JP2016063589A - 直流−直流変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子への印加電圧を低下させ、汎用の素子を使用可能として、損失の低減、装置全体の小型化、低コスト化を図る。【解決手段】コンデンサ直列回路１１と、この直列回路１１に並列に接続され、かつ、互いに逆方向に接続されたスイッチング素子直列回路２１とダイオード直列回路（耐圧回路）３１との直列回路と、直列回路２１，３１同士の接続点と前記直列回路１１の一端との間に接続された直流リアクトルＬ１と入出力用コンデンサＣｏ１との直列回路と、分圧コンデンサ同士の接続点とスイッチング素子同士の接続点との間に接続された複数のダイオードからなるダイオード群４１と、を備え、各スイッチング素子のオフ時における印加電圧を１個の分圧コンデンサの電圧に等しくし、スイッチング素子のオン・オフにより電圧Ｅｉ１と電圧Ｅｏ１との間で直流−直流変換を行う。【選択図】図１

Description

本発明は、例えば、高圧大容量の鉄道車両用電力変換装置において、半導体スイッチング素子の損失低減や装置全体の小型軽量化、低コスト化を可能にした直流−直流変換装置に関するものである。

図４は、従来の降圧型直流−直流変換装置（降圧チョッパ）の回路構成図である。
図４において、Ｃ_ｉ４は直流入力電圧Ｅ_ｉ４が印加されるコンデンサであり、その両端には、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子Ｑ_４とダイオードＤ_４とが逆方向に直列接続されている。ダイオードＤ_４の両端には、直流リアクトルＬ_４とコンデンサＣ_ｏ４とが直列に接続され、コンデンサＣ_ｏ４の両端から直流出力電圧Ｅ_ｏ４が得られるようになっている。
この従来技術では、スイッチング素子Ｑ_４をオン・オフするデューティ比を調整することにより、Ｅ_ｉ４＞Ｅ_ｏ４の範囲で出力電圧Ｅ_ｏ４を任意の大きさに制御することができる。

ここで、鉄道車両用の電力変換装置では入力電圧の変動が大きい。このため、図４に示したような電力変換装置を鉄道車両用に使用する場合、スイッチング素子Ｑ_４やダイオードＤ_４等の半導体素子の耐圧は、入力電圧Ｅ_ｉ４の変動範囲の最大値を考慮して選定する必要がある。特に、入力電圧Ｅ_ｉ４は地域や路線によって様々であるため、十分な余裕を見て高電圧入力に対応させるためには、定格電圧が高く、一般的に高価な素子を選ぶことが必要となる。

なお、半導体素子への印加電圧を低減させる従来技術としては、例えば図５に示す直流−直流変換装置が知られており、図５とほぼ同様の回路が特許文献１に記載されている。
図５において、入力電圧Ｅ_ｉ５が印加される分圧用コンデンサＣ_ｉ５ａ，Ｃ_ｉ５ｂの直列回路には、スイッチング素子Ｑ_５ａ，ダイオードＤ_５ａ，Ｄ_５ｂ，スイッチング素子Ｑ_５ｂからなる直列回路が並列に接続されている。また、ダイオードＤ_５ａ，Ｄ_５ｂの直列回路の両端には、直流リアクトルＬ_５とコンデンサＣ_ｏ５とが直列に接続され、コンデンサＣ_ｏ５の両端から直流出力電圧Ｅ_ｏ５が得られるようになっている。

直流入力部のコンデンサＣ_ｉ５ａ，Ｃ_ｉ５ｂの容量値が等しい場合、各コンデンサＣ_ｉ５ａ，Ｃ_ｉ５ｂに印加される電圧は何れもＥ_ｉ５／２である。図５の回路では、スイッチング素子Ｑ_５ａ，Ｑ_５ｂ及びダイオードＤ_５ａ，Ｄ_５ｂに印加される電圧がコンデンサＣ_ｉ５ａ，Ｃ_ｉ５ｂへの印加電圧にそれぞれ等しくなるため、理想的には、全てＥ_ｉ５／２となる。
このような特徴から、図５の回路によれば、図４と同じ定格電圧の素子を用いた場合に図４の２倍の入力電圧に対応させることができる。すなわち、Ｅ_ｉ５＝２Ｅ_ｉ４である電力変換装置に適用することができる。

例えば、鉄道車両用の電力変換装置として一般的な７５０［Ｖ］の直流入力電圧の場合、図４の回路では、スイッチング素子Ｑ_４として、電圧変動を考慮して定格電圧が１７００［Ｖ］の汎用ＩＧＢＴが使用されている。また、直流入力電圧が１５００［Ｖ］の場合には、通常、定格電圧が３３００［Ｖ］のＩＧＢＴが使用される。

これに対し、図５の回路では、スイッチング素子Ｑ_５ａ，Ｑ_５ｂとして定格電圧が１７００［Ｖ］の汎用ＩＧＢＴを使用しながら、ほぼ２倍の定格電圧である３３００［Ｖ］のＩＧＢＴを使用した場合と同等の直流入力電圧に対応させることが可能になる。
１７００［Ｖ］定格の汎用ＩＧＢＴは、３３００［Ｖ］定格のＩＧＢＴに比べて損失が非常に少ないため、図５に示す回路構成によれば、損失の低減やスイッチング周波数の高周波化が可能となり、直流リアクトルＬ_５ひいては装置全体の小型化、低コスト化に寄与することとなる。

特開２００８−２９５２２８号公報（段落［００３９］〜［００５２］、図５〜図７）

上述したように、直流入力部に分圧用のコンデンサを２個、直列に接続して回路構成を工夫すれば、スイッチング素子等への印加電圧を１／２にすることができる。しかし、更に高い直流入力電圧、例えば３０００［Ｖ］に対応するためには、図５に示したような回路構成でも汎用の素子を使用することができなくなる。

そこで、本発明の解決課題は、スイッチング素子への印加電圧を低下させて汎用の素子を使用可能とし、損失の低減、装置全体の小型化、低コスト化を可能にした直流−直流変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、半導体スイッチング素子のオン・オフにより、直流入力電圧を所定の大きさの直流電圧に変換する直流−直流変換装置において、
容量値が等しいｎ（ｎは３以上の整数）個の分圧コンデンサが直列に接続されたコンデンサ直列回路と、
前記コンデンサ直列回路に並列に接続され、かつ、ｎ個の前記スイッチング素子により構成されたスイッチング素子直列回路と前記コンデンサ直列回路の両端電圧より大きい耐圧を有する耐圧回路とを直列接続してなる回路と、
前記スイッチング素子直列回路と前記耐圧回路との接続点と前記コンデンサ直列回路の一端との間に接続され、かつ、直流リアクトルと入出力用コンデンサとを直列接続してなる回路と、
２個の前記分圧コンデンサ同士の接続点とこれらの分圧コンデンサと同じ段にある２個の前記スイッチング素子同士の接続点との間にそれぞれ接続された複数のダイオードからなるダイオード群と、を備え、
個々の前記スイッチング素子のオフ時における印加電圧を１個の前記分圧コンデンサの電圧に等しくすると共に、前記スイッチング素子をオン・オフさせることにより、前記コンデンサ直列回路の両端電圧と前記入出力用コンデンサの両端電圧との間で直流−直流変換を行うものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した直流−直流変換装置において、前記コンデンサ直列回路の両端電圧を、前記スイッチング素子のオン・オフにより降圧して前記入出力用コンデンサに供給するものである。

請求項３に係る発明は、請求項１に記載した直流−直流変換装置において、前記入出力用コンデンサの両端電圧を、前記スイッチング素子のオン・オフにより昇圧して前記コンデンサ直列回路に供給するものである。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した直流−直流変換装置において、前記耐圧回路を、前記スイッチング素子直列回路に対して逆方向に接続された複数のダイオードの直列回路によって構成したものである。

本発明によれば、直流電圧が高い場合でも、低損失かつ低コストの汎用のスイッチング素子を使用して直流−直流変換装置を構成することができる。また、スイッチング周波数を高くすることによる支障も少ないため、制御装置の演算負荷が軽減されると共に、直流リアクトルひいては装置全体の小型軽量化、低コスト化が可能である。
特に、本発明では、例えばチョッパの入力フィルタ回路を構成する直流リアクトル及びコンデンサをそのまま流用可能であるから、装置の小型軽量化、低コスト化に寄与するところが大きい。

本発明の第１実施形態を示す回路構成図である。 図１の動作を説明するためのタイミングチャートである。 本発明の第２実施形態を示す回路構成図である。 従来の降圧型直流−直流変換装置の回路構成図である。 他の従来技術を示す回路構成図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す回路構成図であり、本発明を降圧型直流−直流変換装置（降圧チョッパ）に適用した場合のものである。

図１において、４個の分圧用コンデンサＣ_ｉ１ａ，Ｃ_ｉ１ｂ，Ｃ_ｉ１ｃ，Ｃ_ｉ１ｄからなるコンデンサ直列回路１１の両端には、直流入力電圧Ｅ_ｉ１が印加されている。また、コンデンサ直列回路１１には、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子Ｑ_１ａ，Ｑ_１ｂ，Ｑ_１ｃ，Ｑ_１ｄからなるスイッチング素子直列回路２１とダイオードＤ_１ａ，Ｄ_１ｂ，Ｄ_１ｃ，Ｄ_１ｄからなるダイオード直列回路３１とを逆方向に直列接続した回路が、並列に接続されている。ここで、ダイオード直列回路３１は、請求項における耐圧回路に相当している。

コンデンサＣ_ｉ１ａ，Ｃ_ｉ１ｂ同士の接続点とスイッチング素子Ｑ_１ａ，Ｑ_１ｂ同士の接続点との間には、ダイオードＤ_１ｅ，Ｄ_１ｆ，Ｄ_１ｇが図示の方向で直列に接続される。また、コンデンサＣ_ｉ１ｂ，Ｃ_ｉ１ｃ同士の接続点とスイッチング素子Ｑ_１ｂ，Ｑ_１ｃ同士の接続点との間には、ダイオードＤ_１ｈ，Ｄ_１ｉが図示の方向で直列に接続される。更に、コンデンサＣ_ｉ１ｃ，Ｃ_ｉ１ｄ同士の接続点とスイッチング素子Ｑ_１ｃ，Ｑ_１ｄ同士の接続点との間には、ダイオードＤ_１ｊが図示の方向で接続されている。
これらのダイオードＤ_１ｅ，Ｄ_１ｆ，Ｄ_１ｇ，Ｄ_１ｈ，Ｄ_１ｉ，Ｄ_１ｊは、ダイオード群４１を構成している。

ダイオード直列回路３１の両端には、直流リアクトルＬ_１とコンデンサＣ_ｏ１とが直列に接続されており、スイッチング素子Ｑ_１ａ，Ｑ_１ｂ，Ｑ_１ｃ，Ｑ_１ｄのオン・オフ動作により、入力電圧Ｅ_ｉ１より低い出力電圧Ｅ_ｏ１がコンデンサＣ_ｏ１の両端から得られるようになっている。コンデンサＣ_ｏ１は、請求項における入出力用コンデンサに相当し、本実施形態では出力用コンデンサとして機能する。
なお、Ｅ_ｃｈ１は、ダイオード直列回路３１の両端電圧、Ｉ_Ｌ１は直流リアクトルＬ_１を流れる電流である。
ここで、コンデンサ直列回路１１を構成するコンデンサＣ_ｉ１ａ，Ｃ_ｉ１ｂ，Ｃ_ｉ１ｃ，Ｃ_ｉ１ｄの容量値を全て等しくすると、入力電圧Ｅ_ｉ１は、これらのコンデンサＣ_ｉ１ａ，Ｃ_ｉ１ｂ，Ｃ_ｉ１ｃ，Ｃ_ｉ１ｄによって均等に分圧されるので、各コンデンサＣ_ｉ１ａ，Ｃ_ｉ１ｂ，Ｃ_ｉ１ｃ，Ｃ_ｉ１ｄの電圧はＥ_ｉ１／４となる。

次に、図２は、図１の回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。なお、以下の説明において、スイッチング素子及びダイオードによる順方向電圧降下は無視するものとする。

図１の回路の動作は、出力電圧Ｅ_ｏ１として、入力電圧Ｅ_ｉ１より低い電圧Ｅ_ｃｈ１を発生する降圧出力モードと、全てのスイッチング素子Ｑ_１ａ〜Ｑ_１ｄがオフすることによって電圧Ｅ_ｃｈ１が０になる零電圧モード（電流Ｉ_Ｌ１がダイオード直列回路３１を流れるモード）と、がある。この二つのモードを繰り返し、また、各モードの時間比率を調整することにより、出力電圧Ｅ_ｏ１を制御する。

図２に示すように、降圧出力モードは、オンするスイッチング素子の数に応じて４つのモード１〜４が存在する。なお、モード０は零電圧モードである。
降圧出力モード１〜４において所定数のスイッチング素子をオンさせる動作、及び、零電圧モード０において全てのスイッチング素子をオフさせる動作（全ゲートオフ動作）は、図示されていない制御回路によって容易に実現可能である。

降圧出力モード１では、図１のスイッチング素子直列回路２１における最下段のスイッチング素子Ｑ_１ｄのみをオンさせ、他のスイッチング素子Ｑ_１ａ，Ｑ_１ｂ，Ｑ_１ｃはオフ状態とする。スイッチング素子Ｑ_１ｄのオンによってダイオードＤ_１ｊもオンするため、電圧Ｅ_ｃｈ１はコンデンサＣ_ｉ１ｄの電圧、すなわちＥ_ｉ／４となる。

降圧出力モード２では、２つのスイッチング素子Ｑ_１ｃ，Ｑ_１ｄをオンさせ、他のスイッチング素子Ｑ_１ａ，Ｑ_１ｂはオフ状態とする。これにより、ダイオードＤ_１ｈ，Ｄ_１ｉ，Ｄ_１ｊがオンするため、電圧Ｅ_ｃｈ１はコンデンサＣ_ｉ１ｃ，Ｃ_ｉ１ｄの直列回路の電圧、すなわち２Ｅ_ｉ１／４（＝Ｅ_ｉ１／２）となる。

降圧出力モード３では、３つのスイッチング素子Ｑ_１ｂ，Ｑ_１ｃ，Ｑ_１ｄをオンさせ、残りのスイッチング素子Ｑ_１ａをオフ状態とする。これにより、ダイオードＤ_１ｅ，Ｄ_１ｆ，Ｄ_１ｇ，Ｄ_１ｈ，Ｄ_１ｉ，Ｄ_１ｊがオンするので、電圧Ｅ_ｃｈ１はコンデンサＣ_ｉ１ｂ，Ｃ_ｉ１ｃ，Ｃ_ｉ１ｄの直列回路の電圧、すなわち３Ｅ_ｉ１／４となる。

降圧出力モード４では、スイッチング素子直列回路２１の全てのスイッチング素子Ｑ_１ａ，Ｑ_１ｂ，Ｑ_１ｃ，Ｑ_１ｄをオンさせる。これにより、電圧Ｅ_ｃｈ１はコンデンサＣ_ｉ１ｂ，Ｃ_ｉ１ｃ，Ｃ_ｉ１ｄの直列回路の電圧である入力電圧Ｅ_ｉ１に等しくなる。
なお、図２では、降圧出力モード１〜４が零電圧モード０を挟んで時系列的に順次、選択されるようになっているが、降圧出力モード１〜４は所望の出力電圧に応じて任意に選択されるものである。

上記の説明から明らかなように、何れの降圧出力モード１〜４においても、オフ状態の各スイッチング素子Ｑ_１ａ，Ｑ_１ｂ，Ｑ_１ｃ，Ｑ_１ｄには、それぞれ、コンデンサＣ_ｉ１ａ，Ｃ_ｉ１ｂ，Ｃ_ｉ１ｃ，Ｃ_ｉ１ｄの個々の電圧に等しいＥ_ｉ１／４だけが印加される。
従って、仮に入力電圧Ｅ_ｉ１が３０００［Ｖ］であった場合、スイッチング素子１個当たりの印加電圧は７５０［Ｖ］となり、入力電圧Ｅ_ｉ１の変動を考慮したとしても、定格電圧が１７００［Ｖ］の汎用ＩＧＢＴを使用することが可能になる。入力電圧Ｅ_ｉ１が更に高くなった場合には、直流入力部の分圧用コンデンサの直列接続数と、これに対応するスイッチング素子の直列接続数とを、更に増加させれば良い。

なお、降圧出力モード１〜４に応じて電圧Ｅ_ｃｈ１が変化するので、所定の耐圧を持たせるために、ダイオード直列回路３１は複数のダイオードＤ_１ａ，Ｄ_１ｂ，Ｄ_１ｃ，Ｄ_１ｄを直列に接続して構成されている。このダイオード直列回路３１は、必ずしも４個のダイオードによって構成する必要はなく、全体の耐圧が入力電圧Ｅ_ｉ１より大きければ、任意の数のダイオードを直列に接続して構成しても良い。
また、分圧用コンデンサ同士の接続点とスイッチング素子同士の接続点との間に接続されたダイオード群４１についても、同様に所定の耐圧を持たせるために、各段でダイオードの直列接続数がそれぞれ異なっている。

この実施形態によれば、鉄道車両用の電力変換装置のように入力電圧Ｅ_ｉ１の変動範囲が大きい場合、Ｅ_ｉ１＞Ｅ_ｏ１という条件のもとで、入力電圧値に応じて４つの降圧出力モード１〜４から任意のモードを選択して動作させることができる。この時、直流リアクトルＬ_１の電流Ｉ_Ｌ１のリプルが極力小さくなるようにすれば、直流リアクトルＬ_１のインダクタンス値を小さく設定することができ、直流リアクトルＬ_１の小型軽量化、低コスト化が可能になる。

次に、図３は本発明の第２実施形態を示す回路構成図である。この第２実施形態は、本発明を昇圧型直流−直流変換装置（昇圧チョッパ）に適用した場合のものである。

図３において、コンデンサＣ_ｉ３の両端には、直流入力電圧Ｅ_ｉ３が印加されている。また、コンデンサＣ_ｉ３の正極は、直流リアクトルＬ_３を介して、耐圧回路としてのダイオード直列回路３２とスイッチング素子直列回路２２との接続点に接続されている。ここで、コンデンサＣ_ｉ３は、請求項における入出力用コンデンサに相当し、本実施形態では入力用コンデンサとして機能するものである。
なお、Ｄ_３ａ，Ｄ_３ｂ，Ｄ_３ｃ，Ｄ_３ｄはダイオード直列回路３２を構成するダイオード、Ｑ_３ａ，Ｑ_３ｂ，Ｑ_３ｃ，Ｑ_３ｄはスイッチング素子直列回路２２を構成するスイッチング素子であり、これらの直列回路３２，２２は逆方向に直列接続されている。

ダイオード直列回路３２とスイッチング素子直列回路２２とを直列接続した回路には、コンデンサ直列回路１２が並列に接続されている。コンデンサ直列回路１２は分圧用コンデンサＣ_ｏ３ａ，Ｃ_ｏ３ｂ，Ｃ_ｏ３ｃ，Ｃ_ｏ３ｄからなり、コンデンサ直列回路１２の両端から出力電圧Ｅ_ｏ３が得られるようになっている。

スイッチング素子Ｑ_３ａ，Ｑ_３ｂ同士の接続点とコンデンサＣ_ｏ３ａ，Ｃ_ｏ３ｂ同士の接続点との間には、ダイオードＤ_３ｅ，Ｄ_３ｆ，Ｄ_３ｇが図示の方向で直列に接続され、スイッチング素子Ｑ_３ｂ，Ｑ_３ｃ同士の接続点とコンデンサＣ_ｏ３ｂ，Ｃ_ｏ３ｃ同士の接続点との間には、ダイオードＤ_３ｈ，Ｄ_３ｉが図示の方向で直列に接続され、スイッチング素子Ｑ_３ｃ，Ｑ_３ｄ同士の接続点とコンデンサＣ_ｏ３ｃ，Ｃ_ｏ３ｄ同士の接続点との間には、ダイオードＤ_３ｊが図示の方向で接続されている。
これらのダイオードＤ_３ｅ，Ｄ_３ｆ，Ｄ_３ｇ，Ｄ_３ｈ，Ｄ_３ｉ，Ｄ_３ｊは、ダイオード群４２を構成している。

この実施形態では、例えば、スイッチング素子Ｑ_３ａ，Ｑ_３ｂ，Ｑ_３ｃ，Ｑ_３ｄを全てオンさせて直流リアクトルＬ_３にエネルギーを蓄積し、その後にオフするスイッチング素子の組み合わせを変えることにより充電されるコンデンサの組み合わせを変えることができ、この動作の繰り返しによって出力電圧Ｅ_ｏ３を制御することができる。

例えば、スイッチング素子Ｑ_３ａ，Ｑ_３ｂ，Ｑ_３ｃ，Ｑ_３ｄを全てオンさせた後に、これらのスイッチング素子Ｑ_３ａ，Ｑ_３ｂ，Ｑ_３ｃ，Ｑ_３ｄを全てオフするモードでは、ダイオード直列回路３２がオンしてコンデンサ直列回路１２のコンデンサＣ_ｏ３ａ，Ｃ_ｏ３ｂ，Ｃ_ｏ３ｃ，Ｃ_ｏ３ｄが全て充電される。また、３個のスイッチング素子Ｑ_３ｂ，Ｑ_３ｃ，Ｑ_３ｄをオフするモードでは、スイッチング素子Ｑ_３ａ及びダイオードＤ_３ｅ，Ｄ_３ｆ，Ｄ_３ｇがオンしてコンデンサＣ_ｏ３ｂ，Ｃ_ｏ３ｃ，Ｃ_ｏ３ｄが充電される。以下、２個のスイッチング素子Ｑ_３ｃ，Ｑ_３ｄをオフするモードではコンデンサＣ_ｏ３ｃ，Ｃ_ｏ３ｄが充電され、１個のスイッチング素子Ｑ_３ｄのみをオフするモードではコンデンサＣ_ｏ３ｄが充電されることになる。

この第２実施形態においても、上記の全てのモードにおいて各スイッチング素子Ｑ_３ａ，Ｑ_３ｂ，Ｑ_３ｃ，Ｑ_３ｄに印加される電圧は出力電圧Ｅ_ｏ３の１／４となる。よって、出力電圧Ｅ_ｏ３が高電圧である場合にも、耐圧の低いスイッチング素子Ｑ_３ａ，Ｑ_３ｂ，Ｑ_３ｃ，Ｑ_３ｄを使用することができる。
また、Ｅ_ｉ３＜Ｅ_ｏ３という条件のもとで、出力電圧値に応じて任意のモードを選択することが可能である。

以上のように、第１または第２実施形態によれば、直流入力電圧または直流出力電圧が高い場合でも各スイッチング素子への印加電圧を分圧コンデンサによる分圧値に抑えることができる。このため、低耐圧の汎用の素子を使用して高電圧対応の直流−直流変換装置を構成することができ、スイッチング周波数の高周波数化によって直流リアクトルを小型化することも可能である。

本発明は、鉄道車両用だけでなく、電圧変動が大きい各種用途の降圧チョッパ、昇圧チョッパに適用することができる。

Ｃ_ｉ１ａ〜Ｃ_ｉ１ｄ，Ｃ_ｏ３ａ〜Ｃ_ｏ３ｄ，Ｃ_ｏ１，Ｃ_ｉ３：コンデンサ
Ｄ_１ａ〜Ｄ_１ｊ，Ｄ_３ａ〜Ｄ_３ｊ：ダイオード
Ｑ_１ａ〜Ｑ_１ｄ，Ｑ_３ａ〜Ｑ_３ｄ：半導体スイッチング素子
Ｌ_１，Ｌ_３：直流リアクトル
１１，１２：コンデンサ直列回路
２１，２２：スイッチング素子直列回路（耐圧回路）
３１，３２：ダイオード直列回路
４１，４２：ダイオード群

Claims (4)

1. 半導体スイッチング素子のオン・オフにより、直流入力電圧を所定の大きさの直流電圧に変換する直流−直流変換装置において、
   容量値が等しいｎ（ｎは３以上の整数）個の分圧コンデンサが直列に接続されたコンデンサ直列回路と、
   前記コンデンサ直列回路に並列に接続され、かつ、ｎ個の前記スイッチング素子により構成されたスイッチング素子直列回路と前記コンデンサ直列回路の両端電圧より大きい耐圧を有する耐圧回路とを直列接続してなる回路と、
   前記スイッチング素子直列回路と前記耐圧回路との接続点と前記コンデンサ直列回路の一端との間に接続され、かつ、直流リアクトルと入出力用コンデンサとを直列接続してなる回路と、
   ２個の前記分圧コンデンサ同士の接続点とこれらの分圧コンデンサと同じ段にある２個の前記スイッチング素子同士の接続点との間にそれぞれ接続された複数のダイオードからなるダイオード群と、
   を備え、
   個々の前記スイッチング素子のオフ時における印加電圧を１個の前記分圧コンデンサの電圧に等しくすると共に、前記スイッチング素子をオン・オフさせることにより、前記コンデンサ直列回路の両端電圧と前記入出力用コンデンサの両端電圧との間で直流−直流変換を行うことを特徴とする直流−直流変換装置。
2. 請求項１に記載した直流−直流変換装置において、
   前記コンデンサ直列回路の両端電圧を、前記スイッチング素子のオン・オフにより降圧して前記入出力用コンデンサに供給することを特徴とする直流−直流変換装置。
3. 請求項１に記載した直流−直流変換装置において、
   前記入出力用コンデンサの両端電圧を、前記スイッチング素子のオン・オフにより昇圧して前記コンデンサ直列回路に供給することを特徴とする直流−直流変換装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した直流−直流変換装置において、
   前記耐圧回路を、前記スイッチング素子直列回路に対して逆方向に接続された複数のダイオードの直列回路によって構成したことを特徴とする直流−直流変換装置。

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