JP2016082523A

JP2016082523A - 分波器

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Publication number: JP2016082523A
Application number: JP2014214872A
Authority: JP
Inventors: 豪紀西村; Hidenori Nishimura
Original assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Current assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Priority date: 2014-10-21
Filing date: 2014-10-21
Publication date: 2016-05-16
Anticipated expiration: 2034-10-21
Also published as: US20160112025A1; JP6302394B2; US9680444B2

Abstract

【課題】２つフィルタを有し２つのフィルタのうち通過帯域の高いフィルタと共通端子との間に共振回路を接続した構成において、通過帯域における共振回路の損失を小さくした分波器を提供する。
【解決手段】共通端子Ｔ０と第１端子Ｔ１との間に接続された第１フィルタ１２と、共通端子Ｔ０と第２端子Ｔ２との間に接続され、第１フィルタ１２の通過帯域より低い通過帯域を有する第２フィルタ１４と、一端と他端との間に直列に接続された第１インダクタＬ１およびキャパシタＣ１と、一端と他端との間に第１インダクタおよびキャパシタと並列に接続された第２インダクタＬ２と、を備える。一端は共通端子Ｔ０が第１フィルタ１２と第２フィルタ１４とに分岐するノードＮ０に接続し、他端は第１フィルタ１２に接続された共振回路３０と接続し、第１フィルタ１２の通過帯域は共振回路３０の***振周波数より高周波数側に位置する。
【選択図】図５

Description

本発明は、分波器に関し、例えば共振回路を有する分波器に関する。

携帯電話等の移動体通信端末には、デュプレクサやマルチプレクサ等のフィルタを用いた分波器が用いられる。特許文献１には、２つフィルタを有する分波器において、１つのフィルタと共通端子との間にＩＤＴ（Interdigital Transducer）を含む共振器を接続することが記載されている。

特開２０１２−１０１６４号公報

特許文献１のように、ＩＤＴを含む共振器を用いる場合、２つのフィルタのうち通過帯域の高いフィルタと共通端子との間に共振器を接続すると、高い通過帯域における共振器の損失が大きくなってしまう。

本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、通過帯域における共振回路の損失を小さくすることを目的とする。

本発明は、共通端子と第１端子との間に接続された第１フィルタと、前記共通端子と第２端子との間に接続され、前記第１フィルタの通過帯域より低い通過帯域を有する第２フィルタと、一端と他端との間に直列に接続された第１インダクタおよびキャパシタと、前記一端と前記他端との間に前記第１インダクタおよび前記キャパシタと並列に接続された第２インダクタと、を備え、前記一端は前記共通端子が前記第１フィルタと前記第２フィルタとに分岐するノードに接続され、前記他端は前記第１フィルタに接続された共振回路と、を具備し、前記第１フィルタの通過帯域は前記共振回路の***振周波数より高周波数側に位置することを特徴とする分波器である。

上記構成において、前記共振回路の***振周波数は前記第２フィルタの通過帯域には位置しない構成とすることができる。

上記構成において、前記第２フィルタの通過帯域は前記共振回路の***振周波数より高周波数側に位置する構成とすることができる。

上記構成において、前記共振回路は、グランドと接続する経路を有さない構成とすることができる。

上記構成において、前記第１フィルタの通過帯域における前記共振回路の反射係数は前記第２フィルタの通過帯域における前記共振回路の反射係数より小さい構成とすることができる。

上記構成において、前記共振回路の前記他端と第３端子との間に接続され、前記第２フィルタの通過帯域より高い通過帯域を有する第３フィルタを具備し、前記第３フィルタの通過帯域は前記共振回路の***振周波数より高周波数側に位置する構成とすることができる。

上記構成において、前記共通端子と第４端子との間に接続され、前記第１フィルタの通過帯域より低い通過帯域を有する第４フィルタを具備する構成とすることができる。

本発明によれば、通過帯域における共振回路の損失を小さくすることができる。

図１は、比較例１に係る分波器のブロック図である。図２は、比較例１における共振器の反射特性Ｓ１１を示すスミスチャートである。図３は、比較例１における共振器の通過特性Ｓ２１を示す図である。図４は、比較例２に係る分波器のブロック図である。図５は、実施例１に係る分波器のブロック図である。図６は、実施例１における共振回路の反射特性Ｓ１１を示すスミスチャートである。図７は、実施例１における共振回路の通過特性Ｓ２１を示す図である。図８は、実施例１においてシミュレーションに用いた共振回路の反射特性Ｓ１１を示すスミスチャートである。図９は、実施例１においてシミュレーションに用いた共振回路の通過特性Ｓ２１を示す図である。図１０（ａ）は、実施例１および比較例３におけるバンド１の送信フィルタの通過特性を示す図であり、図１０（ｂ）は、バンド１の受信フィルタの通過特性を示す図である。図１１は、比較例４においてシミュレーションに用いた共振回路の反射特性Ｓ１１を示すスミスチャートである。図１２は、比較例４においてシミュレーションに用いた共振回路の通過特性Ｓ２１を示す図である。図１３（ａ）は、比較例４および比較例３におけるバンド１の送信フィルタの通過特性を示す図であり、図１３（ｂ）は、バンド１の受信フィルタの通過特性を示す図である。図１４は、実施例２に係る分波器のブロック図である。図１５は、実施例２においてシミュレーションに用いた共振回路の反射特性Ｓ１１を示すスミスチャートである。図１６は、実施例２においてシミュレーションに用いた共振回路の通過特性Ｓ２１を示す図である。図１７（ａ）は、実施例２および比較例５におけるバンド３の送信フィルタの通過特性を示す図であり、図１７（ｂ）は、バンド３の受信フィルタの通過特性を示す図である。図１８（ａ）は、実施例２および比較例５におけるバンド１の送信フィルタの通過特性を示す図であり、図１８（ｂ）は、バンド１の受信フィルタの通過特性を示す図である。

まず、比較例１について説明する。図１は、比較例１に係る分波器のブロック図である。図１に示すように比較例１に係る分波器１１０は、フィルタ１２、１４および共振器３２を備えている。フィルタ１２（第１フィルタ）は、共通端子Ｔ０と端子Ｔ１（第１端子）との間に接続されている。フィルタ１４（第２フィルタ）は、共通端子Ｔ０と端子Ｔ２（第２端子）との間に接続されている。ノードＮ０は、共通端子Ｔ０がフィルタ１２と１４とに分岐するノードである。フィルタ１４の通過帯域はフィルタ１２の通過帯域より低い。例えばフィルタ１２は受信フィルタであり、フィルタ１４は送信フィルタである。共振器３２は、ノードＮ０とフィルタ１４との間に接続されている。共振器３２は、例えば圧電基板上に形成されたＩＤＴを含む。共振器３２は、圧電薄膜共振器でもよい。

図２は、比較例１における共振器の反射特性Ｓ１１を示すスミスチャートである。図３は、比較例１における共振器の通過特性Ｓ２１を示す図である。図２および図３に示すように、マーカｍ１で示す共振器３２の***振周波数は２．００８ＧＨｚである。***振周波数（ｍ１）では、反射特性Ｓ１１の大きさは０．８８９、位相角度は−０．５度、通過特性Ｓ２１は−１８．４ｄＢである。マーカｍ２で示す共振器３２の共振周波数は１．９３７ＧＨｚである。共振周波数（ｍ２）では、反射特性Ｓ１１の大きさは０．００６、位相角度は６３．７度、通過特性Ｓ２１は−０．０２ｄＢである。

共振器３２は***振周波数（ｍ１）において反射係数が最も大きく、損失が最も大きい。***振周波数の低周波数側では、損失が急激に小さくなる。共振周波数（ｍ２）において、反射係数が最も小さく、損失は最も小さい。共振周波数（ｍ２）より低周波数側でも損失は小さい。***振周波数（ｍ１）より高周波数側では、損失は緩やかに減少する。***振周波数（ｍ１）の高周波数側（例えば２．１から２．２ＧＨｚ）では***振周波数（ｍ１）の低周波数側（例えば１．８から１．９ＧＨｚ）に比べ、損失が大きくなる。

比較例１においては、フィルタ１２の通過帯域を***振周波数（ｍ１）付近とする。フィルタ１４の通過帯域を***振周波数の低周波数側とする。図１において、共通端子Ｔ０から共振器３２を通過しようとする信号５０のうちフィルタ１２の通過帯域付近の信号５２は共振器３２で反射されフィルタ１２を通過して端子Ｔ１に至る。これにより、共通端子Ｔ０から端子Ｔ１に至るフィルタ１２の通過帯域の信号の損失は小さくなる。

フィルタ１４から共振器３２を通過しようとするフィルタ１４の通過帯域の信号５４は挿入損失の小さい共振器３２を通過する。これにより、共振器３２を設けたことによる挿入損失の増加を抑制できる。よって、端子Ｔ２から共通端子Ｔ０に至るフィルタ１４の通過帯域の信号の通過特性は良好となる。

図４は、比較例２に係る分波器のブロック図である。図４に示すように、分波器１１２において、共振器３２をノードＮ０とフィルタ１２との間に接続することを考える。その他の構成は比較例１と同じであり説明を省略する。フィルタ１２の通過帯域を***振周波数（ｍ１）の高周波数側とし、フィルタ１４の通過帯域を***振周波数（ｍ１）付近とする。端子Ｔ２からフィルタ１４を通過しフィルタ１２に漏れようとするフィルタ１４の通過帯域の信号５６は、共振器３２で反射され共通端子Ｔ０に至る。これにより、端子Ｔ２から共通端子Ｔ０に至るフィルタ１４の通過帯域の信号の通過特性は良好となる。共通端子Ｔ０からフィルタ１２に至るフィルタ１２の通過帯域の信号５８は共振器３２を通過する。図３のように、***振周波数（ｍ１）の高周波数側では、共振器３２の損失が大きい。よって、共通端子Ｔ０から端子Ｔ１に至るフィルタ１２の通過帯域の信号５８の通過特性は劣化する。

このように、比較例１の共振器３２を用い、低周波数側の通過帯域の信号を反射させ、高周波数側の通過帯域の信号を通過させようとすると、高周波側の通過帯域の損失が大きくなってしまう。

図５は、実施例１に係る分波器のブロック図である。図５に示すように、分波器１００においては、共振回路３０の一端がノードＮ０に、他端がフィルタ１２に接続されている。共振回路３０は、インダクタＬ１、Ｌ２およびキャパシタＣ１を備えている。共振回路３０の一端と他端との間にインダクタＬ１およびキャパシタＣ１が直列に接続されている。共振回路３０の一端と他端との間に、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１に並列にインダクタＬ２が接続されている。その他の構成は比較例１と同じであり説明を省略する。

インダクタＬ１およびＬ２は、チップインダクタを用いてもよい。キャパシタＣ１は、チップコンデンサを用いてもよい。また、インダクタＬ１、Ｌ２およびキャパシタＣ１は、集積化受動部品に形成されていてもよい。さらに、インダクタＬ１、Ｌ２およびキャパシタＣ１は、フィルタ１２および１４の少なくとも一方が形成されたチップ上に形成されていてもよい。さらに、インダクタＬ１、Ｌ２およびキャパシタＣ１は、フィルタ１２および１４の少なくとも一方が形成されたチップが実装された配線基板に形成されていてもよい。

図６は、実施例１における共振回路の反射特性Ｓ１１を示すスミスチャートである。図７は、実施例１における共振回路の通過特性Ｓ２１を示す図である。図６および図７に示すように、マーカｍ３で示す共振回路３０の***振周波数は１．８６１ＧＨｚである。***振周波数（ｍ３）では、反射特性Ｓ１１の大きさは１．０００、位相角度は０．７度、通過特性Ｓ２１は−３８．４ｄＢである。マーカｍ４で示す共振回路３０の共振周波数は２．０９９ＧＨｚである。共振周波数（ｍ４）では、反射特性Ｓ１１の大きさは０．００５、位相角度は８９．７度、通過特性Ｓ２１は−０．００ｄＢである。

共振回路３０は***振周波数（ｍ３）において反射係数が最も大きく、損失が最も大きい。***振周波数（ｍ３）の高周波数側では、損失が急激に小さくなる。共振周波数（ｍ４）において、反射係数が最も小さく、損失は最も小さい。共振周波数（ｍ４）より高周波数側でも損失は小さい。***振周波数（ｍ３）より低周波数側では、損失は緩やかに減少する。***振周波数（ｍ３）の高周波数側（例えば２．１から２．２ＧＨｚ）では***振周波数（ｍ３）の低周波数側（例えば１．６から１．７ＧＨｚ）に比べ、損失が小さくなる。

フィルタ１２の通過帯域を共振周波数（ｍ４）付近とし、フィルタ１４の通過帯域を***振周波数（ｍ３）付近とする。図５のように、比較例２と同様に、端子Ｔ２からフィルタ１４を通過し共振回路３０に至るフィルタ１４の通過帯域の信号５６は、共振回路３０で反射され共通端子Ｔ０に至る。これにより、フィルタ１２への信号５６の漏洩が抑制されるため、端子Ｔ２から共通端子Ｔ０に至るフィルタ１４の通過帯域の信号の通過特性は良好となる。共通端子Ｔ０からフィルタ１２に至るフィルタ１２の通過帯域の信号５８は共振回路３０を通過する。比較例２の図４のように、図３の共振器３２を用いるのに比べ、フィルタ１２の通過帯域における共振回路３０の損失が小さい。よって、共通端子Ｔ０から端子Ｔ２に至るフィルタ１２の通過帯域の信号５８の通過特性を向上できる。

フィルタ１２および１４の通過特性をシミュレーションした。フィルタ１２をバンド１の受信フィルタ、フィルタ１４をバンド１の送信フィルタとした。フィルタ１２は、弾性表面波共振器を用いたダブルモード型フィルタとし、フィルタ１４は、ラダー型弾性表面波フィルタとした。バンド１の送信帯域は１．９２ＧＨｚから１．９８ＧＨｚであり、受信帯域は２．１１ＧＨｚから２．１７ＧＨｚである。インダクタＬ１およびＬ２のインダクタンスをそれぞれ６．８ｎＨ、１．８ｎＨ、キャパシタＣ１のキャパシタンスを０．８５ｐＦとした。デュプレクサの整合回路として、共通端子Ｔ０とグランドとの間に６．０ｎＨのインダクタが接続されているとした。

図８は、実施例１においてシミュレーションに用いた共振回路の反射特性Ｓ１１を示すスミスチャートである。図９は、実施例１においてシミュレーションに用いた共振回路の通過特性Ｓ２１を示す図である。図８および図９に示すように、***振周波数（ｍ３）では、反射特性Ｓ１１の大きさは１．０００、位相角度は０．４度、通過特性Ｓ２１は−４４．５ｄＢである。バンド１の送信帯域の低周波数端（１．９２０ＧＨｚ、マーカｍ５）では、反射特性Ｓ１１の大きさは０．４７５、位相角度は−６１．６度、通過特性Ｓ２１は−１．１１２ｄＢである。バンド１の送信帯域の高周波数端（１．９８０ＧＨｚ、マーカｍ６）では、反射特性Ｓ１１の大きさは０．１７７、位相角度は−７９．８度、通過特性Ｓ２１は−０．１３８ｄＢである。バンド１の受信帯域の低周波数端（２．１１０ＧＨｚ、マーカｍ７）では、反射特性Ｓ１１の大きさは０．０１３、位相角度は８９．２度、通過特性Ｓ２１は−０．００１ｄＢである。バンド１の受信帯域の高周波数端（２．１７０ＧＨｚ、マーカｍ８）では、反射特性Ｓ１１の大きさは０．０５１、位相角度は８７．１度、通過特性Ｓ２１は−０．０１１ｄＢである。このように、フィルタ１２の通過帯域（すなわちバンド１の受信帯域）においては、反射係数が小さく通過特性Ｓ２１が小さい。フィルタ１４の通過帯域（すなわちバンド１の送信帯域）においては、反射特性が大きく、通過特性が大きい。共振回路３０の***振周波数はフィルタ１４の通過帯域には位置していない。

図１０（ａ）は、実施例１および比較例３におけるバンド１の送信フィルタの通過特性を示す図であり、図１０（ｂ）は、バンド１の受信フィルタの通過特性を示す図である。バンド１の送信フィルタ１４の通過特性は、端子Ｔ２から共通端子Ｔ０へ至る信号の通過特性であり、バンド１の受信フィルタ１２の通過特性は、共通端子Ｔ０から端子Ｔ１に至る信号の通過特性である。比較例３は、共振回路３０を設けない分波器である。

図１０（ａ）に示すように、バンド１の送信フィルタ１４の通過帯域における損失は、実施例１は比較例３に比べ０．５ｄＢ程度小さい。これは、フィルタ１４の通過帯域における共振回路３０の反射係数が大きいため、端子Ｔ２からフィルタ１４を通過し、フィルタ１２に漏れようとするフィルタ１４の通過帯域の信号５６が共振回路３０で反射され、共通端子Ｔ０に至る。これにより、フィルタ１２への信号５６の漏洩を抑制できるためである。図１０（ｂ）に示すように、バンド１の受信フィルタ１２の通過帯域における損失は、実施例１と比較例３でほぼ同じである。これは、フィルタ１２の通過帯域における共振回路３０の挿入損失が小さいため、共振回路３０を挿入してもフィルタ１２の通過帯域の信号が減衰または反射しないためである。

実施例１によれば、共振回路３０として、一端と他端との間にインダクタＬ１（第１インダクタ）およびキャパシタＣ１が直列に接続され、一端と他端との間に、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１に並列にインダクタＬ２（第２インダクタ）が接続されている。これにより、図９のように、***振周波数（ｍ３）より高い周波数における挿入損失を小さくできる。フィルタ１２の通過帯域（ｍ７からｍ８）は共振回路３０の***振周波数（ｍ３）より高周波数側に位置する。よって、フィルタ１２の通過帯域（ｍ７からｍ８）における共振回路３０の損失が小さい。これにより、共通端子Ｔ０から端子Ｔ１に至るフィルタ１２の通過帯域（ｍ７からｍ８）の信号の損失を小さくできる。また、フィルタ１４の通過帯域（ｍ５からｍ６）はフィルタ１２の通過帯域（ｍ７からｍ８）より低い。このため、フィルタ１４の通過帯域（ｍ５からｍ６）における共振回路３０の反射係数を大きくできる。これにより、共振回路３０は、フィルタ１２に漏れるフィルタ１４の通過帯域（ｍ５からｍ６）の信号５６を反射することができる。したがって、フィルタ１４を通過した信号５６はフィルタ１２に漏洩せず、共通端子Ｔ０に至る。よって、端子Ｔ２から共通端子Ｔ０に至るフィルタ１４の通過帯域（ｍ５からｍ６）の信号の損失を小さくできる。

共振回路３０の***振周波数がフィルタ１４の通過帯域に位置する比較例４について、シミュレーションを行った。図１１は、比較例４においてシミュレーションに用いた共振回路の反射特性Ｓ１１を示すスミスチャートである。図１２は、比較例４においてシミュレーションに用いた共振回路の通過特性Ｓ２１を示す図である。図１１および図１２に示すように、共振回路３０の***振周波数（ｍ９）は、１．９６８ＧＨｚであり、送信帯域内に位置している。

図１３（ａ）は、比較例４および比較例３におけるバンド１の送信フィルタ１４の通過特性を示す図であり、図１３（ｂ）は、バンド１の受信フィルタ１２の通過特性を示す図である。図１３（ａ）に示すように、比較例４では、バンド１の送信フィルタ１４の通過帯域（すなわちバンド１の送信帯域）内にリップルが形成される、図１３（ｂ）に示すように、バンド１の受信フィルタ１２の通過帯域（すなわち受信帯域）の通過特性は比較例３と同程度である。

フィルタ１４の通過帯域における共振回路３０の反射係数を大きくするため、共振回路３０の***振周波数はフィルタ１４の通過帯域内または通過帯域近傍とすることが好ましい。しかし、図１２のように***振周波数（ｍ９）がフィルタ１４の通過帯域（ｍ５からｍ６）内に位置する場合、比較例４のように、フィルタ１４の通過帯域（ｍ５からｍ６）内にリップルが形成されることがある。よって、共振回路３０の***振周波数（ｍ９）はフィルタ１４の通過帯域（ｍ５からｍ６）には位置しないことが好ましい。

また、図９のように、フィルタ１４の通過帯域（ｍ５からｍ６）は共振回路３０の***振周波数（ｍ３）より高周波数側に位置することが好ましい。これにより、フィルタ１４の通過帯域（ｍ５からｍ６）における共振回路３０の反射係数をフィルタ１２の通過帯域（ｍ７からｍ８）における共振回路３０の反射係数より大きくできる。

このように、フィルタ１２の通過帯域における共振回路３０の反射係数はフィルタ１４の通過帯域における共振回路３０の反射係数より小さくなるように、共振回路３０の***振周波数を設定することが好ましい。

***振周波数の高周波数側に共振周波数を設けるためには、例えば共振器をシャント接続することも考えられる。しかしながら、この場合、フィルタ１４の通過帯域の信号５６の一部はシャントに接続された共振器を介しグランドに流れてしまう。このため、端子Ｔ２から共通端子Ｔ０に至るフィルタ１４の通過帯域の信号５６の損失を十分には抑制できない。このように、共振回路３０は、グランドと接続する経路を有さないことが好ましい。

実施例１では、フィルタ１２を受信フィルタ、フィルタ１４を送信フィルタとして説明したが、フィルタ１２が送信フィルタであり、フィルタ１４が受信フィルタでもよい。また、フィルタ１２および１４はいずれも送信フィルタでもよく、いずれも受信フィルタでもよい。

ノードＮ０とフィルタ１４との間に比較例１のような共振器３２を接続してもよい。これにより、共振回路３０がフィルタ１２へのフィルタ１４の通過帯域の信号の漏れを抑制するのに加え、共振器３２がフィルタ１４へのフィルタ１２の通過帯域の信号の漏れを抑制する。よって、フィルタ１２および１４の両方の通過帯域における損失をより低減できる。

図１４は、実施例２に係る分波器のブロック図である。図１４に示すように、分波器１０２は、デュプレクサ２０および２２を含む。デュプレクサ２０は、フィルタ１２および１６を含み、デュプレクサ２２は、フィルタ１４および１８を含む。ノードＮ１と端子Ｔ１との間にフィルタ１２が接続され、ノードＮ１と端子Ｔ３との間にフィルタ１６が接続されている。ノードＮ２と端子Ｔ２との間にフィルタ１４が接続され、ノードＮ２と端子Ｔ４との間にフィルタ１８が接続されている。その他の構成は、実施例１と同じであり説明を省略する。

フィルタ１２、１４、１６および１８の通過特性をシミュレーションした。デュプレクサ２０をバンド１用のデュプレクサとし、フィルタ１２をバンド１の受信フィルタ、フィルタ１６をバンド１の送信フィルタとした。デュプレクサ２２をバンド３用のデュプレクサとし、フィルタ１４をバンド３の受信フィルタ、フィルタ１８をバンド３の送信フィルタとした。バンド１の送信フィルタ１６とバンド３の送信フィルタ１８は、弾性表面波共振器を用いたラダー型フィルタとした。バンド１の受信フィルタ１２とバンド３の受信フィルタ１４はダブルモード型弾性表面波フィルタとした。バンド３の送信帯域は１．７１０ＧＨｚから１．７８５ＧＨｚであり、受信帯域は１．８０５ＧＨｚから１．８７０ＧＨｚである。インダクタＬ１およびＬ２のインダクタンスをそれぞれ６．８ｎＨ、１．８ｎＨ、キャパシタＣ１のキャパシタンスを０．９ｐＦとした。バンド１用のデュプレクサ２０の整合回路として、ノードＮ１とグランドとの間に３．０ｎＨのインダクタが接続されているとした。バンド３用のデュプレクサ２２の整合回路として、ノードＮ２とグランドとの間に３．９ｎＨのインダクタが接続されているとした。端子Ｔ２とグランドとの間に６．８ｎＨのインダクタが接続されているとした。端子Ｔ４とグランドとの間に８．２ｎＨのインダクタが接続されているとした。

図１５は、実施例２においてシミュレーションに用いた共振回路の反射特性Ｓ１１を示すスミスチャートである。図１６は、実施例２においてシミュレーションに用いた共振回路の通過特性Ｓ２１を示す図である。図１５および図１６に示すように、バンド３の帯域はバンド１の帯域より低い。共振回路３０の***振周波数（ｍ１０）は、１．８０９ＧＨｚであり、バンド３の帯域内に位置する。***振周波数（ｍ１０では、反射特性Ｓ１１の大きさが１．０００、位相角度が０．４度、通過特性Ｓ２１が−４２．３ｄＢである。バンド３の低周波数端（１．７１０ＧＨｚ、マーカｍ１１）では、反射特性Ｓ１１の大きさが０．４７０、位相角度が６１．９度、通過特性Ｓ２１が−１．０８６ｄＢである。バンド３の高周波数端（１．８８０ＧＨｚ、マーカｍ１２）では、反射特性Ｓ１１の大きさが０．３６２、位相角度が−６８．８度、通過特性Ｓ２１が−０．６１０ｄＢである。バンド１の低周波数端（１．９２０ＧＨｚ、マーカｍ１３）では、反射特性Ｓ１１の大きさが０．１８５、位相角度が−７９．４度、通過特性Ｓ２１が−０．１５１ｄＢである。バンド１の高周波数端（２．１７０ＧＨｚ、マーカｍ１４）では、反射特性Ｓ１１の大きさが０．０７７、位相角度が８５．６度、通過特性Ｓ２１が−０．０２６ｄＢである。

このように、バンド３の送信フィルタ１８および受信フィルタ１４の通過帯域における共振回路３０の反射係数は、バンド１の送信フィルタ１６および受信フィルタ１２の通過帯域における共振回路３０の反射係数より大きい。

図１７（ａ）は、実施例２および比較例５におけるバンド３の送信フィルタ１８の通過特性を示す図であり、図１７（ｂ）は、バンド３の受信フィルタ１４の通過特性を示す図である。フィルタ１８の通過特性は、端子Ｔ４から共通端子Ｔ０へ至る信号の通過特性であり、フィルタ１４の通過特性は、共通端子Ｔ０から端子Ｔ２に至る信号の通過特性である。図１８（ａ）は、実施例２および比較例５におけるバンド１の送信フィルタ１６の通過特性を示す図であり、図１８（ｂ）は、バンド１の受信フィルタ１２の通過特性を示す図である。フィルタ１６の通過特性は、端子Ｔ３から共通端子Ｔ０へ至る信号の通過特性であり、フィルタ１２の通過特性は、共通端子Ｔ０から端子Ｔ１に至る信号の通過特性である。比較例５は、共振回路３０を設けない分波器である。

図１７（ｂ）に示すように、実施例２におけるバンド３の受信フィルタ１４の通過帯域の損失は、比較例５に比べ０．５ｄＢ程度小さい。図１７（ａ）、図１８（ａ）および図１８（ｂ）に示すように、バンド３の送信フィルタ１８、バンド１の受信フィルタ１２および送信フィルタ１６の通過帯域における損失は、実施例２と比較例５とで同程度である。このように、２つのデュプレクサ２０および２２を用いた分波器においても、低い通過帯域における損失を向上させ、かつ高い通過帯域における損失の低下を抑制できる。

実施例２によれば、図１４のようにフィルタ１４の通過帯域より高い通過帯域を有するフィルタ１６（第３フィルタ）がノードＮ１と端子Ｔ３（第３端子）との間に接続されていている。図１６のようにフィルタ１６の通過帯域は共振回路３０の***振周波数（ｍ１０）より高周波数側に位置する。これにより、フィルタ１６の通過帯域における共振回路３０の損失を低減できる。よって、端子Ｔ３から共通端子Ｔ０に至るフィルタ１６の通過帯域の損失が抑制できる。また、フィルタ１４の通過帯域における共振回路３０の反射係数が高い。これにより、共通端子Ｔ０からフィルタ１２および１６へ至ろうとするフィルタ１４の通過帯域の信号は、共振回路３０で反射し、フィルタ１４を通過する。よって、共通端子Ｔ０から端子Ｔ２に至るフィルタ１４の通過帯域の信号の損失を抑制できる。

また、フィルタ１２の通過帯域より低い通過帯域を有するフィルタ１８（第４フィルタ）がノードＮ２と端子Ｔ４（第４端子）との間に接続されていている。これにより、フィルタ１８の通過帯域における共振回路３０の反射係数を高くできる。したがって、フィルタ１８を通過してフィルタ１２に至ろうとするフィルタ１８の通過帯域の信号を共振回路３０で反射できる。よって、フィルタ１８の通過帯域の信号のフィルタ１２への漏れを抑制し、かつ共振回路３０を挿入することによるフィルタ１２の通過帯域における損失を抑制できる。

実施例２では、４つのフィルタを用いたクワッドプレクサについて説明したが、３つのフィルタを用いたトリプレクサ、または５以上のフィルタを用いたマルチプレクサでもよい。

実施例１および２において、フィルタ１２、１４、１６および１８には、例えば弾性表面波共振器、弾性境界波共振器、ラブ波共振器または圧電薄膜共振器を用いることができる。フィルタ１２、１４、１６および１８には、例えばラダー型フィルタまたは多重モード型フィルタを用いることができる。

以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明はかかる特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

１２、１４、１６、１８フィルタ
２０、２２デュプレクサ
３０共振回路
３２共振器

Claims

共通端子と第１端子との間に接続された第１フィルタと、
前記共通端子と第２端子との間に接続され、前記第１フィルタの通過帯域より低い通過帯域を有する第２フィルタと、
一端と他端との間に直列に接続された第１インダクタおよびキャパシタと、前記一端と前記他端との間に前記第１インダクタおよび前記キャパシタと並列に接続された第２インダクタと、を備え、前記一端は前記共通端子が前記第１フィルタと前記第２フィルタとに分岐するノードに接続され、前記他端は前記第１フィルタに接続された共振回路と、
を具備し、
前記第１フィルタの通過帯域は前記共振回路の***振周波数より高周波数側に位置することを特徴とする分波器。
前記共振回路の***振周波数は前記第２フィルタの通過帯域には位置しないことを特徴とする請求項１記載の分波器。
前記第２フィルタの通過帯域は前記共振回路の***振周波数より高周波数側に位置することを特徴とする請求項１記載の分波器。
前記共振回路は、グランドと接続する経路を有さないことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項記載の分波器。
前記第１フィルタの通過帯域における前記共振回路の反射係数は前記第２フィルタの通過帯域における前記共振回路の反射係数より小さいことを特徴とする請求項１から４のいずれか一項記載の分波器。
前記共振回路の前記他端と第３端子との間に接続され、前記第２フィルタの通過帯域より高い通過帯域を有する第３フィルタを具備し、
前記第３フィルタの通過帯域は前記共振回路の***振周波数より高周波数側に位置することを特徴とする請求項１から５のいずれか一項記載の分波器。
前記共通端子と第４端子との間に接続され、前記第１フィルタの通過帯域より低い通過帯域を有する第４フィルタを具備することを特徴とする請求項１から６のいずれか一項記載の分波器。