JP2016111563A - Temperature voltage sensor - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a temperature voltage sensor that enables highly accurate measurement of temperature and also enables measurement of successively changing power source voltage.SOLUTION: A temperature voltage sensor comprises: ring oscillators 2a, 2b different in temperature characteristic of oscillatory frequency; a reference frequency supply part 1 that supplies a reference clock signal f0; a frequency counter 32 that generates frequency count data corresponding to oscillatory frequency; a coefficient storage part 34 storing the coefficients of two-dimensional high-order polynominal approximations (f1(T, V), f2(T, V)) of two (T, V)s calculated from data obtained by measuring the respective oscillatory frequencies (f1, f2) of ring oscillators 2a, 2b for frequency count data (F1, F2) by changing temperature T and power source voltage V; and a temperature voltage conversion part 33 that obtains through operation at least one of temperature T and power source voltage V from the secondary coalition equation form of the two ring oscillators 2a, 2b having temperature T and power source voltage V as unknown numbers. Newton Raphson method is used for the solution of the secondary coalition equation form.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、リングオシレータで構成された温度電圧センサに係り、とくに、例えば、デジタル温度補償発振器などの発振器に用いられる温度電圧センサに関するものである。   The present invention relates to a temperature voltage sensor composed of a ring oscillator, and more particularly to a temperature voltage sensor used for an oscillator such as a digital temperature compensated oscillator.

近年、高機能携帯端末、例えば、スマートフォンなどのモバイル環境が、フェムトセル、ピコセル、マイクロセルというスモールセルになるのに応じて、それらの基地局側クロックの周波数安定度に対する要求が厳しくなっている。フェムトセルは、５０ｐｐｂ安定度のクロックが必要とされ、この周波数安定度を満足するには０．０５℃を検知できる温度センサを搭載した温度補償発振器が必要になる。
特許文献１は、温度で変化する電流源で駆動されるリングオシレータと温度に対して安定な電流源で駆動されるリングオシレータを用い、温度に対して安定なリングオシレータをカウントクロックとして、他の温度変化するリングオシレータのクロックのパルス幅をカウントする方法で温度を一次近似している。 In recent years, as mobile environments such as high-performance portable terminals such as smartphones become small cells such as femtocells, picocells, and microcells, requirements for frequency stability of base station side clocks have become strict. . The femtocell requires a 50 ppb stability clock, and a temperature compensated oscillator equipped with a temperature sensor capable of detecting 0.05 ° C. is required to satisfy this frequency stability.
Patent Document 1 uses a ring oscillator that is driven by a current source that varies with temperature and a ring oscillator that is driven by a current source that is stable with respect to temperature, and uses a ring oscillator that is stable with respect to temperature as a count clock. The temperature is first-order approximated by counting the pulse width of the clock of the ring oscillator that changes in temperature.

出願人は、先に温度補償型発振器として「ディジタル温度補償発振器」（特願２０１４−０２６２１９）を出願した。これは、１つのリングオシレータを温度センサ（感温発振器）として用い、その周波数カウント用基準クロックとして電圧制御型発振器のクロックを用いる。そして、温度補償発振器の温度補償回路をデジタル回路で構成し、温度補償デジタルデータをＤ／Ａ変換し、電圧制御型発振器に電圧を印加する回路部をΔΣモジュレータとパッシブＬＰＦ（ローパスフィルタ）で構成する。さらに、温度補償回路の入力のデジタル温度データをリングオシレータからなる温度センサ（感温発振器）とそれに続く温度変換回路から得ている。このような構成により、この温度補償発振器は、高分解能で経年劣化や温度ドリフトによる出力周波数の変動が長期間に亘って生じないデジタル温度補償発振器が得られる。   The applicant previously filed a “digital temperature compensated oscillator” (Japanese Patent Application No. 2014-026219) as a temperature compensated oscillator. This uses one ring oscillator as a temperature sensor (temperature-sensitive oscillator), and uses a clock of a voltage-controlled oscillator as a reference clock for frequency counting. The temperature compensation circuit of the temperature compensated oscillator is composed of a digital circuit, the circuit unit for converting the temperature compensated digital data to D / A and applying a voltage to the voltage controlled oscillator is composed of a ΔΣ modulator and a passive LPF (low pass filter). To do. Furthermore, digital temperature data input to the temperature compensation circuit is obtained from a temperature sensor (temperature-sensitive oscillator) composed of a ring oscillator and a subsequent temperature conversion circuit. With such a configuration, this temperature compensated oscillator can obtain a digital temperature compensated oscillator that has high resolution and that does not cause fluctuations in output frequency due to aging or temperature drift over a long period of time.

特開２００７−１８７６５９号公報JP 2007-187659 A

特許文献１で用いられるリングオシレータは、その出力周波数が電圧依存性を有し、したがって、電源電圧が変動した場合には正確な温度を測定できない。
また、出願人が先に提案したディジタル温度補償発振器は、Ｄ／Ａ変換器の経年劣化及び温度ドリフトによる周波数変動を改善することができる。また、温度センサにリングオシレータを使うことによって水晶振動子以外は、半導体ＩＣチップ内の回路で実現できるようになった。しかし、この発振器に用いられる温度センサも発振周波数に電圧依存性があり、精度の高い温度計測は困難が伴うものであった。
本発明は、このような事情によりなされたもので、精度の高い温度測定が可能であり、また、温度測定と同時に逐次変動する電源電圧の測定も行うことができる温度電圧センサを提供する。 The ring oscillator used in Patent Document 1 has a voltage dependency on the output frequency, and therefore cannot accurately measure the temperature when the power supply voltage fluctuates.
Further, the digital temperature compensated oscillator previously proposed by the applicant can improve the frequency fluctuation due to the aging of the D / A converter and the temperature drift. In addition, by using a ring oscillator for the temperature sensor, it can be realized by a circuit in a semiconductor IC chip other than a crystal resonator. However, the temperature sensor used in this oscillator also has voltage dependency on the oscillation frequency, and it is difficult to measure temperature with high accuracy.
The present invention has been made under such circumstances, and provides a temperature-voltage sensor that can measure temperature with high accuracy and can also measure a power supply voltage that varies sequentially at the same time as temperature measurement.

本発明の温度電圧センサの一態様は、発振周波数の温度特性が異なる第１のリングオシレータ及び第２のリングオシレータと、前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータのそれぞれの発振周波数を計測するためのカウント時間を設定する基準クロック信号を供給する基準周波数供給部と、前記カウント時間で前記それぞれの発振周波数の計測により得られる周波数のカウントデータに対して温度及び電源電圧の２元の２次以上の多項式近似式を設定した上で、予め前記温度及び前記電源電圧を変えて測定した前記周波数のカウントデータを基に算出した前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータの前記多項式近似式における第１の係数セット及び第２の係数セットを記憶する係数記憶部と、同一の温度及び電源電圧の環境にて動作する前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータの発振周波数を、前記カウント時間で計測することにより、そのときの発振周波数に対応する第１の周波数カウントデータ及び第２の周波数カウントデータを生成する周波数カウンタと、前記第１の周波数カウントデータと前記第１の係数セットを前記多項式近似式に適用した第１の方程式と、前記第２の周波数カウントデータと前記第２の係数セットを前記多項式近似式に適用した第２の方程式による連立２元方程式から、前記第１及び第２の周波数カウントデータを生成した時の温度及び電源電圧の少なくとも一方を演算により求める温度電圧変換部とを有することを特徴としている。   According to one aspect of the temperature voltage sensor of the present invention, the first ring oscillator and the second ring oscillator having different temperature characteristics of the oscillation frequency, and the oscillation frequencies of the first ring oscillator and the second ring oscillator are calculated. A reference frequency supply unit for supplying a reference clock signal for setting a count time for measurement, and two counts of temperature and power supply voltage with respect to frequency count data obtained by measuring each oscillation frequency in the count time The first and second ring oscillators calculated based on the frequency count data measured in advance by changing the temperature and the power supply voltage after setting a polynomial approximation expression of second order or higher. The coefficient storage unit that stores the first coefficient set and the second coefficient set in the polynomial approximation formula, and the same temperature First frequency count data corresponding to the oscillation frequency at that time by measuring the oscillation frequency of the first ring oscillator and the second ring oscillator operating in the environment of the power supply voltage with the count time A frequency counter that generates second frequency count data; a first equation that applies the first frequency count data and the first coefficient set to the polynomial approximation; and the second frequency count data. By calculating at least one of the temperature and the power supply voltage when the first and second frequency count data are generated from the simultaneous binary equation by the second equation in which the second coefficient set is applied to the polynomial approximation formula And a temperature-voltage conversion unit to be obtained.

前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータは、バイポーラトランジスタ又はＢｉＣＭＯＳ素子で形成されるようにしても良い。前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータの電源は、一方が電圧駆動であり、他方が電流駆動であるようにしても良い。前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータは、一方の周波数の温度係数が正特性であり、他方の周波数の温度係数が負特性であるようにしても良い。前記多項式近似式は、温度に関する４次以上、電圧に関する２次以上、温度・電圧に関する１次以上の項の線形結合から成る近似式であるようにしても良い。前記連立２元方程式は、ニュートン−ラフソン法（ニュートン法ともいう）を用いるようにしても良い。初期値設定時に前記各リングオシレータの発振周波数を温度、電圧を変えて測定したデータを採取する際の温度モニタを設け、当該温度モニタは、ベース−エミッタを有するトランジスタとその電圧を測定できる外部出力端子を備えているようにしても良い。   The first ring oscillator and the second ring oscillator may be formed of bipolar transistors or BiCMOS elements. One of the power supplies of the first ring oscillator and the second ring oscillator may be voltage driven and the other may be current driven. The first ring oscillator and the second ring oscillator may have a temperature coefficient of one frequency having a positive characteristic and a temperature coefficient of the other frequency having a negative characteristic. The polynomial approximate expression may be an approximate expression including a linear combination of a fourth or higher order related to temperature, a second or higher order related to voltage, and a first or higher order related to temperature / voltage. The simultaneous binary equations may use Newton-Raphson method (also called Newton method). A temperature monitor for collecting data measured by changing the temperature and voltage of the oscillation frequency of each ring oscillator at the time of initial value setting is provided. The temperature monitor is an external output capable of measuring a transistor having a base-emitter and its voltage. A terminal may be provided.

本発明の温度電圧センサは、精度の高い温度測定が可能であり、また、温度測定と同時に逐次変動する電源電圧の測定も行うことができる。   The temperature voltage sensor of the present invention can measure a temperature with high accuracy, and can also measure a power supply voltage that fluctuates sequentially at the same time as the temperature measurement.

実施例１に係る温度電圧センサを示すブロック図。1 is a block diagram showing a temperature voltage sensor according to Embodiment 1. FIG. 図１に示す温度電圧センサを温度補償発振器に組み込んだ温度補償発振器のブロック図。FIG. 2 is a block diagram of a temperature compensated oscillator in which the temperature voltage sensor shown in FIG. 1 is incorporated in a temperature compensated oscillator. 図１の温度電圧センサに用いるリングオシレータの温度、電圧の周波数特性を説明する特性図。The characteristic view explaining the frequency characteristic of the temperature of a ring oscillator used for the temperature voltage sensor of FIG. 1, and a voltage. 図３に示すリングオシレータの出力と基準クロックとの関係を説明する波形図。FIG. 4 is a waveform diagram illustrating the relationship between the output of the ring oscillator shown in FIG. 3 and a reference clock. 図３に示すリングオシレータを説明するブロック図。The block diagram explaining the ring oscillator shown in FIG. 図１に示すリングオシレータの回路構成を説明する回路図。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a circuit configuration of the ring oscillator shown in FIG. 1. 各実施例において用いられるリングオシレータの例を説明する回路図。The circuit diagram explaining the example of the ring oscillator used in each Example. 図１に示すリングオシレータの発振周波数を表す多項式近似式（式１）を示す図。The figure which shows the polynomial approximation formula (Formula 1) showing the oscillation frequency of the ring oscillator shown in FIG. 図１に示すリングオシレータの発振周波数の温度、電圧の変化分ΔＴ、ΔＶを示す行列式（式１２）、（式１３）を示す図。The figure which shows the determinants (Formula 12) and (Formula 13) which show the variation | change_quantity (DELTA) T and (DELTA) V of the oscillation frequency of the ring oscillator shown in FIG. 周波数カウント値（Ｆ１、Ｆ２）から温度（Ｔ）、電圧（Ｖ）を計算するフロー図。The flowchart which calculates temperature (T) and voltage (V) from frequency count value (F1, F2). 実施例２に係る温度電圧センサの回路ブロック図。FIG. 6 is a circuit block diagram of a temperature voltage sensor according to a second embodiment. 実施例３に係る温度電圧センサ及びリングオシレータの回路ブロック図。FIG. 6 is a circuit block diagram of a temperature voltage sensor and a ring oscillator according to a third embodiment. 実施例４に係る温度電圧センサの回路ブロック図。FIG. 6 is a circuit block diagram of a temperature / voltage sensor according to a fourth embodiment. 図１３に示すメモリの半導体ＩＣにおける領域を説明するブロック図。FIG. 14 is a block diagram illustrating regions in a semiconductor IC of the memory illustrated in FIG. 13. 実施例５に係る温度電圧センサの回路ブロック図。FIG. 10 is a circuit block diagram of a temperature / voltage sensor according to a fifth embodiment. 実施例６に係る温度電圧センサの回路ブロック図。FIG. 10 is a circuit block diagram of a temperature voltage sensor according to a sixth embodiment. 実施例７に係る温度電圧センサの回路ブロック図。FIG. 10 is a circuit block diagram of a temperature voltage sensor according to a seventh embodiment. 実施例８に係る温度電圧センサの回路ブロック図。FIG. 10 is a circuit block diagram of a temperature voltage sensor according to an eighth embodiment.

以下、実施例を参照して発明の実施の形態を説明する。 Hereinafter, embodiments of the invention will be described with reference to examples.

図１乃至図６、図８及び図９を参照して実施例１を説明する。
この実施例において、温度電圧センサは、図２に示す温度補償発振器に用いた例を説明する。この温度補償発振器は、水晶発振器（水晶振動子）を外付けし、発振回路を内蔵した半導体ＩＣ（チップ）から構成される。ここで、温度電圧センサは、半導体ＩＣに形成される。 The first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 6, 8, and 9.
In this embodiment, an example in which the temperature voltage sensor is used in the temperature compensated oscillator shown in FIG. 2 will be described. This temperature-compensated oscillator is composed of a semiconductor IC (chip) with an externally attached crystal oscillator (crystal oscillator) and a built-in oscillation circuit. Here, the temperature voltage sensor is formed in a semiconductor IC.

図１に示すように、この実施例では、半導体ＩＣに形成した、温度に敏感で温度特性の異なる２つのリングオシレータ２ａ、２ｂの発振周波数（ｆ１、ｆ２）を、同一の温度（Ｔ）、電圧（Ｖ）環境で、温度安定性の良い基準周波数ｆ０（基準クロック信号）で計測し、予め各リングオシレータ２ａ、２ｂの発振周波数（ｆ１、ｆ２）を温度Ｔ、電圧Ｖを変えて測定したデータから計算で求めた２つのＴ、Ｖの２元の高次多項式近似式（ｆ１（Ｔ、Ｖ）、ｆ２（Ｔ、Ｖ））の係数を使って、Ｔ、Ｖを未知数とする２つのリングオシレータ２ａ、２ｂの２元連立方程式からＴ、Ｖを半導体ＩＣ（チップ）に形成された演算回路で解くことを特徴としている。   As shown in FIG. 1, in this embodiment, the oscillation frequencies (f1, f2) of two ring oscillators 2a, 2b which are formed in a semiconductor IC and have different temperature characteristics are set to the same temperature (T), Measurement was performed at a reference frequency f0 (reference clock signal) with good temperature stability in a voltage (V) environment, and the oscillation frequencies (f1, f2) of the ring oscillators 2a and 2b were measured in advance by changing the temperature T and voltage V. Using the coefficients of the two higher-order polynomial approximations (f1 (T, V), f2 (T, V)) of two T and V obtained by calculation from the data, T and V are solved by an arithmetic circuit formed in a semiconductor IC (chip) from the binary simultaneous equations of the ring oscillators 2a and 2b.

この実施例の温度電圧センサは、発振周波数の温度特性、電圧特性が異なる第１のリングオシレータ２ａ及び第２のリングオシレータ２ｂと、前記第１のリングオシレータ２ａ及び前記第２のリングオシレータ２ｂのそれぞれの発振周波数ｆ１、ｆ２を計測するためのカウント時間（Ｔosc）を設定する基準クロック信号ｆ０を供給する基準周波数供給部（基準クロック源）１と、前記カウント時間Ｔoscで前記それぞれの発振周波数ｆ１、ｆ２の計測により得られる周波数のカウントデータに対して温度Ｔ及び電源電圧Ｖの２元の２次以上の多項式近似式を設定した上で、予め前記温度Ｔ及び前記電源電圧Ｖを変えて測定した前記周波数のカウントデータを基に算出した前記第１のリングオシレータ２ａ及び前記第２のリングオシレータ２ｂの前記多項式近似式における第１の係数セット及び第２の係数セットを記憶する係数記憶部（ＲＯＭ）３４と、同一の温度及び電源電圧の環境において動作する前記第１のリングオシレータ２ａ及び前記第２のリングオシレータ２ｂの発振周波数ｆ１、ｆ２を、前記カウント時間Ｔoscで計測することにより、そのときの発振周波数に対応する第１の周波数カウントデータＦ１及び第２の周波数カウントデータＦ２を生成する周波数カウンタ（Counter）３２と、前記第１の周波数カウントデータＦ１と前記第１の係数セットを前記多項式近似式に適用した第１の方程式と、前記第２の周波数カウントデータＦ２と前記第２の係数セットを前記多項式近似式に適用した第２の方程式による連立２元方程式から、前記第１及び第２の周波数カウントデータを生成した時の温度及び電源電圧の少なくとも一方を演算により求める温度電圧変換部（Digital Processing）３３とを有する。
基準クロックｆ０を供給する基準周波数供給部（基準クロック源）１は、この温度電圧センサが、例えば、温度補償発振器に組み込まれる場合、水晶発振器（Ｘ’tal Oscillator）の発振周波数を分周して、基準クロックｆ０を生成する。 The temperature voltage sensor of this embodiment includes a first ring oscillator 2a and a second ring oscillator 2b having different temperature characteristics and voltage characteristics of oscillation frequency, and the first ring oscillator 2a and the second ring oscillator 2b. A reference frequency supply unit (reference clock source) 1 for supplying a reference clock signal f0 for setting a count time (Tosc) for measuring the respective oscillation frequencies f1 and f2, and the respective oscillation frequencies f1 at the count time Tosc. , After setting a binary quadratic or higher order polynomial approximation expression of the temperature T and the power supply voltage V for the frequency count data obtained by the measurement of f2, the temperature T and the power supply voltage V are changed in advance. Of the first ring oscillator 2a and the second ring oscillator 2b calculated based on the count data of the frequency A coefficient storage unit (ROM) 34 for storing the first coefficient set and the second coefficient set in the polynomial approximation formula, the first ring oscillator 2a operating in the environment of the same temperature and power supply voltage, and the second The frequency counter for generating the first frequency count data F1 and the second frequency count data F2 corresponding to the oscillation frequency at that time by measuring the oscillation frequencies f1, f2 of the ring oscillator 2b at the count time Tosc (Counter) 32, a first equation in which the first frequency count data F1 and the first coefficient set are applied to the polynomial approximation, and the second frequency count data F2 and the second coefficient set. From the simultaneous binary equation by the second equation applied to the polynomial approximation equation, the first and second frequency count data Temperature voltage conversion unit for obtaining by calculation at least one of temperature and supply voltage when generating the and a (Digital Processing) 33.
The reference frequency supply unit (reference clock source) 1 that supplies the reference clock f0 divides the oscillation frequency of the crystal oscillator (X'tal Oscillator) when this temperature voltage sensor is incorporated in, for example, a temperature compensated oscillator. The reference clock f0 is generated.

図３において、図３（ａ）は、この実施例における第１及び第２のリングオシレータ２ａ、２ｂの発振周波数ｆ１、ｆ２の温度特性及び電圧特性を示すものであり、図３（ｂ）は、温度及び電圧特性の他の例である。図３（ｃ）は、発振周波数ｆ１、ｆ２の温度特性の他の例であり、発振周波数ｆ１が正特性、他方のｆ２が負特性を有している。
図４は、第１及び第２のリングオシレータの出力ｆ１、ｆ２と基準クロックｆ０が記載されており、基準クロックｆ０で設定されるカウント時間Ｔoscでそれぞれの周波数をカウントして周波数カウントデータＦ１、Ｆ２を得る。周波数を計測するには波形の立ち上がり（rise）エッジをカウントする。 3, FIG. 3 (a) shows the temperature characteristics and voltage characteristics of the oscillation frequencies f1, f2 of the first and second ring oscillators 2a, 2b in this embodiment, and FIG. 3 is another example of temperature and voltage characteristics. FIG. 3C shows another example of the temperature characteristics of the oscillation frequencies f1 and f2. The oscillation frequency f1 has a positive characteristic and the other f2 has a negative characteristic.
FIG. 4 shows the outputs f1 and f2 of the first and second ring oscillators and the reference clock f0. Each frequency is counted by a count time Tosc set by the reference clock f0, and frequency count data F1, Get F2. To measure the frequency, the rising edge of the waveform is counted.

図５及び図６は、温度電圧センサを構成するリングオシレータ２を表している。図５において、リングオシレータは、外部から電源２ｃが供給される２つのリングオシレータ２ａ、２ｂから構成されている。これらは、それぞれＲＯ１、ＲＯ２と表記する。２つのリングオシレータは、それぞれリング状に接続された複数（Ｎ個）のインバータ（図６）から構成されている。第１のリングオシレータ（ＲＯ１）２ａは、入力が電流源に接続されて電流駆動し、発振周波数ｆ１を出力する（図５参照）。発振周波数ｆ１は、温度Ｔ、電圧Ｖの関数であり、ｆ１（Ｔ，Ｖ）で表記される。第２のリングオシレータ（ＲＯ２）２ｂは、入力が電源２ｃに接続されて電圧駆動し、発振周波数ｆ２を出力する（図５参照）。発振周波数ｆ２は、温度Ｔ、電圧Ｖの関数であり、ｆ２（Ｔ，Ｖ）で表記される。リングオシレータの発振周波数（ｆ）は、インバータの数（Ｎ）と遅延時間（ｔｄ）で決まり、遅延時間（ｔｄ）は、温度（Ｔ）に依存する。即ち、発振周波数ｆは、１／（２Ｎ・ｔｄ（Ｔ））で表される。   5 and 6 show the ring oscillator 2 constituting the temperature voltage sensor. In FIG. 5, the ring oscillator is composed of two ring oscillators 2a and 2b supplied with power 2c from the outside. These are denoted as RO1 and RO2, respectively. Each of the two ring oscillators includes a plurality (N) of inverters (FIG. 6) connected in a ring shape. The first ring oscillator (RO1) 2a is connected to a current source for current drive and outputs an oscillation frequency f1 (see FIG. 5). The oscillation frequency f1 is a function of the temperature T and the voltage V and is expressed as f1 (T, V). The second ring oscillator (RO2) 2b is connected to the power supply 2c for voltage driving and outputs an oscillation frequency f2 (see FIG. 5). The oscillation frequency f2 is a function of the temperature T and the voltage V, and is expressed by f2 (T, V). The oscillation frequency (f) of the ring oscillator is determined by the number of inverters (N) and the delay time (td), and the delay time (td) depends on the temperature (T). That is, the oscillation frequency f is represented by 1 / (2N · td (T)).

以下、この実施例の２つのリングオシレータによる温度電圧センサを用いた温度検出方法を説明する。
半導体ＩＣに形成されるリングオシレータの発振周波数は、温度依存性を有する以外に電圧依存性を有している。フェムトセルの要求するクロック精度（５０ｐｐｂ程度）温度補償発振器の温度補償回路で実現する場合に必要な温度センサに要求される温度精度は、温度補償発振器に使われる温度センサの特性から計算して約０．０５℃が必要とされる。このリングオシレータの電源電圧をレギュレータによって安定化することも考えられるが、−５０〜１２５℃などの広範囲でその電源電圧を温度精度０．０５℃に相当する電圧変動以内（１ｍＶより遥かに下である）に安定化することは容易ではない。この実施例によって説明される発明は、このような課題を解決するものである。 Hereinafter, a temperature detection method using the temperature voltage sensor by the two ring oscillators of this embodiment will be described.
The oscillation frequency of the ring oscillator formed in the semiconductor IC has voltage dependence in addition to temperature dependence. Clock accuracy required by the femtocell (about 50 ppb) The temperature accuracy required for the temperature sensor required for the temperature compensation circuit of the temperature compensation oscillator is calculated from the characteristics of the temperature sensor used in the temperature compensation oscillator. 0.05 ° C is required. Although it is conceivable to stabilize the power supply voltage of this ring oscillator with a regulator, the power supply voltage within a wide range of −50 to 125 ° C. is within a voltage fluctuation corresponding to a temperature accuracy of 0.05 ° C. (much below 1 mV). It is not easy to stabilize. The invention described by this embodiment solves such a problem.

１つのリングオシレータの発振周波数ｆは、温度（Ｔ）、電圧（Ｖ）単独、Ｔ・Ｖ項の多項式近似式ｆ（Ｔ，Ｖ）（式１）で表すことができる。式１は、図８に記載する。この近似式において、ｍ、ｎ、ｐ、ｑ、Ｍ、Ｎ、Ｐ、Ｑはすべて自然数であり、ａ_m、ｂ_n、ｃ_pq、ｃ₀は係数である。ここで第１のリングオシレータは、ＲＯ１、第２のリングオシレータは、ＲＯ２と表記する。この実施例では、近似式をＴに関する４次、Ｖに関する２次、Ｔ・Ｖに関する１次の項の線形結合からなるものとする。 The oscillation frequency f of one ring oscillator can be expressed by a polynomial approximation formula f (T, V) (Equation 1) of temperature (T), voltage (V) alone, and T · V terms. Equation 1 is set forth in FIG. In this approximate expression, m, n, p, q, M, N, P, and Q are all natural numbers, and a _m , b _n , c _pq , and c ₀ are coefficients. Here, the first ring oscillator is expressed as RO1, and the second ring oscillator is expressed as RO2. In this embodiment, it is assumed that the approximate expression is composed of a linear combination of a fourth order concerning T, a second order concerning V, and a first order term concerning T · V.

２つのリングオシレータの発振周波数ｆ１、ｆ２を図１に示すカウンタ３２で測定した値をＦ１（Ｔ，Ｖ）、Ｆ２（Ｔ，Ｖ）とする。
ＲＯ１の周波数カウント値Ｆ１は、
Ｆ１（Ｔ，Ｖ）＝ａ₄₁Ｔ⁴＋ａ₃₁Ｔ³＋ａ₂₁Ｔ²＋ａ₁₁Ｔ＋ｂ₂₁Ｖ²＋ｂ₁₁Ｖ＋ｃ₁₁ＴＶ＋ｃ₀₁ （式２）
ａ41、ａ31、ａ21、ａ11、ｂ21、ｂ11、ｃ11、ｃ01は、各項の係数である。
Ｆ２（Ｔ，Ｖ）＝ａ₄₂Ｔ⁴＋ａ₃₂Ｔ³＋ａ₂₂Ｔ²＋ａ₁₂Ｔ＋ｂ₂₂Ｖ²＋ｂ₁₂Ｖ＋ｃ₁₂ＴＶ＋ｃ₀₂ （式３）
ａ42、ａ32、ａ22、ａ12、ｂ22、ｂ12、ｃ12、ｃ02は、各項の係数である。 The values obtained by measuring the oscillation frequencies f1 and f2 of the two ring oscillators with the counter 32 shown in FIG. 1 are F1 (T, V) and F2 (T, V).
The frequency count value F1 of RO1 is
F1 (T, V) = a ₄₁ T ⁴ + a ₃₁ T ³ + a ₂₁ T ² + a ₁₁ T + b ₂₁ V ² + b ₁₁ V + c ₁₁ TV + c ₀₁ (Formula 2)
a41, a31, a21, a11, b21, b11, c11, c01 are coefficients of each term.
F2 (T, V) = a 42 T 4 + a 32 T 3 + a 22 T 2 + a 12 T + b 22 V 2 + b 12 V + c 12 TV + c 02 ( Equation 3)
a42, a32, a22, a12, b22, b12, c12, c02 are coefficients of each term.

次に、ＲＯ１、ＲＯ２を恒温槽などの同一の温度環境で温度を可変しつつ、電源電圧も変えながら、ＲＯ１、ＲＯ２の周波数カウント値Ｆ１、Ｆ２データをそれぞれ採取する。測定ポイント数は、最小二乗法によって、未知数である係数を計算できる最小数以上のポイント数を設定する。そして、ＲＯ１の測定から得られたデータを［Ｆ１（Ｔｉ，Ｖｊ），Ｔｉ，Ｖｊ］（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）とし、ＲＯ２の測定から得られたデータを［Ｆ２（Ｔｉ，Ｖｊ），Ｔｉ，Ｖｊ］（ｉ＝１〜ｍ、ｊ＝１〜ｎ）とする。但し、ｉ、ｊ、ｍ、ｎは全て自然数である。ここで使用するｍ、ｎは図８に記載した式１のｍ、ｎとは無関係である。   Next, the frequency count values F1 and F2 data of the RO1 and RO2 are respectively collected while changing the power supply voltage while changing the temperature of the RO1 and RO2 in the same temperature environment such as a thermostat. The number of measurement points is set to a point number equal to or greater than the minimum number at which a coefficient that is an unknown number can be calculated by the least square method. Then, the data obtained from the measurement of RO1 is [F1 (Ti, Vj), Ti, Vj] (i = 1 to m, j = 1 to n), and the data obtained from the measurement of RO2 is [F2 ( Ti, Vj), Ti, Vj] (i = 1 to m, j = 1 to n). However, i, j, m, and n are all natural numbers. M and n used here are irrelevant to m and n in Equation 1 shown in FIG.

これら測定によって得られたＲＯ１に関するデータから、最小二乗法によって、ＲＯ１に関する未知数［ａ41、ａ31、ａ21、ａ11、ｂ21、ｂ11、ｃ11、ｃ01］を計算し、同様にして、測定によって得られたＲＯ２に関するデータから、最小二乗法によって、ＲＯ２に関する未知数［ａ42、ａ32、ａ22、ａ12、ｂ22、ｂ12、ｃ12、ｃ02］を計算する。なお、この最小二乗法による計算は、半導体ＩＣの出荷テスト時やユーザによる製品組み込み時に行うものであり、半導体ＩＣからデータを採取し、外部のパソコンなどの演算装置で計算することができる。
このような処理によって求められた係数は、温度電圧センサが形成された半導体ＩＣの係数メモリに書き込まれている。係数メモリは、図１のメモリ（ＲＯＭ）３４が相当する。係数メモリにはＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、フラッシュメモリなどの不揮発性メモリが適当である。 From the data relating to RO1 obtained by these measurements, unknowns [a41, a31, a21, a11, b21, b11, c11, c01] relating to RO1 are calculated by the method of least squares, and similarly RO2 obtained by the measurements. The unknowns [a42, a32, a22, a12, b22, b12, c12, c02] related to RO2 are calculated from the data related to (2) by the least square method. The calculation by the least square method is performed at the time of shipping test of the semiconductor IC or at the time of product incorporation by the user. Data can be collected from the semiconductor IC and can be calculated by an arithmetic device such as an external personal computer.
The coefficient obtained by such processing is written in the coefficient memory of the semiconductor IC in which the temperature voltage sensor is formed. The coefficient memory corresponds to the memory (ROM) 34 in FIG. As the coefficient memory, a nonvolatile memory such as an EPROM, an EEPROM, or a flash memory is appropriate.

次に、ＲＯ１及びＲＯ２は、それぞれの係数が、半導体ＩＣ内のメモリに書き込まれている状態で、同一の温度環境に置かれ、同一の電源電圧が印加されている。そして、ＲＯ１、ＲＯ２の周波数カウント値がＦ１（Ｔ，Ｖ）、Ｆ２（Ｔ，Ｖ）であり、この２値から未知数Ｔ、Ｖを計算する。即ち、ＲＯ１とＲＯ２のＦ１、Ｆ２に関する係数が既知であるので、次式（式４及び式５）の２元（Ｔ、Ｖ）の連立４次方程式を解くことによって、未知数Ｔ、Ｖが計算される。
Ｆ１＝ａ₄₁Ｔ⁴＋ａ₃₁Ｔ³＋ａ₂₁Ｔ²＋ａ₁₁Ｔ＋ｂ₂₁Ｖ²＋ｂ₁₁Ｖ＋ｃ₁₁ＴＶ＋ｃ₀₁ （式４）
Ｆ２＝ａ₄₂Ｔ⁴＋ａ₃₂Ｔ³＋ａ₂₂Ｔ²＋ａ₁₂Ｔ＋ｂ₂₂Ｖ²＋ｂ₁₂Ｖ＋ｃ₁₂ＴＶ＋ｃ₀₂ （式５）
しかしながら、２元（Ｔ，Ｖ）の４次連立方程式の解は、２次方程式のように定式化されていないために、ニュートン−ラフソン法を用いて、漸化式による繰り返し演算によって解を求める。 Next, RO1 and RO2 are placed in the same temperature environment with the respective coefficients written in the memory in the semiconductor IC, and the same power supply voltage is applied. The frequency count values of RO1 and RO2 are F1 (T, V) and F2 (T, V), and unknowns T and V are calculated from these two values. That is, since the coefficients relating to F1 and F2 of RO1 and RO2 are known, the unknowns T and V are calculated by solving the binary (T, V) simultaneous quaternary equations of the following equations (Equations 4 and 5). Is done.
F1 = a ₄₁ T ⁴ + a ₃₁ T ³ + a ₂₁ T ² + a ₁₁ T + b ₂₁ V ² + b ₁₁ V + c ₁₁ TV + c ₀₁ (Formula 4)
F2 = a ₄₂ T ⁴ + a ₃₂ T ³ + a ₂₂ T ² + a ₁₂ T + b ₂₂ V ² + b ₁₂ V + c ₁₂ TV + c ₀₂ (Formula 5)
However, since the solution of the binary (T, V) quaternary simultaneous equation is not formulated like the quadratic equation, the solution is obtained by iterative calculation using a recurrence formula using the Newton-Raphson method. .

まず、式４の右辺から左辺を引いた値をＹ１（Ｔ，Ｖ）とし、同様に、式５の右辺から左辺を引いた値をＹ２（Ｔ，Ｖ）とする。Ｙ１、Ｙ２は、式６及び式７のように表される。
Ｙ１＝ａ₄₁Ｔ⁴＋ａ₃₁Ｔ³＋ａ₂₁Ｔ²＋ａ₁₁Ｔ＋ｂ₂₁Ｖ²＋ｂ₁₁Ｖ＋ｃ₁₁ＴＶ＋ｃ₀₁−Ｆ１ （式６）
Ｙ２＝ａ₄₂Ｔ⁴＋ａ₃₂Ｔ³＋ａ₂₂Ｔ²＋ａ₁₂Ｔ＋ｂ₂₂Ｖ²＋ｂ₁₂Ｖ＋ｃ₁₂ＴＶ＋ｃ₀₂−Ｆ２ （式７） First, a value obtained by subtracting the left side from the right side of Equation 4 is Y1 (T, V), and similarly, a value obtained by subtracting the left side from the right side of Equation 5 is Y2 (T, V). Y1 and Y2 are expressed as in Expression 6 and Expression 7.
Y1 = a ₄₁ T ⁴ + a ₃₁ T ³ + a ₂₁ T ² + a ₁₁ T + b ₂₁ V ² + b ₁₁ V + c ₁₁ TV + c ₀₁ −F1 (Formula 6)
^{_{Y2 = a 42 T 4 + a}} 32 T 3 + a 22 T 2 + a 12 T + b 22 V 2 + b 12 V + c 12 TV + c 02 -F2 ( Equation 7)

また、式６及び式７において、その微分値は、式８乃至式１１のように表される。
∂Ｙ１／∂Ｔ＝４ａ₄₁Ｔ³＋３ａ₃₁Ｔ²＋２ａ₂₁Ｔ＋ａ₁₁＋ｃ₁₁Ｖ （式８）
∂Ｙ２／∂Ｔ＝４ａ₄₂Ｔ³＋３ａ₃₂Ｔ²＋２ａ₂₂Ｔ＋ａ₁₂＋ｃ₁₂Ｖ （式９）
∂Ｙ１／∂Ｖ＝２ｂ₂₁Ｖ＋ｂ₁₁＋ｃ₁₁Ｔ （式１０）
∂Ｙ２／∂Ｖ＝２ｂ₂₂Ｖ＋ｂ₁₂＋ｃ₁₂Ｔ （式１１）
これらの式から、Ｔ、Ｖの変化分ΔＴ、ΔＶは、図９に記載された式１２及び式１３で表される。 In Expression 6 and Expression 7, the differential values are expressed as Expression 8 to Expression 11.
∂Y1 / ∂T = 4a ₄₁ T ³ + 3a ₃₁ T ² + 2a ₂₁ T + a ₁₁ + c ₁₁ V (Formula 8)
∂Y2 / ∂T = 4a ₄₂ T ³ + 3a ₃₂ T ² + 2a ₂₂ T + a ₁₂ + c ₁₂ V (Formula 9)
∂Y1 / ∂V = 2b ₂₁ V + b ₁₁ + c ₁₁ T (Formula 10)
∂Y2 / ∂V = 2b ₂₂ V + b ₁₂ + c ₁₂ T (Formula 11)
From these equations, the changes ΔT and ΔV of T and V are expressed by Equations 12 and 13 shown in FIG.

次に、式１２から、ΔＴ、ΔＶは、次式で表される。
ΔＴ＝−（Ｙ１＊∂Ｙ２／∂Ｖ−Ｙ２＊∂Ｙ１／∂Ｖ）／det
（式１４）
ΔＶ＝（Ｙ１＊∂Ｙ２／∂Ｔ−Ｙ２＊∂Ｙ１／∂Ｔ）／det
（式１５）
ここで示したΔＴ、ΔＶの計算式を用いてニュートン−ラフソン法による漸化式は、次式で表される。
Ｔn+1＝Ｔn＋ΔＴ （式１６）
Ｖn+1＝Ｖn＋ΔＶ （式１７）
計算の最初は、式１６、式１７のＴn、Ｖnのｎ＝０に相当するＴ0、Ｖ0を初期値として与える必要がある。このＴ0、Ｖ0には想定されるＴ、Ｖの変動範囲のほぼ中心値を与えることもできる。 Next, from Expression 12, ΔT and ΔV are expressed by the following expressions.
ΔT = − (Y1 * ∂Y2 / ∂V−Y2 * ∂Y1 / ∂V) / det
(Formula 14)
ΔV = (Y1 * ∂Y2 / ∂T−Y2 * ∂Y1 / ∂T) / det
(Formula 15)
The recurrence formula by the Newton-Raphson method using the calculation formulas of ΔT and ΔV shown here is expressed by the following formula.
Tn + 1 = Tn + ΔT (Formula 16)
Vn + 1 = Vn + ΔV (Formula 17)
At the beginning of the calculation, it is necessary to give T0 and V0 corresponding to Tn of Expression 16 and Expression 17 and n = 0 of Vn as initial values. As T0 and V0, it is also possible to give the approximate center value of the assumed fluctuation range of T and V.

ニュートン−ラフソン法では漸化式による計算を繰り返すので、所望の誤差以内の結果が得られた場合には、計算を中止し、その段階のＴn、Ｖnを計算結果として出力する。
具体的には、下記の式１８、式１９に表すように、ΔＴ、ΔＶが予め設定した誤差範囲Ｅt、Ｅv未満になったときに収束したと判断する。
ＡＢＳ（ΔＴ）＜Ｅt （式１８）
ＡＢＳ（ΔＶ）＜Ｅv （式１９）
なお、ＡＢＳ（Ｘ）は、Ｘの絶対値を表す。
また、下記の式２０に示すように、計算回数（Ｎctv）がリミット回数（Ｍtv）を超える場合には時間オーバーとして計算を中止し、その時点での最終結果を出力する。もしくは、問題のないディフォルト値を出力する事もあり得る。
Ｎctv＞Ｎtv （式２０） Since the Newton-Raphson method repeats the calculation based on the recurrence formula, if a result within a desired error is obtained, the calculation is stopped and Tn and Vn at that stage are output as the calculation results.
Specifically, as shown in the following equations 18 and 19, it is determined that the convergence has occurred when ΔT and ΔV are less than preset error ranges Et and Ev.
ABS (ΔT) <Et (Formula 18)
ABS (ΔV) <Ev (Equation 19)
ABS (X) represents the absolute value of X.
Further, as shown in the following equation 20, when the number of calculations (Nctv) exceeds the limit number (Mtv), the calculation is stopped as time is over, and the final result at that time is output. Or, it is possible to output a default value without any problem.
Nctv> Ntv (Formula 20)

また、式１４、式１５に記載された（１／det）の計算には割り算が必要であるが、この計算自体もニュートン−ラフソン法を用いることができる。
以上のニュートン−ラフソン法による計算は、半導体ＩＣ上に搭載されたデジタル演算回路と演算シーケンス（プログラム）によって実現可能である。このプログラムは半導体ＩＣに形成されたメモリに記憶される。 Further, division is necessary for the calculation of (1 / det) described in Expressions 14 and 15, but the calculation itself can also use the Newton-Raphson method.
The above calculation by the Newton-Raphson method can be realized by a digital arithmetic circuit and an arithmetic sequence (program) mounted on the semiconductor IC. This program is stored in a memory formed in the semiconductor IC.

次に、図１０を参照して、周波数カウント値（Ｆ１、Ｆ２）から温度（Ｔ）、電圧（Ｖ）を計算する方法を説明する。
事前に、ＲＯ１用係数（ａ41、ａ31、ａ21、ａ11、ｂ21、ｂ11、ｃ11、ｃ01、４ａ41、３ａ31、２ａ21、２ｂ21）、ＲＯ２用係数（ａ42、ａ32、ａ22、ａ12、ｂ22、ｂ12、ｃ12、ｃ02、４ａ42、３a32、２a22、２ｂ22）、det逆数計算用係数（２）、温度（Ｔ）用誤差リミット値（Ｅt）、電圧（Ｖ）用誤差リミット値（Ｅv）、det逆数用誤差リミット値（Ｅdet）、Ｔ及びＶ用計算回数リミット値（Ｍtv）、det逆数用計算回数リミット値（Ｍdet）が図１に示すメモリ（ＲＯＭ）（係数記憶部）３４に書き込まれている。
計算方法は、２つのフローに分かれており、左側のフロー（図１０（ａ））がメインフロー、右側のフロー（図１０（ｂ））がサブフローであり、Ｉdet（＝１／det）を計算するものである。 Next, a method for calculating the temperature (T) and the voltage (V) from the frequency count values (F1, F2) will be described with reference to FIG.
The coefficients for RO1 (a41, a31, a21, a11, b21, b11, c11, c01, 4a41, 3a31, 2a21, 2b21), the coefficients for RO2 (a42, a32, a22, a12, b22, b12, c12, c02, 4a42, 3a32, 2a22, 2b22), det reciprocal coefficient (2), temperature (T) error limit value (Et), voltage (V) error limit value (Ev), det reciprocal error limit value (Edet), T and V calculation count limit values (Mtv), and det reciprocal calculation count limit values (Mdet) are written in the memory (ROM) (coefficient storage section) 34 shown in FIG.
The calculation method is divided into two flows. The left flow (FIG. 10A) is the main flow, the right flow (FIG. 10B) is the sub flow, and Idet (= 1 / det) is calculated. To do.

まず、メインフローを説明する。
［計算開始］ 計算が開始されると、ＲＯ１及びＲＯ２の周波数カウントデータＦ１、Ｆ２を取得する。このカウントデータは、通常は、カウンタ（図１の３２）から取得したデータをレジスタなどに記憶しているので、レジスタから取得するとしても良い。
［初期値設定］ つぎに、ニュートン−ラフソン法で計算する場合の温度データＴ、電圧データＶの初期値として、Ｔ０、Ｖ０を与える。初期値は、予めメモリ（図１の３４）に記憶しておき、このメモリから読み出すこともできる。
［カウンタリセット］ 次に、ニュートン−ラフソン法の演算繰り返し回数のカウンタをリセットする（即ち、計算回数（Ｎctv）を０とする）。そして、既に与えた初期値Ｔ０、Ｖ０を式６、式７のＴ、Ｖに代入して、Ｙ１（Ｔ、Ｖ）、Ｙ２（Ｔ、Ｖ）を計算する。 First, the main flow will be described.
[Start Calculation] When the calculation is started, the frequency count data F1 and F2 of RO1 and RO2 are acquired. The count data is normally acquired from a register because data acquired from the counter (32 in FIG. 1) is stored in a register or the like.
[Initial Value Setting] Next, T0 and V0 are given as initial values of temperature data T and voltage data V in the case of calculation by the Newton-Raphson method. The initial value can be stored in advance in a memory (34 in FIG. 1) and read out from this memory.
[Counter Reset] Next, the counter of the number of repetitions of the Newton-Raphson method is reset (that is, the calculation number (Nctv) is set to 0). Then, Y1 (T, V) and Y2 (T, V) are calculated by substituting the already given initial values T0, V0 into T, V in Expressions 6 and 7.

次に、同様にして、Ｙ１（Ｔ、Ｖ）、Ｙ２（Ｔ、Ｖ）のＴ、Ｖに関する１階微分のｄＹ１Ｔ、ｄＹ２Ｔ、ｄＹ１Ｖ、ｄＹ２Ｖ（略記号）を式８乃至式１１により計算する。これら略記号は、以下に示すように、式２１乃至式２４で表される。
ｄＹ１Ｔ＝∂Ｙ１／∂Ｔ （式２１）
ｄＹ２Ｔ＝∂Ｙ２／∂Ｔ （式２２）
ｄＹ１Ｖ＝∂Ｙ１／∂Ｖ （式２３）
ｄＹ１Ｖ＝∂Ｙ１／∂Ｖ （式２４）
次に、detを計算する。これは、detを表す式１３に式８乃至式１１を代入して計算する。 Next, dY1T, dY2T, dY1V, and dY2V (abbreviated symbols) of first-order derivatives with respect to T and V of Y1 (T, V) and Y2 (T, V) are similarly calculated by Expressions 8 to 11. These abbreviations are expressed by Formula 21 to Formula 24 as shown below.
dY1T = ∂Y1 / ∂T (Formula 21)
dY2T = ∂Y2 / ∂T (Formula 22)
dY1V = ∂Y1 / ∂V (Formula 23)
dY1V = ∂Y1 / ∂V (Formula 24)
Next, det is calculated. This is calculated by substituting Equations 8 to 11 into Equation 13 representing det.

つぎに、式１２から導き出されたΔＴ、ΔＶは、式１４及び式１５に表されるが、これらにdetを積算した値は、式２５、式２６に示される。そして、ΔＴ＊det、ΔＶ＊detに相当する２式の右辺を計算する。
ΔＴ＊det＝−（Ｙ１＊∂Ｙ２／∂Ｖ−Ｙ２＊∂Ｙ１／∂Ｖ）
（式２５）
ΔＶ＊det＝（Ｙ１＊∂Ｙ２／∂Ｔ−Ｙ２＊∂Ｙ１／∂Ｔ）
（式２６）
上記で計算したＹ１、Ｙ２、ｄＹ１Ｔ、ｄＹ２Ｔ、ｄＹ１Ｖ、ｄＹ２Ｖ、det、ΔＴ＊det、ΔＶ＊detの計算結果は、計算後一時記憶レジスタに保管される。
次に、Ｉdet（＝１／det）の計算を説明するが、詳細は、サブフロー（図１０（ｂ））でするので、ここではＩdetが計算されたものとして、説明を進める。 Next, ΔT and ΔV derived from Expression 12 are expressed in Expression 14 and Expression 15, and values obtained by adding det to these are expressed in Expression 25 and Expression 26. Then, the right side of the two equations corresponding to ΔT * det and ΔV * det is calculated.
ΔT * det = − (Y1 * ∂Y2 / ∂V−Y2 * ∂Y1 / ∂V)
(Formula 25)
ΔV * det = (Y1 * ∂Y2 / ∂T−Y2 * ∂Y1 / ∂T)
(Formula 26)
The calculation results of Y1, Y2, dY1T, dY2T, dY1V, dY2V, det, ΔT * det, and ΔV * det calculated above are stored in the temporary storage register after calculation.
Next, calculation of Idet (= 1 / det) will be described, but since the details are a sub-flow (FIG. 10B), the description will be given here assuming that Idet has been calculated.

次に、既に式２５、式２６で計算したΔＴ＊det、ΔＶ＊detにＩdetを掛けることにより、ΔＴ、ΔＶを計算する。
ΔＴ＝Ｉdet＊（ΔＴ＊det） （式２７）
ΔＶ＝Ｉdet＊（ΔＶ＊det） （式２８）
次に、式１６、式１７により、Ｔ＝Ｔ１、Ｖ＝Ｖ１を計算する。具体的にはｎ＝０とした次の式２９、式３０にあらわされる。
Ｔ１＝Ｔ０＋ΔＴ （式２９）
Ｖ１＝Ｖ０＋ΔＶ （式３０）
［収束判断］ 次に、計算された結果がニュートン−ラフソン法でいう収束に相当するかどうかを判断するために、ＡＢＳ（ΔＴ）＜ＥｔとＡＢＳ（ΔＶ）＜Ｖｔの大小比較を計算する。その結果がＹｅｓであれば上記で計算したＴ１、Ｖ１を計算結果として出力し、計算終了となる。 Next, ΔT * det and ΔV * det that have already been calculated in Expressions 25 and 26 are multiplied by Idet to calculate ΔT and ΔV.
ΔT = Idet * (ΔT * det) (Formula 27)
ΔV = Idet * (ΔV * det) (Equation 28)
Next, T = T1 and V = V1 are calculated by Expression 16 and Expression 17. Specifically, it is expressed by the following formulas 29 and 30 where n = 0.
T1 = T0 + ΔT (Formula 29)
V1 = V0 + ΔV (Formula 30)
[Convergence Determination] Next, in order to determine whether or not the calculated result corresponds to the convergence referred to in the Newton-Raphson method, a magnitude comparison between ABS (ΔT) <Et and ABS (ΔV) <Vt is calculated. If the result is Yes, T1 and V1 calculated above are output as calculation results, and the calculation ends.

一方、もしその結果がＮｏ（未収束）であれば、再度計算を繰り返すために、計算回数カウント数Ｎctvを１つカウントアップする。Ｎctvが初期リセットされている場合は、カウントアップしてＮctv＝１となる。
次に、計算回数カウントＮctvが計算回数リミット値Ｍtvを超えていないかを計算する。超えている場合（Ｙｅｓ）には、Ｔ、Ｖ計算結果出力を行い、計算終了となり、超えない場合（Ｎｏ）には、Ｙ１、Ｙ２の計算から計算の繰り返しを行う。 On the other hand, if the result is No (unconvergence), the calculation count Nctv is incremented by one to repeat the calculation again. When Nctv is initially reset, Nctv = 1 is counted up.
Next, it is calculated whether the calculation count Nctv exceeds the calculation count limit value Mtv. If it exceeds (Yes), the T and V calculation results are output, and the calculation ends. If not (No), the calculation is repeated from the calculation of Y1 and Y2.

次に、サブフローを説明する。ここではＩdetの逆数計算フローを説明する。
[計算開始] まず、ニュートン−ラフソン法を用いて、detの逆数を計算する方法を説明する。
例えば、数値ａの逆数をｘとした場合、式３１のように、ｆ（ｘ）＝０を解けばｘ＝１／ａが求められる。ｆ（ｘ）の微分値は、式３２に示される。
ｆ（ｘ）＝（１／ｘ）−ａ （式３１）
ｆ′（ｘ）＝−１／ｘ^２ （式３２）
これらの式を用いて、式３３に示すニュートン−ラフソン法の漸化式が得られる。漸化式は、式３３のように表される。
ｘn+1＝ｘn−ｆ（ｘn）／ｆ′（ｘn）＝ｘn（２−ａｘn）
（式３３）
まず、メイン計算フローの途中でレジスタに保管されたdetデータを取得する。 Next, the subflow will be described. Here, the reciprocal calculation flow of Idet will be described.
[Calculation Start] First, a method for calculating the inverse of det using the Newton-Raphson method will be described.
For example, when the reciprocal of the numerical value a is x, x = 1 / a can be obtained by solving f (x) = 0 as shown in Equation 31. The differential value of f (x) is shown in Equation 32.
f (x) = (1 / x) −a (Equation 31)
f ′ (x) = − 1 / x ² (Formula 32)
Using these equations, a recurrence formula of the Newton-Raphson method shown in Equation 33 is obtained. The recurrence formula is expressed as Expression 33.
xn + 1 = xn-f (xn) / f '(xn) = xn (2-axn)
(Formula 33)
First, det data stored in a register is acquired during the main calculation flow.

［初期値設定］ 初期値Ｉdet0を図１に示すメモリ（ＲＯＭ）から読み出し、Ｉdet初期値として設定する。
［カウンタリセッタ］ 次に、計算回数カウンタＮcdetをリセットする（Ｎcdet＝０）。そして、式３３に従って、Ｉdetを計算する。その際、ＲＯＭのdet逆数計算用係数（２）を使用する。
［収束判断］ 次に、計算された結果がニュートン−ラフソン法でいう収束に相当するかどうかを判断するために、ＡＢＳ（ΔＩdet）＜Ｅdetであるか否かを計算する。ΔＩdetは、式３３では、「ｘn+1−ｘn」のことである。ＡＢＳ（ΔＩdet）＜ＥdetがＹｅｓ（収束）であれば、上記で計算したＩdetを計算結果として出力して計算終了となる。一方、もし、その結果がＮｏ（未収束）であれば、再度計算を繰り返すために、計算回数カウント数Ｎcdetを１つカウントアップする。Ｎcdetが初期リセットされていれば、カウントアップしてＮcdet＝１となる。
次に、計算回数カウントＮcdetが計算回数リミット値Ｍtvを越えていないかを計算する。超えている場合（Ｙｅｓ）には、Ｉdet計算結果出力を行い、計算終了となる。超えていない場合（Ｎｏ）には、Ｉdetの計算から計算繰り返しを行う。 [Initial Value Setting] The initial value Idet0 is read from the memory (ROM) shown in FIG. 1 and set as the Idet initial value.
[Counter resetter] Next, the calculation counter Ncdet is reset (Ncdet = 0). Then, Idet is calculated according to Equation 33. At that time, the det reciprocal calculation coefficient (2) of ROM is used.
[Convergence Determination] Next, in order to determine whether or not the calculated result corresponds to the convergence referred to in the Newton-Raphson method, it is calculated whether or not ABS (ΔIdet) <Edet. ΔIdet is “xn + 1−xn” in Expression 33. If ABS (ΔIdet) <Edet is Yes (convergence), the above calculated Idet is output as the calculation result, and the calculation ends. On the other hand, if the result is No (unconverged), the calculation count Ncdet is incremented by one in order to repeat the calculation again. If Ncdet is initially reset, Ncdet = 1 is counted up.
Next, it is calculated whether the calculation number count Ncdet exceeds the calculation number limit value Mtv. If it exceeds (Yes), the Idet calculation result is output and the calculation is completed. When it does not exceed (No), the calculation is repeated from the calculation of Idet.

次に、図１１を参照して実施例２を説明する。
この実施例では、基本的構成が実施例１と同じである。この実施例では、半導体ＩＣに温度モニタを設けたことに特徴がある。ここでは、初期値設定時に前記各リングオシレータ２ａ、２ｂの発振周波数を温度、電圧を変えて測定したデータを採取する際の温度モニタ８を設ける。この温度モニタ８は、校正用温度センサであり、ベース−エミッタを有するトランジスタとその電圧を測定できる外部出力端子８１、８２を備えている。外部出力端子８１は、エミッタに接続され、外部出力端子８２は、ベースに接続されたコレクタに接続されている。 Next, Example 2 will be described with reference to FIG.
In this embodiment, the basic configuration is the same as that of the first embodiment. This embodiment is characterized in that a temperature monitor is provided in the semiconductor IC. Here, a temperature monitor 8 is provided for collecting data obtained by measuring the oscillation frequency of each of the ring oscillators 2a and 2b while changing the temperature and voltage at the time of initial value setting. The temperature monitor 8 is a temperature sensor for calibration, and includes a transistor having a base-emitter and external output terminals 81 and 82 capable of measuring the voltage thereof. The external output terminal 81 is connected to the emitter, and the external output terminal 82 is connected to a collector connected to the base.

初期の測定時には、２つのリングオシレータに与える温度と電圧をリアルタイムに精度良く測定しておくことが重要である。特に難しい測定が高精度の温度測定である。半導体ＩＣ内の温度センサ付近の温度を正確に測定するためには熱容量が小さい温度センサで、できるだけリングオシレータ近傍で測定するのが良い。そのため、この実施例では、非常に熱容量の小さいバイポーラ素子からなるバンドギャップをリングオシレータの近傍に組み込み、そのバンドギャップの２端子から半導体ＩＣの外に出力するためのパッドを２個内蔵する。高精度の電圧測定が維持される。   In the initial measurement, it is important to accurately measure the temperature and voltage applied to the two ring oscillators in real time. A particularly difficult measurement is a highly accurate temperature measurement. In order to accurately measure the temperature in the vicinity of the temperature sensor in the semiconductor IC, it is preferable to measure with a temperature sensor having a small heat capacity and as close to the ring oscillator as possible. Therefore, in this embodiment, a band gap made of a bipolar element having a very small heat capacity is incorporated in the vicinity of the ring oscillator, and two pads for outputting from the two terminals of the band gap to the outside of the semiconductor IC are incorporated. Highly accurate voltage measurement is maintained.

次に、図１２を参照して実施例３を説明する。
リングオシレータによる温度センサは、センサであるリングオシレータの出力が電気的ノイズに対して強いという特徴がある。これは、リングオシレータ出力が、バンドギャップベース温度センサのように、電圧というノイズに弱いアナログ値ではなく、発振周波数というアナログ値は持つが振幅方向にはデジタルのクロックであるということから来ている。したがって、センサから温度電圧デジタルデータ生成部までの配線に電源ノイズなどのノイズが乗っても、デジタルクロックの周波数に影響がなければ、精度が劣化しないため、半導体ＩＣのチップ内での複数個所での高精度の温度電圧モニタリングを比較的高精度に出来る。
図１２（ａ）は、温度電圧デジタルデータ生成部を含む１対のリングオシレータからなる温度電圧センサの回路ブロック図である。温度電圧センサの温度電圧デジタルデータ生成部３は、基準クロック源１（基準周波数供給部）の出力を分周する分周回路９に接続されている。半導体ＩＣに形成された１対のリングオシレータは、ＲＯペアと略記する。 Next, Example 3 will be described with reference to FIG.
A temperature sensor using a ring oscillator is characterized in that the output of the ring oscillator as a sensor is strong against electrical noise. This is because the output of the ring oscillator is not an analog value that is weak against noise such as a voltage like a band gap base temperature sensor, but an analog value that is an oscillation frequency but a digital clock in the amplitude direction. . Therefore, even if noise such as power supply noise is placed on the wiring from the sensor to the temperature voltage digital data generator, the accuracy will not deteriorate unless the frequency of the digital clock is affected. High-accuracy temperature voltage monitoring can be performed with relatively high accuracy.
FIG. 12A is a circuit block diagram of a temperature voltage sensor including a pair of ring oscillators including a temperature voltage digital data generation unit. The temperature voltage digital data generation unit 3 of the temperature voltage sensor is connected to a frequency dividing circuit 9 that divides the output of the reference clock source 1 (reference frequency supply unit). A pair of ring oscillators formed in a semiconductor IC is abbreviated as an RO pair.

リングオシレータ１（２ａ）及びリングオシレータ２（２ｂ）の周波数情報を持つ出力は、温度電圧デジタルデータ生成回路３のそれぞれぞれ対応するカウンタ３２ａ、３２ｂで周波数カウントデータとなる。これらカウンタ３２ａ、３２ｂのカウント時間は，分周回路９の出力クロックを基準クロックとして制御回路３１において発生される。制御回路３１では、分周回路９の出力とリングオシレータ１，２の出力の異なる３つの非同期信号の同期並びに制御信号などが生成される。
制御回路３１を通じて出力されるリングオシレータ１、２のそれぞれに対応する周波数カウントデータＦ１、Ｆ２は温度電圧変換回路３３（温度電圧変換部）で温度電圧データ（Ｔ、Ｖ）に演算によって変換される。メモリ３４は、その演算に必要な係数等を記憶する回路である。
図１２（ａ）の温度電圧センサでは、基準クロック源１を用い、その出力を分周回路９で分周した出力を温度電圧デジタル生成回路３の制御回路３１に入力している。 Outputs having frequency information of the ring oscillator 1 (2a) and the ring oscillator 2 (2b) become frequency count data in the counters 32a and 32b corresponding to the temperature voltage digital data generation circuit 3, respectively. The count times of these counters 32a and 32b are generated in the control circuit 31 using the output clock of the frequency dividing circuit 9 as a reference clock. In the control circuit 31, synchronization and control signals of three asynchronous signals having different outputs from the frequency divider circuit 9 and outputs from the ring oscillators 1 and 2 are generated.
The frequency count data F1 and F2 corresponding to each of the ring oscillators 1 and 2 output through the control circuit 31 are converted into temperature voltage data (T, V) by the temperature voltage conversion circuit 33 (temperature voltage conversion unit) by calculation. . The memory 34 is a circuit for storing coefficients necessary for the calculation.
In the temperature voltage sensor of FIG. 12A, the reference clock source 1 is used, and an output obtained by dividing the output by the frequency dividing circuit 9 is input to the control circuit 31 of the temperature voltage digital generating circuit 3.

この実施例では、リングオシレータ回路のシンボル（記号）として、図１２（ｂ）で表現しているものを使用している。しかし、実際はリングオシレータの出力を次段の回路に入力したり、長い配線で信号を引っ張る際にはリングオシレータに出力負荷が付き、発振周波数に影響を及ぼすため、図１２（ｃ）に示すように、リングオシレータ出力にバッファを付加して使用することが一般的である。また、温度電圧センサを常時使用せず、消費電力を抑える必要がある場合には、リングオシレータの発振を停止させる必要があるため、図１２（ｄ）に示すように、リングオシレータの途中にゲート（ＮＡＮＤ回路）を挿入し、発振停止信号を入れると発振が停止するようにする。   In this embodiment, the ring oscillator circuit symbol shown in FIG. 12B is used. However, in reality, when the output of the ring oscillator is input to the next stage circuit or when a signal is pulled with a long wiring, an output load is applied to the ring oscillator, which affects the oscillation frequency. In general, a buffer is added to the output of the ring oscillator. Further, when it is necessary to suppress the power consumption without always using the temperature / voltage sensor, it is necessary to stop the oscillation of the ring oscillator. Therefore, as shown in FIG. When (NAND circuit) is inserted and an oscillation stop signal is input, the oscillation is stopped.

次に、図１３及び図１４を参照して、実施例４を説明する。
図１３に記載された温度電圧センサにおいて、４つのＲＯペア（２１ａ，２１ｂ）〜（２４ａ，２４ｂ）を同一半導体ＩＣのチップ上の4つの異なる領域２１〜２４に、１ＲＯペアずつ搭載し、さらに、各ＲＯペアから出力された発振周波数（ｆ１、ｆ２）ペアを、温度Ｔ、電圧Ｖを計算する温度電圧デジタルデータ生成回路３の入力側に付加されたマルチプレクサ５００ａ、５００ｂに入力し、温度電圧デジタルデータ生成回路３からの制御によってマルチプレクサの出力を切り換え、４つの回路配置領域の発振周波数（ｆ１、ｆ２ ）ペアを温度電圧デジタルデータ生成回路３に選択的に入力し、４つの回路配置領域の（温度Ｔ、電圧Ｖ）ペアを順次計算する構成となっている。 Next, Example 4 will be described with reference to FIGS. 13 and 14.
In the temperature voltage sensor described in FIG. 13, four RO pairs (21a, 21b) to (24a, 24b) are mounted on four different regions 21 to 24 on the same semiconductor IC chip, one RO pair, The oscillation frequency (f1, f2) pair output from each RO pair is input to the multiplexers 500a and 500b added to the input side of the temperature voltage digital data generation circuit 3 for calculating the temperature T and the voltage V, and the temperature voltage The output of the multiplexer is switched under the control of the digital data generation circuit 3, and the oscillation frequency (f1, f2) pairs of the four circuit arrangement areas are selectively input to the temperature voltage digital data generation circuit 3, and the four circuit arrangement areas The configuration is such that (temperature T, voltage V) pairs are sequentially calculated.

図１４では、４つの異なる回路配置領域に搭載された各ＲＯペアから出力された発振周波数（ｆ１、ｆ２）ペアから温度Ｔ、電圧Ｖを計算するための各近似式係数を４つの異なる各ＲＯペアに対応するメモリ上の異なる領域に分けて記憶する。この場合、各近似係数を求めるために、予め各ＲＯペアの温度、電圧を変えて各ＲＯペアから出力される発振周波数（ｆ１、ｆ２）を採取し、最小ニ乗法を用いて近似式係数を各ＲＯペア毎に求める必要がある。 In FIG. 14, each approximate equation coefficient for calculating the temperature T and the voltage V from the oscillation frequency (f1, f2) pair output from each RO pair mounted in four different circuit arrangement regions is represented by four different ROs. The data is stored separately in different areas on the memory corresponding to the pair. In this case, in order to obtain each approximate coefficient, the oscillation frequency (f1, f2) output from each RO pair is sampled in advance by changing the temperature and voltage of each RO pair, and the approximate expression coefficient is obtained using the least-squares method. It is necessary to obtain for each RO pair.

次に、図１５を参照して実施例５を説明する。
この実施例では、実施例４と同様に、４つのＲＯペアからなるリングオシレータが半導体ＩＣのチップに形成されている。各ＲＯペア領域は、チップの所定の領域に形成され回路ブロックを構成している。この実施例では、回路ブロック毎の動作クロック周波数を制御することに特徴がある。
１チップ上に搭載された複数の前記回路ブロック毎の温度Ｔのデジタル値を取得し、各回路ブロックの温度上昇を抑制するために、各回路ブロックの動作クロック周波数を各回路ブロック毎の温度電圧センサの温度Ｔのデジタル値により制御する。 Next, Example 5 will be described with reference to FIG.
In this embodiment, as in the fourth embodiment, a ring oscillator composed of four RO pairs is formed on a semiconductor IC chip. Each RO pair region is formed in a predetermined region of the chip and constitutes a circuit block. This embodiment is characterized in that the operation clock frequency for each circuit block is controlled.
In order to obtain the digital value of the temperature T for each of the plurality of circuit blocks mounted on one chip and suppress the temperature rise of each circuit block, the operation clock frequency of each circuit block is set to the temperature voltage for each circuit block. It is controlled by the digital value of the sensor temperature T.

図１５は、１チップ上に搭載された４つの回路ブロック２１０〜２４０内に、それぞれに対応するＲＯペア領域２１〜２４を配置し、その出力をマルチプレクサ５００ａ、５００ｂにより順次選択し、各ＲＯペアから出力された発振周波数 （ｆ１、ｆ２ ）ペアから、順次、各ＲＯペア領域の温度（Ｔ）、電圧（Ｖ ）のデジタル値を計算し、それぞれの温度（Ｔ）のデジタル値から、各回路ブロック毎に動作クロック周波数を制御する。この実施例では、基準クロック源１のクロックをクロック生成回路５に入力し、一方、温度電圧デジタルデータ生成回路３の温度（Ｔ ）出力をクロック周波数制御回路４に入力し、各回路配置領域の温度に応じてクロック周波数を変化させる制御を行い、クロック生成回路５にて、各回路配置領域のクロックＣＫ１〜ＣＫ４を発生させる動作を行う。
以上の構成により、各回路ブロックの温度上昇を抑え、正常な回路動作を行わせることが可能となる。 In FIG. 15, RO pair regions 21 to 24 corresponding to four circuit blocks 210 to 240 mounted on one chip are arranged, and outputs are sequentially selected by multiplexers 500a and 500b. The digital values of the temperature (T) and voltage (V) of each RO pair region are sequentially calculated from the oscillation frequency (f1, f2) pair output from the circuit, and each circuit is calculated from the digital value of each temperature (T). The operation clock frequency is controlled for each block. In this embodiment, the clock of the reference clock source 1 is input to the clock generation circuit 5, while the temperature (T) output of the temperature voltage digital data generation circuit 3 is input to the clock frequency control circuit 4. Control to change the clock frequency according to the temperature is performed, and the clock generation circuit 5 performs an operation of generating the clocks CK1 to CK4 in each circuit arrangement region.
With the above configuration, it is possible to suppress the temperature rise of each circuit block and perform normal circuit operation.

次に、図１６を参照して実施例６を説明する。
この実施例は、半導体ＩＣのチップ上に搭載された複数の回路ブロック毎の電圧Ｖのデジタル値を取得し、各回路ブロックの消費電流による電圧降下を補償するために、各回路ブロックの電源電圧を各回路ブロック毎の電圧Ｖのデジタル値により制御することに特徴がある。
図１６は、１つのチップ上に搭載された４つの回路ブロック２１０〜２４０内に、それぞれ対応するＲＯペア領域２１〜２４を配置し、その出力をマルチプレクサ５００ａ、５００ｂにより順次選択し、各ＲＯペアから出力された発振周波数 （ｆ１、ｆ２ ）ペアから順次、各ＲＯペア領域の温度（Ｔ）、電圧（Ｖ ）のデジタル値を計算し、それぞれの電圧（Ｖ）のデジタル値から、各回路ブロック毎に電源電圧を制御する実施例である。 Next, Example 6 will be described with reference to FIG.
In this embodiment, the power supply voltage of each circuit block is obtained in order to obtain a digital value of the voltage V for each of the plurality of circuit blocks mounted on the chip of the semiconductor IC and to compensate for the voltage drop due to the consumption current of each circuit block. Is controlled by the digital value of the voltage V for each circuit block.
In FIG. 16, corresponding RO pair regions 21 to 24 are arranged in four circuit blocks 210 to 240 mounted on one chip, and outputs thereof are sequentially selected by multiplexers 500a and 500b. The digital values of the temperature (T) and voltage (V) of each RO pair region are calculated sequentially from the oscillation frequency (f1, f2) pair output from the circuit block, and each circuit block is calculated from the digital value of each voltage (V). In this embodiment, the power supply voltage is controlled every time.

この実施例では、温度電圧デジタルデータ生成回路３の電圧（Ｖ)出力を電源電圧制御回路３０に入力し、各回路ブロックの期待される電圧と比較することによって、電源電圧生成回路４０からの各回路ブロック向けの電源電圧出力Ｖ１〜Ｖ４の制御を行う。
以上、この実施例では、各回路ブロックの消費電力に依存した電源電圧の電圧降下を補償し、正常な回路動作を行わせることが可能となる。 In this embodiment, the voltage (V) output of the temperature voltage digital data generation circuit 3 is input to the power supply voltage control circuit 30 and compared with the expected voltage of each circuit block, whereby each voltage from the power supply voltage generation circuit 40 is compared. The power supply voltage outputs V1 to V4 for the circuit block are controlled.
As described above, in this embodiment, it is possible to compensate for the voltage drop of the power supply voltage depending on the power consumption of each circuit block and to perform normal circuit operation.

次に、図１７を参照して実施例７を説明する。
この実施例は、半導体ＩＣの１チップ上に搭載された複数の回路ブロック毎の温度（Ｔ）のデジタル値を取得し、リーク電流による消費電力の増大を抑制するために各回路ブロックの基板バイアス電圧を各回路ブロック毎の温度（Ｔ）のデジタル値により制御することに特徴がある。
図１７は、１チップ上に搭載された４つの回路ブロック２１０〜２４０内に、それぞれ対応するＲＯペア領域２１〜２４を配置し、その出力をマルチプレクサ５００ａ、５００ｂにより順次選択し、各ＲＯペアから出力された発振周波数（ｆ１、ｆ２）ペアから順次、各ＲＯペア領域の温度（Ｔ）、電圧（Ｖ ）のデジタル値を計算し、それぞれの温度（Ｔ）のデジタル値から、各回路ブロック毎に基板バイアス電圧を制御する実施例である。 Next, Example 7 will be described with reference to FIG.
In this embodiment, a digital value of temperature (T) for each of a plurality of circuit blocks mounted on one chip of a semiconductor IC is obtained, and the substrate bias of each circuit block is controlled in order to suppress an increase in power consumption due to leakage current. The voltage is controlled by the digital value of the temperature (T) for each circuit block.
In FIG. 17, corresponding RO pair regions 21 to 24 are arranged in four circuit blocks 210 to 240 mounted on one chip, and outputs thereof are sequentially selected by multiplexers 500a and 500b. The digital values of the temperature (T) and voltage (V) of each RO pair region are calculated sequentially from the output oscillation frequency (f1, f2) pair, and each circuit block is calculated from the digital value of each temperature (T). 5 is an embodiment for controlling the substrate bias voltage.

この実施例では、温度電圧デジタルデータ生成回路３の温度（Ｔ)出力を基板バイアス制御回路６に入力し、各回路ブロックの温度に対応する基板バイアス電圧を設定することによって、基板バイアス生成回路７から出力する各回路ブロック２１０〜２４０の基板バイアス電圧ＢＶ１〜ＢＶ４の制御を行う。
以上、この実施例では、微細プロセスで問題となっているリーク電流による消費電力による温度上昇を、基板バイアス電圧を制御することで抑え、正常な回路動作を行わせることが可能となる。 In this embodiment, the temperature (T) output of the temperature voltage digital data generation circuit 3 is input to the substrate bias control circuit 6, and the substrate bias generation circuit 7 is set by setting the substrate bias voltage corresponding to the temperature of each circuit block. The substrate bias voltages BV1 to BV4 of each of the circuit blocks 210 to 240 output from are controlled.
As described above, in this embodiment, the temperature rise due to the power consumption due to the leakage current, which is a problem in the fine process, can be suppressed by controlling the substrate bias voltage, and the normal circuit operation can be performed.

次に、図１８を参照して実施例８を説明する。
実施例４乃至実施例７では、複数（例えば４つ）のＲＯペア領域からペアとなるリングオシレータ出力信号を直接マルチプレクサに入力しているが、図１８に示すようにこの実施例では、基準クロック源１の信号を分周したクロック９を各回路ブロック４１０〜４４０に分配し、各ＲＯペア領域２１〜２４のＲＯペアからの出力周波数（ｆ１、ｆ２）を各ＲＯペア近傍に配置したカウンタ３２ａ、３２ｂと制御回路３１でカウントし、その周波数カウントデータ（Ｆ１、Ｆ２）をマルチプレクサ５００ａ、５００ｂに入力する。 Next, Example 8 will be described with reference to FIG.
In the fourth to seventh embodiments, a pair of ring oscillator output signals from a plurality of (for example, four) RO pair regions are directly input to the multiplexer. However, in this embodiment, as shown in FIG. The clock 9 obtained by dividing the signal of the source 1 is distributed to the circuit blocks 410 to 440, and the output frequency (f1, f2) from the RO pair in each RO pair region 21 to 24 is arranged in the vicinity of each RO pair 32a. 32b and the control circuit 31 and the frequency count data (F1, F2) is input to the multiplexers 500a, 500b.

この実施例では、図１３、図１５〜図１７の温度電圧デジタルデータ生成部３が分割され、温度電圧変換回路３３とメモリ３４からなるブロック３００と、マルチプレクサ５００ａ、５００ｂと各ＲＯペア領域２１〜２４との間に移動されたカウンタ３２ａ、３２ｂ及び制御回路３１を含むカウンタ部３１０、及び同様のカウンタ部３２０〜３４０となる。
また、図１８では、回路ブロック４１０〜４４０の領域は、ＲＯペア領域２１〜２４とカウンタ３２ａ、３２ｂ及び制御回路３１から構成されるカウンタ部３１０〜３４０とが設けられている。これら回路ブロック４１０〜４４０は、それぞれＲＯ１カウンタ領域、ＲＯ２カウンタ領域、ＲＯ３カウンタ領域、ＲＯ４カウンタ領域という。これらの領域はチップ上の特定のエリア（領域）も指している。 In this embodiment, the temperature voltage digital data generation unit 3 shown in FIGS. 13 and 15 to 17 is divided into a block 300 including a temperature voltage conversion circuit 33 and a memory 34, multiplexers 500a and 500b, and RO pair regions 21 to 21. 24, the counter unit 310 including the counters 32a and 32b and the control circuit 31, and the similar counter units 320 to 340.
In FIG. 18, the circuit blocks 410 to 440 are provided with RO pair areas 21 to 24, and counter units 310 to 340 including counters 32 a and 32 b and a control circuit 31. These circuit blocks 410 to 440 are referred to as an RO1 counter area, an RO2 counter area, an RO3 counter area, and an RO4 counter area, respectively. These areas also indicate specific areas (areas) on the chip.

図１３、１５〜１７のシステムでは、ＲＯペア領域からの配線が少なくて良いメリットがある。一方、図１８のシステムでは、Ｆ１、Ｆ２の周波数カウントデータをマルチプレクサに送る方法はパラレル転送かシリアル転送になるが、低い周波数にできるメリットがある。配線本数は多くなる。   The systems shown in FIGS. 13 and 15 to 17 have an advantage that less wiring is required from the RO pair area. On the other hand, in the system of FIG. 18, the method of sending the frequency count data of F1 and F2 to the multiplexer is parallel transfer or serial transfer, but there is an advantage that the frequency can be lowered. The number of wiring increases.

次に、図７を参照して実施例９を説明する。
この実施例では、この温度電圧センサに用いられるリングオシレータについて説明する。
リングオシレータは、通常、半導体プロセスの出来栄えを評価するモニタに使用されている回路であり、特に広く普及しているＣＭＯＳプロセスでは一般的に用いられている。また、ＣＭＯＳ回路では、回路ブロック内の温度測定や電圧降下の測定に使用されている。しかし、従来のリングオシレータによる温度測定は、せいぜい１次（線形）近似であり、本願発明が目的とする高精度を狙ったものはない。
また、消費電流による電源ラインの電圧降下の測定にリングオシレータが使用された論文は公知であるが、リングオシレータを 使って、温度と電圧の両方をセンシングしたものは知られていない。 Next, Embodiment 9 will be described with reference to FIG.
In this embodiment, a ring oscillator used in this temperature / voltage sensor will be described.
The ring oscillator is a circuit that is usually used as a monitor for evaluating the performance of a semiconductor process, and is generally used in a CMOS process that is widely spread. Further, in a CMOS circuit, it is used for temperature measurement and voltage drop measurement in a circuit block. However, the temperature measurement by the conventional ring oscillator is at most a first-order (linear) approximation, and there is nothing aiming at the high accuracy intended by the present invention.
In addition, papers that use ring oscillators to measure the power supply voltage drop due to current consumption are known, but those that sense both temperature and voltage using a ring oscillator are not known.

図７（ａ）は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとＰチャンネルＭＯＳＦＥＴとからなるＣＭＯＳ回路（Ｃ１、Ｃ２、・・・Ｃｎ）で構成されたリングオシレータである。リングオシレータは奇数段の反転増幅器をループ状に接続したものであり、３段が最低段数である。ＶＤＤ（プラス電源）は、ＰＭＯＳＦＥＴに接続され、ＶＳＳ（接地電位）は、ＮＭＯＳＦＥＴに接続されている。
図７(ｂ)は、バイポーラトランジスタのＮＰＮトランジスタ（Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３）と抵抗（Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３）から構成される反転増幅器をループ状に３段接続したリングオシレータである。各反転増幅器は、抵抗がＶＤＤ（プラス電源）に接続され、ＶＳＳ（接地電位）がエミッタに接続されている。 FIG. 7A shows a ring oscillator composed of CMOS circuits (C1, C2,... Cn) composed of N-channel MOSFETs and P-channel MOSFETs. The ring oscillator is formed by connecting an odd number of inverting amplifiers in a loop, and three stages are the minimum number of stages. VDD (plus power supply) is connected to the PMOSFET, and VSS (ground potential) is connected to the NMOSFET.
FIG. 7B shows a ring oscillator in which inverting amplifiers composed of NPN transistors (B1, B2, B3) and resistors (R1, R2, R3), which are bipolar transistors, are connected in three stages in a loop. Each inverting amplifier has a resistor connected to VDD (plus power supply) and VSS (ground potential) connected to an emitter.

素子の経年変化を比較した場合に、一般的にＭＯＳトランジスタの重要な特性であるスレッショールド（閾値）電圧はドリフトする傾向がある。そのため、リングオシレータの発振周波数が経年変化して、その結果温度センサの特性が経年変化する ことを気にする場合には、ＣＭＯＳリングオシレータよりもバイポーラによるリングオシレータの方が良い。
実施例１で説明したように、２つのリングオシレータ（ＲＯ１、ＲＯ２）の温度特性を大きく変えるために、一方を電圧駆動にし、他方を電流駆動にする。具体的には、図７（ａ）、（ｂ）に示したリングオシレータを直接ＶＤＤ(プラス電源）に接続することにより電圧駆動とし、他方は、図７（ｃ）、（ｄ）に示したリングオシレータのように、リングオシレータの電源ラインをリングオシレータの回路とは別に形成した電流源（カレントソース）に接続して電流駆動とする（図５参照）。電流源は、図７（ｃ）、（ｄ）に記載された回路の左端に記載されたバイアス回路とカレントミラー回路とで構成される。このバイアス回路及びカレントミラー回路は、電源（ＶＤＤ、ＶＳＳ）間に設けられたＰＭＯＳトランジスタＰ１、抵抗Ｒ４及びバイポーラトランジスタＢ４、電源（ＶＤＤ、ＶＳＳ）間に設けられたＰＭＯＳトランジスタＰ２及びバイポーラトランジスタＢ５、そして、ＰＭＯＳトランジスタＰ２とゲートが共通に接続されたＰＭＯＳトランジスタＰ３から構成されている。 When comparing aging of elements, a threshold (threshold) voltage, which is generally an important characteristic of a MOS transistor, tends to drift. Therefore, a bipolar ring oscillator is better than a CMOS ring oscillator when the oscillation frequency of the ring oscillator changes over time and the temperature sensor characteristics change over time.
As described in the first embodiment, in order to greatly change the temperature characteristics of the two ring oscillators (RO1, RO2), one is driven by voltage and the other is driven by current. Specifically, the ring oscillator shown in FIGS. 7A and 7B is directly connected to VDD (plus power supply) to drive the voltage, and the other is shown in FIGS. 7C and 7D. Like the ring oscillator, the power line of the ring oscillator is connected to a current source (current source) formed separately from the circuit of the ring oscillator for current driving (see FIG. 5). The current source includes a bias circuit and a current mirror circuit described at the left end of the circuits illustrated in FIGS. The bias circuit and the current mirror circuit include a PMOS transistor P1, a resistor R4 and a bipolar transistor B4 provided between power supplies (VDD, VSS), a PMOS transistor P2 and a bipolar transistor B5 provided between power supplies (VDD, VSS), The PMOS transistor P2 is composed of a PMOS transistor P3 having a gate connected in common.

１・・・基準周波数供給部（基準クロック源）
２・・・リングオシレータ
２ａ・・・第１のリングオシレータ（ＲＯ１）
２ｂ・・・第２のリングオシレータ（ＲＯ２）
２ｃ・・・電源
３・・・温度電圧デジタルデータ生成回路
４・・・クロック周波数制御回路
５・・・クロック生成回路
６・・・基板バイアス制御回路
７・・・基板バイアス生成回路
８・・・校正用温度センサ
９・・・分周回路
２１、２２、２３、２４・・・ＲＯペア領域
３２、３２ａ、３２ｂ・・・周波数カウンタ
３０・・・電源電圧制御回路
３１・・・制御回路
３３・・・温度電圧変換部（温度電圧変換回路）
３４・・・係数記憶部（メモリ）
４０・・・電源電圧生成回路
８１、８２・・・外部出力端子
１００ａ、１００ｂ、５００ａ、５００ｂ・・・マルチプレクサ
２１０、２２０、２３０、２４０、４１０、４２０、４３０、４４０・・・回路ブロック
３００・・・ブロック
３１０、３２０、３３０、３４０・・・カウンタ部





1. Reference frequency supply unit (reference clock source)
2 ... Ring oscillator 2a ... First ring oscillator (RO1)
2b. Second ring oscillator (RO2)
2c ... power supply 3 ... temperature voltage digital data generation circuit 4 ... clock frequency control circuit 5 ... clock generation circuit 6 ... substrate bias control circuit 7 ... substrate bias generation circuit 8 ... Calibration temperature sensor 9... Dividing circuit 21, 22, 23, 24... RO pair region 32, 32a, 32b... Frequency counter 30. ..Temperature / voltage converter (temperature / voltage converter)
34 ... Coefficient storage unit (memory)
40... Power supply voltage generation circuit 81, 82... External output terminals 100a, 100b, 500a, 500b... Multiplexers 210, 220, 230, 240, 410, 420, 430, 440. ..Blocks 310, 320, 330, 340 ... counter unit

Claims (7)

発振周波数の温度特性が異なる第１のリングオシレータ及び第２のリングオシレータと、前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータのそれぞれの発振周波数を計測するためのカウント時間を設定する基準クロック信号を供給する基準周波数供給部と、前記カウント時間で前記それぞれの発振周波数の計測により得られる周波数のカウントデータに対して温度及び電源電圧の２元の２次以上の多項式近似式を設定した上で、予め前記温度及び前記電源電圧を変えて測定した前記周波数のカウントデータを基に算出した前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータの前記多項式近似式における第１の係数セット及び第２の係数セットを記憶する係数記憶部と、同一の温度及び電源電圧の環境にて動作する前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータの発振周波数を、前記カウント時間で計測することにより、そのときの発振周波数に対応する第１の周波数カウントデータ及び第２の周波数カウントデータを生成する周波数カウンタと、前記第１の周波数カウントデータと前記第１の係数セットを前記多項式近似式に適用した第１の方程式と、前記第２の周波数カウントデータと前記第２の係数セットを前記多項式近似式に適用した第２の方程式による連立２元方程式から、前記第１及び第２の周波数カウントデータを生成した時の温度及び電源電圧の少なくとも一方を演算により求める温度電圧変換部とを有することを特徴とする温度電圧センサ。 A first ring oscillator and a second ring oscillator having different temperature characteristics of the oscillation frequency, and a reference clock for setting a count time for measuring each oscillation frequency of the first ring oscillator and the second ring oscillator A reference frequency supply unit that supplies a signal and a binary approximate expression of two or more degrees of temperature and power supply voltage are set for the count data of the frequency obtained by measuring each oscillation frequency in the count time. The first coefficient set and the first coefficient set in the polynomial approximation formula of the first ring oscillator and the second ring oscillator calculated based on the frequency count data measured by changing the temperature and the power supply voltage in advance The coefficient storage unit that stores the coefficient set of 2 and the above-mentioned operating in the environment of the same temperature and power supply voltage The frequency at which the first frequency count data and the second frequency count data corresponding to the oscillation frequency at that time are generated by measuring the oscillation frequency of one ring oscillator and the second ring oscillator with the count time. A counter, a first equation in which the first frequency count data and the first coefficient set are applied to the polynomial approximation, and a second equation in which the second frequency count data and the second coefficient set are applied to the polynomial approximation. And a temperature-voltage converter that obtains at least one of a temperature and a power supply voltage by calculation from the simultaneous binary equation according to the second equation applied to the first and second frequency count data. Temperature voltage sensor. 前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータは、バイポーラトランジスタ又はＢｉＣＭＯＳ素子で形成されることを特徴とする請求項１に記載の温度電圧センサ。 The temperature voltage sensor according to claim 1, wherein the first ring oscillator and the second ring oscillator are formed of bipolar transistors or BiCMOS elements. 前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータの電源は、一方が電圧駆動であり、他方が電流駆動であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の温度電圧センサ。 3. The temperature voltage sensor according to claim 1, wherein one of the power sources of the first ring oscillator and the second ring oscillator is voltage driven and the other is current driven. 4. 前記第１のリングオシレータ及び前記第２のリングオシレータは、一方の周波数の温度係数が正特性であり、他方の周波数の温度係数が負特性であることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の温度電圧センサ。 The first ring oscillator and the second ring oscillator each have a temperature coefficient of one frequency having a positive characteristic and a temperature coefficient of the other frequency having a negative characteristic. The temperature voltage sensor according to any one of the above. 前記多項式近似式は、温度に関する４次以上、電圧に関する２次以上、温度・電圧に関する１次以上の項の線形結合から成る近似式であることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の温度電圧センサ。 5. The polynomial expression according to claim 1, wherein the polynomial approximate expression is an approximate expression comprising a linear combination of a fourth or higher order related to temperature, a second or higher order related to voltage, and a first or higher order related to temperature / voltage. A temperature-voltage sensor according to claim 1. 前記連立２元方程式の解法は、ニュートン−ラフソン法を用いることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の温度電圧センサ。 The temperature voltage sensor according to any one of claims 1 to 5, wherein a Newton-Raphson method is used to solve the simultaneous binary equations. 初期値設定時に前記各リングオシレータの発振周波数を温度、電圧を変えて測定したデータを採取する際の温度モニタを設け、当該温度モニタは、ベース−エミッタを有するトランジスタとその電圧を測定できる外部出力端子を備えていることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の温度電圧センサ。





A temperature monitor for collecting data measured by changing the temperature and voltage of the oscillation frequency of each ring oscillator at the time of initial value setting is provided. The temperature monitor is an external output capable of measuring a transistor having a base-emitter and its voltage. The temperature voltage sensor according to claim 1, further comprising a terminal.

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