JP2016127717A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電解コンデンサを使用することなく直流電力を交流電力に変換することができる電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置１００は、太陽光パネルからの直流電圧を供給する直流源１１０と、変換回路１２０と、交流電力を出力する出力部１３０と、ＰＷＭ信号により変換回路１２０を制御するコントローラ１４０とを含む。コントローラ１４０は、交流電圧が正であるとき、ＰＷＭ信号のオン期間にトランジスタＱ１、Ｑ４をオンさせ、かつトランジスタＱ２、Ｑ３をオフさせ、ＰＷＭ信号のオフ期間にトランジスタＱ２、Ｑ４をオンさせ、トランジスタＱ１、Ｑ３をオフさせ、交流電圧が負であるとき、ＰＷＭ信号のオン期間にトランジスタＱ２、Ｑ３をオンさせ、かつトランジスタＱ１、Ｑ４をオフさせ、ＰＷＭ信号のオフ期間にトランジスタＱ２、Ｑ４をオンさせ、トランジスタＱ１、Ｑ３をオフさせ、インダクタＬｏの充放電を制御する。【選択図】図２

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に、太陽光発電装置等によって発電された直流電力を交流電力に変換する技術に関する。

直流電力を交流電力に変換するための電力変換装置にインバータが利用されている。インバータにおいて、所望の電圧波形または電流波形を得るための技術として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御が用いられる。また、インバータの入力側に整流回路が接続されている場合、整流回路の出力側には、出力電圧を平滑化するためにコンデンサが接続される。コンデンサは、一般に、リップルを改善できる程度に十分な容量をもつ電解コンデンサが利用される。

電解コンデンサの寿命は、温度依存性が高く、温度が上がるほど寿命は短くなる。それ故、温度の高い環境下で電解コンデンサを使用すると、その寿命がより短くなる。このため、電解コンデンサを用いない電解コンデンサレスのインバータ等が提案されている（特許文献１、２、３、４）。

特開２００８−４８５８７号公報 特開２０１１−１１３２６９号公報 特開２０１２−１５７２４２号公報 特開２０１４−１０３７０３号公報

太陽光パネルによって発電された電圧は直流であり、この直流電力を送電ラインを介して売電等するには、直流電圧を交流電圧に変換しなければならない。また、太陽光パネルより発電される電圧は、天候状態によって変動する。それ故、太陽光パネルで発電された直流電力を交流電力に変換するインバータでは、発電された電圧を一定電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータが必要になる。

図１は、従来の太陽光パネルによって発電された直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置の一例である。同図において、１０は太陽光パネルによって発電された直流電源、１２は直流電源１０の直流電圧を一定の電圧に昇圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータ、１４は直流電力を交流電力に変換するインバータ回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力には、リップル等の脈動を取り除き、出力電圧を平滑化させるための電解コンデン１６が接続されている。

しかしながら、電解コンデンサ１６には、寿命があり、例えば、その耐用年数は、１０年程度である。このため、例えば、太陽光パネル等を屋外に設置した後、電解コンデンサ１６が寿命になると、電解コンデンサ自身を交換するか、あるいは電力変換装置そのものを交換しなければならない。そうすると、メンテナンスが煩雑であり、かつそのためのコストがかかってしまう。特に近年、太陽光パネルそのものに電力変換装置を内蔵するタイプが増加しているため、個々の太陽光パネルの保守・点検等を行うには非常に大きな労力や時間を要する。

他方、電解コンデンサ１６を、極めて寿命の長いフィルムコンデンサやセラミックコンデンサに置換させることが考えられるが、フィルムコンデンサやセラミックコンデンサは、電解コンデンサに比べて容量が小さいため、充電される直流電流と放電される（交流変換で生成される）脈流電流との差電流で生じるリップル等の電圧を効果的に取り除くことができない。

本発明は、このような従来の課題を解決し、出力される交流電力をリップルの影響がないように制御することで、電解コンデンサを使用することなく直流電力を交流電力に変換することができる、電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、直流電圧を供給する直流源と、前記直流源に接続され、直流電圧を交流電圧に変換する変換手段と、前記変換手段に接続され、交流電力を出力する出力手段と、ＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号により前記変換手段を制御する制御手段とを含み、前記変換手段は、前記直流源の第１の電源ラインと第２の電源ラインとの間に直列に接続された第１および第２のトランジスタと、第１の電源ラインと第２の電源ラインとの間に接続された第３および第４のトランジスタとを含み、前記制御手段は、前記出力手段から出力される交流電圧が正であるとき、ＰＷＭ信号のオン期間に第１および第４のトランジスタをオンさせ、かつ第２および第３のトランジスタをオフさせ、ＰＷＭ信号のオフ期間に第２のトランジスタおよび第４のトランジスタをオンさせ、第１および第３のトランジスタをオフさせ、前記出力手段から出力される交流電圧が負であるとき、ＰＷＭ信号のオン期間に第２および第３のトランジスタをオンさせ、かつ第１および第４のトランジスタをオフさせ、ＰＷＭ信号のオフ期間に第２のトランジスタおよび第４のトランジスタをオンさせ、第１および第３のトランジスタをオフさせ、前記出力手段はインダクタを含み、ＰＷＭ信号がオンの期間、インダクタに電力が充電され、ＰＷＭ信号がオフの期間、インダクタに充電された電力が放電される。

好ましくは前記変換手段を構成するトランジスタは、ＳｉＣまたはＧａＮから構成されたトランジスタである。好ましくは前記制御手段は、次式に従いＰＷＭ信号を生成する。

ここで、ｄｔ_１は、インダクタへの充電時間、Ｌｏは、インダクタンス、Ｖａは交流電圧、ＩＡsinωtは今回の出力されるべき交流電流、Ｉａは前回の交流電流、Ｖｉは直流源からの電流である。好ましくは前記直流源は、太陽光発電装置によって発電された直流源を含む。好ましくは前記出力手段は、交流電流を検出する電流センサを含み、前記制御手段は、前記電流センサの検出結果と基準電流とを比較することによりＰＷＭ信号のデューティ比を決定する。好ましくは電力変換装置はさらに、前記直流源から供給された電圧を変換するレベルシフト回路を含む。

本発明によれば、電解コンデンサレスにより高精度の交流電力を出力することができる。さらに本発明によれば、非常に少ない部品点数で直流電力を交流電力に変換することができる。

従来の電力変換装置の一構成例を示す図である。 本発明の第１の実施例に係る電力変換装置の構成を示す図である。 電力変換装置から出力されるターゲットの理想的な交流電流を示す図である。 本実施例の電力変換装置の変換回路の動作を説明する図である。 本実施例の電力変換装置の変換回路の動作を説明する図である。 出力部のインダクタへの充電および放電とＰＷＭ信号の関係を示す図である。 本発明の他の実施例に係る電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の第２の実施例によるＰＷＭ制御の原理を説明する図である。 本発明の第２の実施例に係る電力変換装置の構成を示す図である。 電流センサの出力波形の一例を示す図である。 本発明の第２の実施例によるＰＷＭ信号を生成する回路の一例を示す図である。 ラッチ回路の出力波形と比較器の比較結果との関係を示す図である。 本発明の第２の実施例により生成される交流電流の波形を説明する図である。 本発明の第２の実施例の変形例に係る電力変換装置の構成を示す図である。 変形例における電流センサの出力波形の一例を示す図である。 本発明の第２の実施例の変形例によるＰＷＭ信号を生成する回路の一例を示す図である。 変形例によるラッチ回路の出力波形と比較器の比較結果との関係を示す図である。 本発明の第２の実施例の変形例により生成される交流電流の波形を説明する図である。

以下、図面を参照して本発明の好ましい実施態様の電力変換装置について説明する。本発明の好ましい態様では、電力変換装置は、太陽光発電装置によって発電された直流電力を交流電力に変換する。但し、直流電力源は、太陽光発電装置に限らず、その他の再生利用可能なエネルギーや、他の電源、例えば、二次電池等のバッテリーから供給されるものであってもよい。さらに本発明の好ましい態様では、電力変換装置は、変換された交流電力を売電等の目的のために電力会社等の送電ラインへ供給可能であり、そのために直流電力を５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの周波数の交流電力に変換する。但し、これは一例であり、他の周波数の交流電力に変換されるものであってもよい。さらに本発明の好ましい態様では、電力変換装置は、電解コンデンサを使用しない、いわゆる電解コンデンサレスであり、長寿命化されている。

図２は、本発明の第１の実施例に係る電力変換装置の構成例を示す図である。同図に示すように、本実施例の電力変換装置１００は、太陽光パネルによって発電された直流電力を供給する直流源１１０と、直流源１１０によって供給された直流電圧を交流電圧に変換する変換回路１２０と、交流電力を出力する出力部１３０と、変換回路１２０の動作を制御するコントローラ１４０とを備える。

直流源１１０によって供給される直流電圧Ｖｉ、直流電流Ｉｉは任意であり、所望の値にすることができる。例えば、直流源１１０は、複数の太陽光パネルを直列、並列あるいは直並列に接続して生成された直流電力、あるいは単一の太陽光パネルによって生成された直流電力を供給することができる。直流源１１０の出力であるノードＮ１とノードＮ２間には、コンデンサＣｉが接続される。コンデンサＣｉは、電解コンデンサではなく、比較的容量の小さいフィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサから構成され、コンデンサＣｉは、充電される直流電流と出力部１３０で出力される交流電流との差電流で生じるリップルを許容することができる。

変換回路１２０は、直流源１１０に接続され、直流電圧を交流電圧に変換する。変換回路１２０は、ノードＮ１に接続された電源ラインと、ノードＮ２に接続された電源ライン間に、複数の電界効果型のトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を含む。電源ライン間において、トランジスタＱ１、Ｑ２が直列に接続され、トランジスタＱ３、Ｑ４が直列に接続され、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２とを接続するノードＮｐが出力部１３０に接続され、トランジスタＱ３とトランジスタＱ４とを接続するノードＮｑが出力部１３０に接続される。トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の各ゲートは、コントローラ１４０に接続される。

出力部１３０は、ノードＮｐ、Ｎｑを介して変換回路１２０に接続される。出力部１３０は、ノードＮｐに直列に接続されたインダクタＬｏ、およびＡＣ電源（商用電源）を含む。Ｖａは、ＡＣ電源によって与えらえる交流電圧であり、出力部１３０は、生成された交流電流Ｉ_ＡをＡＣ電源を介して外部へ出力する。インダクタＬｏのインダクタンスは任意であるが、後述するようにインダクタンスは、比較的大きい方が好ましく、例えば数ミリＨである。

コントローラ１４０は、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の各ゲートに供給されるＰＷＭ信号を生成し、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のスイッチングを制御する。これにより、出力部１３０から所望の交流電力が出力させる。コントローラ１４０は、特にその構成を限定されるものではないが、例えば、ＲＯＭ／ＲＡＭを含むマイクロコントローラ、マイクロプロセッサやその他の回路素子を含んで構成される。ある例では、コントローラ１４０は、ＲＯＭ／ＲＡＭ等のメモリに、ＰＷＭ信号を生成するためのプログラムを含むことができる。

次に、本実施例の電力変換装置の動作について説明する。図２Ａは、出力部１３０から出力されるターゲットとなる理想的な交流電流の波形を示している。変換回路１２０は、図２Ａに示すようなピーク電流値ＩＡを有する交流電流が出力部１３０から出力されるようにするため、正弦波の電流をＰＷＭ制御により生成する。この正弦波の電流を生成するため、電流Ｉ_Ａを算出する。電流Ｉ_Ａの算出方法の基本原理は、半サイクルで、直流源１１０からの流入パワー（電力）と、出力部１３０からの流出パワーとを一致させることである。なお、ピーク電流値ＩＡの値は、係数を乗じることで任意の大きさに設定することが可能である。

係数大きくしてＩＡを大きくしすぎると、Ｃｉへの半サイクルの積算放電量が半サイクルの積算充電量を上回り、Ｖｉは低下して行く。また逆に係数を小さくしてＩＡを小さくするとＶｉは増加する。太陽電池との間にレベルシフト回路が接続されている場合は、ＶｉをＶａの絶対値の最大であるＶＡより大きくかつトランジスタの耐圧以下に制御する。例えば正弦波の半サイクルの平均をＶＡと耐圧の中心位置になるようＩＡに掛ける係数を逐次制御すればよい。レベルシフト回路が接続されていないときは、上記に加えて正弦波の半サイクルの平均が太陽電池の電力が最大出力となる電圧になる様にＩＡを逐次制御する。コンデンサＣｉの容量は、以上を満足する値以上にすれば良い。これは従来要求された値より１桁から２桁小さい値である。

次に、本実施例のＰＷＭ制御について説明する。図３および図４は、コントローラ１４０の動作を説明する図であり、図３は、出力部１３０の交流電圧Ｖａが正のとき（Ｖａ＞０）の変換回路１２０の動作を示し、図４は、出力部１４０の交流電圧Ｖａが負のとき（Ｖａ＜０）の変換回路１２０の動作を示している。

コントローラ１４０は、交流電流Ｉ_Ａを得ることができるようにパルス幅が制御されたＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号に基づきトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のスイッチングを制御する。本実施例では、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、交流電圧Ｖａ＞０のとき、Ｖａ＜０のときで異なる動作をするように制御される。

始めに、交流電圧がＶａ＞０のときの動作について説明する。このとき、ＰＷＭ信号がオンする期間（Ｔ_ＯＮ）、コントローラ１４０は、トランジスタＱ１、Ｑ４をオンさせ、トランジスタＱ２、Ｑ３をオフさせる。これにより、Ｔ_ＯＮの期間、直流源１１０からの電流Ｉｉが、トランジスタＱ１、ノードＮｐ、インダクタＬｏ、ノードＮｑ、トランジスタＱ４を介して、ノードＮ２の電源ラインに流れ、このとき、インダクタＬｏに電力が充電される。

ＰＷＭ信号がオフする期間（Ｔ_ＯＦＦ）、コントローラ１４０は、トランジスタＱ２、Ｑ４をオンさせ、トランジスタＱ１、Ｑ３をオフさせる。これにより、Ｔ_ＯＦＦの期間、ノードＮ２、トランジスタＱ２、ノードＮｐ、インダクタＬｏ、交流電源、ノードＮｑ、とトランジスタＱ４の電流経路が生成され、このとき、インダクタＬｏに蓄えられた電力が放電される。

次に、交流電圧Ｖａ＜０のときの動作について説明する。ＰＷＭ信号がオンする期間（Ｔ_ＯＮ）、コントローラ１４０は、トランジスタＱ２、Ｑ３をオンさせ、トランジスタＱ１、Ｑ４をオフさせる。これにより、Ｔ_ＯＮの期間、トランジスタＱ３、ノードＮｑ、交流電源、インダクタＬｏ、ノードＮｐ、トランジスタＱ２を介してノードＮ２に電流が流れ、このときインダクタＬｏに電力が充電される。ＰＷＭ信号がオフする期間（Ｔ_ＯＦＦ）、コントローラ１４０は、トランジスタＱ２、Ｑ４をオンさせ、トランジスタＱ１、Ｑ３をオフさせる。これにより、Ｔ_ＯＦＦの期間、トランジスタＱ４、ノードＮｑ、交流電源、インダクタＬｏ、ノードＮｐ、トランジスタＱ２の電流経路が生成され、このとき、インダクタＬｏに充電された電力が放電される。

次に、ＰＷＭ信号のデューティ比の決定方法について説明する。
交流電圧Ｖａ＞０のとき、図５（Ａ）に示すように、ＰＷＭ信号がＴ_ＯＮの期間にインダクタＬｏに充電が行われ、Ｔ_ＯＦＦの期間に放電が行われる。充電時の電流変化分ｄＩ_１は、数式（１）により表され、放電時の電流変化分ｄＩ_２は、数式（２）により表される。

一方、交流電圧Ｖａ＜０のとき、図５（Ｂ）に示すように、ＰＷＭ信号がＴ_ＯＮの期間に充電が行われ、Ｔ_ＯＦＦの期間に放電が行われる。充電時の電流変化分ｄＩ_１は、数式（３）により表され、放電時の電流変化分ｄＩ_２は、数式（４）により表される。

Ｖａ＞０のとき、およびＶａ＜０のときのＰＷＭ信号の１周期の電流変化分ｄＩは、次の数式（５）、（６）により表される。

ここで、今回必要な交流電流を、ＩＡsinωt、前回の交流電流をＩａとすると、
ＩＡsinωt−Ｉａ＝ｄＩとなる。数式（５）、（６）との関係式を解くと、次の数式（７）〜（１０）を得ることができる。

このようにコントローラ１４０は、以上の式により算出されたＰＷＭ信号を生成し、変換回路１２０のスイッチングを制御することで、ピーク値ＩＡを有する交流電流Ｉ_Ａを得ることができ、当該交流電流Ｉ_Ａが商用電源ＡＣに供給される。交流電流の周波数は、例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚとすることができる。また、ここには図示しないが、本実施例の電力変換装置をシミュレーションした結果から、概ね、インダクタＬｏを数ミリＨ程度にすれば、交流電流の波形の脈動を抑制することができ、さらに大きなインダクタンスを用いれば、さらに滑らかな交流波形を得ることができる。

また、本実施例の好ましい態様では、変換回路１２０は、オン抵抗が小さく、高速スイッチングが可能である、耐圧が高い、高効率のＳｉＣまたはＧａＮのＦＥＴから構成することができる。変換回路１２０のスイッチング周波数を高速化することで、インダクタＬｏのインダクタンスを小さくすることができる。

図６は、本発明の他の実施例である。当該実施例では、直流源１１０と変換回路１２０との間にレベルシフト回路１５０を含んで構成される。レベルシフト回路１５０は、直流源１１０から供給される直流電圧を昇圧または降圧するものであり、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータから構成される。レベルシフト回路１５０を介在させることで昇圧された直流電圧が生成された場合でも、本実施例の電力変換装置は、電解コンデンサを用いる必要はない。また、レベルシフト回路１５０によって昇圧された直流電圧Ｖｉが非常に高い電圧である場合には、変換回路１２０のトランジスタＱ１〜Ｑ４は、ＧａＮやＳｉＣなどの高耐圧トランジスタから構成されることが望ましい。

さらに直流源１１０が太陽光パネルから構成されるとき、太陽光パネルからの電圧は、日照条件等に応じて変動するため、太陽光パネルそれ自身が、直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路、あるいはスイッチングレギュレータ回路を含んで構成されるものであってもよい。

次に、本実施例の第２の実施例について説明する。上記第１の実施例では、ＰＷＭ信号のデューティ比を計算により算出したソフトウエア制御により交流電流Ｉ_Ａを生成する例を示したが、第２の実施例では、電流比較方式によりＰＷＭ信号のデューティ比を決定する。

図７に、本発明の第２の実施例による電力変換装置の基本原理を示す。ＩＡsinωtは、今回求められる交流電流、Ｉａｃｍｐは、比較される電流であり、比較電流Ｉａｃｍｐは、式（１１）に示すように、ＩＡsinωtにリップル電流値Ｉｒｐｌを足したものである。
Ｉａｃｍｐ＝ＩＡsinωt＋Ｉｒｐｌ・・・（１１）

ここで、リップル電流値Ｉｒｐｌは、前回の交流電流から算出されるものであり、式（１２）のように表される。
Ｉｒｐｌ≒（Ｉａ＿ｐｋ−Ｉａ＿ｂｔｍ）／２・・・（１２）

ここで、Ｉａ＿ｐｋは、交流電流が比較電流Ｉａｃｍｐと一致したときの電流値、Ｉａ＿ｂｔｍは、交流電流がＩａ＿ｐｋから一定時間経過したとき（例えば、１０μ秒）の電流値である。
Ｉａ＿ｐｋ−Ｉａ＿ｂｔｍは、式（１３）、（１４）から算出される。Ｉａ＿ｐｋ−Ｉａ＿ｂｔｍは、Ｖａ＞０のとき、インダクタＬｏに充電が行われるときの電流変化分であり、Ｖａ＜０のとき、インダクタＬｏから放電されるときの電流変化分である。リップル電流値Ｉｒｐｌの計算は、前回の交流電流のＩａ＿ｐｋからＩａ＿ｂｔｍの期間に行われる。

第２の実施例は、上記のような２つの電流を比較することによりＰＷＭ信号のデューティ比を決定する。つまり、出力部１３０を流れる交流電流がＩａ＿ｐｋに到達するまで、言い換えれば、Ｉａ＿ｂｔｍからＩａ＿ｐｋまでがオン期間であり、この期間は可変である。また、Ｉａ＿ｐｋからＩａ＿ｂｔｍまでがオフ期間であり、この期間は固定である。従って、第２の実施例では、第１の実施例のときと異なり、ＰＷＭ信号の周波数は一定ではなく、周波数が可変される。こうして生成されたＰＷＭ信号は、図３、図４に示すように第１の実施例のときと同様に、変換回路１２０のトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４をオン、オフさせる。

図８は、第２の実施例による電力変換装置の構成を示す図である。図中、図２の構成と同一構成については同一参照番号を付し、重複する説明を省略する。本実施例では、出力部１３０に電流センサ１６０が設けられる。電流センサ１６０は、出力部１３０に流れる電流を検出するものであり、例えば、ホールセンサなどが用いられる。図８Ａは、電流センサ１６０により検出される電圧波形の一例であり、出力部１３０を流れる電流に応じた電圧が検出される。電流センサ１６０による検出結果は、コントローラ１４０へ提供され、コントローラ１４０は、その検出結果を利用して比較電流値Ｉａｃｍｐを算出する。

図９は、コントローラ１４０に含まれるＰＷＭ信号生成回路の一例を示している。ＰＷＭ信号生成回路は、比較器２００、スイッチ２１０、Ｒ−Ｓラッチ回路２２０および遅延回路２３０を含む。比較器２００は、比較電流Ｉａｃｍｐに対応する比較電圧と、電流センサ１６０により検出された電圧とを比較し、その比較結果は、スイッチ２１０を介してラッチ回路２２０へ提供される。交流電圧Ｖａ＞０のとき、比較器２００の比較結果はそのままラッチ回路２２０へ提供され、Ｖａ＜０のとき、比較器２００の比較結果を反転した結果がラッチ回路２２０へ提供される。ラッチ回路２２０は、出力部１３０の交流電流がＩａ＿ｐｋに到達するまでの期間、出力ＱにＨレベルの信号を生成し、その後、遅延回路２３０により遅延された期間、Ｌレベルの信号を生成する。図１０に、ラッチ回路２２０の出力Ｑの波形と、比較器２００の比較結果との関係を示す。出力部１３０を流れる交流電流がＩａ＿ｐｋに到達すると、ラッチ回路２２０がリセットされ、出力ＱがＬレベルに遷移し、リセットから一定期間経過したときラッチ回路２２０がセットされ、出力ＱがＨレベルに遷移する。

図１１は、第２の実施例により生成される交流電流ＩＡsinωtと比較電流Ｉａｃｍｐとを示している。同図に示すように、リップル電流値Ｉｒｐｌは、Ｉａ＿ｐｋとＩａ＿ｂｔｍとの１／２であり、その平均した電流としてＩＡsinωtを得ることができる。

次に、第２の実施例の変形例を図１２に示す。図８と同一構成については同一参照番号を付し、重複説明を省略する。図１２に示すように、本例の電力変換回路１００Ｂでは、電流センサ１６０Ａは、出力部１３０に設けられるのではなく、直流源１１０と変換回路１２０との間の負側の電源ラインに設けられる。図１２Ａは、電流センサ１６０Ａにより検出される電圧波形を示し、電圧波形は、正の半波が連続するものとなる。

図１３は、コントローラ１４０に含まれるＰＷＭ信号生成回路であり、図９と同一構成については同一番号を付してある。本例では、比較器２００の出力は、スイッチ回路２１０を介することなく直接ラッチ回路２２０へ供給される。つまり、図９のときのように、比較器２００の出力をＶａ＜０のときに反転する必要がないためである。図１４に、ラッチ回路２２０の出力Ｑの波形と、比較器２００の比較結果との関係を示す。本例では、図１０の場合と異なり、Ｔ_ＯＦＦ期間（ｄｔ２）が０Ｖとなる。

図１５は、本例により生成される交流電流ＩＡsinωtと比較電流Ｉａｃｍｐとを示している。同図に示すように、図１１の負の部分が正に反転し、かつｄｔ２の部分が０Ｖに固定された波形となる。すなわち、ＩＡsinωtは、｜ＩＡsinωt｜（絶対値）となり、０Ｖに接する点を境界に左右が線対称の波形となる。

以上、本発明の好ましい実施例について詳述したが、本発明は、特定の実施形態に限定されるものではなく、請求項の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

１００：電力変換装置 １１０：直流源
１２０：変換回路 １３０：出力部
１４０：コントローラ １５０：レベルシフト回路
１６０：電流センサ

Claims (6)

1. 直流電圧を供給する直流源と、
   前記直流源に接続され、直流電圧を交流電圧に変換する変換手段と、
   前記変換手段に接続され、交流電力を出力する出力手段と、
   ＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号により前記変換手段を制御する制御手段とを含み、
   前記変換手段は、前記直流源の第１の電源ラインと第２の電源ラインとの間に直列に接続された第１および第２のトランジスタと、第１の電源ラインと第２の電源ラインとの間に接続された第３および第４のトランジスタとを含み、
   前記制御手段は、前記出力手段から出力される交流電圧が正であるとき、ＰＷＭ信号のオン期間に第１および第４のトランジスタをオンさせ、かつ第２および第３のトランジスタをオフさせ、ＰＷＭ信号のオフ期間に第２のトランジスタおよび第４のトランジスタをオンさせ、第１および第３のトランジスタをオフさせ、
   前記出力手段から出力される交流電圧が負であるとき、ＰＷＭ信号のオン期間に第２および第３のトランジスタをオンさせ、かつ第１および第４のトランジスタをオフさせ、ＰＷＭ信号のオフ期間に第２のトランジスタおよび第４のトランジスタをオンさせ、第１および第３のトランジスタをオフさせ、
   前記出力手段はインダクタを含み、ＰＷＭ信号がオンの期間、インダクタに電力が充電され、ＰＷＭ信号がオフの期間、インダクタに充電された電力が放電される、電力変換装置。
2. 前記変換手段を構成するトランジスタは、ＳｉＣまたはＧａＮから構成されたトランジスタである、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御手段は、次式に従いＰＷＭ信号を生成する、請求項１または２に記載の電力変換装置。
   

   

   ここで、ｄｔ_１は、インダクタへの充電時間、Ｌｏは、インダクタンス、Ｖａは交流電圧、ＩＡsinωtは今回の出力されるべき交流電流、Ｉａは前回の交流電流、Ｖｉは直流源からの電流である。
4. 前記出力手段は、交流電流を検出する電流センサを含み、前記制御手段は、前記電流センサの検出結果と基準電流とを比較することによりＰＷＭ信号のデューティ比を決定する、請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記直流源は、太陽光発電装置によって発電された直流源を含む、請求項１ないし４いずれか１つに記載の電力変換装置。
6. 電力変換装置はさらに、前記直流源から供給された電圧を変換するレベルシフト回路を含む、請求項１ないし５いずれか１つに記載の電力変換装置。
   

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