JP2016158388A - シャントレギュレータ回路、それを用いた絶縁型のdc/dcコンバータ、電源装置、電源アダプタおよび電子機器 - Google Patents
シャントレギュレータ回路、それを用いた絶縁型のdc/dcコンバータ、電源装置、電源アダプタおよび電子機器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2016158388A JP2016158388A JP2015034283A JP2015034283A JP2016158388A JP 2016158388 A JP2016158388 A JP 2016158388A JP 2015034283 A JP2015034283 A JP 2015034283A JP 2015034283 A JP2015034283 A JP 2015034283A JP 2016158388 A JP2016158388 A JP 2016158388A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- converter
- terminal
- output
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
【課題】DC/DCコンバータの消費電力を低減する。
【解決手段】カソード(K)端子は、使用において、フォトカプラ204の入力側と接続される。アノード端子(A)は、使用において接地される。電源(VDD)端子は、使用において、直流電圧VOUTを受けるよう接続される。基準(REF)端子は、使用において、DC/DCコンバータ200の出力電圧VOUTに応じた電圧検出信号VOUT_Sを受けるよう接続される。基準電圧源406は、基準電圧VREFを生成する。エラーアンプ404は、電圧検出信号VOUT_Sと基準電圧VREFの誤差を増幅する。出力トランジスタ402は、カソード端子とアノード端子の間に設けられ、その制御端子にエラーアンプ404の出力信号VERRを受ける。エラーアンプ404および基準電圧源406の少なくとも一部は、電源(VCC)端子の直流電圧を電源として動作する。
【選択図】図3
【解決手段】カソード(K)端子は、使用において、フォトカプラ204の入力側と接続される。アノード端子(A)は、使用において接地される。電源(VDD)端子は、使用において、直流電圧VOUTを受けるよう接続される。基準(REF)端子は、使用において、DC/DCコンバータ200の出力電圧VOUTに応じた電圧検出信号VOUT_Sを受けるよう接続される。基準電圧源406は、基準電圧VREFを生成する。エラーアンプ404は、電圧検出信号VOUT_Sと基準電圧VREFの誤差を増幅する。出力トランジスタ402は、カソード端子とアノード端子の間に設けられ、その制御端子にエラーアンプ404の出力信号VERRを受ける。エラーアンプ404および基準電圧源406の少なくとも一部は、電源(VCC)端子の直流電圧を電源として動作する。
【選択図】図3
Description
本発明は、DC/DCコンバータに関する。
テレビや冷蔵庫をはじめとするさまざまな家電製品は、外部からの商用交流電力を受けて動作する。ラップトップ型コンピュータ、携帯電話端末やタブレット端末をはじめとする電子機器も、商用交流電力によって動作可能であり、あるいは商用交流電力によって、機器に内蔵の電池を充電可能となっている。こうした家電製品や電子機器(以下、電子機器と総称する)には、商用交流電圧をAC/DC(交流/直流)変換する電源装置(AC/DCコンバータ)が内蔵される。あるいはAC/DCコンバータが、電子機器の外部の電源アダプタ(ACアダプタ)に内蔵される場合もある。
図1は、本発明者が検討したAC/DCコンバータ100rの基本構成を示すブロック図である。AC/DCコンバータ100rは主としてフィルタ102、整流回路104、平滑キャパシタ106およびDC/DCコンバータ200rを備える。
商用交流電圧VACは、ヒューズおよび入力キャパシタ(不図示)を介してフィルタ102に入力される。フィルタ102は、商用交流電圧VACのノイズを除去する。整流回路104は、商用交流電圧VACを全波整流するダイオードブリッジ回路である。整流回路104の出力電圧は、平滑キャパシタ106によって平滑化され、直流電圧VINに変換される。
絶縁型のDC/DCコンバータ200rは、入力端子P1に直流電圧VINを受け、それを降圧して、目標値に安定化された出力電圧VOUTを出力端子P2に接続される負荷(不図示)に供給する。
DC/DCコンバータ200rは、1次側コントローラ202、フォトカプラ204、シャントレギュレータ206、出力回路210およびその他の回路部品を備える。出力回路210は、トランスT1、ダイオードD1、出力キャパシタC1、スイッチングトランジスタM1、を含む。出力回路210のトポロジーは、一般的なフライバックコンバータのそれであるため、説明を省略する。
トランスT1の1次巻線W1と接続されるスイッチングトランジスタM1がスイッチングすることにより、入力電圧VINが降圧され、出力電圧VOUTが生成される。そして1次側コントローラ202は、スイッチングトランジスタM1のスイッチングのデューティ比を調節することにより、出力電圧VOUTを目標値に安定化させる。
DC/DCコンバータ200rの出力電圧VOUTは、抵抗R1、R2により分圧される。シャントレギュレータ206は、3端子デバイスであり、カソード(K)端子はフォトカプラ204の入力側の発光素子(発光ダイオード)と接続され、アノード(A)端子は接地される。シャントレギュレータ206の基準(REF)端子には、分圧された電圧(電圧検出信号)VOUT_Sが入力される。シャントレギュレータ206は誤差増幅器を含み、電圧検出信号VOUT_Sと所定の基準電圧VREF(不図示)の誤差を増幅し、誤差に応じた誤差電流IERRを生成し、フォトカプラ204の入力側の発光素子(発光ダイオード)から引き込む(シンク)。
フォトカプラ204の出力側の受光素子(フォトトランジスタ)には、2次側の誤差電流IERRに応じたフィードバック電流IFBが流れる。このフィードバック電流IFBが、抵抗およびキャパシタにより平滑化され、1次側コントローラ202のフィードバック(FB)端子に入力される。1次側コントローラ202は、FB端子の電圧(フィードバック電圧)VFBにもとづいてスイッチングトランジスタM1のデューティ比を調節する。
以上がAC/DCコンバータ100rの全体構成である。図2は、シャントレギュレータ206の回路図である。
シャントレギュレータ206は、出力トランジスタ402、エラーアンプ404、基準電圧源406を含む。基準電圧源406は、所定の基準電圧VREFを生成する。エラーアンプ404は、基準電圧VREFと、REF端子の電圧VOUT_Sの誤差を増幅し、出力トランジスタ402の制御端子(ゲート)の電圧を調節する。このシャントレギュレータ206では、エラーアンプ404および基準電圧源406の電源は、カソード(K)端子から供給される。つまりカソード(K)端子からシャントレギュレータ206にシンクされる電流ISINKは、出力トランジスタ402に流れる誤差に応じた電流IERRと、エラーアンプ404および基準電圧源406の動作電流ICCの合計である。
バイパス抵抗R4が存在せず、電流ISINKがすべてフォトカプラ204に流れる構成とすると、非ゼロの動作電流ICCが、常時、フォトカプラ204に流れることとなり、一次側のフィードバック電流IFBをゼロとすることができない。そこで従来では、フォトカプラ204と並列にバイパス抵抗R4を設け、バイパス抵抗R4を経由して動作電流ICCを供給していた。
フォトカプラ204の入力側の発光ダイオードの電圧降下(順方向電圧)をVFとするとき、バイパス抵抗R4の抵抗値は、以下の式で定めることができる。
R4=VF/ICC
R4=VF/ICC
本発明者らは、図2のシャントレギュレータ206を用いたAC/DCコンバータ100rについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。
フォトカプラ204の発光ダイオードの順方向電圧VFは、温度依存性を有し、高温になるほど小さくなる。また動作電流ICCもばらつくため、バイパス抵抗R4は、マージンを考慮して低く設計する必要がある。たとえばVFの最小値を0.3V、動作電流ICCの最大値を1mAとすれば、バイパス抵抗R4は0.3V/1mA=300Ωとなる。回路の安定動作のためにさらにマージンを考慮すれば、R4=200Ω程度とされる。
いま、発光ダイオードの順方向電圧VFが常温で0.6Vとなったとする。このときバイパス抵抗R4を介してシャントレギュレータ206に供給される動作電流ICCは、
ICC=0.6V/200Ω=3mA
となり、VF=0.3Vの高温時に比べて2mAも増大し、消費電力が増大する。
ICC=0.6V/200Ω=3mA
となり、VF=0.3Vの高温時に比べて2mAも増大し、消費電力が増大する。
なおこのような問題を当業者の一般的な認識として捉えてはならない。
本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、消費電力を低減可能なDC/DCコンバータの提供にある。
本発明のある態様は、絶縁型のDC/DCコンバータの2次側に配置されるシャントレギュレータ回路に関する。DC/DCコンバータは、1次巻線および2次巻線を有するトランスと、トランスの1次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、トランスの2次巻線と接続される整流素子と、フォトカプラと、フォトカプラの入力側と接続され、DC/DCコンバータの出力電圧に応じた誤差電流を発生するシャントレギュレータ回路と、フィードバック端子を有し、フィードバック端子の電圧に応じたデューティ比でスイッチングトランジスタをスイッチングする1次側コントローラと、を備える。シャントレギュレータ回路は、使用においてフォトカプラの入力側と接続されるカソード端子と、使用において接地されるアノード端子と、使用において直流電圧を受けるよう接続される電源端子と、使用においてDC/DCコンバータの出力電圧に応じた電圧検出信号を受けるよう接続される基準端子と、基準電圧を生成する基準電圧源と、電圧検出信号と基準電圧の誤差を増幅するエラーアンプと、カソード端子とアノード端子の間に設けられ、その制御端子にエラーアンプの出力信号を受ける出力トランジスタと、を備え、ひとつの半導体基板に集積化され、エラーアンプおよび基準電圧源の少なくとも一部は、電源端子の直流電圧を電源として動作する。
エラーアンプと基準電圧源の少なくとも一部は、カソード端子とは別に設けられた電源端子から電源供給により動作するため、シャントレギュレータ回路の動作電流をカソード端子から供給する必要がなくなり、あるいはカソード端子を経由する動作電流を大幅に低減でき、フォトカプラの入力側の発光素子と並列なバイパス抵抗が不要となる。従来では、発光素子の電圧降下の変動にともない、バイパス抵抗に余剰な電流が流れ、シャントレギュレータの動作電流を増大させる要因となっていたが、この態様によれば、シャントレギュレータの動作電流の増大を抑えることができる。
出力トランジスタは、NチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)またはNPN型バイポーラトランジスタであり、エラーアンプおよび基準電圧源はそれぞれ、電源端子の直流電圧を電源として動作してもよい。
出力トランジスタは、PチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)またはPNP型バイポーラトランジスタであり、エラーアンプは、電圧検出信号と基準電圧を受ける差動アンプと、差動アンプの出力に応じた信号を、出力トランジスタの制御端子に供給する出力段と、を備えてもよい。差動アンプは電源端子の直流電圧を電源として動作し、出力段はカソード端子と接続されてもよい。
本発明の別の態様は、絶縁型のDC/DCコンバータに関する。DC/DCコンバータは、1次巻線および2次巻線を有するトランスと、トランスの1次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、トランスの2次巻線と接続される整流素子と、フォトカプラと、フォトカプラの出力側と接続され、フォトカプラからのフィードバック信号に応じてスイッチングトランジスタをスイッチングする1次側コントローラと、DC/DCコンバータの出力電圧を分圧する分圧回路と、上述のいずれかのシャントレギュレータ回路と、を備える。シャントレギュレータ回路のカソード端子はフォトカプラの入力側と接続され、そのアノードは接地され、その電源端子はDC/DCコンバータの出力電圧を受けるように接続され、その基準端子は分圧回路の出力を受けるよう接続される。
整流素子は、同期整流トランジスタを含んでもよい。DC/DCコンバータは、同期整流トランジスタを制御する同期整流コントローラをさらに備えてもよい。
DC/DCコンバータは、フライバック型であってもよいし、フォワード型であってもよい。
本発明の別の態様は、電源装置(AC/DCコンバータ)に関する。電源装置は、商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する上述のDC/DCコンバータと、を備える。
本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、負荷と、商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する上述のDC/DCコンバータと、を備える。
本発明の別の態様は、ACアダプタに関する。ACアダプタは、商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、直流出力電圧を生成する上述のDC/DCコンバータと、を備える。
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明のある態様によれば、シャントレギュレータ回路の消費電力を低減できる。
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
本明細書において、「部材Aが、部材Bと接続された状態」とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合や、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態」とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態」とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
図3は、実施の形態に係るシャントレギュレータ回路400を備えるDC/DCコンバータ200の回路図である。このDC/DCコンバータ200は、図1のDC/DCコンバータ200rと同様に、AC/DCコンバータに使用可能である。またDC/DCコンバータ200の基本構成は図1のDC/DCコンバータ200rの構成と同様である。
シャントレギュレータ回路400は、絶縁型のDC/DCコンバータ200の2次側に配置され、フォトカプラ204の入力側の発光素子を駆動する。シャントレギュレータ回路400は、フォトカプラ204の入力側と接続され、DC/DCコンバータ200の出力電圧VOUTに応じた誤差電流IERRを発生する。
シャントレギュレータ回路400は、カソード(K)端子、アノード(A)端子、基準(REF)端子、電源(VDD)端子、を備え、ひとつの半導体基板に集積化された機能ICである。
カソード端子は、使用において、フォトカプラ204の入力側と接続される。アノード端子は、使用において接地される。VDD端子は、使用において、直流電圧VOUTを受けるよう接続される。本実施の形態では、VDD端子には、DC/DCコンバータ200の出力電圧VOUTが供給される。REF端子は、使用において、制御対象の電圧、すなわちDC/DCコンバータ200の出力電圧VOUTに応じた電圧検出信号VOUT_Sを受けるよう接続される。本実施の形態では、REF端子は、抵抗R1,R2を含む分圧回路の出力と接続される。
シャントレギュレータ回路400は、出力トランジスタ402、エラーアンプ404、基準電圧源406を備える。基準電圧源406は、所定の基準電圧VREFを生成する。エラーアンプ404は、電圧検出信号VOUT_Sと基準電圧VREFの誤差を増幅する。
出力トランジスタ402は、カソード端子とアノード端子の間に設けられ、その制御端子にエラーアンプ404の出力(誤差電圧ともいう)VERRを受ける。出力トランジスタ402は、エラーアンプ404の出力信号VERRに応じた電流IERRを、カソード端子を介してフォトカプラ204からシンクする。
エラーアンプ404および基準電圧源406の少なくとも一部は、VDD端子の直流電圧VOUTを電源として動作する。シャントレギュレータ回路400の動作電流ICCの大部分あるいは全部が、カソード端子ではなくVDD端子を経由して流れることが好ましい。図3ではエラーアンプ404および基準電圧源406のすべてが、VDD端子の電圧を電源とする。シャントレギュレータ回路400が、エラーアンプ404、基準電圧源406の他に、図示しない保護回路などを内蔵する場合、保護回路も、VDD端子の直流電圧VOUTを電源として動作してもよい。
出力トランジスタ402は、NチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であり、ドレインがカソード端子Kと接続され、ソースがアノード端子Aと接続され、ゲートに誤差電圧VERRが入力される。なお出力トランジスタ402としてNPN型バイポーラトランジスタを用いてもよい。
この構成において、エラーアンプ404および基準電圧源406はそれぞれ、VDD端子の直流電圧VOUTを電源として動作する。
以上がシャントレギュレータ回路400の構成である。続いてその利点を説明する。シャントレギュレータ回路400を備えるDC/DCコンバータ200の利点は、図1のDC/DCコンバータ200rとの比較によって明確となる。
(比較技術)
図1のDC/DCコンバータ200rにおいて、シャントレギュレータ206の動作電流ICCが1mA、発光素子の順方向電圧VFの最小値が0.3Vであるとき、バイパス抵抗R4の抵抗値はマージンを考慮して200Ωとされる。フォトカプラ204の発光素子に流れる電流IERRが200μAであり、このときの順方向電圧VFが温度に依存して0.3〜0.6Vの範囲で変化するとき、バイパス抵抗R4に流れる電流IR4は最大で0.6V/200Ω=3mAとなり、これはシャントレギュレータ206の動作電流ICCとして消費される。シャントレギュレータ206に流れる電流の合計は、IERR+ICC=3.2mAである。シャントレギュレータ206のカソード端子の電圧を24Vとすれば、シャントレギュレータ206の消費電力は、24V×3.2mA=76.8mWとなる。
図1のDC/DCコンバータ200rにおいて、シャントレギュレータ206の動作電流ICCが1mA、発光素子の順方向電圧VFの最小値が0.3Vであるとき、バイパス抵抗R4の抵抗値はマージンを考慮して200Ωとされる。フォトカプラ204の発光素子に流れる電流IERRが200μAであり、このときの順方向電圧VFが温度に依存して0.3〜0.6Vの範囲で変化するとき、バイパス抵抗R4に流れる電流IR4は最大で0.6V/200Ω=3mAとなり、これはシャントレギュレータ206の動作電流ICCとして消費される。シャントレギュレータ206に流れる電流の合計は、IERR+ICC=3.2mAである。シャントレギュレータ206のカソード端子の電圧を24Vとすれば、シャントレギュレータ206の消費電力は、24V×3.2mA=76.8mWとなる。
続いて図3のDC/DCコンバータ200の動作を説明する。
図3の回路では、エラーアンプ404および基準電圧源406に流れる動作電流ICCは、温度に依存した順方向電圧VFの変動の影響を受けず、1mA程度に維持される。誤差電流IERRが比較技術と同じく200μAであり、カソード端子、VDD端子の電位が等しく24Vであるとき、シャントレギュレータ回路400の消費電力は、24V×1.2mA=28.8mWとなる。
図3の回路では、エラーアンプ404および基準電圧源406に流れる動作電流ICCは、温度に依存した順方向電圧VFの変動の影響を受けず、1mA程度に維持される。誤差電流IERRが比較技術と同じく200μAであり、カソード端子、VDD端子の電位が等しく24Vであるとき、シャントレギュレータ回路400の消費電力は、24V×1.2mA=28.8mWとなる。
このように、実施の形態に係るシャントレギュレータ回路400を用いることで、消費電力を大幅に低減できる。
近年の省エネ化の要請から、軽負荷あるいは無負荷状態(待機状態、スタンバイ状態ともいう)の消費電力を極力低減したAC/DCコンバータ100が望まれている。この要請に応えるべくDC/DCコンバータ200は、待機時においていわゆるバーストモード(PFMモードともいう)で動作する。バーストモードにおいて1次側コントローラ202は、1回、あるいは複数回、スイッチングトランジスタM1をスイッチングし、出力電圧VOUTを目標レベルよりも上昇させ、その後、出力電圧VOUTが目標レベルに応じて定められた下限レベルに低下するまでの間、スイッチングトランジスタM1のスイッチングを停止する。これにより、スイッチングトランジスタM1をスイッチングさせるための電力(たとえばスイッチングトランジスタM1のゲート容量の充放電に要する電力)を低減し、効率が高められる。
かかる待機状態においては、負荷電流IOUTが小さいため、DC/DCコンバータ200の出力電力POUT(=IOUV×VOUT)も非常に小さくなる。したがって、シャントレギュレータ回路400の動作電流ICCが、DC/DCコンバータ200の効率に与える影響は大きい。実施の形態に係るシャントレギュレータ回路400によれば、動作電流ICCを大幅に抑制できるため、待機状態における効率を従来よりも高めることができる。
特に電源アダプタや多くの電子機器においては、DC/DCコンバータ200が無負荷状態で待機する期間が長いため、待機状態における効率を高めることは、有意義である。
また、図3のDC/DCコンバータ200によれば、バイパス抵抗R4が不要となるため、素子数減による低コスト化を図ることができ、また基板設計のレイアウトの自由度を高めることができる。
(用途)
続いて、DC/DCコンバータ200の用途を説明する。
図4は、AC/DCコンバータ100を備えるACアダプタ800を示す図である。ACアダプタ800は、プラグ802、筐体804、コネクタ806を備える。プラグ802は、図示しないコンセントから商用交流電圧VACを受ける。AC/DCコンバータ100は、筐体804内に実装される。AC/DCコンバータ100により生成された直流出力電圧VOUTは、コネクタ806から電子機器810に供給される。電子機器810は、ノートPC、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話、携帯オーディオプレイヤなどが例示される。
続いて、DC/DCコンバータ200の用途を説明する。
図4は、AC/DCコンバータ100を備えるACアダプタ800を示す図である。ACアダプタ800は、プラグ802、筐体804、コネクタ806を備える。プラグ802は、図示しないコンセントから商用交流電圧VACを受ける。AC/DCコンバータ100は、筐体804内に実装される。AC/DCコンバータ100により生成された直流出力電圧VOUTは、コネクタ806から電子機器810に供給される。電子機器810は、ノートPC、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話、携帯オーディオプレイヤなどが例示される。
図5(a)、(b)は、AC/DCコンバータ100を備える電子機器900を示す図である。図5(a)、(b)の電子機器900はディスプレイ装置であるが、電子機器900の種類は特に限定されず、オーディオ機器、冷蔵庫、洗濯機、掃除機など、電源装置を内蔵する機器であればよい。
プラグ902は、図示しないコンセントから商用交流電圧VACを受ける。AC/DCコンバータ100は、筐体804内に実装される。AC/DCコンバータ100により生成された直流出力電圧VOUTは、同じ筐体904内に搭載される、マイコン、DSP(Digital Signal Processor)、電源回路、照明機器、アナログ回路、デジタル回路などの負荷に供給される。
プラグ902は、図示しないコンセントから商用交流電圧VACを受ける。AC/DCコンバータ100は、筐体804内に実装される。AC/DCコンバータ100により生成された直流出力電圧VOUTは、同じ筐体904内に搭載される、マイコン、DSP(Digital Signal Processor)、電源回路、照明機器、アナログ回路、デジタル回路などの負荷に供給される。
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
(第1変形例)
図6は、第1変形例に係るシャントレギュレータ回路400aの回路図である。シャントレギュレータ回路400aにおいて、出力トランジスタ402はPチャンネルMOSFETである。出力トランジスタ402は、PNP型バイポーラトランジスタであってもよい。
図6は、第1変形例に係るシャントレギュレータ回路400aの回路図である。シャントレギュレータ回路400aにおいて、出力トランジスタ402はPチャンネルMOSFETである。出力トランジスタ402は、PNP型バイポーラトランジスタであってもよい。
エラーアンプ404は、差動アンプ410および出力段412を含む。差動アンプ410は、電圧検出信号VOUT_Sと基準電圧VREFを受ける。出力段412は、差動アンプの出力に応じた信号VERRを、出力トランジスタ402の制御端子(ゲート)に供給する。
ここで出力トランジスタ402を確実にオフするためには、出力トランジスタ402のゲートソース間電圧を等しくする必要がある。そこでエラーアンプ404のうち出力段412はカソード端子と接続され、カソード端子の電圧を電源として動作する。エラーアンプ404のうち差動アンプ410については、VDD端子の直流電圧を電源として動作する。つまりこの変形例では、エラーアンプ404の一部と基準電圧源406の全部が、VDD端子の直流電圧を電源として動作し、エラーアンプ404の残りの部分は、カソード端子の電圧を電源として動作すると言える。
この変形例によっても、図3のDC/DCコンバータ200と同様の効果を得ることができる。
(第2変形例)
実施の形態では、ダイオード整流型のDC/DCコンバータを説明したが、本発明は同期整流型のDC/DCコンバータにも適用可能である。図7は、第2変形例に係るDC/DCコンバータ200bの回路図である。
DC/DCコンバータ200bは、ダイオードD1に代えて同期整流トランジスタM2を備え、さらに同期整流コントローラ300を備える。同期整流コントローラ300は、一次側のスイッチングトランジスタM1のスイッチングと同期して、同期整流トランジスタM2をスイッチングする。
実施の形態では、ダイオード整流型のDC/DCコンバータを説明したが、本発明は同期整流型のDC/DCコンバータにも適用可能である。図7は、第2変形例に係るDC/DCコンバータ200bの回路図である。
DC/DCコンバータ200bは、ダイオードD1に代えて同期整流トランジスタM2を備え、さらに同期整流コントローラ300を備える。同期整流コントローラ300は、一次側のスイッチングトランジスタM1のスイッチングと同期して、同期整流トランジスタM2をスイッチングする。
同期整流コントローラ300の電源(VCC)端子には、DC/DCコンバータ200bの出力電圧VOUTが供給され、接地(GND)端子は接地される。DC/DCコンバータ200は、直流電圧VOUTを電源として動作する。また出力(OUT)端子は同期整流トランジスタM2のゲートと接続される。同期整流コントローラ300のドレイン(VD)端子は、同期整流トランジスタM2のドレインと接続される。
同期整流コントローラ300の構成は特に限定されず、公知技術を用いればよい。たとえば同期整流コントローラ300はパルス発生器およびドライバ(いずれも不図示)を含む。パルス発生器は、スイッチングトランジスタM1のスイッチングと同期したパルス信号を生成する。たとえばパルス発生器は、スイッチングトランジスタM1がターンオフすると、パルス信号を、同期整流トランジスタM2のオンを指示する第1状態(たとえばハイレベル)とする。またパルス発生器は、同期整流トランジスタM2のオン期間に2次巻線W2に流れる2次電流ISが実質的にゼロになると、パルス信号を同期整流トランジスタM2のオフを指示する第2状態(ローレベル)とする。
ドライバ306はパルス発生器からパルス信号に応じて同期整流トランジスタM2をスイッチングする。
(第3変形例)
同期整流型のDC/DCコンバータ200において、同期整流トランジスタM2を、2次巻線W2よりも出力端子P2側に配置してもよい。
同期整流型のDC/DCコンバータ200において、同期整流トランジスタM2を、2次巻線W2よりも出力端子P2側に配置してもよい。
(第4変形例)
同期整流コントローラ300とシャントレギュレータ回路400は、単一のパッケージにモジュール化されてもよい。
同期整流コントローラ300とシャントレギュレータ回路400は、単一のパッケージにモジュール化されてもよい。
(第5変形例)
実施の形態では、フライバックコンバータを説明したが、本発明はフォワードコンバータにも適用可能である。またスイッチングトランジスタM1や同期整流トランジスタM2の少なくとも一方は、バイポーラトランジスタやIGBTであってもよい。
実施の形態では、フライバックコンバータを説明したが、本発明はフォワードコンバータにも適用可能である。またスイッチングトランジスタM1や同期整流トランジスタM2の少なくとも一方は、バイポーラトランジスタやIGBTであってもよい。
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
100…AC/DCコンバータ、102…フィルタ、104…整流回路、106…平滑キャパシタ、200…DC/DCコンバータ、202…1次側コントローラ、204…フォトカプラ、206…シャントレギュレータ、400…シャントレギュレータ回路、402…出力トランジスタ、404…エラーアンプ、406…基準電圧源、410…差動アンプ、412…出力段、M1…スイッチングトランジスタ、M2…同期整流トランジスタ、C1…出力キャパシタ、T1…トランス、W1…1次巻線、W2…2次巻線、300…同期整流コントローラ、800…ACアダプタ、802…プラグ、804…筐体、806…コネクタ、810,900…電子機器、902…プラグ、904…筐体。
Claims (10)
- 絶縁型のDC/DCコンバータの2次側に配置されるシャントレギュレータ回路であって、
前記DC/DCコンバータは、
1次巻線および2次巻線を有するトランスと、
前記トランスの1次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、
前記トランスの2次巻線と接続される整流素子と、
フォトカプラと、
前記フォトカプラの入力側と接続され、前記DC/DCコンバータの出力電圧に応じた誤差電流を発生するシャントレギュレータ回路と、
フィードバック端子を有し、前記フィードバック端子の電圧に応じたデューティ比で前記スイッチングトランジスタをスイッチングする1次側コントローラと、
を備え、
前記シャントレギュレータ回路は、
使用において、前記フォトカプラの入力側と接続されるカソード端子と、
使用において、接地されるアノード端子と、
使用において、直流電圧を受けるよう接続される電源端子と、
使用において、前記DC/DCコンバータの出力電圧に応じた電圧検出信号を受けるよう接続される基準端子と、
基準電圧を生成する基準電圧源と、
前記電圧検出信号と前記基準電圧の誤差を増幅するエラーアンプと、
前記カソード端子と前記アノード端子の間に設けられ、その制御端子に前記エラーアンプの出力信号を受ける出力トランジスタと、
を備え、ひとつの半導体基板に集積化され、
前記エラーアンプおよび前記基準電圧源の少なくとも一部は、前記電源端子の直流電圧を電源として動作することを特徴とするシャントレギュレータ回路。 - 前記出力トランジスタは、NチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)またはNPN型バイポーラトランジスタであり、
前記エラーアンプおよび前記基準電圧源はそれぞれ、前記電源端子の直流電圧を電源として動作することを特徴とする請求項1に記載のシャントレギュレータ回路。 - 前記出力トランジスタは、PチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)またはPNP型バイポーラトランジスタであり、
前記エラーアンプは、
前記電圧検出信号と前記基準電圧を受ける差動アンプと、
前記差動アンプの出力に応じた信号を、前記出力トランジスタの制御端子に供給する出力段と、
を備え、
前記差動アンプは前記電源端子の直流電圧を電源として動作し、前記出力段は前記カソード端子と接続されることを特徴とする請求項1に記載のシャントレギュレータ回路。 - 1次巻線および2次巻線を有するトランスと、
前記トランスの1次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、
前記トランスの2次巻線と接続される整流素子と、
フォトカプラと、
前記フォトカプラの出力側と接続され、前記フォトカプラからのフィードバック信号に応じて前記スイッチングトランジスタをスイッチングする1次側コントローラと、
前記DC/DCコンバータの出力電圧を分圧する分圧回路と、
請求項1から3のいずれかに記載のシャントレギュレータ回路であって、そのカソード端子が前記フォトカプラの入力側と接続され、そのアノードが接地され、その電源端子が前記DC/DCコンバータの出力電圧を受けるよう接続され、その基準端子が前記分圧回路の出力を受けるよう接続されるシャントレギュレータ回路と、
を備えることを特徴とする絶縁型のDC/DCコンバータ。 - 前記整流素子は、同期整流トランジスタを含み、
前記DC/DCコンバータは、前記同期整流トランジスタを制御する同期整流コントローラをさらに備えることを特徴とする請求項4に記載のDC/DCコンバータ。 - フライバック型であることを特徴とする請求項4または5のいずれかに記載のDC/DCコンバータ。
- フォワード型であることを特徴とする請求項4または5のいずれかに記載のDC/DCコンバータ。
- 商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、
前記フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項4から7のいずれかに記載のDC/DCコンバータと、
を備えることを特徴とする電源装置。 - 負荷と、
商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、
前記フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項4から7のいずれかに記載のDC/DCコンバータと、
を備えることを特徴とする電子機器。 - 商用交流電圧をフィルタリングするフィルタと、
前記フィルタの出力電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項4から7のいずれかに記載のDC/DCコンバータと、
を備えることを特徴とする電源アダプタ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015034283A JP2016158388A (ja) | 2015-02-24 | 2015-02-24 | シャントレギュレータ回路、それを用いた絶縁型のdc/dcコンバータ、電源装置、電源アダプタおよび電子機器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015034283A JP2016158388A (ja) | 2015-02-24 | 2015-02-24 | シャントレギュレータ回路、それを用いた絶縁型のdc/dcコンバータ、電源装置、電源アダプタおよび電子機器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2016158388A true JP2016158388A (ja) | 2016-09-01 |
Family
ID=56826934
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2015034283A Pending JP2016158388A (ja) | 2015-02-24 | 2015-02-24 | シャントレギュレータ回路、それを用いた絶縁型のdc/dcコンバータ、電源装置、電源アダプタおよび電子機器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2016158388A (ja) |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08185232A (ja) * | 1994-12-28 | 1996-07-16 | Nec Corp | シャントレギュレータ |
JP2005174176A (ja) * | 2003-12-15 | 2005-06-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | レギュレータ用集積回路 |
JP2006158163A (ja) * | 2004-11-25 | 2006-06-15 | Noboru Abe | スイッチング電源回路 |
US20070069700A1 (en) * | 2005-09-28 | 2007-03-29 | Monolithic Power Systems, Inc. | Low-power voltage reference |
JP2013062930A (ja) * | 2011-09-13 | 2013-04-04 | Fuji Electric Co Ltd | スイッチング電源装置の制御回路およびスイッチング電源装置 |
-
2015
- 2015-02-24 JP JP2015034283A patent/JP2016158388A/ja active Pending
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08185232A (ja) * | 1994-12-28 | 1996-07-16 | Nec Corp | シャントレギュレータ |
JP2005174176A (ja) * | 2003-12-15 | 2005-06-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | レギュレータ用集積回路 |
JP2006158163A (ja) * | 2004-11-25 | 2006-06-15 | Noboru Abe | スイッチング電源回路 |
US20070069700A1 (en) * | 2005-09-28 | 2007-03-29 | Monolithic Power Systems, Inc. | Low-power voltage reference |
JP2013062930A (ja) * | 2011-09-13 | 2013-04-04 | Fuji Electric Co Ltd | スイッチング電源装置の制御回路およびスイッチング電源装置 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP6374261B2 (ja) | 絶縁同期整流型dc/dcコンバータおよびその同期整流コントローラ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器 | |
JP6469481B2 (ja) | 絶縁同期整流型dc/dcコンバータ、2次側コントローラ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器 | |
TWI521848B (zh) | Dc/dc轉換器、使用其之電源供應器及電子裝置 | |
JP6554325B2 (ja) | 絶縁同期整流型dc/dcコンバータおよびそのフィードバック回路、その同期整流コントローラ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器 | |
JP6804955B2 (ja) | 絶縁型のdc/dcコンバータ、一次側コントローラ、電源アダプタおよび電子機器 | |
JP6563651B2 (ja) | 絶縁同期整流型dc/dcコンバータ、同期整流コントローラ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器 | |
US8194417B2 (en) | Two-stage switching power supply | |
JP6563729B2 (ja) | 絶縁同期整流型dc/dcコンバータ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器 | |
JP6554321B2 (ja) | 絶縁同期整流型dc/dcコンバータおよびその同期整流コントローラ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器 | |
US20160261202A1 (en) | Isolated dc/dc converter, feedback circuit thereof, power supply device, power supply adaptor, and electronic device using the same | |
JP2017175753A (ja) | 絶縁同期整流型dc/dcコンバータ、同期整流回路、電源アダプタおよび電子機器、制御方法 | |
US20160181935A1 (en) | Isolated dc/dc converter, power supply, power supply adaptor, electronic device using the same, and primary side controller | |
JP6498432B2 (ja) | 絶縁同期整流型dc/dcコンバータ、同期整流コントローラ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器、同期整流トランジスタの制御方法 | |
JP2015023609A (ja) | Ac/dcコンバータおよびその制御回路、電源アダプタおよび電子機器 | |
US20160181932A1 (en) | Isolated dc/dc converter, power supply device, power supply adaptor, and electronic device using the same, and feedback amplifier integrated circuit | |
JP6247469B2 (ja) | Ac/dcコンバータおよびその制御回路、電源アダプタおよび電子機器 | |
JP6356545B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP6563648B2 (ja) | 絶縁型のdc/dcコンバータ、1次側コントローラ、同期整流コントローラ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器 | |
JP6514916B2 (ja) | 絶縁同期整流型dc/dcコンバータ、2次側モジュール、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器 | |
JP6514910B2 (ja) | 絶縁同期整流型dc/dcコンバータ、同期整流コントローラ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器 | |
US9627922B2 (en) | Active load circuit | |
JP2018102113A (ja) | 絶縁同期整流型dc/dcコンバータ、電源アダプタおよび電子機器、dc/dcコンバータの制御方法 | |
JP6560467B2 (ja) | 半導体装置 | |
JP2016158388A (ja) | シャントレギュレータ回路、それを用いた絶縁型のdc/dcコンバータ、電源装置、電源アダプタおよび電子機器 | |
JP6230378B2 (ja) | スイッチングコンバータおよびその制御回路、ac/dcコンバータ、電源アダプタおよび電子機器 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20180129 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20181116 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20181127 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20190528 |