JP2015198504A - 絶縁型直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力を制御する絶縁型の直流電源装置において、過電流保護回路の動作点を補正して広い範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行うことができるようにする。【解決手段】 電源制御回路は、一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と比較基準電圧とを比較してトランスの二次側の過電流状態を検出するための過電流検出回路（３６ａ）と、過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じてスイッチング素子（ＳＷ）をオフ状態にさせる過電流保護回路（３８，３９）とを備え、スイッチング素子の駆動パルスのオン時間に応じて比較準電圧が変化するようにした。【選択図】 図２

Description

本発明は、直流電源装置に関し、特に電圧変換用トランスを備えた絶縁型直流電源装置における過電流保護回路の動作点補正に利用して有効な技術に関する。

直流電源装置には、交流電源を整流するダイオード・ブリッジ回路と、該回路で整流された直流電圧を降圧して所望の電位の直流電圧に変換する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータなどで構成されたＡＣ−ＤＣコンバータがある。かかるＡＣ−ＤＣコンバータとしては、例えば電圧変換用トランスの一次側巻線と直列に接続されたスイッチング素子をＰＷＭ（パルス幅変調）制御方式やＰＦＭ（パルス周波数変調）制御方式等でオン、オフ駆動して一次側巻線に流れる電流を制御し、二次側巻線に誘起される電圧を制御するようにしたスイッチング電源装置が知られている。

ところで、ＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、定格負荷電流（或いは最大負荷電流）が規定されており、二次側に流れる電流が定格負荷電流以上に増加する過電流状態が発生すると電源装置がダメージを受けることがあるので、一次側の制御回路に過電流検出機能および過電流を検出した場合に制御動作を停止させる過電流保護機能を設けることが多い。
スイッチング制御方式のＡＣ−ＤＣコンバータにおける二次側の出力の過電流を検出する方法としては、一次側のスイッチング素子と直列に電流検出用の抵抗を設け、該抵抗により電流−電圧変換した電圧（三角波形または台形波の電圧のピーク値）を監視する方式が一般的である（特許文献１参照）。

ところで、ワールドワイド入力仕様のＡＣ−ＤＣコンバータは、入力交流電圧が例えば８５Ｖ〜２７６Ｖのような比較的広い範囲の電圧に対して動作可能であるように構成する必要がある。しかしながら、電流−電圧変換した電圧を監視して過電流保護機能を働かせる方式においては、ＡＣ入力電圧ＶACの大きさによって一次側のピーク電流Ｉｐが図３のように変化してしまう。そのため、何ら対策をしないと、過電流保護動作点（過電流保護が働く時の負荷電流値Ｉdet）がずれてしまうという問題がある。

このＡＣ入力電圧ＶACの大きさに対する過電流保護回路の動作点の変化を図示したものが図９であり、何ら対策をしない場合には、図９に実線Ａで示すように過電流保護回路の動作点Ｉdetが変化してしまい、適切な過電流保護を行うことができない。なお、理想的な特性は、ＶAC−Ｉdet特性が平坦になることである。
上記のような過電流保護動作点のＡＣ入力電圧依存性に対する対策として、図１のようなＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、ダイオード・ブリッジ１２により整流された脈流電圧が印加されるノードＮ１と、電流検出用抵抗Ｒｓと制御用ＩＣの電流検出端子ＣＳとの間のノードＮ２との間に、破線で示すように、補正用の抵抗Ｒｂを接続する方式が考えられる。

特開２００５−３４１７３０号公報 特開２０１２−２３５５６１号公報

しかしながら、上記のような補正用の抵抗Ｒｂを接続する対策にあっては、図９に破線Ｂで示すように、抵抗を設けないものよりは過電流保護動作点Ｉdetの変化は少なくなるものの、ＶAC−Ｉdet特性の平坦性が悪く、特に１００〜２００Ｖの範囲での過電流保護動作点の変化が充分に低減されない。また、補正用の抵抗Ｒｂを設けることで無駄な電流が流れてしまうため、電力損失が増加するという課題がある。

そこで、本発明者らは、スイッチング制御方式のＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、一次側巻線に電流を流すスイッチング素子をオン、オフする制御信号（パルス）のデューティを検出し、検出したデューティに応じて、過電流保護用のコンパレータのスレッシホールド電圧Ｖｔｈを補正することで、過電流保護動作点のＡＣ入力電圧依存性を低減する発明をなし先に出願した（特許文献２参照）。
しかし、特許文献２に開示されている発明にあっては、デューティ検出回路が複雑であり、一次側電源制御回路を半導体集積回路化した場合、チップサイズが増大しコストアップを招くというという課題がある。

本発明は上記のような背景の下になされたもので、その目的とするところは、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力を制御する絶縁型直流電源装置において、電力損失の増加や回路規模の増大を招くことなく、過電流保護動作点を補正して広範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行うことができる技術を提供することにある。

上記目的を達成するため本発明は、
電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子と、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力されることで前記スイッチング素子をオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御回路とを有する絶縁型直流電源装置において、
前記電源制御回路は、
前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と比較電圧とを比較して前記トランスの二次側の過電流状態を検出するための過電流検出回路と、
前記過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じて前記スイッチング素子をオフ状態にさせる過電流保護回路と、
を備え、前記スイッチング素子の駆動パルスのオン時間に応じて前記比較電圧を補正するように構成した。

上記した構成によれば、交流入力電圧が異なっても過電流保護動作点がほとんど変化しないため、交流入力電圧−過電流保護動作点特性がほぼ平坦になり、広い範囲の交流入力電圧に対して適切なポイントで過電流保護を行うことができる。

ここで、望ましくは、前記過電流保護回路は、
前記比較電圧の基準となる電圧を生成する基準電圧源と、
前記スイッチング素子の駆動パルスのオン時間に応じた電圧を生成し出力するオン時間検出回路と、
前記オン時間検出回路より出力された電圧に基づいて、前記比較電圧が入力電圧−オン時間特性カーブに従って変化するように補正する補正回路と、
を備えるように構成する。
これにより、広い範囲の交流入力電圧に対して適切なポイントで過電流保護を行うことができ、過電流保護回路を容易に設計することができる。

また、望ましくは、前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧は、前記スイッチング素子と直列に接続された電流検出用の抵抗により電流−電圧変換された電圧であるようにする。
これにより、過電流保護のために監視する電圧を容易に得ることができる。

さらに、望ましくは、前記電源制御回路は、１個の半導体チップ上に半導体集積回路として形成され、前記電流検出用の抵抗により電流−電圧変換された電圧が入力されたる第１端子と、前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力される第２端子とを備えているようにする。
これにより、絶縁型直流電源装置を構成する部品点数を減らすとともに、電源装置の小型化を図ることができる。

本発明によれば、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力電圧を制御する絶縁型直流電源装置において、電力損失の増加や回路規模の増大を招くことなく、過電流保護動作点の補正特性をほぼ平坦にして広範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行うことができるという効果がある。

本発明に係る絶縁型直流電源装置としてのＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。 図１のＡＣ−ＤＣコンバータにおけるトランスの一次側制御回路（電源制御用ＩＣ）の構成例を示す回路構成図である。 ＡＣ−ＤＣコンバータにおける負荷一定の条件下でのＡＣ入力電圧ＶACと一次側のピーク電流との関係を示すグラフである。 ＡＣ−ＤＣコンバータにおける負荷一定の条件下でのＡＣ入力電圧ＶACと電流検出端子の電圧との関係を示すグラフである。 ＡＣ−ＤＣコンバータにおけるＡＣ入力電圧ＶACと一次側オン時間との関係を示すグラフである。 実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータにおけるオン時間検出回路と電圧補正回路の具体例を示す回路構成図である。 ＡＣ−ＤＣコンバータにおける過電流保護動作点の補正前と補正後の負荷電流−入力電圧特性を示すグラフである。 ＡＣ−ＤＣコンバータにおける過電流保護動作点の補正前と補正後の負荷電流−出力電圧特性を示すグラフである。 過電流保護動作点の補正をしないＡＣ−ＤＣコンバータおよび抵抗により動作点の補正をしたＡＣ−ＤＣコンバータにおける過電流保護動作点の入力電圧特性を示すグラフである。

以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用した絶縁型直流電源装置としてのＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。

この実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータは、コモンモードコイルなどからなるノイズ遮断用のフィルタ１１と、交流電圧（ＡＣ）を整流し直流電圧に変換するダイオード・ブリッジ回路１２と、整流後の電圧を平滑する平滑用コンデンサＣ１と、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓおよび補助巻線Ｎｂとを有する電圧変換用のトランスＴ１と、このトランスＴ１の一次側巻線Ｎｐと直列に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングトランジスタＳＷと、該スイッチングトランジスタＳＷを駆動する電源制御回路１３を有する。この実施形態では、電源制御回路１３は、単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路（以下、電源制御用ＩＣと称する）として形成されている。

上記トランスＴ１の二次側には、二次側巻線Ｎｓと直列に接続された整流用ダイオードＤ２と、このダイオードＤ２のカソード端子と二次側巻線Ｎｓの他方の端子との間に接続された平滑用コンデンサＣ２とが設けられ、一次側巻線Ｎｐに間歇的に電流を流すことで二次側巻線Ｎｓに誘起される交流電圧を整流し平滑することによって、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓとの巻線比に応じた直流電圧Ｖｏｕｔを出力する。

さらに、トランスＴ１の二次側には、一次側のスイッチング動作で生じたスイッチングリップル・ノイズ等を軽減するためのフィルタを構成するコイルＬ３およびコンデンサＣ３が設けられているとともに、出力電圧Ｖｏｕｔを検出するための検出回路１４と、該検出回路１４に接続され検出電圧に応じた信号を一次側の電源制御回路１３へ伝達するフォトカプラの発光側素子としてのフォトダイオード１５ａが設けられている。そして、一次側には、上記電源制御用ＩＣ１３のフィードバック端子ＦＢと接地点との間に接続され検出回路１４からの信号を受信する受光側素子としてのフォトトランジスタ１５ｂが設けられている。

また、この実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータの一次側には、上記補助巻線Ｎｂと直列に接続された整流用ダイオードＤ０と、このダイオードＤ０のカソード端子と接地点ＧＮＤとの間に接続された平滑用コンデンサＣ０からなる整流平滑回路が設けられ、該整流平滑回路で整流、平滑された電圧が上記電源制御用ＩＣ１３の電源電圧端子ＶＤＤに印加されている。これとともに、ダイオード・ブリッジ回路１２で整流される前の電圧または整流された後の直流電圧が、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ１を介して電源制御用ＩＣ１３の高圧起動端子ＨＶに印加され、電源起動時の補助巻線Ｎｂに電圧が誘起される前に電源制御用ＩＣ１３を動作させることができるように構成されている。

さらに、本実施形態においては、スイッチングトランジスタＳＷのソース端子と接地点ＧＮＤとの間に電流検出用の抵抗Ｒｓが接続されているとともに、スイッチングトランジスタＳＷと電流検出用抵抗ＲｓとのノードＮ３と電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳとの間に抵抗Ｒ２が接続されている。さらに、電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳと接地点との間にはコンデンサＣ４が接続され、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ４によりローパスフィルタが構成されるようになっている。なお、ノードＮ１とＮ２との間の抵抗Ｒｂは、本実施形態においては接続されない素子である。

次に、上記電源制御用ＩＣ１３の具体的な構成例について説明する。
本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、電流検出用抵抗Ｒｓにより電流−電圧変換された監視対象の電圧が印加される端子ＣＳに入力端子が接続され、該端子ＣＳに入力される電圧Ｖｃｓと所定の比較電圧（スレッシホールド電圧）とを比較して過電流状態を検出する監視回路（コンパレータ）を備え、該監視回路（コンパレータ）に供給する比較電圧を、スイッチングトランジスタＳＷをオン、オフする制御信号（パルス）のオン期間（パルス幅）に応じて補正するようにしたものである。なお、本実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータは、スイッチングトランジスタＳＷのオン、オフ制御周期（＝発振器の発振周波数）が一定である。

ところで、従来の過電流保護のための監視回路は、ＡＣ入力電圧の大きさにかかわらず一定の比較電圧と抵抗Ｒｓにより電流−電圧変換された電圧とを比較して判定することが、過電流保護回路の動作点の入力電圧特性（ＶAC−Ｉdet特性）が平坦にならない原因であった。本発明者は、ＡＣ入力電圧ＶACの大きさに応じて監視回路（コンパレータ）の比較電圧（スレッシホールド電圧）の方を変化させることで、過電流保護回路の動作点の入力電圧特性を補正できると考えた。

本実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータは、通常動作時には、電流検出端子ＣＳの電圧（三角波または台形波）のピーク値を検出して出力電圧制御を行なっている。また、過電流保護は、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓのピーク値を一定値以下に制限することによって行う。しかしながら、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓのピーク値は、ＡＣ入力電圧の高低によって変化するため、出力過電流保護の動作点もまた変動する。なお、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓは１次側電流と比例関係にある。

そこで、本発明者は、ＡＣ入力電圧対１次側ピーク電流の特性を調べたところ、図３のように右下がり凹形の特性を有していた。
本発明者は、図４に示す特性カーブに近い特性が電源装置内にないか調べた結果、スイッチングトランジスタＳＷのオン、オフ制御周期（＝発振器の発振周波数）が一定の電源装置においては、スイッチングトランジスタＳＷの駆動パルスON/OFFのオン時間（Ｔｏｎ）が、図５に示すように、ＡＣ入力電圧に対して類似のカーブとなることを見出した。

本発明は上記のような知見に基づいてなされたもので、電源制御用ＩＣ１３内に、スイッチングトランジスタＳＷの駆動パルスON/OFFのオン時間（Ｔｏｎ）を検出するオン時間検出回路と、該検出回路により検出したオン時間に応じて過電流保護用コンパレータの比較電圧（スレッシホールド電圧）を補正する補正回路を設けることとした。
具体的には、図２に示すように、本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、所定の周波数で発振する発振器３１と、該発振器３１で生成された発振信号に基づいて一次側スイッチングトランジスタＳＷをオンさせるタイミングを与えるクロック信号ＣＫを生成するワンショットパルス生成回路のような回路からなるクロック生成回路３２と、クロック信号ＣＫによってセットされるＲＳ・フリップフロップ３３と、該フリップフロップ３３の出力に応じてスイッチングトランジスタＳＷの駆動パルスON/OFFを生成するドライバ（駆動回路）３４を備える。

また、電源制御用ＩＣ１３は、電流検出端子ＣＳに入力されている電圧Ｖｃｓを内部回路に適した電位にシフトするレベルシフト回路３５と、レベルシフト回路３５によりシフトされた電位Ｖｃｓ’と過電流状態の監視のための比較電圧（スレッシホールド電圧）Ｖｔｈｃとを比較する電圧比較回路としてのコンパレータ３６ａと、レベルシフト回路３５によりシフトされた電位Ｖｃｓ’とフィードバック端子ＦＢの電圧ＶFBとを比較するコンパレータ３６ｂと、コンパレータ３６ａと３６ｂの出力の論理和をとるＯＲゲート３７を備え、ＯＲゲート３７の出力が上記フリップフロップ３３のリセット端子に入力されることで、スイッチングトランジスタＳＷをオフさせるタイミングを与えるように構成されている。なお、外部端子ＦＢと内部電源電圧端子と間にはプルアップ抵抗が設けられており、フォトトランジスタ１５ｂに流れる電流は該抵抗によって電圧に変換される。

さらに、本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、上記フリップフロップ３３の出力を監視することで駆動パルスON/OFFのオン時間（Ｔｏｎ）を検出するオン時間検出回路３８と、該オン時間検出回路３８により検出されたオン時間に基づいて比較基準電圧Ｖｔｈを補正してコンパレータ３６ａに比較電圧Ｖｔｈｃとして供給する電圧補正回路３９とが設けられている。
電圧補正回路３９は、Ｖｔｈｃ＝Ｖｔｈ＋Ｖｔon×ｋで表わされるような補正を行う。ここで、Ｖｔonは駆動パルスON/OFFのオン時間（Ｔｏｎ）に比例した電圧、ｋは定数である。この実施例では、オン時間検出回路３８がＶｔonまたは（Ｖｔon×ｋ）で表わされるような電圧を出力するように構成される。

オン時間検出回路３８は、例えば図６に示すように、内部電源電圧端子Ｖｃｃと接地点との間に、定電流源ＣＣとスイッチＳＷ１とコンデンサＣ５を直列に接続し、スイッチＳＷ１をフリップフロップ３３の出力Ｑでオン、オフさせるとともに、スイッチＳＷ１とコンデンサＣ５との接続ノードから出力をとり出すようにした回路により実現することができる。
また、オン時間検出回路３８が図６に示すような回路である場合、電圧補正回路３９は、オン時間検出回路３８の出力電圧Ｖｔonに比較基準電圧Ｖｔｈを加算する加算回路ＡＤＤにより構成することができる。比較基準電圧Ｖｔｈは、公知の基準電圧回路により生成することができる。

この実施例においては、オン時間検出回路３８と補正回路３９とコンパレータ３６ａとによって過電流保護回路が構成される。なお、比較基準電圧Ｖｔｈを生成する基準電圧回路を可変電圧源で構成し、この可変電圧源を、補正回路３９がオン時間検出回路３８からの電圧に応じた比較基準電圧Ｖｔｈを発生するように制御して、所望の特性カーブに沿って比較電圧を変化させるように構成してもよい。このように、検出したオン時間に応じて可変電圧源を制御する電圧を発生する補正回路は、演算増幅回路などで実現することができる。
また、オン時間検出回路３８は、オペアンプを用いた積分回路によって構成しても良い。その場合、電圧補正回路３９は、積分回路の後段に、出力電圧をｋ倍にする乗算回路と、Ｖｔｈを加算する加算回路とを設けることにより実現することができる。

次に、本実施例の電源制御用ＩＣ１３の動作について説明する。
本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、二次側の電流が定格負荷電流または最大負荷電流以下である通常状態においては、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓをレベルシフトした電位Ｖｃｓ’が比較電圧Ｖｔｈｃよりも低く、コンパレータ３６ａの出力はロウレベルである（過電流保護機能は働かない）。そして、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓをレベルシフトした電位Ｖｃｓ’が端子ＦＢの入力電圧ＶFBよりも低くなると、コンパレータ３６ｂの出力がハイレベルに変化してＯＲゲート３７を介してフリップフロップ３３をリセットさせることで、スイッチングトランジスタＳＷをオフさせる。

また、出力電圧Ｖｏｕｔが低いほど図１のフォトカプラの発光側素子としてのフォトダイオード１５ａの順方向電流が減少し、その為に受光側素子としてのフォトトランジスタ１５ｂのコレクタ電流も減少する。その結果、フィードバック端子ＦＢの電圧ＶFBが上昇するため、該電圧ＶFBと電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓをレベルシフトした電位Ｖｃｓ’（三角波）とを比較してＳＷのオフタイミングを与えるコンパレータ３６ｂの判定レベルも上昇する。この結果、フリップフロップ３３をリセットさせるタイミングが遅くなって駆動パルスのパルス幅が大きくなり、一次側ピーク電流及び平均電流が増大して、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなる方向に作用する。この様にしてＶｏｕｔが一定にされるフィードバック制御（ＰＷＭ制御）が行われる。

一方、二次側の電流が定格負荷電流を超えた過電流状態になると、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓをレベルシフトした電位Ｖｃｓ’が比較電圧（スレッシホールド電圧）Ｖｔｈｃよりも高くなり、コンパレータ３６ａの出力がハイレベルに変化してＯＲゲート３７を介してフリップフロップ３３をリセットさせることで、スイッチングトランジスタＳＷをオフさせる。その結果、一次側の電流が制限され、出力電圧Ｖｏｕｔが低下することとなる。
なお、上記実施例の電源制御用ＩＣ１３では、コンパレータ３６ａの出力を、ＯＲゲート３７を介してフリップフロップ３３のリセット端子に供給しているが、コンパレータ３６ａの出力を直接ドライバ（駆動回路）３４へ供給して、過電流状態を検出した場合にスイッチングトランジスタＳＷをオフさせるように構成してもよい。

図７には、上記補正回路３９により比較電圧（スレッシホールド電圧）Ｖｔｈに、図５に示すような特性カーブに対応したカーブを持たせるようにした電源制御用ＩＣ１３における、入力電圧ＶACに対する過電流保護動作点（過電流保護が働く時の負荷電流値Ｉdet）の特性を示す。
図７において実線Ｂは、比較基準電圧Ｖｔｈの補正回路３９を備えた上記実施例の電源制御用ＩＣ１３における過電流保護動作点のＶAC−Ｉdet特性を、また実線Ａは比較基準電圧Ｖｔｈを補正する上記補正回路３９を設けていない電源制御用ＩＣにおけるＶAC−Ｉdet特性を示す。
図７より、補正回路３９を設けることにより、補正回路３９を設けない場合に比べてＶAC−Ｉdet特性の平坦性を大幅に改善できることが分かる。また、図１に破線で示すような補正用の抵抗Ｒｂを接続した場合におけるＶAC−Ｉdet特性を示す図９の破線Ｂに比較しても、平坦性がよくなることが分かる。

また、図８には、負荷電流−出力電圧特性を示す。図８において、実線Ａは上記実施例の電源制御用ＩＣ１３を使用したＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＡＣ１００Ｖで過電流状態を起こした場合の特性、破線ＢはＡＣ２３０Ｖで過電流状態を起こした場合の特性である。また、図８において、一点鎖線Ｃは補正回路を設けていない電源制御用ＩＣを使用したＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＡＣ１００Ｖで過電流状態を起こした場合の特性、点線Ｄは補正回路がなくＡＣ２３０Ｖで過電流状態を起こした場合の特性である。

図８より、補正回路を設けていない場合には、Ｃ，Ｄのように過電流保護動作点Ｉdetすなわち出力電圧が低下し始める電流値がＡＣ入力電圧によってずれてしまうのに対し、補正回路３９を備えた上記実施例の電源制御用ＩＣ１３を使用したＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、Ａ，ＢのようにＡＣ入力電圧が変化してもほぼ同一の過電流保護動作点Ｉdetから出力電圧が低下し始めることが分かる。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、トランスの一次側巻線に間歇的に電流を流すスイッチングトランジスタＳＷを、電源制御用ＩＣ１３とは別個の素子としているが、このスイッチングトランジスタＳＷを電源制御用ＩＣ１３に取り込んで、１つの半導体集積回路として構成してもよい。

また、前記実施形態の電源制御用ＩＣ１３では、コンパレータ３６ｂが、フィードバック端子ＦＢの電圧ＶFBと電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓをレベルシフトした電圧Ｖｃｓ’とを比較するように構成しているが、ＶFBと所定の参照電圧とを比較するように構成してもよいし、端子ＦＢの電圧ＶFBをレベルシフトした電位と端子ＣＳの電圧Ｖｃｓをレベルシフトした電圧Ｖｃｓ’とを比較するように構成してもよい。
また、システムの立ち上がりの際に過電流保護回路が誤って働かないようにするため、例えば駆動パルスのデューティ（オン時間）が所定の範囲にある場合もしくは電源立ち上がり後所定時間経過してから、比較基準電圧Ｖｔｈを補正する補正回路３９が動作するように構成してもよい。

さらに、本発明は、前述したような発振器の周波数が固定でスイッチング素子をＰＷＭパルスで駆動する方式の電源制御用ＩＣに限定されない。通常この種の軽負荷時周波数低減機能の付いた電源制御用ＩＣでは、過電流保護が働く負荷電流では最高周波数（定格周波数）に達しているので、発振器の周波数をフィードバック電圧に応じて変化させる方式の電源制御用ＩＣにも適用することができる。また、前記実施形態では、本発明をフライバック方式のＡＣ−ＤＣコンバータを構成する一次側の電源制御用ＩＣに適用した場合について説明したが、本発明はフォワード型や疑似共振型のＡＣ−ＤＣコンバータを構成する電源制御用ＩＣ、更には非絶縁型の電源制御用ＩＣにも適用することができる。

１２ ダイオード・ブリッジ回路（整流回路）
１３ 電源制御回路（電源制御用ＩＣ）
１４ 二次側検出回路（検出用ＩＣ）
１５ａ フォトカプラの発光側ダイオード
１５ｂ フォトカプラの受光側トランジスタ
３１ 発振回路
３２ クロック発生回路
３４ ドライバ（駆動回路）
３６ａ コンパレータ（過電流検出回路）
３８ オン時間検出回路
３９ 補正回路

Claims (4)

1. 電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子と、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力されることで前記スイッチング素子をオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御回路とを有する絶縁型直流電源装置であって、
   前記電源制御回路は、
   前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と比較電圧とを比較して前記トランスの二次側の過電流状態を検出するための過電流検出回路と、
   前記過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じて前記スイッチング素子をオフ状態にさせる過電流保護回路と、
   を備え、前記スイッチング素子の駆動パルスのオン時間に応じて前記比較電圧を補正するようにしたことを特徴とする絶縁型直流電源装置。
2. 前記過電流保護回路は、
   前記比較電圧の基準となる電圧を生成する基準電圧源と、
   前記スイッチング素子の駆動パルスのオン時間に応じた電圧を生成し出力するオン時間検出回路と、
   前記オン時間検出回路より出力された電圧に基づいて、前記比較電圧が入力電圧−オン時間特性カーブに従って変化するように補正する補正回路と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型直流電源装置。
3. 前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧は、前記スイッチング素子と直列に接続された電流検出用の抵抗により電流−電圧変換された電圧であることを特徴とする請求項２に記載の絶縁型直流電源装置。
4. 前記電源制御回路は、１個の半導体チップ上に半導体集積回路として形成され、前記電流検出用の抵抗により電流−電圧変換された電圧が入力されたる第１端子と、前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力される第２端子とを備えていることを特徴とする請求項３に記載の絶縁型直流電源装置。

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