JP2015164365A - Current resonant dc/dc converter - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、複数個並列に接続したＤＣ／ＤＣコンバータ装置に関し、特に、各ＤＣ／ＤＣコンバータを、一次側回路を電流共振回路で構成し、二次側回路を同期整流回路で構成した電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置に関する。 The present invention relates to a plurality of DC / DC converter devices connected in parallel, and in particular, each DC / DC converter has a current resonance circuit in which a primary side circuit is constituted by a current resonance circuit and a secondary side circuit is constituted by a synchronous rectification circuit. The present invention relates to a type DC / DC converter device.
ＤＣ／ＤＣコンバータ装置には、インダクタとコンデンサの直列共振回路を利用して、電流がゼロとなるときに一次側スイッチング素子をスイッチングする（ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ））電流共振回路を一次側回路として構成したものがある。ＺＣＳでは、ゼロ電流のときにスイッチングするためスイッチング時の損失が減る。このため、この電流共振回路を採用したＤＣ／ＤＣコンバータ装置では、負荷の大きさがＺＣＳの行われる電流共振可能な範囲である限り効率が良くなる（例えば、非特許文献１）。 The DC / DC converter device uses a series resonance circuit of an inductor and a capacitor to switch the primary side switching element when the current becomes zero (zero current switching (ZCS)). There is something configured. In ZCS, switching at zero current reduces switching loss. For this reason, in the DC / DC converter device employing this current resonance circuit, the efficiency is improved as long as the load size is within a range in which current resonance is possible in which ZCS is performed (for example, Non-Patent Document 1).
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の二次側に二次側スイッチング素子を接続し、二次側出力電流（トランスの二次側巻線からの出力電流）に同期してこの二次側スイッチング素子をオンオフする同期整流回路を接続したものがある。二次側スイッチング素子は二次側出力電流に同期してオンオフされるため、この素子にオン抵抗が小さいＭＯＳＦＥＴ等を使用することで、ダイオードを使う非同期整流回路よりも導通損失を小さく出来、その結果、さらに効率を高く出来る（例えば、特許文献１）。 Also, a secondary side switching element is connected to the secondary side of the DC / DC converter device, and this secondary side switching element is synchronized with the secondary side output current (output current from the secondary side winding of the transformer). Some have a synchronous rectifier circuit that is turned on and off. Since the secondary-side switching element is turned on and off in synchronization with the secondary-side output current, by using a MOSFET or the like having a low on-resistance for this element, the conduction loss can be made smaller than the asynchronous rectifier circuit using a diode. As a result, the efficiency can be further increased (for example, Patent Document 1).
図１は、一次側を電流共振回路で構成し、二次側を同期整流回路で構成した電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの概略構成図である。 FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a current resonance type DC / DC converter in which a primary side is configured by a current resonance circuit and a secondary side is configured by a synchronous rectification circuit.
トランスＴの一次側には、直流電源Ｅに一次側スイッチング素子ＳＷ２を介してコンデンサＣとインダクタＬとトランスＴの一次側巻線が直列接続され、また、その直列接続された回路に並列に一次側スイッチング素子ＳＷ１が接続されている。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、ＭＯＳＦＥＴ等で構成され、交互に高周波でスイッチングされる。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のスイッチング周波数を適切な大きさに選ぶことで、一次側に共振電流ｉ（ＩＮ）が流れる。このとき、スイッチング素子ＳＷ１のスイッチングタイミングを共振電流ｉ（ＩＮ）のＺＣＳタイミングとなるようにゲート制御を行う。これにより、一次側スイッチング素子ＳＷ１をオンオフするスイッチング時の損失を減らすことが出来る。 On the primary side of the transformer T, a capacitor C, an inductor L, and a primary winding of the transformer T are connected in series to the DC power source E via the primary side switching element SW2, and the primary side is connected in parallel to the series-connected circuit. The side switching element SW1 is connected. The switching elements SW1 and SW2 are composed of MOSFETs or the like, and are alternately switched at a high frequency. By selecting the switching frequency of the switching elements SW1 and SW2 to an appropriate magnitude, the resonance current i (IN) flows on the primary side. At this time, the gate control is performed so that the switching timing of the switching element SW1 becomes the ZCS timing of the resonance current i (IN). Thereby, the loss at the time of switching which turns on and off primary side switching element SW1 can be reduced.
また、トランスＴの二次側には、４個のＭＯＳＦＥＴ等からなるオン抵抗の小さな二次側スイッチング素子ＳＷ３〜ＳＷ６がブリッジ接続され、その出力側にコンデンサ入力平滑回路を構成する大容量のコンデンサＣＸが接続され、その両端が負荷Ｌに接続される。二次側スイッチング素子ＳＷ３〜ＳＷ６は、そのゲート信号が、トランスＴの二次側出力電流に同期してオンオフされる。二次側スイッチング素子ＳＷ３〜ＳＷ６は、寄生ダイオード（内蔵ダイオード）Ｄ３〜Ｄ６を備えるが、これらのダイオードが導通する出力電流方向のときは同ダイオードが寄生している二次側スイッチング素子がオンする。二次側スイッチング素子がオンのときは、出力電流はダイオードＤ３〜Ｄ６を流れずに、そのスイッチング素子のオン抵抗の小さなソース・ドレイン間を流れる。このため、二次側回路の整流時の導通損失を小さく出来る。 The secondary side of the transformer T is bridge-connected to secondary switching elements SW3 to SW6 having a small on-resistance consisting of four MOSFETs and the like, and a large-capacity capacitor constituting a capacitor input smoothing circuit on the output side thereof CX is connected, and both ends thereof are connected to a load L. The gate signals of the secondary side switching elements SW3 to SW6 are turned on / off in synchronization with the secondary side output current of the transformer T. The secondary side switching elements SW3 to SW6 include parasitic diodes (built-in diodes) D3 to D6. When these diodes are in the output current direction, the secondary side switching elements having the parasitic diodes are turned on. . When the secondary side switching element is on, the output current does not flow through the diodes D3 to D6 but flows between the source and drain of the switching element having a small on-resistance. For this reason, the conduction loss at the time of rectification of the secondary side circuit can be reduced.
しかしながら、図１に示すような電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側の電流共振回路の電力制御範囲が広くない問題がある。すなわち、一次側の共振状態を維持出来る安定した出力電力のときは高効率となるが、ＺＣＳ制御できるスイッチング周波数の範囲が狭く、この周波数が共振点から大きくずれると、ＺＣＳが出来なくなり効率が低下してしまう。このため、低出力〜大出力までの広い電力制御範囲で高効率状態を維持できないという問題があった。 However, the current resonance type DC / DC converter as shown in FIG. 1 has a problem that the power control range of the current resonance circuit on the primary side is not wide. In other words, the efficiency is high when the output power is stable enough to maintain the resonance state on the primary side, but the switching frequency range in which ZCS control is possible is narrow, and if this frequency deviates greatly from the resonance point, ZCS cannot be performed and the efficiency decreases. Resulting in. For this reason, there existed a problem that a highly efficient state could not be maintained in the wide electric power control range from low output to large output.
この発明の目的は、低出力〜大出力までの広い電力制御範囲で高効率状態を維持できる共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a resonance type DC / DC converter device capable of maintaining a high efficiency state in a wide power control range from low output to large output.
この発明は、複数のＤＣ／ＤＣコンバータが並列的に接続されるＤＣ／ＤＣコンバータ装置であって、
各ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側回路は、インダクタとコンデンサの電流共振によりゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）する一次側スイッチング素子を備える電流共振回路で構成され、
各ＤＣ／ＤＣコンバータの二次側回路は、トランスの二次側出力電流に同期した信号がゲートに入力してオンオフする二次側スイッチング素子を備える同期整流回路で構成され、
複数のＤＣ／ＤＣコンバータの中から運転するＤＣ／ＤＣコンバータを負荷電流の大きさに応じて選択するコンバータ選択信号を生成し、該選択信号を各ＤＣ／ＤＣコンバータに出力する制御回路を備えたことを特徴とする。
The present invention is a DC / DC converter device in which a plurality of DC / DC converters are connected in parallel,
The primary side circuit of each DC / DC converter is composed of a current resonance circuit including a primary side switching element that performs zero current switching (ZCS) by current resonance of an inductor and a capacitor.
The secondary side circuit of each DC / DC converter is composed of a synchronous rectifier circuit including a secondary side switching element that is turned on and off by inputting a signal synchronized with the secondary side output current of the transformer to the gate,
A control circuit is provided that generates a converter selection signal for selecting a DC / DC converter that operates from a plurality of DC / DC converters according to the magnitude of the load current, and outputs the selection signal to each DC / DC converter. It is characterized by that.
この発明の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置は、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを並列的に接続して構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの一次側に電流共振回路が、二次側に同期整流回路がそれぞれ接続される共振型のＤＣ／ＤＣコンバータである。 The resonant DC / DC converter device of the present invention is configured by connecting a plurality of DC / DC converters in parallel. The DC / DC converter is a resonance type DC / DC converter in which a current resonance circuit is connected to the primary side of the transformer and a synchronous rectification circuit is connected to the secondary side.
前記電流共振回路は、インダクタとコンデンサの共振回路で構成される。インダクタはトランスの一次側漏れインダクタンスで兼用することが可能であり、このインダクタとコンデンサを例えば直列接続し、入力電流を高周波スイッチングして直列共振させる。このとき、一次側スイッチング素子を自励又は他励でＺＣＳ制御することで、一次側スイッチング素子のスイッチング時の損失をなくすことが出来る。 The current resonance circuit is composed of a resonance circuit of an inductor and a capacitor. The inductor can also be used as the primary leakage inductance of the transformer. For example, the inductor and the capacitor are connected in series, and the input current is switched in high frequency to cause series resonance. At this time, loss at the time of switching of the primary side switching element can be eliminated by performing ZCS control of the primary side switching element by self-excitation or other excitation.
また、二次側回路である同期整流回路では、二次側スイッチング素子が、そのゲートにトランスの二次側出力電流の同期信号が入力することでオンオフする。典型的な整流ダイオードによる非同期整流では、電流がダイオードに流れる時の導通損失があり、出力電流が大きいとその損失が効率の観点から無視できないが、この発明の同期整流回路では、通常、スイッチング素子のオン抵抗がダイオードよりは小さいため、導通損失を小さく出来る。なお、スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ素子が使用可能である。 Further, in the synchronous rectifier circuit that is a secondary side circuit, the secondary side switching element is turned on / off when a synchronous signal of the secondary side output current of the transformer is input to the gate thereof. In the asynchronous rectification by a typical rectifier diode, there is a conduction loss when a current flows through the diode, and if the output current is large, the loss cannot be ignored from the viewpoint of efficiency. Since the on-resistance is smaller than that of the diode, the conduction loss can be reduced. A MOSFET element can be used as the switching element.
以上の構成のＤＣ／ＤＣコンバータは、一次側の共振状態が維持されている限り高効率で運転できるが、負荷が大きく変動すると共振が外れるためにＺＣＳ制御が出来なくなり効率が低下する。そこで、この発明では、この共振型のＤＣ／ＤＣコンバータを複数個並列的に接続し、負荷の大きさに応じて、運転するコンバータの数を変更する。すなわち、負荷電流が大きくなるにしたがって（負荷が大きくなるにしたがって）、運転するコンバータ数を増やしていく。また、反対に、負荷電流が小さくなるにしたがって（負荷が小さくなるにしたがって）、運転するコンバータ数を減らしていく。このように制御することで、負荷が変動しても、単一のコンバータが負担する電力は大きく変動することがなくなるから、運転している各コンバータの共振状態を維持出来、効率を高く維持できる。したがって、この発明の共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置は、低出力〜大出力までの広い電力制御範囲で高効率状態を維持できる。 The DC / DC converter having the above configuration can be operated with high efficiency as long as the primary resonance state is maintained. However, when the load fluctuates greatly, the resonance is lost and ZCS control cannot be performed, resulting in lower efficiency. Therefore, in the present invention, a plurality of resonance type DC / DC converters are connected in parallel, and the number of converters to be operated is changed according to the size of the load. That is, the number of converters to be operated is increased as the load current increases (as the load increases). Conversely, the number of converters to be operated is reduced as the load current decreases (as the load decreases). By controlling in this way, even if the load fluctuates, the power borne by a single converter does not fluctuate greatly, so that the resonance state of each converter being operated can be maintained, and the efficiency can be maintained high. . Therefore, the resonant DC / DC converter device of the present invention can maintain a high efficiency state in a wide power control range from low output to large output.
この発明の実施態様では、前記コンバータ選択信号を、負荷電流の大きさとコンバータの台数との関係を示したヒステリシス特性に基づいて生成する。ＤＣ／ＤＣコンバータのオンオフ切替（投入と遮断の切替）のためのしきい値を固定しておくと、ノイズ的な負荷電流変動や瞬間的な負荷の増減があったときでも運転するコンバータ台数が変動して全体の動作が不安定となる。そこで、制御特性にヒステリシスを持たせる。これによって、動作の安定を図ることが出来る。 In an embodiment of the present invention, the converter selection signal is generated based on a hysteresis characteristic indicating a relationship between the magnitude of the load current and the number of converters. If the threshold value for DC / DC converter on / off switching (switching on and off) is fixed, the number of converters to be operated can be reduced even when there is noisy load current fluctuation or momentary load increase / decrease. It fluctuates and the whole operation becomes unstable. Therefore, a hysteresis is given to the control characteristics. As a result, the operation can be stabilized.
この発明の他の実施態様では、コンバータ選択信号は、選択しているＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次側出力電流の位相をずらすための位相制御信号を含む。 In another embodiment of the present invention, the converter selection signal includes a phase control signal for shifting the phase of the secondary output current of the transformer of the selected DC / DC converter.
複数のＤＣ／ＤＣコンバータが並列運転しているときには、選択しているＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの二次側出力電流の位相をずらした方が平滑性が良い。また、位相のずれ量は、各ＤＣ／ＤＣコンバータ間の二次側出力電流の位相ずれが均一になるようにするのが好ましい。 When a plurality of DC / DC converters are operating in parallel, smoothness is better when the phase of the secondary output current of the transformer of the selected DC / DC converter is shifted. The phase shift amount is preferably such that the phase shift of the secondary output current between the DC / DC converters is uniform.
この発明の他の実施態様では、制御回路は、前記コンバータ選択信号を、各ＤＣ／ＤＣコンバータの積算電力量が平準化するように生成する。平準化は、例えば次のように行う。 In another embodiment of the present invention, the control circuit generates the converter selection signal so that the integrated electric energy of each DC / DC converter is leveled. For example, leveling is performed as follows.
負荷電流が大きく（負荷が大きく）なって運転するＤＣ／ＤＣコンバータ台数を増やすときに、積算電力量の小さいＤＣ／ＤＣコンバータから選択し投入する。また、負荷電流が小さく（負荷が小さく）なって運転を遮断するＤＣ／ＤＣコンバータを増やすときに、積算電力量の大きいＤＣ／ＤＣコンバータから選択し切断する。 When the number of DC / DC converters to be operated is increased due to a large load current (a large load), a DC / DC converter having a small integrated electric energy is selected and input. Further, when the number of DC / DC converters that shut down operation is increased due to a small load current (a small load), a DC / DC converter having a large integrated electric energy is selected and disconnected.
この発明では、一次側回路と二次側回路が、それぞれ電流共振回路と同期整流回路とでそれぞれ構成される共振型のＤＣ／ＤＣコンバータを使用することで、効率を高く出来る一方、このＤＣ／ＤＣコンバータを複数個並列的に接続し、負荷電流の大きさに応じて、運転するＤＣ／ＤＣコンバータを選択することで、低出力〜大出力までの広い電力制御範囲でコンバータ装置全体の高効率状態を維持できる。 In the present invention, the primary side circuit and the secondary side circuit can increase the efficiency by using the resonance type DC / DC converters respectively constituted by the current resonance circuit and the synchronous rectification circuit. By connecting multiple DC converters in parallel and selecting the DC / DC converter to be operated according to the load current, the overall efficiency of the converter device can be increased over a wide power control range from low to high output. The state can be maintained.
図２は、この発明の実施形態の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の構成図である。 FIG. 2 is a configuration diagram of the current resonance type DC / DC converter device according to the embodiment of the present invention.
このコンバータ装置１は、複数の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１ａ，１ｂ，・・・１ｃで構成され、ＤＣ３６０Ｖの入力電圧をＤＣ２４Ｖに変換して負荷Ｌに出力する。各ＤＣ／ＤＣコンバータ１ａ，１ｂ，・・・１ｃは同じものであって、各定格出力は同一である。
This
ＤＣ／ＤＣコンバータ１ａ，１ｂ，・・・１ｃは並列的に接続されていて、装置運転時には、制御部２で選択された一つ以上のＤＣ／ＤＣコンバータをオンして運転状態にする。制御部２は、負荷電流検出部３で検出される負荷電流に基づいて、オンする（運転する）ＤＣ／ＤＣコンバータの数を選択する。また、後述のように制御部２は、どのＤＣ／ＤＣコンバータをオンするかについても判断する。
The DC /
図３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１ａの回路図である（他のＤＣ／ＤＣコンバータ１ｂ，１ｃも同様）。
FIG. 3 is a circuit diagram of the DC / DC converter 1a (the same applies to the other DC /
トランスＴの一次側回路は、電流共振回路で構成される。この電流共振回路は、インダクタＬとコンデンサＣの直列共振回路が３６０ＶのＤＣ電源Ｅに接続され、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２とともに降圧チョッパ回路を構成している。トランスＴがリーケージトランスであれば、インダクタＬをトランスの一次側リーケージインダクタで構成することが出来る。 The primary side circuit of the transformer T is configured by a current resonance circuit. In this current resonance circuit, a series resonance circuit of an inductor L and a capacitor C is connected to a 360 V DC power supply E, and constitutes a step-down chopper circuit together with the switching elements SW1 and SW2. If the transformer T is a leakage transformer, the inductor L can be composed of a primary leakage inductor of the transformer.
スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２はＭＯＳＦＥＴからなり、各素子ＳＷ１，ＳＷ２は休止期間を挟んで交互にオンオフする。各素子のオンオフは制御回路１０から出力されるＰＷＭ信号の周波数制御で行われ、制御回路１０は、分圧抵抗回路からなる出力電圧検出器１１で検出した出力電圧が２４Ｖを維持するように（２４Ｖの定電圧となるように）出力電流の指令値を生成し、これに基づいて電流共振回路のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を制御する。また、インダクタＬとコンデンサＣの直列共振回路は、出力電流が所定の大きさの電流のときに直列共振するようにそれぞれの値が設定されている。そして、制御回路１０は、共振状態において入力電流がゼロとなるタイミングでスイッチング素子ＳＷ１をオンし（ＺＣＳ制御）、スイッチング素子ＳＷ２をオフする。なお、ＰＷＭ信号のオンオフ比率は一定で制御され、各素子ＳＷ１，ＳＷ２のスイッチング周波数は出力電流の指令値が大きくなるに応じて低くされる。
The switching elements SW1 and SW2 are composed of MOSFETs, and the elements SW1 and SW2 are alternately turned on and off with a pause period in between. Each element is turned on and off by controlling the frequency of the PWM signal output from the
以上の電流共振回路では、共振状態で効率を最大にすることが出来、且つ、ＺＣＳ制御によりスイッチング損失を少なく出来る。 In the above current resonance circuit, the efficiency can be maximized in the resonance state, and the switching loss can be reduced by the ZCS control.
トランスＴの二次側回路は、同期整流回路で構成される。この同期整流回路は、ＭＯＳＦＥＴからなる４個のスイッチング素子ＳＷ３〜ＳＷ６がフルブリッジ接続されて構成されたもので、各スイッチング素子は寄生ダイオードＤ３〜Ｄ６を備えている。寄生ダイオードＤ３〜Ｄ６と同じ方向の外付のダイオードを別途接続することも可能である。 The secondary side circuit of the transformer T is composed of a synchronous rectifier circuit. This synchronous rectifier circuit is configured by connecting four switching elements SW3 to SW6 made of MOSFETs in a full bridge, and each switching element includes parasitic diodes D3 to D6. It is also possible to connect an external diode in the same direction as the parasitic diodes D3 to D6.
スイッチング素子ＳＷ３〜ＳＷ６のブリッジ回路では、ＳＷ３，ＳＷ６とＳＷ４，ＳＷ５がそれぞれ休止期間を挟んで交互にオンオフするが、このオンオフタイミングは、トランスＴの二次側出力電流に同期するように制御される。すなわち、制御回路１０は、トランスＴに設けた三次巻線から上記二次側出力電流を検出し、この検出した電流位相が正の半波の期間でスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ６をオンし、負の半波の期間でスイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５をオンする。それぞれのオン期間が重ならないように若干の休止期間が設けられるのはもちろんである。
In the bridge circuit of the switching elements SW3 to SW6, SW3, SW6 and SW4, SW5 are alternately turned on and off with a pause period, and this on / off timing is controlled to synchronize with the secondary output current of the transformer T. The That is, the
同期整流回路の出力電流は大容量のコンデンサＣＸで平滑されてから、負荷に供給される。 The output current of the synchronous rectifier circuit is smoothed by a large-capacitance capacitor CX and then supplied to the load.
従来の非同期の整流回路ではダイオードＤ３〜Ｄ６のみが接続されているが、この実施形態では出力電流に同期して寄生ダイオードＤ３〜Ｄ６に並列接続されるスイッチング素子ＳＷ３〜ＳＷ６がオンオフするため、出力電流がダイオードよりも小さなオン抵抗のソース―ドレイン間を通ることになる。これにより、導通損失を小さく出来、効率が良くなる。 In the conventional asynchronous rectifier circuit, only the diodes D3 to D6 are connected. However, in this embodiment, the switching elements SW3 to SW6 connected in parallel to the parasitic diodes D3 to D6 are turned on / off in synchronization with the output current. The current passes between the source and drain with an on-resistance smaller than that of the diode. Thereby, conduction loss can be reduced and efficiency is improved.
次に、上記の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの並列運転時の制御について説明する。 Next, control during parallel operation of the current resonance type DC / DC converter will be described.
図２に示すように、複数の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは並列接続されており、制御部２は、負荷電流検出器３で検出した負荷電流に基づいて（出力電力に基づいて）、すなわち負荷の大きさに基づいて運転するコンバータの総数とどのコンバータを運転（オン）するかを決定する。また、コンバータの運転台数を変更するときは、ヒステリシス制御を行う。
As shown in FIG. 2, the plurality of current resonance type DC / DC converters are connected in parallel, and the
図４は、ＤＣ／ＤＣコンバータの運転台数と装置全体の効率を示す効率特性図である。 FIG. 4 is an efficiency characteristic diagram showing the number of operating DC / DC converters and the efficiency of the entire apparatus.
曲線１００はＤＣ／ＤＣコンバータ１台運転時の効率特性、曲線１０１はＤＣ／ＤＣコンバータ２台運転時の効率特性、曲線１０２はＤＣ／ＤＣコンバータ３台運転時の効率特性、曲線１０３はＤＣ／ＤＣコンバータ４台運転時の効率特性をそれぞれ示している。
符号Ｐ１は、曲線１００において最大効率９７％のときの負荷電力（負荷電流に比例）を示す。したがって、負荷電力がＰ１のとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１台で最大効率の運転が可能である。このとき、一次側の電流共振回路は電流共振状態にあり、ＺＣＳ制御が行われる。もし、負荷電力がＰ１よりも大きくなると一次側の電流共振が外れていってＺＣＳ制御が困難になってくるため、効率が低下していく。負荷電力がＰ２に増加すると、効率が９６％に低下する。
Symbol P1 indicates load power (proportional to load current) when the maximum efficiency is 97% in the
一方、符号Ｐ２は、曲線１０１において最大効率９７％のときの負荷電力を示す。すなわち、２台のＤＣ／ＤＣコンバータを運転したときに負荷電力がＰ２であると最大効率９７％になる。同様に、符号Ｐ３は、曲線１０２において最大効率９７％のときの負荷電力を示す。すなわち、３台のＤＣ／ＤＣコンバータを運転したときに負荷電力がＰ３であると最大効率９７％になる。
On the other hand, the symbol P2 indicates the load power when the maximum efficiency of the
制御部２は、１台のＤＣ／ＤＣコンバータを運転している状態で、負荷電力ＰがＰ１から増大していき効率が９６．５％程度に低下すると運転台数を２台にする。また、２台を運転している状態で、負荷電力ＰがＰ２から増大していき効率が９６．５％程度に低下すると運転台数を３台にする。逆に、３台を運転している状態で、負荷電力ＰがＰ３から減少していき効率が９６．５％程度に低下すると運転台数を２台にする。また、２台を運転している状態で、負荷電力ＰがＰ２から減少していき効率が９６．５％程度に低下すると運転台数を１台にする。
When the
このような台数制御により、負荷が増減しても、全体の効率を常に９６．５％以上に維持できる。比較例として、例えば、運転台数が４台で固定した場合は曲線１０３の効率特性となるが、この場合、負荷電力がＰ４であると、最大効率９７％を達成出来るが、負荷電力がＰ３になると効率が９６％以下に低下し、負荷電力がＰ１まで低下すると効率が大きく低下する。運転台数が４台に相当する大型の１台のＤＣ／ＤＣコンバータ装置を使用する場合も同様である。これに対し、本実施形態では、負荷電力がＰ１〜Ｐ４の範囲で増減があっても常に９６．５％以上の高効率で運転できる。
By controlling the number of units, the overall efficiency can always be maintained at 96.5% or more even when the load increases or decreases. As a comparative example, for example, when the number of operating units is fixed at 4 units, the efficiency characteristic of the
次に、各コンバータの二次側出力電流位相について説明する。 Next, the secondary output current phase of each converter will be described.
コンバータの二次側の同期整流回路は、トランスＴの二次側出力電流をブリッジ接続したスイッチング素子ＳＷ３〜ＳＷ６で全波整流するため、出力電流は全波整流した脈流となる。この脈流がコンデンサＣＸに流れ平滑されて負荷に供給されるが、各コンバータの出力電流の位相が同一ではコンデンサＣＸの平滑化が不十分である。 The synchronous rectification circuit on the secondary side of the converter performs full-wave rectification with the switching elements SW <b> 3 to SW <b> 6 that bridge-connect the secondary-side output current of the transformer T, so that the output current becomes a full-wave rectified pulsating current. This pulsating flow flows into the capacitor CX and is smoothed and supplied to the load. However, if the phase of the output current of each converter is the same, the smoothing of the capacitor CX is insufficient.
そこで、図５に示すように、各コンバータの出力電流の位相を変える制御を行う。図５では、３台のコンバータを運転したときの位相を示しているが、１台目のコンバータに対して、２台目のコンバータは出力電流位相が６０度進み、３台目のコンバータはさらに６０度進んでいる。このように、複数台のコンバータを運転するときは、各コンバータの出力電流の位相をずらす制御を行う。これにより、コンデンサＣＸでの平滑化を良くすることが出来る。 Therefore, as shown in FIG. 5, control is performed to change the phase of the output current of each converter. FIG. 5 shows the phase when three converters are operated, but the output current phase of the second converter is advanced by 60 degrees relative to the first converter, and the third converter further It is 60 degrees ahead. Thus, when operating a plurality of converters, control is performed to shift the phase of the output current of each converter. Thereby, smoothing by the capacitor CX can be improved.
コンバータの出力電流の位相をずらす制御は、図３において、制御回路１０が行う。すなわち、制御回路１０は、装置全体の制御を行う制御部２からの後述のコンバータ選択信号Ｓに含まれる位相信号（運転台数と運転番号を表す信号）に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のオンオフタイミングを制御する。運転中のコンバータが位相信号（運転台数と運転番号を表す信号）を受けると、予め設定してある基準位相（初期位相）に対して位相をどの程度ずらすかを決める。位相をどの程度ずらすかは、１８０度／運転台数により決定する。また、基準位相に対する位相のずれ量は、（１８０度／運転台数）×運転番号で決定する。したがって、３台の運転台数の場合は、１台目は運転番号が「０」であるため基準位相、２台目は運転番号が「１」であるため基準位相から６０度ずれた位相、３台目は運転番号が「２」であるため基準位相から１２０度ずれた位相となる（図５参照）。このように、各コンバータの出力電流位相を決定することで、コンデンサＣＸに入力する脈流成分が時系列で均一となるため平滑化が最も効果的となる。
Control for shifting the phase of the output current of the converter is performed by the
次に、運転するコンバータの台数を変更するときの、制御部２のヒステリシス制御について説明する。
Next, the hysteresis control of the
図６は、制御部２のヒステリシス制御特性図を示す。
FIG. 6 is a hysteresis control characteristic diagram of the
制御部２は、コンバータの運転台数を増減するときに、図６に示すようにヒステリシス特性で台数制御を行う。例えば、１台を運転中に、負荷（電力）がＰ（２）からＰ（３）に増加しても直ちに運転台数を２台にせず、Ｐ（４）に増加した段階で２台にする。一方、負荷がＰ（４）〜Ｐ（３）に減少したときにはＰ（３）に下がったときにすぐに１台に減らす。つまり、負荷変動に応じて運転台数を変更するときに、負荷が増大するときの台数変更しきい値と負荷が減少するときの台数変更しきい値とを変えるようにしている。このようなヒステリシス制御を行うことで、一定の負荷電力範囲でノイズや瞬間的な負荷の増減があっても、それに応じて運転台数が頻繁に変わることが防がれる。
When the number of converters to be operated is increased or decreased, the
次に、コンバータの運転台数を増減するときに、どのコンバータを運転ないし停止にするかの制御方法について説明する。 Next, a control method of which converter is operated or stopped when the number of converters operated is increased or decreased will be described.
制御部２は、負荷電流検出部３により検出した負荷電流に基づいて、コンバータの運転台数を決定するとともに、一定のルールに基づいてどのコンバータを運転するかを示すコンバータ選択信号Ｓを生成する。コンバータ選択信号Ｓは、運転をするか否かの情報と位相信号（運転台数と運転番号を表す信号）を含み、各コンバータに対して出力する。また、制御部２は各コンバータの積算電力量をメモリに記憶している。
The
図７は、制御部２による各コンバータの制御手順を示すフローチャートである。このフローチャートは、一定の時間ごとに実行される。
FIG. 7 is a flowchart showing a control procedure of each converter by the
ステップＳ１では、負荷電流検出部３と一定の出力電圧（例えば２４Ｖ）に基づいて現在の出力電力、すなわち、負荷の大きさを検出する。Ｓ２で、検出した出力電力に応じたコンバータの台数を決定する。このとき、図６に示すようなヒステリシス特性を参照して台数を決定する。Ｓ３で、台数を増やす必要があるかどうかを判断する。増やす必要があればＳ４において、運転していないコンバータの中において、積算電力量の最も小さいコンバータから順に新たな運転の投入対象とする。増やす台数が１台の場合は積算電力量の最も小さいコンバータを運転の投入対象とする。Ｓ５において、運転対象となる各コンバータの位相信号を作成し（図５参照）、Ｓ６において、運転をするか否かの情報と位相信号（運転台数と運転番号を表す信号）を付加したコンバータ選択信号Ｓを生成し、全てのコンバータに対して出力する。
In step S1, the current output power, that is, the magnitude of the load is detected based on the load
また、Ｓ３において台数を増やす必要がないと判断したときは、Ｓ７で台数を減らす必要があるかどうかを判断する。台数を減らす必要があればＳ８において、積算電力量の最も大きいコンバータから順に運転の切断対象とする。減らす台数が１台の場合は積算電力量の最も大きいコンバータを運転の切断対象とする。Ｓ５において、運転対象となる各コンバータの位相信号を作成し（図５参照）、Ｓ６において、運転をするか否かの情報と位相信号（運転台数と運転番号を表す信号）を付加したコンバータ選択信号Ｓを生成し、全てのコンバータに対して出力する。 If it is determined in S3 that it is not necessary to increase the number, it is determined in S7 whether it is necessary to decrease the number. If it is necessary to reduce the number of units, in S8, the operation is cut off in order from the converter having the largest accumulated power. When the number of units to be reduced is one, the converter with the largest accumulated electric energy is set as the disconnection target of operation. In S5, a phase signal of each converter to be operated is created (see FIG. 5), and in S6, information indicating whether or not to operate and a phase signal (a signal indicating the number of units operated and an operation number) are added. A signal S is generated and output to all converters.
図８は、制御部２に記憶されている各コンバータの積算電力量の例である。各欄にはコンバータの番号と積算電力量が記憶されている。図８（Ａ）の例において積算電力量の最も小さいコンバータから順に投入する場合、ＮＯ．４→ＮＯ．２→ＮＯ．１→ＮＯ．Ｎ→ＮＯ．３の順となる。また、図８（Ｂ）の例において積算電力量の最も大きいコンバータから順に切断する場合、ＮＯ．２→ＮＯ．Ｎ→ＮＯ．４→ＮＯ．１→ＮＯ．３の順となる。
FIG. 8 is an example of the integrated power amount of each converter stored in the
このような制御によれば、コンバータの運転の平準化が可能となり、一部のコンバータの寿命が短くなるのを防ぐことが出来、結果として装置全体の寿命を延ばすことが出来る。 According to such control, the operation of the converter can be leveled, and the life of some converters can be prevented from being shortened. As a result, the life of the entire apparatus can be extended.
なお、図３に示す一次側回路は、降圧チョッパ回路に限らず、ハーフブリッジ回路でも良く、また、一次側スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は自励でも可能である。 Note that the primary side circuit shown in FIG. 3 is not limited to the step-down chopper circuit but may be a half bridge circuit, and the primary side switching elements SW1 and SW2 may be self-excited.
１−電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置
１ａ，１ｂ．・・・１ｃ−電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ
２−制御部
1-current resonance type DC /
Claims (4)
各ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側回路は、インダクタとコンデンサの電流共振によりゼロ電流スイッチングする一次側スイッチング素子を備える電流共振回路で構成され、
各ＤＣ／ＤＣコンバータの二次側回路は、トランスの二次側出力電流に同期した信号がゲートに入力してオンオフする二次側スイッチング素子を備える同期整流回路で構成され、
複数のＤＣ／ＤＣコンバータの中から運転するＤＣ／ＤＣコンバータを負荷電流の大きさに応じて選択するコンバータ選択信号を生成し、該選択信号を各ＤＣ／ＤＣコンバータに出力する制御回路を備えたことを特徴とする電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。 A DC / DC converter device in which a plurality of DC / DC converters are connected in parallel,
The primary side circuit of each DC / DC converter is composed of a current resonance circuit including a primary side switching element that performs zero current switching by current resonance of an inductor and a capacitor.
The secondary side circuit of each DC / DC converter is composed of a synchronous rectifier circuit including a secondary side switching element that is turned on and off by inputting a signal synchronized with the secondary side output current of the transformer to the gate,
A control circuit is provided that generates a converter selection signal for selecting a DC / DC converter that operates from a plurality of DC / DC converters according to the magnitude of the load current, and outputs the selection signal to each DC / DC converter. A current resonance type DC / DC converter device.
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