JP2015033265A - Motor control method, motor control apparatus and electric power steering apparatus - Google Patents
Motor control method, motor control apparatus and electric power steering apparatus Download PDFInfo
- Publication number
- JP2015033265A JP2015033265A JP2013162649A JP2013162649A JP2015033265A JP 2015033265 A JP2015033265 A JP 2015033265A JP 2013162649 A JP2013162649 A JP 2013162649A JP 2013162649 A JP2013162649 A JP 2013162649A JP 2015033265 A JP2015033265 A JP 2015033265A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- current command
- types
- value
- command value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Power Steering Mechanism (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
Description
この発明は、シンクロナスリラクタンスモータを制御するモータ制御方法、モータ制御装置およびそれを備えた電動パワーステアリング装置に関する。 The present invention relates to a motor control method for controlling a synchronous reluctance motor, a motor control device, and an electric power steering device including the same.
電磁エネルギーの位置に対する変化によって発生するリラクタンストルクのみを利用して、ロータを回転させるリラクタンスモータが知られている。リラクタンスモータには、ステータおよびロータが突極部を有するスイッチトリラクタンスモータ(SRM:Switched Reluctance Motor)と、ステータがブラシレスモータと同様の構造のシンクロナスリラクタンスモータ(SynRM:Synchronous Reluctance Motor)とがある。 A reluctance motor that rotates a rotor using only reluctance torque generated by a change in the position of electromagnetic energy is known. The reluctance motor includes a switched reluctance motor (SRM) in which the stator and the rotor have salient poles, and a synchronous reluctance motor (SynRM) in which the stator has the same structure as a brushless motor. .
シンクロナスリラクタンスモータ(SynRM)は、ステータおよびロータのうち、ロータのみに突極部を有している。SynRMでは、ロータの突極部により、磁束の流れやすい突極部の方向(以下、「d軸方向」という)と磁束が流れにくい非突極部の方向(以下、「q軸方向」という)とがある。このため、d軸方向のインダクタンス(以下、「d軸インダクタンス」という)とq軸方向のインダクタンス(以下、「q軸インダクタンス」という)の差によりリラクタンストルクが発生し、このリラクタンストルクによってロータが回転する。 A synchronous reluctance motor (SynRM) has a salient pole part only in a rotor among a stator and a rotor. In the SynRM, the direction of the salient pole part where the magnetic flux easily flows (hereinafter referred to as “d-axis direction”) and the direction of the non-salient pole part where the magnetic flux hardly flows (hereinafter referred to as “q-axis direction”) due to the salient pole part of the rotor There is. Therefore, a reluctance torque is generated due to a difference between an inductance in the d-axis direction (hereinafter referred to as “d-axis inductance”) and an inductance in the q-axis direction (hereinafter referred to as “q-axis inductance”), and the rotor is rotated by the reluctance torque. To do.
本出願人は、SynRMをブラシレスモータと同様な方法で制御する方法を開発している。SynRMを駆動する場合には、ステータに電流を流してロータを励磁する。これにより、ロータが磁化され、ロータが回転する。SynRMを駆動した場合、ブラシレスモータに比べてトルククリップルが大きいことが判明した。
この発明の目的は、制御によってシンクロナスリラクタンスモータのトルクリップルを低減させることができるモータ制御方法、モータ制御装置およびそれを備えた電動パワーステアリング装置を提供することである。
The present applicant has developed a method for controlling SynRM in the same manner as a brushless motor. When driving the SynRM, a current is passed through the stator to excite the rotor. Thereby, a rotor is magnetized and a rotor rotates. It was found that when the SynRM was driven, the torque rapple was larger than that of the brushless motor.
An object of the present invention is to provide a motor control method, a motor control device, and an electric power steering device including the motor control method capable of reducing torque ripple of a synchronous reluctance motor by control.
請求項1記載の発明は、複数種類の電流指令値に対するトルクリップルが予め測定されているシンクロナスリラクタンスモータ(18)を制御するモータ制御方法であって、前記複数種類の電流指令値毎に、ロータ回転角毎にトルクリップル測定値に応じた値を記憶した複数種類のテーブルを作成する第1ステップと、前記モータの電流指令値を設定する第2ステップと、前記モータのロータ(100)の実回転角を検出する第3ステップと、前記複数種類のテーブルのうちの2種類のテーブルを用いて、前記第2ステップによって設定されている電流指令値および前記第3ステップによって検出されている実回転角に対応したトルクリップルを打ち消すための電流補正値を演算する第4ステップと、前記第4ステップによって演算される電流補正値を、前記第2ステップによって設定される電流指令値に加算する第5ステップと、前記第5ステップによって電流補正値が加算された後の電流指令値に基づいて、前記モータを制御する第6ステップと、を含むモータ制御方法である。なお、括弧内の英数字は、後述の実施形態における対応構成要素等を表すが、むろん、この発明の範囲は当該実施形態に限定されない。以下、この項において同じ。
The invention according to
この発明によれば、電流指令値およびロータの実回転角に対応したトルクリップルを打ち消すための電流補正値を用いて電流指令値が補正されるので、シンクロナスリラクタンスモータのトルクリップルを低減することが可能となる。また、複数のテーブルを用いて、電流補正値を演算しているので、電流指令値およびロータの実回転角に対応したトルクリップルを打ち消すための電流補正値を正確に演算できる。 According to the present invention, since the current command value is corrected using the current correction value for canceling the torque ripple corresponding to the current command value and the actual rotation angle of the rotor, the torque ripple of the synchronous reluctance motor can be reduced. Is possible. In addition, since the current correction value is calculated using a plurality of tables, the current correction value for canceling the torque ripple corresponding to the current command value and the actual rotation angle of the rotor can be accurately calculated.
請求項2記載の発明は、2種類の電流指令値に対するトルクリップルが予め測定されており、前記複数種類のテーブルが、前記2種類の電流指令値毎に作成された2種類のテーブルである、請求項1に記載のモータ制御方法である。
請求項3記載の発明は、Nを3以上の予め定められた整数とすると、N種類の電流指令値A1,A2,…,AN−1,AN(ただし、n=1,2,…,N−1とすると、0<An<An+1)に対するトルクリップルが予め測定されており、前記複数種類のテーブルが、前記N種類の電流指令値A1,A2,…,AN−1,AN毎に作成されたN種類のテーブルTa1,Ta2,…,TaN−1,TaNであり、前記第4ステップは、前記第2ステップによって設定されている電流指令値をAxとすると、|Ax|≦A2である場合には、Ta1とTa2の2種類のテーブルを用いて電流補正値を演算し、|Ax|>AN−1である場合には、TaN−1とTaNの2種類のテーブルを用いて電流補正値を演算し、A2<|Ax|≦AN−1である場合には、An<|Ax|≦An+1を満たす2種類の電流指令値An,An+1に対応する2種類のテーブルを用いて電流補正値を演算する、請求項1に記載のモータ制御方法である。
In the invention according to
According to the third aspect of the present invention, when N is a predetermined integer of 3 or more, N types of current command values A 1 , A 2 ,..., A N−1 , A N (where n = 1, 2 ,..., N−1, torque ripple with respect to 0 <A n <A n + 1 ) is measured in advance, and the plurality of types of tables indicate the N types of current command values A 1 , A 2 ,. N types of tables Ta 1 , Ta 2 ,..., Ta N−1 , Ta N created for each of N−1 and A N , and the fourth step is a current command set by the second step. Assuming that the value is A x , if | A x | ≦ A 2 , the current correction value is calculated using two types of tables, Ta 1 and Ta 2 , and | A x |> A N−1 in some cases, it calculates a current correction value by using two types of tables Ta N-1 and Ta N, 2 <| A x | if a ≦ A N-1 is, A n <| A x | ≦ A n + 1 2 kinds of current command values A n satisfying, using two table corresponding to A n + 1 The motor control method according to
この構成によれば、電流指令値およびロータの実回転角に対応したトルクリップルを打ち消すための電流補正値をより正確に演算することができる。これにより、シンクロナスリラクタンスモータのトルクリップルをより効果的に低減することができる。
請求項4記載の発明は、前記複数種類のテーブルには、ロータ回転角毎にトルクリップル測定値が記憶されており、電流補正値を演算するために用いられる2種類のテーブルを、電流指令値Anに対するテーブルTanおよび電流指令値An+1に対するTan+1とし、前記第2ステップによって設定されている電流指令値をAxとし、前記第3ステップによって検出されている実回転角をθaとし、テーブルTanにおける前記実回転角θaに対応するトルクリップル測定値をBn(θa)とし、テーブルTan+1における前記実回転角θaに対応するトルクリップル測定値をBn+1(θa)とし、前記電動モータのトルク定数をKTとすると、電流補正値Icは、次式(a1)または(a2)で表される、請求項1〜3のいずれか一項に記載のモータ制御方法である。
According to this configuration, the current correction value for canceling the torque ripple corresponding to the current command value and the actual rotation angle of the rotor can be calculated more accurately. Thereby, the torque ripple of a synchronous reluctance motor can be reduced more effectively.
According to a fourth aspect of the present invention, torque ripple measurement values are stored for each rotor rotation angle in the plurality of types of tables, and two types of tables used for calculating a current correction value are represented by current command values. and Ta n + 1 to the table Ta n and the current command value a n + 1 for a n, the current command value set by the second step and a x, the actual rotational angle that is detected by the third step and theta a , table Ta torque ripple measurement value corresponding to the actual rotation angle theta a in n and B n (θ a), the table Ta n + a torque ripple measurement value corresponding to the actual rotation angle theta a in 1 B n + 1 (θ a ) and, when the electric motor torque constant K T, the current correction value I c is expressed by the following formula (a1) or (a2), any one of
Ax≧0の場合 Ic=Bx(θa)/KT …(a1)
Ax<0の場合 Ic=−Bx(θa)/KT …(a2)
Bx(θa)={(|Ax|−An)/(An+1−An)}・Bn+1(θa)
+{(An+1−|Ax|)/(An+1−An)}・Bn(θa)
請求項5記載の発明は、前記複数種類のテーブルには、ロータ回転角毎にトルクリップル測定値の電流換算値が記憶されており、電流補正値を演算するために用いられる2種類のテーブルを、電流指令値Anに対するテーブルTanおよび電流指令値An+1に対するTan+1とし、前記第2ステップによって設定されている電流指令値をAxとし、前記第3ステップによって検出されている実回転角をθaとし、テーブルTanにおける前記実回転角θaに対応するトルクリップル測定値の電流換算値をCn(θa)とし、テーブルTan+1における前記実回転角θaに対応するトルクリップル測定値の電流換算値をCn+1(θa)とすると、電流補正値Icは、次式(b1)または(b2)で表される請求項1〜3のいずれか一項に記載のモータ制御方法である。
When A x ≧ 0 I c = B x (θ a ) / K T (a1)
When A x <0 I c = −B x (θ a ) / K T (a2)
B x (θ a ) = {(| A x | −A n ) / (A n + 1 −A n )} · B n + 1 (θ a )
+ {(A n + 1 − | A x |) / (A n + 1 −A n )} · B n (θ a )
In the invention according to
Ax≧0の場合 Ic=Cx(θa) …(b1)
Ax<0の場合 Ic=−Cx(θa) …(b2)
Cx[θ]={(|Ax|−An)/(An+1−An)}・Cn+1(θa)
+{(An+1−|Ax|)/(An+1−An)}・Cn(θa)
請求項6記載の発明は、複数種類の電流指令値に対するトルクリップルが予め測定されているシンクロナスリラクタンスモータ(18)を制御するモータ制御装置(12)であって、前記複数種類の電流指令値毎に作成され、ロータ回転角毎にトルクリップル測定値に応じた値を記憶した複数種類のテーブルと、前記モータの電流指令値を設定する電流指令値設定手段(41,44)と、前記モータの実回転角を検出する回転角検出手段(53)と、前記複数種類のテーブルのうちの2種類のテーブルを用いて、前記電流指令値設定手段によって設定されている電流指令値および前記回転角検出手段によって検出されている実回転角に対応したトルクリップルを打ち消すための電流補正値を演算する電流補正値演算手段(61)と、前記電流補正値演算手段によって演算される電流補正値を、前記電流指令値設定手段によって設定される電流指令値に加算する加算手段(62)と、前記加算手段によって電流補正値が加算された後の電流指令値に基づいて、前記モータを制御する制御手段(46,48)と、を含むモータ制御装置である。
When A x ≧ 0 I c = C x (θ a ) (b1)
When A x <0 I c = −C x (θ a ) (b2)
C x [θ] = {(| A x | −A n ) / (A n + 1 −A n )} · C n + 1 (θ a )
+ {(A n + 1 − | A x |) / (A n + 1 −A n )} · C n (θ a )
The invention according to
この発明によれば、電流指令値およびロータの実回転角に対応したトルクリップルを打ち消すための電流補正値を用いて電流指令値が補正されるので、シンクロナスリラクタンスモータのトルクリップルを低減することが可能となる。また、複数のテーブルを用いて、電流補正値を演算しているので、電流指令値およびロータの実回転角に対応したトルクリップルを打ち消すための電流補正値を正確に演算できる。 According to the present invention, since the current command value is corrected using the current correction value for canceling the torque ripple corresponding to the current command value and the actual rotation angle of the rotor, the torque ripple of the synchronous reluctance motor can be reduced. Is possible. In addition, since the current correction value is calculated using a plurality of tables, the current correction value for canceling the torque ripple corresponding to the current command value and the actual rotation angle of the rotor can be accurately calculated.
請求項7記載の発明は、2種類の電流指令値に対するトルクリップルが予め測定されており、前記複数種類のテーブルが、前記2種類の電流指令値毎に作成された2種類のテーブルである、請求項6に記載のモータ制御装置である。
請求項8記載の発明は、Nを3以上の予め定められた整数とすると、N種類の電流指令値A1,A2,…,AN−1,AN(ただし、n=1,2,…,N−1とすると、0<An<An+1)に対するトルクリップルが予め測定されており、前記複数種類のテーブルが、前記N種類の電流指令値A1,A2,…,AN−1,AN毎に作成されたN種類のテーブルTa1,Ta2,…,TaN−1,TaNであり、前記電流補正値演算手段は、前記第2ステップによって設定されている電流指令値をAxとすると、|Ax|≦A2である場合には、Ta1とTa2の2種類のテーブルを用いて電流補正値を演算し、|Ax|>AN−1である場合には、TaN−1とTaNの2種類のテーブルを用いて電流補正値を演算し、A2<|Ax|≦AN−1である場合には、An<|Ax|≦An+1を満たす2種類の電流指令値An,An+1に対応する2種類のテーブルを用いて電流補正値を演算するように構成されている、請求項6に記載のモータ制御装置である。
In the invention according to
In the invention described in
この構成によれば、電流指令値およびロータの実回転角に対応したトルクリップルを打ち消すための電流補正値をより正確に演算することができる。これにより、シンクロナスリラクタンスモータのトルクリップルをより効果的に低減することができる。
請求項9記載の発明は、前記複数種類のテーブルには、ロータ回転角毎にトルクリップル測定値が記憶されており、電流補正値を演算するために用いられる2種類のテーブルを、電流指令値Anに対するテーブルTanおよび電流指令値An+1に対するTan+1とし、前記電流指令値設定手段によって設定されている電流指令値をAxとし、前記回転角検出手段によって検出されている実回転角をθaとし、テーブルTanにおける前記実回転角θaに対応するトルクリップル測定値をBn[θ]とし、テーブルTn+1における前記実回転角θaに対応するトルクリップル測定値をBn+1[θ]とし、前記電動モータのトルク定数をKTとすると、電流補正値Icは、次式(a1)または(a2)で表される、請求項6〜8のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
According to this configuration, the current correction value for canceling the torque ripple corresponding to the current command value and the actual rotation angle of the rotor can be calculated more accurately. Thereby, the torque ripple of a synchronous reluctance motor can be reduced more effectively.
According to the ninth aspect of the present invention, torque ripple measurement values are stored for each rotor rotation angle in the plurality of types of tables, and two types of tables used for calculating a current correction value are represented by current command values. and Ta n + 1 to the table Ta n and the current command value a n + 1 for a n, the current command value set by the current command value setting means and a x, the actual rotational angle that is detected by the rotation angle detecting means and theta a, the torque ripple measurement value corresponding to the actual rotation angle theta a in the table Ta n and B n [theta], table T n + 1 the actual
Ax≧0の場合 Ic=Bx(θa)/KT …(a1)
Ax<0の場合 Ic=−Bx(θa)/KT …(a2)
Bx(θa)={(|Ax|−An)/(An+1−An)}・Bn+1(θa)
+{(An+1−|Ax|)/(An+1−An)}・Bn(θa)
請求項10記載の発明は、前記複数種類のテーブルには、ロータ回転角毎にトルクリップル測定値の電流換算値が記憶されており、電流補正値を演算するために用いられる2種類のテーブルを、電流指令値Anに対するテーブルTanおよび電流指令値An+1に対するTan+1とし、前記電流指令値設定手段によって設定されている電流指令値をAxとし、前記回転角検出手段によって検出されている実回転角をθaとし、テーブルTanにおける前記実回転角θaに対応するトルクリップル測定値の電流換算値をCn(θa)とし、テーブルTan+1における前記実回転角θaに対応するトルクリップル測定値の電流換算値をCn+1(θa)とすると、電流補正値Icは、次式(b1)または(b2)で表される請求項6〜8のいずれか一項に記載のモータ制御方法である。
When A x ≧ 0 I c = B x (θ a ) / K T (a1)
When A x <0 I c = −B x (θ a ) / K T (a2)
B x (θ a ) = {(| A x | −A n ) / (A n + 1 −A n )} · B n + 1 (θ a )
+ {(A n + 1 − | A x |) / (A n + 1 −A n )} · B n (θ a )
In the invention according to
Ax≧0の場合 Ic=Cx(θa) …(b1)
Ax<0の場合 Ic=−Cx(θa) …(b2)
Cx[θ]={(|Ax|−An)/(An+1−An)}・Cn+1(θa)
+{(An+1−|Ax|)/(An+1−An)}・Cn(θa)
請求項11記載の発明は、車両の転舵機構(4)に駆動力を付与するためのシンクロナスリラクタンスモータ(18)と、前記モータを制御する請求項6〜10のいずれか一項に記載のモータ制御装置(12)とを含む、電動パワーステアリング装置(1)である。
When A x ≧ 0 I c = C x (θ a ) (b1)
When A x <0 I c = −C x (θ a ) (b2)
C x [θ] = {(| A x | −A n ) / (A n + 1 −A n )} · C n + 1 (θ a )
+ {(A n + 1 − | A x |) / (A n + 1 −A n )} · C n (θ a )
The invention according to
この発明によれば、シンクロナスリラクタンスモータのトルクリップルを低減できる、電動パワーステアリング装置を実現することができる。 According to the present invention, it is possible to realize an electric power steering apparatus that can reduce torque ripple of a synchronous reluctance motor.
以下では、この発明の実施形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図1は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の概略構成を示す模式図である。
電動パワーステアリング装置1は、車両を操向するための操舵部材としてのステアリングホイール2と、このステアリングホイール2の回転に連動して転舵輪3を転舵する転舵機構4と、運転者の操舵を補助するための操舵補助機構5とを備えている。ステアリングホイール2と転舵機構4とは、ステアリングシャフト6および中間軸7を介して機械的に連結されている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a schematic diagram showing a schematic configuration of an electric power steering device to which a motor control device according to an embodiment of the present invention is applied.
The electric
ステアリングシャフト6は、ステアリングホイール2に連結された入力軸8と、中間軸7に連結された出力軸9とを含む。入力軸8と出力軸9とは、トーションバー10を介して同一軸線上で相対回転可能に連結されている。すなわち、ステアリングホイール2が回転されると、入力軸8および出力軸9は、互いに相対回転しつつ同一方向に回転するようになっている。
The steering
ステアリングシャフト6の周囲には、トルクセンサ11が設けられている。トルクセンサ11は、入力軸8および出力軸9の相対回転変位量に基づいて、ステアリングホイール2に与えられた操舵トルクを検出する。トルクセンサ11によって検出される操舵トルクは、ECU(電子制御ユニット:Electronic Control Unit)12に入力される。
転舵機構4は、ピニオン軸13と、転舵軸としてのラック軸14とを含むラックアンドピニオン機構からなる。ラック軸14の各端部には、タイロッド15およびナックルアーム(図示略)を介して転舵輪3が連結されている。ピニオン軸13は、中間軸7に連結されている。ピニオン軸13は、ステアリングホイール2の操舵に連動して回転するようになっている。ピニオン軸13の先端には、ピニオン16が連結されている。
A
The steered
ラック軸14は、自動車の左右方向(直進方向に直交する方向)に沿って直線状に延びている。ラック軸14の軸方向の中間部には、ピニオン16に噛み合うラック17が形成されている。このピニオン16およびラック17によって、ピニオン軸13の回転がラック軸14の軸方向移動に変換される。ラック軸14を軸方向に移動させることによって、転舵輪3を転舵することができる。
The
ステアリングホイール2が操舵(回転)されると、この回転が、ステアリングシャフト6および中間軸7を介して、ピニオン軸13に伝達される。そして、ピニオン軸13の回転は、ピニオン16およびラック17によって、ラック軸14の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪3が転舵される。
操舵補助機構5は、転舵機構4に駆動力を与えるための操舵補助用の電動モータ18と、電動モータ18の出力トルクを転舵機構4に伝達するための減速機構19とを含む。電動モータ18は、この実施形態では、シンクロナスリラクタンスモータ(SynRM)からなる。減速機構19は、ウォーム軸20と、このウォーム軸20と噛み合うウォームホイール21とを含むウォームギヤ機構からなる。減速機構19は、伝達機構ハウジングとしてのギヤハウジング22内に収容されている。
When the
The
ウォーム軸20は、電動モータ18によって回転駆動される。また、ウォームホイール21は、ステアリングシャフト6とは同方向に回転可能に連結されている。ウォームホイール21は、ウォーム軸20によって回転駆動される。
電動モータ18によってウォーム軸20が回転駆動されると、ウォームホイール21が回転駆動され、ステアリングシャフト6が回転する。そして、ステアリングシャフト6の回転は、中間軸7を介してピニオン軸13に伝達される。ピニオン軸13の回転は、ラック軸14の軸方向移動に変換される。これにより、転舵輪3が転舵される。すなわち、電動モータ18によってウォーム軸20を回転駆動することによって、転舵輪3が転舵されるようになっている。
The
When the
電動モータ18のロータの回転角(ロータ回転角)は、レゾルバ等の回転角センサ25によって検出される。回転角センサ25の出力信号は、ECU12に入力される。電動モータ18は、モータ制御装置としてのECU12によって制御される。
図2は、電動モータ18の構成を説明するための図解図である。
電動モータ18は、前述したようにシンクロナスリラクタンスモータであり、図2に図解的に示すように、周方向に間隔をおいて配置された複数の突極部を有するロータ100と、電機子巻線を有するステータ105とを備えている。電機子巻線は、U相のステータ巻線101、V相のステータ巻線102およびW相のステータ巻線103が星型結線されることにより構成されている。
The rotation angle of the rotor of the electric motor 18 (rotor rotation angle) is detected by a
FIG. 2 is an illustrative view for explaining the configuration of the
The
各相のステータ巻線101,102,103の方向にU軸、V軸およびW軸をとった三相固定座標(UVW座標系)が定義される。また、ロータ100の回転中心側から外周部へ磁束の流れやすい突極部の方向にd軸方向をとり、ロータ100の回転中心側から外周部へ磁束が流れにくい非突極部の方向にq軸方向をとった二相回転座標系(dq座標系。実回転座標系)が定義される。dq座標系は、ロータ100の回転角(ロータ回転角)θに従う実回転座標系である。ロータ回転角θ(電気角)は、この実施形態では、隣接する2つの突起部(d軸)のうちの基準となる一方の突極部(d軸)のU軸から反時計回りの回転角として定義される。基準となる前記一方の突極部の方向を+d軸方向といい、それに隣接する他方の突極部の方向を−d軸方向ということにする。+d軸に対して電気角で+90度回転した軸を+q軸とい、+d軸に対して電気角で−90度回転した軸を−q軸ということにする。ロータ100(突極部)に生じる磁極(N極およびS極)は、dq座標系における電流ベクトルIaの方向によって決定される。この実施形態では、電動モータ18の正転方向は、図2におけるロータ100の反時計方向に対応し、電動モータ18の逆転方向は、図2におけるロータ100の時計方向に対応するものとする。
Three-phase fixed coordinates (UVW coordinate system) are defined in which the U, V, and W axes are taken in the direction of the
通常は、ロータ回転角θを用いることによって、UVW座標系とdq座標系との間での座標変換が行われる(たとえば、特開2009−137323号公報の式(1),(2)参照)。ただし、この実施形態では、後述するように、ロータ回転角θの代わりに、座標変換用回転角δを用いて座標変換が行われる。
図2において、Iaは、回転磁界をつくるための電流ベクトル(電機子電流ベクトル)である。βは電流位相角であり、電機子電流ベクトルIaとd軸との位相差である。
Normally, coordinate conversion between the UVW coordinate system and the dq coordinate system is performed by using the rotor rotation angle θ (see, for example, equations (1) and (2) in JP 2009-137323 A). . However, in this embodiment, as will be described later, coordinate conversion is performed using a rotation angle δ for coordinate conversion instead of the rotor rotation angle θ.
In FIG. 2, Ia is a current vector (armature current vector) for generating a rotating magnetic field. β is the current phase angle, which is the phase difference between the armature current vector Ia and the d-axis.
本実施形態のモータ制御装置としてのECU12について説明する前に、図8〜図13を参照して、本出願人が既に開発しているモータ制御装置200について説明する。なお、ECU12以外の電動パワーステアリング装置の構成は、図1の電動パワーステアリング装置1の構成と同じであるものとして、モータ制御装置200について説明する。
図8は、本出願人が既に開発しているモータ制御装置200の電気的構成を示す概略図である。
Before describing the
FIG. 8 is a schematic diagram showing an electrical configuration of a
モータ制御装置200は、マイクロコンピュータ201と、このマイクロコンピュータ201によって制御され、電動モータ18に電力を供給する駆動回路(インバータ回路)32と、電動モータ18の各相のステータ巻線101,102,103に流れる電流を検出する電流検出部33とを備えている。
電流検出部33は、電動モータ18の各相のステータ巻線に流れる相電流iU,iV,iW(以下、総称するときには「三相検出電流iU,iV,iW」という)を検出する。これらは、UVW座標系における各座標軸方向の電流値である。
The
The
マイクロコンピュータ201は、CPUおよびメモリ(ROM、RAM、不揮発性メモリなど)を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、電流指令値設定部41と、d軸電流指令値設定部43と、q軸電流指令値設定部44と、d軸電流偏差演算部45と、q軸電流偏差演算部46と、d軸PI(比例積分)制御部47と、q軸PI(比例積分)制御部48と、d軸指示電圧生成部49と、q軸指示電圧生成部50と、二相/三相座標変換部51と、PWM制御部52と、回転角演算部53と、電流位相角演算部54と、座標変換用回転角設定部55と、三相/二相座標変換部56とが含まれている。
The
電流指令値設定部41は、電動モータ18の電機子電流の指令値である電流指令値Ia *を設定する。具体的には、電流指令値設定部41は、トルクセンサ11によって検出される操舵トルク(検出操舵トルクTh)に基づいて電流指令値Ia *を設定する。検出操舵トルクThに対する電流指令値Ia *の設定例は、図9に示されている。検出操舵トルクThは、たとえば左方向への操舵のためのトルクが正の値にとられ、右方向への操舵のためのトルクが負の値にとられている。電動モータ18の左方向への操舵を補助するためのモータトルクの方向は、電動モータ18の正転方向に対応し、右方向への操舵を補助するためのモータトルクの方向は、電動モータ18の逆転方向に対応するものとする。電流指令値Ia *は、電動モータ18から左方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには正の値とされ、電動モータ18から右方向操舵のための操舵補助力を発生させるべきときには負の値とされる。
The current command
電流指令値Ia *は、検出操舵トルクThの正の値に対しては正をとり、検出操舵トルクThの負の値に対しては負の値をとる。検出操舵トルクThが零のときには、電流指令値Ia *は零とされる。そして、検出操舵トルクThの絶対値が大きくなるほど、電流指令値Ia *の絶対値は大きな値とされる。これにより、検出操舵トルクThの絶対値が大きくなるほど、操舵補助力を大きくすることができる。 The current command value I a * is positive with respect to a positive value of the detected steering torque Th, and is negative with respect to a negative value of the detected steering torque Th. When the detected steering torque Th is zero, the current command value I a * is zero. The absolute value of the current command value I a * is increased as the absolute value of the detected steering torque Th increases. Thereby, the steering assist force can be increased as the absolute value of the detected steering torque Th increases.
電流指令値設定部41は、たとえば、図9に示されるような操舵トルクThと電流指令値Ia *との関係を記憶したマップまたはそれらの関係を表す演算式を用いて、操舵トルクThに応じた電流指令値Ia *を設定する。電流指令値設定部41によって設定された電流指令値Ia *は、q軸電流指令値設定部44に与えられる。
q軸電流指令値生成部44は、電流指令値設定部41から与えられた電流指令値Ia *を、q軸電流指令値iq *として設定する。つまり、電流指令値設定部41によって設定された電流指令値Ia *がq軸電流指令値iq *となる。d軸電流指令値設定部43は、d軸電流指令値Id *を設定する。d軸電流指令値Id *は、零に設定される。つまり、q軸電流指令値iq *が有意値とされ、d軸電流指令値Id *が零とされる。q軸電流指令値iq *は、d軸電流指令値id *およびq軸電流指令値iq *を総称して、「二相指示電流id *,iq *」という場合がある。
The current command
The q-axis current command
回転角演算部53は、回転角センサ25の出力信号に基づいて、電動モータ18のロータの回転角(ロータ回転角、実回転角)θを演算する。回転角演算部53によって演算されたロータ回転角θは、座標変換用回転角設定部55に与えられる。
電流位相角演算部54は、電流検出部33によって検出された三相検出電流iU,iV,iWに基づいて、電流位相角β(電気角)[deg]を演算する。電流位相角演算部54の動作の詳細については、後述する。電流位相角演算部54によって演算された電流位相角βは、座標変換用回転角設定部55に与えられる。
The rotation
The current
座標変換用回転角設定部55は、二相/三相座標変換部51および三相/二相座標変換部56において座標変換に用いられる座標変換用回転角δを演算する。具体的には、座標変換用回転角設定部55は、回転角演算部53によって演算されたロータ回転角θと、電流位相角演算部54によって演算された電流位相角βと、電流指令値設定部41によって設定された電流指令値Ia *とに基づいて、座標変換用回転角δを演算する。座標変換用回転角設定部55の動作の詳細については後述する。
The coordinate conversion rotation
電流検出部33によって検出された三相検出電流iU,iV,iWは、三相/二相座標変換部56にも与えられる。三相/二相座標変換部56は、座標変換用回転角設定部55によって演算された座標変換用回転角δをロータ回転角θの代わりに用いて、三相検出電流iU,iV,iWをd軸電流idおよびq軸電流iqに変換する。以下、d軸電流idおよびq軸電流iqを総称するときには「二相検出電流id,iq」という。
The three-phase detection currents i U , i V , i W detected by the
三相/二相座標変換部56によって得られたd軸電流idは、d軸電流偏差演算部45に与えられる。三相/二相座標変換部56によって得られたq軸電流iqは、q軸電流偏差演算部46に与えられる。
d軸電流偏差演算部45は、d軸電流指令値id *に対するd軸電流idの偏差を演算する。d軸電流偏差演算部45によって演算された電流偏差は、d軸PI制御部47に与えられて、PI演算処理を受ける。d軸指示電圧生成部49は、d軸PI制御部47の演算結果に応じて、d軸指示電圧vd *を生成する。
D-axis current i d obtained by the three-phase / two-phase coordinate
d-axis current
q軸電流偏差演算部46は、q軸電流指令値iq *に対するq軸電流iqの偏差を演算する。q軸電流偏差演算部46によって演算された電流偏差は、q軸PI制御部48に与えられて、PI演算処理を受ける。q軸指示電圧生成部50は、q軸PI制御部48の演算結果に応じて、q軸指示電圧vq *を生成する。以下、d軸指示電圧vd *およびq軸指示電圧vq *を総称するときには「二相指示電圧vd *,vq *」という。
The q-axis
二相指示電圧vd *,vq *は、二相/三相座標変換部51に与えられる。二相/三相座標変換部51は、座標変換用回転角設定部55によって演算された座標変換用回転角δをロータ回転角θの代わりに用いて、d軸指示電圧vd *およびq軸指示電圧vq *を、U相,V相およびW相の指示電圧vU *,vV *,vW *に変換する。以下、U相,V相およびW相の指示電圧vU *,vV *,vW *を総称するときには「三相指示電圧vU *,vV *,vW *」という。
The two-phase command voltages v d * and v q * are given to the two-phase / three-phase coordinate
PWM制御部52は、U相指示電圧vU *、V相指示電圧vV *およびW相指示電圧vW *にそれぞれ対応するデューティ比のU相PWM制御信号、V相PWM制御信号およびW相PWM制御信号を生成し、駆動回路32に供給する。
駆動回路32は、U相、V相およびW相に対応した三相インバータ回路からなる。このインバータ回路を構成するパワー素子がPWM制御部52から与えられるPWM制御信号によって制御されることにより、三相指示電圧vU *,vV *,vW *に相当する電圧が電動モータ18の各相のステータ巻線に印加されることになる。
The
The
電流偏差演算部45,46およびPI制御部47,48は、電流フィードバック制御手段を構成している。この電流フィードバック制御手段の働きによって、電動モータ18に流れるモータ電流が、d軸およびq軸電流指令値設定部43,44によって演算される二相指示電流id *,iq *に近づくように制御される。
次に電流位相角演算部54の動作について詳しく説明する。電流位相角演算部54は、電流検出部33によって検出された三相検出電流iU,iV,iWから演算される電機子電流Iaと、予め設定された電流位相角演算式とに基づいて、電機子電流Iaに対してモータトルクが最大値に近い値となる電流位相角β(電気角)[deg]を演算する。
The current
Next, the operation of the current
この実施形態では、座標変換部56によって得られるq軸電流iqが、電流位相角βを演算するための電機子電流Iaとして用いられる。電流位相角演算式の作成方法について説明する。
電動モータ18を高効率で駆動するためには、電機子電流に対するモータトルクの比が大きくなるように電動モータ18を制御すればよい。
In this embodiment, the q-axis current i q obtained by the coordinate
In order to drive the
極対数がPnであるシンクロナスリラクタンスモータにおけるモータトルクTは、次式(1)で表される。
T=Pn・(Ld−Lq)・id・iq …(1)
Ldはd軸インダクタンス[H]であり、Lqはq軸インダクタンス[H]である。また、idはd軸電流[A]であり、iqはq軸電流[A]である。
The motor torque T in the synchronous reluctance motor having the number of pole pairs Pn is expressed by the following equation (1).
T = P n · (L d -L q) · i d · i q ... (1)
L d is the d-axis inductance [H], and L q is the q-axis inductance [H]. Further, id is a d-axis current [A], and i q is a q-axis current [A].
電機子電流の大きさをIa[A]とし、電流位相差をβ[deg]とすると、iq=Ia・sinβ,id=Ia・cosβとなるので、モータトルクTは、次式(2)で表される。なお、電流位相差βは、回転磁界をつくるための電流ベクトル(電機子電流ベクトル)とd軸との位相差である。
T=(1/2)・Pn・(Ld−Lq)・Ia 2sin2β …(2)
したがって、d軸インダクタンスLdおよびq軸インダクタンスLqが電流位相角βによって変動しなければ、電流位相角βが45[deg]のときにモータトルクTは最大となる。しかしながら、SynRMでは、d軸インダクタンスLdおよびq軸インダクタンスLqがロータコアの磁気飽和の影響を受けて変動するため、モータトルクTは電流位相角βが45[deg]のときに必ずしも最大にならない。
Assuming that the magnitude of the armature current is I a [A] and the current phase difference is β [deg], i q = I a · sin β, i d = I a · cos β, so the motor torque T is It is expressed by equation (2). The current phase difference β is a phase difference between a current vector (armature current vector) for generating a rotating magnetic field and the d-axis.
T = (1/2) · P n · (L d −L q ) · I a 2 sin 2β (2)
Therefore, if the d-axis inductance L d and the q-axis inductance L q do not vary with the current phase angle β, the motor torque T becomes maximum when the current phase angle β is 45 [deg]. However, in SynRM, since the d-axis inductance L d and the q-axis inductance L q fluctuate due to the magnetic saturation of the rotor core, the motor torque T is not necessarily maximized when the current phase angle β is 45 [deg]. .
そこで、この実施形態では、電動モータ18に対して予め実験を行うことにより、使用する電機子電流Iaの範囲において、複数の電機子電流Ia毎に電流位相角βに対するモータトルクTの特性データを取得する。
図10は、複数の電機子電流Ia毎に取得した電流位相角βに対するモータトルクTの特性データの一例を示すグラフである。図10の特性データは、前記非特許文献1に掲載のデータを転用したものである。図10では、横軸に電流位相角βをとり、縦軸にモータトルクTをとり、各電機子電流Iaの電流位相角βに対するモータトルクTの特性を、それぞれ曲線で表している。
Therefore, in this embodiment, by performing the experiment in advance to the
Figure 10 is a graph showing an example of the characteristic data of the motor torque T for the current phase angle β obtained for each of the plurality of armature current I a. The characteristic data in FIG. 10 is obtained by diverting data published in
図10のグラフにおいて、各電機子電流Iaに対応する電流位相角−モータトルク特性曲線上の最大トルク値を結ぶ曲線を直線近似することにより、電機子電流Iaとその電機子電流Iaに対してモータトルクが最大値に近い値となる電流位相角βとの関係を表す近似式を求める。具体的には、次式(3)に基づいて、電機子電流Iaと電流位相角βとの関係を表す近似式を求める。なお、電機子電流Iaが零のときにモータトルクが最大となる電流位相角βは45度になるものとする。 In the graph of FIG. 10, a current phase angle corresponding to the armature current I a - by linear approximation curve connecting the maximum torque value on the motor torque curve, the armature current I a and the armature current I a , An approximate expression representing the relationship with the current phase angle β at which the motor torque is close to the maximum value is obtained. Specifically, an approximate expression representing the relationship between the armature current Ia and the current phase angle β is obtained based on the following expression (3). It is assumed that the current phase angle β at which the motor torque is maximum when the armature current Ia is zero is 45 degrees.
β={(βmax−βmin)/Iamax}・Ia+βmin …(3)
Iamaxは、電機子電流Iaの最大値(電流指令値Ia *の最大値)であり、この例では、Iamax=50[A]である。βmaxは、電機子電流Iaが最大値Iamaxである場合に、モータトルクTが最大値となる電流位相角βであり、この例では、βmax=66[deg]であるとする。βminは、電機子電流Iaが最小値(零)である場合に、モータトルクTが最大値となる電流位相角βであり、この例では、βmin=45[deg]であるとする。
β = {(β max −β min ) / I amax } · I a + β min (3)
I amax is the maximum value of the armature current I a (the maximum value of the current command value I a * ), and in this example, I amax = 50 [A]. β max is a current phase angle β at which the motor torque T becomes the maximum value when the armature current I a is the maximum value I amax , and in this example, β max = 66 [deg]. β min is the current phase angle β at which the motor torque T is the maximum when the armature current I a is the minimum value (zero). In this example, β min = 45 [deg]. .
前記式(3)に、Iamax=50[A]、βmax=66[deg]およびβmin=45[deg]を代入すると、次式(4)で表されるような近似式が得られる。
β=(21/50)・Ia+45 …(4)
式(4)が、電機子電流Iaから電流位相角βを演算するための演算式(電流位相角演算式)となる。
Substituting I amax = 50 [A], β max = 66 [deg], and β min = 45 [deg] into the equation (3) yields an approximate expression represented by the following equation (4). .
β = (21/50) · I a +45 (4)
Equation (4) becomes an arithmetic expression for calculating the current phase angle β from the armature current I a and (current phase angle arithmetic expression).
図11の折れ線aは、各電機子電流Iaに対してモータトルクTが最大となる電流位相角βの実測データを示すグラフである。図11の直線bは、前記式(4)で表される近似直線を示している。
電流位相角演算部54には、前述のようにして求められた電流位相角演算式(例えば前記式(4))が予め設定されている。電流位相角演算部54は、座標変換部56から得られたq軸電流iqの絶対値を電機子電流Iaとし、予め設定されている電流位相角演算式と電機子電流Iaとに基づいて、電流指令値Iaに対してモータトルクが最大値に近い値となる電流位相角βを演算する。
Polygonal line a in FIG. 11, the motor torque T for each armature current I a is a graph showing measured data of the current phase angle β becomes maximum. A straight line b in FIG. 11 indicates an approximate straight line represented by the above equation (4).
In the current phase
次に、座標変換用回転角設定部55の動作について詳しく説明する。座標変換用回転角設定部55は、電流指令値Ia *が零以上の値である場合には、つまり電動モータ18が停止しているかまたは電動モータ18を回転させるべき方向が正転方向である場合には、次式(5)に基づいて、座標変換用回転角δを設定する。
δ=θ−(90−β) …(5)
一方、電流指令値Ia *が零未満の値である場合には、つまり電動モータ18を回転させるべき方向が逆転方向である場合には、座標変換用回転角設定部55は、次式(6)に基づいて、座標変換用回転角δを設定する。
Next, the operation of the coordinate conversion rotation
δ = θ− (90−β) (5)
On the other hand, when the current command value I a * is less than zero, that is, when the direction in which the
δ=θ+(90−β) …(6)
このように、電動モータ18を回転させるべき方向に応じて、座標変換用回転角δが{θ−(90−β)}または{θ+(90−β)}に設定されることにより、電動モータ18をそれを回転させるべき方向に回転駆動することができる。
以下、この理由について説明する。以下において、演算式id *=|Ia *|cosβおよび演算式iq *=|Ia *|sinβに基づいてd軸電流指令値id *およびq軸電流指令値iq *を設定するとともに、dq座標系とUVW座標系との間の座標変換をロータ回転角θを用いて行うような制御方法を基本制御方法ということにする。基本制御方法においては、SynRMの回転方向を反転させる場合には、電流指令値Ia *の極性を変えずに、βが−βに置き換えられる。
δ = θ + (90−β) (6)
As described above, the rotation angle δ for coordinate conversion is set to {θ− (90−β)} or {θ + (90−β)} in accordance with the direction in which the
Hereinafter, this reason will be described. In the following, the d-axis current command value i d * and the q-axis current command value i q * are set based on the calculation formula i d * = | I a * | cos β and the calculation formula i q * = | I a * | sin β. In addition, a control method in which coordinate conversion between the dq coordinate system and the UVW coordinate system is performed using the rotor rotation angle θ is referred to as a basic control method. In the basic control method, when the rotation direction of SynRM is reversed, β is replaced with −β without changing the polarity of the current command value I a * .
まず、図12A〜図12Cを参照して、電流指令値Ia *が正の値(Ia *>0)である場合、つまり電動モータを正転方向に回転駆動させる場合について説明する。基本制御方法によって電動モータを正転方向に回転駆動させる場合を想定する。基本制御方法では、d軸電流指令値id *およびq軸電流指令値Iq *が、それぞれ演算式id *=|Ia *|cosβおよび演算式iq *=|Ia *|sinβに基づいて設定される。また、二相/三相座標変換部および三相/二相座標変換部は回転角演算部によって演算されるロータ回転角θをそのまま用いて座標変換を行う。なお、βは45度付近の角度であるとする。この場合には、d軸電流成分idがd軸電流指令値id *(>0)に等しくなりかつq軸電流成分iqがq軸電流指令値iq *(>0)に等しくなるように電流制御が行われるので、電機子電流ベクトルIaは図12Aに示すようになる。 First, a case where the current command value I a * is a positive value (I a * > 0), that is, a case where the electric motor is driven to rotate in the forward rotation direction will be described with reference to FIGS. 12A to 12C. Assume that the electric motor is driven to rotate in the forward direction by the basic control method. In the basic control method, the d-axis current command value i d * and the q-axis current command value I q * are calculated using the calculation formula i d * = | I a * | cos β and the calculation formula i q * = | I a * | sin β, respectively. Is set based on Further, the two-phase / three-phase coordinate conversion unit and the three-phase / two-phase coordinate conversion unit perform coordinate conversion using the rotor rotation angle θ calculated by the rotation angle calculation unit as it is. Note that β is an angle around 45 degrees. In this case, the d-axis current component i d is equal to the d-axis current command value i d * (> 0) and the q-axis current component i q is equal to the q-axis current command value i q * (> 0). Thus, the armature current vector Ia is as shown in FIG. 12A.
ロータ100には磁石が設けられてないので電動モータ18が駆動されていないときには無極性である。ステータ巻線101〜103に電流が流れるとロータ100に磁界が発生し、ロータ100が磁化される。この際、ロータ100の極性は、ステータ巻線101〜103に流れる電流の方向によって決まる。図12Aにおいて、電機子電流ベクトルIaの終点がdq座標系の第1象限または第4象限にある場合には、ロータ100における+d軸方向に対応する突極部の極性がN極となり、−d軸方向に対応する突極部の極性がS極となる。電機子電流ベクトルIaの終点がdq座標系の第2象限または第3象限にある場合には、ロータ100における+d軸方向に対応する突極部の極性がS極となり、−d軸方向に対応する突極部の極性がN極となる。
Since the
そして、極性がN極である突極部が、電機子電流ベクトルIa側に引き付けられる。したがって、図12Aの例では、+d軸方向に対応する突極部が電機子電流ベクトルIa側に引き付けられるので、ロータ100は反時計方向(正転方向)に回転する。
次に、二相/三相座標変換部および三相/二相座標変換部は基本制御方法と同様に回転角演算部によって演算されたロータ回転角θをそのまま用いて座標変換を行うが、d軸電流指令値id *を零に設定し、q軸電流指令値iq *を図12Aの電流指令値Ia *(>0)と同じ値に設定する場合を想定する。この場合には、d軸電流成分idが0となりかつq軸電流成分iqがIa *に等しくなるように電流制御が行われるので、電機子電流ベクトルIaは図12Bに示すようになる。このような制御では、電機子電流ベクトルIaを、図12Aに示すような本来発生させるべき角度(方向)に発生させることができない。
Then, the salient pole part having a polarity of N is attracted to the armature current vector Ia side. Therefore, in the example of FIG. 12A, the salient pole portion corresponding to the + d-axis direction is attracted to the armature current vector Ia side, so that the
Next, the two-phase / three-phase coordinate conversion unit and the three-phase / two-phase coordinate conversion unit perform coordinate conversion using the rotor rotation angle θ calculated by the rotation angle calculation unit as it is, as in the basic control method. Assume that the shaft current command value i d * is set to zero and the q-axis current command value i q * is set to the same value as the current command value I a * (> 0) in FIG. 12A. In this case, current control is performed so that the d-axis current component id is 0 and the q-axis current component iq is equal to Ia * , so that the armature current vector Ia is as shown in FIG. 12B. Become. In such control, the armature current vector I a, can not be generated in the angle (direction) should originally be generated as shown in FIG. 12A.
そこで、前記モータ制御装置200のように、d軸電流指令値id *を零に設定し、q軸電流指令値iq *を図12Aの電流指令値Ia *と同じ値に設定した上で、各座標変換部51,56が座標変換用回転角{θ−(90−β)}を用いて座標変換を行う場合を想定する。この場合には、各座標変換部51,55は、図12Cに示すように、q軸を−(90−β)度回転させたq’軸と、d軸を−(90−β)度回転させたd’軸とからなるd’q’座標系で、座標変換を行うことになる。この際、d軸電流指令値id *の大きさ(=0)がd’軸電流成分id’となり、q軸電流指令値id *(=Ia *)の大きさがq’軸 電流成分iq’となるから、電機子電流ベクトルIaは図12Cに示すようになる。つまり、図12Aに示す電流ベクトルIaの方向と同じ方向に電機子電流ベクトルIaを発生させることができる。したがって、電動モータ18を回転させるべき方向に駆動させることができる。
Therefore, like the
次に、図13A〜図13Cを参照して、電流指令値Ia *が負の値(Ia *<0)である場合、つまり電動モータを逆転方向に回転駆動させる場合について説明する。基本制御方法によって電動モータを逆転方向に回転駆動させる場合を想定する。電流指令値Ia *が負の値である場合には、電動モータ18を回転させるべき方向が逆転方向であることを示している。したがって、基本制御方法では、電流指令値Ia *の極性を変えずに、βが−βに置き換えられる。つまり、d軸電流指令値id *およびq軸電流指令値iq *が、それぞれ演算式id *=|Ia *|cos(−β)=|Ia *|cosβおよび演算式iq *=|Ia *|sin(−β)=−|Ia *|sinβに基づいて設定される。また、二相/三相座標変換部および三相/二相座標変換部は回転角演算部によって演算されるロータ回転角θをそのまま用いて座標変換を行う。この場合には、d軸電流指令値id *が正の値(id *>0)となり、q軸電流指令値iq *が負の値(id *<0)となる。そして、d軸電流成分idがd軸電流指令値id *(>0)に等しくなりかつq軸電流成分iqがq軸電流指令値iq *(<0)に等しくなるように電流制御が行われるので、電機子電流ベクトルIaは図13Aに示すようになる。この電機子電流ベクトルIaの終点はdq座標系の第4象限にあるので、ロータ100における+d軸方向に対応する突極部の極性がN極となり、−d軸方向に対応する突極部の極性がS極となる。したがって、+d軸方向に対応する突極部が電機子電流ベクトルIa側に引き付けられるのでロータ100は時計方向(逆転方向)に回転する。
Next, a case where the current command value I a * is a negative value (I a * <0), that is, a case where the electric motor is driven to rotate in the reverse direction will be described with reference to FIGS. 13A to 13C. Assume that the electric motor is rotationally driven in the reverse direction by the basic control method. When the current command value I a * is a negative value, it indicates that the direction in which the
次に、二相/三相座標変換部および三相/二相座標変換部は基本制御方法と同様に回転角演算部によって演算されたロータ回転角θをそのまま用いて座標変換を行うが、d軸電流指令値id *を零に設定し、q軸電流指令値iq *を図13Aの電流指令値Ia *(<0)と同じ値に設定する場合を想定する。この場合には、d軸電流成分idが0となりかつq軸電流成分iqがIa *(<0)に等しくなるように電流制御が行われるので、電機子電流ベクトルIaは図13Bに示すようになる。このような制御では、電機子電流ベクトルIaを、図13Aに示すような本来発生させるべき角度(方向)に発生させることができない。 Next, the two-phase / three-phase coordinate conversion unit and the three-phase / two-phase coordinate conversion unit perform coordinate conversion using the rotor rotation angle θ calculated by the rotation angle calculation unit as it is, as in the basic control method. Assume that the shaft current command value i d * is set to zero and the q-axis current command value i q * is set to the same value as the current command value I a * (<0) in FIG. 13A. In this case, the current control is performed so that the d-axis current component id is 0 and the q-axis current component iq is equal to Ia * (<0), so the armature current vector Ia is As shown. In such control, the armature current vector I a, can not be generated in the angle (direction) should originally be generated as shown in FIG. 13A.
そこで、前記モータ制御装置200のように、d軸電流指令値id *を零に設定し、q軸電流指令値iq *を図13Aの電流指令値Ia *(<0)と同じ値に設定した上で、各座標変換部51,56が座標変換用回転角{θ+(90−β)}を用いて座標変換を行う場合を想定する。この場合には、各座標変換部51,55は、図13Cに示すように、d軸を+(90−β)度回転させたd’軸と、q軸を+(90−β)度回転させたq’軸とからなるd’q’座標系で、座標変換を行うことになる。この際、d軸電流指令値id *の大きさ(=0)がd’軸電流成分id’となり、q軸電流指令値id *(=Ia *<0)がq’軸 電流成分iq’となるから、電機子電流ベクトルIaは図13Cに示すようになる。つまり、図13Aに示す電流ベクトルIaの方向と同じ方向に電機子電流ベクトルIaを発生させることができる。したがって、電動モータ(SynRM)18を回転させるべき方向に駆動させることができる。
Therefore, like the
モータ制御装置200によってSynRMを駆動した場合、ブラシレスモータに比べてトルクリップルが大きいことが判明した。トルクリップルとは、ロータ回転角に対する出力トルクの変化量をいう。
図14の曲線S1、S2およびS3は、それぞれ電流指令値が42[A]、70[A]および84[A]である場合の電動モータ18のトルクリップル測定値を示すグラフである。図14では、ロータ回転角が0[deg]〜60[deg]の範囲におけるトルクリップル測定値を示している。各トルクリップル測定値は、トルクリップル測定装置を用いて計測した電動モータ18の出力トルクから出力トルクの平均値を減算することによって算出した。なお、図14のグラフの横軸はロータ回転角θ(電気角)[deg]を示し、縦軸はトルクリップル[Nm]を示している。
It has been found that when the SynRM is driven by the
Curves S 1 , S 2 and S 3 in FIG. 14 are graphs showing torque ripple measurement values of the
図14のグラフから、回転角に対するトルクリップルの変化態様は電流指令値が異なっても類似しているが、電流指令値が大きくなるほどトルクリップルは大きくなっていることがわかる。したがって、1つの電流指令値に対するトルクリップル測定値から、任意の電流指令値に対するトルクリップルを推定することが可能である。たとえば、電流指令値が42[A]である場合のトルクリップル測定値を用いて、電流指令値が56[A]である場合のトルクリップルを求めるには、電流指令値が42[A]である場合のトルクリップル測定値に、電流指令値の比率(56/42)を乗算すればよい。 From the graph of FIG. 14, it can be seen that the torque ripple variation with respect to the rotation angle is similar even if the current command value is different, but the torque ripple increases as the current command value increases. Therefore, it is possible to estimate the torque ripple for an arbitrary current command value from the measured torque ripple value for one current command value. For example, in order to obtain the torque ripple when the current command value is 56 [A] using the torque ripple measurement value when the current command value is 42 [A], the current command value is 42 [A]. What is necessary is just to multiply the torque ripple measured value in a certain case by the ratio (56/42) of the current command value.
本発明者は、1つの電流指令値に対するトルクリップル測定値に基づいて、現在設定されている電流指令値およびロータの実回転角に対応したトルクリップルを推定し、推定したトルクリップルに基づいて、電流指令値を補正することにより、トルクリップルを低減させる手法を開発した。
しかしながら、1つの電流指令値に対するトルクリップル測定値から、現在設定されている電流指令値およびロータの実回転角に対応したトルクリップルを推定する手法では、トルクリップルの推定精度が低いことが判明した。これは、電流指令値が異なる2種類のトルクリップル測定値間において、両者間の比率が全てのロータ回転角で一定でないことに起因している。ただし、両者間の比率が全てのロータ回転角で一定とならない理由については不明である。
Based on the torque ripple measurement value for one current command value, the inventor estimates the torque ripple corresponding to the current command value and the actual rotation angle of the rotor, and based on the estimated torque ripple, We have developed a method to reduce torque ripple by correcting the current command value.
However, it was found that the torque ripple estimation accuracy is low in the method of estimating the torque ripple corresponding to the current command value and the actual rotation angle of the rotor from the torque ripple measurement value for one current command value. . This is due to the fact that the ratio between the two types of torque ripple measurement values with different current command values is not constant at all rotor rotation angles. However, it is unclear why the ratio between them is not constant for all rotor rotation angles.
次に本実施形態におけるモータ制御装置としてのECU12(図1参照)について説明する。本実施形態におけるECU12は、現在設定されている電流指令値およびロータの実回転角に対応したトルクリップルの推定精度を高めることにより、トルクリップルをより効果的に低減させるために提案されたものである。
図3を参照して、本実施形態におけるトルクリップル推定方法の考え方について説明する。
Next, the ECU 12 (see FIG. 1) as the motor control device in the present embodiment will be described. The
The concept of the torque ripple estimation method in the present embodiment will be described with reference to FIG.
図3の曲線S1およびS2は、それぞれ電流指令値が42[A]および70[A]である場合の電動モータ18のトルクリップル測定値を示している。図3では、ロータ回転角が0[deg]〜60[deg]の範囲におけるトルクリップル測定値を示している。図3の曲線Qxは、電流指令値が56[A]である場合のトルクリップルを、曲線S1と曲線S2とを補間することにより求めたグラフを示している。
Curves S 1 and S 2 in FIG. 3 show measured torque ripple values of the
曲線S1を電流指令値A1に対するトルクリップル測定値とし、曲線S2を電流指令値A2に対するトルクリップル測定値とする。また、曲線Qxを電流指令値Axに対するトルクリップル推定値であるとする。電流指令値がA1でロータ回転角がθaであるときのトルクリップルをB1(θa)とし、電流指令値がA1でロータ回転角がθaであるときのトルクリップルをB2(θa)とする。電流指令値がAxでかつロータ回転角がθaであるときのトルクリップル推定値をBx(θa)とする。 The curve S 1 and a torque ripple measurement for the current command value A 1, the curve S 2 and the torque ripple measurement for the current command value A 2. Further, it is assumed that the curve Q x is an estimated torque ripple value with respect to the current command value A x . The torque ripple when the current command value is A 1 and the rotor rotation angle is θ a is B 1 (θ a ), and the torque ripple when the current command value is A 1 and the rotor rotation angle is θ a is B 2. (Θ a ). The estimated torque ripple when the current command value is A x and the rotor rotation angle is θ a is B x (θ a ).
トルクリップル推定値Bx(θa)は、次の補間式(7)によって求めることができる。
Bx(θa)={B2(θa)−B1(θa)}・{(Ax−A1)/(A2−A1)
}+B1(θa)
=B2(θa)・{(Ax−A1)/(A2−A1)}
−B1(θa){(Ax−A1)/(A2−A1)}+B1(θa)
=B2(θa)・{(Ax−A1)/(A2−A1)}
B1(θa)[1−{(Ax−A1)/(A2−A1)}]
={(Ax−A1)/(A2−A1)}・B2(θa)
+{(A2−Ax)/(A2−A1)}・B1(θa) …(7)
つまり、この実施形態では、2種類の電流指令値それぞれに対する2種類のトルクリップル測定値に基づいて、任意の電流指令値に対するトルクリップルが推定される。
The estimated torque ripple value B x (θ a ) can be obtained by the following interpolation formula (7).
B x (θ a) = { B 2 (θ a) -B 1 (θ a)} · {(A x -A 1) / (A 2 -A 1)
} + B 1 (θ a )
= B 2 (θ a ) · {(A x −A 1 ) / (A 2 −A 1 )}
−B 1 (θ a ) {(A x −A 1 ) / (A 2 −A 1 )} + B 1 (θ a )
= B 2 (θ a ) · {(A x −A 1 ) / (A 2 −A 1 )}
B 1 (θ a ) [1-{(A x −A 1 ) / (A 2 −A 1 )}]
= {(A x -A 1 ) / (A 2 -A 1 )} · B 2 (θ a )
+ {(A 2 −A x ) / (A 2 −A 1 )} · B 1 (θ a ) (7)
That is, in this embodiment, the torque ripple for an arbitrary current command value is estimated based on two types of torque ripple measurement values for each of the two types of current command values.
図4Aの曲線Qxは、電流指令値42[A]に対するトルクリップル測定値(図3の曲線S1)と電流指令値70[A]に対するトルクリップル測定値(図3の曲線S2)とを用い、前記式(7)に基づいて、電流指令値が56[A]である場合のトルクリップルを推定した結果を示している。図4Aの曲線Sxは、電流指令値が56[A]である場合のトルクリップル測定値を示している。 A curve Q x in FIG. 4A represents a torque ripple measurement value (curve S 1 in FIG. 3) with respect to the current command value 42 [A] and a torque ripple measurement value (curve S 2 in FIG. 3) with respect to the current command value 70 [A]. The result of estimating the torque ripple when the current command value is 56 [A] based on the equation (7) is shown. A curve Sx in FIG. 4A shows the measured torque ripple when the current command value is 56 [A].
図4Bの曲線Qxは、電流指令値42[A]に対するトルクリップル測定値(図3の曲線S1)のみに基づいて、電流指令値が56[A]である場合のトルクリップルを推定した結果を示している。図4Bの曲線Sxは、電流指令値が56[A]である場合のトルクリップル測定値を示している。
図4Cの曲線Qxは、電流指令値70[A]に対するトルクリップル測定値(図3の曲線S2)のみに基づいて、電流指令値が56[A]である場合のトルクリップルを推定した結果を示している。図4Cの曲線Sxは、電流指令値が56[A]である場合のトルクリップル測定値を示している。
The curve Q x in FIG. 4B estimates the torque ripple when the current command value is 56 [A] based only on the measured torque ripple value (curve S 1 in FIG. 3) for the current command value 42 [A]. Results are shown. A curve S x in FIG. 4B shows the measured torque ripple when the current command value is 56 [A].
The curve Q x in FIG. 4C estimates the torque ripple when the current command value is 56 [A] based only on the measured torque ripple value (curve S 2 in FIG. 3) for the current command value 70 [A]. Results are shown. A curve S x in FIG. 4C shows the measured torque ripple when the current command value is 56 [A].
図4A、図4Bおよび図4Cから、2種類の電流指令値に対する2種類のトルクリップル測定値から任意の電流指令値に対するトルクリップルを推定した場合の方が、1種類の電流指令値に対する1種類のトルクリップル測定値から任意の電流指令値に対するトルクリップルを推定した場合よりも、推定精度が高いことがわかる。
図5は、図1のECU12の電気的構成を示す概略図である。図5において、前述の図8に示された各部に対応する部分には、図8中と同一参照符号を付して示す。
From FIG. 4A, FIG. 4B, and FIG. 4C, one type for one current command value is obtained when torque ripple for an arbitrary current command value is estimated from two types of torque ripple measurement values for two types of current command values. It can be seen that the estimation accuracy is higher than when the torque ripple for an arbitrary current command value is estimated from the measured torque ripple value.
FIG. 5 is a schematic diagram showing an electrical configuration of the
ECU12は、マイクロコンピュータ31と、このマイクロコンピュータ31によって制御され、電動モータ18に電力を供給する駆動回路(インバータ回路)32と、電動モータ18の各相のステータ巻線101,102,103に流れる電流を検出する電流検出部33とを備えている。
マイクロコンピュータ31は、CPUおよびメモリを備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。メモリは、ROM、RAM、不揮発性メモリ40などを含む。複数の機能処理部には、電流指令値設定部41と、d軸電流指令値設定部43と、q軸電流指令値設定部44と、d軸電流偏差演算部45と、q軸電流偏差演算部46と、d軸PI(比例積分)制御部47と、q軸PI(比例積分)制御部48と、d軸指示電圧生成部49と、q軸指示電圧生成部50と、二相/三相座標変換部51と、PWM制御部52と、回転角演算部53と、電流位相角演算部54と、座標変換用回転角設定部55と、三相/二相座標変換部56と、電流補正部60とが含まれている。
The
The
このECU12と図8に示されるモータ制御装置200とを比較すると、このECU12では、電流補正部60が設けられている点と、不揮発性メモリ40内に電流補正部60によって使用される複数の電流補正用テーブルが記憶されている点が異なっている。この実施形態では、不揮発性メモリ40内に2種類の電流補正用テーブルTa1,Ta2が記憶されている。以下において、電流補正用テーブルTa1を第1テーブルTa1といい、電流補正用テーブルTa2を第2テーブルTa1ということにする。以下、電流補正部60と、不揮発性メモリ40内に記憶されている第1および第2テーブルTa1,Ta2について説明する。
When this
第1テーブルTa1は、ロータ回転角毎に、電流指令値がA1である場合のトルクリップル測定値B1(θ)を記憶したテーブルである。A1は、例えば42[A]である。電流指令値が42[A]である場合のトルクリップル測定値は、図3の曲線S1となる。第2テーブルTa2は、ロータ回転角毎に、電流指令値がA2である場合のトルクリップル測定値B2(θ)を記憶したテーブルである。A2は、例えば70[A]である。電流指令値が70[A]である場合のトルクリップル測定値は、図3の曲線S2となる。 The first table Ta 1 stores torque ripple measurement values B 1 (θ) when the current command value is A 1 for each rotor rotation angle. A 1 is, for example, 42 [A]. Torque ripple measurements when the current command value is 42 [A] is a curve S 1 in FIG. The second table Ta 2 is a table storing torque ripple measurement values B 2 (θ) when the current command value is A 2 for each rotor rotation angle. A 2 is, for example, 70 [A]. Torque ripple measurements when the current command value is 70 [A] is a curve S 2 in FIG.
電流補正部60は、補正値演算部61と補正値加算部62とから構成されている。補正値演算部61には、回転角演算部53によって演算されたロータ回転角(以下、「実回転角θa」という。)と、電流指令値設定部41によって設定された電流指令値Ia *とが入力される。以下において、電流指令値設定部41によって現在設定されている電流指令値Ia *を、Axで表す場合がある。
The
補正値演算部61は、第1テーブルTa1に基づいて、回転角演算部53によって演算された実回転角θaに対応したトルクリップル測定値B1(θa)を求める。また、補正値演算部61は、第2テーブルTa2に基づいて、実回転角θaに対応したトルクリップル測定値B2(θa)を求める。そして、補正値演算部61は、次式(8a),(8b)に基づいて、現在設定されている電流指令値Ax(=Ia *)および実回転角θaに対応したトルクリップルを打ち消すための電流補正値Icを演算する。
The correction
Ax≧0の場合 Ic=Bx(θa)/KT …(8a)
Ax<0の場合 Ic=−Bx(θa)/KT …(8b)
Bx(θa)={(|Ax|−A1)/(A2−A1)}・B2(θa)
+{(A2−|Ax|)/(A2−A1)}・B1(θa)
なお、前記式(8a),(8b)において、Bx[θ]は、電流指令値が現在の設定値Axの絶対値|Ax|でありかつロータ回転角が実回転角θaである場合のトルクリップル推定値を表している。また、KTは、電動モータ18のトルク定数である。
When A x ≧ 0 I c = B x (θ a ) / K T (8a)
When A x <0 I c = −B x (θ a ) / K T (8b)
B x (θ a ) = {(| A x | −A 1 ) / (A 2 −A 1 )} · B 2 (θ a )
+ {(A 2 − | A x |) / (A 2 −A 1 )} · B 1 (θ a )
In the equations (8a) and (8b), B x [θ] is the current command value is the absolute value | A x | of the current set value A x and the rotor rotation angle is the actual rotation angle θ a . The torque ripple estimated value in a certain case is represented. Further, KT is a torque constant of the
補正値加算部62は、q軸電流指令値生成部44によって設定されたq軸電流指令値iq *(=Ax)に、補正値演算部61によって設定された電流補正値Icを加算することにより、q軸電流指令値iq *を補正する。補正値加算部62によって得られた補正後のq軸電流指令値iq **(=iq *+Ic)がq軸電流偏差演算部46に与えられる。この実施形態では、d軸電流指令値id *(=0)および補正後のq軸電流指令値iq **(=iq *+Ic)が二相指示電流id *,iq **となる。
The correction
図6は、補正値演算部61の動作例を説明するためのフローチャートである。図6の処理は、所定の演算周期ごとに繰り返し実行される。
補正値演算部61は、第1テーブルTa1から実回転角θaに対応したトルクリップル測定値B1(θa)を求める(ステップS1)。また、補正値演算部61は、第2テーブルTa2から実回転角θaに対応したトルクリップル測定値B2(θa)を求める(ステップS2)。
FIG. 6 is a flowchart for explaining an operation example of the correction
The
次に、補正値演算部61は、次式(9)を用いて、電流指令値が現在設定値Axの絶対値|Ax|でありかつロータ回転角が実回転角θaである場合のトルクリップル推定値Bx(θa)を演算する(ステップS3)。
Bx(θa)={(|Ax|−A1)/(A2−A1)}・B2(θa)
+{(A2−|Ax|)/(A2−A1)}・B1(θa) …(9)
次に、補正値演算部61は、電流指令値Ax(=Ia *)が、零以上であるか否かを判別する(ステップS4)。電流指令値Axが零以上であれば(ステップS4:YES)、補正値演算部61は、Ic=Bx(θa)/KTに基づいて、電流補正値Icを演算する(ステップS5)。そして、今演算周期での処理を終了する。
Next, when the current command value is the absolute value | A x | of the current set value A x and the rotor rotation angle is the actual rotation angle θ a , the correction
B x (θ a ) = {(| A x | −A 1 ) / (A 2 −A 1 )} · B 2 (θ a )
+ {(A 2 − | A x |) / (A 2 −A 1 )} · B 1 (θ a ) (9)
Next, the correction
一方、電流指令値Axが零未満であると判別された場合には(ステップS4:NO)、補正値演算部61は、Ic=−Bx(θa)/KTに基づいて、電流補正値Icを演算する(ステップS6)。そして、今演算周期での処理を終了する。
本実施形態では、q軸電流指令値iq *に電流補正値Icが加算された値が、q軸電流指令値iq **としてq軸電流偏差演算部46に与えられる。これにより、トルクリップルを低減させることができる。
On the other hand, when it is determined that the current command value A x is less than zero (step S4: NO), the correction
In the present embodiment, q axis current command value i q * on the current correction value I c is added value is given to the q-axis current
以下、この理由について説明する。SynRMでは、モータ駆動回路の出力電圧の一部が回転磁界を発生するための駆動電圧として使用され、モータ駆動回路の出力電圧の一部がロータを励磁するための励磁電圧として使用されると考えられる。そして、SynRMでは、ロータの形状およびロータとステータ巻線の位置関係(ロータ回転角)とによって、ロータを励磁するための励磁電圧が変化すると考えられる。ロータを励磁するための励磁電圧が変化すると、SynRMが発生する誘起電圧が局所的に変動する。つまり、誘起電圧波形が局所的に歪む。これにより、トルクリップルが発生すると考えられる。 Hereinafter, this reason will be described. In SynRM, a part of the output voltage of the motor drive circuit is used as a drive voltage for generating a rotating magnetic field, and a part of the output voltage of the motor drive circuit is used as an excitation voltage for exciting the rotor. It is done. In SynRM, the excitation voltage for exciting the rotor is considered to change depending on the shape of the rotor and the positional relationship between the rotor and the stator winding (rotor rotation angle). When the excitation voltage for exciting the rotor changes, the induced voltage generated by SynRM varies locally. That is, the induced voltage waveform is locally distorted. Thereby, it is considered that torque ripple occurs.
誘起電圧の局所的な変動によって誘起電圧の絶対値が適正値よりも小さくなった場合には、駆動電圧と誘起電圧との差の絶対値が増加する。このため、SynRMの出力トルクが増加し、正の値のトルクリップルが発生する。この場合、誘起電圧の絶対値が小さくなるほどトルクリップルの絶対値が大きくなる。一方、誘起電圧の局所的な変動によって誘起電圧の絶対値が適正値よりも大きくなった場合には、駆動電圧と誘起電圧との差の絶対値が減少する。このため、SynRMの出力トルクが減少し、負の値のトルクリップルが発生する。この場合、誘起電圧の絶対値が大きくなるほどトルクリップルの絶対値が大きくなる。 When the absolute value of the induced voltage becomes smaller than the appropriate value due to local fluctuation of the induced voltage, the absolute value of the difference between the drive voltage and the induced voltage increases. For this reason, the output torque of SynRM increases and a positive torque ripple occurs. In this case, the absolute value of the torque ripple increases as the absolute value of the induced voltage decreases. On the other hand, when the absolute value of the induced voltage becomes larger than the appropriate value due to local fluctuation of the induced voltage, the absolute value of the difference between the drive voltage and the induced voltage decreases. For this reason, the output torque of the SynRM decreases, and a negative torque ripple occurs. In this case, the absolute value of the torque ripple increases as the absolute value of the induced voltage increases.
誘起電圧の絶対値が適正値よりも小さくなった場合(トルクリップルが正の値となる場合)には、ロータの励磁電圧を増加させて、誘起電圧の絶対値を大きくすれば、トルクリップルを低減させることができる。前記実施形態では、トルクリップルが正の値をとるロータ回転角においては、q軸電流指令値Iq *が零以上の値であれば、正の値の電流補正値Icをq軸電流指令値Iq *に加算し、q軸電流指令値Iq *が零未満の値であれば、負の値の電流補正値Icをq軸電流指令値Iq *に加算している。これにより、ロータの励磁電圧が増加され、誘起電圧の絶対値が大きくなるので、トルクリップルを低減させることができる。また、前記実施形態では、現在設定されている電流指令値およびロータの実回転角に対応したトルクリップルの推定精度を高めることができるので、トルクリップルを打ち消すための電流指令値を正確に演算できる。これにより、トルクリップルを効果的に低減させることができる。 When the absolute value of the induced voltage is smaller than the appropriate value (when the torque ripple is a positive value), the torque ripple is reduced by increasing the excitation voltage of the rotor and increasing the absolute value of the induced voltage. Can be reduced. In the embodiment, at the rotor rotation angle at which the torque ripple has a positive value, if the q-axis current command value I q * is a value greater than or equal to zero, the positive current correction value I c is set to the q-axis current command. added to the value I q *, q-axis current command value I q * is if the value is less than zero, and adds the current correction value I c of the negative value q-axis current command value I q *. As a result, the excitation voltage of the rotor is increased and the absolute value of the induced voltage is increased, so that torque ripple can be reduced. In the above embodiment, the accuracy of estimating the torque ripple corresponding to the currently set current command value and the actual rotation angle of the rotor can be increased, so that the current command value for canceling the torque ripple can be accurately calculated. . Thereby, torque ripple can be reduced effectively.
一方、誘起電圧の絶対値が適正値よりも大きくなった場合(トルクリップルが負の値となる場合)には、ロータの励磁電圧を減少させて、誘起電圧の絶対値を小さくすれば、トルクリップルを低減させることができる。前記実施形態では、トルクリップルが負の値をとるロータ回転角においては、q軸電流指令値Iq *が零以上の値であれば、負の値の電流補正値Icをq軸電流指令値Iq *に加算し、q軸電流指令値Iq *が零未満の値であれば、正の値の電流補正値Icをq軸電流指令値Iq *に加算している。これにより、ロータの励磁電圧が低減され、誘起電圧の絶対値が小さくなるので、トルクリップルを低減させることができる。また、前記実施形態では、現在設定されている電流指令値およびロータの実回転角に対応したトルクリップルの推定精度を高めることができるので、トルクリップルを打ち消すための電流指令値を正確に演算できる。これにより、トルクリップルをより効果的に低減させることができる。 On the other hand, when the absolute value of the induced voltage is larger than the appropriate value (when the torque ripple is negative), the torque can be reduced by reducing the excitation voltage of the rotor and reducing the absolute value of the induced voltage. Ripple can be reduced. In the embodiment, at the rotor rotation angle at which the torque ripple takes a negative value, if the q-axis current command value I q * is a value greater than or equal to zero, the negative current correction value I c is set to the q-axis current command. added to the value I q *, q-axis current command value I q * is if the value is less than zero, and adding a positive value of the current correction value I c to the q-axis current command value I q *. As a result, the excitation voltage of the rotor is reduced and the absolute value of the induced voltage is reduced, so that torque ripple can be reduced. In the above embodiment, the accuracy of estimating the torque ripple corresponding to the currently set current command value and the actual rotation angle of the rotor can be increased, so that the current command value for canceling the torque ripple can be accurately calculated. . Thereby, torque ripple can be reduced more effectively.
次に、補正値演算部61の変形例について説明する。
この変形例においては、第1テーブルTa1には、ロータ回転角毎に、電流指令値がA1(例えば42[A])である場合のトルクリップル測定値を電動モータ18のトルク定数KTで除算した値(トルクリップル測定値の電流換算値)C1(θ)が記憶される。第2テーブルTa2には、電流指令値がA2(例えば70[A])である場合のトルクリップル測定値を電動モータ18のトルク定数KTで除算した値(トルクリップル測定値の電流換算値)C2(θ)が記憶される。
Next, a modified example of the correction
In this modified example, the torque ripple measurement value when the current command value is A 1 (for example, 42 [A]) is stored in the first table Ta 1 for each rotor rotation angle as the torque constant K T of the
補正値演算部61は、第1テーブルTa1に基づいて、実回転角θaに対応したトルクリップル測定値の電流換算値C1(θa)を求める。また、補正値演算部61は、第2テーブルTa2に基づいて、実回転角θaに対応したトルクリップル測定値の電流換算値C2(θa)を求める。そして、補正値演算部61は、次式(10a),(10b)に基づいて、現在設定されている電流指令値Ax(=Ia *)および実回転角θaに対応したトルクリップルを打ち消すための電流補正値Icを演算する。
Based on the first table Ta 1 , the correction
Ax≧0の場合 Ic=Cx(θa) …(10a)
Ax<0の場合 Ic=−Cx(θa) …(10b)
Cx(θa)={(|Ax|−A1)/(A2−A1)}・C2(θa)
+{(A2−|Ax|)/(A2−A1)}・C1(θa)
なお、前記式(10a),(10b)において、Cx[θ]は、電流指令値が現在設定値Axの絶対値|Ax|でありかつロータ回転角が実回転角θaである場合のトルクリップル推定値の電流換算値を表している。
When A x ≧ 0 I c = C x (θ a ) (10a)
When A x <0 I c = −C x (θ a ) (10b)
C x (θ a ) = {(| A x | −A 1 ) / (A 2 −A 1 )} · C 2 (θ a )
+ {(A 2 − | A x |) / (A 2 −A 1 )} · C 1 (θ a )
In the equations (10a) and (10b), C x [θ] is that the current command value is the absolute value | A x | of the current set value A x and the rotor rotation angle is the actual rotation angle θ a . The current converted value of the estimated torque ripple value is shown.
図7は、補正値演算部61の変形例の動作例を説明するためのフローチャートである。図7の処理は、所定の演算周期ごとに繰り返し実行される。
補正値演算部61は、第1テーブルTa1から実回転角θaに対応したトルクリップル測定値の電流換算値C1(θa)を求める(ステップS11)。また、補正値演算部61は、第2テーブルTa2から実回転角θaに対応したトルクリップル測定値の電流換算値C2(θa)を求める(ステップS12)。
FIG. 7 is a flowchart for explaining an operation example of a modification of the correction
The correction
次に、補正値演算部61は、次式(11)を用いて、電流指令値が現在設定値Axの絶対値|Ax|でありかつロータ回転角が実回転角θaである場合のトルクリップル推定値の電流換算値Cx(θa)を演算する(ステップS13)。
Cx(θa)={(|Ax|−A1)/(A2−A1)}・C2(θa)
+{(A2−|Ax|)/(A2−A1)}・C1(θa) …(11)
次に、補正値演算部61は、電流指令値Ax(=Ia *)が、零以上であるか否かを判別する(ステップS14)。電流指令値Axが零以上であれば(ステップS14:YES)、補正値演算部61は、Ic=Cx(θa)に基づいて、電流補正値Icを演算する(ステップS15)。そして、今演算周期での処理を終了する。
Next, when the current command value is the absolute value | A x | of the current set value A x and the rotor rotation angle is the actual rotation angle θ a , the correction
C x (θ a ) = {(| A x | −A 1 ) / (A 2 −A 1 )} · C 2 (θ a )
+ {(A 2 − | A x |) / (A 2 −A 1 )} · C 1 (θ a ) (11)
Next, the correction
一方、電流指令値Axが零未満であると判別された場合には(ステップS14:NO)、補正値演算部61は、Ic=−Cx(θa)に基づいて、電流補正値Icを演算する(ステップS16)。そして、今演算周期での処理を終了する。
以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明はさらに他の形態で実施することもできる。前述の実施形態では、不揮発性メモリ40内には、2種類の電流指令値毎に作成された2種類の電流補正用テーブルが設けられているが、3種類以上の電流指令値毎に作成された3種類以上の電流補正用テーブルを設けてもよい。つまり、Nを3以上の予め定められた整数とすると、N種類の電流指令値A1,A2,…,AN−1,AN(ただし、n=1,2,…,N−1とすると、0<An<An+1)毎に作成されたN種類の電流補正用テーブルTa1,Ta2,…,TaN−1,TaNを設けてもよい。
On the other hand, when it is determined that the current command value A x is less than zero (step S14: NO), the correction
As mentioned above, although one Embodiment of this invention was described, this invention can also be implemented with another form. In the embodiment described above, the
この場合には、補正値演算部61は、まず、電流指令値設定部41によって設定されている電流指令値Ia *(=Ax)の絶対値|Ax|と、各テーブルTa1,Ta2,…,TaN−1,TaNに対応する電流指令値A1,A2,…,AN−1,ANとに基づいて、電流補正値の演算に用いられる2種類のテーブルを選択する。
具体的には、|Ax|≦A2である場合には、補正値演算部61は、テーブルTa1とテーブルTa2を、電流補正値の演算に用いられる2種類のテーブルとして選択する。|Ax|>AN−1である場合には、補正値演算部61は、テーブルTaN−1とテーブルTaNを、電流補正値の演算に用いられる2種類のテーブルとして選択する。A2<|Ax|≦AN−1である場合には、補正値演算部61は、An<|Ax|≦An+1を満たす2種類の電流指令値An,An+1に対応する2種類のテーブルを、電流補正値の演算に用いられる2種類のテーブルとして選択する。
In this case, first, the correction
Specifically, when | A x | ≦ A 2 , the correction
例えば、N=3である場合には、電流指令値A1,A2,A3(ただし、0<A1<A2<A3)毎に作成された3種類の電流補正用テーブルTa1,Ta2,Ta3が作成される。補正値演算部61は、|Ax|≦A2である場合には、テーブルTa1とテーブルTa2を、電流補正値の演算に用いられる2種類のテーブルとして選択する。|Ax|>A2である場合には、補正値演算部61は、テーブルTa2とテーブルTa3を、電流補正値の演算に用いられる2種類のテーブルとして選択する。
For example, when N = 3, three types of current correction tables Ta 1 created for each current command value A 1 , A 2 , A 3 (where 0 <A 1 <A 2 <A 3 ). , Ta 2 and Ta 3 are created. When | A x | ≦ A 2 , the correction
また、例えば、N=4である場合には、電流指令値A1,A2,A3,A4(ただし、0<A1<A2<A3<A4)毎に作成された4種類の電流補正用テーブルTa1,Ta2,Ta3,Ta4が作成される。補正値演算部61は、|Ax|≦A2である場合には、テーブルTa1とテーブルTa2を、電流補正値の演算に用いられる2種類のテーブルとして選択する。|Ax|>A3である場合には、補正値演算部61は、テーブルTa3とテーブルTa4を、電流補正値の演算に用いられる2種類のテーブルとして選択する。A2<|Ax|≦A3である場合には、補正値演算部61は、An<|Ax|≦An+1を満たす2種類の電流指令値A2,A3に対応する2種類のテーブルTa2,Ta3を、電流補正値の演算に用いられる2種類のテーブルとして選択する。
Further, for example, when N = 4, 4 created for each current command value A 1 , A 2 , A 3 , A 4 (where 0 <A 1 <A 2 <A 3 <A 4 ). Types of current correction tables Ta 1 , Ta 2 , Ta 3 , and Ta 4 are created. When | A x | ≦ A 2 , the correction
補正値演算部61によって選択された2種類のテーブルを、電流指令値Anに対するTanおよび電流指令値An+1に対するTan+1とすると、補正値演算部61は次のようにして、電流補正値Icを演算する。
各電流補正用テーブルTa1,Ta2,…,TaN−1,TaNに、ロータ回転角度毎に、電流指令値A1,A2,…,AN−1,ANに対するトルクリップル測定値B1(θ),B2(θ),…,BN−1(θ),BN(θ)が記憶されている場合について説明する。この場合には、補正値演算部61は、一方のテーブルTanから、実回転角θaに対応するトルクリップル測定値Bn(θa)を求めるとともに、他方のテーブルTan+1から、実回転角θaに対応するトルクリップル測定値Bn+1(θa)を求める。そして、補正値演算部61は、次式(12a)または(12b)に基づいて、電流補正値Icを演算する。
Two types of table selected by the correction
Each current correction table Ta 1, Ta 2, ..., the Ta N-1, Ta N, for each rotor rotation angle, the current command value A 1, A 2, ..., the torque ripple measurement for A N-1, A N A case where values B 1 (θ), B 2 (θ),..., B N-1 (θ), B N (θ) are stored will be described. In this case, the correction
Ax≧0の場合 Ic=Bx(θa)/KT …(12a)
Ax<0の場合 Ic=−Bx(θa)/KT …(12b)
Bx(θa)={(|Ax|−An)/(An+1−An)}・Bn+1(θa)
+{(An+1−|Ax|)/(An+1−An)}・Bn(θa)
なお、前記式(12a),(12b)において、Bx[θ]は、電流指令値が現在設定値Axの絶対値|Ax|でありかつロータ回転角が実回転角θaである場合のトルクリップル推定値を表している。また、KTは、電動モータ18のトルク定数である。
When A x ≧ 0 I c = B x (θ a ) / K T (12a)
When A x <0 I c = −B x (θ a ) / K T (12b)
B x (θ a ) = {(| A x | −A n ) / (A n + 1 −A n )} · B n + 1 (θ a )
+ {(A n + 1 − | A x |) / (A n + 1 −A n )} · B n (θ a )
In the equations (12a) and (12b), B x [θ] is that the current command value is the absolute value | A x | of the current set value A x and the rotor rotation angle is the actual rotation angle θ a . Represents the estimated torque ripple. Further, KT is a torque constant of the
次に、各電流補正用テーブルTa1,Ta2,…,TaNに、ロータ回転角度毎に、電流指令値A1,A2,…,AN−1,ANに対するトルクリップル測定値を電動モータ18のトルク定数KTで除算した値(トルクリップル測定値の電流換算値)C1(θ),C2(θ),…,CN−1(θ),CN(θ)が記憶されている場合について説明する。この場合には、補正値演算部61は、一方のテーブルTanから、実回転角θaに対応するトルクリップル測定値の電流換算値Cn(θa)を求めるとともに、他方のテーブルTan+1から、実回転角θaに対応するトルクリップル測定値の電流換算値Cn+1(θa)を求める。そして、補正値演算部61は、次式(13a)または(13b)に基づいて、電流補正値Icを演算する。
Next, the current correction table Ta 1, Ta 2, ..., the Ta N, for each rotor rotation angle, the current command value A 1, A 2, ..., the torque ripple measurement for A N-1, A N divided by the torque constant K T of the electric motor 18 (the current conversion value of the torque ripple measurements) C 1 (θ), C 2 (θ), ..., C N-1 (θ), C N (θ) is The case where it is stored will be described. In this case, the correction
Ax≧0の場合 Ic=Cx(θa) …(13a)
Ax<0の場合 Ic=−Cx(θa) …(13b)
Cx(θa)={(|Ax|−An)/(An+1−An)}・Cn+1(θa)
+{(An+1−|Ax|)/(An+1−An)}・Cn(θa)
なお、前記式(13a),(13b)において、Cx[θ]は、電流指令値が現在設定値Axの絶対値|Ax|でありかつロータ回転角が実回転角θaである場合のトルクリップル推定値の電流換算値を表している。
When A x ≧ 0 I c = C x (θ a ) (13a)
When A x <0 I c = −C x (θ a ) (13b)
C x (θ a ) = {(| A x | −A n ) / (A n + 1 −A n )} · C n + 1 (θ a )
+ {(A n + 1 − | A x |) / (A n + 1 −A n )} · C n (θ a )
In the equations (13a) and (13b), C x [θ] is that the current command value is the absolute value | A x | of the current set value A x and the rotor rotation angle is the actual rotation angle θ a . The current converted value of the estimated torque ripple value is shown.
前述の実施形態では、電流位相角演算部54は、電流検出部33によって検出された検出電流から演算された電機子電流Ia(この実施形態ではq軸電流iq)と、予め設定された電流位相角演算式(例えば式(4)参照)とに基づいて、電機子電流Iaに対してモータトルクが最大値に近い値となる電流位相角βを演算している。しかし、電流位相角演算部54は、前記電流位相角演算式によって表される電機子電流Iaと電流位相角βとの関係を記憶したマップと、電流検出部33によって検出された検出電流から演算された電機子電流Iaとに基づいて、電機子電流Iaに対してモータトルクが最大値に近い値となる電流位相角βを演算してもよい。
In the above-described embodiment, the current phase
また、前述の実施形態では、前記式(3)に基づいて、各電機子電流Iaに対応する電流位相角−モータトルク特性曲線上の最大トルク値を結ぶ曲線を直線近似し、得られた近似式に基づいて電流位相角演算式を求めている。しかし、最小二乗法等の他の方法によって、各電機子電流Iaに対応する電流位相角−モータトルク特性曲線上の最大トルク値を結ぶ曲線を直線近似し、得られた近似式に基づいて電流位相角演算式を求めるようにしてもよい。 In the above-described embodiment, the curve connecting the maximum torque values on the current phase angle-motor torque characteristic curve corresponding to each armature current Ia is obtained by linear approximation based on the equation (3). The current phase angle calculation formula is obtained based on the approximate formula. However, by another method such as a least square method, a curve connecting the maximum torque values on the current phase angle-motor torque characteristic curve corresponding to each armature current Ia is linearly approximated, and based on the obtained approximate expression A current phase angle calculation formula may be obtained.
また、電流位相角演算部54は、力率に基づいて、電流位相角βを演算するものであってもよいし、電動モータ18の出力電圧に基づいて電流位相角βを演算するものであってもよい。
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。
Further, the current phase
In addition, various design changes can be made within the scope of matters described in the claims.
12…ECU、18…電動モータ、25…回転角センサ、31…マイクロコンピュータ、33…電流検出部、40…不揮発性メモリ、41…電流指令値設定部、43…d軸電流指令値設定部、44…q軸電流指令値設定部、45…d軸電流偏差演算部、46…q軸電流偏差演算部、47…d軸PI制御部、48…q軸PI制御部、53…回転角演算部、60…電流補正部、61…補正値演算部、62…補正値加算部、100…ロータ、Ta1,Ta2…電流補正用テーブル
DESCRIPTION OF
Claims (11)
前記複数種類の電流指令値毎に、ロータ回転角毎にトルクリップル測定値に応じた値を記憶した複数種類のテーブルを作成する第1ステップと、
前記モータの電流指令値を設定する第2ステップと、
前記モータのロータの実回転角を検出する第3ステップと、
前記複数種類のテーブルのうちの2種類のテーブルを用いて、前記第2ステップによって設定されている電流指令値および前記第3ステップによって検出されている実回転角に対応したトルクリップルを打ち消すための電流補正値を演算する第4ステップと、
前記第4ステップによって演算される電流補正値を、前記第2ステップによって設定される電流指令値に加算する第5ステップと、
前記第5ステップによって電流補正値が加算された後の電流指令値に基づいて、前記モータを制御する第6ステップと、を含むモータ制御方法。 A motor control method for controlling a synchronous reluctance motor in which torque ripples for a plurality of types of current command values are measured in advance,
A first step of creating a plurality of types of tables storing values corresponding to torque ripple measurement values for each rotor rotation angle for each of the plurality of types of current command values;
A second step of setting a current command value of the motor;
A third step of detecting an actual rotation angle of the rotor of the motor;
For canceling torque ripple corresponding to the current command value set by the second step and the actual rotation angle detected by the third step, using two types of tables among the plurality of types of tables A fourth step of calculating a current correction value;
A fifth step of adding the current correction value calculated in the fourth step to the current command value set in the second step;
And a sixth step of controlling the motor based on the current command value after the current correction value is added in the fifth step.
前記複数種類のテーブルが、前記N種類の電流指令値A1,A2,…,AN−1,AN毎に作成されたN種類のテーブルTa1,Ta2,…,TaN−1,TaNであり、
前記第4ステップは、前記第2ステップによって設定されている電流指令値をAxとすると、|Ax|≦A2である場合には、Ta1とTa2の2種類のテーブルを用いて電流補正値を演算し、|Ax|>AN−1である場合には、TaN−1とTaNの2種類のテーブルを用いて電流補正値を演算し、A2<|Ax|≦AN−1である場合には、An<|Ax|≦An+1を満たす2種類の電流指令値An,An+1に対応する2種類のテーブルを用いて電流補正値を演算する、請求項1に記載のモータ制御方法。 When N is a predetermined integer of 3 or more, N types of current command values A 1 , A 2 ,..., A N−1 , A N (where n = 1, 2,. , 0 <A n <A n + 1 ), the torque ripple is measured in advance,
The plural kinds of tables, said N kinds of current command values A 1, A 2, ..., A N-1, A N type created for each N of the table Ta 1, Ta 2, ..., Ta N-1 , Ta N ,
In the fourth step, if the current command value set in the second step is A x , if | A x | ≦ A 2 , two types of tables of Ta 1 and Ta 2 are used. When the current correction value is calculated and | A x |> A N−1 , the current correction value is calculated using two types of tables, Ta N−1 and Ta N , and A 2 <| A x When | ≦ A N−1 , the current correction value is calculated using two types of tables corresponding to two types of current command values A n and A n + 1 that satisfy A n <| A x | ≦ A n + 1. The motor control method according to claim 1.
Ax≧0の場合 Ic=Bx(θa)/KT …(a1)
Ax<0の場合 Ic=−Bx(θa)/KT …(a2)
Bx(θa)={(|Ax|−An)/(An+1−An)}・Bn+1(θa)
+{(An+1−|Ax|)/(An+1−An)}・Bn(θa) Wherein the plurality of types of tables, the torque ripple measurements for each rotor rotation angle is stored, the two types of tables used for calculating the current correction value, the table Ta n and the current for the current command value A n and Ta n + 1 with respect to the command value a n + 1, the current command value set by the second step and a x, the actual rotational angle that is detected by the third step and theta a, the actual rotation of the table Ta n The torque ripple measurement value corresponding to the angle θ a is B n (θ a ), the torque ripple measurement value corresponding to the actual rotation angle θ a in the table Tan + 1 is B n + 1 (θ a ), and the torque of the electric motor When the constant is K T, the current correction value I c is expressed by the following equation (a1) or represented by (a2), the motor control according to any one of claims 1 to 3 Method.
When A x ≧ 0 I c = B x (θ a ) / K T (a1)
When A x <0 I c = −B x (θ a ) / K T (a2)
B x (θ a ) = {(| A x | −A n ) / (A n + 1 −A n )} · B n + 1 (θ a )
+ {(A n + 1 − | A x |) / (A n + 1 −A n )} · B n (θ a )
Ax≧0の場合 Ic=Cx(θa) …(b1)
Ax<0の場合 Ic=−Cx(θa) …(b2)
Cx[θ]={(|Ax|−An)/(An+1−An)}・Cn+1(θa)
+{(An+1−|Ax|)/(An+1−An)}・Cn(θa) In the plurality of types of tables, current converted values of torque ripple measurement values are stored for each rotor rotation angle, and two types of tables used for calculating a current correction value are table for current command value An . and ta n + 1 for ta n and the current command value a n + 1, the current command value set by the second step and a x, the actual rotational angle that is detected by the third step and theta a, table Ta n C the current conversion value of the torque ripple measurements corresponding to the actual rotation angle theta a and C n (θ a), the current conversion value of the torque ripple measurements corresponding to the actual rotation angle theta a in the table Ta n + 1 in When n + 1 (θ a), the current correction value I c, the motor control method according to claim 1 represented by the following formula (b1) or (b2)
When A x ≧ 0 I c = C x (θ a ) (b1)
When A x <0 I c = −C x (θ a ) (b2)
C x [θ] = {(| A x | −A n ) / (A n + 1 −A n )} · C n + 1 (θ a )
+ {(A n + 1 − | A x |) / (A n + 1 −A n )} · C n (θ a )
前記複数種類の電流指令値毎に作成され、ロータ回転角毎にトルクリップル測定値に応じた値を記憶した複数種類のテーブルと、
前記モータの電流指令値を設定する電流指令値設定手段と、
前記モータの実回転角を検出する回転角検出手段と、
前記複数種類のテーブルのうちの2種類のテーブルを用いて、前記電流指令値設定手段によって設定されている電流指令値および前記回転角検出手段によって検出されている実回転角に対応したトルクリップルを打ち消すための電流補正値を演算する電流補正値演算手段と、
前記電流補正値演算手段によって演算される電流補正値を、前記電流指令値設定手段によって設定される電流指令値に加算する加算手段と、
前記加算手段によって電流補正値が加算された後の電流指令値に基づいて、前記モータを制御する制御手段と、を含むモータ制御装置。 A motor control device for controlling a synchronous reluctance motor in which torque ripples for a plurality of types of current command values are measured in advance,
Created for each of the plurality of types of current command values, a plurality of types of tables storing values corresponding to torque ripple measurement values for each rotor rotation angle;
Current command value setting means for setting a current command value of the motor;
Rotation angle detection means for detecting the actual rotation angle of the motor;
Using two of the plurality of types of tables, torque ripples corresponding to the current command value set by the current command value setting means and the actual rotation angle detected by the rotation angle detection means are obtained. Current correction value calculation means for calculating a current correction value for canceling,
Adding means for adding the current correction value calculated by the current correction value calculating means to the current command value set by the current command value setting means;
And a control means for controlling the motor based on a current command value after the current correction value is added by the adding means.
前記複数種類のテーブルが、前記2種類の電流指令値毎に作成された2種類のテーブルである、請求項6に記載のモータ制御装置。 Torque ripples for two types of current command values are measured in advance,
The motor control device according to claim 6, wherein the plurality of types of tables are two types of tables created for each of the two types of current command values.
前記複数種類のテーブルが、前記N種類の電流指令値A1,A2,…,AN−1,AN毎に作成されたN種類のテーブルTa1,Ta2,…,TaN−1,TaNであり、
前記電流補正値演算手段は、前記第2ステップによって設定されている電流指令値をAxとすると、|Ax|≦A2である場合には、Ta1とTa2の2種類のテーブルを用いて電流補正値を演算し、|Ax|>AN−1である場合には、TaN−1とTaNの2種類のテーブルを用いて電流補正値を演算し、A2<|Ax|≦AN−1である場合には、An<|Ax|≦An+1を満たす2種類の電流指令値An,An+1に対応する2種類のテーブルを用いて電流補正値を演算するように構成されている、請求項6に記載のモータ制御装置。 When N is a predetermined integer of 3 or more, N types of current command values A 1 , A 2 ,..., A N−1 , A N (where n = 1, 2,. , 0 <A n <A n + 1 ), the torque ripple is measured in advance,
The plural kinds of tables, said N kinds of current command values A 1, A 2, ..., A N-1, A N type created for each N of the table Ta 1, Ta 2, ..., Ta N-1 , Ta N ,
When the current command value set in the second step is A x , the current correction value calculation means calculates two types of tables of Ta 1 and Ta 2 when | A x | ≦ A 2. To calculate a current correction value. If | A x |> A N−1 , the current correction value is calculated using two types of tables, Ta N−1 and Ta N , and A 2 <| When A x | ≦ A N−1 , the current correction value is obtained using two types of tables corresponding to two types of current command values A n and A n + 1 that satisfy A n <| A x | ≦ A n + 1. The motor control device according to claim 6, wherein the motor control device is configured to calculate
Ax≧0の場合 Ic=Bx(θa)/KT …(a1)
Ax<0の場合 Ic=−Bx(θa)/KT …(a2)
Bx(θa)={(|Ax|−An)/(An+1−An)}・Bn+1(θa)
+{(An+1−|Ax|)/(An+1−An)}・Bn(θa) Wherein the plurality of types of tables, the torque ripple measurements for each rotor rotation angle is stored, the two types of tables used for calculating the current correction value, the table Ta n and the current for the current command value A n and Ta n + 1 with respect to the command value a n + 1, the current command value set by the current command value setting means and a x, the actual rotational angle that is detected by the rotation angle detecting means and theta a, in the table Ta n the torque ripple measurements corresponding to the actual rotation angle theta a and B n [θ], the torque ripple measurements corresponding to tables T n + 1 in the actual rotation angle theta a and B n + 1 [θ], the electric motor When the torque constant and K T, the current correction value I c is expressed by the following equation (a1) or represented by (a2), the motor control according to any one of claims 6-8 Location.
When A x ≧ 0 I c = B x (θ a ) / K T (a1)
When A x <0 I c = −B x (θ a ) / K T (a2)
B x (θ a ) = {(| A x | −A n ) / (A n + 1 −A n )} · B n + 1 (θ a )
+ {(A n + 1 − | A x |) / (A n + 1 −A n )} · B n (θ a )
Ax≧0の場合 Ic=Cx(θa) …(b1)
Ax<0の場合 Ic=−Cx(θa) …(b2)
Cx[θ]={(|Ax|−An)/(An+1−An)}・Cn+1(θa)
+{(An+1−|Ax|)/(An+1−An)}・Cn(θa) In the plurality of types of tables, current converted values of torque ripple measurement values are stored for each rotor rotation angle, and two types of tables used for calculating a current correction value are table for current command value An . and ta n + 1 for ta n and the current command value a n + 1, the current command value set by the current command value setting means and a x, the actual rotational angle that is detected by the rotation angle detecting means and theta a, the current conversion value of the torque ripple measurements corresponding to the actual rotation angle theta a in the table Ta n and C n (θ a), current conversion of the torque ripple measurements corresponding to the actual rotation angle theta a in the table Ta n + 1 a value between C n + 1 (θ a) , the current correction value I c is the motor according to any one of claims 6-8 represented by the following formula (b1) or (b2) Your way.
When A x ≧ 0 I c = C x (θ a ) (b1)
When A x <0 I c = −C x (θ a ) (b2)
C x [θ] = {(| A x | −A n ) / (A n + 1 −A n )} · C n + 1 (θ a )
+ {(A n + 1 − | A x |) / (A n + 1 −A n )} · C n (θ a )
前記モータを制御する請求項6〜10のいずれか一項に記載のモータ制御装置とを含む、電動パワーステアリング装置。 A synchronous reluctance motor for applying a driving force to the steering mechanism of the vehicle;
An electric power steering apparatus comprising: the motor control apparatus according to claim 6 that controls the motor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013162649A JP6288408B2 (en) | 2013-08-05 | 2013-08-05 | Motor control method, motor control device, and electric power steering device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013162649A JP6288408B2 (en) | 2013-08-05 | 2013-08-05 | Motor control method, motor control device, and electric power steering device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2015033265A true JP2015033265A (en) | 2015-02-16 |
JP6288408B2 JP6288408B2 (en) | 2018-03-07 |
Family
ID=52518174
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2013162649A Expired - Fee Related JP6288408B2 (en) | 2013-08-05 | 2013-08-05 | Motor control method, motor control device, and electric power steering device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6288408B2 (en) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN109004868A (en) * | 2018-07-31 | 2018-12-14 | 河北工业大学 | The novel mixing SVPWM method of Four-switch converter power supply PMSM Torque Ripple Optimization |
JP2019041495A (en) * | 2017-08-25 | 2019-03-14 | 株式会社荏原製作所 | Sensorless drive device of dynamo-electric machine such as switched reluctance motor and electric generator, and rotary system including sensorless drive device and dynamo-electric machine |
CN110109397A (en) * | 2019-05-10 | 2019-08-09 | 河北工业大学 | Design of electrical motor and control collaboration coupled system and method |
WO2019163554A1 (en) * | 2018-02-20 | 2019-08-29 | 日本電産株式会社 | Motor control system and power steering system |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008273391A (en) * | 2007-04-27 | 2008-11-13 | Mitsubishi Electric Corp | Electric power steering control device |
-
2013
- 2013-08-05 JP JP2013162649A patent/JP6288408B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008273391A (en) * | 2007-04-27 | 2008-11-13 | Mitsubishi Electric Corp | Electric power steering control device |
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2019041495A (en) * | 2017-08-25 | 2019-03-14 | 株式会社荏原製作所 | Sensorless drive device of dynamo-electric machine such as switched reluctance motor and electric generator, and rotary system including sensorless drive device and dynamo-electric machine |
WO2019163554A1 (en) * | 2018-02-20 | 2019-08-29 | 日本電産株式会社 | Motor control system and power steering system |
JPWO2019163554A1 (en) * | 2018-02-20 | 2021-02-04 | 日本電産株式会社 | Motor control system and power steering system |
US11362608B2 (en) | 2018-02-20 | 2022-06-14 | Nidec Corporation | Motor control system and power steering system |
JP7271846B2 (en) | 2018-02-20 | 2023-05-12 | ニデック株式会社 | Motor control system and power steering system |
CN109004868A (en) * | 2018-07-31 | 2018-12-14 | 河北工业大学 | The novel mixing SVPWM method of Four-switch converter power supply PMSM Torque Ripple Optimization |
CN109004868B (en) * | 2018-07-31 | 2021-10-15 | 河北工业大学 | Mixed SVPWM method for torque ripple optimization of PMSM (permanent magnet synchronous motor) powered by four-switch inverter |
CN110109397A (en) * | 2019-05-10 | 2019-08-09 | 河北工业大学 | Design of electrical motor and control collaboration coupled system and method |
CN110109397B (en) * | 2019-05-10 | 2020-12-04 | 河北工业大学 | Motor design and control cooperative coupling system and method |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP6288408B2 (en) | 2018-03-07 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP6022951B2 (en) | Electric power steering device | |
JP6064207B2 (en) | Brushless motor control method, brushless motor control device, and electric power steering device | |
US9407177B2 (en) | Rotating electric machine control device and electric power steering apparatus | |
WO2011077589A1 (en) | Electric power steering apparatus | |
JP7137768B2 (en) | motor controller | |
JP5672191B2 (en) | Electric power steering device | |
US10826421B2 (en) | Motor control device | |
JP2010011543A (en) | Motor controller | |
JP5267848B2 (en) | Motor control device | |
JP5273465B2 (en) | Motor control device | |
JP6288408B2 (en) | Motor control method, motor control device, and electric power steering device | |
JP5257374B2 (en) | Electric power steering device | |
JP5995079B2 (en) | Motor control device | |
JP6183646B2 (en) | Motor control device | |
JP2017229216A (en) | Motor control device | |
JP2020005388A (en) | Motor control method and motor controller | |
JP2019047568A (en) | Motor control device | |
JP2011230531A (en) | Device for controlling motor | |
JP2011109874A (en) | Motor controller and vehicle steering apparatus | |
JP5353195B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP6120050B2 (en) | Motor control device and electric power steering device using the same | |
JP7449471B2 (en) | motor control device | |
JP2013223333A (en) | Motor controller | |
JP2014158323A (en) | Motor controller | |
JP2014079112A (en) | Motor control device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20160720 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20170413 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20170525 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20170724 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20180110 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20180123 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6288408 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |