ｆｖ変換器でも可）によって、目標ランプ電流の指令電圧Ｖ２に変換され出力される。従って、ＭＣＵとＤ／Ａコンバータは、本発明の指令電圧生成手段に該当する。ここで、指令電圧とは、 ＰＷＭ信号の調光率に応じたランプ電流の目標値を表す電圧信号である。

入力信号の処理内容を具体的に説明する。まず、ＭＣＵは、マイコン入力信号の一周期に相当するパルス間隔（図７の立ち上がりエッジ間の時間ｔ０）を測定するとともに、マイコン入力信号のハイ／ロウ・レベル幅（図７の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジのエッジ間の時間ｔ１）を測定する。次に、ＭＣＵは、Ｘ＝Ｗ×ｔ１／ｔ２の式を使って、マイコン入力信号の正規化（外部調光信号の正規化とも呼ぶ。）を行う。Ｗは演算処理上、都合の良い値を設定する。８ビットマイコンであれば、Ｗ＝２５５とすることで、オンデューティ（ｔ１／ｔ２）を、ディジタル処理しやすい０〜２５５段階のディジタル値に正規化できる。１０ビットマイコンであれば、Ｗ＝１０２３とすればよい。このようにして、Ｗが図２の特性グラフの横軸の幅（０〜１００％）に対応するディジタル値に設定される。

更に、ＭＣＵは、外部調光信号の正規化オンデューティＸをランプ電流の指令電圧Ｖ２にディジタル変換する。ただし、ＭＣＵは、このディジタル変換によって指令電圧Ｖ２に相当するマイコン出力信号を出力するだけであり、マイコン出力信号は後段のＤ／Ａコンバータによって指令電圧Ｖ２になる。ＭＣＵには、正規化オンデューティＸから指令電圧Ｖ２への変換テーブルが予め設定・記憶されている。もしくは、ＭＣＵには、正規化オンデューティＸから指令電圧Ｖ２を演算処理するプログラムが保存され、該プログラムを実行可能に構成されている。正規化オンデューティＸと指令電圧Ｖ２の関係を図２（Ａ）に示す。図２（Ａ）の特性グラフを用いて説明すると、ここでのディジタル変換は、正規化オンデューティＸ値で横軸を索引し、縦軸のＶ２値を得る作業である。そして、ＭＣＵは、Ｖ２値に相当するマイコン出力信号（例えば８ビット信号）をＤ／Ａコンバータに出力する。Ｄ／Ａコンバータは、マイコン出力信号をＤ／Ａ変換して、指令電圧Ｖ２にする。Ｄ／Ａコンバータから出力される指令電圧Ｖ２は、後段のアナログ調整部１４で調整され、オペアンプ１６のプラス端子に印加される。

図２（Ａ）のグラフで表される調光特性の変換テーブル１について説明する。横軸は、外部調光信号のオンデューティを正規化した正規化オンデューティＸ（例えば８ビット信号）であるが、説明の都合上、０〜１００％で示す。縦軸は、目標ランプ電流を示す指令電圧Ｖ２である。制御用電源ＶＣＣ２が、例えば０−５Ｖ電圧である場合、縦軸の下端が０Ｖで、上端が５Ｖになる。本実施形態では、マイコン出力電圧について、定格ランプ電流の１００％（全光）を示す指令電圧Ｖ２は、５Ｖよりも少し低めの例えば4.3Ｖ程度になるように変換テーブルが設定されている。そして、外部調光信号のオンデューティが０％から「Ｌ」％までの範囲では、指令電圧Ｖ２が一定値（例えば4.3Ｖ）になるように設定されている。つまり、調光率を高くして、ＰＷＭ信号のオンデューティが「Ｌ」％に達した時点で、例えば定格の１００％のランプ電流が流れる。

一方、定格ランプ電流の計算上０％（消灯状態）を示す指令電圧Ｖ２は、０Ｖよりも少し高めの例えば0.3Ｖ程度になるように設定されている。そして、外部調光信号のオンデューティが「Ｕ」％から１００％までの範囲では、指令電圧Ｖ２が一定値（例えば0.6Ｖ）になるように設定されている。つまり、調光率を低くして、ＰＷＭ信号のオンデューティが「Ｕ」％に達した時点で、定格の数パーセントのランプ電流が流れるように設定されている。そして、オンデューティが「Ｕ」％から１００％までの範囲では、定格の数％の一定のランプ電流が流れるようにした。図では、例えば、定格の５％のランプ電流とした。このようにランプ電流の下限を設定することによって、調光率を低くした場合でも、回路効率が低下せず、低減困難なノイズが発生しないで済む。なお、外部調光信号であるＰＷＭ信号のオンデューティが”Ｌ”％から”Ｕ”％までの範囲では、指令電圧Ｖ２が、オンデューティに比例するように特性グラフの傾きが設定されている。なお、マイコンＭＣＵへもＤ／Ａコンバータへも、二次側の制御用電源ＶＣＣ２が供給されている。

＜アナログ調整部＞
本発明で特徴的なアナログ調整部は、Ｄ／Ａコンバータの後段に設けられ、指令電圧Ｖ２をアナログ調整する。アナログ調整部は、第１可変抵抗ＶＲ１と補助抵抗Ｒ８の直列接続部と、第２可変抵抗ＶＲ２とを組み合わせた回路である。可変抵抗ＶＲ１の一端は、Ｄ／Ａコンバータの出力端に接続され、指令電圧Ｖ２が印加される。補助抵抗Ｒ８の他端は、グラウンドレベルに接続されている。そして、可変抵抗ＶＲ２の一端は、可変抵抗ＶＲ１および補助抵抗Ｖ８の接続点Ｐ２に接続され、他端は、制御用電源ＶＣＣ２に接続されている。接続点Ｐ２は、抵抗Ｒ６を介して後段のオペアンプのプラス端子に接続されている。本実施形態では、接続点Ｐ２の電圧を、アナログ調整された指令電圧Ｖ２’と呼ぶ。

電解コンデンサーＣ４のハイサイドからのランプ電流は、ＬＥＤ光源とランプ電流検出用の抵抗Ｒ３を通って、Ｃ４のローサイドへ流れるので、抵抗Ｒ３には、ランプ電流によって電圧降下が生じる。ＬＥＤ光源と抵抗Ｒ３間の接続点Ｐ３は、抵抗Ｒ４を介してオペアンプのマイナス端子に接続されている。この抵抗Ｒ４は、ランプ電流の検出電圧取得手段に相当する。また、オペアンプ１６のマイナス端子と出力端子は、抵抗Ｒ５によって接続されている。オペアンプ１６は、ランプ電流の指令電圧Ｖ２とランプ電流の検出電圧Ｖ１の比較を行う比較手段に相当し、特に、本実施形態では、オペアンプ１６とアナログ調整部１４との組み合わせによって、ランプ電流の指令電圧Ｖ２とランプ電流の検出電圧Ｖ１の差分を増幅して出力する差動増幅回路を構成している。オペアンプ１６の出力電圧は、制御回路ＩＣ１への制御用信号として、抵抗Ｒ７を介してフォトカプラー６の赤外線ＬＥＤに印加される。

フォトカプラー６の赤外線ＬＥＤは、オペアンプの出力電圧に応じて発光する。つまり、制御用電源ＶＣＣ２からの電流は、赤外線ＬＥＤを通ってオペアンプ１６の出力端に入り、オペアンプのマイナス電源端子からグラウンドレベルに流れる。よって、オペアンプ１６の出力電圧に応じて、赤外線ＬＥＤの光出力が変化する。これに伴ってフォトカプラー６の一次側に接続されているフォトトランジスタのＣＥ間の抵抗値が変化する。

フォトトランジスタのコレクタは、制御回路ＩＣ１のＦＢ（フィードバック）端子に接続されている。また、このＦＢ端子は、抵抗Ｒ１により制御用電源ＶＣＣ１にも接続（プールアップとも呼ぶ。）されているので、フォトトランジスタの抵抗値の変化が、ＦＢ端子の電圧変化へと変換され、ＦＢ端子の印加電圧が変化する。検出電圧Ｖ１とアナログ調整前の指令電圧Ｖ２との差分の増幅値がＦＢ値として定電流制御回路ＩＣ１に送られる。このようにして、制御回路ＩＣ１は、ＬＥＤ光源に直列接続された抵抗Ｒ３に流れる電流がマイコンＭＣＵで設定される電流設定値に一致するように、スイッチング素子Ｓ１のオン幅またはスイッチング周波数を変化させる。抵抗Ｒ３に流れる電流はＬＥＤ電流に等しいから、ＬＥＤ電流は、高精度に、調光信号に基づく電流設定値に制御される。

＜アナログ調整方法＞
上述のようにＤ／Ａコンバータの出力端は、可変抵抗ＶＲ１と抵抗Ｒ６の接続点Ｐ２を通じて、オペアンプ１６のプラス端子に接続されている。また、接続点Ｐ２には、第２可変抵抗ＶＲ２が接続されている。このような構成によって、補助抵抗Ｒ８を流れる電流は、ランプ電流の下限値を設定する可変抵抗ＶＲ２を流れる電流と、指令電圧Ｖ２に比例した可変抵抗ＶＲ１を流れる電流との合成電流になる。そして、オペアンプ１６のプラス端子に入力される電流設定値（指令電圧Ｖ２’）は、上記の合成電流が補助抵抗Ｒ８を流れることにより発生する電圧降下に等しくなる。

図３は、ＬＥＤ電源装置の製造時におけるランプ電流の調整方法を模式的に示した図である。外部調光器からのＰＷＭ信号に応じてＬＥＤ光源を点灯させる。そして、ランプ電流を調整用の電流計でモニターする。外部調光器からのＰＷＭ信号のオンデューティをゼロ（全光）から“Ｌ”までの範囲内に設定した状態で、可変抵抗ＶＲ１のボリュームを変えて、電流のモニター値がランプ電流の上限値（例えば定格１００％）になるように設定する。図２（Ｂ）は、正規化オンデューティＸと指令電圧Ｖ２’の関係を示す特性グラフであり、可変抵抗ＶＲ１のボリューム変更に伴って指令電圧Ｖ２’の上限値が変化する様子を示す。縦軸の最大値は、可変抵抗ＶＲ１により調整される。

次に、外部調光器からのＰＷＭ信号のオンデューティを“Ｕ”から１００％までの範囲内に設定した状態で、可変抵抗ＶＲ２のボリュームを変えてランプ電流のモニター値を下限値に調整することにより、ランプ電流の下限値を設定する。この下限値は、定格ランプ電流の数パーセント程度にする。好ましくは、１〜８％の範囲内がよく、図では５％の場合を示す。図２（Ｃ）は、可変抵抗ＶＲ２のボリューム変更に伴って指令電圧Ｖ２’の下限値が変化する様子を示す。縦軸の最小値は可変抵抗ＶＲ２により調整される。

フォトカプラー６のような個体誤差が大きい素子によって、制御回路ＩＣ１のＦＢ値は、そのような個体誤差の影響を受ける。そのため、事前に指令電圧Ｖ２をアナログ調整して、誤差の影響を相殺することができる。従って、マイコンＭＣＵの変換テーブル１を用いて調光範囲の下限値を設定した場合において、製造コストも調整時間も余り増加させることなく、設定下限における光源の光出力のバラツキを抑える調整が可能になる。

本実施形態の変形例を説明する。本実施形態では、Ｄ／Ａコンバータがマイコン出力信号（ディジタル信号）を指令電圧Ｖ２（アナログ信号）に変換する構成にした。これに代えて、ＰＷＭ信号生成器を内蔵するマイコンを用いて、マイコンから目標ランプ電流に応じたＰＷＭ信号を出力するようにして、マイコンの後段に設けたローパスフィルター（インダクタＬとコンデンサーＣのＬＣ回路など）によって、ＰＷＭ信号を指令電圧Ｖ２に変換するようにしてもよい。

図２（Ａ）の特性グラフに代えて、図４（Ａ）に示す特性グラフに応じてマイコンを動作させてもよい。この場合、ＰＷＭ信号のオンデューティにおいて指令電圧が一定になる範囲を設けておらず、オンデューティが０％のときにランプ電流が上限値（例えば定格ランプ電流の９５％）になり、オンデューティが１００％のときに下限値（例えば定格ランプ電流の５％）になり、オンデューティが０〜１００％の間の目標ランプ電流がオンデューティに比例するようにした。このような変換テーブル２を用いても、図４（Ｂ）に示すように可変抵抗ＶＲ１、ＶＲ２のボリューム変更によるランプ電流の上限、下限の調整を容易に実行することができる。

一方、図５の特性グラフは比較例を示す。この比較例では、オンデューティが１００％のときにランプ電流が下限値になり、その下限値を定格ランプ電流のゼロパーセントに設定している。このような変換テーブル３を用いると、オンデューティ１００％付近においてノイズが発生してしまい、ＬＥＤ光源の発光が不安定になってしまう。ランプ電流も精度良く検出できないため、可変抵抗ＶＲ２のボリューム変更によるランプ電流の下限調整が困難になる。

図６に本発明の第二実施形態に係る調光制御回路１０ａを備えた照明電源装置１ａを示す。第一実施形態と大きく異なる点は、照明電源装置１ａがスイッチング変換回路として降圧チョッパ回路４ａを用いていること、ランプ電圧Ｖ１の電圧制御によって点灯する照明光源を用いていることである。また、オペアンプ１６の出力信号、すなわち、ランプ電圧の検出電圧Ｖ１と指令電圧Ｖ２の比較結果は、フォトカプラーを介さずに制御回路ＩＣ１のＦＢ端子に直接印加されていることである。調光制御回路１０ａは、ＡＣフォトカプラー１２、ＰＷＭ信号発信機能付きのＭＣＵ、インダクタＬ２とコンデンサーＣ１０からなるローパスフィルター、アナログ調整部１４、オペアンプ１６からなる。このような照明電源装置１ａにおいても、調光制御回路１０ａを適用することにより、製造コストも調整時間も余り増加させることなく、設定下限における光源の光出力のバラツキを抑える調整が可能になる。

本発明の第三実施形態に係る調光制御回路は、特許文献１の図１に示されるようなＬＥＤ電源装置に適用した調光制御回路である。すなわち、本実施形態のＬＥＤ電源装置は、光の点滅を伴うＰＷＭ調光方式で調光可能なスイッチング回路（ＬＥＤ光源に直列に接続されたスイッチング素子をオン・オフさせる回路）と、光の点滅を伴わないアナログ制御方式で調光可能な定電流回路（降圧変換回路、フライバック変換回路など）との両方を備える。そして、定電流回路に対して本発明に係る調光制御回路が適用されている。ＬＥＤ電源装置は、調光率が大きい時はＰＷＭ調光方式で調光を行って、調光率をある調光率よりも小さくした場合は、ＰＷＭ調光方式からアナログ制御方式に切り換えて、アナログ制御方式で調光を行う。

図８は、アナログ制御方式での調光範囲において、ランプ電流の下限値を設定する場合に、製造されるＬＥＤ電源装置の個体ごとのランプ電流の検出電圧Ｖ１の下限値にバラツキ（図８中のａ，ｂ，ｃ）が生じてしまうことを示す。横軸が外部調光信号の調光率を示し、縦軸がランプ電流の検出値を示す。本実施形態の調光制御回路では、定電流回路に対してランプ電流の指令電圧Ｖ２を出力する電流調整回路（図６のＭＣＵおよびローパスフィルターに相当）と、その指令電圧Ｖ２に基づいて定電流制御を行う定電流回路（図６のオペアンプ１６および制御ＩＣ１に相当）と、の間に、指令電圧Ｖ２をアナログ調整して指令電圧Ｖ２’を出力するアナログ調整部が設けられている。このアナログ調整部の構成は、前述の実施形態のアナログ調整部１４の回路構成が適用されている。これを用いて、指令電圧Ｖ２をアナログ調整すれば、すべての製品の検出電圧Ｖ１の下限値を例えば図８の“ｂ”に容易に一致させることができる。

なお、調光率の下限付近での調光を含めて、すべての調光範囲をＰＷＭ調光方式で実行する場合は、ランプ電流のゼロ位置（下限値）がどの製品でも一致するので、本実施形態のような指令電圧Ｖ２のアナログ調整は不要である。しかし、上記のように、調光率の下限付近での調光をアナログ制御方式で実行する場合には、ランプ電流のゼロ位置（下限値）を複数の製品で一致させる必要が生じるため、本発明の調光制御回路によるアナログ調整が非常に役立つのである。

１ ＬＥＤ電源装置 （照明電源装置）
４ フライバック変換回路（スイッチング変換回路）
５ 制御用電源
６ フォトカプラー
１０ 調光制御回路
１２ ＡＣフォトカプラー （受光手段）
１４ アナログ調整部
１６ オペアンプ （比較手段）
Ｄ／Ａ ディジタル‐アナログコンバータ（指令電圧生成手段）
ＩＣ１ スイッチング素子の制御回路
ＭＣＵ シングルチップ・マイクロコントローラ（指令電圧生成手段）
Ｒ３ ランプ電流検出用の抵抗（ランプ電流検出器）
Ｒ４ 抵抗 （検出電圧取得手段）
Ｒ８ 補助抵抗
ＶＲ１ 第１可変抵抗
ＶＲ２ 第２可変抵抗

Claims (3)

1. 照明光源の光源電流または光源電圧を被制御量として、外部調光信号の調光率に応じて前記被制御量を制御する照明電源装置用の調光制御回路であって、
   前記外部調光信号を受信する受信手段と、
   前記被制御量の目標値を示す指令電圧を前記調光率に応じて生成する指令電圧生成手段と、
   前記被制御量の検出電圧を取得する検出電圧取得手段と、
   前記検出電圧と前記指令電圧を比較する比較手段と、
   を備え、前記比較手段による比較結果を、前記照明電源装置における前記被制御量の制御用信号として出力するとともに、さらに、
   前記指令電圧生成手段と前記比較手段の間に、前記指令電圧をアナログ調整するアナログ調整手段を備えることを特徴とする照明電源装置用の調光制御回路。
2. 請求項１記載の回路において、
   前記アナログ調整手段は、
   前記指令電圧生成手段からの指令電圧を一端に受ける第１抵抗、および、グラウンドレベルに接続した他端を有する補助抵抗からなる直列接続部と、
   前記第１抵抗および補助抵抗の接続点に一端を接続し、当該調光制御回路の制御用電源に他端を接続した可変抵抗からなる第２抵抗と、
   を有することを特徴とする照明電源装置用の調光制御回路。
3. 請求項２記載の回路において、
   前記第１抵抗は可変抵抗からなることを特徴とする照明電源装置用の調光制御回路。

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